WO2018003837A1 - マルチプレクサ及びその製造方法 - Google Patents

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WO2018003837A1
WO2018003837A1 PCT/JP2017/023701 JP2017023701W WO2018003837A1 WO 2018003837 A1 WO2018003837 A1 WO 2018003837A1 JP 2017023701 W JP2017023701 W JP 2017023701W WO 2018003837 A1 WO2018003837 A1 WO 2018003837A1
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filter
band
multiplexer
band filter
series trap
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PCT/JP2017/023701
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晴信 堀川
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株式会社村田製作所
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    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer having a plurality of filters and a method for manufacturing the same.
  • Recent cellular phones are required to support a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multiband and multimode, in one terminal. Further, along with the downsizing of mobile phones, there is a demand for further downsizing of modules mounted on mobile phones. Therefore, in order to meet such a demand, a multiplexer is used in which a plurality of filters having different pass bands are connected to one antenna without using a switch.
  • an object of the present invention is to provide a multiplexer that can reduce loss in the passband of another filter that constitutes a multiplexer together with one filter, and a method for manufacturing the same.
  • a multiplexer includes a first filter disposed on a first path connecting an antenna common terminal and a first terminal, the antenna common terminal and the second terminal, The first filter is disposed on a second path connecting the first filter and the first filter between the first filter and a second filter having a pass band different from that of the first filter, and a common connection point between the first path and the second path.
  • a series trap disposed on the path, wherein the series trap has a resonance frequency located in a band different from any of the pass bands of the first and second filters, and It has an anti-resonance frequency located in the passband.
  • the impedance of the series trap becomes maximum (ideally infinite).
  • the first filter is in a high impedance pseudo-open state as seen from the common connection point.
  • the main signal a high-frequency signal that passes through the second filter
  • the loss in the pass band of the second filter can be suppressed, so that the loss of the second filter due to the common connection of the first filter and the second filter can be reduced.
  • the first filter has a lower passband frequency than the second filter, and the resonance frequency of the series trap is in a band between the passband of the first filter and the passband of the second filter. It may be located.
  • the series trap acts as a capacity without being excited. For this reason, deterioration of the filter characteristics of the first filter can be suppressed.
  • the resonance frequency of the series trap may be substantially the same as the frequency of the attenuation pole of the second filter.
  • the impedance of the series trap is minimum (ideally zero) at the resonance frequency.
  • the impedance of the first filter rapidly decreases in the frequency region from the end of the pass band of the second filter to the attenuation pole. That is, in this frequency region, the high frequency signal passing through the second filter is rapidly attenuated.
  • the steepness of the attenuation slope can be improved for the filter characteristics of the second filter.
  • At least one of the first and second filters and the series trap may include an elastic wave resonator using SAW (Surface Acoustic Wave) and BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • the multiplexer can be reduced in size and cost.
  • an elastic wave resonator using SAW and BAW generally exhibits high Q characteristics, it is possible to reduce loss.
  • the at least one of the first and second filters and the series trap includes an acoustic wave resonator using the SAW, and an IDT electrode and a piezoelectric film in which the IDT electrode is disposed on a main surface And a high sonic support substrate having a higher bulk wave sound velocity than the elastic wave sound velocity propagating through the piezoelectric film, and being disposed between the high sound velocity support substrate and the piezoelectric film, and propagating through the piezoelectric film. It is also possible to provide a low-velocity film whose propagating bulk wave velocity is lower than the bulk wave velocity.
  • series trap and the second filter may be formed of the same chip.
  • the multiplexer includes three or more filters connected to the antenna common terminal and having different passbands including the first and second filters, the resonance frequency of the series trap, and the three or more filters. It may be located in a band different from any of the passbands.
  • the present invention can also be realized as a manufacturing method for manufacturing such a multiplexer. That is, in the multiplexer manufacturing method according to one aspect of the present invention, the first filter disposed on the first path connecting the antenna common terminal and the first terminal is formed on the first chip, and the antenna common A second filter disposed on a second path connecting the terminal and the second terminal and having a pass band different from that of the first filter; a common connection point between the first path and the second path; Forming a series trap disposed on the first path between the first filter and the second filter on the second chip, wherein the series trap is a pass band of either the first filter or the second filter. It has a resonance frequency located in a different band and an anti-resonance frequency located in the pass band of the second filter.
  • the multiplexer or the like it is possible to reduce the characteristic loss of other filters that constitute the multiplexer together with one filter.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 2 is a graph schematically showing impedance characteristics of the series trap in the embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the LB band filter in the embodiment.
  • FIG. 4 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator according to the embodiment.
  • FIG. 5A is a diagram schematically illustrating filter characteristics of the LB band filter and the HB band filter before being commonly connected.
  • FIG. 5B is a diagram schematically illustrating filter characteristics of the LB band filter and the HB band filter after they are commonly connected without providing a series trap.
  • FIG. 5C is a diagram schematically illustrating the filter characteristics of the LB band filter and the HB band filter after the series trap is provided and commonly connected.
  • FIG. 6A is a diagram for explaining a problem that may occur in a multiplexer without a series trap.
  • FIG. 6B is a diagram for explaining the effect of the multiplexer according to the embodiment including the series trap.
  • FIG. 7A is a first diagram illustrating characteristics of the LB band filter before being commonly connected in the example and the comparative example.
  • FIG. 7B is a second diagram illustrating the characteristics of the LB band filter before being commonly connected in the example and the comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of the LB band filter and the HB band filter after being commonly connected in the example and the comparative example.
  • FIG. 9A is a configuration diagram schematically illustrating a chip configuration of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 9B is an external perspective view of the multiplexer shown in FIG. 9A.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating pass characteristics of the LB band filter when the resonance frequency of the series trap is varied.
  • FIG. 10B is a diagram illustrating pass characteristics of the HB band filter when the resonance frequency of the series trap is varied.
  • FIG. 10C is a diagram showing a pass characteristic obtained by removing mismatch loss from the pass characteristic shown in FIG. 10B.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a high-frequency front end circuit according to a modification.
  • FIG. 12A is a configuration diagram of a multiplexer according to another modification.
  • FIG. 12B is a graph schematically showing the impedance characteristic of the series trap in another modified example.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a multiplexer 1 according to the present embodiment. In the figure, the antenna element 2 connected to the common terminal Port1 of the multiplexer 1 is also shown.
  • the multiplexer 1 is a duplexer that includes a plurality of filters having different passbands, and the antenna-side terminals of the plurality of filters are commonly connected by a common terminal Port1.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal Port1, a plurality of individual terminals (here, two individual terminals including individual terminals Port2 and 3), and a plurality of filters (here. , An LB (Low Band) band filter 10 and an HB (High Band) band filter 20).
  • the common terminal Port 1 is provided in common to the plurality of filters, and is connected to the plurality of filters inside the multiplexer 1.
  • the common terminal Port 1 is connected to the antenna element 2 outside the multiplexer 1. That is, the common terminal Port1 is an antenna common terminal of the multiplexer 1.
  • the two individual terminals Port 2 and 3 are provided corresponding to the LB band filter 10 and the HB band filter 20 in this order, and are connected to the corresponding filters inside the multiplexer 1. Further, the individual terminals Port 2 and 3 are connected to an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit, not shown) via an amplifier circuit or the like (not shown) outside the multiplexer 1.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the LB band filter 10 is a first filter disposed on a first path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port2 (first terminal).
  • an LB band is assigned to the LB band filter 10 as a pass band, and the frequency of the pass band is lower than that of the HB band filter (second filter).
  • the HB band filter 20 is a second filter that is disposed on a second path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port3 (second terminal) and has a pass band different from that of the LB band filter 10 (first filter).
  • the passbands are different includes not only a case where the passbands are completely separated but also a case where at least a part of the passbands overlap.
  • an HB band that is completely separated from the LB band is assigned to the HB band filter 20 as a pass band. For example, the free band between the LB band and the HB band is wider than the pass bandwidths of the LB band and the HB band.
  • the first path passing through the LB band filter 10 and the second path passing through the HB band filter 20 are connected at a common connection point N. That is, the common connection point N is a node that connects the first route and the second route.
  • the series trap 30 is disposed on the first path between the common connection point N and the LB band filter 10 (first filter). That is, the series trap 30 is connected in series between the common connection point N and the LB band filter 10.
  • the series trap 30 is a resonance circuit having a resonance frequency at which the impedance is minimum (ideally zero) and an anti-resonance frequency at which the impedance is maximum (ideally infinite).
  • FIG. 2 is a graph schematically showing impedance characteristics of the series trap 30.
  • the series trap 30 includes a pass band of the LB band filter 10 (pass band of the first filter, LB band in the figure) and a pass band of the HB band filter 20 (pass band of the second filter, FIG.
  • the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa satisfy fr ⁇ fa, and the resonance frequency fr is located in a free band between the LB band and the HB band.
  • the resonance frequency fr substantially coincides with the frequency of the attenuation pole (here, the attenuation pole on the low frequency side) of the HB band filter 20 (second filter).
  • the resonance frequency fr substantially coincides with the attenuation pole whose frequency is closest to the pass band of the HB band filter 20.
  • Such a series trap 30 is constituted by a resonator.
  • the series trap 30 is not limited to a resonator, but may be a resonance circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency.
  • the series trap 30 may be an LC parallel resonance circuit (so-called tank circuit) configured by an inductor and a capacitor. It doesn't matter.
  • the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa are not limited to fr ⁇ fa, and may satisfy fr> fa.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the LB band filter 10. In the figure, the series trap 30 connected to the LB band filter 10 is also shown.
  • the LB band filter 10 includes seven series resonators 111s, 121s, 122s, 131s, 141s, 151s, and 152s, and six parallel resonators 111p, 121p, 131p, 141p, 151p, and 152p. .
  • the series resonators 111s, 121s, 122s, 131s, 141s, 151s, and 152s are connected in series to each other in this order from the common terminal Port1 side on the first path (series arm) that connects the common terminal Port1 and the individual terminal Port2. ing.
  • the series resonator 111s and the series resonator 122s, and the series resonator 151s and the series resonator 152s are connected in series without any parallel resonator being connected.
  • the parallel resonators 111p, 121p, 131p, 141p, and 151p are connected from the common terminal Port1 side on the path (parallel arm) that connects the connection points of the series trap 30 and the series resonator to the reference terminal (ground). They are connected in parallel in this order.
  • the parallel resonator 152p is connected in series with the parallel resonator 151p.
  • the LB band filter 10 configured in this way has a ladder type filter structure with a plurality of stages (in this embodiment, five stages).
  • the number and connection mode of the series resonators and parallel resonators of the LB band filter 10 are not particularly limited.
  • the LB band filter 10 is not limited to a ladder type filter structure having a series resonator and a parallel resonator, and may be a vertically coupled filter structure.
  • the LB band filter 10 is not limited to a configuration having a resonator, and may be an LC resonance filter or a dielectric filter. That is, the configuration of the LB band filter 10 can be selected as appropriate according to restrictions on the mounting layout or required filter characteristics. These matters are the same for the HB band filter 20.
  • resonator structure Next, the structure of the resonator constituting the LB band filter 10 (first filter), the HB band filter 20 (second filter), and the series trap 30 will be described.
  • These resonators are, for example, acoustic wave resonators using surface acoustic waves (SAW).
  • SAW surface acoustic waves
  • These resonators are not limited to resonators using SAW, and may be, for example, elastic wave resonators using boundary acoustic waves or bulk acoustic waves (BAW).
  • FIG. 4 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator according to the present embodiment.
  • a schematic plan view and a schematic cross-sectional view showing the structure of the series trap 30 among a plurality of resonators constituting the multiplexer 1 are illustrated.
  • the series trap 30 shown in FIG. 4 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrode are limited to this. Not.
  • Each resonator of the multiplexer 1 includes a substrate 420 having a piezoelectric layer 427, and IDT (InterDigital Transducer) electrodes 42a and 42b having a comb shape.
  • IDT InterDigital Transducer
  • the IDT electrode 42a includes a plurality of electrode fingers 422a parallel to each other and a bus bar electrode 421a connecting the plurality of electrode fingers 422a.
  • the IDT electrode 42b includes a plurality of electrode fingers 422b that are parallel to each other and a bus bar electrode 421b that connects the plurality of electrode fingers 422b.
  • the plurality of electrode fingers 422a and 422b are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave.
  • the IDT electrode 42 composed of the plurality of electrode fingers 422a and 422b and the bus bar electrodes 421a and 421b is formed of the adhesive layer 423 and the main electrode as shown in the cross-sectional view of FIG. A layered structure with the layer 424 is employed. That is, the IDT electrode 42 has a stacked structure of two or more (here, two) different metal materials.
  • the adhesion layer 423 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric layer 427 and the main electrode layer 424, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 423 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 424 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 424 is, for example, 131 nm.
  • the protective layer 425 is formed so as to cover the IDT electrodes 42a and 42b.
  • the protective layer 425 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 424 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the film thickness of the protective layer 425 is, for example, 30 nm.
  • the IDT electrode 42 does not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrode 42 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd, Ni, Cr, or W, or a plurality of the metals or alloys described above. You may comprise from the laminated body of.
  • the protective layer 425 may not be formed.
  • the substrate 420 is a substrate based on any piezoelectric material such as lithium tantalate, lithium niobate (LiTaO 3 ), crystal, silicon, sapphire, zinc oxide, and aluminum nitride.
  • the substrate 420 has a stacked structure described below.
  • the substrate 420 includes a high sound speed support substrate 428, a low sound speed film 426, and a piezoelectric layer 427.
  • the high sound speed support substrate 428, the low sound speed film 426, and the piezoelectric layer 427 are provided. It has a laminated structure in this order.
  • the piezoelectric layer 427 is, for example, a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a surface having an axis rotated by 50 ° from the Y-axis with the elastic wave propagation direction (X-axis) as the central axis as a normal line. 1 is a piezoelectric film made of lithium tantalate single crystal or ceramics cut in a step. The thickness of the piezoelectric layer 427 is, for example, 125 nm.
  • the high sound velocity support substrate 428 is a substrate that supports the low sound velocity film 426, the piezoelectric layer 427 and the IDT electrode 42.
  • the high-sonic support substrate 428 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high-sonic support substrate 428 is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating through the piezoelectric layer 427, and the surface acoustic wave is
  • the piezoelectric layer 427 and the low acoustic velocity film 426 are confined in a laminated portion and function so as not to leak downward from the high acoustic velocity support substrate 428.
  • the high sound speed support substrate 428 is, for example, a silicon substrate, and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film 426 is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film 426 is lower than the acoustic velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric layer 427.
  • the low acoustic velocity membrane 426 is formed between the piezoelectric layer 427 and the high acoustic velocity support substrate 428. Arranged between. Due to this structure and the property that energy is concentrated in a medium where acoustic waves are essentially low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film 426 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide, and has a thickness of, for example, 505 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be formed, a filter or the like having a small insertion loss can be formed using the surface acoustic wave resonator.
  • the high sound velocity support substrate 428 has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the sound velocity of the propagating bulk wave is higher than that of the surface wave and boundary wave propagating in the piezoelectric layer 427 are stacked.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • the IDT electrode 42 is formed on the substrate 420 having a stacked structure, but may be formed on a substrate having a single layer structure.
  • a substrate having a single layer structure for example, a single layer substrate composed of a piezoelectric single crystal of LiTaO 3 or another piezoelectric single crystal such as LiNbO 3 can be used.
  • the substrate on which the IDT electrode 42 is formed may have a structure in which a piezoelectric layer is laminated on a support substrate in addition to a piezoelectric layer as a whole as long as it has a piezoelectric layer.
  • the piezoelectric layer 427 uses a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, but the cut angle of the single crystal material is not limited thereto.
  • the laminated structure, material, and thickness may be appropriately changed according to the required pass characteristics of the acoustic wave resonator, and a LiTaO 3 piezoelectric substrate or a LiNbO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the above is used. Even with the existing acoustic wave resonator, the same effect can be obtained.
  • the wavelength of the surface acoustic wave resonator is defined by the repetition pitch ⁇ of the plurality of electrode fingers 422a and 422b constituting the IDT electrode 42 shown in the middle of FIG.
  • the crossing width L of the IDT electrodes is the length of the overlapping electrode fingers when viewed from the X-axis direction of the electrode fingers 422a of the IDT electrodes 42a and the electrode fingers 422b of the IDT electrodes 42b, as shown in the upper part of FIG. It is.
  • the electrode duty ratio of each resonator is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 422a and 422b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 422a and 422b. is there. More specifically, in the electrode duty ratio, the line width of the electrode fingers 422a and 422b constituting the IDT electrodes 42a and 42b is W, and the space width between the adjacent electrode fingers 422a and 422b is S. In this case, it is defined by W / (W + S).
  • Loss reduction mechanism According to the multiplexer 1 configured as described above, one filter (first filter, LB band filter 10 in the present embodiment) and other filters (second filter, in the present embodiment) that constitute the multiplexer 1 are included.
  • the in-band loss of the HB band filter 20) can be reduced.
  • the mechanism capable of reducing this loss will be described with reference to FIGS. 5A to 6B, including the background to the present invention.
  • FIG. 5A to FIG. 5C are diagrams schematically showing a mechanism capable of reducing loss in the present embodiment.
  • FIG. 5A is a diagram schematically illustrating filter characteristics (pass characteristics) of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 before being commonly connected.
  • FIG. 5B is a diagram schematically illustrating the filter characteristics of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 after they are commonly connected without providing the series trap 30.
  • FIG. 5C is a diagram schematically illustrating the filter characteristics of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 after the series trap 30 is provided and commonly connected.
  • the filter characteristics of the LB band filter 10 and the filter characteristics of the HB band filter 20 are respectively the insertion loss between the common terminal Port1 and the individual terminal Port2, and the common terminal Port1. This refers to the insertion loss between the individual terminal Port3.
  • FIGS. 6A and 6B are diagrams schematically illustrating a state in which a leakage signal is suppressed by the series trap 30.
  • FIG. 6A is a diagram for explaining a problem that may occur in the multiplexer 901 that does not include the serial trap 30.
  • FIG. 6B is a diagram for explaining the effect of the multiplexer 1 according to the present embodiment including the series trap 30.
  • the LB band filter 10 and the HB band filter 20 are connected to each other without the series trap 30 as compared to the multiplexer 1 according to the embodiment. Different.
  • the other side filter (second filter, here HB band filter) connected in common due to the influence of one filter (first filter, here LB band filter 10). 20) A loss that deteriorates the filter characteristics or the like may occur.
  • the inventors of the present application may be able to deteriorate the pass characteristics of the commonly connected counterpart filter due to the magnitude relationship between the impedance inherent to one filter and the impedance inherent to the counterpart filter commonly connected thereto. Noticed.
  • the impedance may decrease due to the influence of the intrinsic impedance.
  • the impedance of the LB band filter 10 is insufficient in the HB band (for example, the impedance of the LB band filter 10 is insufficient with respect to the HB band filter 20 as viewed from the common connection point N). The impedance decreases. In this case, as shown in FIG.
  • a part of the main signal (a high-frequency signal passing through the HB band filter 20) leaks out to the LB band filter 10 at the time of both transmission and reception as a leakage signal.
  • a pass band different from its own band (its own pass band, here, the LB band) is formed in the LB band filter 10 after the common connection.
  • the high-frequency signal passing through the HB band filter 20 leaks to the LB band filter 10, and as a result, an in-band loss of the HB band filter 20 can occur as shown in FIG. 5B. .
  • the multiplexer 1 by providing the series trap 30, it is possible to reduce the loss in the passband of the HB band filter 20 that constitutes the multiplexer together with the LB band filter 10.
  • the anti-resonance frequency fa of the series trap 30 is located in the pass band (HB band) of the HB band filter 20 (second filter).
  • the impedance of the series trap 30 becomes maximum (ideally infinite). Therefore, as shown in FIG. 6B, in the HB band, the LB band filter 10 is in a pseudo open state with a high impedance when viewed from the common connection point N.
  • the main signal a high-frequency signal that passes through the HB band filter 20
  • FIG. 5C the anti-resonance frequency fa of the series trap 30 is located in the pass band (HB band) of the HB band filter 20 (second filter).
  • the impedance of the series trap 30 becomes maximum (ideally infinite). Therefore, as shown in FIG. 6B, in the HB band, the LB band filter 10 is in a pseudo open state with a high impedance when viewed from the common connection point N.
  • the main signal a high-frequency signal that passes through the HB band filter 20
  • the loss in the pass band of the HB band filter 20 can be suppressed. That is, the loss in the pass band of the HB band filter 20 due to the common connection of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 can be reduced.
  • the LB band filter 10 (first filter) has a lower passband frequency than the HB band filter 20 (second filter), and the resonance frequency fr of the series trap 30 is , LB band (pass band of the first filter) and HB band (pass band of the second filter). Therefore, in the LB band, the series trap 30 acts as a capacitor without being excited. For this reason, deterioration of the filter characteristics of the LB band filter 10 can be suppressed.
  • the resonance frequency fr of the series trap 30 substantially matches the frequency of the attenuation pole of the HB band filter 20 (second filter).
  • the impedance of the LB band filter 10 rapidly decreases in the frequency region from the end of the pass band of the HB band filter 20 to the attenuation pole. become. That is, in this frequency region, the high frequency signal passing through the HB band filter 20 is rapidly attenuated. For this reason, the steepness of the attenuation slope (so-called “filter characteristic sharpness”) can be improved for the filter characteristics of the HB band filter 20.
  • the multiplexer of the example has the configuration of the multiplexer 1 according to the above embodiment. Specifically, LTE (Long Term Evolution) Band 34 (2010 to 2025 MHz) is assigned to the LB band filter 10 (first filter), and the HB band filter 20 (second filter) is passed. LTE Band 40 (2300 to 2400 MHz) is allocated as a band.
  • LTE Long Term Evolution
  • the comparative example is different from the embodiment in that the series trap 30 is not provided.
  • the multiplexer of the comparative example has a first stage series resonator of the LB band filter 10 instead of the series trap 30. That is, in the comparative example, the first-stage series resonator that contributes to the formation of the pass band (formation of the self-band) by the LB band filter 10 is provided, whereas in the embodiment, the series resonator is used in place of the first-stage series resonator.
  • a trap 30 is provided.
  • the series trap 30 of the embodiment has a structure in which the design parameters and the like of the IDT electrode 42 are adjusted so that the antiresonance frequency fa is located in the HB band for the first stage series resonator of the comparative example.
  • FIG. 7A and 7B are diagrams showing the characteristics of the LB band filter 10 before common connection in the example and the comparative example. These figures show the characteristics of the LB band filter 10 before common connection in the case of the comparative example (without the series trap 30) and the example (with the series trap 30).
  • the upper part of FIG. 7A schematically shows the configuration of the embodiment before common connection.
  • the middle stage of FIG. 7A shows the pass characteristic of the path passing through the LB band filter 10 at this time. More specifically, the signal output from the common terminal Port1 with respect to the signal input to the individual terminal Port2 The insertion loss, which is the intensity ratio, is shown.
  • the lower stage of FIG. 7A shows the pass characteristic from which the mismatch loss at this time is removed.
  • the insertion loss shown in the middle stage of FIG. 7A for example, the common connection point N and the LB band filter 10
  • the insertion loss is shown with the mismatch loss between the two removed.
  • 7B shows the reflection characteristics at this time. More specifically, the reflection loss, which is the intensity ratio of the signal output from the common terminal Port1 to the signal input to the common terminal Port1, is shown. It is shown. In the lower part of FIG. 7B, the reflection characteristic at this time is shown by a Smith chart, and more specifically, the reflection characteristic at the common connection point N is shown.
  • the LB band filter 10 increases the insertion loss of the HB band (for example, The insertion loss in the LB band can be maintained at the marker portion in the figure (about 0.6 dB).
  • the impedance of the LB band filter 10 viewed from the common connection point N is improved (impedance value is improved) in the HB band by providing the series trap 30 in the embodiment.
  • the antiresonance frequency fa at which the impedance of the series trap 30 is maximized is located in the HB band, so that the impedance of the LB band filter 10 viewed from the common connection point N is also maximized. That is, as shown in the lower part of FIG. 7B, the series trap 30 moves the impedance in the HB band to the outer periphery (region with a larger impedance value) on the Smith chart.
  • FIG. 8 is a diagram showing characteristics of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 after being commonly connected in the example and the comparative example.
  • the figure shows the characteristics after the common connection in the case of the comparative example (without the series trap 30) and the example (with the series trap 30).
  • the upper part of FIG. 8 schematically shows the configuration of the embodiment after the common connection.
  • the middle part of FIG. 8 shows the pass characteristics of the paths passing through the LB band filter 10 and the HB band filter 20 at this time. More specifically, the insertion loss that is the intensity ratio of the signal output from the common terminal Port1 to the signal input to the individual terminal Port2, and the signal output from the common terminal Port1 to the signal input to the individual terminal Port3 The insertion loss, which is the intensity ratio, is shown.
  • the lower part of FIG. 8 shows the pass characteristic from which the mismatch loss at this time is removed. More specifically, from the insertion loss shown in the middle part of FIG. 8, for example, the common connection point N and the LB band filter 10 and The insertion loss is shown with the mismatch loss with the HB band filter 20 removed.
  • the insertion loss (loss due to common connection) in the HB band is reduced (for example, about 0.20 dB).
  • the IDT electrode 42 is arranged so that the anti-resonance frequency fa is located in the HB band instead of the first stage series resonator of the LB band filter of the comparative example.
  • the series trap 30 in which the design parameters and the like are adjusted, it is possible to reduce the loss due to the common connection for the HB band filter 20.
  • the insertion loss may increase in the self band (LB band) due to the influence of the series trap 30 acting as a capacity compared to before common connection.
  • this insertion loss can be sufficiently reduced by appropriately adjusting the design parameters of the resonators constituting the LB band filter 10.
  • the series trap 30 and the HB band filter 20 are preferably formed on the same chip.
  • FIG. 9A is a configuration diagram schematically showing the chip configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 9B is an external perspective view of the multiplexer 1 shown in FIG. 9A.
  • FIG. 9A a component that is transmitted through the sealing member 55 and sealed by the sealing member 55 is illustrated.
  • the multiplexer 1 includes a module substrate 51, chip components 52A and 52B, and a sealing member 55.
  • the module substrate 51 is, for example, an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate that incorporates wiring constituting the multiplexer 1 by connecting the LB band filter 10, the HB band filter 20, and the series trap 30.
  • the module substrate 51 may include an inductor, a capacitor, and the like that constitute a matching circuit for impedance matching between the multiplexer 1 and the antenna element 2.
  • the chip component 52A is a first chip in which the LB band filter 10 is built.
  • the chip component 52 ⁇ / b> B is a second chip that incorporates the HB band filter 20 and the series trap 30.
  • the common connection point N is formed on the chip component 52B.
  • the component in which the common connection point N is formed is not limited to this, and may be formed on the module substrate 51, for example.
  • These chip components 52 ⁇ / b> A and 52 ⁇ / b> B are formed by the above-described substrate 420, IDT electrode 42, and the like, and are mounted on the module substrate 51.
  • the sealing member 55 is, for example, a resin that seals components (chip components 52A and 52B) disposed on the module substrate 51.
  • Such a multiplexer 1 is manufactured by the following manufacturing process (manufacturing method), for example. That is, the method for manufacturing the multiplexer 1 according to the present embodiment includes a first step of forming the chip component 52A (first chip) and a second step of forming the chip component 52B (second chip).
  • the LB band filter 10 first filter disposed on the first path connecting the common terminal Port1 (antenna common terminal) and the individual terminal Port2 (first terminal) is replaced with a chip component 52A.
  • the HB band filter 20 disposed on the second path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port3 (second terminal) and having a different passband frequency from the LB band filter 10, and A series trap 30 disposed on the first path between the common connection point N between the first path and the second path and the LB band filter 10 is formed in the chip component 52B.
  • the multiplexer 1 is produced by mounting the chip components 52A and 52B formed in the first step and the second step on the module substrate 51.
  • the order of the first step and the second step is not particularly limited, and the second step may be performed after the first step, or vice versa.
  • the series trap 30 is manufactured under the same processing conditions (manufacturing conditions) as the HB band filter 20. Therefore, it becomes easy to apply the anti-resonance frequency fa of the series trap 30 to the pass band of the HB band filter 20. That is, the anti-resonance frequency fa is likely to be within the pass band of the HB band filter 20. For this reason, the multiplexer 1 which can reduce the loss by common connection about the HB band filter 20 can be produced easily.
  • the anti-resonance frequency fa of the series trap 30 is applied to the pass band of the HB band filter 20 due to variations in each element. It is very difficult.
  • FIG. 10A to 10C are diagrams showing pass characteristics when the resonance frequency fr of the series trap 30 is swung in the range of 2100 MHz to 2400 MHz at approximately 50 MHz intervals (some are 100 MHz intervals).
  • FIG. 10A shows the pass characteristic of the LB band filter 10 in this case.
  • FIG. 10B shows the pass characteristic of the HB band filter 20 in this case.
  • FIG. 10C shows a pass characteristic obtained by removing mismatch loss from the pass characteristic shown in FIG. 10B.
  • the items related to the reflection characteristics shown in the transmission characteristics are the same as the items related to the reflection characteristics described above.
  • the pass characteristic of the HB band filter 20 is unlikely to deteriorate. That is, in this case, the loss due to the common connection can be reduced as compared with the configuration in which the series trap 30 is not provided.
  • the resonance frequency fr is 2300 to 2400 MHz
  • the pass characteristic of the HB band filter 20 is deteriorated. That is, in this case, the loss due to the common connection can be increased compared to the configuration in which the series trap 30 is not provided.
  • the anti-resonance frequency fa is located outside the pass band because the resonance frequency fr falls within the HB band pass band (here, 2300 to 2400 MHz). That is, in this case, the impedance of the LB band filter 10 as viewed from the common connection point N decreases, so that a high frequency signal in the HB band easily leaks into the LB band filter 10.
  • the series trap 30 provided on the same path as the LB band filter 10 is formed on the same chip as the HB band filter 20.
  • variation by process conditions etc. can be made equivalent by the serial trap 30 and the HB band filter 20.
  • Such a structure is useful for a configuration in which the LB band filter 10 and the HB band filter 20 cannot be formed on the same chip due to required filter characteristics and the like.
  • the HB band filter 20 has a narrow band filter or a temperature characteristic difference.
  • the anti-resonance frequency fa of the series trap 30 is useful for a configuration in which it is difficult to match the pass band of the HB band filter 20 such as a large filter.
  • this “element and electrode structure” refers to (i) the cut angle of the piezoelectric substrate (in this embodiment, the cut angle of the piezoelectric layer 427, that is, the Euler angle at the time of wafer cutting), and (ii) the piezoelectric Material (in this embodiment, the material of the piezoelectric layer 427, that is, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, etc.), (iii) excitation wave mode (mode of elastic wave such as Rayleigh wave, Love wave, leaky wave), And (iv) the electrode structure of the excitation part (in this embodiment, the structure of the IDT electrode 42, that is, the content ratio of Al and Cu, a laminated structure or a single-layer structure).
  • the multiplexer 1 described in the above embodiment can be applied to a high-frequency front end circuit and a communication device including the same. Therefore, in this modification, such a high-frequency front-end circuit and a communication device will be described.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the high-frequency front end circuit 6 according to this modification.
  • an RFIC 71 constituting the communication device 7 together with the high-frequency front end circuit 6 and the antenna element 2 connected to the communication device 7 are also shown.
  • the high-frequency front end circuit 6 includes switches 61H and 61L, transmission amplification circuits 62H and 62L, and reception amplification circuits 63H and 63L.
  • the switch 61H and the switch 61L are switches that are connected to the individual terminals Port3 and Port2 of the multiplexer 1 and switch between transmission and reception in accordance with a TDD (Time Division Duplex) system. Specifically, these are SPDT (Single Pole Double Throw) type switches in which the connection is switched in accordance with a control signal from a control unit (not shown) included in the RFIC 71 or the like.
  • the switch 61H is a switch for switching between transmission and reception of an HB band high-frequency signal, the common terminal is connected to the individual terminal Port3 of the multiplexer 1, and the two selection terminals are the transmission amplifier circuit 62H and the reception amplifier circuit. 63H is connected.
  • the switch 61L is a switch for switching between transmission and reception of an LB band high-frequency signal.
  • the common terminal is connected to the individual terminal Port2 of the multiplexer 1, and the two selection terminals are connected to the transmission amplifier circuit 62L and the reception amplifier circuit 63L. Has been.
  • the transmission amplifier circuits 62H and 62L are power amplifiers that amplify the power of a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal).
  • the transmission amplifier circuit 62H amplifies the power of the HB band high-frequency signal input from the RFIC 71 and outputs the amplified signal to the multiplexer 1 via the switch 61H.
  • the transmission amplifier circuit 62L amplifies the power of the LB band high-frequency signal input from the RFIC 71 and outputs the amplified signal to the multiplexer 1 via the switch 61H.
  • Receive amplifier circuits 63H and 63L are low-noise amplifiers that amplify the power of high-frequency signals (here, high-frequency received signals).
  • the reception amplification circuit 63H amplifies the power of the HB band high-frequency signal input from the multiplexer 1 via the switch 61H and outputs the amplified signal to the RFIC 71.
  • the reception amplifier circuit 63L amplifies the power of the LB band high frequency signal input from the multiplexer 1 via the switch 61L and outputs the amplified signal to the RFIC 71.
  • the multiplexer According to the high-frequency front-end circuit 6 and the communication device 7 configured as described above, by including the multiplexer according to the above-described embodiment, it is possible to reduce loss in the passband while supporting multiband. .
  • a multiplexer including two filters in the above description, the LB band filter 10 and the HB band filter 20 has been described as an example.
  • the number of filters included in the multiplexer is not limited to this, and may be three or more.
  • FIG. 12A is a configuration diagram of such a multiplexer 101.
  • an antenna element 2 connected to the multiplexer 1 is also shown.
  • the multiplexer 101 shown in the figure includes three or more filters (here, three filters 110, 120, and 130) connected to a common terminal (antenna common terminal) and having different passbands. Bands A, B, and C are assigned to the filters 110, 120, and 130 in this order from the low band side as pass bands.
  • the series trap 30 is arranged on a path connecting the common connection point N and the filter 120 to which the paths passing through the filters 110, 120, and 130 are commonly connected.
  • FIG. 12B is a graph schematically showing impedance characteristics of the series trap 30.
  • the resonance frequency fr of the series trap 30 is located in a band different from any of the pass bands of three or more filters (here, three filters 110, 120, and 130). Specifically, the resonance frequency fr is located in a free band between the band B and the band C.
  • the series trap 30 has an anti-resonance frequency fa located in the pass band (band C) of the filter 130.
  • the filter 130 that configures the multiplexer 101 together with the filter 120 (first filter) while supporting multibanding of three or more bands (here, three bands). Loss due to common connection can be reduced.
  • the multiplexer 101 may further include a series trap disposed on a path connecting the common connection point N and the filter 110. According to such a multiplexer 101, the characteristic loss of the filter 130 due to the influence of the filter 110 can be reduced, and therefore the loss due to the common connection of the filter 130 can be further reduced.
  • the LB band filter 10 is used as the first filter and the HB band filter 20 is used as the second filter. That is, the first filter has a lower passband frequency than the second filter.
  • the frequency relationship between the passbands of the first and second filters is not limited to this.
  • the first filter may have a higher passband frequency than the second filter.
  • the resonance frequency fr may be located in a band lower than any of the pass bands of the first and second filters.
  • Band 34 and Band 40 have been described as examples of pass bands assigned to the LB band filter 10 (first filter) and the HB band filter 20 (second filter).
  • the combination of assigned passbands is not limited to this.
  • the multiplexer 1 is not limited to the configuration corresponding to the TDD scheme, and may be a configuration corresponding to, for example, an FDD (Frequency Division Duplex) scheme.
  • the multiplexer 1 transmits a transmission filter (first) corresponding to LTE Band 4 (transmission band: 1710 to 1755 MHz, reception band: 2110 to 2155) in which the transmission band (Tx) and the reception band (Rx) are relatively separated from each other.
  • a filter) and a reception filter (second filter) may be provided.
  • impedance matching is performed on a path connecting each of the LB band filter 10 and the HB band filter 20 to the common connection point N, or on a path connecting the common connection point N and the common terminal Port 1.
  • An impedance element such as an inductor may be connected.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as a small multiplexer applicable to a multiband system.

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通端子（Ｐｏｒｔ１）と個別端子（Ｐｏｒｔ２）とを結ぶ第１経路上に配置されたＬＢ帯フィルタ（１０）と、共通端子（Ｐｏｒｔ１）と個別端子（Ｐｏｒｔ３）とを結ぶ第２経路上に配置され、ＬＢ帯フィルタ（１０）と通過帯域が異なるＨＢ帯フィルタ（２０）と、第１経路と第２経路との共通接続点（Ｎ）とＬＢ帯フィルタ（１０）の間の第１経路上に配置された直列トラップ（３０）と、を備え、直列トラップ（３０）は、ＬＢ帯フィルタ（１０）及びＨＢ帯フィルタ（２０）の通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数を有し、かつ、ＨＢ帯フィルタ（２０）の通過帯域内に位置する反共振周波数を有する。

Description

マルチプレクサ及びその製造方法
　本発明は、複数のフィルタを有するマルチプレクサ及びその製造方法に関する。
　近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域及び複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化及びマルチモード化に対応することが要求されている。また、携帯電話の小型化に伴い、携帯電話に搭載されるモジュールにも、さらなる小型化が要求されている。そこで、このような要求に対応すべく、１つのアンテナに対し、スイッチを介さずに互いに通過帯域の異なる複数のフィルタを接続するマルチプレクサが用いられている。
　しかし、このようなマルチプレクサでは、複数のフィルタを経由する複数の信号経路がスイッチを介さずに共通接続されることにより、複数の信号経路の分離性が悪いという問題があった。
　そこで、分離性を改善する手法として、一のフィルタのアンテナ端子側（アンテナ共通端子側）の整合エレメントとして、複数のフィルタの通過帯域外に共振周波数を有する共振子を設ける構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第５１９９８８９号公報
　しかしながら、上記の構成では、一のフィルタの固有インピーダンスと他のフィルタの固有インピーダンスとの大小関係によっては、分離性の改善効果が十分に得られず、他のフィルタについて通過帯域内のロスが劣化し得るという問題がある。具体的には、複数の信号経路が共通接続された後の一のフィルタでは、共通接続される前（すなわち単体時）に比べて、固有インピーダンスが理想的には無限大となるべき周波数領域において、他のフィルタの固有インピーダンスの影響によりインピーダンスが低下する場合がある。この場合、共通接続された後の一のフィルタに、自帯域（自身の通過帯域）とは別の通過帯域が形成される。このため、共通接続された後に、他のフィルタを通過する高周波信号が一のフィルタに漏れ出すことになり、他のフィルタについて通過帯域内のロスが悪化する。
　そこで、本発明は、一のフィルタとともにマルチプレクサを構成する他のフィルタの通過帯域内のロスを低減できるマルチプレクサ及びその製造方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、アンテナ共通端子と第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタと、前記アンテナ共通端子と第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、前記第１フィルタと通過帯域が異なる第２フィルタと、前記第１経路と前記第２経路との共通接続点と前記第１フィルタとの間の前記第１経路上に配置された直列トラップと、を備え、前記直列トラップは、前記第１及び前記第２フィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数を有し、かつ、前記第２フィルタの通過帯域内に位置する反共振周波数を有する。
　ここで、反共振周波数では直列トラップのインピーダンスが最大（理想的には無限大）となる。このため、第２フィルタの通過帯域では、共通接続点から見て、第１フィルタが高インピーダンスの疑似オープン状態となる。これにより、送信時及び受信時のいずれにおいても、メイン信号（第２フィルタを通過する高周波信号）が第１フィルタに漏れにくくなる。その結果、第２フィルタの通過帯域内のロスを抑制することができるので、第１フィルタと第２フィルタとが共通接続されたことによる第２フィルタのロスを低減することができる。このように、本態様によれば、一のフィルタ（第１フィルタ）とともにマルチプレクサを構成する他のフィルタ（第２フィルタ）の特性ロスを低減することができる。
　また、前記第１フィルタは、前記第２フィルタより通過帯域の周波数が低く、前記直列トラップの前記共振周波数は、前記第１フィルタの通過帯域と前記第２フィルタの通過帯域との間の帯域に位置することにしてもよい。
　これにより、第１フィルタの通過帯域では、直列トラップは、励振せずに容量として作用する。このため、第１フィルタのフィルタ特性の劣化を抑制することができる。このように、本態様によれば、一のフィルタ（第１フィルタ）の特性ロスを低減しつつ、他のフィルタ（第２フィルタ）のロスを低減することができる。
　また、前記直列トラップの前記共振周波数は、前記第２フィルタの減衰極の周波数と略一致することにしてもよい。
　ここで、共振周波数では直列トラップのインピーダンスが最小（理想的にはゼロ）となる。これにより、共通接続点から第１フィルタ及び第２フィルタを見ると、第２フィルタの通過帯域の端から減衰極までの周波数領域において第１フィルタのインピーダンスが急激に低下することになる。つまり、この周波数領域では、第２フィルタを通過する高周波信号が急激に減衰される。このため、第２フィルタのフィルタ特性について、減衰スロープの急峻性（いわゆる「フィルタ特性のキレ」）を向上することができる。
　また、前記第１及び前記第２フィルタならびに前記直列トラップの少なくとも１つは、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）及びＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子を含むことにしてもよい。
　これにより、第１及び前記第２フィルタならびに直列トラップの少なくとも１つを小型化できるので、マルチプレクサの小型化及び低コスト化が可能となる。また、ＳＡＷ及びＢＡＷを用いた弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化が可能となる。
　また、前記第１及び前記第２フィルタならびに前記直列トラップの前記少なくとも１つは、前記ＳＡＷを用いた弾性波共振子を含み、ＩＤＴ電極と、前記ＩＤＴ電極が主面上に配置された圧電膜と、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えることにしてもよい。
　これにより、弾性波共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記直列トラップと前記第２フィルタとは、同一チップで形成されていることにしてもよい。
　これにより、直列トラップと第２フィルタとで、加工条件等によるバラつきを同等とすることができる。つまり、当該バラつきによる影響をキャンセルすることができる。したがって、直列トラップの反共振周波数を第２フィルタの通過帯域内に容易に収めることができる。このため、第２フィルタの共通接続によるロスを低減できるマルチプレクサを容易に作製することができる。
　また、前記マルチプレクサは、前記アンテナ共通端子に接続された、前記第１及び前記第２フィルタを含む互いに通過帯域が異なる３以上のフィルタを備え、前記直列トラップの前記共振周波数、前記３以上のフィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置することにしてもよい。
　これにより、３バンド以上のマルチバンド化に対応しつつ、第２フィルタの共通接続によるロスを低減することができる。
　また、本発明は、このようなマルチプレクサを製造する製造方法としても実現できる。つまり、本発明の一態様に係るマルチプレクサの製造方法は、アンテナ共通端子と第１端子とを結ぶ第１経路上に配置される第１フィルタを、第１チップに形成する工程と、前記アンテナ共通端子と第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、かつ、前記第１フィルタと通過帯域が異なる第２フィルタ、ならびに、前記第１経路と前記第２経路との共通接続点と前記第１フィルタとの間の前記第１経路上に配置される直列トラップを、第２チップに形成する工程と、を含み、前記直列トラップは、前記第１及び前記第２フィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数を有し、かつ、前記第２フィルタの通過帯域内に位置する反共振周波数を有する。
　本発明に係るマルチプレクサ等によれば、一のフィルタとともにマルチプレクサを構成する他のフィルタの特性ロスを低減することができる。
図１は、実施の形態に係るマルチプレクサの構成図である。 図２は、実施の形態における直列トラップのインピーダンス特性を模式的に示すグラフである。 図３は、実施の形態におけるＬＢ帯フィルタの回路構成図である。 図４は、実施の形態における共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。 図５Ａは、共通接続される前の、ＬＢ帯フィルタ及びＨＢ帯フィルタのフィルタ特性を模式的に示す図である。 図５Ｂは、直列トラップを設けずに共通接続された後の、ＬＢ帯フィルタ及びＨＢ帯フィルタのフィルタ特性を模式的に示す図である。 図５Ｃは、直列トラップを設けて共通接続された後の、ＬＢ帯フィルタ及びＨＢ帯フィルタのフィルタ特性を模式的に示す図である。 図６Ａは、直列トラップを備えないマルチプレクサに生じ得る問題を説明するための図である。 図６Ｂは、直列トラップを備える実施の形態に係るマルチプレクサによる効果を説明するための図である。 図７Ａは、実施例及び比較例について、共通接続される前のＬＢ帯フィルタの特性を示す第１の図である。 図７Ｂは、実施例及び比較例について、共通接続される前のＬＢ帯フィルタの特性を示す第２の図である。 図８は、実施例及び比較例について、共通接続された後のＬＢ帯フィルタ及びＨＢ帯フィルタの特性を示す図である。 図９Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサのチップ構成を模式的に示す構成図である。 図９Ｂは、図９Ａに示すマルチプレクサの外観斜視図である。 図１０Ａは、直列トラップの共振周波数を振った場合のＬＢ帯フィルタの通過特性を示す図である。 図１０Ｂは、直列トラップの共振周波数を振った場合のＨＢ帯フィルタの通過特性を示す図である。 図１０Ｃは、図１０Ｂに示す通過特性から不整合損を除去した通過特性を示す図である。 図１１は、変形例に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。 図１２Ａは、その他の変形例に係るマルチプレクサの構成図である。 図１２Ｂは、その他の変形例における直列トラップのインピーダンス特性を模式的に示すグラフである。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態）
　［１．マルチプレクサの回路構成］
　図１は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成図である。なお、同図には、マルチプレクサ１の共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　マルチプレクサ１は、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタを備え、これら複数のフィルタのアンテナ側の端子が共通端子Ｐｏｒｔ１で共通接続された分波器である。本実施の形態では、図１に示すように、マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、複数の個別端子（ここでは、個別端子Ｐｏｒｔ２及び３からなる２つの個別端子）と、複数のフィルタ（ここでは、ＬＢ（Ｌｏｗ　Ｂａｎｄ）帯フィルタ１０及びＨＢ（Ｈｉｇｈ　Ｂａｎｄ）帯フィルタ２０からなる２つのフィルタ）と、を有する。
　共通端子Ｐｏｒｔ１は、複数のフィルタに共通に設けられ、マルチプレクサ１の内部でこれら複数のフィルタに接続されている。また、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１の外部でアンテナ素子２に接続される。つまり、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１のアンテナ共通端子である。
　２つの個別端子Ｐｏｒｔ２及び３は、この順に、ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０に個別に対応して設けられ、マルチプレクサ１の内部で対応するフィルタに接続されている。また、個別端子Ｐｏｒｔ２及び３は、マルチプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ、図示せず）に接続される。
　ＬＢ帯フィルタ１０は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２（第１端子）とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタである。本実施の形態では、ＬＢ帯フィルタ１０には、通過帯域としてＬＢ帯が割り当てられ、ＨＢ帯フィルタ（第２フィルタ）より通過帯域の周波数が低くなっている。
　ＨＢ帯フィルタ２０は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ３（第２端子）とを結ぶ第２経路上に配置され、ＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）と通過帯域が異なる第２フィルタである。ここで、「通過帯域が異なる」とは、通過帯域が完全に離間している場合だけでなく、通過帯域の少なくとも一部が重複する場合も含まれる。本実施の形態では、ＨＢ帯フィルタ２０には、通過帯域として、ＬＢ帯と完全に離間するＨＢ帯が割り当てられている。例えば、ＬＢ帯とＨＢ帯との間の空き帯域は、ＬＢ帯及びＨＢ帯それぞれの通過帯域幅よりも広域である。
　これらＬＢ帯フィルタ１０を通過する第１経路とＨＢ帯フィルタ２０を通過する第２経路とは、共通接続点Ｎで接続されている。つまり、共通接続点Ｎは、第１経路と第２経路とを接続するノードである。
　直列トラップ３０は、共通接続点ＮとＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）との間の第１経路上に配置されている。つまり、直列トラップ３０は、共通接続点ＮとＬＢ帯フィルタ１０との間で、これらに直列接続されている。この直列トラップ３０は、インピーダンスが最小（理想的にはゼロ）となる共振周波数と、インピーダンスが最大（理想的には無限大）となる反共振周波数と、を有する共振回路である。
　図２は、直列トラップ３０のインピーダンス特性を模式的に示すグラフである。
　同図に示すように、直列トラップ３０は、ＬＢ帯フィルタ１０の通過帯域（第１フィルタの通過帯域、図中のＬＢ帯）及びＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域（第２フィルタの通過帯域、図中のＨＢ帯）のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数ｆｒを有し、かつ、ＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域内に位置する反共振周波数ｆａを有する。本実施の形態では、共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとはｆｒ＜ｆａを満たし、共振周波数ｆｒはＬＢ帯とＨＢ帯との間の空き帯域に位置する。また、本実施の形態では、共振周波数ｆｒは、ＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）の減衰極（ここでは、低域側の減衰極）の周波数と略一致する。例えば、ＨＢ帯フィルタ２０の減衰極が複数存在する場合、共振周波数ｆｒは、ＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域に周波数が最も近い減衰極と略一致する。なお、「略一致」とは、完全に一致する場合だけでなく、実質的に一致する場合も含まれる。つまり、「略」とは数パーセント程度の誤差を含む。
　このような直列トラップ３０は、共振子によって構成される。なお、直列トラップ３０は、共振子に限らず、共振周波数及び反共振周波数を有する共振回路であればよく、例えば、インダクタ及びキャパシタによって構成されたＬＣ並列共振回路（いわゆるタンク回路）であってもかまわない。このように構成された直列トラップ３０では、共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとは、ｆｒ＜ｆａに限らずｆｒ＞ｆａを満たしてもかまわない。
　［２．フィルタの回路構成］
　次に、各フィルタ（ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０）の回路構成について、ＬＢ帯フィルタ１０を例に説明する。
　図３は、ＬＢ帯フィルタ１０の回路構成図である。なお、同図には、ＬＢ帯フィルタ１０と接続されている直列トラップ３０についても、併せて図示されている。
　同図に示すように、ＬＢ帯フィルタ１０は、７つの直列共振子１１１ｓ、１２１ｓ、１２２ｓ、１３１ｓ、１４１ｓ、１５１ｓ及び１５２ｓと、６つの並列共振子１１１ｐ、１２１ｐ、１３１ｐ、１４１ｐ、１５１ｐ及び１５２ｐと、を備える。
　直列共振子１１１ｓ、１２１ｓ、１２２ｓ、１３１ｓ、１４１ｓ、１５１ｓ及び１５２ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２とを結ぶ第１経路（直列腕）上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に互いに直列に接続されている。直列共振子１１１ｓと直列共振子１２２ｓ、ならびに、直列共振子１５１ｓと直列共振子１５２ｓは、いずれの並列共振子も接続されることなく互いに直列接続されている。
　並列共振子１１１ｐ、１２１ｐ、１３１ｐ、１４１ｐ及び１５１ｐは、直列トラップ３０及び上記の直列共振子の各接続点と、基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に互いに並列に接続されている。並列共振子１５２ｐは、並列共振子１５１ｐと直列接続されている。
　このように構成されたＬＢ帯フィルタ１０は、複数段（本実施の形態では５段）のラダー型のフィルタ構造を有する。
　なお、ＬＢ帯フィルタ１０の直列共振子及び並列共振子の個数及び接続態様は特に限定されない。また、ＬＢ帯フィルタ１０は、直列共振子及び並列共振子を有するラダー型のフィルタ構造に限らず、縦結合型のフィルタ構造であってもかまわない。さらには、ＬＢ帯フィルタ１０は、共振子を有する構成に限らず、ＬＣ共振フィルタまたは誘電体フィルタであってもかまわない。つまり、ＬＢ帯フィルタ１０の構成は、実装レイアウトの制約または要求されるフィルタ特性等に応じて適宜選択され得る。また、これらの事項は、ＨＢ帯フィルタ２０についても同様である。
　［３．共振子構造］
　次に、ＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）、ＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）及び直列トラップ３０を構成する共振子の構造について、説明する。これらの共振子は、例えば弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子である。なお、これらの共振子は、ＳＡＷを用いた共振子に限らず、例えば、弾性境界波やバルク波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子であってもかまわない。
　図４は、本実施の形態における共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。同図には、マルチプレクサ１を構成する複数の共振子のうち、直列トラップ３０の構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図４に示された直列トラップ３０は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　マルチプレクサ１の各共振子は、圧電体層４２７を有する基板４２０と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極４２ａ及び４２ｂとで構成されている。
　図４の平面図（図中の上段の図）に示すように、圧電体層４２７の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極４２ａ及び４２ｂが形成されている。ＩＤＴ電極４２ａは、互いに平行な複数の電極指４２２ａと、複数の電極指４２２ａを接続するバスバー電極４２１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極４２ｂは、互いに平行な複数の電極指４２２ｂと、複数の電極指４２２ｂを接続するバスバー電極４２１ｂとで構成されている。複数の電極指４２２ａ及び４２２ｂは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指４２２ａ及び４２２ｂ、ならびに、バスバー電極４２１ａ及び４２１ｂで構成されるＩＤＴ電極４２は、図４の断面図（図中の中段の図）に示すように、密着層４２３と主電極層４２４との積層構造となっている。つまり、ＩＤＴ電極４２は、２種以上（ここでは２種）の異種金属材料の積層構造を有する。
　密着層４２３は、圧電体層４２７と主電極層４２４との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層４２３の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層４２４は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層４２４の膜厚は、例えば１３１ｎｍである。
　保護層４２５は、ＩＤＴ電極４２ａ及び４２ｂを覆うように形成されている。保護層４２５は、主電極層４２４を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層４２５の膜厚は、例えば３０ｎｍである。
　なお、密着層４２３、主電極層４２４及び保護層４２５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極４２は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極４２は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄ、Ｎｉ、Ｃｒ、Ｗなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層４２５は、形成されていなくてもよい。
　基板４２０は、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、水晶、シリコン、サファイア、酸化亜鉛、窒化アルミニウム等のいずれかの圧電材料を基にした基板である。本実施の形態では、基板４２０は、以下に説明する積層構造を有する。
　図４の下段に示すように、基板４２０は、高音速支持基板４２８と、低音速膜４２６と、圧電体層４２７とを備え、高音速支持基板４２８、低音速膜４２６及び圧電体層４２７がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層４２７は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（弾性波の伝搬方向（Ｘ軸）を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックス）からなる圧電膜である。圧電体層４２７の厚みは、例えば１２５ｎｍである。
　高音速支持基板４２８は、低音速膜４２６、圧電体層４２７ならびにＩＤＴ電極４２を支持する基板である。高音速支持基板４２８は、さらに、圧電体層４２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板４２８中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層４２７及び低音速膜４２６が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板４２８より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板４２８は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜４２６は、圧電体層４２７を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜４２６中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層４２７と高音速支持基板４２８との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜４２６は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば５０５ｎｍである。
　基板４２０の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数及び反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタ等を構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板４２８は、支持基板と、圧電体層４２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　なお、本実施の形態では、ＩＤＴ電極４２は、積層構造を有する基板４２０上に形成された例を示したが、単層構造を有する基板上に形成されていてもかまわない。単層構造を有する基板としては、例えば、ＬｉＴａＯ３の圧電単結晶、または、ＬｉＮｂＯ３などの他の圧電単結晶で構成される単層基板が用いられ得る。
　また、ＩＤＴ電極４２が形成される基板は、圧電体層を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
　また、上記実施例に係る圧電体層４２７は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、弾性波共振子の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、及び厚みを変更してもよく、上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板またはＬｉＮｂＯ３圧電基板などを用いた弾性波共振子であっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　ここで、ＩＤＴ電極４２の設計パラメータについて説明する。弾性表面波共振子の波長とは、図４の中段に示すＩＤＴ電極４２を構成する複数の電極指４２２ａ及び４２２ｂの繰り返しピッチλで規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｌは、図４の上段に示すように、ＩＤＴ電極４２ａの電極指４２２ａとＩＤＴ電極４２ｂの電極指４２２ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、各共振子の電極デューティー比は、複数の電極指４２２ａ及び４２２ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指４２２ａ及び４２２ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合である。より具体的には、電極デューティー比は、ＩＤＴ電極４２ａ及び４２ｂを構成する電極指４２２ａ及び４２２ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指４２２ａと電極指４２２ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
　［４．ロス低減のメカニズム］
　以上のように構成されたマルチプレクサ１によれば、一のフィルタ（第１フィルタ、本実施の形態ではＬＢ帯フィルタ１０）とともにマルチプレクサ１を構成する他のフィルタ（第２フィルタ、本実施の形態ではＨＢ帯フィルタ２０）の帯域内ロスを低減することができる。以下、このロスを低減できるメカニズムについて、本発明に至った経緯を含めて、図５Ａ～図６Ｂを用いて説明する。
　図５Ａ～図５Ｃは、本実施の形態において、ロスを低減できるメカニズムを模式的に示す図である。具体的には、図５Ａは、共通接続される前の、ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０のフィルタ特性（通過特性）を模式的に示す図である。図５Ｂは、直列トラップ３０を設けずに共通接続された後の、ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０のフィルタ特性を模式的に示す図である。図５Ｃは、直列トラップ３０を設けて共通接続された後の、ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０のフィルタ特性を模式的に示す図である。なお、これらの図及び以降の説明において、ＬＢ帯フィルタ１０のフィルタ特性及びＨＢ帯フィルタ２０のフィルタ特性は、それぞれ、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２との間の挿入損失、及び、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ３との間の挿入損失を指す。
　図６Ａ及び図６Ｂは、直列トラップ３０により漏れ信号が抑制される様子を模式的に示す図である。具体的には、図６Ａは、直列トラップ３０を備えないマルチプレクサ９０１に生じ得る問題を説明するための図である。図６Ｂは、直列トラップ３０を備える本実施の形態に係るマルチプレクサ１による効果を説明するための図である。
　ここで、直列トラップ３０を備えないマルチプレクサ９０１では、実施の形態に係るマルチプレクサ１に比べて、ＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０とが、直列トラップ３０を介さずに互いに接続されている点が異なる。
　図５Ａ及び図５Ｂに示すように、マルチプレクサ９０１では、一のフィルタ（第１フィルタ、ここではＬＢ帯フィルタ１０）の影響により、共通接続される相手側フィルタ（第２フィルタ、ここではＨＢ帯フィルタ２０）のフィルタ特性等が劣化するロスが発生し得る。これに関し、本願発明者らは、一のフィルタ固有のインピーダンスとこれに共通接続される相手側フィルタ固有のインピーダンスとの大小関係により、共通接続される相手側フィルタの通過特性が劣化し得ることに気付いた。
　具体的には、共通接続後の一のフィルタでは、共通接続前（すなわち単体時）に比べて、固有インピーダンスが理想的には無限大となるべき周波数領域において、共通接続される相手側フィルタの固有インピーダンスの影響によりインピーダンスが低下する場合がある。例えば、マルチプレクサ９０１では、ＨＢ帯において、ＬＢ帯フィルタ１０のインピーダンスが不足している場合（例えば、共通接続点Ｎから見て、ＨＢ帯フィルタ２０に対してＬＢ帯フィルタ１０のインピーダンスが不足している場合）にインピーダンスが低下する。この場合、図６Ａに示すように、送信時及び受信時のいずれにおいても、メイン信号（ＨＢ帯フィルタ２０を通過する高周波信号）の一部が漏れ信号となってＬＢ帯フィルタ１０へと漏れ出す。これにより、マルチプレクサ９０１では、共通接続後のＬＢ帯フィルタ１０に、自帯域（自身の通過帯域、ここではＬＢ帯）とは別の通過帯域が形成される。このため、共通接続後に、ＨＢ帯フィルタ２０を通過する高周波信号がＬＢ帯フィルタ１０に漏れ出すことになり、その結果、図５Ｂに示すように、ＨＢ帯フィルタ２０の帯域内ロスが発生し得る。
　これに対して、本実施の形態に係るマルチプレクサ１では、直列トラップ３０を設けることにより、ＬＢ帯フィルタ１０とともにマルチプレクサを構成するＨＢ帯フィルタ２０について通過帯域内ロスを低減することができる。
　具体的には、本実施の形態では、図５Ｃに示すように、直列トラップ３０の反共振周波数ｆａは、ＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）の通過帯域（ＨＢ帯）内に位置する。ここで、反共振周波数ｆａでは直列トラップ３０のインピーダンスが最大（理想的には無限大）となる。このため、図６Ｂに示すように、ＨＢ帯では、共通接続点Ｎから見て、ＬＢ帯フィルタ１０が高インピーダンスの疑似オープン状態となる。これにより、送信時及び受信時のいずれにおいても、メイン信号（ＨＢ帯フィルタ２０を通過する高周波信号）がＬＢ帯フィルタ１０に漏れにくくなる。その結果、図５Ｃに示すように、ＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域内のロスを抑制することができる。つまり、ＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０とが共通接続されたことによるＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域内ロスを低減することができる。このように、本実施の形態によれば、ＬＢ帯フィルタ１０（一のフィルタ）とともにマルチプレクサ１を構成するＨＢ帯フィルタ２０（他のフィルタ）について、通過帯域内ロスを低減することができる。
　また、本実施の形態では、図５Ｃに示すように、ＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）はＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）より通過帯域の周波数が低く、直列トラップ３０の共振周波数ｆｒは、ＬＢ帯（第１フィルタの通過帯域）とＨＢ帯（第２フィルタの通過帯域）との間に位置する。よって、ＬＢ帯では、直列トラップ３０は、励振せずに容量として作用する。このため、ＬＢ帯フィルタ１０のフィルタ特性の劣化を抑制することができる。このように、本実施の形態によれば、ＬＢ帯フィルタ１０（一のフィルタ）の特性ロスを低減しつつ、ＨＢ帯フィルタ２０（他のフィルタ）について共通接続によるロスを低減することができる。
　また、本実施の形態では、直列トラップ３０の共振周波数ｆｒがＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）の減衰極の周波数と略一致する。これにより、共通接続点ＮからＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０を見ると、ＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域の端から減衰極までの周波数領域においてＬＢ帯フィルタ１０のインピーダンスが急激に低下することになる。つまり、この周波数領域では、ＨＢ帯フィルタ２０を通過する高周波信号が急激に減衰される。このため、ＨＢ帯フィルタ２０のフィルタ特性について、減衰スロープの急峻性（いわゆる「フィルタ特性のキレ」）を向上することができる。
　＜実施例と比較例との比較＞
　以下、本実施の形態に係るマルチプレクサ１による共通接続によるロスの低減効果について、実施例及び比較例に基づいて、詳細に説明する。なお、以下では、周波数帯域の範囲について、Ａ以上Ｂ以下を示す数値範囲をＡ～Ｂのように簡略化して記載する。
　実施例のマルチプレクサは、上記実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成を有する。具体的には、ＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）には、通過帯域としてＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ３４（２０１０～２０２５ＭＨｚ）が割り当てられ、ＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）には、通過帯域としてＬＴＥのＢａｎｄ４０（２３００～２４００ＭＨｚ）が割り当てられている。
　また、比較例では、実施例に比べて直列トラップ３０が設けられていない点が異なる。具体的には、比較例のマルチプレクサは、直列トラップ３０に代わりＬＢ帯フィルタ１０の初段の直列共振子を有する。つまり、比較例では、ＬＢ帯フィルタ１０による通過帯域の形成（自帯域の形成）に寄与する初段の直列共振子が設けられているのに対し、実施例では、初段の直列共振子に代わり直列トラップ３０が設けられている。言い換えると、実施例の直列トラップ３０は、比較例の初段の直列共振子について、反共振周波数ｆａがＨＢ帯内に位置するようにＩＤＴ電極４２の設計パラメータ等が調整された構造を有する。
　図７Ａ及び図７Ｂは、実施例及び比較例について、共通接続前のＬＢ帯フィルタ１０の特性を示す図である。これらの図には、共通接続前のＬＢ帯フィルタ１０の特性について、比較例（直列トラップ３０なし）の場合、及び、実施例（直列トラップ３０あり）の場合それぞれの特性が示されている。具体的には、図７Ａの上段には、共通接続前における実施例の構成が模式的に示されている。図７Ａの中段には、このときのＬＢ帯フィルタ１０を経由する経路の通過特性が示されており、より具体的には、個別端子Ｐｏｒｔ２に入力された信号に対する共通端子Ｐｏｒｔ１から出力された信号の強度比である挿入損失が示されている。図７Ａの下段には、このときの不整合損を除去した通過特性が示されており、より具体的には、図７Ａの中段に示す挿入損失から例えば共通接続点ＮとＬＢ帯フィルタ１０との間の不整合損を除去した挿入損失が示されている。また、図７Ｂの上段には、このときの反射特性が示されており、より具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に入力された信号に対する共通端子Ｐｏｒｔ１から出力された信号の強度比である反射損失が示されている。図７Ｂの下段には、このときの反射特性がスミスチャートで示されており、より具体的には、共通接続点Ｎにおける反射特性が示されている。
　図７Ａの中段及び下段に示すように、実施例と比較例とを比べると、実施例では直列トラップ３０を設けることにより、ＬＢ帯フィルタ１０において、ＨＢ帯の挿入損失を増大しつつ（例えば、図中のマーカー箇所では０．６ｄＢ程度）、ＬＢ帯における挿入損失を維持することができている。
　このことは、図７Ｂの上段に示すように、実施例では直列トラップ３０を設けることにより、ＨＢ帯において、共通接続点ＮからＬＢ帯フィルタ１０を見たインピーダンスが良化（インピーダンス値が向上）することによる（例えば、図中のマーカー箇所では０．８ｄＢ程度）。具体的には、直列トラップ３０のインピーダンスが最大となる反共振周波数ｆａがＨＢ帯に位置することにより、共通接続点ＮからＬＢ帯フィルタ１０を見たインピーダンスも最大となることによる。すなわち、図７Ｂの下段に示すように、直列トラップ３０によって、ＨＢ帯における当該インピーダンスがスミスチャート上の外周（インピーダンス値のより大きな領域）に移動するためである。
　次に、ＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０とが共通接続された後の特性について、説明する。
　図８は、実施例及び比較例について、共通接続された後のＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０の特性を示す図である。同図には、共通接続された後の当該特性について、比較例（直列トラップ３０なし）の場合、及び、実施例（直列トラップ３０あり）の場合それぞれの特性が示されている。具体的には、図８の上段には、共通接続された後における実施例の構成が模式的に示されている。図８の中段には、このときのＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０のそれぞれを経由する経路の通過特性が示されている。より具体的には、個別端子Ｐｏｒｔ２に入力された信号に対する共通端子Ｐｏｒｔ１から出力された信号の強度比である挿入損失、及び、個別端子Ｐｏｒｔ３に入力された信号に対する共通端子Ｐｏｒｔ１から出力された信号の強度比である挿入損失が示されている。図８の下段には、このときの不整合損を除去した通過特性が示されており、より具体的には、図８の中段に示す挿入損失から例えば共通接続点ＮとＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０との間の不整合損を除去した挿入損失が示されている。
　図８の中段及び下段に示すように、実施例と比較例とを比べると、ＨＢ帯フィルタ２０において、ＨＢ帯の挿入損失（共通接続によるロス）が低減されている（例えば０．２０ｄＢ程度）。
　このことは、図７Ａ及び図７Ｂで示したように、ＨＢ帯においてＬＢ帯フィルタ１０のインピーダンスが良化する（挿入損失が増大する）ことによって、ＨＢ帯の高周波信号がＬＢ帯フィルタ１０に漏れ出しにくくなることによる。
　このように、実施例と比較例とを比べると、実施例では、比較例のＬＢ帯フィルタの初段の直列共振子に代わり、反共振周波数ｆａがＨＢ帯内に位置するようにＩＤＴ電極４２の設計パラメータ等が調整された直列トラップ３０を有することにより、ＨＢ帯フィルタ２０について共通接続によるロスを低減することができる。
　ここで、ＬＢ帯フィルタ１０では、自帯域（ＬＢ帯）において、容量として作用する直列トラップ３０の影響により、共通接続前に比べて挿入損失が増大する場合がある。しかし、この挿入損失については、ＬＢ帯フィルタ１０を構成する各共振子の設計パラメータを適宜調整することにより、十分に低減することができる。
　［５．マルチプレクサの構造］
　以上のような本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、直列トラップ３０とＨＢ帯フィルタ２０とが同一チップで形成されていることが好ましい。
　図９Ａは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１のチップ構成を模式的に示す構成図である。図９Ｂは、図９Ａに示すマルチプレクサ１の外観斜視図である。なお、図９Ａでは、封止部材５５を透過して、封止部材５５によって封止された部品を図示している。
　これらの図に示すように、マルチプレクサ１は、モジュール基板５１、チップ部品５２Ａ及び５２Ｂ、ならびに、封止部材５５を備える。
　モジュール基板５１は、ＬＢ帯フィルタ１０、ＨＢ帯フィルタ２０及び直列トラップ３０を接続することにより、マルチプレクサ１を構成する配線を内蔵する、例えばＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板である。なお、モジュール基板５１には、マルチプレクサ１とアンテナ素子２とのインピーダンス整合をとるための整合回路を構成するインダクタ及びキャパシタ等が内蔵されていてもかまわない。
　チップ部品５２Ａは、ＬＢ帯フィルタ１０を内蔵する第１チップである。チップ部品５２Ｂは、ＨＢ帯フィルタ２０及び直列トラップ３０を内蔵する第２チップである。本実施の形態では、共通接続点Ｎはチップ部品５２Ｂに形成されている。なお、共通接続点Ｎが形成される部品はこれに限らず、例えば、モジュール基板５１に形成されていてもかまわない。これらチップ部品５２Ａ及び５２Ｂは、上述した基板４２０及びＩＤＴ電極４２等で形成されており、モジュール基板５１に実装されている。
　封止部材５５は、モジュール基板５１上に配置された部品（チップ部品５２Ａ及び５２Ｂ）を封止する、例えば樹脂である。
　このようなマルチプレクサ１は、例えば、次のような製造工程（製造方法）により作製される。すなわち、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の製造方法は、チップ部品５２Ａ（第１チップ）を形成する第１工程と、チップ部品５２Ｂ（第２チップ）を形成する第２工程と、を含む。ここで、第１工程では、共通端子Ｐｏｒｔ１（アンテナ共通端子）と個別端子Ｐｏｒｔ２（第１端子）とを結ぶ第１経路上に配置されるＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）を、チップ部品５２Ａに形成する。また、第２工程では、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ３（第２端子）とを結ぶ第２経路上に配置され、かつ、ＬＢ帯フィルタ１０と通過帯域の周波数が異なるＨＢ帯フィルタ２０、ならびに、上記第１経路と上記第２経路との共通接続点ＮとＬＢ帯フィルタ１０との間の第１経路上に配置される直列トラップ３０を、チップ部品５２Ｂに形成する。
　その後、第１工程及び第２工程で形成されたチップ部品５２Ａ及び５２Ｂをモジュール基板５１に実装することにより、マルチプレクサ１が作製される。
　なお、第１工程と第２工程との順序は特に限定されず、第１工程の後に第２工程が行われてもかまわないし、その逆であってもかまわない。
　このように作製されたマルチプレクサ１では、直列トラップ３０がＨＢ帯フィルタ２０と同一の加工条件（製造条件）で作製される。よって、直列トラップ３０の反共振周波数ｆａをＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域に当てやすくなる。すなわち、反共振周波数ｆａがＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域内に収まりやすくなる。このため、ＨＢ帯フィルタ２０について共通接続によるロスを低減できるマルチプレクサ１を容易に作製することができる。
　具体的には、直列トラップ３０とＨＢ帯フィルタ２０とが別の製造工程で作製されていると、素子ごとのバラつきにより、直列トラップ３０の反共振周波数ｆａをＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域に当てることが非常に難しい。
　図１０Ａ～図１０Ｃは、直列トラップ３０の共振周波数ｆｒを２１００ＭＨｚ～２４００ＭＨｚの範囲で概ね５０ＭＨｚ間隔（一部は１００ＭＨｚ間隔）で振った場合の通過特性を示す図である。具体的には、図１０Ａには、この場合のＬＢ帯フィルタ１０の通過特性が示されている。図１０Ｂには、この場合のＨＢ帯フィルタ２０の通過特性が示されている。図１０Ｃには、図１０Ｂに示す通過特性から不整合損を除去した通過特性が示されている。なお、これらの通過特性に示される反射特性に関する事項については、上述した反射特性に関する事項と同様である。
　これらの図から明らかなように、直列トラップ３０の共振周波数ｆｒが２１００～２２５０ＭＨｚの場合には、ＨＢ帯フィルタ２０の通過特性は劣化しにくい。つまり、この場合、直列トラップ３０を設けない構成に比べて、共通接続によるロスを低減することができる。しかし、共振周波数ｆｒが２３００～２４００ＭＨｚの場合、ＨＢ帯フィルタ２０の通過特性が劣化してしまう。つまり、この場合、直列トラップ３０を設けない構成に比べて、共通接続によるロスが逆に増大し得る。このことは、共振周波数ｆｒがＨＢ帯の通過帯域（ここでは、２３００～２４００ＭＨｚ）内に収まってしまうことにより、反共振周波数ｆａが当該通過帯域外に位置してしまうことによる。つまり、この場合、共通接続点Ｎから見たＬＢ帯フィルタ１０のインピーダンスが低下することにより、ＨＢ帯の高周波信号がＬＢ帯フィルタ１０に漏れ出しやすくなる。
　このような共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａのバラつきは、直列トラップ３０をＨＢ帯フィルタ２０と異なる加工条件で作製する場合に発生しやすい。また、特に、ＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０との加工条件及び素子構成等が大きく異なる場合、上記のバラつきは、ＨＢ帯フィルタ２０の通過特性の劣化等、マルチプレクサ１の特性劣化の大きな要因となり得る。
　これに対して、本実施の形態では、ＬＢ帯フィルタ１０と同一経路上に設けられた直列トラップ３０を、ＨＢ帯フィルタ２０と敢えて同一チップに形成する。これにより、直列トラップ３０とＨＢ帯フィルタ２０とで、加工条件等によるバラつきを同等とすることができる。つまり、当該バラつきによる影響をキャンセルすることができる。したがって、チップ部品５２Ａ（第１チップ）とチップ部品５２Ｂ（第２チップ）との組み合わせによらず、直列トラップ３０の反共振周波数ｆａをＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域内に収めることができる。このため、チップ部品５２Ａ及びチップ部品５２Ｂのサンプル同士の組み合わせによらず、ＨＢ帯フィルタ２０の共通接続によるロスを低減できるマルチプレクサ１を容易に作製することができる。
　このような構造は、要求されるフィルタ特性等によりＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０とを同一チップに形成できない構成に有用であり、特に、ＨＢ帯フィルタ２０が狭帯域フィルタまたは温度特性差の大きなフィルタである等、直列トラップ３０の反共振周波数ｆａをＨＢ帯フィルタ２０の通過帯域に合わせづらい構成に有用である。
　ここで、直列トラップ３０とＨＢ帯フィルタ２０とで加工条件が同一とは、例えば、これらを構成する素子（共振子）及び電極構造等が略一致することを指す。この「素子及び電極構造」とは、具体的には、（i）圧電基板のカット角（本実施の形態では圧電体層４２７のカット角、すなわちウェハ切り出し時のオイラー角）、（ii）圧電材料（本実施の形態では圧電体層４２７の材料、すなわちタンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、水晶等）、（iii）励振波モード（レイリー波、ラブ波、リーキー波等の弾性波のモード）、ならびに、（iv）励振部の電極構造（本実施の形態ではＩＤＴ電極４２の構造、すなわちＡｌ及びＣｕ等の含有比、積層構造または単層構造等）等を指す。
　（変形例）
　上記実施の形態で説明したマルチプレクサ１は、高周波フロントエンド回路及びこれを備える通信装置に適用することができる。そこで、本変形例では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図１１は、本変形例に係る高周波フロントエンド回路６の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路６とともに通信装置７を構成するＲＦＩＣ７１、及び、通信装置７に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　同図に示すように、高周波フロントエンド回路６は、スイッチ６１Ｈ及び６１Ｌと、送信増幅回路６２Ｈ及び６２Ｌならびに受信増幅回路６３Ｈ及び６３Ｌと、を備える。
　スイッチ６１Ｈ及びスイッチ６１Ｌは、マルチプレクサ１の個別端子Ｐｏｒｔ３及びＰｏｒｔ２に接続され、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ：時分割複信）方式に対応して送信及び受信を切り替えるスイッチである。具体的には、これらはそれぞれ、ＲＦＩＣ７１等が有する制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続が切り替えられるＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチである。本変形例では、スイッチ６１Ｈは、ＨＢ帯の高周波信号の送信及び受信を切り替えるスイッチであり、共通端子がマルチプレクサ１の個別端子Ｐｏｒｔ３に接続され、２つの選択端子が送信増幅回路６２Ｈ及び受信増幅回路６３Ｈに接続されている。また、スイッチ６１Ｌは、ＬＢ帯の高周波信号の送信及び受信を切り替えるスイッチであり、共通端子がマルチプレクサ１の個別端子Ｐｏｒｔ２に接続され、２つの選択端子が送信増幅回路６２Ｌ及び受信増幅回路６３Ｌに接続されている。
　送信増幅回路６２Ｈ及び６２Ｌは、高周波信号（ここでは高周波送信信号）を電力増幅するパワーアンプである。本変形例では、送信増幅回路６２Ｈは、ＲＦＩＣ７１から入力されたＨＢ帯の高周波信号を電力増幅してスイッチ６１Ｈを介してマルチプレクサ１に出力する。また、送信増幅回路６２Ｌは、ＲＦＩＣ７１から入力されたＬＢ帯の高周波信号を電力増幅してスイッチ６１Ｈを介してマルチプレクサ１に出力する。
　受信増幅回路６３Ｈ及び６３Ｌ、高周波信号（ここでは高周波受信信号）を電力増幅するローノイズアンプである。本変形例では、受信増幅回路６３Ｈは、スイッチ６１Ｈを介してマルチプレクサ１から入力されたＨＢ帯の高周波信号を電力増幅してＲＦＩＣ７１に出力する。また、受信増幅回路６３Ｌは、スイッチ６１Ｌを介してマルチプレクサ１から入力されたＬＢ帯の高周波信号を電力増幅してＲＦＩＣ７１に出力する。
　このように構成された高周波フロントエンド回路６及び通信装置７によれば、上記実施の形態に係るマルチプレクサを備えることにより、マルチバンド化に対応しつつ、通過帯域内のロスを低減することができる。
　（その他の変形例）
　以上、本発明に係るマルチプレクサ及びその製造方法について、実施の形態及び変形例に基づいて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るマルチプレクサを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記説明では、２つのフィルタ（上記説明では、ＬＢ帯フィルタ１０及びＨＢ帯フィルタ２０）を備えるマルチプレクサを例に説明した。しかし、マルチプレクサが備えるフィルタの個数はこれに限定されず、３以上であってもかまわない。
　図１２Ａは、このようなマルチプレクサ１０１の構成図である。なお、同図には、マルチプレクサ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　同図に示すマルチプレクサ１０１は、共通端子（アンテナ共通端子）に接続された互いに通過帯域が異なる３以上のフィルタ（ここでは、３つのフィルタ１１０、１２０及び１３０）を備える。フィルタ１１０、１２０及び１３０には、通過帯域としてこの順に、低域側から帯域Ａ、帯域Ｂ及び帯域Ｃが割り当てられている。
　直列トラップ３０は、フィルタ１１０、１２０及び１３０のそれぞれを通過する経路が共通接続された共通接続点Ｎとフィルタ１２０とを結ぶ経路上に配置されている。
　図１２Ｂは、直列トラップ３０のインピーダンス特性を模式的に示すグラフである。
　同図に示すように、直列トラップ３０の共振周波数ｆｒは、３以上のフィルタ（ここでは、３つのフィルタ１１０、１２０及び１３０）の通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する。具体的には、共振周波数ｆｒは帯域Ｂと帯域Ｃとの間の空き帯域に位置する。また、直列トラップ３０は、フィルタ１３０の通過帯域（帯域Ｃ）内に位置する反共振周波数ｆａを有する。
　このように構成されたマルチプレクサ１０１によれば、３バンド以上（ここでは３バンド）のマルチバンド化に対応しつつ、フィルタ１２０（第１フィルタ）とともにマルチプレクサ１０１を構成するフィルタ１３０（第２フィルタ）の共通接続によるロスを低減することができる。
　なお、マルチプレクサ１０１はさらに、共通接続点Ｎとフィルタ１１０とを結ぶ経路上に配置された直列トラップを備えてもかまわない。このようなマルチプレクサ１０１によれば、フィルタ１１０の影響によるフィルタ１３０の特性ロスを低減することができるため、フィルタ１３０の共通接続によるロスをさらに低減することができる。
　また、上記実施の形態では、第１フィルタとしてＬＢ帯フィルタ１０かつ第２フィルタとしてＨＢ帯フィルタ２０を例に説明した。つまり、第１フィルタは第２フィルタより通過帯域の周波数が低いとした。しかし、第１及び第２フィルタの通過帯域の周波数関係はこれに限定されず、例えば、第１フィルタは第２フィルタより通過帯域の周波数が高くてもかまわない。
　このように構成されたマルチプレクサでは、共振周波数ｆｒは、第１及び第２フィルタのいずれの通過帯域よりも低い帯域に位置していてもかまわない。
　また、上記実施例では、ＬＢ帯フィルタ１０（第１フィルタ）及びＨＢ帯フィルタ２０（第２フィルタ）に割り当てられた通過帯域としてＢａｎｄ３４及びＢａｎｄ４０を例に説明した。しかし、割り当てられる通過帯域の組み合わせはこれに限定されない。
　また、マルチプレクサ１は、ＴＤＤ方式に対応する構成に限らず、例えば、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ：周波数分割複信）方式に対応する構成であってもかまわない。例えば、マルチプレクサ１は、送信帯域（Ｔｘ）と受信帯域（Ｒｘ）とが比較的離れているＬＴＥのＢａｎｄ４（送信帯域：１７１０～１７５５ＭＨｚ、受信帯域：２１１０～２１５５）に対応する送信フィルタ（第１フィルタ）と受信フィルタ（第２フィルタ）とを備えてもかまわない。
　また、マルチプレクサ１において、ＬＢ帯フィルタ１０とＨＢ帯フィルタ２０のそれぞれと共通接続点Ｎとを結ぶ経路上、あるいは、共通接続点Ｎと共通端子Ｐｏｒｔ１とを結ぶ経路上等に、インピーダンス整合用のインダクタ等のインピーダンス素子が接続されていてもかまわない。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１０１、９０１　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　６　　高周波フロントエンド回路
　７　　通信装置
　１０　　ＬＢ帯フィルタ（第１フィルタ）
　２０　　ＨＢ帯フィルタ（第２フィルタ）
　３０　　直列トラップ
　４２、４２ａ、４２ｂ　　ＩＤＴ電極
　５１　　モジュール基板
　５２Ａ、５２Ｂ　　チップ部品
　５５　　封止部材
　６１Ｈ、６１Ｌ　　スイッチ
　６２Ｈ、６２Ｌ　　送信増幅回路
　６３Ｈ、６３Ｌ　　受信増幅回路
　７１　　ＲＦＩＣ
　１１０、１２０、１３０　　フィルタ
　１１１ｐ、１２１ｐ、１３１ｐ、１４１ｐ、１５１ｐ、１５２ｐ　　並列共振子
　１１１ｓ、１２１ｓ、１２２ｓ、１３１ｓ、１４１ｓ、１５１ｓ、１５２ｓ　　直列共振子
　４２０　　基板
　４２１ａ、４２１ｂ　　バスバー電極
　４２２ａ、４２２ｂ　　電極指
　４２３　　密着層
　４２４　　主電極層
　４２５　　保護層
　４２６　　低音速膜
　４２７　　圧電体層
　４２８　　高音速支持基板
　Ｎ　　共通接続点
　Ｐｏｒｔ１　　共通端子（アンテナ共通端子）
　Ｐｏｒｔ２　　個別端子（第１端子）
　Ｐｏｒｔ３　　個別端子（第２端子）

Claims (8)

  1. 　アンテナ共通端子と第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタと、
    　前記アンテナ共通端子と第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、前記第１フィルタと通過帯域が異なる第２フィルタと、
    　前記第１経路と前記第２経路との共通接続点と前記第１フィルタとの間の前記第１経路上に配置された直列トラップと、を備え、
    　前記直列トラップは、前記第１及び前記第２フィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数を有し、かつ、前記第２フィルタの通過帯域内に位置する反共振周波数を有する、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第１フィルタは、前記第２フィルタより通過帯域の周波数が低く、
    　前記直列トラップの前記共振周波数は、前記第１フィルタの通過帯域と前記第２フィルタの通過帯域との間の帯域に位置する、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記直列トラップの前記共振周波数は、前記第２フィルタの減衰極の周波数と略一致する、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第１及び前記第２フィルタならびに前記直列トラップの少なくとも１つは、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）及びＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子を含む、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第１及び前記第２フィルタならびに前記直列トラップの前記少なくとも１つは、前記ＳＡＷを用いた弾性波共振子を含み、
    　ＩＤＴ電極と、
    　前記ＩＤＴ電極が主面上に配置された圧電膜と、
    　前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記直列トラップと前記第２フィルタとは、同一チップで形成されている、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記マルチプレクサは、前記アンテナ共通端子に接続された、前記第１及び前記第２フィルタを含む互いに通過帯域が異なる３以上のフィルタを備え、
    　前記直列トラップの前記共振周波数、前記３以上のフィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　アンテナ共通端子と第１端子とを結ぶ第１経路上に配置される第１フィルタを、第１チップに形成する工程と、
    　前記アンテナ共通端子と第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、かつ、前記第１フィルタと通過帯域が異なる第２フィルタ、ならびに、前記第１経路と前記第２経路との共通接続点と前記第１フィルタとの間の前記第１経路上に配置される直列トラップを、第２チップに形成する工程と、を含み、
    　前記直列トラップは、前記第１及び前記第２フィルタの通過帯域のいずれとも異なる帯域に位置する共振周波数を有し、かつ、前記第２フィルタの通過帯域内に位置する反共振周波数を有する、
    　マルチプレクサの製造方法。
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