CN108604893B - 高频滤波电路、双工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

高频滤波电路(22A)具备串联臂谐振器(22s)、并联臂谐振器(22p1)、连接在节点(x1)与接地端子之间的并联臂谐振器(22p2)、配置在节点(x1)与接地端子之间并切换连结节点(x1)、并联臂谐振器(22p2)以及接地端子的路径的导通和非导通的开关(22SW)，并联臂谐振器(22p1)和将并联臂谐振器(22p2)和开关(22SW)串联连接而成的串联电路并联连接在节点(x1)与接地端子之间，并联臂谐振器(22p1)的谐振频率(frp)比串联臂谐振器(22s)的谐振频率(frs)低，并联臂谐振器(22p2)的谐振频率(frp2)比并联臂谐振器(22p1)的谐振频率(frp)高。

Description

高频滤波电路、双工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及具有谐振器的高频滤波电路、双工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，配置于移动体通信机的前端部的带通滤波器等广泛利用使用弹性波的弹性波滤波器。另外，为了应对多模/多频段等的复合化，将具备多个弹性波滤波器的高频前端电路实用化。
在专利文献1中，公开了一种包含能够应对多个频带的组合的分波器的前端电路的结构。图13是专利文献1所记载的前端电路的框图。该图所记载的前端电路具备分波器601、SPDT(Single Pole Double Throw：单刀双掷)型的开关651和652、双工器661～664以及天线609。分波器601具备LPF(低通滤波器)610、BPF(带通滤波器)620和630、以及HPF(高通滤波器)640。在LPF610经由端子603连接有开关651的共用端子，在开关651的选择端子连接有与被分配为低频侧的2个频带对应的双工器661和662。另外，在HPF640经由端子604连接有开关652的共用端子，在开关652的选择端子连接有与被分配为高频侧的2个频带对应的双工器663和664。根据上述结构，接近的低频侧的2个频带的选择通过开关651的切换来进行，双工器661或者662排他地成为导通状态。另外，接近的高频侧的2个频带的选择通过开关652的切换来进行，双工器663或者664排他地成为导通状态。
专利文献1:日本特开2015－115866号公报
然而，在上述的以往的前端电路中，排他地切换低频侧的2个频带的电路以及排他地切换高频侧的2个频带的电路分别需要2个双工器以及SPDT型的开关。即使在限定为发送侧路径或者接收侧路径的情况下，也需要2个带通滤波器以及SPDT型的开关。因此，电路结构变得繁琐，另外，电路尺寸变得大型化。
发明内容
因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，目的在于提供一种能够以简单化并且小型化的电路结构，切换2个频带的信号路径的高频滤波电路、双工器、高频前端电路以及通信装置。
为了实现上述目的，本发明的一个方式的高频滤波电路具备：串联臂谐振器，连接在输入端子与输出端子之间；第一并联臂谐振器，连接在连结上述输入端子、上述串联臂谐振器以及上述输出端子的路径上的节点与接地端子之间；第二并联臂谐振器，连接在上述节点与上述接地端子之间；以及开关元件，配置在上述节点与上述接地端子之间，切换连结上述节点、上述第二并联臂谐振器以及上述接地端子的路径的导通和非导通，上述第一并联臂谐振器和将上述第二并联臂谐振器和上述开关元件串联连接而成的串联电路并联连接在上述节点与上述接地端子之间，上述第一并联臂谐振器的谐振频率比上述串联臂谐振器的谐振频率低，上述第二并联臂谐振器的谐振频率比上述第一并联臂谐振器的谐振频率高。
根据上述结构，在由串联臂谐振器和并联臂谐振器构成的带通型的滤波电路中，在开关元件为非导通状态的情况下，通过串联臂谐振器和第一并联臂谐振器，形成第一带通特性。另外，在开关元件为导通状态的情况下，通过串联臂谐振器、第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器的合成谐振器，形成与第一带通特性不同的第二带通特性。
在第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的合成特性中，第二并联臂谐振器的谐振点存在于第一并联臂谐振器的谐振点的高频率侧，并且串联臂谐振器的反谐振点的低频侧。另外，在第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的合成特性中，由于反映出第一并联臂谐振器的第一反谐振点为比第一并联臂谐振器的反谐振点低频，所以第二带通特性与第一带通特性相比能够使带宽缩小。换句话说，通过开关元件的切换，能够调整上述滤波电路的通带。以往，在被应用于相互排他地选择2个频带的系统的滤波电路中，需要2个滤波电路以及切换该2个滤波器的SPDT型的开关。与此相对，在本结构中，能够由一个滤波电路以及SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件构成。因此，能够使滤波电路简单化以及小型化。
另外，也可以是上述第二并联臂谐振器的谐振频率比上述串联臂谐振器的谐振频率高，并且比上述串联臂谐振器的反谐振频率低。
根据该结构，第二并联臂谐振器的谐振频率比影响通带内的中心频率附近的插入损失的串联臂谐振器的谐振频率高，并且，比与通带外的高频侧的衰减极对应的串联臂谐振器的反谐振频率低。由此，在使开关元件导通的情况下，能够在维持通带内的低损失性的情况下，使通带外的高频侧的衰减极移至低频侧。由此，由于在使开关元件导通的情况下，能够使通带的高频带端移至低频侧，所以能够不损坏通过特性的陡度地缩小通带宽度。
另外，也可以是上述高频滤波电路在上述路径为非导通的情况下，通过上述串联臂谐振器和上述第一并联臂谐振器，使第一频带的高频信号从上述输入端子朝向上述输出端子通过，在上述路径导通的情况下，通过上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器的合成谐振电路，使与第一频带不同的第二频带的高频信号从上述输入端子朝向上述输出端子通过，上述第二频带的高频端比上述第一频带的高频端低。
根据该结构，能够对排他地选择使用2个频带的系统，应用简单化以及小型化的滤波电路。
另外，也可以是上述第一频带和上述第二频带部分重叠或者接近。
根据该结构，能够对排他地选择使用频带部分重叠或者接近的2个频带的系统，应用简单化以及小型化的滤波电路。
另外，也可以在上述节点与上述接地端子之间，并联连接有多个通过上述第二并联臂谐振器和上述开关元件串联连接而构成的谐振电路，多个上述谐振电路所具有的上述第二并联臂谐振器的谐振频率各不相同。
由此，在由串联臂谐振器和第一并联臂谐振器规定的第一通带特性中，通过任意地选择由第二并联臂谐振器和开关元件构成的多个谐振电路中导通的谐振电路的开关元件，能够进行较细的带宽的调整。
另外，也可以是上述高频滤波电路具有多级由一个上述串联臂谐振器和一个上述第一并联臂谐振器构成的滤波器结构，多级的上述滤波器结构中2级以上的滤波器结构具有上述第二并联臂谐振器和上述开关元件。
由此，在由多级的梯型的滤波器结构规定的通带特性中，通过任意地选择导通的开关元件以及个数，能够进行较细的带宽的调整。
另外，也可以还具备串联连接在上述第二并联臂谐振器与上述开关元件之间的电感器。
通过在第二并联臂谐振器与开关元件之间串联插入电感器，包含第二并联臂谐振器的谐振电路的谐振频率降低，所以能够预计该频率降低而较高地设计第二并联臂谐振器的谐振频率。由此，能够使第二并联臂谐振器小型化且能够节省空间化。
另外，上述开关元件的非导通时的电容也可以是0.8pF以下。
由此，能够增大频率可变宽度。
另外，连接上述第二并联臂谐振器和上述开关元件的布线的特性阻抗也可以是20Ω以上。
由此，能够增大频率可变宽度。
另外，也可以还具备配置在上述输入端子和上述输出端子之间的垂直耦合型滤波电路。
由此，能够通过开关元件的切换，来调整由垂直耦合型滤波电路规定的带通特性。
另外，上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器也可以是弹性表面波谐振器或者使用BAW的弹性波谐振器。
由此，由于能够由使用弹性波的压电元件构成高频滤波电路，所以能够实现具有陡度较高的通过特性的小型的高频滤波电路。
另外，上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器也可以具有形成于同一压电基板上的IDT电极。
由此，由于能够由使用弹性表面波的IDT电极构成高频滤波电路，所以能够实现具有陡度较高的通过特性的小型并且薄型的高频滤波电路。
另外，上述开关元件也可以是由GaAs或CMOS构成的FET开关或者二极管开关。
由此，由于能够由一个FET开关或者二极管开关构成开关元件，所以能够实现小型的高频滤波电路。
另外，本发明的一个方式的双工器，也可以是发送侧滤波电路以及接收侧滤波电路的任意一个包含上述记载的高频滤波电路。
由此，在被应用于排他地选择相互接近的2个频带的系统的可调谐双工器中，能够使该双工器简单化以及小型化。
另外，本发明的一个方式的高频前端电路也可以具备：控制部，控制多个上述开关元件的导通和非导通；和上述记载的高频滤波电路，上述控制部独立地控制上述多个开关元件的导通和非导通。
由此，在由串联臂谐振器和第一并联臂谐振器规定的第一通带特性中，通过独立地选择多个开关元件，能够精确地选择与3个以上的频带对应的通过特性。
另外，本发明的一个方式的高频前端电路也可以具备：控制部，控制上述开关元件的导通和非导通；功率放大器，放大高频发送信号；以及使通过上述功率放大器放大后的高频发送信号通过的上述记载的高频滤波电路或者双工器。
由此，能够使具有功率放大器的发送系统的前端电路简单化以及小型化。
另外，本发明的一个方式的高频前端电路也可以具备：控制部，控制上述开关元件的导通和非导通；使由天线元件接收到的高频接收信号通过的上述记载的高频滤波电路或者双工器；以及低噪声放大器，对从上述高频滤波电路或者上述双工器输出的高频接收信号进行放大。
由此，能够使具有低噪声放大器的接收系统的前端电路简单化以及小型化。
另外，本发明的一个方式的通信装置具备：RF信号处理电路，对基带信号或者高频信号进行处理；和上述记载的高频前端电路。
由此，能够使通信装置简单化以及小型化。
根据本发明的高频滤波电路，能够以简单化并且小型化的电路结构，排他地切换2个频带的信号路径。
附图说明
图1是实施方式1的通信装置的电路结构图。
图2是对实施方式1的高频滤波电路的通过特性和频率分配的关系进行说明的图。
图3是表示实施方式1的高频滤波电路的一个例子的电路结构图。
图4是示意性地表示实施方式1的高频滤波电路的谐振器的俯视图和剖视图的一个例子。
图5A是表示实施方式1的高频滤波电路的开关截止时的阻抗特性以及通过特性的曲线图。
图5B是表示实施方式1的高频滤波电路的开关导通时的阻抗特性以及通过特性的曲线图。
图5C是表示实施方式1的高频滤波电路的开关截止时以及开关导通时的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。
图6A是表示一个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图6B是表示并联连接的2个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图7是比较例的高频滤波电路的电路结构图。
图8A是实施方式1的变形例1的高频滤波电路的电路结构图。
图8B是实施方式1的变形例2的高频滤波电路的电路结构图。
图9是表示在谐振器串联连接有阻抗元件的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。
图10是实施方式1的变形例3的高频滤波电路的电路结构图。
图11A是实施方式2的高频滤波电路的电路结构图。
图11B是表示实施方式2的高频滤波电路的通过特性的曲线图。
图12A是实施方式2的变形例的高频滤波电路的电路结构图。
图12B是表示实施方式2的变形例的高频滤波电路的通过特性的曲线图。
图13是表示实施方式3的高频滤波电路的电路结构图。
图14是表示实施方式3的高频滤波电路的开关截止时以及开关导通时的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。
图15A是实施方式3的高频滤波电路的开关截止时的等效电路图。
图15B是表示使实施方式3的高频滤波电路的截止电容变化的情况下的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。
图15C是表示实施方式3的高频滤波电路的截止电容与谐振频率以及阻抗的关系的曲线图。
图16A是表示实施方式3的变形例的高频滤波电路的电路结构图。
图16B是对实施方式3的变形例的高频滤波电路的结构进行说明的俯视图以及剖视图。
图16C是表示使实施方式3的变形例的高频滤波电路的布线阻抗变化的情况下的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。
图16D是表示实施方式3的变形例的高频滤波电路的布线阻抗与谐振频率以及阻抗的关系的曲线图。
图17是实施方式4的高频滤波电路的电路结构图。
图18是实施方式5的双工器的电路结构图。
图19是专利文献1所记载的前端电路的框图。
具体实施方式
以下，使用实施例和附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，以下说明的实施方式均表示全面的或者具体的例子。以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，并不是限定本发明的主旨。对于以下的实施方式中的构成要素中未记载于独立权利要求的构成要素作为任意的构成要素来说明。另外，附图中所示的构成要素的大小或者大小之比并不是严格的。
(实施方式1)
[1.1RF前端电路的结构]
图1是实施方式1的通信装置的电路结构图。在该图中，示有天线元件1、RF前端电路2以及RF信号处理电路(RFIC)3。天线元件1、RF前端电路2以及RFIC3例如配置于多模/多频段兼容的移动电话的前端部。
RFIC3例如通过上转换等对从基带信号处理电路(未图示)输入的基带发送信号进行信号处理，并将通过该信号处理生成的高频发送信号输出至RF前端电路2。另外，RFIC3作为基于所使用的频带，来控制RF前端电路2所具有的各开关的导通以及非导通的控制部发挥功能。
RF前端电路2具备开关21A、21B、21C及23、高频滤波电路22A、高频滤波器22B及22C、以及功率放大器24。由此，RF前端电路2具有多个使规定的频带的高频信号选择性地通过的信号路径。具体而言，频带(频段)A1或者频带(频段)A2的高频发送信号通过经由功率放大器24、开关23、高频滤波电路22A以及开关21A的信号路径被输出至天线元件1。另外，频段B的高频发送信号通过经由功率放大器24、开关23、高频滤波器22B以及开关21B的信号路径被输出至天线元件1。另外，频段C的高频发送信号通过经由功率放大器24、开关23、高频滤波器22C以及开关21C的信号路径被输出至天线元件1。
高频滤波电路22A是本发明的主要结构，是通过用于选择频带的控制信号S1来切换用于传递频段A1的高频发送信号的通过特性和用于传递频段A2的高频发送信号的通过特性的滤波器元件。
高频滤波器22B是具有用于传递频段B的高频发送信号的通过特性的滤波器元件。
高频滤波器22C是具有用于传递频段C的高频发送信号的通过特性的滤波器元件。
开关23是SP3T(Single Pole Triple Throw：单刀三掷)型的开关，是通过用于选择频带的控制信号S2来切换连接的开关元件。此外，开关23也可以是根据所设定的频段数来设定选择端子数n的SPnT(Single Pole n Throw：单刀N掷)型的开关。
此外，在图1中省略接收信号路径的详细显示，但高频接收信号从天线元件1经由RF前端电路2所具有的各接收信号路径被输出至RFIC3。具体而言，频段A1或者频段A2的高频接收信号通过经由天线元件1、开关21A、接收侧滤波电路(未图示)以及低噪声放大器(未图示)的信号路径被输出至RFIC3。另外，频段B的高频接收信号通过经由天线元件1、开关21B、接收侧滤波电路(未图示)以及低噪声放大器(未图示)的信号路径被输出至RFIC3。另外，频段C的高频接收信号通过经由天线元件1、开关21C、接收侧滤波电路(未图示)以及低噪声放大器(未图示)的信号路径被输出至RFIC3。
另外，在图1中，功率放大器24对所有频段的高频信号进行放大，但也可以配置有与各频段相应的独立的功率放大器。
另外，在图1中，作为切换发送路径(Tx)和接收路径(Rx)的部件，假定时分双工(TDD)方式配置有开关21A～21C，但并不限于此。例如，在假定频分双工(FDD)方式，配置有具备使频段B的高频发送信号选择通过的高频滤波器22B和使频段B的高频接收信号选择通过的高频滤波电路的双工器的情况下，在该双工器的前段不需要开关21B。对于频段A1/A2以及频段C也相同。
另外，在时分双工(TDD)方式的情况下，并不限于在高频滤波器22A、22B以及22C与天线元件之间配置有开关21A、21B以及21C。也可以在高频滤波器22A、22B以及22C与功率放大器24之间配置开关21A、21B以及21C，或者也可以在高频滤波器22A、22B以及22C的前段以及后段双方配置有开关。
通过上述结构，RF前端电路2作为根据来自RFIC3的控制信号S1以及S2，选择频段A1/A2、频段B以及频段C的信号路径的至少一个，并能够使用该选择出的信号路径低损失地传递高频信号的无线通信用的高频前端电路发挥功能。
[1.2高频滤波电路的结构]
在多模/多频段兼容的系统中，存在排他地选择使用频带接近或者部分重叠的2个以上的频段的情况。在图1所示的RF前端电路2中，频段A1和频段A2对应于此。以下，对频段A1与频段A2的关系以及所要求的通过特性进行说明。
图2是对实施方式1的高频滤波电路22A的通过特性和频率分配的关系进行说明的图。如该图所示，频段A1的发送频带为fT1L～fT1H，频段A2的发送频带为fT2L～fT2H。在这里，频段A1的发送频带和频段A2的发送频带在fT2L～fT1H重叠。另外，频段A2的发送频带的高频端fT2H比频段A1的发送频带的高频端fT1H高。另一方面，频段A1的接收频带为fR1L～fR1H，频段A2的接收频带为fR2L～fR2H。在这里，频段A1的接收频带和频段A2的接收频带在fR2L～fR1H重叠。进一步，频段A2的发送频带的高频端fT2H和频段A1的接收频带的低频端fR1L的频率间隔非常小、或重叠。在上述频率分配中，排他地选择使用频段A1和频段A2。
在以上那样的频段A1和频段A2的频率规格下构成发送侧滤波器的情况下，为了确保各发送频带的低损失性以及各接收频带的衰减量，需要图2中所示的通过特性。换句话说，作为频段A1的发送侧滤波器的通过特性，需要图2的实线的特性，作为频段A2的发送侧滤波器的通过特性，需要图2的虚线的特性。具体而言，对于频段A2的发送侧滤波器的频带内通过特性，需要使频段A1的发送侧滤波器的频带内通过特性的高频侧移至低频侧来缩小带宽。
根据如上述那样的滤波器要求特性的观点，本实施方式的高频滤波电路22A切换对频段A1要求的通过特性22A1(第二频带)和对频段A2要求的通过特性22A2(第一频带)，从而以简单并且小型的结构来实现。
在这里，所谓的在2个频段中“频带接近或者部分重叠”并不限于如图2所示的频段A1和频段A2那样，通带部分重叠的情况。也包含在2个频段分离的情况下，具有例如2个频段的频率间隔为2个频段的中心频率(各中心频率的平均频率)的几个百分点以内的频率关系的情况。
图3是实施方式1的高频滤波电路22A的电路结构图。该图所示的高频滤波电路22A具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1和22p2、开关22SW、输入端子22m以及输出端子22n。
串联臂谐振器22s连接在输入端子22m与输出端子22n之间。
并联臂谐振器22p1是连接在连结输入端子22m、串联臂谐振器22s以及输出端子22n的路径上的节点x1与接地(基准)端子之间的第一并联臂谐振器。
并联臂谐振器22p2是连接在节点x1与接地端子之间的第二并联臂谐振器。
开关22SW配置在节点x1与接地端子之间，是切换连结节点x1、并联臂谐振器22p2以及接地端子的路径的导通以及非导通的开关元件。在本实施方式中，开关22SW与并联臂谐振器22p2以及接地端子连接。
在这里，并联臂谐振器22p2的谐振频率比并联臂谐振器22p1的谐振频率高。另外，并联臂谐振器22p2的谐振频率比串联臂谐振器22s的谐振频率高，并且，比串联臂谐振器22s的反谐振频率低。
换句话说，在本实施方式的高频滤波电路22A中，构成梯型滤波器的串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1中的并联臂谐振器22p1和将频率可变用的并联臂谐振器22p2以及开关22SW串联连接而成的电路以并联的方式连接在节点x1与接地端子之间。
另外，开关22SW例如可举出由GaAs或CMOS(Complementary Metal OxideSemiconductor：互补金属氧化物半导体)构成的FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)开关、或者二极管开关。由此，由于能够由一个FET开关或者二极管开关构成开关22SW，所以能够实现小型的高频滤波电路22A。
在本实施方式中，串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1和22p2是使用弹性表面波的谐振器。由此，由于能够由形成于压电基板上的IDT(InterDigital Transducer)电极构成高频滤波电路22A，所以能够实现具有陡度较高的通过特性的小型并且薄型的高频滤波电路22A。在这里，对弹性表面波谐振器的结构进行说明。
图4是示意性地表示实施方式1的高频滤波电路22A的谐振器的俯视图以及剖视图的一个例子。在该图中，例示有构成高频滤波电路22A的串联臂谐振器22s、以及并联臂谐振器22p1和22p2中表示串联臂谐振器22s的结构的平面示意图以及剖面示意图。此外，图4所示的串联臂谐振器是用于对上述多个谐振器的典型的结构进行说明的结构，构成电极的电极指的根数、长度等并不限于此。
高频滤波电路22A的各谐振器由压电基板50、具有梳形形状的IDT电极11a以及11b构成。
如图4的俯视图所示，在压电基板50上，形成有相互对置的一对IDT电极11a以及11b。IDT电极11a由相互平行的多个电极指110a和连接多个电极指110a的汇流条电极(busbar electrode)111a构成。另外，IDT电极11b由相互平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与X轴方向正交的方向形成。
另外，由多个电极指110a及110b以及汇流条电极111a及111b构成的IDT电极54如图4的剖视图所示，为紧贴层541和主电极层542的层叠结构。
紧贴层541是用于提高压电基板50和主电极层542的紧贴性的层，作为材料，例如使用Ti。紧贴层541的膜厚例如为12nm。
对于主电极层542而言，作为材料，例如，使用含有1％Cu的Al。主电极层542的膜厚例如为162nm。
保护层55形成为覆盖IDT电极11a和11b。保护层55是以保护主电极层542免受外部环境影响，并且调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的层，例如，是以二氧化硅为主要成分的膜。
此外，本发明的高频滤波电路22A所具有的各谐振器的结构并不限于图4所记载的结构。例如，IDT电极54也可以不是金属膜的层叠结构，而是金属膜的单层。
另外，构成紧贴层541、主电极层542以及保护层55的材料并不限定于上述的材料。进一步，IDT电极54也可以不是上述层叠结构。IDT电极54例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd、NiCr等金属或者合金构成，另外，也可以通过由上述的金属或者合金构成的多个层叠体构成。另外，也可以不形成保护层55。
压电基板50例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷(按照将以X轴为中心轴从Y轴旋转50°后的轴作为法线的面切出的钽酸锂单晶或者陶瓷，弹性表面波沿X轴方向传播的单晶或者陶瓷)构成。此外，在本实施方式中，作为压电基板50例示出了50°Y切割X传播LiTaO3单晶，但构成压电基板50的单晶材料并不限于LiTaO3，单晶材料的切割角也并不限于此。
在这里，对IDT电极的设计参数进行说明。所谓的弹性表面波谐振器的波长λ，以图4的中段所示的构成IDT电极11a及11b的多个电极指110a及110b的间距的2倍来规定。另外，如图4的上段所示，IDT电极的交叉宽度L是IDT电极11a的电极指110a和IDT电极11b的电极指110b的从X轴方向观察的情况下的重叠的电极指长度。另外，若将电极指110a以及110b的总数设为Mp，则对数为(Mp－1)/2。根据频段A1和频段A2中的通带的要求规格，来决定串联臂谐振器22s、以及并联臂谐振器22p1和22p2的波长λ、交叉宽度L及对数。
此外，从高频滤波电路22A的小型化的观点考虑，优选串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1以及22p2形成在相同的压电基板50上，但也可以分别形成在不同的基板上。
另外，串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1和22p2也可以不是弹性表面波谐振器，而是使用BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的谐振器。由此，由于能够由使用弹性波的压电元件构成高频滤波电路22A，所以能够实现具有陡度较高的通过特性的小型的高频滤波电路。
[1.3高频滤波电路的通过特性]
图5A是表示实施方式1的高频滤波电路22A的开关22SW截止(非导通)时的阻抗特性以及通过特性的曲线图。另外，图5B是表示实施方式1的高频滤波电路22A的开关22SW导通(on)时的阻抗特性以及通过特性的曲线图。另外，图5C是表示实施方式1的高频滤波电路22A的开关22SW截止时以及开关22SW导通时的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。
本实施方式的高频滤波电路22A具有由串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2构成的梯型的1级滤波器结构。在开关22SW为截止状态时，由于并联臂谐振器22p2不发挥功能，所以成为由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1构成的梯型的1级滤波器结构。在图5A中，示有开关22SW为截止状态的情况下的梯型弹性表面波滤波器的阻抗特性以及通过特性。
首先，使用图5A，对由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1构成的梯型弹性表面波滤波器的动作原理进行说明。
图5A所示的并联臂谐振器22p1具有谐振频率frp1和反谐振频率fap1(＞frp1)。另外，串联臂谐振器22s分别具有谐振频率frs和反谐振频率fas(＞frs＞frp1)。在由梯型的谐振器构成带通滤波器时，使并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1和串联臂谐振器22s的谐振频率frs接近。由此，并联臂谐振器22p1的阻抗接近0的谐振频率frp1附近成为低频侧阻带。另外，由此若频率增加，则在反谐振频率fap1附近并联臂谐振器22p1的阻抗升高，并且，在谐振频率frs附近串联臂谐振器22s的阻抗接近0。由此，在反谐振频率fap1～谐振频率frs的附近，在从输入端子22m朝向输出端子22n的信号路径上成为信号通带。进一步，若频率升高，成为反谐振频率fas附近，则串联臂谐振器22s的阻抗升高，成为高频侧阻带。
在图5A的高频滤波电路22A中，若从输入端子22m输入高频信号，则在输入端子22m与接地端子之间产生电位差，由此，压电基板50变形，从而产生沿X方向传播的弹性表面波。在这里，通过使串联臂谐振器22s的IDT电极的波长λ对应于谐振频率frs的波长，使并联臂谐振器22p1的IDT电极的波长λ对应于谐振频率frp1的波长，只有具有要通过的频率成分的高频信号通过高频滤波电路22A。
另一方面，在图5B中，示有开关22SW为导通状态的情况下的梯型弹性表面波滤波器的阻抗特性以及通过特性。开关22SW成为导通状态，从而梯型弹性波滤波器的并联谐振电路成为并联臂谐振器22p1和22p2并联连接的结构。由此，并联臂谐振器22p1和22p2并联连接而成的并联谐振电路的谐振点从低频侧成为谐振频率frp3及frp4这2点(图5B的上段曲线图)。此外，谐振频率frp3是反映了并联臂谐振器22p1的谐振特性的谐振点，对应于由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1构成的1级梯型滤波器中的形成于通带的低频侧的衰减极。另外，谐振频率frp4是反映了并联臂谐振器22p2的谐振特性的谐振点，对应于上述梯型滤波器结构中的形成于通带的高频侧的衰减极。在这里，并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2(反映至并联谐振电路的谐振频率frp4)被设定为比并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1(反映至并联谐振电路的谐振频率frp3)高。另外，并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2被设定为比串联臂谐振器22s的谐振频率frs高，并且，比串联臂谐振器22s的反谐振频率fas低。
另外，并联臂谐振器22p1和22p2并联连接而成的并联谐振电路的反谐振点从低频侧成为反谐振频率fap3和fap4这2点(图5B的上段曲线图)。此外，反谐振频率fap3是反谐振频率fap3和fap4中低频侧的反谐振点，位于由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1构成的1级梯型滤波器中的通带内。另外，反谐振频率fap4是反谐振频率fap3和fap4中高频率侧的反谐振点，位于比上述梯型滤波器结构中的通带靠高频侧。在这里，并联臂谐振器22p1和22p2的并联谐振电路的反谐振频率fap3比并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1低，上述并联谐振电路的反谐振频率fap4比并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2低。
以下，使用等效电路模型对谐振器的谐振特性进行说明。首先，对图5A所示的开关22SW为截止状态情况下的并联臂谐振电路的谐振特性进行说明。
图6A是表示一个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，谐振器能够用电容器C1和电感器L1的串联电路与电容器C0的并联电路来表示。在这里，电容器C0是谐振器的静电电容。
在上述等效电路中，谐振器的谐振频率fr由电容器C1和电感器L1的串联电路来规定，通过式1来表示。
[式1]
Figure BDA0001756721160000141
另外，由于谐振器的反谐振频率fa是上述等效电路的导纳Y为0的频率，所以通过求解式2，通过式3来表示。
[式2]
Figure BDA0001756721160000142
[式3]
Figure BDA0001756721160000151
根据上述式1和式3，如图6A的右侧曲线图所示，反谐振频率fa与谐振频率fr相比出现在高频率侧。
换句话说，对于图5A所示的开关22SW为截止状态的情况下的并联臂谐振电路而言，能够看出仅具有并联臂谐振器22p1的谐振特性，谐振点和比该谐振点位于高频率侧的反谐振点各出现1点。
接下来，对图5B所示的开关22SW为导通状态的情况下的并联臂谐振电路的谐振特性进行说明。
图6B是表示并联连接的2个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。在该图中，示有谐振器res1和res2并联连接而成的模型。谐振器res1能够用电容器C1和电感器L1的串联电路与电容器C01的并联电路来表示，谐振器res2能够用电容器C2和电感器L2的串联电路与电容器C02的并联电路来表示。在这里，电容器C01和C02分别是谐振器res1和res2的静电电容。由这2个谐振器res1和res2构成的谐振电路用图6B左下所示的等效电路来表示。换句话说，上述谐振电路用电容器C1和电感器L1的串联电路、电容器C2和电感器L2的串联电路、以及电容器C0(＝C01+C02)的并联电路来表示。
在上述等效电路中，谐振器的谐振频率fr由电容器C1和电感器L1的串联电路来规定，用式1表示。
在上述等效电路中，规定2个谐振点，谐振频率fr1和fr2分别由电容器C1和电感器L1的串联电路、以及电容器C2和电感器L2的串联电路来规定，用式4表示。
[式4]
Figure BDA0001756721160000152
换句话说，用上述等效电路表示的2个谐振点fr1和fr2分别大致等于谐振器res1的谐振点fr＿res1和谐振器res2的谐振点fr＿res2。
另外，由于上述等效电路的反谐振点是上述等效电路的导纳Y为0的频率，所以通过求解式5可知，如式6那样具有2个反谐振频率(fa1和fa2)。
[式5]
Figure BDA0001756721160000161
[式6]
Figure BDA0001756721160000162
可知通过上述式6得到的反谐振频率fa1和fa2与通过式3得到的谐振器单体的反谐振频率(在图6B的曲线图中显示为fa＿res1和fa＿res2)不同。另外，根据式6导出的反谐振频率fa1比谐振器res1单体的反谐振频率fa＿res1低，反谐振频率fa2比谐振器res2单体的反谐振频率fa＿res2低。
参照图5C，对高频滤波电路22A的开关22SW截止时以及开关22SW导通时的阻抗特性以及通过特性进行详细比较。
在开关22SW截止时的情况下，由于并联臂谐振器22p2的阻抗大体为无限大，所以高频滤波电路22A的阻抗特性为对串联臂谐振器22s的阻抗特性(图5C上段曲线图的实线)和并联臂谐振器22p1的阻抗特性(图5C上段曲线图的细虚线)进行合成所得的阻抗特性。因此，开关22SW截止时的情况下的高频滤波电路22A为将并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1设为低频侧的衰减极，将串联臂谐振器22s的反谐振频率fas设为高频侧的衰减极，由并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1和串联臂谐振器22s的谐振频率frs构成通带的带通滤波器(图5C下段曲线图的虚线)。
另一方面，在开关22SW导通时的情况下，高频滤波电路22A的阻抗特性为对串联臂谐振器22s的阻抗特性(图5C上段曲线图的实线)与并联臂谐振器22p1和22p2并联连接而成的并联谐振电路的阻抗特性(图5C上段曲线图的粗虚线)合成而成的阻抗特性。此外，并联谐振电路的阻抗特性(图5C上段曲线图的粗虚线)为并联臂谐振器22p1的阻抗特性(图5C上段曲线图的细虚线)与并联臂谐振器22p2的阻抗特性(图5C上段曲线图的点划线)的合成特性。因此，开关22SW导通时的情况下的高频滤波电路22A为将并联谐振电路的谐振频率frp3(反映并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1)设为低频侧的衰减极，将并联谐振电路的谐振频率frp4(反映并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2)设为高频侧的衰减极的带通滤波器(图5C下段曲线图的实线)。
在这里，在开关22SW导通时，在比并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1靠高频侧，存在并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2。因此，并联谐振电路的反谐振频率fap3移至比并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1靠低频侧，并且并联谐振电路的反谐振频率fap4移至比并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2靠低频侧。换句话说，并联谐振电路的反谐振频率fap3成为比并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1靠低频侧，并且，并联谐振电路的谐振频率frp4成为比串联臂谐振器22s的反谐振频率fas靠低频侧。因此，在开关22SW导通时，与开关22SW截止时相比，通带宽度向低频侧缩小，并且衰减频带也向低频侧位移。
换句话说，根据上述结构，并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2比给通带内的中心频率附近的插入损失带来影响的串联臂谐振器22s的谐振频率frs高，并且，比与通带外的高频侧的衰减极对应的串联臂谐振器的反谐振频率fas低。由此，在开关22SW导通时，能够在维持通带内的低损失性的状态下，使通带外的高频侧的衰减极移至低频侧。因此，由于在开关22SW导通时，能够将通带的高频带端移至低频侧，所以能够不损坏通带的高频端的陡度地缩小通带宽度。
此外，本发明的高频滤波电路并不限于并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2比串联臂谐振器22s的谐振频率frs高，并且，比串联臂谐振器22s的反谐振频率fas低。换句话说，并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2也可以比串联臂谐振器22s的反谐振频率fas高。在该情况下，如上述那样，通过将并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2设定为比并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1高，从而并联谐振电路的通带高频带端的阻抗变得比并联臂谐振器22p1的通带高频带端的阻抗低。因此，能够使开关22SW导通时的高频滤波电路22A的带宽比开关22SW截止时的高频滤波电路22A的带宽窄。
[1.4与以往的比较]
在这里，对本实施方式的高频滤波电路22A和以往的高频滤波电路进行比较。
图7是比较例的高频滤波电路522A的电路结构图。该图所记载的高频滤波电路522A是以往的高频滤波电路，具备频段A1用的发送侧滤波器522A1、频段A2用的发送侧滤波器522A2以及SPDT型的开关523和524。此外，在高频滤波电路522A的前段连接有开关23、以及在后段连接有开关21A的点与本实施方式的高频滤波电路22A相同。如图7所示，在比较例的高频滤波电路522A中，排他地选择接近的频段A1和频段A2这2个频带的电路需要2个独立的滤波电路以及2个SPDT型的开关。为了构成一个SPDT型的开关，例如需要4个FET开关。换句话说，在比较例的高频滤波电路522A的电路结构中，需要2个独立的滤波电路以及8个FET开关。因此，电路结构变得繁琐，另外，电路尺寸大型化。
与此相对，如图3所示，本实施方式的高频滤波电路22A能够由一个滤波电路和一个SPST型的开关22SW构成，其中，上述一个滤波电路由串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1和22p2构成。因此，能够使高频滤波电路简单化和小型化。
[1.5变形例1和变形例2的高频滤波电路的结构]
图8A是实施方式1的变形例1的高频滤波电路22D的电路结构图。另外，图8B是实施方式1的变形例2的高频滤波电路22E的电路结构图。如图8A和图8B所示，变形例1和变形例2的高频滤波电路22D和22E与实施方式1的高频滤波电路22A相比较，作为电路结构在并联臂谐振器与接地端子之间串联附加插入电感器的点不同。以下，对于与实施方式1的高频滤波电路22A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
如图8A所示，实施方式1的变形例1的高频滤波电路22D具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1及22p2、开关22SW、电感器22L、输入端子22m以及输出端子22n。在变形例1中，电感器22L与并联臂谐振器22p1以及接地端子连接。
此外，在高频滤波电路22D中，在连结输入端子22m和输出端子22n的路径上的节点与接地端子之间，串联连接有并联臂谐振器22p1和电感器22L，但并联臂谐振器22p1和电感器22L的连接顺序是任意的。但是，如图8A所示，优选并联臂谐振器22p1和电感器22L中的并联臂谐振器22p1配置于上述节点侧。通过附加电感器22L，包含并联臂谐振器22p1的并联臂谐振电路的谐振点移至低频侧，但若电感器22L被配置于上述节点侧，则由于电感器22L的电阻成分，高频滤波电路22D的损耗增大。这是因为在通带中配置并联臂谐振器22p1的反谐振点(阻抗∞)，但若电感器22L被配置于上述节点侧，则在该通带中高频输入信号经由电感器22L反射。
另外，如图8B所示，实施方式1的变形例2的高频滤波电路22E具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1及22p2、开关22SW、电感器22L、输入端子22m以及输出端子22n。在变形例2中，电感器22L与并联臂谐振器22p2和开关22SW连接。此外，在变形例2中，电感器22L也可以与开关22SW和接地端子连接。
此外，在高频滤波电路22E中，在连结输入端子22m和输出端子22n的路径上的节点与接地端子之间，串联连接有并联臂谐振器22p2、电感器22L以及开关22SW，它们的连接顺序可以是任意的。但是，如图8B所示，优选并联臂谐振器22p2、电感器22L以及开关22SW中的并联臂谐振器22p2配置于上述节点侧。若电感器22L被配置于上述节点侧，则由于电感器22L的电阻成分，高频滤波电路22E的损耗增大。另外，若开关SW被配置于上述节点侧，则由于开关导通时的开关SW的电阻成分，高频滤波电路22E的损耗增大。
在这里，使用等效电路模型对并联臂谐振器串联连接有电感器的情况下的谐振特性进行说明。
图9是表示在谐振器串联连接有阻抗元件X1的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，谐振器能够用电容器C1和电感器L1的串联电路与电容器C0的并联电路来表示。在这里，电容器C0是谐振器的静电电容。另外，对谐振器连接有阻抗元件X1和开关SW的并联电路。
首先，针对开关SW导通的情况，对上述等效电路的谐振特性进行说明。开关SW导通的情况下的谐振频率fr＿on和反谐振频率fa＿on分别与图6A中的谐振频率fr和反谐振频率fa相同，用式7和式8来表示。
[式7]
Figure BDA0001756721160000191
[式8]
Figure BDA0001756721160000201
接下来，针对开关SW截止的情况，分为(1)阻抗元件X1是电容器的情况、以及(2)阻抗元件X1是电感器的情况来进行说明。
(1)阻抗元件X1为电容器Ct的情况
由于开关SW截止的情况下的谐振频率fr＿off1为上述等效电路的阻抗Z为0的频率，所以通过求解式9，用式10来表示。
[式9]
Figure BDA0001756721160000202
[式10]
Figure BDA0001756721160000203
另一方面，开关SW截止的情况下的反谐振频率fa＿off1与开关SW导通的情况下的反谐振频率fa＿on相同，用式11来表示。
[式11]
Figure BDA0001756721160000204
根据式7、式8、式10以及式11，在阻抗元件X1为电容器的情况下，如图9的右侧曲线图所示，不论开关SW的导通截止，反谐振频率fa＿on和fa＿off1都一致。另一方面，对于谐振频率而言，可知与开关SW的导通时(fr＿on)相比，在开关SW截止时(fr＿off1)，移至高频率侧。
(2)阻抗元件X1为电感器Lt的情况
由于开关SW截止的情况下的谐振频率fr＿off2为上述等效电路的阻抗Z为0的频率，所以通过求解式12，用式13来表示。
[式12]
Figure BDA0001756721160000211
[式13]
Figure BDA0001756721160000212
另一方面，开关SW截止的情况下的反谐振频率fa＿off2与开关SW导通的情况下的反谐振频率fa＿on相同，用式14来表示。
[式14]
Figure BDA0001756721160000213
根据式7、式8、式13以及式14，在阻抗元件X1为电感器的情况下，如图9的右侧曲线图所示，不论开关SW的导通截止，反谐振频率fa＿on和fa＿off2都一致。另一方面，对于谐振频率而言，可知与开关SW导通时(fr＿on)相比，在开关SW截止时(fr＿off2)，移至低频侧。
根据变形例1的结构，由于通过电感器22L与并联臂谐振器22p1串联连接，并联臂谐振器22p1的谐振频率移至低频侧，所以能够使高频滤波电路22D的带宽宽带化。另外，根据变形例2的结构，通过串联插入电感器22L，电感器22L与并联臂谐振器22p2的合成的谐振频率降低，所以能够预计该频率降低而较高地设计并联臂谐振器22p2的谐振频率。由此，能够使对梯型滤波电路附加的并联臂谐振器22p2小型化并能够节省空间。
[1.6变形例3的高频滤波电路的结构]
图10是实施方式1的变形例3的高频滤波电路22F的电路结构图。如该图所示，变形例3的高频滤波电路22F与实施方式1的高频滤波电路22A相比较，作为电路结构在并联臂谐振器22p1并联连接有多个由带宽调整用的并联臂谐振器和开关元件串联连接而构成的电路的点不同。以下，对于与实施方式1的高频滤波电路22A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
如图10所示，高频滤波电路22F具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1、22p21、22p22、22p23及22p24、开关SW1、SW2、SW3及SW4、输入端子22m以及输出端子22n。
并联臂谐振器22p21～22p24分别是连接在节点x1与接地端子之间的第二并联臂谐振器。
开关SW1～SW4分别是配置在节点x1与接地端子之间，切换连结节点x1、并联臂谐振器22p21～22p24以及接地端子的路径的导通和非导通的开关元件。在本实施方式中，开关SW1～SW4分别与并联臂谐振器22p21～22p24以及接地端子连接。换句话说，对于高频滤波电路22F而言，由并联臂谐振器22p21和开关SW1的串联连接构成的谐振器电路、由并联臂谐振器22p22和开关SW2的串联连接构成的谐振器电路、由并联臂谐振器22p23和开关SW3的串联连接构成的谐振器电路、以及由并联臂谐振器22p24和开关SW4的串联连接构成的谐振器电路并联连接在节点x1和接地端子之间。
此外，在高频滤波电路22F中，并联臂谐振器22p21和开关SW1的连接顺序、并联臂谐振器22p22和开关SW2的连接顺序、并联臂谐振器22p23和开关SW3的连接顺序以及并联臂谐振器22p24和开关SW4的连接顺序是任意的。但是，如图10所示，优选并联臂谐振器22p21、22p22、22p23以及22p24分别配置于比开关SW1、SW2、SW3以及SW4靠节点x1侧。因为若开关SW1～SW4被配置于节点x1侧，则由于开关导通时的开关SW1～SW4的电阻成分，高频滤波电路22F的损耗增大。
进一步，并联臂谐振器22p21～22p24的谐振频率各不相同。
根据上述结构，在由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1规定的通带特性中，通过任意地选择导通的开关SW1～SW4，能够进行较细的带宽的调整。
此外，并联臂谐振器22p21～22p24的谐振频率可以全部相同。此时，由于能够减少开关导通时的电阻，所以能够减少通带内的损耗。
(实施方式2)
在实施方式1中，对针对一个串联臂谐振器22s和一个并联臂谐振器22p1附加了用于改变通过特性的并联臂谐振器22p2和开关22SW的结构进行了说明。与此相对，在实施方式2中，对具有多级一个串联臂谐振器和一个并联臂谐振器的组合亦即1级滤波器结构的高频滤波电路进行说明。
[2.1高频滤波电路的结构]
图11A是实施方式2的高频滤波电路22G的电路结构图。以下，对于与实施方式1的高频滤波电路22A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
如图11A所示，高频滤波电路22G是具备串联臂谐振器221s、222s、223s以及2224s以及并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)221p、222p1、223p1及224p1的梯型的滤波电路。
高频滤波电路22G还具备用于改变通过特性的并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)222p2、223p2及224p2以及开关(开关元件)222SW、223SW及224SW。并联臂谐振器222p2和开关222SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器222p1并联连接。另外，并联臂谐振器223p2和开关223SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器223p1并联连接。另外，并联臂谐振器224p2和开关224SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器224p1并联连接。换句话说，多个并联臂电路中的3个并联臂电路具有第二并联臂谐振器和开关元件。
在这里，并联臂谐振器222p2的谐振频率比并联臂谐振器222p1的谐振频率高，并联臂谐振器223p2的谐振频率比并联臂谐振器223p1的谐振频率高，并联臂谐振器224p2的谐振频率比并联臂谐振器224p1的谐振频率高。
[2.2高频滤波电路的通过特性]
图11B是表示实施方式2的高频滤波电路22G的通过特性的曲线图。在该图的曲线图中，示出表示输入端子22m和输出端子22n之间的高频滤波器22电路G的通过特性，示出使开关222SW～224SW全部截止的情况下的通过特性(虚线)、和使开关222SW～224SW全部导通的情况下的通过特性(实线)。
在使开关222SW～224SW全部导通的情况下，并联臂谐振器222p2的谐振频率存在于比并联臂谐振器222p1的谐振频率靠高频侧。另外，并联臂谐振器223p2的谐振频率存在于比并联臂谐振器223p1的谐振频率靠高频侧。另外，并联臂谐振器224p2的谐振频率存在于比并联臂谐振器224p1的谐振频率靠高频侧。因此，包含并联臂谐振器222p2～224p2的各并联谐振电路的反谐振频率分别移至比并联臂谐振器222p1～224p1的反谐振频率靠低频侧。伴随于此，包含并联臂谐振器222p2～224p2的各并联谐振电路的通带的高频带端中的阻抗分别比并联臂谐振器222p1～224p1的通带的高频带端中的阻抗低。由此，在使开关222SW～224SW导通的情况下，与使开关222SW～224SW截止的情况相比，通带的高频侧的衰减增大。因此，使开关222SW～224SW导通的情况下的高频滤波电路22G的通带的高频端与使开关222SW～224SW截止的情况下的高频滤波电路22G的通带的高频端相比移至低频侧，带宽变窄。
此外，在本实施方式的高频滤波电路22G中，并联臂谐振器222p2～224p2的谐振频率全部相同，开关222SW～224SW一起被导通或者截止。由此，与实施方式1的高频滤波电路22A相比较，能够使开关导通时的带宽更窄。
[2.3变形例的高频滤波电路的结构]
本变形例的高频滤波电路22H与实施方式2的高频滤波电路22G相比较，作为电路结构在多个第二并联臂谐振器的谐振频率不同，多个开关元件被独立地导通截止的点不同。以下，对于与实施方式2的高频滤波电路22G相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
图12A是实施方式2的变形例的高频滤波电路22H的电路结构图。如该图所示，高频滤波电路22H是具备串联臂谐振器221s、222s、223s以及224s、并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)221p、225p1、226p1以及227p1的梯型的滤波电路。在将串联臂谐振器和与该串联臂谐振器连接的并联臂谐振器的结构定义为1级滤波器结构的情况下，串联臂谐振器221s和并联臂谐振器221p构成1级滤波器结构，串联臂谐振器222s和并联臂谐振器225p1构成1级滤波器结构，串联臂谐振器223s和并联臂谐振器226p1构成1级滤波器结构，串联臂谐振器224s和并联臂谐振器227p1构成1级滤波器结构。换句话说，高频滤波电路22H具有4级滤波器结构。
高频滤波电路22H还具备用于改变通过特性的并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)225p2、226p2以及227p2、开关(开关元件)225SW、226SW以及227SW。并联臂谐振器225p2和开关225SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器225p1并联连接。另外，并联臂谐振器226p2和开关226SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器226p1并联连接。另外，并联臂谐振器227p2和开关227SW串联连接而成的电路与并联臂谐振器227p1并联连接。换句话说，多级滤波器结构中的3级滤波器结构具有第二并联臂谐振器和开关元件。
在这里，并联臂谐振器225p2的谐振频率比并联臂谐振器225p1的谐振频率高，并联臂谐振器226p2的谐振频率比并联臂谐振器226p1的谐振频率高，并联臂谐振器227p2的谐振频率比并联臂谐振器227p1的谐振频率高。
另外，并联臂谐振器225p2的谐振频率比并联臂谐振器226p2的谐振频率低，并联臂谐振器226p2的谐振频率比并联臂谐振器227p2的谐振频率低(并联臂谐振器225p2的谐振频率＜并联臂谐振器226p2的谐振频率＜并联臂谐振器227p2的谐振频率)。此外，在图10A中，将谐振频率较低的并联臂谐振器配置于输出端子22n侧，但各谐振器的配置顺序并不限于此。
[2.4变形例的高频滤波电路的通过特性]
图12B是表示实施方式2的高频滤波电路22H的通过特性的曲线图。在该图的曲线图中，示出使开关225SW～227SW全部截止的情况下的通过特性(虚线)、仅使开关225SW导通的情况下的通过特性(双点划线)、使开关225SW和226SW导通的情况下的通过特性(点划线)、以及使开关225SW～227SW全部导通的情况下的通过特性(实线)。
由此，开关225SW～227SW中成为导通状态的开关越增加，通带的高频侧的衰减越增大。因此，开关225SW～227SW中导通的开关越增加，高频滤波电路22H的通带的高频端越移至低频侧，带宽变窄。
根据本变形例的结构，通过开关元件的选择，能够进行更细的带宽的调整。
此外，在实施方式2及其变形例中，高频滤波电路22G和22H的并联臂电路以及串联臂电路的个数并不限于四个。
(实施方式3)
在本实施方式中，对在实施方式1和实施方式2的高频滤波电路中，与并联臂谐振器连接的开关的截止电容、以及连结该并联臂谐振器和开关的布线的特性阻抗引起的滤波器特性的变化进行说明。
[3.1高频滤波电路的结构]
图13是表示实施方式3的高频滤波电路23A的电路结构图。另外，图14是表示实施方式3的高频滤波电路23A的开关截止时和开关导通时的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。本实施方式的高频滤波电路23A与实施方式1的高频滤波电路22A电路结构相同，滤波器特性也大致一致。
由于在开关23SW截止时的情况下，并联臂谐振器23p2的阻抗大体无限大，所以高频滤波电路23A的阻抗特性成为对串联臂谐振器23s的阻抗特性(图14上段曲线图的实线)和并联臂谐振器23p1的阻抗特性(图14上段曲线图的粗虚线)合成而成的阻抗特性。因此，开关23SW截止时的情况下的高频滤波电路23A成为将并联臂谐振器23p1的谐振频率frp1设为低频侧的衰减极，将串联臂谐振器23s的反谐振频率fas设为高频侧的衰减极，由并联臂谐振器23p1的反谐振频率fap1和串联臂谐振器23s的谐振频率frs构成通带的带通滤波器(图14下段曲线图的虚线)。
另一方面，在开关23SW导通时的情况下，高频滤波电路23A的阻抗特性成为对串联臂谐振器23s的阻抗特性(图14上段曲线图的实线)和将并联臂谐振器23p1和23p2并联连接而成的并联谐振电路的阻抗特性(图14上段曲线图的细虚线)进行合成而成的阻抗特性。此外，并联谐振电路的阻抗特性(图14上段曲线图的细虚线)成为并联臂谐振器23p1的阻抗特性(图14上段曲线图的粗虚线)和并联臂谐振器23p2的阻抗特性(图14上段曲线图的点划线)的合成特性。因此，开关23SW导通时的情况下的高频滤波电路23A成为将并联谐振电路的谐振频率frp3(反映并联臂谐振器23p1的谐振频率frp1)设为低频侧的衰减极，将并联谐振电路的谐振频率frp4(反映并联臂谐振器23p2的谐振频率frp2)设为高频侧的衰减极的带通滤波器(图14下段曲线图的实线)。
在这里，在开关23SW导通时，并联臂谐振器23p2的谐振频率frp2存在于比并联臂谐振器23p1的谐振频率frp1靠高频侧。因此，并联谐振电路的反谐振频率fap3与并联臂谐振器23p1的反谐振频率fap1相比移至低频侧，并且并联谐振电路的反谐振频率fap4与并联臂谐振器23p2的反谐振频率fap2相比移至低频侧。换句话说，并联谐振电路的反谐振频率fap3与并联臂谐振器23p1的反谐振频率fap1相比成为低频侧，并且，并联谐振电路的谐振频率frp4与串联臂谐振器23s的反谐振频率fas相比成为低频侧。因此，在开关22SW导通时，与开关23SW截止时相比通带宽度缩小到低频侧，并且衰减频带也移至低频侧。
换句话说，根据上述结构，并联臂谐振器23p2的谐振频率frp2比影响通带内的中心频率附近的插入损失的串联臂谐振器23s的谐振频率frs高，并且，比与通带外的高频侧的衰减极对应的串联臂谐振器的反谐振频率fas低。由此，在开关23SW导通时，能够在维持通带内的低损失性的情况下，使通带外的高频侧的衰减极移至低频侧。因此，由于在开关23SW导通时，能够使通带的高频带端移至低频侧，所以能够不损坏通带的高频端的陡度地缩小通带宽度。
[3.2由截止电容引起的高频滤波电路的特性]
在这里，开关23SW在截止时，理想情况下阻抗为无限大，但实际上，具有电容成分亦即截止电容(Coff)。
图15A是实施方式3的高频滤波电路23A的开关23SW截止时的等效电路图。另外，图15B是表示使实施方式3的高频滤波电路23A的截止电容变化的情况下的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。更具体而言，图15B的上段曲线图示出使开关23SW的截止电容Coff变化的情况下的并联臂谐振器23p2和截止电容Coff的合成特性的变化，图15B的下段曲线图示出使开关23SW的截止电容Coff变化的情况下的开关23SW截止时的高频滤波电路23A的滤波器特性的变化。
如图15B的上段曲线图所示，通过增大截止电容Coff，并联臂谐振器23p2和截止电容Coff的合成特性的谐振频率(frp2)移至低频。另外，如图15B的下段曲线图所示，通过增大截止电容Coff，通带高频带侧的衰减极(frp4)也移至低频侧。此外，截止电容Coff的变化不会影响并联臂谐振器23p2和截止电容Coff的合成特性的反谐振频率(fap2)。
图15C是表示实施方式3的高频滤波电路23A的截止电容与谐振频率以及谐振频率中的阻抗的关系的曲线图。
在开关23SW截止时，理想情况下，希望开关23SW的阻抗无限大，但实际上截止电容Coff增大，从而上述阻抗降低。因此，通过并联臂谐振器23p2和截止电容Coff的合成特性，产生新的衰减极(frp4)，根据截止电容Coff的值来规定上述合成特性的谐振频率(frp2)。
在这里，由于由开关23SW导通时的并联臂谐振器23p2(图15B上段曲线图中的无电容Coff)形成的衰减极(frp4)为780MHz，所以截止电容Coff越大，由开关23SW的导通截止引起的频率可变宽度越窄。另外，在上述那样的频率可变滤波器中，由于需要20MHz以上的频率可变宽度，所以截止电容Coff需要设定为0.8pF以下。
由此，能够较大地确保开关23SW的导通时和截止时的频率可变宽度。此外，上述需要的频率可变宽度例如也根据在构成使频段28Tx(703－748MHz)和频段68Tx(698－728MHz)可变的滤波器的情况下通带高频带端的频率差为20MHz来设定。
[3.3由布线阻抗引起的高频滤波电路的特性]
图16A是表示实施方式3的变形例的高频滤波电路23B的电路结构图。由于本变形例的高频滤波电路23B与实施方式1的高频滤波电路22A以及实施方式3的高频滤波电路23A电路结构相同，滤波器特性也大致一致，所以对于开关23SW导通截止时的基本的滤波器特性，省略说明。
在图16A所示的高频滤波电路23B中，明确示有连接并联臂谐振器23p2和开关23SW的布线23k。
此外，所谓的“布线阻抗”意味着布线的特性阻抗，在本实施方式中，为了方便，将布线的特性阻抗记作“布线阻抗”。
[3.4高频滤波电路的结构]
图16B是对实施方式3的变形例的高频滤波电路23B的结构进行说明的俯视图以及剖视图。更具体而言，在图16B的上段示有从高频滤波电路23B的上方观察到的俯视图，在中段示有透视布线基板内的俯视图，在下段示有剖视图。包含串联臂谐振器23s、并联臂谐振器23p1及23p2的弹性表面波谐振器(23saw)和开关23SW由各个封装(芯片)构成，并搭载在布线基板100上。另外，弹性表面波谐振器(23saw)和开关23SW被树脂部件101覆盖。作为布线基板100，例示LTCC基板或者PCB基板。通过布线基板100内的导通孔布线和布线图案，弹性表面波谐振器(23saw)和开关23SW连接。特别是，并联臂谐振器23p2和开关23SW通过配置于布线基板100上或者内部的布线23k连接。在理想情况下希望没有布线23k(并联臂谐振器23p2和开关23SW直接连结的状态)，但由于以不同封装构成弹性表面波谐振器(23saw)和开关23SW，所以需要布线23k。
[3.5由布线阻抗引起的高频滤波电路的特性]
在这里，布线23k的特性阻抗会影响高频滤波电路23B的滤波器特性。
图16C是表示使实施方式3的变形例的高频滤波电路23B的布线阻抗变化的情况下的阻抗特性以及通过特性的比较的曲线图。更具体而言，图16C的左上段曲线图示出在开关23SW截止时使布线23k的特性阻抗变化的情况下的并联臂谐振器23p2、布线23k以及开关23SW的合成特性的变化。另外，图16C的右上段曲线图示出在开关23SW导通时使布线23k的特性阻抗变化的情况下的并联臂谐振器23p2和开关23SW的合成特性的变化。另外，图16C的左下段曲线图示出在开关23SW截止时使布线23k的特性阻抗变化的情况下的高频滤波电路23B的滤波器特性的变化。另外，图16C的右下段曲线图示出在开关23SW导通时使布线23k的特性阻抗变化的情况下的高频滤波电路23B的滤波器特性的变化。
首先，在开关23SW截止时，布线23k的特性阻抗越高越接近理想状态的特性，布线23k的特性阻抗越低，通带高频带侧的衰减极(frp4)越移至低频。
另一方面，在开关23SW导通时，布线23k的特性阻抗越高，通带高频带侧的衰减极(frp4)越移至低频，布线23k的特性阻抗越低，越接近理想状态的特性。
图16D是表示实施方式3的变形例的高频滤波电路23B的布线阻抗与谐振频率以及阻抗的关系的曲线图。更具体而言，在图16D的上段，示出开关23SW截止时的布线23k的特性阻抗与并联臂谐振器23p2、布线23k以及开关23SW的合成特性的谐振频率以及阻抗的关系。另外，在图16D的中段，示出开关23SW导通时的布线23k阻抗与并联臂谐振器23p2、布线23k以及开关23SW的合成特性的谐振频率以及阻抗的关系。另外，在图16D的下段，示出开关23SW导通截止时的布线23k的特性阻抗与频率可变宽度的关系。
在这里，如图16D的下段所示，若关注开关23SW导通截止时的通带高频带侧的衰减极(frp4)的频率差亦即频率可变宽度，则越提高布线23k的特性阻抗，则频率可变宽度越增大。另外相反，越降低布线23k的特性阻抗，频率可变宽度越小。另外，如在实施方式3中所示，在频率可变滤波器中，由于需要确保20MHz以上的频率可变宽度，所以布线23k的特性阻抗需要设定为20Ω以上。
由此，能够较大地确保开关23SW的导通时和截止时的频率可变宽度。
在这里，为了较高地设计布线23k的特性阻抗，可举出以下的方法。
(1)将布线基板100的相对介电常数设为15以下。
(2)将布线23k的与上下的接地图案的距离设为100μm以上。
(3)为布线23k的上部没有接地的结构。
(4)使构成布线23k的导通孔比其他层间导通孔细。
(5)在布线基板100的厚度方向上，将布线23k配置于比1/2靠上侧(上半区域)。
(实施方式4)
实施方式1～3的高频滤波电路具有梯型的滤波器结构，相对于此在本实施方式中对具有垂直耦合型的滤波器结构的高频滤波电路进行说明。
图17是实施方式4的高频滤波电路22J的电路结构图。本实施方式的高频滤波电路22J与实施方式1的高频滤波电路22A相比较，作为电路结构附加有垂直耦合型的滤波器结构点不同。以下，对于与实施方式1的高频滤波电路22A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
如图17所示，高频滤波电路22J具备串联臂谐振器221s、222s及223s、并联臂谐振器221p、222p1以222p2、开关222SW、以及垂直耦合谐振器250。
高频滤波电路22J由串联臂谐振器221s～223s和并联臂谐振器221p及222p1构成梯型的滤波电路。进一步，在高频滤波电路22J中，对该梯型的滤波电路附加垂直耦合谐振器250。垂直耦合谐振器250由3个IDT和配置于其两端的反射器构成。通过附加垂直耦合谐振器250，能够适应要求宽带化和衰减强化等的滤波器特性。
针对上述基本结构，并联臂谐振器222p2连接在节点x1与接地端子之间。另外，开关222SW配置在节点x2与接地端子之间，切换连结节点x2、并联臂谐振器222p2以及接地端子的路径的导通和非导通。
在这里，并联臂谐振器222p2的谐振频率被设定为比并联臂谐振器221p1的谐振频率高。由此，在开关222SW导通时，与开关222SW截止时相比，通带的高频侧的衰减增大。因此，开关222SW导通时的高频滤波电路22J的通带的高频端移至比开关222SW截止时的高频滤波电路22J的通带的高频端靠低频侧，带宽变窄。换句话说，通过开关元件的切换，能够调整上述滤波电路的通带。
(实施方式5)
在本实施方式中，对将实施方式1～4的高频滤波电路应用于发送侧滤波器以及接收侧滤波器的双工器进行说明。
图18是实施方式5的双工器22K的电路结构图。该图所示的双工器22K具备发送侧滤波器Tx和接收侧滤波器Rx。发送侧滤波器Tx与输入端子220t和共用端子220c连接，接收侧滤波器Rx与共用端子220c和输出端子220r连接。
发送侧滤波器Tx是具备串联臂谐振器221s～224s和并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)221p～224p1的梯型的滤波电路。发送侧滤波器Tx具有4级滤波器结构。发送侧滤波器Tx还具备用于改变通过特性的并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)222p2～224p2、开关(开关元件)222SW～224SW。多级滤波器结构中的3级滤波器结构具有第二并联臂谐振器和开关元件。
在这里，并联臂谐振器222p2的谐振频率比并联臂谐振器222p1的谐振频率高，并联臂谐振器223p2的谐振频率比并联臂谐振器223p1的谐振频率高，并联臂谐振器224p2的谐振频率比并联臂谐振器224p1的谐振频率高。
接收侧滤波器Rx是具备串联臂谐振器261s～264s和并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)261p～264p1的梯型的滤波电路。接收侧滤波器Rx具有4级滤波器结构。接收侧滤波器Rx还具备用于改变通过特性的并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)262p2～264p2、开关(开关元件)262SW～264SW。多级滤波器结构中的3级滤波器结构具有第二并联臂谐振器和开关元件。
在这里，并联臂谐振器262p2的谐振频率比并联臂谐振器262p1的谐振频率高，并联臂谐振器263p2的谐振频率比并联臂谐振器263p1的谐振频率高，并联臂谐振器264p2的谐振频率比并联臂谐振器264p1的谐振频率高。
根据上述结构，在被应用于排他地选择相互接近的2个频带的系统的可调谐双工器中，能够通过开关222SW～224SW以及开关262SW～264SW的切换，来调整双工器22K的发送通带以及接收通带。另外，能够使双工器22K简单化以及小型化。
此外，本发明的双工器并不限于上述结构，能够将实施方式1～4的高频滤波电路的任意一个应用于发送侧滤波器和接收侧滤波器。
另外，本发明的双工器也可以仅在发送侧滤波器和接收侧滤波器中的任意一方应用实施方式1～4的高频滤波电路。
(其他实施方式等)
以上，举出实施方式1～5和变形例对本发明的实施方式的高频滤波电路和双工器进行说明，但本发明的高频滤波电路和双工器并不限于上述实施方式和变形例。对上述实施方式和变形例中的任意的构成要素进行组合来实现的其它的实施方式、对上述实施方式实施在不脱离本发明的主旨的范围内本领域技术人员能够想到的各种变形而得到的变形例、内置有本公开的高频滤波电路和双工器的各种设备也包含于本发明。
例如，具备实施方式1的变形例3的高频滤波电路22F和控制多个开关22p21～22p24的导通和非导通的控制部，该控制部独立地控制多个开关22p21～22p24的导通和非导通的RF前端电路也包含于本发明。由此，在由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p1的梯型滤波器结构规定的通过特性中，通过独立地选择上述多个开关元件，能够适当地选择与3个以上的频带(频段)对应的通过特性。
或者，具备放大高频发送信号的功率放大器24、使被功率放大器24放大后的高频发送信号通过的实施方式1～4及其变形例的任意一个高频滤波电路、以及控制单个或者多个开关元件的导通和非导通的控制部的RF前端电路也包含于本发明。由此，能够使具有功率放大器24的发送系统的前端电路简单化以及小型化。
或者，具备控制单个或者多个开关元件的导通和非导通的控制部、使由天线元件接收到的高频接收信号通过的实施方式1～4及其变形例的任意一个高频滤波电路作为接收侧滤波电路来应用的技术方案1～13中任一项所述的高频滤波电路、以及对从该高频滤波电路输出的高频接收信号进行放大的低噪声放大器的RF前端电路也包含于本发明。由此，能够使具有低噪声放大器的接收系统的前端电路简单化以及小型化。
进一步，具备对基带信号或者高频信号进行处理的RFIC3和上述RF前端电路的通信装置也包含于本发明。由此，能够使通信装置简单化以及小型化。此外，上述RF前端电路所具备的控制部也可以是RFIC3。
此外，作为上述实施方式1～4及其变形例的高频滤波电路被应用于排他地切换相互接近的频带的系统进行了说明，但也能够应用于对一个频带内分配的排他地切换相互接近的多个信道的系统。
另外，在上述实施方式1～5及其变形例的高频滤波电路和双工器中，构成弹性表面波滤波器的压电基板50也可以是依次层叠高音速支承基板、低音速膜以及压电膜的层叠结构。压电膜例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷(利用将以X轴为中心轴从Y轴旋转了50°的轴作为法线的面切出的钽酸锂单晶或者陶瓷，弹性表面波沿X轴方向传播的单晶或者陶瓷)构成。压电膜例如，厚度为600nm。高音速支承基板是支承低音速膜、压电膜以及IDT电极54的基板。高音速支承基板还是与在压电膜中传播的表面波、边界波的弹性波相比，高音速支承基板中的体波的音速成为高速的基板，起到将弹性表面波限制在层叠有压电膜以及低音速膜的部分，以免从高音速支承基板泄漏到下方的功能。高音速支承基板例如是硅基板，厚度例如为200μm。低音速膜是与在压电膜中传播的体波相比，低音速膜中的体波的音速为低速的膜，配置在压电膜与高音速支承基板之间。根据该结构和能量集中于弹性波本质上为低音速的媒质的性质，来抑制弹性表面波能量向IDT电极外的泄漏。低音速膜例如是以二氧化硅为主要成分的膜，厚度例如为670nm。根据该层叠结构，与单层使用压电基板50的结构相比较，能够大幅提高谐振频率和反谐振频率中的Q值。即，由于可以构成Q值较高的弹性表面波谐振器，所以能够使用该弹性表面波谐振器，构成插入损失较小的滤波器。
此外，高音速支承基板也可以具有层叠支承基板以及与在压电膜中传播的表面波、边界波的弹性波相比所传播的体波的音速成为高速的高音速膜而成的结构。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体、氧化铝、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或者硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。另外，高音速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或者钻石、以上述材料为主要成分的媒质、以上述材料的混合物为主要成分的媒质等各种高音速材料。
另外，在上述实施方式1～5及其变形例的高频滤波电路和双工器中，也可以进一步在输入端子、输出端子以及共用端子之间，连接电感元件、电容元件。
另外，在上述实施方式1～5及其变形例的高频滤波电路和双工器中，为了方便以一个谐振器进行了说明，但也可以由串联分割出的多个谐振器构成。
本发明作为能够应用于排他地使用相互接近的频段的多频段和多模系统的小型的滤波器、双工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于移动电话等通信设备。
附图标记说明
1…天线元件；2…RF前端电路；3…RF信号处理电路(RFIC)；11a、11b、54…IDT电极；21A、21B、21C、22SW、23、23SW、222SW、223SW、224SW、225SW、226SW、227SW、262SW、263SW、264SW、523、524、651、652、SW1、SW2、SW3、SW4…开关；22A、22D、22E、22F、22G、22H、22J、23A、23B、522A…高频滤波电路；22A1、22A2…通过特性；22B、22C…高频滤波器；22K、661、662、663、664…双工器；22L…电感器；22m、23m、220t…输入端子；22n、23n、220r…输出端子；22p1、22p2、22p21、22p22、22p23、22p24、23p1、23p2、221p、222p1、222p2、223p1、223p2、224p1、224p2、225p1、225p2、226p1、226p2、227p1、227p2、261p1、262p1、262p2、263p1、263p2、264p1、264p2…并联臂谐振器；22s、23s、221s、222s、223s、224s、261s、262s、263s、264s…串联臂谐振器；23k…布线；24…功率放大器；50…压电基板；55…保护层；100…布线基板；101…树脂部件；110a、110b…电极指；111a、111b…汇流条电极；220c…共用端子；250…垂直耦合谐振器；522A1、522A2…发送侧滤波器；541…紧贴层；542…主电极层；601…分波器；603、604…端子；609…天线；610…LPF(低通滤波器)；620、630…BPF(带通滤波器)；640…HPF(高通滤波器)。

Claims (18)

1.一种高频滤波电路，具备：
串联臂谐振器，连接在输入端子与输出端子之间；
第一并联臂谐振器，连接在连结上述输入端子、上述串联臂谐振器以及上述输出端子的路径上的节点与接地端子之间；
第二并联臂谐振器，连接在上述节点与上述接地端子之间；以及
开关元件，配置在上述节点与上述接地端子之间，切换连结上述节点、上述第二并联臂谐振器以及上述接地端子的路径的导通和非导通，
上述第一并联臂谐振器和将上述第二并联臂谐振器和上述开关元件串联连接而成的串联电路并联连接在上述节点与上述接地端子之间，
上述第一并联臂谐振器的谐振频率比上述串联臂谐振器的谐振频率低，
上述第二并联臂谐振器的谐振频率比上述第一并联臂谐振器的谐振频率高，
当上述开关元件处于非导通状态时，通过上述第一并联臂谐振器的谐振频率来规定通带低频侧的衰减极，通过上述串联臂谐振器的反谐振频率来规定通带高频侧的衰减极，通过上述第一并联臂谐振器的反谐振频率和上述串联臂谐振器的谐振频率来规定通带，
当上述开关元件处于导通状态时，由上述第一并联臂谐振器、上述第二并联臂谐振器以及上述开关元件构成的并联臂电路具有：与上述第一并联臂谐振器的谐振频率对应的低频侧的谐振频率、与上述第二并联臂谐振器的谐振频率对应的高频侧的谐振频率、与上述第一并联臂谐振器的反谐振频率对应的低频侧的反谐振频率、以及与上述第二并联臂谐振器的反谐振频率对应的高频侧的反谐振频率，
通过上述并联臂电路的低频侧的谐振频率来规定通带低频侧的衰减极，通过上述并联臂电路的高频侧的谐振频率来规定通带高频侧的衰减极，通过上述并联臂电路的低频侧的反谐振频率和上述串联臂谐振器的谐振频率来规定通带。
2.根据权利要求1所述的高频滤波电路，其中，
上述第二并联臂谐振器的谐振频率比上述串联臂谐振器的谐振频率高，并且比上述串联臂谐振器的反谐振频率低。
3.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
上述高频滤波电路在上述路径为非导通的情况下，通过上述串联臂谐振器和上述第一并联臂谐振器，使第一频带的高频信号从上述输入端子朝向上述输出端子通过，在上述路径导通的情况下，通过上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器的合成谐振电路，使与第一频带不同的第二频带的高频信号从上述输入端子朝向上述输出端子通过，
上述第二频带的高频端比上述第一频带的高频端低。
4.根据权利要求3所述的高频滤波电路，其中，
上述第一频带和上述第二频带部分重叠或者接近。
5.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
在上述节点与上述接地端子之间，并联连接有多个通过上述第二并联臂谐振器和上述开关元件串联连接而构成的谐振电路，
多个上述谐振电路所具有的上述第二并联臂谐振器的谐振频率各不相同。
6.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
上述高频滤波电路具有多级由一个上述串联臂谐振器和一个上述第一并联臂谐振器构成的滤波器结构，
多级的上述滤波器结构中2级以上的滤波器结构具有上述第二并联臂谐振器和上述开关元件。
7.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，还具备：
串联连接在上述第二并联臂谐振器与上述开关元件之间的电感器。
8.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
上述开关元件的非导通时的电容为0.8pF以下。
9.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
连接上述第二并联臂谐振器和上述开关元件的布线的特性阻抗为20Ω以上。
10.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，还具备：
配置在上述输入端子和上述输出端子之间的垂直耦合型滤波电路。
11.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器是弹性表面波谐振器、或者使用BAW的弹性波谐振器。
12.根据权利要求11所述的高频滤波电路，其中，
上述串联臂谐振器、上述第一并联臂谐振器以及上述第二并联臂谐振器具有形成于同一压电基板上的IDT电极。
13.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其中，
上述开关元件是由GaAs或CMOS构成的FET开关或者二极管开关。
14.一种双工器，其中，
发送侧滤波电路和接收侧滤波电路的任意一个包含权利要求1～13中任一项所述的高频滤波电路。
15.一种高频前端电路，具备：
控制部，控制多个上述开关元件的导通和非导通；和
权利要求5或6所述的高频滤波电路，
上述控制部独立地控制上述多个开关元件的导通和非导通。
16.一种高频前端电路，具备：
控制部，控制上述开关元件的导通和非导通；
功率放大器，放大高频发送信号；以及
使通过上述功率放大器放大后的高频发送信号通过的权利要求1～13中任一项所述的高频滤波电路或者权利要求14所述的双工器。
17.一种高频前端电路，具备：
控制部，控制上述开关元件的导通和非导通；
使由天线元件接收到的高频接收信号通过的权利要求1～13中任一项所述的高频滤波电路或者权利要求14所述的双工器；以及
低噪声放大器，对从上述高频滤波电路或者上述双工器输出的高频接收信号进行放大。
18.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对基带信号或者高频信号进行处理；和
权利要求15～17中任一项所述的高频前端电路。
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018037967A1 (ja) * 2016-08-23 2018-03-01 株式会社村田製作所 フィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2018037968A1 (ja) * 2016-08-26 2018-03-01 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2018186227A1 (ja) 2017-04-03 2018-10-11 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
WO2019044656A1 (ja) * 2017-08-28 2019-03-07 株式会社村田製作所 フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2019049545A1 (ja) * 2017-09-08 2019-03-14 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2019073899A1 (ja) * 2017-10-10 2019-04-18 株式会社村田製作所 マルチプレクサおよび高周波フィルタ
WO2019078157A1 (ja) * 2017-10-16 2019-04-25 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
DE102019204755A1 (de) * 2018-04-18 2019-10-24 Skyworks Solutions, Inc. Akustikwellenvorrichtung mit mehrschichtigem piezoelektrischem substrat
US10659086B2 (en) * 2018-06-13 2020-05-19 Qorvo Us, Inc. Multi-mode radio frequency circuit
CN109831177A (zh) * 2018-12-20 2019-05-31 天津大学 一种多阻带滤波器及其实现方法
US11405018B2 (en) * 2019-07-22 2022-08-02 Murata Manufacturing Co., Ltd. Filter and multiplexer
CN110798166A (zh) * 2019-10-11 2020-02-14 天津大学 一种滤波电路及提高滤波电路性能的方法和信号处理设备
US11626855B2 (en) * 2019-11-08 2023-04-11 Skyworks Solutions, Inc. Out-of-band rejection using SAW-based integrated balun
CN112886942B (zh) * 2019-11-29 2023-07-07 华为技术有限公司 滤波电路、双工器、通信装置
US11469503B2 (en) * 2020-02-28 2022-10-11 T-Mobile Usa, Inc. Self-optimizing wide band array antennas
JP2021164141A (ja) * 2020-04-03 2021-10-11 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
WO2022147312A1 (en) * 2020-12-31 2022-07-07 Skyworks Solutions, Inc. Conglomerating transmission contours to improve transmission performance for radio-frequency communications
KR20220123934A (ko) * 2021-03-02 2022-09-13 삼성전기주식회사 음향 공진기 필터
TWI802086B (zh) * 2021-11-17 2023-05-11 啟碁科技股份有限公司 通訊裝置與射頻構件

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1035648A3 (en) 1999-03-10 2000-12-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. A band switching filter using a surface acoustic wave resonator and an antenna duplexer using the same
JP2000323961A (ja) * 1999-03-10 2000-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波共振器を用いた帯域切替フィルタとそれを用いたアンテナ共用器
JP3704442B2 (ja) * 1999-08-26 2005-10-12 株式会社日立製作所 無線端末
KR100387212B1 (ko) 1999-09-21 2003-06-12 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 듀플렉서 및 통신 장치
JP2001160766A (ja) * 1999-09-21 2001-06-12 Murata Mfg Co Ltd デュプレクサ及び通信機装置
JP2005051656A (ja) * 2003-07-31 2005-02-24 Sharp Corp スイッチ機能付フィルタ回路および高周波通信装置
JP2008124556A (ja) * 2006-11-08 2008-05-29 Nec Electronics Corp スイッチ回路および半導体装置
JP4725537B2 (ja) 2007-03-07 2011-07-13 株式会社村田製作所 減衰特性可変フィルタ
JP2009130831A (ja) * 2007-11-27 2009-06-11 Samsung Electronics Co Ltd チューナブルフィルタ
JP5441095B2 (ja) * 2008-01-31 2014-03-12 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置
JP2010109894A (ja) * 2008-10-31 2010-05-13 Fujitsu Ltd 弾性波フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置
JP5183459B2 (ja) * 2008-12-26 2013-04-17 太陽誘電株式会社 分波器、分波器用基板および電子装置
WO2010116776A1 (ja) * 2009-03-30 2010-10-14 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ
JP6133216B2 (ja) * 2011-11-30 2017-05-24 スカイワークスフィルターソリューションズジャパン株式会社 ラダー型弾性波フィルタと、これを用いたアンテナ共用器
JP2015115866A (ja) 2013-12-13 2015-06-22 Tdk株式会社 分波器
DE112014006010B4 (de) * 2013-12-27 2019-10-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. Hochfrequenzfilter
JP2015179982A (ja) * 2014-03-19 2015-10-08 日本電波工業株式会社 デュプレクサ用の送信側フィルタ、デュプレクサ及び電子部品
DE102014111909B3 (de) * 2014-08-20 2016-02-04 Epcos Ag Abstimmbares HF-Filter mit Serienresonatoren

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