CN109196778B - 高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

滤波器(22A)具备：串联臂电路(11)，其连接于输入输出端子(22m)与输入输出端子(22n)之间；以及并联臂电路(12)，其连接于将输入输出端子(22m)与输入输出端子(22n)连结的路径上的节点(x1)同地之间，其中，并联臂电路(12)具备并联臂谐振器(22p)以及与并联臂谐振器(22p)串联连接的阻抗电路(13)，阻抗电路(13)具备：第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；第二阻抗元件，其是电感器和电容器的另一方；以及与第二阻抗元件串联连接的开关(22SW)，由第二阻抗元件和开关(22SW)构成的第一串联电路(14)与第一阻抗元件并联连接。

Description

高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种具有谐振器的高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，利用弹性波的弹性波滤波器被广泛地用作配置于移动通信机的前端部的带通型滤波器等。另外，为了支持多模式/多频段(multimode/multiband)等复合化，具备多个弹性波滤波器的高频前端电路已投入实际使用。
例如，作为支持多频段化的弹性波滤波器的结构，能够使用包括具有BAW(BulkAcoustic Wave：体声波)谐振器的串联臂电路和并联臂电路的梯型滤波器结构(例如，参照专利文献1)。具体地说，专利文献1所记载的弹性波滤波器包括：串联臂电路，其由串联臂谐振器构成；以及并联臂电路，其是对并联臂谐振器串联连接彼此并联连接的电容器和开关而成的。这种弹性波滤波器是能够通过开关的导通(接通)和非导通(断开)的切换来对通带的频率和衰减极点的频率进行切换的可调滤波器(即，能够改变频率的频率可变滤波器)。
专利文献1：美国专利申请公开第2009/0251235号说明书
发明内容
发明要解决的问题
通常，在包括并联臂电路和串联臂电路的基本的梯型滤波器结构中，由并联臂电路的反谐振频率和串联臂电路的谐振频率来规定通带的频率，由并联臂电路的谐振频率来规定通带低频侧的衰减极点的频率，并且，由串联臂电路的反谐振频率来规定通带高频侧的衰减极点的频率。
而且，在上述以往的结构中，在开关导通时，并联臂电路的阻抗元件(在上述以往的结构中为电容器)被短路，开关导通时的并联臂电路为仅有并联臂谐振器的电路。而且，并联臂谐振器的谐振频率即为上述并联臂电路的谐振频率。另外，开关非导通时的并联臂电路为并联臂谐振器与作为阻抗元件的电容器串联连接的电路。因此，开关非导通时的并联臂电路的谐振频率为比该并联臂电路中的并联臂谐振器的谐振频率高的谐振频率。因而，能够根据开关的导通和非导通的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率进行切换(改变)。
然而，在上述以往的结构中，开关非导通时的并联臂电路的谐振频率为比该并联臂电路中的并联臂谐振器的谐振频率高的谐振频率，因此通带低频侧的衰减极点的频率无法切换为比并联臂谐振器的谐振频率低的频率。因此，存在以下问题：难以在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量的高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频滤波电路具备：串联臂电路，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；以及并联臂电路，其连接于地以及将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点，其中，所述并联臂电路具备并联臂谐振器以及与所述并联臂谐振器串联连接的阻抗电路，所述阻抗电路具备：第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；第二阻抗元件，其是电感器和电容器中的另一方；以及与所述第二阻抗元件串联连接的开关元件，由所述第二阻抗元件和所述开关元件构成的第一串联电路与所述第一阻抗元件并联连接。
由此，根据开关元件的导通和非导通，阻抗电路中的第二阻抗元件在连接与非连接之间切换，因此阻抗电路的阻抗切换。另外，第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，第二阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，因此开关元件导通时的阻抗电路由于电感器与电容器的并联电路而具有阻抗成为极大的频率。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有包括比并联臂谐振器的谐振频率低的谐振频率在内的2个谐振频率。
因而，在开关元件导通时的并联臂电路中，能够将谐振频率配置在比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的位置，因此能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，所述第一阻抗元件是电容器，且所述第二阻抗元件是电感器。
由此，开关元件导通时的阻抗电路为电感器与电容器并联连接的电路，其阻抗特性是具有阻抗成为极大的频率。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有包括比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率在内的2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此具有电容性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路仅在比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧且比并联臂谐振器的反谐振频率靠低频率侧的位置具有1个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对并联臂电路的谐振频率和谐振频率的数量进行切换，因此能够对衰减极点的频率和衰减极点的数量进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率高。
由此，开关元件导通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器的谐振频率高的频率处，因此开关元件导通时的阻抗电路在并联臂谐振器的谐振频率处为电感性的阻抗。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率和反谐振频率靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此开关元件非导通时的阻抗电路为电容性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路仅具有比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧且比并联臂谐振器的反谐振频率靠低频率侧的1个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频侧的衰减极点的有无进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率低。
由此，开关元件导通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器的谐振频率低的频率处，因此开关元件导通时的阻抗电路在并联臂谐振器的谐振频率处为电容性的阻抗。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧且比并联臂谐振器的反谐振频率靠低频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此开关元件非导通时的阻抗电路为电容性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路仅在比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧且比并联臂谐振器的反谐振频率靠低频率侧的位置具有1个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率和衰减极点的数量进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，所述第一阻抗元件是电感器，且所述第二阻抗元件是电容器。
由此，开关元件导通时的阻抗电路为电感器与电容器并联连接的电路，其阻抗特性是具有阻抗成为极大的频率。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有包括比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率在内的2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此开关元件非导通时的阻抗电路为电感性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对衰减极点的频率进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率低。
由此，开关元件导通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器的谐振频率低的频率处，因此开关元件导通时的阻抗电路在并联臂谐振器的谐振频率处为电容性的阻抗。因此，开关元件导通时的并联臂电路在比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的位置具有2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此开关元件非导通时的阻抗电路为电感性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率和衰减极点的数量以及通带高频侧的衰减极点的有无进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率高。
由此，开关元件导通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器的谐振频率高的频率处，因此开关元件导通时的阻抗电路在并联臂谐振器的谐振频率处为电感性的阻抗。因此，开关元件导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率和反谐振频率靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
另一方面，开关元件非导通时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此开关元件非导通时的阻抗电路为电感性的阻抗。因此，开关元件非导通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器的谐振频率靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器的谐振频率靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
因而，能够根据开关元件的导通和非导通的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频侧的衰减极点的频率进行切换。并且，在开关元件导通时，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，也可以是，还具备：第三阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及与所述第三阻抗元件串联连接的开关元件，其中，由所述第三阻抗元件和该开关元件构成的第二串联电路与所述第一阻抗元件并联连接。
由此，通过适当地切换第一串联电路和第二串联电路的开关元件的导通和非导通，能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。
另外，也可以具有梯型滤波器结构，其包括：至少2个所述并联臂电路；以及至少1个所述串联臂电路。
另外，也可以是，在至少2个所述并联臂电路中的各并联臂电路中，所述第一阻抗元件是电容器，且所述第二阻抗元件是电感器。
另外，也可以是，在至少2个所述并联臂电路中的各并联臂电路中，所述第一阻抗元件是电感器，且所述第二阻抗元件是电容器。
另外，也可以是，在至少2个所述并联臂电路中的一部分并联臂电路中，所述第一阻抗元件是电容器，且所述第二阻抗元件是电感器，在其它并联臂电路中，所述第一阻抗元件是电感器，且所述第二阻抗元件是电容器。
另外，其它一个方式所涉及的高频滤波电路具备：串联臂谐振器，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；并联臂谐振器，其连接于将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点同地之间；第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方，在所述节点与所述地之间与所述并联臂谐振器串联连接；第二阻抗元件，其是电感器和电容器中的另一方；以及开关元件，其与所述第二阻抗元件串联连接，其中，由所述第二阻抗元件和所述开关元件构成的第一串联电路与所述第一阻抗元件并联连接。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备：多个高频滤波电路，该多个高频滤波电路包括上述任一个高频滤波电路；以及开关电路，其设置于所述多个高频滤波电路的前级和后级中的至少一方，具有与所述多个高频滤波电路分别地连接的多个选择端子以及选择性地与所述多个选择端子连接的共用端子。
由此，能够在支持多频段的高频前端电路中确保低频率的衰减带中的充分的衰减量。
另外，本发明的其它一个方式所涉及的高频前端电路具备：上述任一个高频滤波电路；以及控制部，其对所述开关元件的导通和非导通进行控制。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及上述任一个高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递高频信号。
由此，能够在支持多频段的通信装置中确保低频率的衰减带中的充分的衰减量。
发明的效果
根据本发明所涉及的高频滤波电路等，能够在比并联臂谐振器的谐振频率低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的通信装置的结构图。
图2是实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。
图3是示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器的各谐振器的俯视图和截面图的一例。
图4A是表示与实施例1所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性(bandpass characteristic)的图表。
图4B是表示与实施例2所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。
图5A是表示1个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图5B是表示对谐振器串联连接电容器时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图5C是表示对谐振器串联连接由电容器和电感器构成的LC并联谐振电路时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图6是实施方式1的变形例所涉及的滤波器的电路结构图。
图7A是表示与实施例3所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。
图7B是表示与实施例4所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。
图8是表示对谐振器串联连接电感器时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图9是实施方式2所涉及的滤波器的电路结构图。
图10是实施方式2的变形例1所涉及的滤波器的电路结构图。
图11是实施方式2的变形例2所涉及的滤波器的电路结构图。
图12是实施方式2的变形例3所涉及的滤波器的电路结构图。
图13是实施方式3所涉及的滤波器的电路结构图。
图14A是表示构成实施方式3所涉及的滤波器的谐振器在单个状态时的阻抗特性的图表。
图14B是表示实施方式3中的一部分并联臂电路的阻抗特性的图表。
图14C是表示实施方式3中的另一部分并联臂电路的阻抗特性的图表。
图14D是表示实施方式3所涉及的滤波器的带通特性的图表。
图15A是实施方式3所涉及的滤波器的外观立体图。
图15B是实施方式3所涉及的滤波器的截面图。
图16是实施方式4所涉及的高频前端电路的结构图。
图17是实施方式5所涉及的多工器的结构图。
具体实施方式
下面，使用实施例和附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施方式中的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。另外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的标记，有时省略或简化重复的说明。
另外，下面，“通带低频端”表示“通带内的最低频率”。另外，“通带高频端”表示“通带内的最高频率”。另外，“通带低频侧”表示“通带外且频率比通带低的一侧”。另外，“通带高频侧”表示“通带外且频率比通带高的一侧”。另外，下面有时将“低频率侧”称为“低频侧”、将“高频率侧”称为“高频侧”。
另外，下面，将开关元件作为在导通(接通)时阻抗为零、在非导通(断开)时阻抗变得无穷大的理想元件来进行说明。实际上，开关元件中存在断开时的电容成分、接通时的电感成分以及电阻成分等寄生成分，因此其特性与使用作为理想元件的开关元件的特性略有不同。
(实施方式1)
[1.通信装置的电路结构]
图1是实施方式1所涉及的通信装置4的结构图。如该图所示，通信装置4具备天线元件1、高频前端电路2以及RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency IntegratedCircuit：射频集成电路)3。通信装置4例如是支持多模式/多频段的便携式电话。天线元件1、高频前端电路2以及RFIC 3例如配置于该便携式电话的前端部。
天线元件1是发送接收高频信号的、例如依据3GPP(Third GenerationPartnership Project)等通信标准的支持多频段的天线。此外，天线元件1例如也可以不是将通信装置4的全部频段均支持，也可以仅支持低频带组或高频带组的频段。另外，天线元件1也可以不内置于通信装置4。
高频前端电路2是在天线元件1与RFIC 3之间传递高频信号的电路。具体地说，高频前端电路2将从RFIC 3输出的高频信号(在此为高频发送信号)经由发送侧信号路径传递到天线元件1，该发送侧信号路径是将发送端子Tx与天线端子ANT连结的路径。另外，高频前端电路2将利用天线元件1接收到的高频信号(在此为高频接收信号)经由接收侧信号路径传递到RFIC 3，该接收侧信号路径是将天线端子ANT与接收端子Rx连结的路径。此外，在后面叙述高频前端电路2的详细结构。
RFIC 3是对利用天线元件1发送接收的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地说，RFIC 3对从天线元件1经由高频前端电路2的接收侧信号路径输入的高频信号(在此为高频接收信号)通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到基带信号处理电路(未图示)。另外，RFIC3对从基带信号处理电路输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到高频前端电路2的发送侧信号路径。
另外，在本实施方式中，RFIC 3还具有作为以下的控制部的功能：基于所使用的频带(频段)来对高频前端电路2所具有的各开关的导通(接通)和非导通(断开)进行控制。具体地说，RFIC 3利用控制信号φS22来对各开关的接通和断开的切换进行控制。
[2.高频前端电路的结构]
接着，说明高频前端电路2的详细结构。
如图1所示，高频前端电路2具备滤波器22A及22B、发送放大电路24以及接收放大电路26。
滤波器22A是具有频率可变功能的高频滤波电路即可调滤波器。具体地说，滤波器22A的通带能够切换为第一通带或第二通带。也就是说，滤波器22A能够在通带互不相同的第一带通特性和第二带通特性之间切换。在本实施方式中，滤波器22A是第一通带为BandA1的发送带且第二通带为BandA2的发送带的发送用滤波器，设置在发送侧信号路径上。此外，在后面叙述滤波器22A的详细结构。另外，第一通带和第二通带不限定于此，只要是互不相同的频带即可。在此，“互不相同的频带”不仅包括频带完全分离的情况，也包括频带的一部分重复的情况。
滤波器22B是不具有频率可变功能的高频滤波电路即固定滤波器。在本实施方式中，滤波器22B是通带为BandA1和BandA2接收带的接收用滤波器，设置在接收侧信号路径上。此外，滤波器22B也可以与滤波器22A同样地是能够切换通带的可调滤波器。
发送放大电路24是对从RFIC 3输出的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。在本实施方式中，发送放大电路24设置于滤波器22A与发送端子Tx之间。
接收放大电路26是对利用天线元件1接收到的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。在本实施方式中，接收放大电路26设置于滤波器22B与接收端子Rx之间。
这样构成的高频前端电路2按照来自控制部(在本实施方式中为RFIC 3)的控制信号φS22来适当切换滤波器22A的通带从而传递高频信号。
即，滤波器22A按照来自控制部的控制信号φS22切换该滤波器22A内的后述的开关元件的接通(on)和断开(off)，由此能够对通带的频率和衰减极点的频率进行切换。
例如，控制部在使用BandA1的环境下将滤波器22A内的开关元件设为接通和断开中的某一方，在使用BandA2的环境下将该开关元件设为接通和断开中的另一方。也就是说，针对滤波器22A内的开关元件，在某一环境下选择接通和断开中的某一种，在该环境下接通和断开是固定(不变)的。
[3.滤波器(可调滤波器)的结构]
接着，说明滤波器22A的详细结构。
图2是实施方式1所涉及的滤波器22A的电路结构图。该图所示的滤波器22A具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p、开关22SW、电容器22C以及电感器22L。
串联臂谐振器22s连接于输入输出端子22m(第一输入输出端子)与输入输出端子22n(第二输入输出端子)之间。也就是说，串联臂谐振器22s是设置于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的串联臂的谐振器。在本实施方式中，串联臂谐振器22s构成连接于输入输出端子22m(第一输入输出端子)与输入输出端子22n(第二输入输出端子)之间的串联臂电路11。
此外，串联臂电路11不限于该结构，也可以是纵向耦合谐振器等由多个谐振器构成的谐振电路。并且，串联臂电路11不限于谐振电路，也可以是电感器或电容器等阻抗元件。
并联臂谐振器22p连接于节点(在图2中为节点x1)与地(基准端子)之间，该节点位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上。也就是说，并联臂谐振器22p是设置于将串联臂与地连结的并联臂的谐振器。
电容器22C是在并联臂谐振器22p与地之间与并联臂谐振器22p串联连接的第一阻抗元件。也就是说，电容器22C的一个端子与并联臂谐振器22p的地侧的端子连接，电容器22C的另一个端子与地连接。
开关22SW是一个端子连接于并联臂谐振器22p与电容器22C(第一阻抗元件)的连接节点(在图2中为节点x2)、另一个端子连接于电感器22L(第二阻抗元件)的一个端子的、例如SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件。根据来自控制部(在本实施方式中为RFIC 3)的控制信号φS22来对开关22SW的接通和断开进行切换，由此使该连接节点与电感器22L连接或非连接。
例如，关于开关22SW，能够列举出二极管开关或者由GaAs或CMOS(ComplementaryMetal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)形成的FET(Field EffectTransistor：场效应晶体管)开关。这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使滤波器22A小型化。
电感器22L是一个端子与开关22SW的另一个端子连接、另一个端子与地连接的第二阻抗元件。
也就是说，这些开关22SW和电感器22L以串联连接的状态来与电容器22C并联连接。因而，并联臂谐振器22p在开关22SW断开时与电容器22C串联连接，在开关22SW接通时与由电容器22C和电感器22L构成的LC并联谐振电路串联连接。
在此，滤波器22A的通带和衰减极点的频率可变宽度取决于电容器22C和电感器22L的常数，例如电容器22C的常数越小则向高频侧的频率可变宽度越宽，电感器22L的常数越大则向低频侧的频率可变宽度越宽。因此，能够根据对滤波器22A要求的频率规格来适当决定电容器22C和电感器22L的常数。
另外，电容器22C也可以是变容二极管和DTC(Digitally Tunable Capacitor：数字可调电容器)等可变电容器。另外，电感器22L也可以是使用MEMS(Micro ElectroMechanical Systems：微电子机械系统)的可变电感器。由此，能够精细地调整频率可变宽度。此外，也可以是，电容器22C和电感器22L中的仅一方为可变阻抗元件(可变电容器或可变电感器)。
这些并联臂谐振器22p、电容器22C、开关22SW以及电感器22L构成连接于节点x1和地的并联臂电路12，该节点x1位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上(串联臂上)。即，并联臂电路12设置于将串联臂与地连结的1个并联臂，由与串联臂的任意1个节点x1连接的并联臂谐振器22p以及经由该并联臂谐振器22p来与串联臂连接的阻抗元件和开关元件等构成。
换言之，并联臂电路12具备并联臂谐振器22p以及与并联臂谐振器22p串联连接的阻抗电路13。在此，阻抗电路13具备：电容器22C，其是电感器和电容器中的一方，是第一阻抗元件这一方；电感器22L，其是电感器和电容器中的另一方，是第二阻抗元件这一方；以及开关22SW，其与电感器22L串联连接。另外，由电感器22L及开关22SW构成的第一串联电路14与电容器22C并联连接。
这样构成的滤波器22A具有包括1个串联臂电路11和1个并联臂电路12的梯型滤波器结构。
关于该并联臂电路12的合成阻抗，根据开关22SW的接通和断开的切换，阻抗成为极小的频率即谐振频率向低频侧或高频侧移位。关于这一点，在后面与滤波器22A的带通特性一起叙述。
此外，关于阻抗电路13与并联臂谐振器22p的连接顺序，在本实施方式中，阻抗电路13连接于并联臂谐振器22p与地之间。也就是说，并联臂谐振器22p连接于节点x1侧，阻抗电路13连接于地侧。但是，该连接顺序没有特别限定，也可以相反。但是，若使连接顺序相反，则滤波器22A的通带内的损耗恶化。另外，在并联臂谐振器22p与其它弹性波谐振器一起形成在谐振器用的芯片(封装)的情况下，由于该芯片的端子数的增加而招致芯片尺寸的大型化。因此，从滤波器特性和小型化的观点出发，优选按本实施方式的连接顺序进行连接。
在此，在本实施方式中，构成滤波器22A的各谐振器(串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p)是使用声表面波的谐振器。由此，能够利用形成在压电基板上的IDT(InterDigital Transducer：叉指换能器)电极来构成滤波器22A，因此能够实现具有陡度高的带通特性的小型且低高度的滤波电路。在此，说明声表面波谐振器的结构。
图3是示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器22A的各谐振器的俯视图和截面图的一例。在该图中例示了表示构成滤波器22A的各谐振器中的串联臂谐振器22s的结构的俯视示意图和剖视示意图。此外，图3所示的串联臂谐振器用于说明上述多个谐振器的典型结构，构成电极的电极指的根数、长度等不限定于此。
滤波器22A的各谐振器由压电基板100以及具有梳形状的IDT电极11a及11b构成。
如图3的俯视图所示，在压电基板100之上形成有彼此相向的一对IDT电极11a及11b。IDT电极11a由彼此平行的多个电极指110a以及将多个电极指110a连接的汇流条电极111a构成。另外，IDT电极11b由彼此平行的多个电极指110b以及将多个电极指110b连接的汇流条电极111b构成。多个电极指110a及110b形成为沿着与声表面波的传播方向正交的方向，且沿着该传播方向周期性地形成。
在这样构成的谐振器中，由IDT电极11a及11b的设计参数等来规定被激发的声表面波的波长。下面，说明IDT电极11a及11b的设计参数。
上述声表面波的波长是由多个电极指110a及110b中的与1个汇流条电极连接的电极指110a及110b的重复周期λ来规定的。另外，电极指节距(多个电极指110a及110b的节距(pitch)、即电极指周期)P为该重复周期λ的1/2，在将电极指110a及110b的线宽度设为W、将相邻的电极指110a及110b之间的空间宽度设为S的情况下，电极指节距定义为P＝(W+S)。另外，电极占空比(duty ratio)是指多个电极指110a及110b的线宽度占用率，是用多个电极指110a的线宽度相对于该线宽度与空间宽度的相加值的比例、即W/(W+S)来定义的。即，电极占空比是用多个电极指110a的宽度与电极指节距(多个电极指110a的节距)之比、即W/P来定义的。另外，对数是指成对的电极指110a的数量，是电极指110a的总数的大致一半。例如，当将对数设为N、将电极指110a的总数设为M时，满足M＝2N+1。另外，谐振器的静电电容C0由下面的式1表示。
[数式1]
Figure GDA0001882312030000151
此外，ε0是真空中的介电常数，εr是压电基板100的介电常数。
另外，如图3的截面图所示，由多个电极指110a及110b以及汇流条电极111a及111b构成的IDT电极11a及11b为贴合层101与主电极层102的层叠结构。
贴合层101是用于提高压电基板100与主电极层102的贴合性的层，作为贴合层101的材料，例如使用Ti。贴合层101的膜厚例如为12nm。
作为主电极层102的材料，例如使用含有1％的Cu的Al。主电极层102的膜厚例如是162nm。
保护层103形成为覆盖IDT电极11a及11b。保护层103是以保护主电极层102免受外部环境影响、调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
此外，构成贴合层101、主电极层102以及保护层103的材料不限定于上述的材料。并且，IDT电极11a及11b也可以不是上述层叠结构。IDT电极11a及11b例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金构成，另外也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。另外，也可以不形成保护层103。
压电基板100例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶体或压电陶瓷(沿着将以X轴为中心轴从Y轴旋转50°的轴作为法线的面切割的钽酸锂单晶体或者陶瓷、声表面波沿X轴方向传播的单晶体或陶瓷)构成。此外，在本实施方式中，作为压电基板100，例示了50°Y切割X传播LiTaO3单晶体，但是构成压电基板100的单晶体材料不限定于LiTaO3，单晶体材料的切割角也不限定于此。另外，也可以是由LiTaO3压电单晶体、LiNbTaO3压电单晶体或者压电陶瓷构成的压电基板或在局部具有它们的压电性的基板。
此外，滤波器22A所具有的各谐振器的结构不限定于图3所记载的结构。例如，也可以是，IDT电极11a及11b不是金属膜的层叠结构，而是单层的金属膜。
另外，滤波器22A的各谐振器也可以不是声表面波谐振器，也可以是利用BAW的谐振器。也就是说，各谐振器具有“谐振频率”和“反谐振频率”即可，该“谐振频率”是阻抗成为极小的奇异点(理想地说，阻抗成为0的点)，该“反谐振频率”是阻抗成为极大的奇异点(理想地说，无穷大的点)。
[4.滤波器(可调滤波器)的带通特性]
通过按照控制信号φS22对开关22SW的接通和断开进行切换，如以上那样构成的滤波器22A的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。因此，下面使用滤波器22A的2个实施例(实施例1和实施例2)来将滤波器22A的带通特性与开关22SW的状态一起说明。
具体地说，作为实施例1，说明开关22SW接通时阻抗电路13的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高的情况(fz>frp)。作为实施例2，说明开关22SW接通时阻抗电路13的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的情况(fz<frp)。
在此，当将电容器22C的电容设为C、将电感器22L的电感设为L时，LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz由
Figure GDA0001882312030000172
来表示。
除了电容器22C和电感器22L的元件值不同以外，实施例1中的各元件的电路常数与实施例2中的各元件的电路常数相同，具体地说如下面的表1所示。
[表1]
Figure GDA0001882312030000171
图4A是表示与实施例1所涉及的滤波器有关的阻抗特性(|Z|特性)以及该滤波器的带通特性(即频率插入损耗特性)的图表。图4B是表示与实施例2所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。
无论在哪一个图中，都在上段示出了下面的5个阻抗特性。
(I-i)开关22SW接通时的并联臂电路12的阻抗特性(图中的“并联臂电路12(开关22SW：接通)”)
(I-ii)开关22SW断开时的并联臂电路12的阻抗特性(图中的“并联臂电路12(开关22SW：断开)”)
(I-iii)开关22SW接通时的阻抗电路13的阻抗特性(图中的“阻抗电路13(开关22SW：接通)”)
(I-iv)串联臂谐振器22s的阻抗特性、即串联臂电路11的阻抗特性(图中的“串联臂谐振器22s”)
(I-v)并联臂谐振器22p的阻抗特性(图中的“并联臂谐振器22p”)
另外，无论在哪一个图中，都在下段示出了下面的2个带通特性。
(II-i)开关22SW接通时的滤波器22A的带通特性(图中的“开关22SW：接通”)
(II-ii)开关22SW断开时的滤波器22A的带通特性(图中的“开关22SW：断开”)
首先，说明单个谐振器时的阻抗特性。此外，下面，不限于单个谐振器时的阻抗，为方便起见，对于谐振器与其它电路元件的合成阻抗，也将阻抗成为极小的奇异点(理想地说阻抗成为0的点)的频率称为“谐振频率”。另外，将阻抗成为极大的奇异点(理想地说，阻抗无穷大的点)的频率称为“反谐振频率”。
如图4A和图4B所示，串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p具有如下阻抗特性。具体地说，并联臂谐振器22p具有谐振频率frp和反谐振频率fap(此时，满足frp<fap)。串联臂谐振器22s具有谐振频率frs和反谐振频率fas(此时，满足frs<fas且frp<frs)。
首先，在开关22SW断开时，阻抗电路13为仅有电容器22C的电路，因此具有电容性的阻抗。此时，并联臂电路12为并联臂谐振器22p与电容器22C的串联电路，如图4A和图4B所示，具有1个谐振频率frpoff和1个反谐振频率fapoff。
具体地说，此时，如图4A和图4B所示，并联臂电路12的谐振频率frpoff比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。关于此，电容器22C的电容值越小，则谐振频率frpoff越高。另外，此时，并联臂电路12的反谐振频率fapoff与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。
此外，此前说明了开关22SW断开时的并联臂电路12的2个谐振频率frpoff和反谐振频率fapoff，该原理的详情在后面使用谐振器的等效电路模型来叙述。
在构成梯型的带通滤波器时，使并联臂电路12的反谐振频率fapoff与串联臂谐振器22s的谐振频率frs接近。由此，在开关22SW断开时，在并联臂电路12的阻抗接近0的谐振频率frpoff处形成衰减极点，该衰减极点附近的频率成为低频侧阻带。另外，当频率进一步高时，在反谐振频率fapoff附近并联臂电路的阻抗变高，且在谐振频率frs附近串联臂谐振器22s的阻抗接近0。由此，在反谐振频率fapoff和谐振频率frs的附近，成为从输入输出端子22m向输入输出端子22n的信号路径(串联臂)中的信号通带。频率再变高，在串联臂谐振器22s的阻抗成为极大的反谐振频率fas处形成衰减极点，该衰减极点附近的频率成为高频侧阻带。
因此，在开关22SW断开时，实施例1和实施例2所涉及的滤波器具有以下的第一带通特性(图4A下段和图4B下段的“开关22SW：断开”)：由并联臂电路12的反谐振频率fapoff和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12的谐振频率frpoff来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由并联臂电路12的反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
在此，在实施例1和实施例2中，并联臂电路12的谐振频率frpoff比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第一带通特性的通带低频侧的极点向高频侧移位。因而，在开关22SW断开时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例1和实施例2所涉及的滤波器能够使通带的低频端向高频侧移位来使通带宽度变窄。
另一方面，在开关22SW接通时，阻抗电路13为电容器22C与电感器22L的并联电路即LC并联谐振电路。因此，阻抗电路13具有阻抗成为极大的频率fz，在比频率fz靠低频率侧的位置具有电感性的阻抗，在比频率fz靠高频率侧的位置具有电容性的阻抗。
也就是说，在如实施例1那样频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高的情况下(fz>frp)，阻抗电路13在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处具有电感性的阻抗。与此相对，在如实施例2那样频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的情况下(fz<frp)，阻抗电路13在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处具有电容性的阻抗。
此时，并联臂电路12为并联臂谐振器22p与LC并联谐振电路的串联电路，因此如图4A和图4B所示那样具有2个谐振频率frp1on及frp2on和2个反谐振频率fa1on及fa2on。
关于此，在实施例1和实施例2中均是：2个谐振频率frp1on及frp2on中的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低，高频率侧的谐振频率frp2on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。具体地说，如图4A所示，在实施例1中，低频率侧的谐振频率frp1on位于并联臂谐振器22p的谐振频率frp附近。另一方面，如图4B所示，在实施例2中，高频率侧的谐振频率frp2on位于并联臂谐振器22p的谐振频率frp附近。
另外，此时，如图4A所示，在实施例1中，并联臂电路12的低频率侧的反谐振频率fap1on与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。另一方面，如图4B所示，在实施例2中，并联臂电路12的高频率侧的反谐振频率fap2on与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。
此外，此前说明了开关22SW接通时的并联臂电路12的2个谐振频率frp1on及frp2on以及2个反谐振频率fap1on及fap2on，该原理的详情在后面使用谐振器的等效电路模型来叙述。
根据以上，在开关22SW接通时，实施例1所涉及的滤波器具有以下的第二带通特性(图4A下段的“开关22SW：接通”)：由并联臂电路12的低频率侧的反谐振频率fap1on和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12的低频率侧的谐振频率frp1on来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由串联臂谐振器22s的反谐振频率fas和并联臂电路12的高频率侧的谐振频率frp2on来规定通带高频侧的2个极点(衰减极点)中的各极点。
在此，在实施例1中，并联臂电路12的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第二带通特性的通带低频侧的极点向低频侧移位。因而，在开关22SW接通时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例1所涉及的滤波器能够使通带的低频端向低频侧移位来使通带宽度变宽。另外，在该情况下，能够将谐振频率frp1on配置在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的位置，因此能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，在开关22SW接通时，实施例2所涉及的滤波器具有以下的第二带通特性(图4B下段的“开关22SW：接通”)：由并联臂电路12的高频率侧的反谐振频率fap2on和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12的2个谐振频率frp1on及frp2on来规定通带低频侧的2个极点(衰减极点)中的各极点，由串联臂谐振器22s的反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
在此，在实施例2中，并联臂电路12的高频率侧的谐振频率frp2on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第二带通特性的通带的低频侧向高频侧移位。因而，在开关22SW断开时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例2所涉及的滤波器能够使通带的低频端向高频侧移位来使通带宽度变窄。另外，在该情况下，能够将谐振频率frp1on配置在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的位置，因此能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
[5.基于谐振分析的原理说明1]
在此，关于能够得到如上所述的并联臂电路12的谐振频率和反谐振频率的原理，通过使用谐振器的等效电路模型进行的阻抗特性(谐振特性)的分析(谐振分析)来进行说明。此外，下面，省略与谐振器的Q值等效的电阻成分，使用理想的谐振器的等效电路来说明原理。
[5.1.单个谐振器]
首先，说明单个谐振器的谐振特性。
图5A是表示1个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，谐振器reso1能够由将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路以及对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C0而成的电路来表示。在此，电容器C0是谐振器reso1的静电电容。此外，在具有IDT电极的声表面波谐振器的情况下，用上述的式1表示该静电电容。
在上述等效电路中，谐振器reso1的谐振频率fr是由将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路来规定的，是上述等效电路的阻抗成为0的频率，因此，通过对式2求解，来利用式3表示谐振器reso1的谐振频率fr。
[数式2]
Figure GDA0001882312030000221
[数式3]
Figure GDA0001882312030000222
另外，谐振器reso1的反谐振频率fa是上述等效电路的导纳Ya成为0的频率，因此，通过对式4求解，来利用式5表示谐振器reso1的反谐振频率fa。
[数式4]
Figure GDA0001882312030000223
[数式5]
Figure GDA0001882312030000231
根据上述式3和式5，如图5A的右侧图表所示，反谐振频率fa出现在比谐振频率fr靠高频率侧的位置。
也就是说，谐振器reso1具有1个谐振频率以及位于比该谐振频率靠高频率侧的位置的1个反谐振频率。
[5.2.对谐振器串联连接电容器]
接着，使用等效电路模型来说明对谐振器reso1串联连接电容器时的谐振特性。
图5B是表示对谐振器reso1串联连接电容器Ct时的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，此时的等效电路模型为以下结构：对于谐振器reso1串联地连接有电容器Ct，该谐振器reso1由对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C0而成的电路来表示。
该等效电路的谐振频率frm是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率，因此，通过对式6求解，来利用式7表示该等效电路的谐振频率frm。
[数式6]
Figure GDA0001882312030000232
[数式7]
Figure GDA0001882312030000233
另一方面，该等效电路的反谐振频率fam是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率，因此，通过对式8求解，来利用式9表示该等效电路的反谐振频率fam。
[数式8]
Figure GDA0001882312030000241
[数式9]
Figure GDA0001882312030000242
根据式7和式9可知，如图5B的右侧图表所示，在对谐振器reso1串联连接电容器Ct而成的电路中，反谐振频率fam与由式4表示的单个谐振器reso1的反谐振频率fa相等，谐振频率frm与单个谐振器reso1的谐振频率fr相比向高频率侧移位。
[5.3.对谐振器串联连接LC并联谐振电路]
接着，使用等效电路模型来说明对谐振器reso1串联连接LC并联谐振电路时的谐振特性。
图5C是表示对谐振器reso1串联连接由电容器Ct和电感器Lt构成的LC并联谐振电路时的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，对于谐振器reso1串联地连接有由电容器Ct和电感器Lt构成的LC并联谐振电路，该谐振器reso1由对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C0而成的电路表示。
该等效电路的谐振频率frm是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率，因此，通过对式10求解，来利用式11表示该等效电路的谐振频率frm。
[数式10]
Figure GDA0001882312030000243
[数式11]
Figure GDA0001882312030000251
Figure GDA0001882312030000252
a＝LlLtC0Ct+LlLtClCt (式11)
b＝-LtCl-LtC0-LtCl-LtCt
c＝1
另一方面，该等效电路的反谐振频率fam是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率，因此能够如下那样表示。具体地说，在谐振器reso1的谐振频率fr比LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率
Figure GDA0001882312030000257
低的情况下，通过对式12求解，来利用式13表示低频率侧的反谐振频率famL。另外，在该情况下，通过对式14求解，来利用式15表示高频率侧的反谐振频率famH。
[数式12]
Figure GDA0001882312030000253
[数式13]
Figure GDA0001882312030000254
[数式14]
Figure GDA0001882312030000255
[数式15]
Figure GDA0001882312030000256
根据式11、式13以及式15可知，如图5C的右侧图表所示，在该情况下，低频率侧的反谐振频率famL与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_resol相等，低频率侧的谐振频率frmL与单个谐振器reso1的谐振频率fr_resol相比向低频率侧移位。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr比LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率
Figure GDA0001882312030000265
高的情况下，通过对式16求解，来利用式17表示低频率侧的反谐振频率famL。另外，在该情况下，通过对式18求解，来利用式19表示高频率侧的反谐振频率famH。
[数式16]
Figure GDA0001882312030000261
[数式17]
Figure GDA0001882312030000262
[数式18]
Figure GDA0001882312030000263
[数式19]
Figure GDA0001882312030000264
根据式11、式17以及式19可知，在该情况下，如图8的右侧图表所示，高频率侧的反谐振频率famH与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1相等，高频率侧的谐振频率frmH与单个谐振器reso1的谐振频率fr相比向高频率侧移位。
[5.4.基于谐振分析的特性说明(实施例1和实施例2)]
基于这种谐振分析，能够解释在上述的实施例1和实施例2中并联臂电路12的谐振频率或者反谐振频率根据开关22SW的接通和断开的切换而切换。
也就是说，在开关22SW断开时，为对并联臂谐振器22p串联连接电容器22C的结构。因此，在该情况下，利用对谐振器reso1串联连接电容器Ct时的等效电路模型来解释并联臂电路12的谐振频率和反谐振频率(参照图5B)。另一方面，在开关22SW接通时，为对并联臂谐振器22p串联连接由电容器22C和电感器22L构成的LC并联谐振电路的结构。因此，利用对谐振器reso1串联连接由电容器Ct和电感器Lt构成的LC并联谐振电路时的等效电路模型来解释并联臂电路12的谐振频率和反谐振频率(参照图5C)。在该情况下，阻抗电路13的阻抗成为极大的频率fz在该等效电路模型中相当于LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率
Figure GDA0001882312030000271
即，例如，在实施例1中，在开关22SW断开时，并联臂电路12的谐振频率frpoff由上述的式7来解释，并联臂电路12的反谐振频率fapoff由上述的式9来解释。
另一方面，在实施例1中，在开关22SW接通时，并联臂电路12的2个谐振频率frp1on及frp2on中的低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式11的frmL来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式11的frmH来解释。另外，在该情况下，并联臂电路12的2个反谐振频率fap1on及fap2on中的低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式13来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15来解释。
另外，例如，在实施例2中，关于开关22SW断开时的并联臂电路12的谐振频率frpoff和反谐振频率fapoff，与实施例1同样地解释。
另一方面，在实施例2中，关于开关22SW接通时的并联臂电路12的2个谐振频率frp1on及frp2on，与实施例1同样地解释。另外，在该情况下，并联臂电路12的2个反谐振频率fap1on及fap2on中的低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式17来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式19来解释。
[6.滤波器(可调滤波器)的变形例]
此前，作为具有频率可变功能的高频滤波电路，以将电容器用作第一阻抗元件、将电感器用作第二阻抗元件的结构为例进行了说明。但是，它们的关系也可以相反。因此，作为本实施方式所涉及的具有频率可变功能的高频滤波电路的变形例，对这种结构进行说明。
图6是实施方式1的变形例所涉及的滤波器22D的电路结构图。该图所示的滤波器22D与图2所示的滤波器22A相比在以下方面不同：电容器与电感器相调换。
下面，省略与实施方式1所涉及的滤波器22A的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
在本变形例中，电感器22L是在并联臂谐振器22p与地之间与并联臂谐振器22p串联连接的第一阻抗元件。也就是说，电感器22L的一个端子与并联臂谐振器22p的地侧的端子连接，电感器22L的另一个端子与地连接。
在本变形例中，电容器22C是一个端子与开关22SW的另一个端子连接、另一个端子与地连接的第二阻抗元件。
换言之，在本变形例中，并联臂电路12D具备并联臂谐振器22p以及与并联臂谐振器22p串联连接的阻抗电路13D。在此，阻抗电路13D具备：电感器22L，其是电感器和电容器中的一方，是第一阻抗元件的一例；电容器22C，其是电感器和电容器中的另一方，是第二阻抗元件的一例；以及开关22SW，其与电容器22C串联连接。另外，由电容器22C及开关22SW构成的第一串联电路14D与电感器22L并联连接。
也就是说，在本变形例中，这些开关22SW和电容器22C以串联连接的状态来与电感器22L并联连接。因而，并联臂谐振器22p在开关22SW断开时与电感器22L串联连接，在开关22SW接通时与实施方式1同样地与由电感器22L和电容器22C构成的LC并联谐振电路串联连接。
通过按照控制信号对开关22SW的接通和断开进行切换，如以上那样构成的滤波器22D的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。因此，下面使用滤波器22D的2个实施例(实施例3和实施例4)来将滤波器22D的带通特性与开关22SW的状态一起说明。
具体地说，作为实施例3，说明开关22SW接通时阻抗电路13D的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的情况(fz<frp)。作为实施例4，说明开关22SW接通时阻抗电路13的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高的情况(fz>frp)。
除了电容器22C和电感器22L的元件值不同以外，实施例3中的电路常数与实施例4中的电路常数相同，具体地说如下面的表2所示。此外，串联臂谐振器22s及并联臂谐振器22p的参数与实施例1及实施例2相同，因此省略说明。
[表2]
Figure GDA0001882312030000291
图7A是表示与实施例3所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。图7B是表示与实施例4所涉及的滤波器有关的阻抗特性以及该滤波器的带通特性的图表。
无论在哪一个图中，都在上段示出了下面的5个阻抗特性。
(I-i)开关22SW接通时的并联臂电路12D的阻抗特性(图中的“并联臂电路12D(开关22SW：接通)”)
(I-ii)开关22SW断开时的并联臂电路12D的阻抗特性(图中的“并联臂电路12D(开关22SW：断开)”)
(I-iii)开关22SW接通时的阻抗电路13D的阻抗特性(图中的“阻抗电路13D(开关22SW：接通)”)
(I-iv)串联臂谐振器22s的阻抗特性、即串联臂电路11的阻抗特性(图中的“串联臂谐振器22s”)
(I-v)并联臂谐振器22p的阻抗特性(图中的“并联臂谐振器22p”)
另外，无论在哪一个图中，都在下段示出了下面的2个带通特性。
(II-i)开关22SW接通时的滤波器22D的带通特性(图中的“开关22SW：接通”)
(II-ii)开关22SW断开时的滤波器22D的带通特性(图中的“开关22SW：断开”)
在此，单个谐振器中的阻抗特性与在滤波器22A中说明的特性相同，因此下面省略其说明。
无论实施例3还是实施例4都是，在开关22SW断开时，阻抗电路13D为仅有电感器22L的电路，因此具有电感性的阻抗。此时，并联臂电路12D为并联臂谐振器22p与电感器22L的串联电路，如图7A和图7B所示，具有2个谐振频率frp1off及frp2off以及1个反谐振频率fapoff。
具体地说，2个谐振频率frp1off及frp2off中的低频率侧的谐振频率frp1off比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低，高频率侧的谐振频率frp2off比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。关于此，随着电感器22L的电感值增大，2个谐振频率frp1off及frp2off均变低。
另外，此时，如图7A所示，在实施例3中，并联臂电路12D的反谐振频率fapoff与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。另一方面，如图7B所示，在实施例4中，并联臂电路12的低频率侧的反谐振频率fap1on与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。
此前说明了开关22SW断开时的并联臂电路12D的2个谐振频率frp1off及frp2off以及1个反谐振频率fapoff，该原理的详情在后面使用谐振器的等效电路模型来叙述。
也就是说，在开关22SW断开时，实施例3和实施例4所涉及的滤波器具有以下的第一带通特性(图7A和图7B的下段的“开关22SW：断开”)：由并联臂电路12D的高频率侧的反谐振频率fap2off和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由串联臂谐振器22s的反谐振频率fas和并联臂电路12D的谐振频率frp2off来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
在此，在实施例3和实施例4中，并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1off比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第一带通特性的通带低频侧的极点向低频侧移位。因而，在开关22SW断开时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例3和实施例4所涉及的滤波器能够使通带的低频端向低频侧移位来使通带宽度变宽。另外，在该情况下，并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低，因此能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另一方面，在开关22SW接通时，阻抗电路13D为电容器22C与电感器22L的并联电路即LC并联谐振电路。因此，根据与上述实施例1及实施例2相同的原理，并联臂电路12D如图7A和图7B所示那样具有2个谐振频率frp1on及frp2on和2个反谐振频率fa1on及fa2on。
关于此，2个谐振频率frp1on及frp2on中的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低，高频率侧的谐振频率frp2on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。具体地说，如图7A所示，在实施例3中，高频率侧的谐振频率frp2on位于并联臂谐振器22p的谐振频率frp附近。另一方面，如图7B所示，在实施例4中，低频率侧的谐振频率frp1on位于并联臂谐振器22p的谐振频率frp附近。
另外，此时，如图7A所示，在实施例3中，并联臂电路12D的高频率侧的反谐振频率fap2on与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。另一方面，如图7B所示，在实施例4中，并联臂电路12D的低频率侧的反谐振频率fap1on与并联臂谐振器22p的反谐振频率fap大致一致。
此前说明了开关22SW接通时的并联臂电路12D的2个谐振频率frp1on及frp2on以及2个反谐振频率fap1on及fap2on，该原理的详情在后面使用谐振器的等效电路模型来叙述。
根据以上，在开关22SW接通时，实施例3所涉及的滤波器具有以下的第二带通特性(图7A下段的“开关22SW：接通”)：由并联臂电路12D的高频率侧的反谐振频率fap2on和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12D的2个谐振频率frp1on及frp2on来规定通带低频侧的2个极点(衰减极点)，由串联臂谐振器22s的反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
在此，在实施例3中，并联臂电路12D的高频率侧的谐振频率frp2on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第二带通特性的通带的低频侧向高频侧移位。因而，在开关22SW断开时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例3所涉及的滤波器能够使通带的低频端向高频侧移位来使通带宽度变窄。另外，在开关22SW接通时，并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。因此，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，在开关22SW接通时，实施例4所涉及的滤波器具有以下的第二带通特性(图7B下段的“开关22SW：接通”)：由并联臂电路12D的低频率侧的反谐振频率fap1on和串联臂谐振器22s的谐振频率frs来规定通带，由并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1on来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由串联臂谐振器22s的反谐振频率fas和并联臂电路12D的高频率侧的谐振频率frp2on来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
在此，在实施例4中，并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率frp1on比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。因此，与仅由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p构成的基本的梯型滤波器结构的带通特性相比，第二带通特性的通带低频侧的极点向低频侧移位。因而，在开关22SW接通时，与基本的梯型滤波器结构相比，实施例4所涉及的滤波器能够使通带的低频端向低频侧移位来使通带宽度变宽。另外，无论是在开关22SW接通时还是断开时，并联臂电路12D的低频率侧的谐振频率(在开关22SW接通时为frp1on，在开关22SW断开时为frp1off)都比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。因此，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
[7.基于谐振分析的原理说明2]
在此，关于能够得到如上所述的并联臂电路12D的谐振频率和反谐振频率的原理，通过使用谐振器的等效电路模型进行的阻抗特性(谐振特性)的分析(谐振分析)来进行说明。
[7.1.对谐振器串联连接电感器]
首先，使用等效电路模型来说明对谐振器reso1串联连接电感器时的谐振特性。
图8是表示对谐振器reso1串联连接电感器Lt时的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，此时的等效电路模型为以下结构：对于谐振器reso1串联地连接有电感器Lt，该谐振器reso1由对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C0而成的电路来表示。
该等效电路的谐振频率是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率，因此，通过对式20求解，来利用式21和式22表示该等效电路的谐振频率。具体地说，低频率侧的谐振频率frmL由式21表示，高频率侧的谐振频率frmH由式22表示。
[数式20]
Figure GDA0001882312030000331
[数式21]
Figure GDA0001882312030000332
[数式22]
Figure GDA0001882312030000333
另一方面，该等效电路的反谐振频率fam是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率，因此，通过对式23求解，来利用式24表示该等效电路的反谐振频率fam。
[数式23]
Figure GDA0001882312030000341
[数式24]
Figure GDA0001882312030000342
根据式21、式22以及式24可知，如图8的右侧图表所示，在对谐振器reso1串联连接电感器Lt而成的电路中，反谐振频率fam与单个谐振器reso1的反谐振频率fa相等，低频率侧的谐振频率frmL为比单个谐振器reso1的谐振频率fr低的频率，高频率侧的谐振频率frmH为比单个谐振器reso1的谐振频率fr高的频率。也就是说，可知在该电路中谐振频率为2个。
[7.2.基于谐振分析的特性说明(实施例3和实施例4)]
基于这种谐振分析，能够解释在上述的实施例3和实施例4中并联臂电路12的谐振频率及其数量或者反谐振频率及其数量根据开关22SW的接通和断开的切换而切换。
也就是说，在开关22SW断开时，为对并联臂谐振器22p串联连接电感器22L的结构。因此，在该情况下，利用对谐振器reso1串联连接电感器Lt时的等效电路模型来解释并联臂电路12D的谐振频率和反谐振频率(参照图8)。另一方面，在开关22SW接通时，为对并联臂谐振器22p串联连接由电感器22L和电容器22C构成的LC并联谐振电路的结构。因此，利用对谐振器reso1串联连接由电容器Ct和电感器Lt构成的LC并联谐振电路时的等效电路模型来解释并联臂电路12的谐振频率和反谐振频率(参照图5C)。在该情况下，阻抗电路13D的阻抗成为极大的频率fz在该等效电路模型中相当于LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率
Figure GDA0001882312030000343
即，例如，在实施例3中，在开关22SW断开时，并联臂电路12D的2个谐振频率frp1off及frp2off中的低频率侧的谐振频率frp1off由上述的式21来解释，高频率侧的谐振频率frp2off由上述的式22来解释。另外，并联臂电路12D的反谐振频率fapoff由上述的式24来解释。
另一方面，在实施例3中，在开关22SW接通时，并联臂电路12D的2个谐振频率frp1on及frp2on中的低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式11的frmL来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式11的frmH来解释。另外，在该情况下，并联臂电路12D的2个反谐振频率fap1on及fap2on中的低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式13来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15来解释。
另外，例如，在实施例4中，关于开关22SW断开时的并联臂电路12D的谐振频率frpoff和反谐振频率fapoff，与实施例3同样地解释。
另一方面，在实施例4中，关于开关22SW接通时的并联臂电路12D的2个谐振频率frp1on及frp2on，与实施例3同样地解释。另外，在该情况下，并联臂电路12D的2个反谐振频率fap1on及fap2on中的低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式17来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式19来解释。
[8.效果等]
以上，说明了实施方式1及其变形例所涉及的滤波器22A及22D(高频滤波电路)。下面，说明由这种滤波器22A及22D起到的效果。
根据本实施方式及其变形例所涉及的滤波器22A及22D(高频滤波电路)，具备与并联臂谐振器22p串联连接的阻抗电路(在实施方式中为阻抗电路13，在变形例中为阻抗电路13D)。在阻抗电路中，由串联连接的开关22SW和第二阻抗元件(在实施方式中为电感器22L，在变形例中为电容器22C)构成的第一串联电路与第一阻抗元件并联连接。
由此，根据开关22SW的接通和断开，阻抗电路中的第二阻抗元件在连接与非连接之间切换，因此阻抗电路的阻抗切换。另外，第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，第二阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，因此开关22SW接通时的阻抗电路由于电感器与电容器的并联电路而具有阻抗成为极大的频率。另外，开关22SW接通时的并联臂电路具有2个谐振频率frp1on及frp2on。而且，该2个谐振频率frp1on及frp2on包括比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的谐振频率frp1on。另一方面，开关22SW断开时的并联臂电路具有1个谐振频率。
因而，在开关22SW接通时的并联臂电路中，能够将谐振频率frp1on配置在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的位置，因此能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
在另一观点下，在专利文献1所公开的结构中，通带的频率可变宽度(频率的移位量)受阻抗元件(在上述的专利文献1中为电容器)的元件值所制约，该阻抗元件根据开关的接通和断开来与并联臂谐振器连接或非连接。因此，为了使频率可变宽度变宽，想到了以下结构：设置多个阻抗元件，并设置将该多个阻抗元件与并联臂谐振器选择性地连接的开关。然而，在这种结构中，由于开关的个数的增加而妨碍高频滤波电路的小型化。
与此相对，根据本实施方式及其变形例所涉及的滤波器22A及22D，具备：串联臂谐振器22s，其连接于输入输出端子22m(第一输入输出端子)与输入输出端子22n(第二输入输出端子)之间；并联臂谐振器22p，其连接于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上的节点x1与地之间；第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方，在节点x1与地之间与并联臂谐振器22p串联连接；第二阻抗元件，其是电感器和电容器中的另一方；以及开关22SW，其与第二阻抗元件串联连接。另外，由第二阻抗元件和开关22SW构成的第一串联电路与第一阻抗元件并联连接。
由此，根据开关22SW的接通和断开来使第二阻抗元件与并联臂谐振器22p连接或非连接，因此附加于并联臂谐振器22p的阻抗是可变的。因此，将输入输出端子22m(第一输入输出端子)与输入输出端子22n(第二输入输出端子)连结的路径上的节点与地之间的并联臂的阻抗成为极小的频率(在上述说明中为并联臂电路的谐振频率)是可变的。因此，由并联臂的阻抗成为极小的频率规定的通带低频侧的极点(衰减极点)根据开关22SW的接通和断开而改变，能够改变通带的低频端的频率。
在此，第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，第二阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，因此仅对1个开关22SW的接通和断开进行切换就能够实现下面的2个状态。具体地说，关于规定通带低频侧的衰减极点的频率即并联臂电路的阻抗成为极小的频率，能够实现使该频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频侧的位置的第一状态以及使该频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频侧的位置的第二状态。因此，能够根据开关22SW的接通和断开来使通带的低频端的频率可变宽度变宽。也就是说，根据本实施方式及其变形例所涉及的滤波器22A及22D，能够使通带和通带低频侧的衰减极点的频率可变宽度变宽。
另外，根据本实施方式所涉及的滤波器22A，第一阻抗元件是电容器22C，且第二阻抗元件是电感器22L。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路为电感器与电容器并联连接的电路，其阻抗特性是具有阻抗成为极大的频率。因此，开关22SW接通时的并联臂电路具有包括比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1on在内的2个谐振频率frp1on及frp2on。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此具有电容性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路仅在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧且比并联臂谐振器22p的反谐振频率fap靠低频率侧的位置具有1个谐振频率frpoff。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对并联臂电路的谐振频率和谐振频率的数量进行切换，因此能够对衰减极点的频率和衰减极点的数量进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
在另一观点下，能够通过使开关22SW接通来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点向低频侧移位，通过使开关22SW断开来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点向高频侧移位。另外，一般来说，电容器的Q值比电感器的Q值高。因此，通过第一阻抗元件是电容器22C，能够提高开关22SW接通时的并联臂的Q值。由此，能够提高开关22SW断开时的通带低频侧的衰减坡的陡度。
另外，根据本实施方式，如实施例1那样，在开关22SW接通时，也可以是，阻抗电路的阻抗成为极大的频率比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高的频率处，因此开关22SW接通时的阻抗电路在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处为电感性的阻抗。因此，开关22SW接通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1on以及比并联臂谐振器22p的谐振频率frp和反谐振频率fap靠高频率侧的谐振频率frp2on这样的共计2个谐振频率frp1on及frp2on。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此为电容性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路仅具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧且比并联臂谐振器22p的反谐振频率fap靠低频率侧的1个谐振频率frpoff。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频侧的衰减极点的有无进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
在另一观点下，在实施例1中，在开关22SW接通时，谐振频率frp2on位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频的位置，该谐振频率frp2on是并联臂谐振器22p与电感器22L及电容器22C的合成阻抗成为极小的高频率侧的频率。另一方面，在开关22SW断开时，并联臂电路的谐振频率frpoff位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频的位置，该谐振频率frpoff是并联臂谐振器22p与电容器C22的合成阻抗成为极小的频率。
由此，能够利用根据开关22SW的接通和断开来切换的第一通带和第二通带来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点的频率可变宽度变宽。
另外，根据本实施方式，如实施例2那样，在开关22SW接通时，也可以是，阻抗电路的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率处，因此开关22SW接通时的阻抗电路在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处为电容性的阻抗。因此，开关22SW接通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1on、比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧且比并联臂谐振器22p的反谐振频率fap靠低频率侧的谐振频率frp2on这样的共计2个谐振频率frp1on及frp2on。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电容器的电路，因此为电容性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路仅在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧且比并联臂谐振器22p的反谐振频率fap靠低频率侧的位置具有1个谐振频率frpoff。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率和衰减极点的数量进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，根据本实施方式的变形例所涉及的滤波器22D，第一阻抗元件是电感器22L，且第二阻抗元件是电容器22C。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路为电感器与电容器并联连接的电路，其阻抗特性是具有阻抗成为极大的频率。因此，开关22SW接通时的并联臂电路具有包括比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1on在内的2个谐振频率frp1on及frp2on。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此为电感性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1off以及比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧的谐振频率frp2off这样的共计2个谐振频率frp1off及frp2off。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对衰减极点的频率进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
在另一观点下，能够通过使开关22SW接通来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点向高频侧移位，通过使开关22SW断开来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点向低频侧移位。另外，与第一阻抗元件是电容器且第二阻抗元件是电感器的情况相比，能够降低开关22SW断开时的通带的损耗。
另外，根据本实施方式的变形例，如实施例3那样，在开关22SW接通时，也可以是，阻抗电路的阻抗成为极大的频率比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率处，因此开关22SW接通时的阻抗电路在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处为电容性的阻抗。因此，开关22SW接通时的并联臂电路在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的位置具有2个谐振频率frp1on及frp2on。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此为电感性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率frp1off以及比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧的谐振频率frp2off这样的共计2个谐振频率frp1off及frp2off。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率和衰减极点的数量以及通带高频侧的衰减极点的有无进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
在另一观点下，在实施例3中，在开关22SW接通时，并联臂电路的高频率侧的谐振频率frp2on位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频的位置，该谐振频率frp2on是并联臂谐振器22p与电感器22L及电容器22C的合成阻抗成为极小的频率。另一方面，在开关22SW断开时，并联臂电路的低频率侧的谐振频率frp1off位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频的位置，该谐振频率frp1off是并联臂谐振器22p与电感器22L的合成阻抗成为极小的频率。
由此，能够利用根据开关22SW的接通和断开来切换的第一通带和第二通带来使通带的低频端和通带低频侧的衰减极点的频率可变宽度变宽。
另外，根据本实施方式的变形例，如实施例4那样，在开关22SW接通时，也可以是，阻抗电路的阻抗成为极大的频率比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高。
由此，开关22SW接通时的阻抗电路的阻抗成为极大的频率位于比并联臂谐振器22p的谐振频率frp高的频率处，因此开关22SW接通时的阻抗电路在并联臂谐振器22p的谐振频率frp处为电感性的阻抗。因此，开关22SW接通时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器22p的谐振频率frp和反谐振频率fap靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
另一方面，开关22SW断开时的阻抗电路为仅有电感器的电路，因此为电感性的阻抗。因此，开关22SW断开时的并联臂电路具有比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠低频率侧的谐振频率以及比并联臂谐振器22p的谐振频率frp靠高频率侧的谐振频率这样的共计2个谐振频率。
因而，能够根据开关22SW的接通和断开的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频侧的衰减极点的频率进行切换。并且，在开关22SW接通时，能够在比并联臂谐振器22p的谐振频率frp低的频率的衰减带中确保充分的衰减量。
另外，根据本实施方式及其变形例所涉及的滤波器22A及22D，优选的是，并联臂谐振器22p是声表面波谐振器或者体声波谐振器。由此，能够使并联臂谐振器22p小型化，因此能够实现滤波器22A及22D的小型化和低成本化。另外，使用声表面波谐振器和体声波谐振器的弹性波谐振器一般来说呈现高Q值的特性，因此能够降低通带内的损耗，并且能够高选择性化。
另外，根据本实施方式及其变形例所涉及的滤波器22A及22D，优选的是，开关22SW(开关元件)是二极管开关或者由GaAs或CMOS形成的FET开关。这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使滤波器22A及22D小型化。
(实施方式2)
在上述实施方式1及其变形例中，说明了具备1个由开关元件和第二阻抗元件构成的第一串联电路14及14D的滤波器。与此相对，在实施方式2中，说明具备多个该第一串联电路的滤波器。
图9是实施方式2所涉及的滤波器22E的电路结构图。
与实施方式1所涉及的滤波器22A相比，该图所示的滤波器22E具备多个由开关元件和第二阻抗元件(在此为电感器)构成的第一串联电路。
具体地说，滤波器22E与滤波器22A同样地，具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p以及电容器22C(第一阻抗元件)。另外，滤波器22E具备多个开关22SWa～22SWk和多个电感器22La～22Lk(第二阻抗元件)。在此，多个开关22SWa～22SWk与多个电感器22La～22Lk以分别地对应(1对1地对应)的方式彼此串联连接。
多个开关22SWa～22SWk中的各开关的一个端子连接于并联臂谐振器22p与电容器22C的连接节点x2。
多个电感器22La～22Lk中的各电感器的一个端子连接于开关22SWa～22SWk中的规定的开关的另一个端子，各电感器的另一个端子连接于地。各电感器与对应的开关一起构成第一串联电路。
也就是说，本实施方式所涉及的滤波器22E具备多个第一串联电路，该第一串联电路由开关元件(在此为开关22SWa～22SWk)以及与该开关元件串联连接的第二阻抗元件(在此为电感器22La～22Lk)构成，该开关元件的一个端子连接于并联臂谐振器22p与第一阻抗元件(在此为电容器22C)的连接节点(在图9中为节点x2)。
根据如以上那样构成的滤波器22E(高频滤波电路)，具有与实施方式1所涉及的滤波器22A相同的结构，因此起到与实施方式1相同的效果。
另外，根据本实施方式所涉及的滤波器22E，具备多个由开关元件和第二阻抗元件构成的第一串联电路。由此，通过适当地切换多个第一串联电路的开关元件的接通和断开，能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。
(实施方式2的变形例1)
在上述实施方式2中，以将电容器用作第一阻抗元件、将电感器用作第二阻抗元件的滤波器为例进行了说明。但是，它们的关系也可以相反。也就是说，也可以将电感器用作第一阻抗元件，将电容器用作第二阻抗元件。因此，在实施方式2的变形例1中，说明这种滤波器。
图10是实施方式2的变形例1所涉及的滤波器22F的电路结构图。
与实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D相比，该图所示的滤波器22F具备多个由开关元件和第二阻抗元件(在此为电容器)构成的第一串联电路。在此，第一串联电路是在实施方式2的第一串联电路中将电感器置换为电容器所得到的电路，因此省略详细的说明。
这样构成的滤波器22F(高频滤波电路)也起到与实施方式2所涉及的滤波器22E相同的效果。
(实施方式2的变形例2)
在上述实施方式2及其变形例1中，说明了具备多个由开关元件和第二阻抗元件构成的第一串联电路的滤波器。与此相对，在实施方式2的变形例2中，说明还具备由开关元件和第三阻抗元件构成的第二串联电路的滤波器。
图11是实施方式2的变形例2所涉及的滤波器22G的电路结构图。
与实施方式2所涉及的滤波器22E相比，该图所示的滤波器22G具备由开关元件和第三阻抗元件(在此为电容器)构成的第二串联电路，该第二串联电路与由开关元件和第二阻抗元件(在此为电感器)构成的第一串联电路并联。
具体地说，滤波器22G与滤波器22E同样地具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p以及电容器22C(第一阻抗元件)。另外，滤波器22G具备多个开关22SWa～22SWk、包括电感器22La～22Lb的多个电感器(第二阻抗元件)以及包括电容器22C(k-1)～22Ck的多个电容器(第三阻抗元件)。在此，多个开关22SWa～SWk与多个电感器及多个电容器以分别地对应(1对1地对应)的方式彼此串联连接。
多个电容器(第三阻抗元件)中的各电容器的一个端子连接于开关22SWa～SWk中的不同于多个电感器的开关的另一个端子，各电容器的另一个端子连接于地。各电容器与对应的开关一起构成第二串联电路。
也就是说，本变形例所涉及的滤波器22G具备多个第二串联电路，该第二串联电路由开关元件(在此为开关22SW(k-1)及22SWk等)和第三阻抗元件(在此为电容器22C(k-1)及22Ck等)构成，该开关元件的一个端子连接于并联臂谐振器22p与第一阻抗元件(在此为电容器22C)的连接节点(在图11中为节点x2)，该第三阻抗元件的一个端子连接于开关元件的另一个端子，第三阻抗元件的另一个端子连接于地。
此外，滤波器22G所具备的第二串联电路的个数不限于多个，也可以是1个。
根据如以上那样构成的滤波器22G(高频滤波电路)，具有与实施方式2所涉及的滤波器22E相同的结构，因此起到与实施方式2相同的效果。
另外，根据本变形例所涉及的滤波器22G，具备由开关元件和第三阻抗元件构成的第二串联电路。由此，通过适当地切换第一串联电路和第二串联电路的开关元件的接通和断开，能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。
在此，根据本变形例所涉及的滤波器22G，具备多个第二串联电路。因此，通过适当地切换第一串联电路和多个第二串联电路的开关元件的接通和断开，能够更精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。
(实施方式2的变形例3)
在上述实施方式2的变形例2中，以将电容器用作第一阻抗元件和第三阻抗元件、将电感器用作第二阻抗元件的滤波器为例进行了说明。但是，它们的关系也可以相反。也就是说，也可以将电感器用作第一阻抗元件和第三阻抗元件，将电容器用作第二阻抗元件。因此，在实施方式2的变形例3中，说明这种滤波器。
图12是实施方式2的变形例3所涉及的滤波器22H的电路结构图。
与实施方式2的变形例2所涉及的滤波器22G相比，该图所示的滤波器22H如下那样构成。即，作为第一阻抗元件，具有电感器22L来代替电容器22C。另外，作为多个第二阻抗元件，具有电容器22C(k-1)及22Ck来代替电感器22La及22Lb。另外，作为多个第三阻抗元件，具有电感器22La及22Lb来代替电容器22C(k-1)及22Ck。
也就是说，在滤波器22H中，由电容器22C(k-1)及22Ck中的各电容器以及与其串联连接的开关22SW(k-1)及22SWk中的各开关来构成第一串联电路。另外，由电感器22La及22Lb中的各电感器以及与其串联连接的开关22SWa及22SWb中的各开关来构成第二串联电路。
这样，滤波器22H具备由开关元件和第三阻抗元件(在此为电感器)构成的串联电路(第二串联电路)，该串联电路与由开关元件和第二阻抗元件(在此为电容器)构成的串联电路(第一串联电路)并联。
在此，第一串联电路及第二串联电路是在实施方式2的变形例2的第一串联电路及第二串联电路中将电感器置换为电容器、且将电容器置换为电感器所得到的电路，因此省略详细的说明。
这样构成的滤波器22H(高频滤波电路)也起到与实施方式2的变形例2所涉及的滤波器22G相同的效果。
(实施方式3)
在上述实施方式1和2及其变形例中，以具有包括1个串联臂电路和1个并联臂电路的梯型滤波器结构的滤波器为例进行了说明。但是，滤波器也可以具有包括至少2个该并联臂电路和至少1个该串联臂电路的梯型滤波器结构。因此，在实施方式3中，关于这种滤波器，以包括4个串联臂电路和4个并联臂电路的、支持Band11、Band21以及Band32各自的接收带的分集用可调滤波器为例来进行说明。
首先，说明对各频段分配的频带。
Band11的接收带为1475.9[MHz]-1495.9[MHz]，发送带为1427.9[MHz]-1447.9[MHz]。Band21的接收带为1495.9[MHz]-1510.9[MHz]，发送带为1447.9[MHz]-1462.9[MHz]。Band32是接收专用的频段，接收带为1452.0[MHz]-1496.0[MHz]。下面，有时将各频段的接收带(Rx)和发送带(Tx)简化地记载为频段名以及在其末尾附加的表示接收带或发送带的词，例如对于Band11的接收带(Rx)，如“Band11Rx带”这样记载。
这些频段例如以排他的方式被使用。因此，本实施方式所涉及的滤波器构成为能够将通带切换为Band11Rx带、Band21Rx带以及Band32Rx带中的任一个的可调滤波器。
图13是实施方式3所涉及的滤波器22I的电路结构图。
如该图所示，滤波器22I是具备串联臂谐振器221s～223s和并联臂谐振器221p～224p的梯型的滤波电路。滤波器22I还具备与并联臂谐振器221p～224p分别地串联连接的各个电感器221L～224L(第一阻抗元件)。电感器221L～224L分别具有1[nH]～8[nH]的电感。另外，滤波器22I具备用于改变通带的开关221SWa～224SWa及221SWb～224SWb(开关元件)以及电容器222Ca、222Cb、223Cb及224Cb(第二阻抗元件)。
在此，串联臂谐振器221s～223s分别构成串联臂电路。另外，并联臂谐振器221p～224p中的各并联臂谐振器以及设置于与其相同的并联臂的电容器、电感器或开关等电路元件构成并联臂电路。因而，滤波器22I具有包括3个串联臂电路和4个并联臂电路的梯型滤波器结构。
开关221SWa及221SWb的一个端子连接于并联臂谐振器221p与电感器221L的连接节点。与此同样地，开关222SWa及222SWb、开关223SWa及223SWb以及开关224SWa及224SWb也是一个端子连接于并联臂谐振器222p与电感器222L的连接节点、并联臂谐振器223p与电感器223L的连接节点以及并联臂谐振器224p与电感器224L的连接节点。
电容器222Ca的一个端子与开关222SWa的另一个端子连接，电容器222Ca的另一个端子与地连接。与其同样的，电容器222Cb、223Cb及224Cb也是一个端子与开关222SWb、223SWb及224SWb的另一个端子连接，另一个端子与地连接。
开关221SWa～224SWa及221SWb～224SWb中的、另一个端子不与电容器222Ca、222Cb、223Cb及224Cb连接的开关的该另一个端子与地连接。
在此，开关222SWa与电容器222Ca的串联电路、开关222SWb与电容器222Cb的串联电路、开关223SWb与电容器223Cb的串联电路以及开关224SWb与电容器224Cb的串联电路分别相当于上述的第一串联电路。
如以上那样构成的滤波器22I按照控制信号来切换开关221SWa～224SWa的接通和断开以及开关221SWb～224SWb的接通和断开，由此将通带切换为Band11Rx带、Band21Rx带以及Band32Rx带中的某一个。因此，下面使用图14A～图14D来说明滤波器22I的带通特性。此外，下面，对于表示A以上且B以下的数值范围，如A～B那样简化地记载。
图14A是表示构成实施方式3所涉及的滤波器22I的谐振器在单个状态时的阻抗特性的图表。图14B是表示设置有并联臂谐振器221p的并联臂电路的阻抗特性(221p路径并联臂合成特性)以及设置有并联臂谐振器222p的并联臂电路的阻抗特性(222p路径并联臂合成特性)的图表。图14C是表示设置有并联臂谐振器223p的并联臂电路的阻抗特性(223p路径并联臂合成特性)以及设置有并联臂谐振器224p的并联臂电路的阻抗特性(224p路径并联臂合成特性)的图表。图14D是表示滤波器22I的带通特性的图表。
首先，使用图14A来说明单个谐振器的阻抗特性。
如图14A的中段所示，串联臂谐振器221s～223s分别具有1480[MHz]～1500[MHz]的谐振频率fr1s～fr3s。如图14A的下段所示，并联臂谐振器221p～224p分别具有1430[MHz]～1460[MHz]的谐振频率fr1p～fr4p。
接着，使用图14B的中段并参照图14A来说明设置有并联臂谐振器221p的并联臂电路的阻抗特性。此外，开关222SWa断开且开关222SWb接通时的该特性与开关221SWa及221SWb这两方均接通时的该特性一致。因此，在图14B的中段，表示这2个特性的图表是一致的。
在开关221SWa及221SWb这两方均接通时，该并联臂电路的电感器221L被开关221SWa及221SWb短路，因此该并联臂电路成为未对并联臂谐振器221p附加电感器221L的电路。因此，该并联臂电路的阻抗特性与并联臂谐振器221p的阻抗特性大致一致。因此，该并联臂电路的谐振频率与并联臂谐振器221p的谐振频率fr1p大致一致。此外，开关221SWa及221SWb中的仅任一方接通时也呈现相同的阻抗特性。
与此相对，在开关221SWa及221SWb这两方均断开时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器221p串联地附加有电感器221L的电路。因此，该并联臂电路的阻抗特性为并联臂谐振器221p与电感器221L的合成阻抗特性。因此，该并联臂电路的谐振频率fp1比并联臂谐振器221p的谐振频率fr1p靠低频侧。
另外，无论开关221SWa及221SWb接通还是断开，该并联臂电路的反谐振频率都与并联臂谐振器221p的反谐振频率fa1p大致一致。
接着，使用图14B的下段并参照图14A来说明设置有并联臂谐振器222p的并联臂电路的阻抗特性。
在开关222SWa断开且开关222SWb接通时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器222p串联地附加有由电感器222L和电容器222Cb构成的LC并联谐振电路的电路。在本实施方式中，以使该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器222p的谐振频率fr2p低的方式对该频率fz进行了调整(例如约1300[MHz])。因此，此时的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fp2比并联臂谐振器222p的谐振频率fr2p靠高频侧。另外，此时的并联臂电路的低频率侧的谐振频率为约1120[MHz]。在此，当将电感器222L的电感设为L1、将电容器222Cb的电容设为C2时，该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz由
Figure GDA0001882312030000481
来表示。
与此相对，在开关222SWa及222SWb这两方均接通时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器222p串联地附加有由电感器222L和电容器222Ca及222Cb构成的LC并联谐振电路的电路。在本实施方式中，以使该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz比上述fr2p低并且比上述fp1低的方式对该频率fz进行了调整(例如约1250[MHz])。因此，此时的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fp3比并联臂谐振器222p的谐振频率fr2p靠高频侧。另外，此时的并联臂电路的低频率侧的谐振频率为约1080[MHz]。另外，此时，与开关222SWa断开且开关222SWb接通时相比，对并联臂谐振器222p附加的电容值变大，因此上述fp3比上述的fp2靠低频侧。在此，当将电感器222L的电感设为L1、将电容器222Ca及222Cb的电容分别设为C1及C2时，该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz由
Figure GDA0001882312030000491
来表示。
与这些相对，在开关222SWa及222SWb这两方均断开时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器222p串联地附加有电感器222L的电路。因此，此时的并联臂电路的谐振频率fp4比并联臂谐振器222p的谐振频率fr2p靠低频侧。
另外，无论开关222SWa及222SWb接通还是断开，该并联臂电路的反谐振频率都与并联臂谐振器222p的反谐振频率fa2p大致一致。
接着，使用图14C的中段并参照图14A来说明设置有并联臂谐振器223p的并联臂电路的阻抗特性。
在开关223SWa断开且开关223SWb接通时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器223p串联地附加有由电感器223L和电容器223Cb构成的LC并联谐振电路的电路。在本实施方式中，以使该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器223p的谐振频率fr3p低的方式对该频率fz进行了调整(例如约800[MHz])。因此，此时的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fp5比并联臂谐振器223p的谐振频率fr3p靠高频侧。在此，当将电感器223L的电感设为L3、将电容器223Cb的电容设为C3时，该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz由
Figure GDA0001882312030000492
来表示。
与此相对，在开关223SWa及223SWb这两方均接通时，电感器223L被开关223SWa短路，因此成为相当于未对并联臂谐振器223p附加电感器223L的电路。因此，该并联臂电路的阻抗特性与并联臂谐振器223p的阻抗特性大致一致。因此，此时的并联臂电路的谐振频率fp6与并联臂谐振器223p的谐振频率fr3p大致一致。
与这些相对，在开关223SWa及223SWb这两方均断开时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器223p串联地附加有电感器223L的电路。因此，此时的并联臂电路的谐振频率fp7比并联臂谐振器223p的谐振频率fr3p靠低频侧。
另外，无论开关223SWa及223SWb接通还是断开，该并联臂电路的反谐振频率都与并联臂谐振器223p的反谐振频率fa3p大致一致。
接着，使用图14C的下段并参照图14A来说明设置有并联臂谐振器224p的并联臂电路的阻抗特性。在此，设置有并联臂谐振器224p的并联臂电路与上述的设置有并联臂谐振器223p的并联臂电路具有相同的结构，因此下面简化地说明。
在开关224SWa断开且开关224SWb接通时，该并联臂电路成为对并联臂谐振器224p串联地附加有由电感器224L和电容器224Cb构成的LC并联谐振电路的电路。在本实施方式中，以使该LC并联谐振电路的阻抗成为极大的频率fz比并联臂谐振器224p的谐振频率fr4p低的方式对该频率fz进行了调整(例如约880[MHz])。因此，此时的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fp8比并联臂谐振器224p的谐振频率fr4p靠高频侧。
与此相对，在开关224SWa及224SWb这两方均接通时，该并联臂电路的阻抗特性与并联臂谐振器224p的阻抗特性大致一致。因此，此时的并联臂电路的谐振频率fp9与并联臂谐振器224p的谐振频率fr4p大致一致。
与这些相对，在开关224SWa及224SWb这两方均断开时，该并联臂电路的谐振频率fp10比并联臂谐振器224p的谐振频率fr4p靠低频侧。
此前说明了串联臂谐振器221s～223s的阻抗特性以及通过并联臂谐振器221p～224p各自的并联臂电路的开关的接通和断开的切换而改变的阻抗特性。下面，使用图14D来说明由这些阻抗特性规定的滤波器22I的带通特性。在此，下面，开关221SWa～224SWa按照控制信号(例如，图14D的控制信号φS22a)来一起在接通与断开之间切换，开关221SWb～224SWb按照控制信号(例如，图14D的控制信号φS22b)来一起在接通与断开之间切换。此外，这些开关221SWa～224SWa及221SWb～224SWb也可以独立地在接通与断开之间切换。
首先，在开关221SWa～224SWa断开、开关221SWb～224SWb接通的情况下，滤波器22I的带通特性如下那样。具体地说，由串联臂谐振器221s～223s的谐振频率fr1s～fr3s以及上述的并联臂电路的高频率侧的反谐振频率(即，并联臂谐振器221p～224p的反谐振频率fa1p～fa4p)来规定通带。另外，由上述的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fr1p、fp2、fp5及fp8来规定通带低频侧附近的衰减带(阻带)。另外，由串联臂谐振器221s～223s的反谐振频率fa1s～fa3s来规定通带高频侧的衰减带(阻带)。并且，设置有并联臂谐振器222p的并联臂电路的低频率侧的谐振频率(约1080MHz)也规定通带低频侧的衰减带(阻带)。
由此，该情况下的带通特性为图14D下段的点划线所示的图表。也就是说，该情况下的滤波器22I为以Band21Rx为通带、以Band21Tx为衰减带的滤波器。
接着，在开关221SWa～224SWa接通、开关221SWb～224SWb也接通的情况下，滤波器22I的带通特性如下那样。具体地说，由串联臂谐振器221s～223s的谐振频率fr1s～fr3s以及上述的并联臂电路的高频率侧的反谐振频率(即，并联臂谐振器221p～224p的反谐振频率fa1p～fa4p)来规定通带。另外，由上述的并联臂电路的高频率侧的谐振频率fr1p、fp3、fp6及fp9来规定通带低频侧附近的衰减带(阻带)。另外，由串联臂谐振器221s～223s的反谐振频率fa1s～fa3s来规定通带高频侧的衰减带(阻带)。并且，设置有并联臂谐振器222p的并联臂电路的低频率侧的谐振频率(约1120MHz)也规定通带低频侧的衰减带(阻带)。
由此，该情况下的带通特性为图14D下段的虚线所示的图表。也就是说，该情况下的滤波器22I为以Band11Rx为通带、以Band11Tx为衰减带的滤波器。
接着，在开关221SWa～224SWa断开、开关221SWb～224SWb也断开的情况下，滤波器22I的带通特性如下那样。具体地说，由串联臂谐振器221s～223s的谐振频率fr1s～fr3s以及上述的并联臂电路的反谐振频率(即，并联臂谐振器221p～224p的反谐振频率fa1p～fa4p)来规定通带。另外，由上述的并联臂电路的谐振频率fp1、fp4、fp7及fp10来规定通带低频侧的衰减带(阻带)。另外，由串联臂谐振器221s～223s的反谐振频率fa1s～fa3s来规定通带高频侧的衰减带(阻带)。
由此，该情况下的带通特性为图14D下段的实线所示的图表。也就是说，该情况下的滤波器22I为以Band32Rx为通带的滤波器。
这样，本实施方式所涉及的滤波器22I能够按照控制信号来切换开关221SWa～224SWa及221SWb～224SWb的接通和断开，由此将通带切换为Band11Rx带、Band21Rx带以及Band32Rx带中的某一个。
另外，在本实施方式中，设置有并联臂谐振器222p～224p的3个并联臂电路具有上述实施方式1和2及其变形例中的任一个的并联臂电路的结构。因此，根据本实施方式，起到与上述实施方式1和2及其变形例相同的效果。即，能够确保比并联臂谐振器222p～224p的谐振频率fr1p～fr4p低的频率的衰减带中的充分的衰减量。
具体地说，在本实施方式中，在设置有并联臂谐振器222p～224p的3个并联臂电路中的各并联臂电路中，与开关串联连接的第二阻抗元件是电容器，与由开关和第二阻抗元件构成的第一串联电路并联连接的第一阻抗元件是电感器。
此外，滤波器不限于上述结构，只要具有包括上述实施方式1和2及其变形例中的任一个的至少2个并联臂电路以及上述实施方式1和2及其变形例中的任一个的至少1个串联臂电路的梯型滤波器结构即可。因此，并联臂电路和串联臂电路的个数和结构不限于此。另外，也可以是，在这种滤波器中，在至少2个并联臂电路中的各并联臂电路中，第一阻抗元件是电容器且第二阻抗元件是电感器。另外，也可以是，在这种滤波器中，在至少2个并联臂电路中的一部分并联臂电路中，第一阻抗元件是电容器且第二阻抗元件是电感器，在其它并联臂电路中，第一阻抗元件是电感器且第二阻抗元件是电容器。
这种滤波器22I例如具有如下那样的结构。
图15A是实施方式3所涉及的滤波器22I的外观立体图。图15B是实施方式3所涉及的滤波器22I的截面图，具体地说，是图15A的XVB-XVB线处的截面图。此外，在图15A中，透过密封构件35地图示了被密封构件35所密封的部件。
如这些图所示，滤波器22I具备模块基板31、弹性波谐振器用封装32、开关IC(Integrated Circuit：集成电路)33A及33B、芯片部件34A及34B以及密封构件35。在本实施方式中，滤波器22I具有在模块基板31上配置弹性波谐振器用封装32、开关IC 33A及33B以及芯片部件34A及34B而成的堆叠结构。
模块基板31是内置有电感器和电容器(第一阻抗元件和第二阻抗元件)中的常数比较小的元件以及用于构成滤波器22I的布线的例如LTCC(Low Temperature Co-firedCeramics：低温共烧陶瓷)基板。
弹性波谐振器用封装32内置有谐振器，例如由压电基板和IDT电极等构成。
开关IC 33A及33B分别是内置有开关221SWa～224SWa及221SWb～224SWb的芯片部件，例如内置有按照输入到控制端子(未图示)的控制信号来在接通与断开之间切换的4个SPST型的开关。
芯片部件34A及34B是电感器和电容器(第一阻抗元件和第二阻抗元件)中的常数比较大的元件。
密封构件35是对配置在模块基板31上的部件进行密封的例如树脂。并且，也可以是，在树脂表面设置有屏蔽用的电极。
这样，本实施方式所涉及的滤波器22I具有堆叠结构，因此能够实现安装面积的省空间化。此外，滤波器22I不限于堆叠结构，例如也可以是，一部分部件安装于与模块基板31不同的基板。
(实施方式4)
在实施方式3中说明的滤波器22I也能够应用于与实施方式1所涉及的高频前端电路2相比支持更多使用频段数的系统的高频前端电路。因此，在本实施方式中，说明这种高频前端电路。
图16是实施方式4所涉及的高频前端电路2L的结构图。
如该图所示，高频前端电路2L具备接收端子Rx1～Rx3以及与天线元件1连接的天线端子ANT，从天线端子ANT侧起依次具备：同向双工器(Diplexer)10；分别由多个开关构成的开关组210a及210b；由多个滤波器构成的滤波器组220；接收侧开关251及253；以及接收放大电路261～263。
同向双工器10是对低频段侧的高频信号和高频段侧的高频信号进行分波的分波器。
开关组210a及210b中的各开关组按照来自控制部(未图示)的控制信号来将天线端子ANT与支持规定的频段的信号路径连接，例如包括多个SPST型的开关。此外，与天线端子ANT连接的信号路径不限于1个，也可以是多个。也就是说，高频前端电路2L也可以支持载波聚合(carrier aggregation)。另外，开关组210a及210b中的各开关组也可以包括SPnT型的开关。
滤波器组220例如由多个滤波器构成，所述多个滤波器的通带包括下面的频带。具体地说，该频带是(i)Band28的接收带、(ii)Band20的接收带、(iii)Band26的接收带、(iv)Band8的接收带、(v)Band11(或Band21或Band32)的接收带、(vi)Band3的接收带、(vii)Band2的接收带、(viii)Band4的接收带、(ix)Band1的接收带、(x)Band30的接收带以及(xi)Band7的接收带。
接收侧开关251是具有与低频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路261连接的共用端子的开关电路。接收侧开关253是具有与高频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路263连接的共用端子的开关电路。这些接收侧开关251及253设置于滤波器组220的后级(在此为接收侧信号路径上的后级)，其连接状态按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换。由此，被输入到天线端子ANT的高频信号(在此为高频接收信号)经由滤波器组220的规定的滤波器后被接收放大电路261～263放大，之后从接收端子Rx1～Rx3被输出到RFIC 3(参照图1)。此外，也可以将支持低频段的RFIC和支持高频段的RFIC各自独立地设置。
接收放大电路261是对低频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路262是对Band11(或Band21或Band32)的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路263是对高频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
这样构成的高频前端电路2L具备实施方式3所涉及的滤波器22I来作为通带包括(v)Band11(或Band21或Band32)的接收带的滤波器。也就是说，该滤波器按照控制信号来将通带切换为Band11Rx带、Band21Rx带以及Band32Rx带中的某一个。
根据如以上那样构成的高频前端电路2L，通过具备上述实施方式3所涉及的滤波器22I(高频滤波电路)，与按频段设置滤波器的情况相比能够削减滤波器的个数，因此能够实现小型化。
此外，高频前端电路2L不限于滤波器22I，也可以具备上述实施方式1和2或者其变形例所涉及的滤波器。
另外，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2L，该高频前端电路2L具备设置于滤波器组220(多个高频滤波电路)的前级或后级的接收侧开关251及253(开关电路)。由此，能够使传递高频信号的信号路径的一部分共用化。因此，例如，能够使与多个高频滤波电路对应的接收放大电路261及262(放大电路)共用化。因而，能够实现高频前端电路2L的小型化和低成本化。
此外，接收侧开关251及253至少设置有1个即可。另外，接收侧开关251及253的选择端子等的个数不限于本实施方式，是2个以上即可。
(实施方式5)
另外，上述说明的具有频率可变功能的滤波器能够应用于具备包括该滤波器在内的多个滤波器的多工器(multiplexer)。因此，在本实施方式中，关于这种多工器，以具备支持Band11、Band21及Band32的接收带的滤波器和支持Band1的接收带的滤波器的结构为例来进行说明。
图17是实施方式5所涉及的多工器MPX的结构图。
该图所示的多工器MPX是接收用的同向双工器，具备具有频率可变功能的滤波器23A和不具有频率可变功能的滤波器23B。在本实施方式中，多工器MPX还具备连接电路30。
滤波器23A是Band11、Band21以及Band32的接收带用的具有频率可变功能的接收滤波器，其一个输入输出端子经由连接电路30来与多工器MPX的共用端子110c连接，其另一个输入输出端子与多工器MPX的输入输出端子120连接。
该滤波器23A包括在实施方式1～4及其变形例中的任一个中说明的具有频率可变功能的滤波器的结构。
滤波器23B是Band1的接收带用的不具有频率可变功能的接收滤波器，其一个输入输出端子经由连接电路30来与多工器MPX的共用端子110c连接，其另一个输入输出端子与多工器MPX的输入输出端子130连接。
连接电路30将多工器MPX的共用端子110c与滤波器23A及23B各自的一个输入输出端子连接。例如，连接电路30是移相器、用于选择滤波器23A及滤波器23B中的至少一方的开关、或者环行器(circulator)等。
根据这种多工器MPX，滤波器23A包括在实施方式1～4及其变形例中的任一个中说明的具有频率可变功能的滤波器的结构，由此，作为应用于支持多频段的系统的多工器，能够实现小型化。
此外，多工器MPX也可以不具备连接电路30。也就是说，各滤波器23A及23B不限于经由连接电路30来间接地与共用端子110c连接的结构，也可以不经由电路元件而是直接地与共用端子110c连接。
另外，多工器MPX不限于接收用，也可以是发送用，还可以是具备接收用的滤波器和发送用的滤波器的双工器(duplexer)等。另外，多工器MPX所具备的滤波器的个数也可以是3个以上。
(其它实施方式)
以上列举了实施方式1～5以及变形例来对本发明的实施方式所涉及的高频滤波电路以及高频前端电路进行了说明，但是本发明不限定于上述实施方式和变形例。将上述实施方式和变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有本发明所涉及的高频滤波电路以及高频前端电路的各种设备也包含在本发明中。
例如，具备上述的高频前端电路2和RFIC 3(RF信号处理电路)的通信装置也包含在本发明中。根据这种通信装置4，能够在支持多频段的通信装置4中确保低频率的衰减带中的充分的衰减量。
另外，例如，并联臂电路也可以不与串联臂谐振器22s的输入输出端子22m侧的节点连接，也可以与串联臂谐振器22s的输入输出端子22n侧的节点连接。
另外，在上述说明中，关于并联臂谐振器22p和第一阻抗元件，设为并联臂谐振器22p与节点x1连接。但是，第一阻抗元件在节点x1与地之间与并联臂谐振器22p串联连接即可，例如也可以是第一阻抗元件与节点x1连接。
另外，例如，在第一串联电路中，第二阻抗元件与开关元件的连接顺序没有限定。也就是说，在上述说明的第一串联电路中，第二阻抗元件和开关元件中的第二阻抗元件连接于地侧，但是也可以是开关元件连接于地侧。
同样地，例如，在第二串联电路中，第三阻抗元件与开关元件的连接顺序没有限定。也就是说，在上述说明的第二串联电路中，第三阻抗元件和开关元件中的第三阻抗元件连接于地侧，但是也可以是开关元件连接于地侧。
另外，例如，控制部也可以设置于RFIC 3(RF信号处理电路)的外部，例如也可以设置于高频前端电路。也就是说，高频前端电路不限于上述说明的结构，也可以具备：具有阻抗电路的高频滤波电路(即具有频率可变功能的滤波器)；以及对该阻抗电路的开关元件的接通和断开进行控制的控制部。根据这样构成的高频前端电路，能够在支持多频段的高频前端电路中确保低频率的衰减带中的充分的衰减量。
另外，具有阻抗电路的高频滤波器不限于发送用的滤波器，也可以是接收用的滤波器。
另外，例如也可以是，在高频前端电路或通信装置中，在各结构要素之间连接有电感器、电容器。此外，电感器也可以包括由将各结构要素之间连接的布线形成的布线电感。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段系统的小型的滤波器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：天线元件；2、2L：高频前端电路；3：RFIC(RF信号处理电路)；4：通信装置；10：同向双工器；11：串联臂电路；12、12D：并联臂电路；13、13D：阻抗电路；14、14D：第一串联电路；22A、22B、22D～22I、23A、23B：滤波器(高频滤波电路)；22C、22Ca、22C(k-1)、22Ck、222Ca、222Cb、223Cb、224Cb：电容器；22L、22La、22Lb、22Lk、221L～224L：电感器；22m：输入输出端子(第一输入输出端子)；22n：输入输出端子(第二输入输出端子)；22SW、22SWa、22SWb、22SW(k-1)、22SWk、221SWa～224SWa、221SWb～224SWb：开关(开关元件)；22p、221p～224p：并联臂谐振器；22s、221s～223s：串联臂谐振器；24：发送放大电路；26、261～263：接收放大电路；30：连接电路；31：模块基板；32：弹性波谐振器用封装；33A、33B：开关IC；34A、34B：芯片部件；35：密封构件；100：压电基板；101：贴合层；102：主电极层；103：保护层；110a、110b：电极指；110c：共用端子；111a、111b：汇流条电极；120、130：输入输出端子；120A、120D～120F、120Z、121G～123G：并联臂电路；210a、210b：开关组；220：滤波器组；251、253：接收侧开关(开关电路)；ANT：天线端子；MPX：多工器；Tx、Tx1、Tx2：发送端子；Rx、Rx1、Rx2：接收端子。

Claims (10)

1.一种高频滤波电路，具备：
串联臂电路，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；以及
并联臂电路，其连接于地以及将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点，
其中，所述并联臂电路具备并联臂谐振器以及与所述并联臂谐振器串联连接的阻抗电路，
所述阻抗电路具备：
第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；
第二阻抗元件，其是电感器和电容器中的另一方；以及
与所述第二阻抗元件串联连接的开关元件，
由所述第二阻抗元件和所述开关元件构成的第一串联电路与所述第一阻抗元件并联连接，
在所述开关元件导通的情况下，所述并联臂电路的阻抗成为极小的频率中的最接近所述并联臂谐振器的谐振频率的频率位于所述并联臂谐振器的谐振频率的高频侧和低频侧中的一方，
在所述开关元件非导通的情况下，所述并联臂电路的阻抗成为极小的频率中的最接近所述并联臂谐振器的谐振频率的频率位于所述并联臂谐振器的谐振频率的高频侧和低频侧中的另一方，
所述第一阻抗元件是电感器，且所述第二阻抗元件是电容器。
2.根据权利要求1所述的高频滤波电路，其特征在于，
在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率低。
3.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路还具备：
第三阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及
与所述第三阻抗元件串联连接的开关元件，
由所述第三阻抗元件和该开关元件构成的第二串联电路与所述第一阻抗元件并联连接。
4.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路具有梯型滤波器结构，其包括：
至少2个所述并联臂电路；以及
至少1个所述串联臂电路。
5.一种高频滤波电路，具备：
串联臂电路，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；以及
并联臂电路，其连接于地以及将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点，
其中，所述并联臂电路具备并联臂谐振器以及与所述并联臂谐振器串联连接的阻抗电路，
所述阻抗电路具备：
第一阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；
第二阻抗元件，其是电感器和电容器中的另一方；以及
与所述第二阻抗元件串联连接的开关元件，
由所述第二阻抗元件和所述开关元件构成的第一串联电路与所述第一阻抗元件并联连接，
所述第一阻抗元件是电容器，且所述第二阻抗元件是电感器，
在所述开关元件导通的情况下，所述阻抗电路的阻抗成为极大的频率比所述并联臂谐振器的谐振频率低。
6.根据权利要求5所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路还具备：
第三阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及
与所述第三阻抗元件串联连接的开关元件，
由所述第三阻抗元件和该开关元件构成的第二串联电路与所述第一阻抗元件并联连接。
7.根据权利要求5或6所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路具有梯型滤波器结构，其包括：
至少2个所述并联臂电路；以及
至少1个所述串联臂电路。
8.一种高频前端电路，具备：
多个高频滤波电路，所述多个高频滤波电路包括根据权利要求1～7中的任一项所述的高频滤波电路；以及
开关电路，其设置于所述多个高频滤波电路的前级和后级中的至少一方，具有与所述多个高频滤波电路分别地连接的多个选择端子以及选择性地与所述多个选择端子连接的共用端子。
9.一种高频前端电路，具备：
根据权利要求1～7中的任一项所述的高频滤波电路；以及
控制部，其对所述开关元件的导通和非导通进行控制。
10.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求8或9所述的高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017204347A1 (ja) * 2016-05-27 2017-11-30 株式会社村田製作所 高周波フィルタ装置、及び、通信装置
CN111183585B (zh) * 2017-10-10 2023-09-15 株式会社村田制作所 多工器
JP6885376B2 (ja) * 2018-08-10 2021-06-16 株式会社村田製作所 フィルタおよびマルチプレクサ
JP2021087035A (ja) 2019-11-25 2021-06-03 株式会社村田製作所 高周波信号送受信回路
WO2021134478A1 (zh) * 2019-12-31 2021-07-08 华为技术有限公司 通信装置和网络设备
JP2021164022A (ja) * 2020-03-31 2021-10-11 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
US20220200639A1 (en) * 2020-12-18 2022-06-23 Skyworks Solutions, Inc. Capacitor substitution in a stacked resonator based antennaplexer

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器
CN103337702A (zh) * 2012-02-17 2013-10-02 苹果公司 带有滤波器和调谐电路的电子设备天线

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3887037B2 (ja) * 1996-05-27 2007-02-28 株式会社東芝 弾性表面波フィルタ装置
JP3746579B2 (ja) * 1996-11-29 2006-02-15 沖電気工業株式会社 Ｓａｗフィルタ
JP2000114873A (ja) 1998-09-29 2000-04-21 Seiko Epson Corp Ｓａｗ発振器の温度補償方法、温度補償型ｓａｗ発振器、並びにその発振器を用いた送信機および受信機
EP1035648A3 (en) 1999-03-10 2000-12-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. A band switching filter using a surface acoustic wave resonator and an antenna duplexer using the same
JP2000323961A (ja) * 1999-03-10 2000-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波共振器を用いた帯域切替フィルタとそれを用いたアンテナ共用器
DE10127655A1 (de) * 2001-06-07 2003-01-02 Infineon Technologies Ag BAW-Filteranordnung
JP3822470B2 (ja) 2001-08-17 2006-09-20 Ｔｄｋ株式会社 圧電共振子、フィルタ、デュプレクサならびに圧電共振子の共振周波数調整方法
JP2008054046A (ja) * 2006-08-24 2008-03-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 圧電フィルタ及びそれを用いた共用器、通信機器
JP4979897B2 (ja) * 2005-05-25 2012-07-18 太陽誘電株式会社 弾性波フィルタおよび弾性波分波器
JP5042663B2 (ja) * 2007-02-21 2012-10-03 日本碍子株式会社 ラダー型圧電フィルタ
JP5121313B2 (ja) * 2007-06-06 2013-01-16 三菱電機株式会社 ハイパスフィルタ内蔵スイッチ、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切替型移相器、可変共振器、通過帯域可変バンドパスフィルタ、阻止帯域可変バンドリジェクトフィルタ
JP5441095B2 (ja) 2008-01-31 2014-03-12 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置
FR2927742A1 (fr) * 2008-02-15 2009-08-21 St Microelectronics Sa Filtre a resonateur acoustiques de type baw reconfigurable par voie numerique et procede
CN201234137Y (zh) * 2008-07-25 2009-05-06 西安爱科电子有限责任公司 可变换参数的高通滤波器
JP2012039465A (ja) * 2010-08-09 2012-02-23 Panasonic Corp 携帯無線機
CN103296907B (zh) * 2012-03-02 2015-05-06 台达电子企业管理（上海）有限公司 多重化逆变器及有源电力滤波系统
CN103259501B (zh) * 2013-05-31 2016-06-29 电子科技大学 一种通信系统用带阻滤波器
KR101853217B1 (ko) * 2013-09-26 2018-04-27 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 공진 회로 및 고주파 필터
WO2015045794A1 (ja) * 2013-09-26 2015-04-02 株式会社村田製作所 共振器及び高周波フィルタ
JP6638214B2 (ja) * 2015-05-14 2020-01-29 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路、および、高周波モジュール

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器
CN103337702A (zh) * 2012-02-17 2013-10-02 苹果公司 带有滤波器和调谐电路的电子设备天线

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