WO2018139320A1

WO2018139320A1 - 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

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Publication number: WO2018139320A1
Application number: PCT/JP2018/001247
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2017-01-30
Filing date: 2018-01-17
Publication date: 2018-08-02
Also published as: US20190348967A1; US11031920B2

Abstract

高周波フィルタ（１０）は、入出力端子（１１ｍ）と入出力端子（１１ｎ）とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路（１１）と、当該経路上のノード（ｘ１）とグランドとに接続された並列腕回路（１２）と、を備え、直列腕回路（１１）は、直列腕共振子（ｓ１）と、キャパシタ（Ｃ１）と、を有する直列接続回路（１１ｅ）と、直列接続回路（１１ｅ）に並列接続され、直列腕回路（１１）の反共振周波数を可変する、第１周波数可変回路（１１ａ）と、を有し、第１周波数可変回路（１１ａ）は、キャパシタ（Ｃ２）と、キャパシタ（Ｃ２）と直列接続されたスイッチ（ＳＷ１）と、を有し、直列腕共振子（ｓ１）とキャパシタ（Ｃ１）とは、直列接続されている。

Description

高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

　従来、マルチバンド化に対応する高周波フィルタとして、周波数可変型の高周波フィルタ（チューナブルフィルタ）が提案されている。このような周波数可変型の高周波フィルタの直列腕回路としては、例えば、キャパシタとスイッチとの直列接続回路を直列腕共振子に対して並列に接続した構成が知られている。

　そして、このような構成において、スイッチのオン（導通状態）とオフ（非導通状態）との切り換えをすることによって、直列腕回路の反共振周波数を周波数シフトさせることができる。その結果、直列腕回路の反共振周波数によって減衰極が規定され、高周波フィルタの減衰極の周波数を可変することができる（例えば、特許文献１参照）。

米国特許出願公開第２００７／００２６８３６号明細書

　しかしながら、上記従来の構成では、スイッチのオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）の切り換えによっても、直列腕回路の共振周波数は変化していない。

　そして、上記従来の構成を直列腕回路及び並列腕回路を備えるラダー型のフィルタ回路に適用することにより、直列腕回路の共振周波数と並列腕回路によって通過帯域が規定され、直列腕回路の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が規定される高周波フィルタが構成される。そして、該高周波フィルタは、スイッチのオン（導通状態）とオフ（非導通状態）との切り換えによって、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　しかしながら、上記高周波フィルタでは、スイッチのオンとオフとの切り換えによって、直列腕回路の共振周波数は変化していないため、直列腕回路の反共振周波数と共振周波数の周波数差が大きくなってしまい、通過帯域高域端のロスが悪い（ロスが大きい）という問題がある。

　そこで、本発明は、通過帯域の高域端におけるロスを抑制しつつ、通過帯域の高域側における減衰極の周波数を可変できる高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタは、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、前記直列腕回路は、直列腕共振子と、第１キャパシタと、を有する第１直列接続回路と、前記第１直列接続回路に並列接続され、前記直列腕回路の反共振周波数を可変する、第１周波数可変回路と、を有し、前記第１周波数可変回路は、第２キャパシタと、前記第２キャパシタと直列接続された第１スイッチと、を有し、前記直列腕共振子と前記第１キャパシタとは、直列接続されている。

　これによれば、直列腕共振子と第１キャパシタとが直列接続されていることにより、直列腕共振子と第１キャパシタとの第１直列接続回路の共振周波数が、直列腕共振子単体の共振周波数に比べて、高周波数側に周波数シフト（以下、単に「シフト」）する。つまり、当該直列接続回路は、直列腕共振子単体に比べて、共振周波数と反共振周波数との周波数差を小さくすることができる。したがって、本態様によれば、直列腕回路の上記周波数差が小さいことにより、通過帯域の高域側（以下、「通過帯域高域側」）のカットオフ周波数を高周波数側にシフトさせた状態で通過帯域高域側の減衰極をシフトさせることができる。すなわち、通過帯域の高域端におけるロス（以下、「通過帯域高域端のロス」）を抑制しつつ、通過帯域の高域側における減衰極（以下、「通過帯域高域側の減衰極」）の周波数を可変できる周波数可変型の高周波フィルタを実現することができる。

　また、前記直列腕回路は、並列接続回路を有し、前記並列接続回路は、前記第１キャパシタと、前記第１キャパシタに並列接続された第２スイッチと、を有し、前記並列接続回路は、前記直列腕回路の共振周波数を可変する第２周波数可変回路を構成することにしてもよい。

　これによれば、第１キャパシタに第２スイッチが並列接続されていることにより、第２スイッチのオンとオフとの切り換えに応じて直列腕回路の共振周波数がシフトする。したがって、直列腕回路の共振周波数及び反共振周波数の各々をシフトさせることができるため、通過帯域高域側のカットオフ周波数および通過帯域高域側の減衰極の周波数をそれぞれ独立して可変することが可能となる。すなわち、第１スイッチ及び第２スイッチのオンとオフとの切り換えによって通過帯域高域側のカットオフ周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数のバリエーションを増やすことができる。

　また、前記第１スイッチがオンの場合、前記第２スイッチはオンであり、前記第１スイッチがオフの場合、前記第２スイッチはオフであることにしてもよい。

　本態様によれば、第１スイッチと第２スイッチのオン及びオフを同じ状態とすることにより、直列腕回路の共振周波数と反共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。このため、通過帯域高域側のカットオフ周波数及び減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　また、第１スイッチと第２スイッチの制御回路を共通化できるため、高周波フィルタの小型化が可能になる。

　また、前記直列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタの少なくとも一方のキャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極とで構成されており、前記櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記直列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、前記少なくとも一方のキャパシタの自己共振点は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されていることにしてもよい。

　櫛歯容量電極で構成されるキャパシタは、電極指のピッチが狭いほど、自己共振点が高周波数側にシフトする。ここで、自己共振点とは、容量素子のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する特異点の周波数である。このため、櫛歯容量電極について、電極指のピッチを直列腕共振子の電極指のピッチより狭くして自己共振点を高周波フィルタの通過帯域より高周波数側に追いやることにより、通過帯域内及び通過帯域高域側近傍において上記少なくとも一方のキャパシタのＱ値を高めることができる。これにより、通過帯域内のロスを抑制できる。

　また、前記櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記直列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下であることにしてもよい。

　製造上の理由から、電極指のピッチは上記電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量電極で構成されるキャパシタにおける電極指の膜厚を直列腕共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、上記キャパシタにおける電極指のピッチをより狭くできるので、直列腕共振子のＱ値及びキャパシタのＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、直列腕共振子のＱ値及び上記少なくとも一方のキャパシタのＱ値の双方を確保することにより、通過帯域内のロスのさらなる抑制及び／または通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を向上することができる。

　また、前記高周波フィルタは、さらに、前記経路上に設けられた１以上の他の直列腕回路を備え、前記直列腕回路は、前記他の直列腕回路を介することなく、前記第１入出力端子及び前記第２入出力端子の一方の入出力端子に接続されていることにしてもよい。

　直列腕共振子として弾性表面波共振子を用いた場合、直列腕共振子の反共振周波数の高周波数側にバルク波損失が発生する。したがって、複数のフィルタそれぞれの一方の端子が共通接続された共通端子を有するマルチプレクサにおいて、中心周波数の低いフィルタに上記直列腕共振子を有する高周波フィルタを適用した場合、バルク波損失により、中心周波数の高いフィルタの通過帯域内のロスが悪化する。このようなロスの悪化は、共通端子に最も近く接続された直列腕回路（すなわち他の直列腕回路を介することなく共通端子に接続された直列腕回路）のバルク波損失による影響が支配的である。

　これに関し、本態様によれば、直列腕回路が第１及び第２キャパシタを有することにより、入力された信号が直列腕共振子と第１及び第２キャパシタとで信号分配（電力分配）される。このため、直列腕回路全体とした見たときのバルク波損失が低減される。そして、このような直列腕回路が一方の入出力端子の最も近く接続されることで、当該一方の入出力端子が共通端子に接続された中心周波数の低いフィルタを備えるマルチプレクサにおいて、中心周波数が高いフィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。

　また、前記第１スイッチは、一方の端子が前記一方の入出力端子に接続され、他方の端子が前記第２キャパシタに接続されていることにしてもよい。

　これにより、複数の直列腕共振子が共振子用のチップに設けられ、第１スイッチが別のチップに設けられた場合に、共振子用のチップの端子数を削減することができる。具体的には、この場合、共振子用のチップにおいて、上記一方の入出力端子に接続される端子と上記別のチップに接続される端子とを共通化することができる。このため、本態様によれば、これらの端子を個別に設けた構成に比べて、共振子用のチップの端子数を削減することができ、高周波フィルタの小型化が図られる。

　また、前記並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子に並列接続された第３周波数可変回路と、を備え、前記第３周波数可変回路は、第２並列腕共振子と第３スイッチとを有する第２直列接続回路を含み、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数よりも高く、前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数よりも高いことにしてもよい。

　このように、第１並列腕共振子に第３周波数可変回路が並列接続していることにより、第３スイッチがオフの場合、理想的には、第３スイッチのインピーダンスが無限大となって第２並列腕共振子が無効となるため、並列腕回路は、第１並列腕共振子で構成される共振周波数と反共振周波数を有する。一方、第３スイッチがオンの場合、第２並列腕共振子が有効となるため、並列腕回路は、第１並列腕共振子と第２並列腕共振子の並列接続回路となり、第１並列腕共振子と第２並列腕共振子それぞれの共振周波数と同じ２つの共振周波数と、第１並列腕共振子と第２並列腕共振子それぞれの反共振周波数より低い２つの反共振周波数を有する。

　したがって、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、並列腕回路の共振周波数及び反共振周波数を切り換えることができる。具体的には、第３スイッチがオフである場合と比較して、オンである場合は、通過帯域高域側のカットオフ周波数が低周波数側にシフトするとともに、通過帯域高域側に第２並列腕共振子の共振周波数によって規定される減衰極が新たに形成される。

　これにより、本態様によれば、理想的には、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、通過帯域と減衰帯域の周波数を可変することができる。

　ただし、実際には、第３スイッチがオフ時にオフ容量を有するため、第３スイッチがオフの場合であっても、第２並列腕共振子が有効となり、並列腕回路は、第１並列腕共振子と、第２並列腕共振子および第３スイッチのオフ容量の直列接続回路による２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、高周波数側の反共振周波数と共振周波数は、直列腕回路の反共振周波数で構成される減衰極より高周波数側に位置する。

　これに関し、一般的にスイッチのオフ容量は微小（０．３ｐＦ程度）である。このため、第３スイッチがオフである場合には、２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数は、第１並列腕共振子の反共振周波数より若干低い周波数に位置し、第３スイッチがオンである場合よりも高い周波数に位置する。また、２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数は、第２並列腕共振子の反共振周波数より若干低い周波数に位置し、第３スイッチがオンである場合よりも高い周波数に位置する。したがって、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数及び高周波数側の共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。

　よって、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、通過帯域高域側のカットオフ周波数と減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスの悪化を抑制しつつ通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる。

　また、前記第３周波数可変回路は、さらに、前記第３スイッチに並列接続されたインピーダンス素子を有することにしてもよい。

　このように、第３スイッチに対してインピーダンス素子が並列接続されていることにより、第３スイッチのオン及びオフに関わらず、並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、第３スイッチがオフである場合においても直列腕回路の反共振周波数で構成される減衰極の近傍に、並列腕回路の高周波数側の共振周波数によって構成される減衰極ができ、第３スイッチがオフである場合においても減衰帯域幅を広帯域化できるとともに、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、低周波数側の反共振周波数と高周波数側の共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。よって、第３スイッチのオンとオフとの切り換えによって、通過帯域高域側のカットオフ周波数と減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる。

　また、前記直列腕回路は、前記第１キャパシタに並列接続された第２スイッチを有し、前記インピーダンス素子は、第３キャパシタであり、前記第１スイッチがオンである場合、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチのいずれもオンであり、前記第１スイッチがオフである場合、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチのいずれもオフであることにしてもよい。

　このように、インピーダンス素子が第３キャパシタであるため、第１スイッチ、第２スイッチ及び第３スイッチのオン及びオフを同じ状態とすることにより、直列腕回路の共振周波数及び反共振周波数、ならびに、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数及び高周波数側の共振周波数、を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。このため、通過帯域高域側のカットオフ周波数及び減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　また、第１スイッチ、第２スイッチ及び第３スイッチの制御回路を共通化できるため、高周波フィルタの小型化が可能になる。

　また、前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることにしてもよい。

　これにより、第１スイッチの低抵抗化を図ることができるので、通過帯域内のロスを抑制できる。また、第１スイッチを小型化できるので、高周波フィルタの小型化及び低コスト化が可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの高周波フィルタと、前記第１スイッチのオン及びオフを制御する制御部と、を備える。

　これにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる小型の高周波フロントエンド回路を実現できる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる小型の通信装置を実現できる。

　本発明に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置によれば、通過帯域の高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の高域側における減衰極の周波数を可変することができる。

図１Ａは、実施の形態１の実施例（実施例１）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１Ｂは、実施例１に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図２Ａは、比較例に係る高周波フィルタの回路構成図である。図２Ｂは、比較例に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図３Ａは、実施例１及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図３Ｂは、実施例１及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図４は、実施例１に係る高周波フィルタの各スイッチのオン及びオフを変化させた場合のフィルタ特性の変化を表すグラフである。図５Ａは、共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図５Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図６は、実施例１に係る高周波フィルタの電極構造を模式的に表す図である。図７Ａは、キャパシタの電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、直列腕回路のインピーダンス、及びフィルタ特性との関係を表すグラフである。図７Ｂは、図７Ａの（ｃ）中の波線枠内付近を拡大して示すグラフである。図８は、実施の形態２の実施例（実施例２）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図９Ａは、実施例２及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図９Ｂは、実施例２及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１０Ａは、実施の形態３の実施例（実施例３）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１０Ｂは、実施例３に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１１Ａは、実施例３及び実施例１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１１Ｂは、実施例３及び実施例１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１２は、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図１３Ａは、典型例１に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１３Ｂは、典型例１に係る高周波フィルタのスイッチオフ時及びスイッチオン時のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。図１４Ａは、典型例１に係る高周波フィルタのスイッチオフ時の等価回路図である。図１４Ｂは、典型例１に係る高周波フィルタのオフ容量を変化させた場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。図１４Ｃは、典型例１に係る高周波フィルタのオフ容量と共振周波数及び共振周波数におけるインピーダンスとの関係を表すグラフである。図１５Ａは、典型例２に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１５Ｂは、典型例２に係る高周波フィルタの構造を説明する平面図及び断面図である。図１５Ｃは、典型例２に係る高周波フィルタの配線インピーダンスを変化させた場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。図１５Ｄは、典型例２に係る高周波フィルタの配線インピーダンスと共振周波数及びインピーダンスとの関係を表すグラフである。図１６Ａは、実施の形態４の実施例（実施例４）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１６Ｂは、実施例４に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１７Ａは、実施例４及び実施例１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１７Ｂは、実施例４及び実施例１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１８Ａは、実施の形態５の実施例（実施例５）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１８Ｂは、実施例５に係る高周波フィルタの構造を説明する平面図である。図１９は、実施例５に係るマルチプレクサの回路構成図である。図２０は、実施の形態６に係る通信装置の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、共振子等の回路素子については要求仕様等に応じて定数が適宜調整され得る。このため、回路素子については、同一の符号であっても定数が異なる場合もある。

　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。

　また、共振子または回路における反共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための反共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。

　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。

　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。

　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。

　（実施の形態１）
　以下、本実施の形態に係る高周波フィルタについて、実施例（実施例１）を用いて説明する。

　［１－１．　構成］
　図１Ａは、実施例１に係る高周波フィルタ１０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ１０は、直列腕回路１１と、並列腕回路１２と、を備える。

　直列腕回路１１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路（直列腕）上に設けられた共振回路である。具体的には、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１と、キャパシタＣ１（第１キャパシタ）と、キャパシタＣ２（第２キャパシタ）と、スイッチＳＷ１（第１スイッチ）と、スイッチＳＷ２（第２スイッチ）と、を有する。このように、直列腕回路１１は、インピーダンスが極小となる共振周波数（共振点）及びインピーダンスが極大となる反共振周波数（反共振点）を持つ直列腕共振子ｓ１を有するため、当該共振周波数及び当該反共振周波数に依存する共振周波数及び反共振周波数を持つ。なお、この詳細については、後述する。

　ここで、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１とは直列接続されており、直列接続回路１１ｅ（第１直列接続回路）を構成する。また、キャパシタＣ２とスイッチＳＷ１とは直列接続されており、この直列接続回路は第１周波数可変回路１１ａを構成する。また、キャパシタＣ１とスイッチＳＷ１とは並列に接続されており、この並列接続回路は、第２周波数可変回路１１ｂを構成する。

　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕上に設けられた共振子であり、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。

　第１周波数可変回路１１ａは、キャパシタＣ２（第２キャパシタ）とスイッチＳＷ１（第１スイッチ）との直列接続回路であって、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１（第１キャパシタ）との直列接続回路１１ｅに対して並列に接続されている。この第１周波数可変回路１１ａは、直列腕回路１１の反共振周波数を可変し、具体的には、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷ１のオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）が切り換わることにより当該反共振周波数を可変する。

　本実施例では、第１周波数可変回路１１ａを構成するキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ１は、入出力端子１１ｍ側からこの順に接続されているが、この逆の順序で接続されていてもかまわない。

　第２周波数可変回路１１ｂは、キャパシタＣ１（第１キャパシタ）とスイッチＳＷ２（第２スイッチ）との並列接続回路であって、直列腕共振子ｓ１に対して直列に接続されている。この第２周波数可変回路１１ｂは、直列腕回路１１の共振周波数を可変し、具体的には、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷ２のオン及びオフが切り換わることにより当該共振周波数を可変する。

　本実施例では、第２周波数可変回路１１ｂは、直列腕共振子ｓ１と入出力端子１１ｎとの間に接続されているが、入出力端子１１ｍと直列腕共振子ｓ１との間に接続されていてもかまわない。つまり、キャパシタＣ１は、直列腕共振子ｓ１と入出力端子１１ｎとの間に限らず、入出力端子１１ｍと直列腕共振子ｓ１との間に接続されていてもかまわない。

　本実施例では、第１周波数可変回路１１ａ及び第２周波数可変回路１１ｂにおいて、スイッチＳＷ１（第１スイッチ）がオン（導通状態）の場合、スイッチＳＷ２（第２スイッチ）はオンであり、スイッチＳＷ１がオフ（非導通状態）の場合、スイッチＳＷ２はオフである。つまり、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ１とは、同時にオンまたは同時にオフとなる。

　ここで、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチであり、例えばスイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）として構成される。なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、半導体基板に形成された半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。

　並列腕回路１２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路（直列腕）上のノードｘ１とグランド（基準端子）とに接続された共振回路である。具体的には、並列腕回路１２は、ノードｘ１とグランドとの間に接続された共振子である並列腕共振子ｐ１を有する。このように、並列腕回路１２は、インピーダンスが極小となる共振周波数（共振点）及びインピーダンスが極大となる反共振周波数（反共振点）を持つ並列腕共振子ｐ１を有するため、当該共振周波数及び当該反共振周波数に依存する共振周波数及び反共振周波数を持つ。

　［１－２．　特性］
　以上のように構成された高周波フィルタ１０は、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。以下、本実施例の高周波フィルタ１０のフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　実施例１の高周波フィルタ１０の回路定数を、表１に示す。

　図１Ｂは、高周波フィルタ１０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２がともにオンの場合、ならびに、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２がともにオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１と、直列腕回路１１と、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１においては、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２がともにオンの場合、ならびに、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２がオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　まず、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオフであり、かつ、スイッチＳＷ２がオフである場合（スイッチＳＷ１、２ともにオフの場合）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１との直列接続回路１１ｅ（第１直列接続回路）に対して、スイッチＳＷ１がオフとなっている第１周波数可変回路１１ａが並列に接続された状態となる。

　したがって、図１Ｂ下段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、第１周波数可変回路１１ａのキャパシタＣ２とスイッチＳＷ１のオフ容量（Ｃｏｆｆ１）との合成容量の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも若干低周波数側にシフトする。

　ここで、スイッチＳＷ１のオフ容量（Ｃｏｆｆ１）とは、スイッチＳＷ１がオフの場合における容量成分である。つまり、スイッチＳＷ１は、オフの場合、理想的には容量成分がゼロ（すなわちインピーダンス無限大）となるが、実際には微小な容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ１）を有する。このオフ容量は、キャパシタＣ２の容量値に比べて十分に小さい（０．３ｐＦ程度）ため、キャパシタＣ２とスイッチＳＷ１のオフ容量との合成容量は、キャパシタＣ２の容量値に比べて十分小さい値となる。よって、スイッチＳＷ１がオフの場合とオンの場合とでは、直列腕回路１１の反共振周波数に周波数差が生じる。

　また、直列腕回路１１の共振周波数は、キャパシタＣ１の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１の共振周波数よりも高周波数側にシフトする。

　次に、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオンであり、かつ、スイッチＳＷ２がオンである場合（スイッチＳＷ１、２ともにオンの場合）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１とスイッチＳＷ２との直列接続回路に対して、スイッチＳＷ１がオンとなっている第１周波数可変回路１１ａが並列に接続された状態となる。つまり、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ２との並列接続回路となる。

　したがって、図１Ｂ下段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、第１周波数可変回路１１ａのキャパシタＣ２の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低周波数側にシフトする。一方、直列腕回路１１の共振周波数は、スイッチＳＷ２によってキャパシタＣ１が短絡されることにより、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と同じになる。

　このように、本実施例では、スイッチＳＷ１、２のオン及びオフの切り換えに応じて、直列腕回路１１の反共振周波数及び共振周波数がシフトする。

　ここで、直列腕回路１１の共振周波数及び並列腕回路１２の反共振周波数は高周波フィルタ１０の通過帯域を規定し、直列腕回路１１の反共振周波数は高周波フィルタ１０の通過帯域高域側の減衰極を規定し、並列腕回路１２の共振周波数は高周波フィルタ１０の通過帯域低域側の減衰極を規定する。また、並列腕回路１２の反共振周波数及び共振周波数は、スイッチＳＷ１、２のオン及びオフの切り換えに関わらず一定であり、当該反共振周波数は並列腕共振子ｐ１の反共振周波数と同じであり、当該共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数と同じである。

　よって、通過帯域高域側の減衰極は、スイッチＳＷ１がオフの場合に高周波数側にシフトし、スイッチＳＷ１がオンの場合に低周波数側にシフトする。また、通過帯域高域側のカットオフ周波数は、スイッチＳＷ２がオフの場合に高周波数側にシフトし、スイッチＳＷ２がオンの場合に低周波数側にシフトする。

　したがって、図１Ｂ上段のグラフに示すように、高周波フィルタ１０の通過帯域は、スイッチＳＷ１、２がともにオンの場合に低周波数側にシフトし（低周波数シフト）、スイッチＳＷ１、２がともにオフの場合に高周波数側にシフトする（高周波数シフト）。

　［１－３．　効果等］
　以下、本実施例によって奏される効果について、本実施の形態の比較例に係る高周波フィルタと比較して説明する。

　図２Ａは、比較例に係る高周波フィルタ１０Ｘの回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ１０Ｘは、実施例１に係る高周波フィルタ１０に比べて、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ２によって構成される第２周波数可変回路１１ｂを有さない点のみが異なる。

　このように構成された高周波フィルタ１０Ｘであっても、スイッチＳＷ１のオン及びオフに応じて通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　図２Ｂは、高周波フィルタ１０Ｘに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷ１がオンの場合、ならびに、スイッチＳＷ１がオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１と、直列腕回路１１Ｘと、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１Ｘにおいては、スイッチＳＷ１がオンの場合、ならびに、スイッチＳＷ１がオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　なお、比較例の高周波フィルタ１０Ｘの回路定数は、実施例１と同様である。

　まず、図２Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオフである場合の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１Ｘは、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷ１がオフとなっている第１周波数可変回路１１ａが並列に接続された状態となる。

　したがって、図２Ｂ下段のグラフに示すように、直列腕回路１１Ｘの反共振周波数は、キャパシタＣ２とスイッチＳＷ１のオフ容量（Ｃｏｆｆ１）との合成容量の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも若干低周波数側にシフトする。一方、直列腕回路１１Ｘの共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と同じになる。

　次に、図２Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオンである場合の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１Ｘは、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷ１がオンとなっている第１周波数可変回路１１ａが並列に接続された状態となる。つまり、直列腕回路１１Ｘは、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ２との並列接続回路となる。

　したがって、図２Ｂ下段のグラフに示すように、直列腕回路１１Ｘの反共振周波数は、第１周波数可変回路１１ａのキャパシタＣ２の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低周波数側にシフトする。一方、直列腕回路１１Ｘの共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と同じになる。

　したがって、比較例の通過帯域は、図２Ｂ上段のグラフに示すように、通過帯域高域側の減衰極のみがシフトすることにより、低周波数側あるいは高周波数側にシフトする。

　図３Ａは、実施例１及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図３Ｂは、実施例１及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。

　図３Ａから明らかなように、低周波数シフト時において、実施例１では、比較例に比べて、通過帯域内のロスが若干悪化するものの同程度に抑制できている。

　ここで、当該ロスの若干の悪化は、スイッチＳＷ２のオン時の抵抗成分（オン抵抗）の影響による。このため、スイッチＳＷ２のオン抵抗を小さくすることにより当該ロスの悪化を抑制することは可能である。ただし、スイッチＳＷ２のオン抵抗を小さくするとスイッチＳＷ２の大型化につながるため、スイッチＳＷ２は、高周波フィルタ１０の通過帯域内ロス及びサイズ等の要求仕様により適宜選択されればよい。

　これに関し、一般的に、スイッチは、オン抵抗を小さくすると、オフ容量及びサイズがともに大きくなるというトレードオフの関係を有する。本願発明者は、この関係とスイッチＳＷ１、ＳＷ２の特性（オン抵抗、オフ容量、等）がフィルタ特性に及ぼす影響とを考慮して、スイッチＳＷ１、ＳＷ２に関して次のことを見出した。

　具体的には、スイッチＳＷ１は直列腕共振子ｓ１をバイパスするように接続されているため、スイッチＳＷ１の特性は、直列腕回路１１の反共振周波数に影響する。つまり、当該特性は、高周波フィルタ１０の通過帯域高域側の減衰極に影響する。したがって、スイッチＳＷ２のオン抵抗が増加しても、高周波フィルタ１０の通過帯域内のロスの悪化は殆どない。一方、スイッチＳＷ１のオフ容量が増加すると、ＳＷ１のオン及びオフの切り換えによる第１周波数可変回路１１ａの容量差が小さくなるため、周波数可変幅が狭くなる。よって、スイッチＳＷ１については、オフ容量を小さく（すなわちオン抵抗を大きく）することが好ましい。

　また、スイッチＳＷ２は直列腕共振子ｓ１と直列接続されているため、スイッチＳＷ２の特性は、直列腕回路１１の共振周波数に影響する。つまり、当該特性は、高周波フィルタ１０の通過帯域内に影響する。したがって、スイッチＳＷ２のオン抵抗が増加すると、スイッチＳＷ２がオンの場合における高周波フィルタ１０の通過帯域内のロスが悪化する。一方、スイッチＳＷ２のオフ容量が増加しても、キャパシタＣ１の容量値を適宜調整することにより、当該オフ容量とキャパシタＣ１との合成容量を維持することができるため、問題にならない。よって、スイッチＳＷ２については、ＳＷ２に対して、オン抵抗を小さく（すなわちオフ容量を大きく）することが好ましい。

　また、図３Ｂから明らかなように、高周波数シフト時において、実施例１では、比較例に比べて、通過帯域高域端のロスが改善（抑制）されている。

　つまり、比較例の直列腕回路１１Ｘでは、スイッチＳＷ１のオン及びオフの切り換えによって、反共振周波数のみ可変し、共振周波数が可変しないため、高周波数シフトした場合の直列腕回路１１Ｘの反共振周波数と共振周波数の周波数差が大きい。言い換えると、通過帯域高域側の減衰極の可変に伴うカットオフ周波数の変化が小さく、急峻性が劣るため、通過帯域高域端のロスが悪くなる。

　これに対して、本実施例によれば、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１（第１キャパシタ）とが直列接続されていることにより、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１との直列接続回路１１ｅ（第１直列接続回路）の共振周波数が、直列腕共振子ｓ１単体の共振周波数に比べて、高周波数側にシフトする。つまり、当該直列接続回路１１ｅは、直列腕共振子ｓ１単体に比べて、共振周波数と反共振周波数との周波数差を小さくすることができる。したがって、本態様によれば、直列腕回路１１の上記周波数差が小さいことにより、通過帯域高域側のカットオフ周波数を高周波数側にシフトさせた状態で通過帯域高域側の減衰極をシフトさせることができる。すなわち、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる周波数可変型の高周波フィルタを実現することができる。

　また、本実施例によれば、キャパシタＣ１にスイッチＳＷ２（第２スイッチ）が並列接続されていることにより、スイッチＳＷ２のオン及びオフに応じて直列腕回路１１の共振周波数がシフトする。したがって、直列腕回路１１の共振周波数及び反共振周波数の各々をシフトさせることができるため、通過帯域高域側のカットオフ周波数および通過帯域高域側の減衰極の周波数をそれぞれ独立して可変することが可能となる。

　ここで、例えば、３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）で規定されるバンドの多くは、Ｔｘ帯域（送信帯域）が低周波数側、Ｒｘ帯域（受信帯域）が高周波数側になり、各バンドの中心周波数及び帯域幅が異なる。そのため、これに使用する周波数可変型の高周波フィルタは、Ｔｘ帯域およびＲｘ帯域のいずれか一方を通過帯域、他方を減衰帯域とし、通過帯域と減衰帯域を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトする必要がある。

　本実施例によれば、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）を同じ状態とすることにより、直列腕回路１１の共振周波数と反共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。このため、通過帯域高域側のカットオフ周波数及び減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　つまり、比較例では、高周波数シフトした場合に、直列腕回路１１Ｘの共振周波数と反共振周波数との周波数差が大きくなるため、通過帯域高域側の急峻性が劣ることで通過帯域高域端のロスが悪くなった。これに対し、本実施例では、直列腕回路１１の共振周波数と反共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、高周波数シフトした場合に、直列腕回路１１の共振周波数と反共振周波数との周波数差が維持されるため、通過帯域高域側の急峻性が維持される。よって、本実施例によれば、比較例に比べて、通過帯域高域側の急峻性が向上することにより、通過帯域高域端のロスを抑制することができる。

　なお、高周波フィルタ１０の通過帯域の周波数可変幅はキャパシタＣ１、Ｃ２の定数に依存し、例えば、キャパシタＣ１の定数が小さくキャパシタＣ２の定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣ１の定数は、高周波フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣ１、Ｃ２は、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。

　なお、本実施の形態に係る高周波フィルタ１０において、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を同時にオン、または、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を同時にオフするモードについて説明したが、その他のモードを選択してもよい。すなわち、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフであるモード、及び、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンであるモードを選択してもよい。

　図４は、実施例１に係る高周波フィルタ１０のスイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン及びオフを変化させた場合のフィルタ特性の変化を表すグラフである。

　同図に示すように、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２のオン及びオフを個別に切り換えることにより、４つのフィルタ特性を形成することができる。

　つまり、直列腕共振子ｓ１に対してキャパシタＣ１（第１キャパシタ）とスイッチＳＷ２（第２スイッチ）との並列接続回路が直列に接続されていることにより、スイッチＳＷ２のオン及びオフの切り換えに応じて直列腕回路１１の共振周波数がシフトする。したがって、直列腕回路１１の共振周波数及び反共振周波数の各々をシフトさせることができるため、フィルタ特性（特に高域側のフィルタ特性）について細かな調整が可能となる。すなわち、切り換え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

　［１－４．　共振解析］
　ここで、上記高周波フィルタ１０の共振特性について、等価回路を用いて説明しておく。

　［１－４－１．　共振子単体］
　まず、共振子単体の共振特性について説明する。

　図５Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路（直列接続回路）とキャパシタＣ_０との並列回路（並列接続回路）で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０は、共振子の静電容量である。

　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との直列回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式１を解くことにより、式２で示される。

　また、共振子の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式３を解くことにより、式４で示される。

　上記式２及び式４より、図５Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。

　つまり、共振子は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。

　［１－４－２．　共振子にインピーダンス素子を直列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図５Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ_１が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路とキャパシタＣ_０との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０は、共振子の静電容量である。また、共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ_１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。なお、共振解析での等価回路モデルにおいて、スイッチＳＷは、オフの場合に容量成分がゼロ（すなわちインピーダンスが無限大）となり、オンの場合に抵抗成分がゼロ（すなわちインピーダンスがゼロ）となる理想的なスイッチとして扱う。

　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合、インピーダンス素子Ｘ_１は短絡となるため、共振周波数ｆｒ＿ｏｎ及び反共振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図５Ａにおける共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａと同じとなり、式５及び式６で表される。

　次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタである場合、及び、（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合に分けて説明する。

　（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式７を解くことにより、式８で示される。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式９で表される。

　式５、式６、式８、及び式９より、インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタである場合、図５Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り換えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。

　（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１０を解くことにより、式１１で示される。

　式１１において、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＬはスイッチＳＷがオフの場合の低周波数側の共振周波数であり、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＨはスイッチＳＷがオフの場合の高周波数側の共振周波数である。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１２で表される。

　式５、式６、式１１、及び式１２より、インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合、図５Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り換えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｌ）には、低周波数側へシフトすることが解る。

　［１－４－３．　共振子にインピーダンス素子を並列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が並列接続された場合の共振特性について、説明しておく。なお、ここでは、インピーダンス素子がキャパシタＣｔである場合について説明し、インピーダンス素子がインダクタである場合については、説明を省略する。また、この場合の等価回路モデルは、図５Ａに示した共振子の等価回路モデルに対してキャパシタＣｔを並列接続するに過ぎないため、簡略化して詳細する。

　インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣｔである場合には、図５Ａに示した等価回路モデルにおいてキャパシタＣ_０にキャパシタＣｔが並列接続される構成となる。したがってこの場合の共振周波数は、式５のＣ_０がキャパシタＣ_０とキャパシタＣｔとの合成容量（Ｃ_０＋Ｃｔ）に置換された式で示されることになり、共振子単体の共振周波数と一致することが解る。また、式６から、この場合の反共振周波数は、共振子単体の反共振周波数に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。

　［１－５．　高周波フィルタの電極構造］
　次に、高周波フィルタ１０の詳細な電極構造について、説明する。

　［１－５－１．　全体構造］
　図６は、実施例１に係る高周波フィルタ１０の電極構造（電極レイアウト）を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＡ－Ａ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＢ－Ｂ’線における断面図である。なお、図６に示された電極構造は、高周波フィルタ１０を構成する各共振子、ならびに、キャパシタＣ１、Ｃ２を構成する櫛歯容量電極の典型的な構造を説明するためのものである。このため、高周波フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極及び櫛歯容量電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、図６では、スイッチＳＷ１、ＳＷ２についても模式的に図示しているが、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の配置及び構造については特に限定されず、例えば、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、各共振子及び櫛歯容量電極とは別のチップに構成されていてもかまわない。

　図６に示すように、高周波フィルタ１０を構成する各共振子（直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１）は、例えば、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、高周波フィルタ１０を、少なくとも一部に圧電性を有する基板である圧電基板１０２に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻性の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。

　直列腕共振子ｓ１は、複数の電極指１１１ａからなるＩＤＴ電極１１１、１組の反射器１１２、及び圧電基板１０２によって構成されている。

　図６の（ａ）及び（ｂ）に示すように、直列腕共振子ｓ１のＩＤＴ電極１１１は、電極膜１０１によって構成され、当該電極膜１０１は圧電基板１０２上に形成されている。

　ＩＤＴ電極１１１は、複数の電極指１１１ａと、当該複数の電極指１１１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１１１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１１１ａは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成された直列腕共振子ｓ１では、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて説明する。

　上記弾性波の波長は、複数の電極指１１１ａのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１１１ａの繰り返し周期λｓ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１１１ａのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｓ１とは、当該繰り返し周期λｓ１の１／２であり、電極指１１１ａのライン幅をＷｓ１とし、隣り合う電極指１１１ａの間のスペース幅をＳｓ１とした場合、Ｐｓ１＝（Ｗｓ１＋Ｓｓ１）で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１１１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１１１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｓ１／（Ｗｓ１＋Ｓｓ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１１１ａのピッチ）に対する複数の電極指１１１ａの幅の比、つまりＷｓ１／Ｐｓ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１１１ａの数であり、電極指１１１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｐ１とし、電極指１１１ａの総数をＭｐ１とすると、Ｍｐ１＝２Ｎｐ１＋１を満たす。また、電極指１１１ａの膜厚とは、電極指１１１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｐ１である。また、弾性波共振子の静電容量Ｃ_０は、以下の式１３で示される。

　なお、ε_０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０２の誘電率である。

　次に、キャパシタＣ１、Ｃ２の構造について、説明する。なお、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２とは、要求仕様に基づく設計パラメータを除き、同等の構造を有する。このため、以下では、キャパシタＣ２の構造について説明し、キャパシタＣ１の構造については説明を省略する。

　キャパシタＣ２は、圧電基板１０２と圧電基板１０２上に形成された櫛歯容量電極１０４とで構成されている。櫛歯容量電極１０４は、複数の電極指１４１ａで構成されている。図６の（ａ）及び（ｂ）に示すように、櫛歯容量電極１０４は、ＩＤＴ電極１１１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、キャパシタＣ２を構成する櫛歯容量電極１０４は、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極１１１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極１０４とＩＤＴ電極１１１とは、互いに異なる基板上に形成されていてもかまわない。

　櫛歯容量電極１０４は、複数の電極指１４１ａと、当該複数の電極指１４１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１４１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１４１ａは、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成されたキャパシタＣ２では、櫛歯容量電極１０４の設計パラメータ等によって、容量値及びＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極１０４の設計パラメータについて説明する。

　櫛歯容量電極１０４の電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ２とは、電極指１４１ａのライン幅をＷｃ２とし、隣り合う電極指１４１ａの間のスペース幅をＳｃ２とした場合、Ｐｃ２＝Ｗｃ２＋Ｓｃ２で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１４１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１４１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｃ２／（Ｗｃ２＋Ｓｃ２）で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指１４１ａのピッチに対する複数の電極指１４１ａの幅の比、つまりＷｃ２／Ｐｃ２で定義される。また、電極指１４１ａの膜厚とは、電極指１４１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｃ２である。

　次いで、キャパシタＣ２を構成する櫛歯容量電極１０４と、キャパシタＣ２と接続される直列腕共振子ｓ１のＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて、比較して説明する。

　キャパシタＣ２の電極指ピッチは、直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ２＜Ｐｓ１を満たす。ここで、キャパシタＣ２における複数の電極指１４１ａのピッチは、直列腕共振子ｓ１における複数の電極指１１１ａのピッチの８０パーセント以下（すなわちＰｃ２≦０．８×Ｐｓ１＝０．４×λｓ１）であることが好ましい。

　また、キャパシタＣ２における複数の電極指１４１ａの膜厚は、直列腕共振子ｓ１における複数の電極指１１１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ２＜Ｔｓ１を満たす。ここで、製造上の理由から、キャパシタＣ２において、電極指１４１ａの膜厚Ｔｃ２は電極指ピッチＰｃ２に対して４０％以下（すなわちＴｃ２≦０．４０×Ｐｃ２）であることが好ましい。また、同様の理由から、直列腕共振子ｓ１において、電極指１１１ａの膜厚Ｔｓ１は電極指ピッチＰｓ１に対して４０％以下（すなわちＴｓ１≦０．４０×Ｐｓ１）であることが好ましい。また、電極指１４１ａの膜厚Ｔｃ２の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ２の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ２≦Ｔｃ２）である。同様に、電極指１１１ａの膜厚Ｔｓ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｓ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｓ１≦Ｔｓ１）である。

　また、キャパシタＣ２の電極デューティは、直列腕共振子ｓ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、キャパシタＣ２及び直列腕共振子ｓ１は、Ｗｃ２／Ｐｃ２＞Ｗｓ１／Ｐｓ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量電極１０４の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化及び省スペース化が図られる。

　なお、各素子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ２、Ｃ２）において、電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、キャパシタＣ２と直列腕共振子ｓ１とは、これらを構成する櫛歯容量電極及びＩＤＴ電極の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、キャパシタＣ２と直列腕共振子ｓ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、キャパシタＣ２の平均値と直列腕共振子ｓ１の平均値との間で成立していればよい。

　ここまで、電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティの関係について、キャパシタＣ２と直列腕共振子ｓ１との関係を例に説明したが、同様の関係は、キャパシタＣ１と直列腕共振子ｓ１との関係において成立していてもかまわない。また、同様の関係は、キャパシタＣ１と直列腕共振子ｓ１との関係、及び、キャパシタＣ２と直列腕共振子ｓ１との関係、の少なくとも一方において成立していてもかまわない。

　［１－５－２．　キャパシタの特性］
　本実施例に係る高周波フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１、キャパシタＣ１、Ｃ２の電極指ピッチ及び膜厚が上述の関係を満たすことにより、直列腕共振子ｓ１のＱ値ならびにキャパシタＣ１、Ｃ２のＱ値の双方を確保するという効果を奏することができる。

　これは、キャパシタＣ１、Ｃ２の特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、典型例のキャパシタＣ２を用いてスイッチＳＷ１がオフとなりＳＷ２がオンとなっている場合を例に説明する。

　［１－５－３．　電極指ピッチとの関連］
　まず、典型例のキャパシタＣ２について、電極指ピッチと特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ２／Ｐｃ２＝０．５５）であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ２＝０．２０×Ｐｃ２）である。また、直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチは、２．１２μｍである。

　図７Ａは、典型例において、キャパシタＣ２の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、直列腕回路１１のインピーダンス、及びフィルタ特性との関係を表すグラフである。具体的には、電極指ピッチＰｃ２を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。なお、同図に示された特性は、スイッチＳＷ１をオンとしＳＷ２をオフとした場合のものである。つまり、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１及びキャパシタＣ２の直列回路となっている。

　図７Ａの（ａ）に示すように、電極指ピッチＰｃ２を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、櫛歯容量の自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）である。また、キャパシタＣ２は、電極指ピッチＰｃ２が狭いほど、自己共振点が高周波数側にシフトする。

　一方、図７Ａの（ｂ）に示すように、キャパシタＣ２のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振点では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ２を狭くして櫛歯容量の自己共振点を高周波フィルタ１０の通過帯域より高周波数側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。

　言い換えると、電極指ピッチＰｃ２が広いほど、キャパシタＣ２の自己共振点は低域側にシフトする。このため、当該自己共振点の周波数が他の弾性波共振子を介することなくキャパシタＣ２と接続される直列腕共振子ｓ１の共振点または反共振点の周波数と一致する場合がある。つまり、直列腕共振子ｓ１の共振点または反共振点の周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ２との合成特性で得られる共振点または反共振点は、キャパシタＣ２のＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ２を狭くしてキャパシタＣ２の自己共振点を直列腕共振子ｓ１の共振点及び反共振点より高周波数側に追いやることにより、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ２との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。

　また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ２が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、キャパシタＣ２を備える高周波フィルタ等の小型化及び省スペース化が図られる。

　図７Ｂは、図７Ａの（ｃ）中の波線枠内付近を拡大して示すグラフであり、具体的には、直列腕回路１１の反共振周波数付近のインピーダンス特性が示されている。

　図７Ａで示したように、キャパシタＣ２の電極指ピッチが大きくなるほど、自己共振点周波数が低周波数側にシフトし、容量Ｑ値を悪化させる。これに伴い、スイッチＳＷ１がオンの場合には、図７Ｂに示すように、キャパシタＣ２の電極指ピッチが直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチに近づくほど容量Ｑ値の悪化によって直列腕回路１１の反共振点のＱ値が悪化する。表２に、このときのキャパシタＣ２の電極指ピッチと直列腕回路１１の反共振点のＱ値（Ｑａ）との関係を示す。

　このため、この場合、通過帯域高域端のロス及び減衰特性の悪化を招く（図７Ａの（ｃ）及び（ｄ）参照）。したがって、キャパシタＣ２の電極指ピッチは直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチより狭く、キャパシタＣ２の膜厚は直列腕共振子ｓ１の膜厚より薄く設定する必要がある。

　ここまで、電極指ピッチと特性との関係について、キャパシタＣ２を例に説明したが、同様の関係は、キャパシタＣ１についても成立する。具体的には、キャパシタＣ１の電極指ピッチが大きくなるほど、自己共振点周波数が低周波数側にシフトし、容量Ｑ値を悪化させる。これに伴い、スイッチＳＷ１がオフの場合には、キャパシタＣ１の電極指ピッチが直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチに近づくほど容量Ｑ値の悪化によって直列腕回路１１の共振点のＱ値が悪化する。このため、この場合、通過帯域高域端及び通過帯域内のロスの悪化を招く。したがって、キャパシタＣ１の電極指ピッチは直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチより狭く、キャパシタＣ１の膜厚は直列腕共振子ｓ１の膜厚より薄く設定する必要がある。

　このように、櫛歯容量電極で構成されるキャパシタは、電極指のピッチが狭いほど、自己共振点が高周波数側にシフトする。このため、本実施例では、櫛歯容量電極について、電極指のピッチを直列腕共振子ｓ１の電極指１１１ａのピッチより狭くして自己共振点を高周波フィルタ１０の通過帯域より高周波数側に追いやることにより、通過帯域内及び通過帯域高域側近傍においてキャパシタＣ１、Ｃ２のＱ値を高めることができる。これにより、通過帯域内のロスの抑制及び／または通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を向上することができる。具体的には、キャパシタＣ１のＱ値を高めることにより通過帯域内のロスの抑制を図ることができ、キャパシタＣ２のＱ値を高めることにより通過帯域高域側近傍の減衰帯域の広帯域化を図ることができる。

　また、製造上の理由から、電極指のピッチは電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量電極で構成されるキャパシタにおける電極指の膜厚を直列腕共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、キャパシタにおける電極指のピッチをより狭くできるので、直列腕共振子ｓ１のＱ値及びキャパシタのＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、直列腕共振子ｓ１のＱ値及びキャパシタＣ１、Ｃ２のＱ値の双方を確保することにより、通過帯域内のロスのさらなる抑制及び／または通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を向上することができる。

　（実施の形態２）
　上記実施の形態１では、キャパシタＣ１（第１キャパシタ）に対してスイッチＳＷ２（第２スイッチ）が並列に接続されていたが、このようなスイッチＳＷ２は設けられていなくてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このように構成された高周波フィルタについて、実施例（実施例２）を用いて説明する。

　［２－１．　構成］
　図８は、実施例２に係る高周波フィルタ１０Ａの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における直列腕回路１１Ａは、実施例１における直列腕回路１１に比べて、スイッチＳＷ２を有さない。つまり、直列腕回路１１Ａは、直列腕共振子ｓ１と、直列腕共振子ｓ１に対して直列に接続されたキャパシタＣ１（第１キャパシタ）と、直列腕回路１１Ａの反共振周波数を可変する第１周波数可変回路１１ａと、を有する。

　このように構成された高周波フィルタ１０Ａであっても、実施例１と同様に、スイッチＳＷ１のオン及びオフを切り換えることにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　［２－２．　特性］
　図９Ａは、実施例２及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図９Ｂは、実施例２及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。

　図９Ａ及び図９Ｂから明らかなように、低周波数シフト時及び高周波数シフト時のいずれにおいても、実施例２では、比較例に比べて、通過帯域高域端のロスが改善されている。

　このように、本実施例であっても、実施例１と同様に、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１（第１キャパシタ）とが直列接続されていることにより、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１との直列接続回路１１ｅ（第１直列接続回路）の共振周波数が、直列腕共振子ｓ１単体の共振周波数に比べて、高周波数側にシフトする。つまり、直列接続回路１１ｅは、直列腕共振子ｓ１単体に比べて、共振周波数と反共振周波数との周波数差を小さくすることができる。したがって、本実施例は、実施例１と同様の効果を奏することができる。すなわち、本実施例によれば、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる。

　（実施の形態３）
　上記実施の形態１、２では、並列腕回路の共振周波数あるいは反共振周波数は固定であったが、直列腕回路と同様に、並列腕回路の共振周波数あるいは反共振周波数が可変できてもかまわない。また、上記実施の形態１、２では、並列腕回路には、１つの並列腕共振子が設けられていたが、複数の並列腕共振子が設けられていてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例３）を用いて説明する。

　［３－１．　構成］
　図１０Ａは、実施例３に係る高周波フィルタ１０Ｂの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａ（第１並列腕共振子）と、並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）と、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）と、を有する。ここで、並列腕共振子ｐ１ｂとスイッチＳＷ３とは直列に接続されており、この直列接続回路は第３周波数可変回路１１ｃを構成する。

　並列腕共振子ｐ１ａは、ノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕上に設けられた共振子（第１並列腕共振子）であり、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。

　第３周波数可変回路１１ｃは、並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）とスイッチＳＷ３（第３スイッチ）との直列接続回路であって、並列腕共振子ｐ１ａ（第１並列腕共振子）と並列接続されている。この第３周波数可変回路１１ｃは、並列腕回路１２Ｂの共振周波数及び反共振周波数を可変し、具体的には、第３周波数可変回路１１ｃは、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷ３のオン及びオフが切り換わることにより、これらを可変する。

　本実施例では、第３周波数可変回路１１ｃを構成する並列腕共振子ｐ１ｂ及びスイッチＳＷ３は、ノードｘ１側からこの順に接続されているが、この逆の順序で接続されていてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ３が並列腕共振子ｐ１ｂよりノードｘ１側に配置されると、スイッチＳＷ３オン時においてスイッチＳＷ３の抵抗成分（オン抵抗）により高周波フィルタ１０Ｂのロスが悪化する。このため、スイッチＳＷ３が並列腕共振子ｐ１ｂよりグランド側に配置されていることが好ましい。

　本実施例では、第１周波数可変回路１１ａ、第２周波数可変回路１１ｂ及び第３周波数可変回路１１ｃにおいて、スイッチＳＷ１（第１スイッチ）がオン（導通状態）の場合、スイッチＳＷ２（第２スイッチ）及びスイッチＳＷ３（第３スイッチ）のいずれもオンであり、スイッチＳＷ１がオフ（非導通状態）の場合、スイッチＳＷ２及びスイッチＳＷ３のいずれもオフである。つまり、スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、同時にオンまたは同時にオフとなる。これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ３を制御する制御線の本数を削減できるため、構成の簡素化が図られる。つまり、スイッチＳＷ１～ＳＷ３の制御回路を共通化できるため、高周波フィルタ１０Ｂの小型化が可能となる。なお、スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、個別にオンまたはオフしてもかまわない。

　ここで、スイッチＳＷ３は、ＳＰＳＴ型のスイッチ素子であり、例えば、スイッチＳＷ１、ＳＷ２と同様に構成されている。

　このような構成であっても、実施例１と同様に、スイッチＳＷ１（第１スイッチ）およびスイッチＳＷ２（第２スイッチ）のオン及びオフを切り換えることにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。また、このような構成によれば、並列腕共振子ｐ１ａ（第１並列腕共振子）に対して並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）とスイッチＳＷ３（第３スイッチ）との直列接続回路である第２直列接続回路（すなわち、本実施例の第３周波数可変回路１１ｃ）が並列に接続されていることにより、スイッチＳＷ３のオン及びオフの切り換えに応じて、並列腕回路１２Ｂの共振周波数及び反共振周波数を可変することができる。

　［３－２．　特性］
　次に、本実施例の高周波フィルタ１０Ｂのフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　実施例３の高周波フィルタ１０Ｂの回路定数を、表３に示す。

　この表に示すように、並列腕共振子ｐ１ａ（第１並列腕共振子）の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）の共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数よりも高くなっている。また、並列腕共振子ｐ１ｂの反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数よりも高くなっている。

　図１０Ｂは、高周波フィルタ１０Ｂに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオンの場合（低周波数シフト）、ならびに、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオフの場合（高周波数シフト）の２状態のフィルタ特性を重ねあわせたグラフと、当該２状態のフィルタ特性を個別に示すグラフとが示されている。また、同図中段には、各々の上段に対応する直列腕回路１１のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、各々の上段に対応する並列腕回路１２Ｂのインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１のインピーダンス特性としては、直列腕共振子ｓ１単体の当該特性、スイッチＳＷ１、２がともにオンの場合の直列腕回路１１の当該特性、及び、スイッチＳＷ１、２がともにオフの場合の直列腕回路１１の当該特性が示されている。また、並列腕回路１２Ｂのインピーダンス特性としては、並列腕共振子ｐ１ａ単体の当該特性、並列腕共振子ｐ１ｂ単体の当該特性、スイッチＳＷ３がオンの場合の並列腕回路１２Ｂの当該特性、及び、スイッチＳＷ３がオフの場合の並列腕回路１２Ｂの当該特性が示されている。また、これらの事項は、後述する実施例４の高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフ（図１６Ｂ参照）においても同様である。

　まず、図１０Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオフの場合（高周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１においてＳＷ１、２がともにオフの場合の特性と同様となる。したがって、図１０Ｂ右列中段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも若干低周波数側にシフトし、直列腕回路１１の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数よりも大きく高周波数側にシフトする。

　また、この場合、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａに対して、スイッチＳＷ３がオフとなっている第３周波数可変回路１１ｃが並列に接続された状態となる。このとき、図１０Ｂ右列下段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｂは、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有する。具体的には、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数よりも高周波数側に位置する第２共振周波数、ならびに、第１共振周波数と第２共振周波数との間に位置する第１反共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの反共振周波数よりも低周波数側に位置する第２反共振周波数を有する。このことについて、次に詳細に説明する。

　並列腕回路１２Ｂは、スイッチＳＷ３がオフの場合、理想的には、スイッチＳＷ３のインピーダンスが無限大となって並列腕共振子ｐ１ｂが無効となるため、並列腕共振子ｐ１ａで構成される共振周波数と反共振周波数を有する。一方、並列腕回路１２Ｂは、スイッチＳＷ３がオンの場合、並列腕共振子ｐ１ｂが有効となるため、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂの並列接続回路となる。よって、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第２共振周波数、ならびに、第１共振周波数より高く並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数より低い第１反共振周波数、及び、第２共振周波数より高く並列腕共振子ｐ１ｂの反共振周波数より低い第２反共振周波数を有する。

　このように、並列腕回路１２Ｂは、理想的には、スイッチＳＷ３のオンとオフの切り換えにより、共振点の個数及び周波数、ならびに、反共振点の個数及び周波数を可変することができる。このため、理想的には、スイッチＳＷ３がオフからオンに切り換わると、通過帯域高域側のカットオフ周波数が低周波数側にシフトするとともに、通過帯域高域側に並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数によって規定される減衰極が新たに形成される。つまり、低周波数シフト時に、通過帯域高域側に新たな減衰極が形成されるため、通過帯域高域側近傍の減衰量を改善することができる。

　ただし、実際には、スイッチＳＷ３はオフ時に微小な容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ３）を有する。このため、スイッチＳＷ３がオフの場合であっても、並列腕共振子ｐ１ｂが有効となり、並列腕回路１２Ｂは、図１０Ｂ右列下段のグラフに示すように、並列腕共振子ｐ１ａと、並列腕共振子ｐ１ｂ及びスイッチＳＷ３のオフ容量の直列接続回路による２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有する。

　これに関し、一般的にスイッチのオフ容量は微小（０．３ｐＦ程度）である。よって、スイッチＳＷ３のオフ容量は、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量に比べて十分に小さいため、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量とスイッチＳＷ３のオフ容量（Ｃｏｆｆ３）との合成容量は、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量の容量値に比べて十分小さい値となる。したがって、スイッチＳＷ３がオフの場合には、第１反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数より若干低い周波数に位置し、第２反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ｂの反共振周波数より若干低い周波数に位置する。また、第２共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数よりも大きく高周波数側かつ第２反共振周波数よりも若干低い周波数に位置する。このため、スイッチＳＷ３がオフの場合、第２共振周波数及び第２反共振周波数は、直列腕回路１１の反共振周波数で構成される減衰極よりも高周波数側に位置する。

　これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオフの場合、図１０Ｂ右列上段のグラフに示すフィルタ特性が形成される。

　次に、図１０Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオンの場合（低周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１においてＳＷ１、２がともにオンの場合の特性と同様となる。したがって、図１０Ｂ中央列中段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低周波数側にシフトし、直列腕回路１１の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と同じになる。

　また、この場合、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａに対して、スイッチＳＷ３がオンとなっている第３周波数可変回路１１ｃが並列に接続された状態となる。つまり、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとの並列接続回路となる。

　したがって、図１０Ｂ中央列下段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第２共振周波数、ならびに、第１共振周波数と第２共振周波数との間に位置する第１反共振周波数、及び、第２共振周波数よりも高周波数側に位置する第２反共振周波数を有する。その結果、第１反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数よりも大きく低周波数側にシフトする。

　上述したように並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数よりも高いため、第１反共振周波数は高周波フィルタ１０Ｂの通過帯域を規定し、第２共振周波数は通過帯域高域側の減衰極を規定する。

　これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオンの場合、図１０Ｂ中央列上段のグラフに示すフィルタ特性が形成される。

　つまり、図１０Ｂ左列下段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｂは、スイッチＳＷ３のオンとオフの切り換えによって、低周波数側の反共振周波数（すなわち第１反共振周波数）、及び、高周波数側の共振周波数（すなわち第２共振周波数）を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。

　よって、図１０Ｂ中央列上段のグラフに示すように、スイッチＳＷ３がオフからオンに切り換わると、第２共振周波数で規定される減衰極が低周波数側にシフトするため、通過帯域高域側近傍の減衰量を改善することができる。また、スイッチＳＷ３のオンとオフの切り換えによって、通過帯域高域側のカットオフ周波数と減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスの悪化を抑制しつつ周波数可変が可能になる。

　図１１Ａは、実施例３及び実施例１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１１Ｂは、実施例３及び実施例１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。

　図１１Ａ及び図１１Ｂから明らかなように、実施例３に係る高周波フィルタ１０Ｂであっても、実施例１に係る高周波フィルタ１０と同様に、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。また、図１１Ａから明らかなように、実施例３に係る高周波フィルタ１０Ｂは、実施例１に係る高周波フィルタ１０に比べて、低周波数シフト時における通過帯域高域側近傍の減衰量を改善することができる。

　［３－３．　共振解析（２つの共振子が並列接続）］
　ここで、２つの共振子が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図１２は、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２が並列接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路とキャパシタＣ_０１との並列回路で表わされ、共振子ｒｅｓ２は、キャパシタＣ_２及びインダクタＬ_２の直列回路とキャパシタＣ_０２との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０１及びＣ_０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２の静電容量である。これら２つの共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２で構成された共振回路は、図１２左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振回路は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路と、キャパシタＣ_２及びインダクタＬ_２の直列回路と、キャパシタＣ_０（＝Ｃ_０１＋Ｃ_０２）との並列回路で表わされる。

　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路で規定され、式１で示される。

　上記等価回路において、２つの共振周波数が規定され、共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路、及び、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２との直列回路で規定され、式１４で示される。

　つまり、上記等価回路で表される２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２と略等しい。

　また、上記等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１５を解くことにより、式１６のように２つの反共振周波数（ｆａ１、ｆａ２）を有することが解る。

　上記式１５により得られる反共振周波数ｆａ１、ｆａ２は、式３により得られる共振子単体の反共振周波数（図１２のグラフではｆａ＿ｒｅｓ１、ｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。また、式１５から導出される反共振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、反共振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。

　上述した共振解析に基づき、本実施例に係る高周波フィルタ１０Ｂにおいて、ＳＷ３のオン及びオフの切り換えに応じて並列腕回路１２Ｂの共振特性がシフトすることが説明される。

　すなわち、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）がオンの場合には、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとが並列接続される。このため、並列腕回路１２Ｂは、２つの共振周波数（第１共振周波数及び第２共振周波数）と２つの反共振周波数（第１反共振周波数及び第２反共振周波数）と、を持つ。すなわち、並列腕回路１２Ｂの第１共振周波数及び第２共振周波数は、それぞれ、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と同じとなる。また、並列腕回路１２Ｂの第１反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数よりも低くなり、並列腕回路１２Ｂの第２反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数よりも低くなる。

　一方、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）がオフの場合には、並列腕共振子ｐ１ａに対して並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量とスイッチＳＷ３のオフ容量との合成容量が並列に接続される。上述したようにスイッチＳＷ３のオフ容量は、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量に比べて十分に小さいため、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量とスイッチＳＷ３のオフ容量（Ｃｏｆｆ３）との合成容量は、並列腕共振子ｐ１ｂの静電容量の容量値に比べて十分小さい値となる。このため、並列腕回路１２Ｂの第１共振周波数は並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と同じとなり、並列腕回路１２Ｂの第１反共振周波数は並列腕共振子ｐ１ａの反共振周波数より若干低周波数側にシフトする。また、並列腕回路１２Ｂの第１反共振周波数は並列腕共振子ｐ１ｂの反共振周波数より若干低周波数側にシフトする。また、並列腕回路１２Ｂの第２共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数よりも大きく高周波数側かつ第２反共振周波数よりも若干低い周波数にシフトする。

　［３－４．　第３周波数可変回路による特性への影響］
　次に、上記高周波フィルタ１０Ｂにおいて、第３周波数可変回路１１ｃの構成によるフィルタ特性への影響について、典型例を用いて説明する。具体的には、並列腕共振子ｐ１ｂと接続されるスイッチＳＷ３（第３スイッチ）のオフ容量による当該フィルタ特性への影響、及び、並列腕共振子ｐ１ｂとスイッチＳＷ３とを結ぶ配線の特性インピーダンスによる当該フィルタ特性への影響について、説明する。

　なお、第３周波数可変回路１１ｃによるフィルタ特性への影響については、直列腕回路の構成に関わらず同様である。このため、以下では、簡明のため、当該フィルタ特性への影響について、直列腕回路が１つの直列腕共振子のみで構成された高周波フィルタを例に説明する。

　［３－４－１．　典型例１の構成］
　図１３Ａは、第３周波数可変回路１１ｃによる特性への影響を説明するための典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａを示す回路構成図である。また、図１３Ｂは、典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａのスイッチオフ時及びスイッチオン時のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。

　スイッチ２３ＳＷオフ時の場合には、並列腕共振子２３ｐ２のインピーダンスは概ね無限大であるため、高周波フィルタ２３Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２３ｓのインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの実線）と並列腕共振子２３ｐ１のインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの粗破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。このため、スイッチ２３ＳＷオフ時の場合の高周波フィルタ２３Ａは、並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を低周波数側の減衰極とし、直列腕共振子２３ｓの反共振周波数ｆａｓを高周波数側の減衰極とし、並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と直列腕共振子２３ｓの共振周波数ｆｒｓとで通過帯域を構成するバンドパスフィルタ（図１３Ｂ下段グラフの破線）となる。

　一方、スイッチ２３ＳＷオン時の場合には、高周波フィルタ２３Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２３ｓのインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの実線）と並列腕共振子２３ｐ１、２３ｐ２が並列接続された並列共振回路のインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの細破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。なお、並列共振回路のインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの細破線）は、並列腕共振子２３ｐ１のインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの粗破線）と並列腕共振子２３ｐ２のインピーダンス特性（図１３Ｂ上段グラフの一点鎖線）との合成特性となる。このため、スイッチ２３ＳＷオン時の場合の高周波フィルタ２３Ａは、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３（並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を反映）を低周波数側の減衰極とし、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４（並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２を反映）を高周波数側の減衰極とするバンドパスフィルタ（図１３Ｂ下段グラフの実線）となる。

　ここで、スイッチ２３ＳＷオン時には、並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波数側に、並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が存在する。このため、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３が並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波数側へシフトするとともに、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ４が並列腕共振子２３ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２よりも低周波数側へシフトする。つまり、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３は並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波数側となり、かつ、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４は直列腕共振子２３ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低周波数側となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、スイッチ２３ＳＷオフ時よりも通過帯域幅が低周波数側に狭くなると共に、減衰帯域も低周波数側にシフトする。

　つまり、上記構成によれば、並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子２３ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、通過帯域外の高周波数側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低い。これにより、スイッチ２３ＳＷオン時に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波数側の減衰極を低周波数側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ２３ＳＷオン時には、通過帯域の高域端を低周波数側へシフトできるので、通過帯域の高周波端（通過帯域高域端）の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　［３－４－２．　オフ容量によるフィルタ特性への影響］
　ここで、スイッチ２３ＳＷはオフ時に、理想的にはインピーダンス無限大となるが、実際には、容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ）を有する。

　図１４Ａは、典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａのスイッチ２３ＳＷオフ時の等価回路図である。また、図１４Ｂは、典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａのオフ容量を変化させた場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。より具体的には、図１４Ｂの上段グラフは、スイッチ２３ＳＷのオフ容量Ｃｏｆｆを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の変化を示しており、図１４Ｂの下段グラフは、スイッチ２３ＳＷのオフ容量Ｃｏｆｆを変化させた場合のスイッチ２３ＳＷオフ時の高周波フィルタ２３Ａのフィルタ特性の変化を示している。

　図１４Ｂの上段グラフに示すように、オフ容量Ｃｏｆｆを大きくすることで、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の共振周波数（ｆｒｐ２）は低周波数側にシフトする。また、図１４Ｂの下段グラフに示すように、オフ容量Ｃｏｆｆを大きくすることで、通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）も低周波数側にシフトする。なお、オフ容量Ｃｏｆｆの変化は、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の反共振周波数（ｆａｐ２）には影響しない。

　図１４Ｃは、典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａのオフ容量と共振周波数及び共振周波数におけるインピーダンスとの関係を表すグラフである。

　スイッチ２３ＳＷのオフ時には、理想的には、スイッチ２３ＳＷのインピーダンスは無限大であることが望ましいが、実際にはオフ容量Ｃｏｆｆが大きくなることで、上記インピーダンスは低下する。このため、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性により、新たな減衰極（ｆｒｐ４）が発生し、オフ容量Ｃｏｆｆの値により上記合成特性の共振周波数（ｆｒｐ２）が規定される。

　ここで、スイッチ２３ＳＷオン時の並列腕共振子２３ｐ２（図１４Ｂ上段グラフにおける容量Ｃｏｆｆなし）によって形成される減衰極（ｆｒｐ４）は７８０ＭＨｚであるため、オフ容量Ｃｏｆｆが大きくなるほど、スイッチ２３ＳＷのオン及びオフの切り換えによる周波数可変幅が狭くなってしまう。また、上記のような周波数可変フィルタでは、２０ＭＨｚ以上の周波数可変幅が必要となるため、オフ容量Ｃｏｆｆは、０．８ｐＦ以下に設定する必要がある。

　これにより、スイッチ２３ＳＷのオン時とオフ時との周波数可変幅を大きく確保することが可能となる。なお、上述した必要とされる周波数可変幅は、例えば、バンド２８Ｔｘ（７０３－７４８ＭＨｚ）とバンド６８Ｔｘ（６９８－７２８ＭＨｚ）とを可変させるフィルタを構成する場合において通過帯域高域端の周波数差が２０ＭＨｚであることからも設定される。

　［３－４－３．　典型例２の構成］
　図１５Ａは、第３周波数可変回路１１ｃによる特性への影響を説明するための典型例２に係る高周波フィルタ２３Ｂを示す回路構成図である。本典型例に係る高周波フィルタ２３Ｂは、典型例１に係る高周波フィルタ２３Ａと回路構成は同じであり、フィルタ特性も略一致するため、スイッチ２３ＳＷのオン時及びオフ時における基本的なフィルタ特性については、説明を省略する。

　図１５Ａに示された高周波フィルタ２３Ｂでは、並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとを接続する配線２３ｋを明示している。

　なお、「配線インピーダンス」とは、配線の特性インピーダンスを意味しており、本典型例では、配線の特性インピーダンスを、便宜上、「配線インピーダンス」と記している。

　［３－４－４．　典型例２の構造］
　図１５Ｂは、典型例２に係る高周波フィルタ２３Ｂの構造を説明する平面図及び断面図である。より具体的には、図１５Ｂの上段には高周波フィルタ２３Ｂの上方から見た平面図が示され、中段には配線基板内を透視した平面図が示され、下段には断面図が示されている。直列腕共振子２３ｓ、並列腕共振子２３ｐ１、２３ｐ２を含む弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）と、スイッチ２３ＳＷとは、個々のパッケージ（チップ）で構成され、配線基板１００上に搭載されている。また、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとは、樹脂部材１０１ａで覆われている。配線基板１００としては、ＬＴＣＣ基板またはＰＣＢ基板が例示される。配線基板１００内のビア及び配線パターンにより、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとが接続される。特に、並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとは、配線基板１００上または内部に配置された配線２３ｋにより接続されている。配線２３ｋは、理想的には無いこと（並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとが直結された状態)が望ましいが、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとは別パッケージで構成されるため、配線２３ｋが必要となる。

　［３－５．　配線インピーダンスによるフィルタ特性への影響］
　ここで、配線２３ｋの特性インピーダンスは、高周波フィルタ２３Ｂのフィルタ特性に影響する。

　図１５Ｃは、典型例２に係る高周波フィルタ２３Ｂの配線インピーダンスを変化させた場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。より具体的には、図１５Ｃの左上段グラフは、スイッチ２３ＳＷオフ時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２と配線２３ｋとスイッチ２３ＳＷとの合成特性の変化を示している。また、図１５Ｃの右上段グラフは、スイッチ２３ＳＷオン時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとの合成特性の変化を示している。また、図１５Ｃの左下段グラフは、スイッチ２３ＳＷオフ時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の高周波フィルタ２３Ｂのフィルタ特性の変化を示している。また、図１５Ｃの右下段グラフは、スイッチ２３ＳＷオン時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の高周波フィルタ２３Ｂのフィルタ特性の変化を示している。

　まず、スイッチ２３ＳＷオフ時において、配線２３ｋの特性インピーダンスが高くなるほど理想状態の特性に近づき、配線２３ｋの特性インピーダンスが低くなるほど、通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）が低周波数側にシフトする。

　一方、スイッチ２３ＳＷオン時において、配線２３ｋの特性インピーダンスが高くなるほど通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）は低周波数側にシフトし、配線２３ｋの特性インピーダンスが低くなるほど、理想状態の特性に近づく。

　図１５Ｄは、典型例２に係る高周波フィルタ２３Ｂの配線インピーダンスと共振周波数及びインピーダンスとの関係を表すグラフである。より具体的には、図１５Ｄの上段には、スイッチ２３ＳＷオフ時における、配線２３ｋの特性インピーダンスと、並列腕共振子２３ｐ２、配線２３ｋ及びスイッチ２３ＳＷの合成特性の共振周波数及びインピーダンスとの関係が示されている。また、図１５Ｄの中段には、スイッチ２３ＳＷオン時における、配線２３ｋインピーダンスと、並列腕共振子２３ｐ２、配線２３ｋ及びスイッチ２３ＳＷの合成特性の共振周波数及びインピーダンスとの関係が示されている。また、図１５Ｄの下段には、スイッチ２３ＳＷのオン時及びオフ時における、配線２３ｋの特性インピーダンスと、周波数可変幅との関係が示されている。

　ここで、図１５Ｄの下段に示すように、スイッチ２３ＳＷのオン及びオフの切り換えによる通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）の周波数差である周波数可変幅に注目すると、配線２３ｋの特性インピーダンスを高くするほど、周波数可変幅は大きくなる。また逆に、配線２３ｋの特性インピーダンスを低くするほど周波数可変幅は小さくなる。また、典型例３で示した通り、周波数可変フィルタでは、２０ＭＨｚ以上の周波数可変幅の確保が必要となるため、配線２３ｋの特性インピーダンスは、２０Ω以上に設定する必要がある。

　これにより、スイッチ２３ＳＷのオン時とオフ時との周波数可変幅を大きく確保することが可能となる。

　ここで、配線２３ｋの特性インピーダンスを高く設計するには、以下の手法が挙げられる。

　（１）配線基板１００の比誘電率を１５以下とする。

　（２）配線２３ｋの上下のグランドパターンとの距離を１００μｍ以上とする。

　（３）配線２３ｋの上部にグランドが無い構成とする。

　（４）配線２３ｋを構成するビアを、他の層間ビアよりも細くする。

　（５）配線２３ｋを、配線基板１００の厚み方向において、１／２より上側（上半分の領域）に配置する。

　（実施の形態４）
　並列腕回路の共振周波数あるいは反共振周波数を可変する構成は実施の形態３に限らない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例４）を用いて説明する。

　［４－１．　構成］
　図１６Ａは、実施例４に係る高周波フィルタ１０Ｃの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における並列腕回路１２Ｃは、実施例３における並列腕回路１２Ｂに比べて、さらに、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）に並列接続されたインピーダンス素子であるキャパシタＣ３（第３キャパシタ）を有する。つまり、本実施例では、キャパシタＣ３とスイッチＳＷ３との並列接続回路が並列腕共振子ｐ１ｂに対して直列に接続されており、この直列接続回路が第３周波数可変回路１１ｄを構成する。

　このような構成であっても、実施例１と同様に、スイッチＳＷ１（第１スイッチ）のオン及びオフを切り換えることにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。また、このような構成によれば、スイッチＳＷ３に対してキャパシタＣ３が並列に接続されていることにより、スイッチＳＷ３のオン及びオフに応じて、並列腕回路１２Ｃの共振周波数及び反共振周波数を可変することができる。

　［４－２．　特性］
　次に、本実施例の高周波フィルタ１０Ｃのフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　実施例４の高周波フィルタ１０Ｃの回路定数を、表４に示す。

　図１６Ｂは、高周波フィルタ１０Ｃに関する各種特性を示すグラフである。なお、並列腕のインピーダンス特性としては、並列腕共振子ｐ１ａ単体の当該特性、並列腕共振子ｐ１ｂ単体の当該特性、スイッチＳＷ３がオンの場合の並列腕回路１２Ｃの当該特性、及び、スイッチＳＷ３がオフの場合の並列腕回路１２Ｃの当該特性が示されている。

　まず、図１６Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオフの場合（高周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１においてＳＷ１、２がともにオフの場合の特性と同様となる。したがって、図１６Ｂ右列中段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも若干低周波数側にシフトし、直列腕回路１１の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数よりも大きく高周波数側にシフトする。

　また、この場合、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａに対して、スイッチＳＷ３がオフとなっている第３周波数可変回路１１ｄが並列に接続された状態となる。つまり、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａと、キャパシタＣ３及びスイッチＳＷ３の合成容量が負荷された並列腕共振子ｐ１ｂとの並列接続回路となる。なお、当該合成容量とは、キャパシタＣ３とスイッチＳＷ３のオフ容量との合成容量である。

　したがって、図１６Ｂ右列下段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数より高周波数側に位置する第２共振周波数、ならびに、当該第１共振周波数と当該第２共振周波数との間に位置する第１反共振周波数、及び、当該第２共振周波数よりも高周波数側に位置する第２反共振周波数を有する。

　これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオフの場合、図１６Ｂ右列上段のグラフに示すフィルタ特性が形成される。

　次に、図１６Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオンの場合（低周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１においてＳＷ１、２がともにオンの場合の特性と同様となる。したがって、図１６Ｂ中央列中段のグラフに示すように、直列腕回路１１の反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低周波数側にシフトし、直列腕回路１１の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と同じになる。

　また、この場合、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａに対して、スイッチＳＷ３がオンとなっている第３周波数可変回路１１ｄが並列に接続された状態となる。つまり、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとの並列接続回路となる。

　したがって、図１６Ｂ中央列下段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｃは、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第２共振周波数、ならびに、当該第１共振周波数と当該第２共振周波数との間に位置する第１反共振周波数、及び、当該第２共振周波数よりも高周波数側に位置する第２反共振周波数を有する。

　これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がともにオンの場合、図１６Ｂ中央列上段のグラフに示すフィルタ特性が形成される。

　ここで、図１６Ｂ左列下段のグラフから明らかなように、スイッチＳＷ３がオンの場合とオフの場合とを比べると、第２共振周波数及び第１反共振周波数は、ともに低周波数側にシフトする、あるいは、ともに高周波数側にシフトする。つまり、スイッチＳＷ３がオンの場合の第２共振周波数は、スイッチＳＷ３がオフの場合の第２共振周波数に比べて、低周波数側に位置する。また、スイッチＳＷ３がオンの場合の第１反共振周波数は、スイッチＳＷ３がオフの場合の第１反共振周波数に比べて、低周波数側に位置する。また、スイッチＳＷ３がオフの場合であっても、第２共振周波数は、直列腕回路１１の反共振周波数の近傍に位置する。

　ここで、並列腕回路１２Ｃの第１反共振周波数は高周波フィルタ１０Ｃの通過帯域を規定し、並列腕回路１２Ｃの第２共振周波数及び直列腕回路１１の反共振周波数は通過帯域高域側の減衰極を規定する。

　したがって、本実施例によれば、スイッチＳＷ３に対してインピーダンス素子（本実施例ではキャパシタＣ３）が並列接続されていることにより、スイッチＳＷ３がオフの場合であっても直列腕回路１１の反共振周波数によって構成される減衰極の近傍に、並列腕回路１２Ｃの第２共振周波数（高周波数側の共振周波数）によって構成される減衰極を位置させることができる。よって、スイッチＳＷ３がオンの場合だけでなくオフの場合においても減衰帯域幅を広帯域化できるとともに、スイッチＳＷ３のオン及びオフの切り換えによって、通過帯域高域側のカットオフ周波数及び通過帯域高域側の減衰極を同時にシフトさせることができるので、通過帯域高域端のロスを抑制し、かつ、減衰帯域幅を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　図１７Ａは、実施例４及び実施例１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１７Ｂは、実施例４及び実施例１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。

　図１７Ａ及び図１７Ｂから明らかなように、実施例４に係る高周波フィルタ１０Ｃであっても、実施例１に係る高周波フィルタ１０と同様に、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。また、図１７Ａから明らかなように、実施例４に係る高周波フィルタ１０Ｃは、実施例１に係る高周波フィルタ１０に比べて、通過帯域高域側近傍の減衰量を改善することができる。

　また、上述したように、例えば、３ＧＰＰで規定されるバンドの多くは、Ｔｘ帯域（送信帯域）が低周波数側、Ｒｘ帯域（受信帯域）が高周波数側になり、各バンドの中心周波数及び帯域幅が異なる。そのため、これに使用する周波数可変型の高周波フィルタは、Ｔｘ帯域およびＲｘ帯域のいずれか一方を通過帯域、他方を減衰帯域とし、通過帯域と減衰帯域を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトする必要がある。

　本実施例によれば、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）に並列接続されたインピーダンス素子がキャパシタＣ３（第３キャパシタ）である。このため、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３のオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）を同じ状態とすることにより、直列腕回路１１の共振周波数及び反共振周波数、ならびに、並列腕回路１２Ｃの低周波数側の反共振周波数及び高周波数側の共振周波数、を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。このため、通過帯域高域側のカットオフ周波数及び減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域端のロスの悪化を抑制しつつ周波数可変が可能になる。

　なお、本実施例では、スイッチＳＷ３（第３スイッチ）に並列接続されたインピーダンス素子として、キャパシタＣ３（第３キャパシタ）を例に説明した。しかし、当該インピーダンス素子は、キャパシタに限らず、インダクタであってもかまわない。

　ただし、当該インピーダンス素子としてインダクタを用いた場合、スイッチＳＷ３がオンの場合の第２共振周波数は、スイッチＳＷ３がオフの場合の第２共振周波数に比べて、低周波数側に位置する。また、スイッチＳＷ３がオンの場合の第１反共振周波数は、スイッチＳＷ３がオフの場合の第１反共振周波数に比べて、高周波数側に位置する。つまり、この場合、本実施例と比べて、スイッチＳＷ３のオン及びオフの切り換えによる並列腕回路１２Ｃの第２共振周波数及び第１反共振周波数のシフト方向が反対となる。

　この場合であっても、第１スイッチ及び第２スイッチがオンの場合に第３スイッチがオフとなり、第１スイッチ及び第２スイッチがオフの場合に第３スイッチがオンとなることにより、本実施例と同様に、通過帯域高域端のロスの悪化を抑制しつつ周波数可変が可能になる。

　（実施の形態５）
　以上説明した高周波フィルタの構成は、複数の直列腕共振子を有する構成に適用されてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例５）を用いて説明する。

　［５－１．　構成］
　図１８Ａは、実施例５に係る高周波フィルタ４０の回路構成図である。

　同図に示す高周波フィルタ４０は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕回路（本実施例では４つの直列腕回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ）、及び、１以上の並列腕回路（本実施例では３つの並列腕回路２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。具体的には、高周波フィルタ４０は、４つの直列腕共振子ｓ１～ｓ４を有し、さらに、並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３と、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３、ＳＷ２３、ＳＷ４１、ＳＷ４２と、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ２３、Ｃ４１、Ｃ４２と、を有する、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。なお、直列腕回路及び並列腕回路の数は、上記の数に限定されない。

　ここで、直列腕回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓのうち、入出力端子１１ｍの最も近くに設けられた直列腕回路２１０ｓ、及び、入出力端子１１ｎの最も近くに設けられた直列腕回路２４０ｓは、上記実施の形態１～４のいずれか（ここでは実施の形態１）に係る高周波フィルタの直列腕回路１１に相当する。よって、スイッチＳＷ１１、ＳＷ４１は直列腕回路１１のスイッチＳＷ１に相当し、スイッチＳＷ１２、ＳＷ４２は直列腕回路１１のスイッチＳＷ２に相当し、キャパシタＣ１１、Ｃ４１は直列腕回路１１のキャパシタＣ１に相当し、キャパシタＣ１２、Ｃ４２は直列腕回路１１のキャパシタＣ２に相当する。また、並列腕回路２１０ｐ、２２０ｐは、上記実施例４に係る高周波フィルタ１０Ｃの並列腕回路１２Ｃに相当し、並列腕回路２３０ｐは、上記実施例１に係る高周波フィルタ１０の並列腕回路１２に相当する。このため、並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂは並列腕回路１２Ｃの並列腕共振子ｐ１ａに相当し、スイッチＳＷ１３、ＳＷ２３は並列腕回路１２ＣのスイッチＳＷ３に相当し、並列腕共振子ｐ３は並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ１に相当する。つまり、高周波フィルタ４０は、入出力端子１１ｍの最も近くに実施例４に係る高周波フィルタ１０Ｃに相当する構成が設けられ、入出力端子１１ｎの最も近くに実施例１に係る高周波フィルタ１０に相当する構成が設けられている。

　なお、高周波フィルタ４０の構成はこれに限らない。例えば、複数の直列腕回路は、少なくとも１つが上記実施の形態１～４のいずれかの直列腕回路に相当すればよく、一方の入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路のみが上記実施の形態１～４のいずれかの直列腕回路に相当してもかまわないし、入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路と異なる直列腕回路のみが上記実施の形態１～４のいずれかの直列腕回路に相当してもかまわない。

　また、入出力端子（入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎ）と当該入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路との経路上のノードとグランドとを接続する並列腕回路が設けられていてもかまわない。

　このように構成された高周波フィルタ４０は、上記実施の形態１～４のいずれかの高周波フィルタの構成を含むため、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　［５－２．　構造］
　図１８Ｂは、実施例５に係る高周波フィルタ４０の構造を説明する平面図である。

　同図に示すように、本実施例では、複数の共振子（直列腕共振子ｓ１～ｓ４及び並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３）は１つの共振子用のパッケージ４１（チップ）で構成され、他の素子（スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３、ＳＷ２３、ＳＷ４１、ＳＷ４２と、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ２３、Ｃ４１、Ｃ４２）は共振子用のパッケージ４１とは別のパッケージ４２ａ～４２ｃで構成されており、これらパッケージ４１、４２ａ～４２ｃは、配線基板４３上に搭載されている。つまり、共振子と、スイッチは別のパッケージに形成されている。

　パッケージ４１、４２ａ～４２ｃは、当該パッケージ４１、４２ａ～４２ｃを配線基板４３に実装するための表面電極（図１８Ｂ中の丸印、「ランド」または「パッド」とも言う）を底面に有する。なお、図１８Ｂでは、簡明のため、各パッケージに構成された回路素子及び配線を模式的に示し、パッケージ４１、４２ａ～４２ｃの内部を透過してその底面の表面電極を図示している。

　また、配線基板４３は、入出力端子１１ｍ及び入出力端子１１ｎのそれぞれを構成する外部接続電極（図１８Ｂ中の丸印）を有する。この外部接続電極は、例えば、配線基板４３をマザー基板等に実装するための表面電極、配線基板４３と他の電子部品とを接続するコネクタ、あるいは、配線基板４３上に他の電子部品が搭載されている場合には当該他の電子部品とパッケージ４２ａまたはパッケージ４２ｃとを接続するパターン配線の一部である。

　同図から明らかなように、パッケージ４２ａにおいては、スイッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２の一方端子同士を共通化した上で、パッケージ４２ａの共通端子４２１として、入出力端子１１ｍと接続されている。また、スイッチＳＷ１１の他方端子はキャパシタＣ１２を介して、パッケージ４２ａの第１端子４２２に接続されている。さらに、スイッチＳＷ１２の他方端子は、パッケージ４２ａの第２端子４２３に接続されている。なお、キャパシタＣ１１は、スイッチＳＷ１２と並列接続されている。

　パッケージ４２ｃにおいては、スイッチＳＷ４１とスイッチＳＷ４２の一方端子同士を共通化した上で、パッケージ４２ｃの共通端子４３１として、入出力端子１１ｎと接続されている。また、スイッチＳＷ４１の他方端子はキャパシタＣ４２を介して、パッケージ４２ｃの第１端子４３２に接続されている。さらに、スイッチＳＷ４２の他方端子は、パッケージ４２ｃの第２端子４３３に接続されている。なお、キャパシタＣ４１は、スイッチＳＷ４２と並列接続されている。

　共振子用のパッケージ４１においては、パッケージ４１の第１端子４１１と第２端子４１２の間に直列腕共振子ｓ１が接続される。また、パッケージ４１の第３端子４１３と第４端子４１４の間に直列腕共振子ｓ４が接続されている。

　パッケージ４１の第２端子４１２と第３端子４１３の間に、図１８Ａの並列腕回路２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ、及び、直列腕回路２２０ｓ、２３０ｓが接続されている。

　配線基板４３は、パッケージ４２ａの第２端子４２３とパッケージ４１の第１端子４１１を接続し、パッケージ４２ａの第１端子４２２とパッケージ４１の第２端子４１２を接続し、パッケージ４２ｃの第１端子４３２とパッケージ４１の第３端子４１３を接続し、パッケージ４２ｃの第２端子４３３とパッケージ４１の第４端子４１４を接続している。

　このように、直列腕に設けられたスイッチの一方端子が入出力端子１１ｍ、１１ｎの一方に接続されている場合には、スイッチを含むパッケージ４２ａ，４２ｃと、共振子群を含むパッケージ４１に分けたときに、スイッチが共振子群よりも入出力端子の一方に近い位置にあるので、共振子用のパッケージ４１及びスイッチ用のパッケージ４２ａ，４２ｃの端子数を削減することができ、高周波フィルタ４０の小型化が図られる。

　なお、図１８Ａに示す回路構成において、キャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ４１、Ｃ４２の少なくとも１つは、共振子用のパッケージ４１に組み込まれていてもかまわない。また、スイッチＳＷ１２とキャパシタＣ１２とが逆の接続順序となっている場合には、これらのうちスイッチＳＷ１２が共振子用のパッケージ４１に組み込まれていてもかまわない。また、スイッチＳＷ４２とキャパシタＣ４２とが逆の接続順序となっている場合には、これらのうちスイッチＳＷ４２が共振子用のパッケージ４１に組み込まれていてもかまわない。

　また、少なくとも１つの並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３は、共振子用のパッケージとは別に設けられていても構わないし、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３、ＳＷ２３、ＳＷ４１、ＳＷ４２と、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ２３、Ｃ４１、Ｃ４２とは、上記と異なる組み合わせでパッケージ化されていてもかまわない。

　［５－３．　マルチプレクサへの適用例］
　このような高周波フィルタ４０は、マルチプレクサに適用することができる。

　図１９は、実施例５に係るマルチプレクサ（デュプレクサ）２００の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ２００は、送信側フィルタ６０と、受信側フィルタ５０と、整合用インダクタ７０とを備える。送信側フィルタ６０は、入力端子２００Ｔ及び共通端子２００ｃに接続され、受信側フィルタ５０は、共通端子２００ｃ及び出力端子２００Ｒに接続されている。

　送信側フィルタ６０は、送信帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタであり、回路構成は特に限定されない。

　受信側フィルタ５０は、実施例５に係る高周波フィルタ４０に相当し、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。

　上記構成によれば、複数の周波数帯域を適宜選択するシステムに適用されるチューナブルなデュプレクサにおいて、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。つまり、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域を切り換えることができる高性能なデュプレクサを実現することができる。また、周波数帯域ごとに対応するフィルタを配置せず、スイッチを有する１つのフィルタ回路により複数の周波数帯域に適用できるので、マルチプレクサを小型化することができる。

　なお、受信側フィルタ５０は、実施例５の構成に限らず、実施例１～４のいずれかの構成であってもかまわない。また、実施例１～５に係る高周波フィルタは、受信側フィルタに限らず、送信側フィルタに適用されてもかまわない。また、これらの高周波フィルタは、デュプレクサに限らず、複数の送信側フィルタまたは複数の受信側フィルタを備えるマルチプレクサに適用されてもかまわない。

　ここで、直列腕共振子として弾性表面波共振子を用いた場合、直列腕共振子の反共振周波数の高周波数側にバルク波損失が発生する。したがって、複数のフィルタそれぞれの一方の端子が共通接続された共通端子を有するマルチプレクサにおいて、中心周波数の低いフィルタに上記直列腕共振子を有する高周波フィルタを適用した場合、バルク波損失により、中心周波数の高いフィルタの通過帯域内のロスが悪化する。このようなロスの悪化は、共通端子に最も近く接続された直列腕回路（すなわち他の直列腕回路を介することなく共通端子に接続された直列腕回路）のバルク波損失による影響が支配的である。

　なお、バルク波損失とは、弾性波表面波共振子の反共振周波数の高周波数側のストップバンド高域において、機械エネルギーが基板内に放射し、当該弾性表面波共振子の等価直流抵抗が大きくなることにより発生する損失のことを指す。

　これに関し、上記実施例１～５によれば、直列腕回路がキャパシタＣ１（第１キャパシタ）及びキャパシタＣ２（第２キャパシタ）を有することにより、入力された信号が直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣ１、Ｃ２とで信号分配（電力分配）される。このため、直列腕回路全体とした見たときのバルク波損失が低減される。そして、このような実施例１～５の直列腕回路が一方の入出力端子（入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎ）の最も近く接続されることで、当該一方の入出力端子が共通端子に接続された中心周波数の低いフィルタを備えるマルチプレクサにおいて、中心周波数が高いフィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。

　（実施の形態６）
　以上の実施の形態１～５で説明した高周波フィルタ及びマルチプレクサは、使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。

　図２０は、実施の形態６に係る通信装置３００の構成図である。

　同図に示すように、通信装置３００は、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群３１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２及び３５３と、送信増幅回路３４１、３４２ならびに受信増幅回路３６１、３６２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）と、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、を備える。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、通信装置３００に内蔵されていなくてもよい。

　スイッチ群３１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子（ＡＮＴ）と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、通信装置３００は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。

　フィルタ群３２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ｉｉ）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（ｉｖ）Ｂａｎｄ２７の送信帯域、（ｖ）Ｂａｎｄ２６の送信帯域、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（ｖｉｉｉ－ＴｘＢａｎｄ２０の送信帯域、（ｖｉｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域、（ｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ｘ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。

　送信側スイッチ３３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ３３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ３３１、３３２は、フィルタ群３２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り換えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路３４１、３４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介してアンテナ素子（ＡＮＴ）に出力される。

　受信側スイッチ３５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ３５１の共通端子及び受信側スイッチ３５２の共通端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ３５１～３５３は、フィルタ群３２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り換えられる。これにより、アンテナ素子（ＡＮＴ）に入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路３６１、３６２で増幅されて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とハイバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とが個別に設けられていてもかまわない。

　送信増幅回路３４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路３４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

　受信増幅回路３６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路３６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。

　このように構成された通信装置３００は、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタの少なくとも１つとして、実施の形態１～５のいずれかに係る高周波フィルタを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を切り換える。

　なお、通信装置３００のうち、スイッチ群３１０と、フィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２、３５３と、送信増幅回路３４１、３４２ならびに受信増幅回路３６１、３６２と、上記制御部とは、高周波フロントエンド回路を構成する。

　ここで、上記制御部は、図２０には図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）が有していてもよいし、制御部が制御する各スイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。

　以上のように構成された高周波フロントエンド回路及び通信装置３００によれば、上記実施の形態１～５のいずれかに係る高周波フィルタを備えることにより、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。つまり、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域を切り換えることができる高性能な高周波フロントエンド回路及び通信装置を実現できる。また、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路によれば、フィルタ群３２０（複数の高周波フィルタ）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタに対応する送信増幅回路３４１、２４２あるいは受信増幅回路３６１、３６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路の小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ３３１、３３２の個数、ならびに、受信側スイッチ３５１～３５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。

　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置について、実施の形態１～６を挙げて説明したが、本発明の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、上記実施例２の直列腕回路１１Ａと、上記実施例３の並列腕回路１２Ｂまたは上記実施例４の並列腕回路１２Ｃと、を組み合わせて実現される高周波フィルタも本発明に含まれる。また、このような高周波フィルタにおいて、第３スイッチに並列接続されるインピーダンス素子はキャパシタであり、第１スイッチがオンの場合、第３スイッチはオンであり、第１スイッチがオフの場合、第３スイッチはオフであってもよい。これにより、直列腕回路の反共振周波数と並列腕回路の高周波数側の共振周波数を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができる。このため、通過帯域高域側について、直列腕回路によって形成される減衰極及び並列腕回路によって形成される減衰極を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトすることができるので、通過帯域高域側の減衰帯域幅を維持しつつ周波数可変が可能になる。また、第１スイッチと第３スイッチの制御回路を共通化できるため、高周波フィルタの小型化が可能になる。

　なお、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタは、互いに近接する周波数帯域を排他的に切り換えるシステムへの適用に限らず、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り換えるシステムにも適用可能である。

　また、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタにおいて、直列腕共振子及び並列腕共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。また、直列腕共振子及び並列腕共振子のそれぞれは、１つの弾性波共振子に限らず、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。

　また、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタにおいて、第１キャパシタ及び第２キャパシタの少なくとも一方は、櫛歯容量電極で構成されていなくてもよく、例えば基板上で絶縁層もしくは誘電体層を介して対向して配置された電極膜によって構成されていてもかまわない。

　また、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタにおいて、並列腕回路は、弾性波共振子でなく、ＬＣ共振回路で構成されていてもかまわない。また、この並列腕回路は、共振回路に限らず、インダクタンス素子やキャパシタンス素子であってもかまわない。

　また、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路の構成は、当該直列腕回路を含む複数の直列腕回路と１以上の並列腕回路とを備えるラダー型のフィルタ回路に適用することができる。このようなフィルタ回路において、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路と異なる直列腕回路の構成は、特に限定されず、例えば、縦結合共振子またはＬＣ共振回路等の共振回路であってもかまわないし、インダクタンス素子やキャパシタンス素子であってもかまわない。このため、当該直列腕回路の構成は、要求仕様に応じて適宜選択されればよく、例えば、減衰強化等が要求される場合には縦結合共振子が選択され得る。

　また、上記実施の形態５では、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路を含む複数の直列腕回路と１以上の並列腕回路とを備えるラダー型のフィルタ回路の構成として、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路が入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎに最も近く設けられた構成について説明した。しかし、当該ラダー型のフィルタ回路の構成はこれに限らず、例えば、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路と異なる直列腕回路が入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎに最も近く設けられていてもかまわない。つまり、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路は、複数の直列腕回路の端部以外に設けられていても構わない。

　また、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタにおいて、弾性表面波フィルタを構成する場合の圧電基板１０２は、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電膜とがこの順で積層された積層構造であってもよい。圧電膜は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜は、例えば、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、厚みが３．５λ以下である。高音速支持基板は、低音速膜、圧電膜ならびに電極膜１０１を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜及び低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２０μｍである。低音速膜は、圧電膜を伝搬する弾性波よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。この積層構造によれば、圧電基板１０２を単層で使用している構造と比較して、共振周波数及び反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。

　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。

　また、上記実施の形態１～６に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置において、さらに、各入出力端子及び共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。

　本発明は、近接する複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンド及びマルチモードシステムに適用できる小型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｘ、２３Ａ、２３Ｂ、４０　高周波フィルタ
　１１、１１Ａ、１１Ｘ、２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ　直列腕回路
　１１ａ　第１周波数可変回路
　１１ｂ　第２周波数可変回路
　１１ｃ、１１ｄ　第３周波数可変回路
　１１ｅ　直列接続回路
　１１ｍ　入出力端子
　１１ｎ　入出力端子
　１２、１２Ｂ、１２Ｃ、２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ　並列腕回路
　２２ＳＷ、２３ＳＷ、ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１３、ＳＷ２３、ＳＷ４１、ＳＷ４２　スイッチ
　２３ｋ　配線
　２３ｐ１、２３ｐ２、ｐ１、ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３　並列腕共振子
　２３ｓ、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４　直列腕共振子
　４１、４２ａ、４２ｂ、４２ｃ　パッケージ
　４３、１００　配線基板
　５０　受信側フィルタ
　６０　送信側フィルタ
　７０　整合用インダクタ
　１０１　電極膜
　１０１ａ　樹脂部材
　１０２　圧電基板
　１０４　櫛歯容量電極
　１１１　ＩＤＴ電極
　１１１ａ、１４１ａ　電極指
　１１２　反射器
　２００　マルチプレクサ（デュプレクサ）
　２００ｃ　共通端子
　２００Ｒ　出力端子
　２００Ｔ　入力端子
　３００　通信装置
　３１０　スイッチ群
　３２０　フィルタ群
　３３１、３３２　送信側スイッチ
　３４１、３４２　送信増幅回路
　３５１～３５３　受信側スイッチ
　３６１、３６２　受信増幅回路
　４１１，４２２、４３２　第１端子
　４１２、４２３、４３３　第２端子
　４１３　第３端子
　４１４　第４端子
　４２１、４３１　共通端子
　ＡＮＴ　アンテナ素子
　ＢＢＩＣ　ベースバンド信号処理回路
　Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ２３、Ｃ４１、Ｃ４２　キャパシタ
　ｘ１　ノード

Claims

　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、
　前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、
　前記直列腕回路は、
　　直列腕共振子と、第１キャパシタと、を有する第１直列接続回路と、
　　前記第１直列接続回路に並列接続され、前記直列腕回路の反共振周波数を可変する、第１周波数可変回路と、
　を有し、
　前記第１周波数可変回路は、
　　第２キャパシタと、
　　前記第２キャパシタと直列接続された第１スイッチと、
　を有し、
　前記直列腕共振子と前記第１キャパシタとは、直列接続されている、
　高周波フィルタ。
　前記直列腕回路は、並列接続回路を有し、
　前記並列接続回路は、前記第１キャパシタと、前記第１キャパシタに並列接続された第２スイッチと、を有し、
　前記並列接続回路は、前記直列腕回路の共振周波数を可変する第２周波数可変回路を構成する、
　請求項１に記載の高周波フィルタ。
　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチは導通状態であり、
　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチは非導通状態である、
　請求項２に記載の高周波フィルタ。
　前記直列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、
　前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタの少なくとも一方のキャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極とで構成されており、
　前記櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記直列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、
　前記少なくとも一方のキャパシタの自己共振点は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されている、
　請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記直列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下である、
　請求項４に記載の高周波フィルタ。
　前記高周波フィルタは、さらに、前記経路上に設けられた１以上の他の直列腕回路を備え、
　前記直列腕回路は、前記他の直列腕回路を介することなく、前記第１入出力端子及び前記第２入出力端子の一方の入出力端子に接続されている、
　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記第１スイッチは、一方の端子が前記一方の入出力端子に接続され、他方の端子が前記第２キャパシタに接続されている、
　請求項６に記載の高周波フィルタ。
　前記並列腕回路は、
　　前記ノードと前記グランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、
　　前記第１並列腕共振子に並列接続された第３周波数可変回路と、を備え、
　前記第３周波数可変回路は、第２並列腕共振子と第３スイッチとを有する第２直列接続回路を含み、
　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、
　前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数よりも高く、
　前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数よりも高い、
　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記第３周波数可変回路は、さらに、前記第３スイッチに並列接続されたインピーダンス素子を有する、
　請求項８に記載の高周波フィルタ。
　前記直列腕回路は、前記第１キャパシタに並列接続された第２スイッチを有し、
　前記インピーダンス素子は、第３キャパシタであり、
　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチのいずれも導通状態であり、
　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチのいずれも非導通状態である、
　請求項９に記載の高周波フィルタ。
　前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタと、
　前記第１スイッチの導通状態及び非導通状態を制御する制御部と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１２に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。