JP2005184143A - 弾性表面波分波器、通信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 通過帯域の損失を軽減できる、弾性表面波分波器及び通信機を提供する。
【解決手段】 受信側弾性表面波フィルタ１１０と、受信側弾性表面波フィルタ１１０より通過帯域周波数が高い送信側弾性表面波フィルタ１２０とを共通接続点１３０で接続して設ける。受信側弾性表面波フィルタ１１０が複数のくし型電極部を弾性表面波の伝搬方向に沿って配置してなる縦結合共振子型弾性表面波フィルタである。受信側弾性表面波フィルタ１１０の共通接続点１３０側に、反共振点が送信側弾性表面波フィルタ１２０の通過帯域内に位置する１ポート型弾性表面波共振子１４０を接続する。１ポート型弾性表面波共振子１４０にインダクタ１７０を直列に接続する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、通過帯域の損失を低減できて、携帯電話等の通信分野に好適な弾性表面波分波器、通信機に関するものである。

近年、移動体通信機の一つである携帯電話は、汎用されるにつれ、さらなる薄型化や小型化と共に、より長時間の使用が可能となる省エネルギー化による低損失化が求められてきている。

このような携帯電話では、アンテナを送信側と受信側とで共用して小型化を図るために、送信用高周波信号と、上記送信用高周波数信号と中心周波数が相違する受信用高周波信号とを分けるための分波器（デュプレクサ）が設けられている。よって、上記分波器は、アンテナに接続された送信側フィルタと受信側フィルタとをそれぞれ有している。

そのような分波器として、特許文献１には、第１のバンドパスフィルタと、上記第１のバンドパスフィルタより通過帯域周波数が高い第２のバンドパスフィルタとを組み合わされてなり、上記第１のバンドパスフィルタが２ポート型弾性表面波（以下、ＳＡＷと記す）フィルタからなり、上記ＳＡＷフィルタに、反共振点（反共振周波数）が第２のバンドパスフィルタの通過帯域内又は第１、第２のバンドパスフィルタの通過帯域の間に位置する１ポート型ＳＡＷ共振子を接続してなる構成が開示されている。
特開平７−６６６７９号公報（公開日１９９５年３月１０日）

しかしながら、上記特許文献１に記載の分波器では、受信側及び受信側の各通過帯域の損失が大きくなる場合があるという問題を生じている。

すなわち、送信側通過帯域と受信側通過帯域とが互いに大きく離れている通信システムが知られている。上記通信システムにおいて、特許文献１に記載の構成を用いると、送信側通過帯域と受信側通過帯域との間の中心周波数間隔と比べて、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点と反共振点との間の周波数間隔が小さくなることがある。

このようなとき、１ポート型ＳＡＷ共振子の反共振点を、通過帯域周波数の相対的に高い第２のフィルタの通過帯域内に合わせると、共振点は、送信側通過帯域と受信側通過帯域との間に位置してしまい、通過帯域周波数の相対的に低い第１のバンドパスフィルタの通過帯域内では不整合が大きくなり、通過帯域内の損失（ロス）が悪化つまり大きくなってしまう。

一方、上記のような問題を解決するために、共振点と反共振点との間の周波数間隔が広い１ポート型ＳＡＷ共振子を形成することが考えられる。しかし、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点と反共振点との間隔は、圧電基板の材料や電極の構造（膜厚・線幅）によって、ある程度は広げることができるものの限界がある。

本発明のＳＡＷ分波器は、以上の課題を解決するために、第１のＳＡＷフィルタと、該第１のＳＡＷフィルタより通過帯域周波数が高い第２のＳＡＷフィルタとを共通接続点で接続してなり、該第１のＳＡＷフィルタが複数のくし型電極部をＳＡＷの伝搬方向に沿って配置してなる縦結合共振子型ＳＡＷフィルタであるＳＡＷ分波器において、前記第１のＳＡＷフィルタの共通接続点側には、反共振点が第２のＳＡＷフィルタの通過帯域内に位置する１ポート型ＳＡＷ共振子が接続されており、前記１ポート型ＳＡＷ共振子にはインダクタが直列又は並列に接続されていることを特徴としている。

上記構成によれば、前記１ポート型ＳＡＷ共振子にインダクタを直列に接続すると、上記インダクタによって、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点を低周波側にシフトさせ、第１のＳＡＷフィルタの通過帯域内での整合を取ることが可能となる。

また、前記１ポート型ＳＡＷ共振子にインダクタを並列に接続した場合、上記インダクタによって、１ポート型ＳＡＷ共振子の反共振点を高周波側にシフトさせ、第１のＳＡＷフィルタの通過帯域内での整合を取ることが可能となる。

これらにより、上記構成は、第１のＳＡＷフィルタの通過帯域での整合を取ることによって、第１のＳＡＷフィルタの通過帯域での損失を低減でき、伝送特性を改善できる。

上記ＳＡＷ分波器では、前記第１のＳＡＷフィルタの通過帯域と第２のＳＡＷフィルタの通過帯域との周波数の間隔に対して、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点と反共振点との間隔が狭いことが好ましい。

上記構成によれば、前記第１のＳＡＷフィルタの通過帯域と第２のＳＡＷフィルタの通過帯域との周波数の間隔に対して、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点と反共振点との間隔が狭いことで、前記インダクタによる整合の効果をより確実に発揮できる。

上記ＳＡＷ分波器においては、前記共通接続点に、第１のＳＡＷフィルタと、第２のＳＡＷフィルタとを切り替えるスイッチ回路が形成され、前記スイッチ回路と前記第１のＳＡＷフィルタとの間にはインダクタが並列に接続されていてもよい。

上記構成によれば、第１のＳＡＷフィルタを通る信号の位相がスイッチ回路により回転しても、並列に接続されたインダクタにより上記信号の位相角を調整できて、第２のＳＡＷフィルタの通過帯域での上記第１のＳＡＷフィルタにおけるインピーダンス特性を開放点付近にできるため、第１のＳＡＷフィルタの通過帯域での損失を低減できる。

上記ＳＡＷ分波器では、前記インダクタは、ｆｒをシフト前の前記１ポート型弾性表面波共振子の共振点の周波数（ＭＨｚ）、Ｌを該インダクタのインダクタンス値（ｎＨ）、Ｎを前記１ポート型弾性表面波共振子の対数、Ｗを該１ポート型弾性表面波共振子の交叉幅（μｍ）、λを該１ポート型弾性表面波共振子の弾性表面波の波長（μｍ）、Ａを第１及び第２の各弾性表面波フィルタの通過帯域での中心周波数の間隔（ＭＨｚ）、Ｂを該１ポート型弾性表面波共振子のГ値（共振点と反共振点との間隔）（ＭＨｚ）とすると、下記の式（Ｉ）

を満足する範囲に設定されていることが望ましい。

上記ＳＡＷ分波器においては、前記１ポート型ＳＡＷ共振子が複数段設けられ、前記インダクタは、ｆｒをシフト前の前記１ポート型弾性表面波共振子の共振点の周波数（ＭＨｚ）、Ｌを該インダクタのインダクタンス値（ｎＨ）、Ｎを前記１ポート型弾性表面波共振子の対数、Ｗを該１ポート型弾性表面波共振子の交叉幅（μｍ）、λを該１ポート型弾性表面波共振子の弾性表面波の波長（μｍ）、Ａを第１及び第２の各弾性表面波フィルタの通過帯域での中心周波数の間隔（ＭＨｚ）、Ｂを該１ポート型弾性表面波共振子のГ値（共振点と反共振点との間隔）（ＭＨｚ）、ｍは該１ポート型弾性表面波共振子の段数とすると、下記の式（II）

を満足する範囲に設定されていてもよい。

上記構成によれば、インダクタを、上記各式（Ｉ）（II）の何れかの範囲内に設定することで、挿入損失といった伝送特性の改善を確実化できる。

本発明の通信機は、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のＳＡＷ分波器を有することを特徴としている。

上記構成によれば、通過帯域の挿入損失を低減できるＳＡＷ分波器を有することで、伝送特性つまり通信特性を向上でき、また、省エネルギー化も可能となるという効果を奏する。

本発明のＳＡＷ分波器は、以上のように、第１のＳＡＷフィルタの共通接続点側には、第１のＳＡＷフィルタより通過帯域が高い第２のＳＡＷフィルタの通過帯域内に反共振点が位置する１ポート型ＳＡＷ共振子が接続され、前記１ポート型ＳＡＷ共振子にはインダクタが直列又は並列に接続されている構成である。

それゆえ、上記構成は、直列又は並列に接続されたインダクタにより、第１のＳＡＷフィルタの整合を図ることができて、通過帯域の挿入損失といった伝送特性を向上できるという効果を奏する。

本発明の実施の各形態について図１ないし図２２に基づいて説明すれば、以下の通りである。

（実施の第一形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第一形態は、図１に示すように、受信側ＳＡＷフィルタ（第１の弾性表面波フィルタ）１１０と、受信側ＳＡＷフィルタ１１０より通過帯域周波数が高い送信側ＳＡＷフィルタ（第２の弾性表面波フィルタ）１２０とを有している。送信側ＳＡＷフィルタ１２０は、図中では明記していないが一端子対ＳＡＷ共振子を複数組み合わせたラダー型フィルタが好ましく、位相調整のための整合回路が含まれていてもよい。

なお、上記では、受信側ＳＡＷフィルタ１１０より送信側ＳＡＷフィルタ１２０の方が通過帯域周波数は高い例を挙げたが、逆に、送信側ＳＡＷフィルタの通過帯域より受信側ＳＡＷフィルタの通過帯域を高く設定してもよい。

上記ＳＡＷ分波器には、アンテナ１２５、受信側（Ｒｘ）ポート１３５及び送信側（Ｔｘ）ポート１４５が設けられている。上記受信側ＳＡＷフィルタ１１０は、３つの各くし型電極部（以下、ＩＤＴと記す）、及び、それらを挟む各反射器を、ＳＡＷの伝搬方向に沿って有している。上記受信側ＳＡＷフィルタ１１０は、多電極型ＳＡＷフィルタであってもよい。

さらに、上記ＳＡＷ分波器においては、アンテナ１２５と、受信側ＳＡＷフィルタ１１０との間に１ポート型ＳＡＷ共振子１４０が直列に接続されて設けられている。１ポート型ＳＡＷ共振子は、１つのＩＤＴとその両側に反射器をそれぞれ配置した構造となっている。この１ポート型ＳＡＷ共振子１４０は、ＩＤＴの両側に各反射器を配置した構造の方がＱ値は高くなるので望ましいが、各反射器のない構造でも動作上の問題はない。

上記１ポート型ＳＡＷ共振子１４０は、その反共振点が相手方となる送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域内又は受信側ＳＡＷフィルタ１１０と送信側ＳＡＷフィルタ１２０との通過帯域の間に位置するように設定されている。

そして、上記ＳＡＷ分波器では、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０と受信側ＳＡＷフィルタ１１０との間に、インダクタ１７０が直列に接続されて設けられている。インダクタ１７０は、例えば８ｎＨに設定されている。

よって、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の一方と、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の一方とは、アンテナ１２５に対し、共通接続点１３０を介してそれぞれ接続されている。このとき、共通接続点１３０と受信側ＳＡＷフィルタ１１０の一方との間には、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０とインダクタ１７０とが直列に介在していることになる。受信側ＳＡＷフィルタ１１０の他方は受信側ポート１３５に接続されている。送信側ＳＡＷフィルタ１２０の他方は送信側ポート１４５に接続されている。

このようなＳＡＷ分波器では、ＳＡＷ共振子型である受信側ＳＡＷフィルタ１１０と１ポート型ＳＡＷ共振子１４０とインダクタ１７０を含めた受信帯のブロックと、送信側ＳＡＷフィルタ１２０と整合回路（図示せず）を含めた送信帯のブロックとがアンテナ１２５側の共通接続点１３０で接続されて分波器を構成している。

以下に、本実施の第一形態の効果について説明する。

本実施の第一形態では、受信側ＳＡＷフィルタ１１０のアンテナ１２５側に１ポート型ＳＡＷ共振子１４０を直列接続している。この１ポート型ＳＡＷ共振子１４０は高減衰量を得ると同時に、相手側のフィルタの通過帯域内に反共振点を設定することで相手側のフィルタの通過帯域内において高インピーダンス特性とすることができる。通過帯域内において高インピーダンス特性とすると相手方の帯域内挿入損失の悪化させる影響を小さくし、相手側のフィルタが低損失な特性を得る効果がある。

ところが、受信側帯と送信側帯との周波数間隔が広い、すなわち受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域と、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域との各中心周波数の間隔が比較的広い場合（７０ＭＨｚ〜１８０ＭＨｚ）には、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の共振点と反共振点の間隔Δｆは、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域と、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域との間隔に比べて小さくなるため、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域における１ポート型ＳＡＷ共振子１４０のインピーダンス特性は容量性となり、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域の挿入損失は大きく劣化する。

ここで、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対し直列にインダクタ１７０を接続すると容量性にあったインピーダンス特性は、図４からわかるように、共振点と反共振点との間隔が広がるので、誘導性になり受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域の挿入損失の劣化は防止できる。

１ポート型ＳＡＷ共振子１４０とインダクタ１７０とを合わせたブロックでみたときのインピーダンス特性では、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の反共振点は送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域内にあり、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の共振点は受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域内もしくはその近傍にあることが望ましい。

また、インダクタ１７０が１ポート型ＳＡＷ共振子１４０と受信側ＳＡＷフィルタ１１０との間にあるため、アンテナ１２５側からみた送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域での、受信側のブロックのインピーダンス特性は１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の特性が支配的になり高インピーダンス特性を維持できる。

図２に、本実施の形態のフィルタ特性を示す挿入損失−周波数のグラフを示す。本実施の形態に係るインピーダンス特性のスミスチャート図を図３に示す。図３中の×印は送信帯域すなわち送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域である。本実施の形態の１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対し直列にインダクタ１７０を付加した場合における１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の共振点の変化の様子を図４に示す。

また、図５に示す直列のインダクタ１７０を設けない比較例１での周波数特性図を図６に、比較例１のインピーダンス特性のスミスチャート図を図７に示す。図５に示す、比較例１では、通過帯域での挿入損失が最大４．２ｄＢであったが、図２に示す本実施の第一形態では、通過帯域での挿入損失が最大で１．８ｄＢと大幅に改善されていることが分かる。また、本実施の第一形態の図３と、比較例１の図７との各スミスチャート図を比較すると、相手側の通過帯域でのインピーダンス特性が、本実施の第一形態の方が、比較例１より高インピーダンス特性となっていることが分かる。

次に、上記インダクタ１７０のインダクタンス値の好適な範囲について検討した。まず、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対し直列に接続されるインダクタのインダクタンス値を種々代えて、通過帯域が低い方、本実施の形態では受信側ＳＡＷフィルタ１１０の挿入損失及びＶＳＷＲの変化をそれぞれ調べた。挿入損失の変化を図８に、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）の変化を図９にそれぞれ示した。

市場要求特性である、挿入損失が２．５ｄＢ以下、ＶＳＷＲが２以下に基づき、図８、及び図９より、挿入損失２．５ｄＢ以下、ＶＳＷＲ２以下を満足するインダクタ１７０のインダクタンス値は、下記の式（１）の範囲内、つまり５ｎＨ〜９ｎＨの範囲内が適正値である。

５≦Ｌ≦９ …（１）
検討した１ポート型ＳＡＷ共振子１４０（トラップ）の構造は以下の通りである。
圧電基板：３９°Ｙ−ＸＬｉＴａＯ₃
ＩＤＴ対数：１００対
ＩＤＴ交叉幅：７．０９λ（Ｗ＝３０μｍ／λ＝４．２３μｍ）
共振点：９１０ＭＨｚ
図１０のＡ（送受信の間隔）：１３０ＭＨｚ（Ａ＝中心周波数の間隔）
図１０のＢ（共振子のГ値）：４０ＭＨｚ（Г値＝共振点と反共振点との周波数間隔）
今回得られたＬ値の最適範囲は、言い換えると１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の共振点の周波数を所望の周波数までシフトさせるために必要なＬ値ということができる。ここでいう所望の周波数とは、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域である図１０に示す帯域１付近で帯域１の通過帯域特性を劣化させない範囲である。

１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に直列Ｌつまりインダクタ１７０を付加することで共振点の周波数を変化させ、良好な通過帯域内特性を得るという考え方で設計した場合、多少の設計条件が変わった場合でも、共振点の周波数を所望の周波数までシフトさせることには変わりなく、必要なシフト量を得るためのＬの値は条件の変更に対して補正することで今回得られた最適範囲を適用できる。

直列Ｌを付加することによる共振点の周波数のシフト量△ｆｒは以下のような関係がある。
（ａ）△ｆｒはＬ²に比例する
（ｂ）ｆｒがｋ倍になると、同じ△ｆｒを得るために必要なＬは１／ｋ倍になる
（ｃ）対数がｋ倍になると、同じ△ｆｒを得るために必要なＬは１／ｋ倍になる
（ｄ）交叉幅（波長比）がｋ倍になると、同じ△ｆｒを得るために必要なＬは１／ｋ倍になる
またＡ（送受信の間隔）とＢ（共振子のГ）の関係が変わると必要なΔｆｒが変わる
（ｅ〕（Ａ−Ｂ）がａ倍になると△ｆｒもｋ倍必要となり、必要なＬ²はｋ倍になる
図８及び図９を得た条件から設計条件が変化した場合、（ａ）〜（ｅ）の関係を考慮し直列Ｌの補正が必要になる。例えば、対数を１００対からＮ対に変えた場合、同じ△ｆｒを得るために必要なＬは１００／Ｎ倍になる。

従って、直列Ｌの最適値を示す式（１）は、以下の式（２）

に変わる。同様に（ａ）〜（ｅ）の関係を考慮し図８、図９から得られる最適範囲を示す式（１）式を一般化するように補正すると、下記式（３）

ｆｒ：シフト前の共振点（ＭＨｚ）
Ｌ：インダクタンス値（ｎＨ）
Ｎ：対数
Ｗ：交叉幅（μｍ）
λ：表面波の波長（μｍ）
Ａ：送受信の間隔（ＭＨｚ）
Ｂ：共振子のГ（共振点と反共振点との間隔）（ＭＨｚ）
となり、整理すると、インダクタンスの最適範囲は下記の式（４）を満足する範囲となる。

なお上記実施の第一形態では、インダクタ１７０を１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対し直列に接続した例を挙げたが、図１１に示すように、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対して並列に接続してもよい。この場合は、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の反共振点を高周波側にシフトさせることで、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域での整合を図ることができ、上記通過帯域の挿入損失を低減できる。

（実施の第二形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第二形態について、図１２ないし図１５に基づき説明する。上記ＳＡＷ分波器では、図１２に示すように、図１に示すＳＡＷ分波器に加えて、受信側ＳＡＷフィルタ１１０、及び送信側ＳＡＷフィルタ１２０とアンテナ１２５との間の断接を択一的に選択するスイッチ回路１９０が設けられている。さらに、本実施の形態では、別のインダクタ１８０が並列に、すなわちスイッチ回路１９０とインダクタ１７０との間とアース側との間に接続されている。なお、本実施の第二形態では、上記の実施の第一形態と同一の機能を有する部材については、同一の部材番号を付与してそれらの説明を省いた。

本実施の第二形態においては、インダクタ１７０は、８ｎＨであり、インダクタ１８０は、１５ｎＨに設定されている。送信帯のフィルタブロックと受信帯のフィルタブロックはスイッチ回路１９０の内部で接続されて分波器を構成する。

次に、本実施の第二形態の効果について説明する。本実施の第二形態では、ＳＡＷフィルタ１１０のアンテナ１２５側に１ポート型ＳＡＷ共振子１４０を直列接続している。これらの１ポート型ＳＡＷ共振子１４０は高減衰量を得ると同時に、相手側のフィルタの通過帯域内に反共振点を設定することで相手側のフィルタの通過帯域内において高インピーダンス特性（開放系）とすることができる。

すなわち、相手側の通過帯域内において高インピーダンス特性とすることは相手方の帯域内挿入損失を悪化させる影響を小さくし、相手側のフィルタの低損失な特性を得る効果がある。

ところが、受信側帯と送信側帯との周波数間隔が広い、すなわち受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域と、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域との各中心周波数の間隔が比較的広い場合（７０ＭＨｚ〜１８０ＭＨｚ）には、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０の共振点と反共振点の間隔Δｆは、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域と、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域との間隔に比べて小さくなるため、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域における１ポート型ＳＡＷ共振子１４０のインピーダンス特性は容量性となり、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域の挿入損失は大きく劣化する。

ここで、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０のアンテナ１２５側に対し直列にインダクタ１７０を接続すると容量性にあったインピーダンス特性は、誘導性になるので、受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域における挿入損失の劣化を防止できる。

ここで、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０とインダクタ１７０を合わせたブロックでみたときのインピーダンス特性では反共振点は送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域内にあり、共振点は受信側ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域又はその近傍にあることが望ましい。

送信帯のフィルタブロックと受信帯のフィルタブロックとがスイッチ回路１９０の内部で接続される場合には、スイッチ回路１９０及び各フィルタブロックまでの配線等で位相角が回転する。

アンテナ１２５側からみた送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域でのインピーダンス特性は、その位相回転量を考慮した位置にあることが望ましい。この位相回転量は５０度前後になることが多い。この位相回転量を加味したインピーダンス特性としなければ、相手側のフィルタの低損失な特性を得ることができない。

受信側ＳＡＷフィルタ１１０に１ポート型ＳＡＷ共振子１４０と直列にインダクタ１７０を付加した場合には、送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域でのインピーダンス特性は開放点付近にできるものの、開放点付近から自由に調整することは難しい。

本実施の第二形態では、さらに、インダクタ１８０をアンテナ１２５側に並列に設けたため、アンテナ１２５側からみた送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域でのインピーダンス特性は、並列のインダクタ１８０のインダクタンス値の影響を受けるため、通過帯域内の整合と相手方帯域の位相角の調整を同時に行うことが可能である。

従って、本実施の第二形態の構成では送信帯のフィルタブロックと受信帯のフィルタブロックが接続されるまでに位相が回転してしまう場合にも、位相角の調整ができるため接続点において送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域でのインピーダンス特性は開放点付近にできるため、相手側のフィルタが低損失な特性を得る効果がある。

本実施の第二形態の周波数特性図を図１３に示す。本実施の第二形態のインピーダンス特性のスミスチャート図を図１４に示す。図１４中の×印は送信帯域すなわち送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域である。

本実施の第二形態で並列のインダクタ１８０がない場合（比較例２）の周波数特性図を図１５に、インピーダンス特性のスミスチャート図を図１６に示す。図１６中の×印は送信帯域、すなわち送信側ＳＡＷフィルタ１２０の通過帯域である。

図１５に示す、比較例２では、通過帯域での挿入損失が最大２．８ｄＢであったが、図１３に示す本実施の第二形態では、通過帯域での挿入損失が最大で１．８ｄＢと大幅に改善されていることが分かる。また、本実施の第二形態の図１４と、比較例２の図１６との各スミスチャート図を比較すると、相手側の通過帯域でのインピーダンス特性が、本実施の第二形態の方が、比較例２より高インピーダンス特性（開放系）となっていることが分かる。

（実施の第三形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第三形態について、図１７に基づき説明する。上記ＳＡＷ分波器では、図１７に示すように、図１に示すＳＡＷ分波器に加えて、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０を複数段、例えば２段に、互いに直列に組み合わせたものである。

（実施の第四形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第四形態について、図１８に基づき説明する。上記ＳＡＷ分波器では、図１８に示すように、図１２に示すＳＡＷ分波器に加えて、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０を複数段、例えば２段に、互いに直列に組み合わせたものである。

送信帯のフィルタブロックと受信帯のフィルタブロックの端子Ａはスイッチ回路１９０の内部で接続され分波器を構成する。受信帯のフィルタブロックの端子Ｂは送信帯のフィルタブロックと接続されることはなく、分波器を構成しない。

（実施の第五形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第五形態について、図１９に基づき説明する。上記ＳＡＷ分波器では、図１９に示すように、図１２に示すＳＡＷ分波器に加えて、１ポート型ＳＡＷ共振子１４０が複数段、例えば２段に、受信側ＳＡＷフィルタ１１０を挟んで互いに直列に組み合わされて設けられている。さらに、本実施の第五形態においては、別の受信側ＳＡＷフィルタ２１０がスイッチ回路１９０と受信側ポート１３５との間に設けられ、また、上記受信側ＳＡＷフィルタ２１０と受信側ポート１３５との間に、別の１ポート型ＳＡＷ共振子１４０が接続されている。

以下に、本実施の第三ないし第五形態の効果について説明する。本実施の第三ないし第五形態では、実施の第一形態及び第二形態と同様の効果に加えて、直列のトラップとしての１ポート型ＳＡＷ共振子１４０が２段と複数段になっていることにより、電極面積を大きくすることができ単位面積あたりの電力負荷が減少し、耐電力性能を向上できる。

その上、本実施の第五形態においては、受信帯域が複数に分かれている場合にも出力は１端子に集約されるため、ＬＮＡが１つで済み、部品点数の削減が可能となり実装面積の削減、小型化が可能となる。

また、本実施の第三形態ないし第五形態として、図１７及び図１８にそれぞれ示すように、トラップとしての１ポート型ＳＡＷ共振子１４０を複数段に分割・接続する場合には、インダクタ１７０のインダクタンス値は式（５）を満足する範囲となる。分割したトラップは同一構造を前提とし、ｍはトラップの段数を示す。

なお、上記実施の第一ないし第五形態では、送信側も受信側も不平衡信号を取り扱う例を挙げたが、平衡信号を取り扱う場合でも、各インダクタ１７０、１８０の付加による効果が得られ、また、受信側ＳＡＷフィルタ１１０及び送信側ＳＡＷフィルタ１２０の少なくとも一方が不平衡−平衡変換機能を備えていてもよい。

（実施の第六形態）
本発明に係るＳＡＷ分波器の実施の第六形態は、図２０に示すように、有底箱状の本体１５と蓋部１６とを備えたパッケージ１７を有している。本体１５の内部空間の内底面上に送信側フィルタ素子６Ａ及び受信側フィルタ素子５Ａがそれぞれバンプボンディング１８により実装されている。これにより、上記ＳＡＷ分波器は、一体型の構造を有している。

本体１５には、少なくとも１つの多層構造９が形成されており、多層構造９の本体１５に内蔵された各内部配線７、２２、２３のパターンやビアホール１９、２０、２１、２４、２５、２６の何れかで各インダクタ１７０、１８０が構成されている。このようにして各インダクタ１７０、１８０がトラップとしての１ポート型ＳＡＷ共振子１４０に対し付加されている。

本発明に係るＳＡＷ分波器は、図２０に示すように、１つのパッケージ１７に送信側フィルタ素子６Ａ及び受信側フィルタ素子５Ａのそれぞれを実装したものでもよく、また、送信側及び受信側のそれぞれのフィルタ素子を異なるパッケージに実装したものでもよい。

その上、本発明に係るＳＡＷ分波器は、図２１（ａ）ないし（ｃ）に示すように、送信側フィルタ素子及び受信側フィルタ素子を一体化したデュアルフィルタ素子３８をプリント基板３２上に搭載し、さらに金属カバー４０で上記デュアルフィルタ素子３８を覆ってなるモジュール型の構造であってもよい。

上記モジュール型では、整合回路や各インダクタ１７０、１８０としての各インダクタ２８、３１、や整合回路としての各キャパシタ３６、３７をプリント基板３２上に搭載してもよい。

次に、上記実施の各形態の何れかに記載のＳＡＷ分波器を用いた通信機について図２２に基づき説明する。上記通信機６００は、受信を行うレシーバ側（Ｒｘ側）として、アンテナ６０１、アンテナ共用部／ＲＦＴｏｐフィルタ６０２、アンプ６０３、Ｒｘ段間フィルタ６０４、ミキサ６０５、１ｓｔＩＦフィルタ６０６、ミキサ６０７、２ｎｄＩＦフィルタ６０８、１ｓｔ＋２ｎｄローカルシンセサイザ６１１、ＴＣＸＯ（temperature compensated crystal oscillator（温度補償型水晶発振器））６１２、デバイダ６１３、ローカルフィルタ６１４を備えて構成されている。

Ｒｘ段間フィルタ６０４からミキサ６０５へは、図２２に二本線で示したように、バランス性を確保するために各平衡信号にて送信することが好ましい。

また、上記通信機６００は、送信を行うトランスミッタ側（Ｔｘ側）として、上記アンテナ６０１及び上記アンテナ共用部／ＲＦＴｏｐフィルタ６０２を共用するとともに、ＴｘＩＦフィルタ６２１、ミキサ６２２、Ｔｘ段間フィルタ６２３、アンプ６２４、カプラ６２５、アイソレータ６２６、ＡＰＣ（automatic power control（自動出力制御））６２７を備えて構成されている。

そして、上記アンテナ共用部／ＲＦＴｏｐフィルタ６０２には、上述した本実施の各形態に記載の何れかのＳＡＷ分波器が好適に利用できる。

本発明に係るＳＡＷ分波器は、通過帯域の挿入損失が改善されているという優れた特性を有するものである。よって、上記ＳＡＷ分波器を有する本発明の通信機は、通信特性を向上でき、また、低損失なことから省エネルギー化できて、例えば携帯電話のバッテリーを長寿命化できるものとなっている。

本発明のＳＡＷ分波器は、通過帯域の挿入損失が改善されるので、携帯電話等の通信機の分野に好適に利用できる。

本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第一形態の回路構成図である。 上記実施の第一形態におけるＳＡＷ分波器の受信側フィルタの挿入損失−周波数特性を示すグラフである。 上記実施の第一形態におけるＳＡＷ分波器の受信側フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート図である。 上記受信側フィルタでの、インダクタの付加の効果を示すインピーダンス特性を示すグラフである。 比較例１のＳＡＷ分波器の回路構成図である。 比較例１のＳＡＷ分波器における受信側フィルタの挿入損失−周波数特性を示すグラフである。 比較例１のＳＡＷ分波器における受信側フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート図である。 上記実施の第一形態において、インダクタのインダクタンス値を変えたときの挿入損失の変化を示すグラフである。 上記実施の第一形態において、インダクタのインダクタンス値を変えたときのＶＳＷＲの変化を示すグラフである。 本発明のＳＡＷ分波器における、１ポート型ＳＡＷ共振子の共振点及び反共振点と、受信帯及び送信帯との関係を示すグラフである。 上記実施の第一形態の一変形例であるＳＡＷ分波器の回路構成図である。 本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第二形態の回路構成図である。 上記実施の第二形態におけるＳＡＷ分波器の受信側フィルタの挿入損失−周波数特性を示すグラフである。 上記実施の第一形態におけるＳＡＷ分波器の受信側フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート図である。 比較例２のＳＡＷ分波器における受信側フィルタの挿入損失−周波数特性を示すグラフである。 比較例１のＳＡＷ分波器における受信側フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート図である。 本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第三形態の回路構成図である。 本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第四形態の回路構成図である。 本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第五形態の回路構成図である。 本発明に係るＳＡＷ分波器における実施の第六形態の断面図である。 （ａ）〜（ｃ）は本発明に係る、モジュール型のＳＡＷ分波器の分解斜視図である。 本発明に係る通信機のブロック図である。

符号の説明

１１０：受信側弾性表面波フィルタ（第１の弾性表面波フィルタ）
１２０：送信側弾性表面波フィルタ（第２の弾性表面波フィルタ）
１３０：共通接続点
１４０：１ポート型弾性表面波共振子
１７０：インダクタ

Claims (6)

1. 第１の弾性表面波フィルタと、該第１の弾性表面波フィルタより通過帯域周波数が高い第２の弾性表面波フィルタとを共通接続点で接続してなり、該第１の弾性表面波フィルタが複数のくし型電極部を弾性表面波の伝搬方向に沿って配置してなる縦結合共振子型弾性表面波フィルタである弾性表面波分波器において、
   前記第１の弾性表面波フィルタの共通接続点側には、反共振点が第２の弾性表面波フィルタの通過帯域内に位置する１ポート型弾性表面波共振子が接続されており、
   前記１ポート型弾性表面波共振子にはインダクタが直列又は並列に接続されていることを特徴とする弾性表面波分波器。
2. 前記第１の弾性表面波フィルタの通過帯域と第２の弾性表面波フィルタの通過帯域の周波数の間隔に対して、１ポート型弾性表面波共振子の共振点と反共振点の間隔が狭いことを特徴とする、請求項１に記載の弾性表面波分波器。
3. 前記共通接続点に、第１の弾性表面波フィルタと第２の弾性表面波フィルタとを切り替えるスイッチ回路が形成され、
   前記スイッチ回路と前記第１の弾性表面波フィルタとの間にはインダクタが並列に接続されていることを特徴とする、請求項１又は２に記載の弾性表面波分波器。
4. 前記インダクタは、ｆｒをシフト前の前記１ポート型弾性表面波共振子の共振点の周波数（ＭＨｚ）、Ｌを該インダクタのインダクタンス値（ｎＨ）、Ｎを前記１ポート型弾性表面波共振子の対数、Ｗを該１ポート型弾性表面波共振子の交叉幅（μｍ）、λを該１ポート型弾性表面波共振子の弾性表面波の波長（μｍ）、Ａを第１及び第２の各弾性表面波フィルタの通過帯域での中心周波数の間隔（ＭＨｚ）、Ｂを該１ポート型弾性表面波共振子のГ値（共振点と反共振点との間隔）（ＭＨｚ）とすると、下記の式（Ｉ）
   

   

   を満足する範囲に設定されていることを特徴とする、請求項１ないし３の何れか１項に記載の弾性表面波分波器。
5. 前記１ポート型弾性表面波共振子が複数段設けられ、
   前記インダクタは、ｆｒをシフト前の前記１ポート型弾性表面波共振子の共振点の周波数（ＭＨｚ）、Ｌを該インダクタのインダクタンス値（ｎＨ）、Ｎを前記１ポート型弾性表面波共振子の対数、Ｗを該１ポート型弾性表面波共振子の交叉幅（μｍ）、λを該１ポート型弾性表面波共振子の弾性表面波の波長（μｍ）、Ａを第１及び第２の各弾性表面波フィルタの通過帯域での中心周波数の間隔（ＭＨｚ）、Ｂを該１ポート型弾性表面波共振子のГ値（共振点と反共振点との間隔）（ＭＨｚ）、ｍは該１ポート型弾性表面波共振子の段数とすると、下記の式（II）
   

   

   を満足する範囲に設定されていることを特徴とする、請求項１ないし３の何れか１項に記載の弾性表面波分波器。
6. 請求項１ないし５の何れか１項に記載の弾性表面波分波器を有することを特徴とする、通信機。
   
   

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