JPWO2006040923A1 - 分波器 - Google Patents

Abstract

第１，第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数域における減衰量を改善することができ、しかも通過帯域における挿入損失の劣化が生じ難い分波器を提供する。通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタＦ１及び通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ２の一端がアンテナ２側の共通端子３に接続されている分波器において、前記共通端子３とアンテナ２の間に直列に接続された第１のインダクタンスＬｓと、前記アンテナ２と前記第１のインダクタンスＬｓとの間の接続点とアース電位との間に接続された容量Ｃｐと、前記接続点とアース電位との間に接続されておりかつ前記容量と並列に接続されている第２のインダクタンスＬｐとを含む整合回路をさらに備え、前記容量Ｃｐと前記第２のインダクタンスＬｐの並列共振による共振周波数が前記第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域よりも低くされている、分波器１。

Description

本発明は、例えば携帯電話機などの通信機器において用いられる分波器に関し、より詳細には、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いて第１，第２のバンドパスフィルタが構成されている分波器に関する。

従来より、携帯電話などの通信機器において、小型化及び低背化が強く求められている。そのため、携帯電話機では、１つのアンテナを用いて送受信が行われている。この場合、送信周波数と受信周波数とが異なっているため、アンテナには分波器が接続されている。

下記の特許文献１には、このような用途に用いられる分波器の一例が開示されている。図９は、特許文献１に記載の分波器の回路構成を示す図である。図９に示すように、分波器１０１は、アンテナに接続されるアンテナ端子１０２を有する。アンテナ端子１０２に、共通端子１０３が接続されている。共通端子１０３に、第１のバンドパスフィルタＦ₁と、第２のバンドパスフィルタＦ₂との各一端が接続されている。第１のバンドパスフィルタＦ₁は、送信側の帯域フィルタとして用いられており、送信端子１０４に接続されている。バンドパスフィルタＦ₁の中心周波数をｆ₁とする。第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域の周波数は相対的に低くされている。

バンドパスフィルタＦ₁は、複数の直列腕共振子Ｓ₁〜Ｓ₃及び複数の並列腕共振子Ｐ₁，Ｐ₂を有するラダー型フィルタで構成されている。ここでは、各共振子Ｓ₁〜Ｓ₃，Ｐ₁，Ｐ₂はＳＡＷ共振子により構成されている。

他方、第２のバンドパスフィルタＦ₂は、受信側の帯域フィルタを構成しており、受信端子１０５に接続されている。バンドパスフィルタＦ₂は、その通過帯域の周波数が相対的に高くされている。バンドパスフィルタＦ₂もまた、ＳＡＷ共振子からなる複数の直列腕共振子Ｓ₄〜Ｓ₆及び並列腕共振子Ｐ₃，Ｐ₄を有するラダー型フィルタにより構成されている。

分波器１０１では、アンテナとの整合を図るために、アンテナ端子１０２と共通端子１０３との間に接続された直列インダクタンスＬ₁と、直列インダクタンスＬ₁とアンテナ端子１０２との間の接続点１０６とアース電位との間に接続された容量Ｃとを有する整合回路が構成されている。

分波器１０１では、バンドパスフィルタＦ₂の共通端子１０３に最も近い共振子である直列腕共振子Ｓ₄のインピーダンスは、バンドパスフィルタＦ₁の通過帯域において容量性の高インピーダンスとされている。なお、上記直列腕共振子Ｓ₄のインピーダンスは、バンドパスフィルタＦ₂の通過帯域においても容量性であるが、直列腕共振子Ｓ₄の共振周波数にバンドパスフィルタＦ₂の中心周波数が近いため、バンドパスフィルタＦ₂の中心周波数ｆ₂では、共振子Ｓ₄のインピーダンスは非常に小さくなる。

共通端子１０３側から見ると、中心周波数ｆ₁及び中心周波数ｆ₂において、バンドパスフィルタＦ₁のインピーダンス及びバンドパスフィルタＦ₂のインピーダンスは容量性となっている。この容量性の各インピーダンスが、直列インダクタンスＬ₁のインダクタンスの値を調整することにより整合が図られている。それによって、中心周波数ｆ₁では、バンドパスフィルタＦ₁からアンテナ端子１０２に電流が流れやすくなっており、中心周波数ｆ₂では、アンテナ端子１０２からバンドパスフィルタＦ₂に電流が流れやすくされている。
特許第３５０９７７３号公報

近年、移動体通信機器の国際規格である３ＧＰＰでは、受信側バンドパスフィルタで混信を避けるために、送信側で発生した様々な周波数のスプリアス信号を減衰させることが求められている。受信周波数をＲｘ、送信周波数をＴｘとしたとき、例えば、Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ及びＲｘ＋Ｔｘなどの周波数のスプリアス信号の減衰が求められており、特に、Ｒｘ−Ｔｘの周波数の信号を減衰させることが強く求められている。

ところで、例えば日本国のＷ−ＣＤＭＡ方式では、受信側通過帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚであり、送信側通過帯域は１９２０〜１９８０ＭＨｚである。従って、Ｒｘ−Ｔｘは１９０ＭＨｚと、送信側通過帯域の周波数よりも非常に低い周波数である。すなわち、Ｒｘ−Ｔｘは、通過帯域の周波数よりもオーダーが一桁小さいほど低い周波数である。

特許文献１に記載の分波器１０１を用いた場合、受信側バンドパスフィルタである第２のバンドパスフィルタＦ₂において、Ｒｘ−Ｔｘのような低い周波数の信号を十分に減衰させることは困難であった。

本発明の目的は、上述した従来技術の現状に鑑み、通過帯域が異なる第１，第２のバンドパスフィルタを有する分波器の各バンドパスフィルタの通過帯域よりもかなり低い周波数における減衰量を、相対的に通過帯域が高い第２のバンドパスフィルタ側において十分に大きくすることができ、しかも通過帯域内における挿入損失の劣化を招き難い、分波器を提供することにある。

本発明は、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、前記第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、前記共通端子とアンテナの間に直列に接続された第１のインダクタンスと、前記アンテナと前記第１のインダクタンスとの間に接続点とアース電位との間に接続された容量と、前記接続点とアース電位との間に接続されておりかつ前記容量と並列に接続されている第２のインダクタンスとを含む整合回路をさらに備え、前記容量と前記第２のインダクタンスの並列共振による共振周波数が前記第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低くされていることを特徴とする。
本発明に係る分波器のある特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタが、前記共通端子側において直列に接続されている結合側共振子を有する。
本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタが、少なくとも１つの直列腕ＳＡＷ共振子及び少なくとも１つの並列腕ＳＡＷ共振子を有する梯子型回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタである。
本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、第３のインダクタンスをさらに備え、前記ラダー型ＳＡＷフィルタの少なくとも１つの直列腕ＳＡＷ共振子に前記第３のインダクタンスが並列に接続されている。

本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタが縦結合共振子型ＳＡＷフィルタである。

本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装もしくは収納されているパッケージ材をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量及び前記第２のインダクタンスがそれぞれチップ型インダクタ、チップ型コンデンサ及びチップ型インダクタンス素子により構成されており、かつ前記パッケージ材外において接続されて前記整合回路が構成されている。

本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装もしくは収納されているパッケージ材をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量または前記第２のインダクタンスのうち１つ以上が前記パッケージ材中に電極パターンを用いて構成されている。

本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、前記第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量または前記第２のインダクタンスの少なくとも１つが形成されている。

本発明に係る分波器では、整合回路が、上記第１のインダクタンスと、上記容量と、第２のインダクタンスとを含み、該容量と第２のインダクタンスの並列共振による共振周波数が、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低くされているため、第１，第２のバンドパスフィルタＦ_１、Ｆ_２の通過帯域において、上記第２のインダクタンスＬｐと容量Ｃｐとの並列共振回路のインピーダンスが容量性を示すが、第１のバンドパスフィルタの通過帯域より低い周波数では誘導性を示し、上記並列共振回路のインピーダンスは、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりもオーダーが一桁低い周波数において極めて低いインピーダンスの誘導性を示す。そのため、共通端子にアンテナから入力された入力信号が、整合回路からアース電位に流れ、第２のバンドパスフィルタにほとんど流れない。従って、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数における第２のバンドパスフィルタの減衰量が高められる。

よって、上記整合回路の回路定数を調整することにより、例えば１９０ＭＨｚのような第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも一桁以上小さいオーダーの低い周波数域における減衰量を十分な大きさとすることが可能となる。しかも、本発明によれば、通過帯域における挿入損失劣化も生じ難い。
本発明において、第２のバンドパスフィルタが、共通端子側において直列接続されている結合側共振子を有する場合、第１のバンドパスフィルタの通過帯域における第２のバンドパスフィルタのインピーダンスを容量性の大きなインピーダンスとすることができる。従って、第１のバンドパスフィルタの挿入損失を小さくすることが可能となる。

第１，第２のバンドパスフィルタが、複数のＳＡＷ共振子を梯子型回路構成を有するように接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタである場合には、上記通過帯域より低い側の周波数の減衰量を確保することが困難であるため、特に本発明を利用することにより、通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数域における減衰量を確実に十分な大きさとすることができる。
本発明において、第３のインダクタンスがさらに備えられており、上記ラダー型ＳＡＷフィルタの直列腕に配置されている少なくとも１つの直列腕ＳＡＷ共振子に第３のインダクタンスが並列に接続されている場合には、インダクタンスが上記直列腕ＳＡＷ共振子に並列に接続されていない場合に比べて、分波器のアイソレーションを高めることができる。

第１のバンドパスフィルタがラダー型フィルタであり、第２のバンドパスフィルタが共振子型ＳＡＷフィルタである場合には、通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数域における減衰量を広い帯域幅で十分な大きさとすることができる。

第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、第１のインダクタンス、容量及び第２のインダクタンスがそれぞれチップ型インダクタ、チップ型コンデンサ及びチップ型インダクタにより構成されており、これらのチップ型部品がパッケージ材の外部において接続されて整合回路が構成されている場合には、通過帯域や用途に応じて、これらのチップ型電子部品のインダクタンス値や静電容量を容易に変更することができる。従って、整合回路の回路定数を容易に変更することができ、それによって通過帯域よりも低い周波数域における減衰量を確実に改善することができる。

第１のインダクタンス、容量または第２のインダクタンスのうち１つ以上がパターン材中に電極パターンを用いて構成されている場合には、上記整合回路を含む分波器の小型化を図ることができる。

第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板上において、第１のインダクタンス、容量または第２のインダクタンスのうち１つ以上が形成されている場合には、分波器のより一層小型化を図ることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る分波器の回路図である。 図２は、図１に示した実施形態の分波器の送信側の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の送信側の減衰量−周波数特性を示す図である。 図３は、図１に示した実施形態の分波器の受信側の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の受信側の減衰量−周波数特性を示す図である。 図４は、図１に示した実施形態の分波器の通過帯域の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の通過帯域の減衰量−周波数特性を示す図である。 図５は、本発明の分波器の変形例を示す回路図である。 図６は、図１に示した実施形態の比較のために用意した従来例の分波器の回路構成を示す図である。 図７（ａ），（ｂ）及び（ｃ）は、本発明の分波器の具体的な構造の変形例を示す正面図、正面断面図及び平面図である。 図８は、本発明の分波器のさらに他の構造例を説明するための模式的平面図である。 図９は、従来の分波器の一例を示す回路図である。

符号の説明

１…分波器
２…アンテナ
３…共通端子
４…送信端子
５…受信端子
６，７…接続点
８…整合回路
３１…分波器
３２…パッケージ材
３３…チップ型インダクタ
３３Ａ…インダクタ
３４…チップ型インダクタ
３４Ａ…インダクタ
３５…チップ型コンデンサ
４１…分波器
４２…パッケージ材
４２ａ…パッケージ容器
５１…フィルタ基板
５２…導体コイル
５３…導体コイル
５４…櫛形電極
Ｃｐ…容量
Ｆ₁…第１のバンドパスフィルタ
Ｆ₂…第２のバンドパスフィルタ
Ｌｓ…インダクタンス
Ｌｐ…インダクタンス

以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
図１は本発明の一実施形態に係る分波器の回路構成を示す回路図である。

本実施形態の分波器１は、アンテナ２に接続される共通端子３を有する。共通端子３に、第１のバンドパスフィルタＦ₁の一端が電気的に接続されている。また、共通端子３には、通過帯域が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ₂の一端も接続されている。

本実施形態の分波器１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の分波器として用いられる。第１のバンドパスフィルタＦ₁は送信側のバンドパスフィルタであり、その通過帯域は１
９２０〜１９８０ＭＨｚである。他方、第２のバンドパスフィルタＦ₂は受信側のバンドパスフィルタであり、その通過帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚである。

第１のバンドパスフィルタＦ₁の共通端子３に接続されている側とは反対側の端部が送信端子４に接続されている。第１のバンドパスフィルタＦ₁は、複数の直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ３と、並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２とを有するラダー型ＳＡＷフィルタである。ここで、直列腕共振子Ｓ１ａ〜Ｓ３は、共通端子３から送信端子４に向って順に配置されている。また、並列腕共振子Ｐ１は、直列腕共振子Ｓ１ｂと直列腕共振子Ｓ２ａとの間の接続点とアース電位との間に接続されており、該並列腕においては、並列腕共振子Ｐ１に直列にインダクタンスＬ₁が接続されている。

また、並列腕共振子Ｐ２は、直列腕共振子Ｓ２ｂと直列腕共振子Ｓ３との間の接続点とアース電位との間に接続されている。この並列腕においては、並列腕共振子Ｐ２に直列にインダクタンスＬ₂が接続されている。

上記直列腕共振子Ｓ１ａ〜Ｓ３及び並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２は、ＳＡＷ共振子により構成されており、本実施形態では、下記の表１に示すように構成されている。

他方、第２のバンドパスフィルタＦ₂の共通端子３と接続されている側とは反対側の端部が受信端子５に接続されているが、第２のバンドパスフィルタＦ₂では、共通端子３側から受信端子５に向って順に直列腕共振子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ５及びＳ６が直列に接続されている。そして、直列腕共振子Ｓ４ｂと直列腕共振子Ｓ５との間の接続点６とアース電位との間に並列腕共振子Ｐ３が接続されている。直列腕共振子Ｓ５と直列腕共振子Ｓ６との間の接続点７とアース電位との間に並列腕共振子Ｐ４が接続されている。また、接続点６，７間に、直列腕共振子Ｓ５と並列に第３のインダクタンスとしてのインダクタンスＬ₃が接続されている。

第２のバンドパスフィルタＦ₂を構成している直列腕共振子Ｓ４ａ〜Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ３，Ｐ４は、それぞれ、ＳＡＷ共振子により構成されている。すなわち、第２のバンドパスフィルタＦ₂もラダー型ＳＡＷフィルタである。各共振子Ｓ４ａ〜Ｓ６及びＰ３，Ｐ４は、下記の表２に示すように設計されている。

なお、第２のバンドパスフィルタＦ₂において、共通端子３側の直列腕共振子である２個の直列腕共振子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂの波長λが、他の直列腕共振子Ｓ５，Ｓ６の波長λよりも小さくされているのは、帯域幅を拡大するためである。

なお、本明細書においては、第２のバンドパスフィルタＦ₂を構成している複数の共振子のうち、共通端子３に最も近い側の共振子を、以下において結合側共振子と適宜略称することとする。本実施形態では、直列腕共振子Ｓ４ａが結合側共振子となる。第２のバンドパスフィルタＦ_２が、共通端子３側において直列に接続されている結合側共振子として直列腕共振子Ｓ４ａを有する場合、第１のバンドパスフィルタＦ_１の通過帯域における第２のバンドパスフィルタＦ_２のインピーダンスを容量性が大きなインピーダンスとすることができる。従って、第１のバンドパスフィルタＦ_１の挿入損失を小さくすることができる。

また、アンテナ２と共通端子３との間には、整合回路８が接続されている。整合回路８は、アンテナ２と共通端子３との間に直列に接続された第１のインダクタンスＬｓと第１のインダクタンスＬｓとアンテナ端子２との間の接続点とアース電位との間に接続された第２のインダクタンスＬｐと、アンテナ２と第１のインダクタンスＬｓとの間の接続点とアース電位との間に接続されておりかつ上記第２のインダクタンスＬｐと並列に接続されている容量Ｃｐとを有する。すなわち、第２のインダクタンスＬｐと容量Ｃｐとは、並列共振するように接続されている。そして、本実施形態は、この並列共振の共振周波数が、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりも低くされていることを特徴とする。

本実施形態では、整合回路８が上記のように構成されているため、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数域における減衰量を、特に１９０ＭＨｚ付近における減衰量を大幅に大きくすることができる。本実施形態において、バンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもかなり低い周波数域における減衰量を拡大し得るのは以下の理由によると考えられる。すなわち、上記第２のインダクタンスＬｐと容量Ｃｐの並列共振の共振周波数が第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりも低くされているので、その共振周波数よりも高い第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂の通過帯域において、上記第２のインダクタンスＬｐと、容量Ｃｐとの並列共振回路のインピーダンスが容量性を示すが、１９０ＭＨｚでは、上記並列共振回路は極めて低いインピーダンスの誘導性を示す。従って、アンテナ２から入力された信号は、整合回路８においてアース電位に流れ、バンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂には殆ど流れなくなる。そのため、第２のバンドパスフィルタＦ₂や第１のバンドパスフィルタＦ₁において、１９０ＭＨｚにおける減衰量が拡大される。しかも通過帯域における挿入損失の低下も生じ難い。

第１，第２のバンドパスフィルタＦ_１，Ｆ_２の通過帯域において第２のインダクタンスＬｐと容量Ｃｐとの並列回路のインピーダンスは、容量Ｃｐより容量値を小さくされた容量Ｃｐ１のインピーダンスと同等である。従って、アンテナ２と共通端子３との間には、容量Ｃｐ１と第１のインダクタンスとで構成される整合回路が接続されていると見なせる。第１，第２のバンドパスフィルタＦ_１，Ｆ_２とアンテナとがインピーダンス整合するように容量Ｃｐ１の容量値と第１のインダクタンスのインダクタンス値が定められているので、挿入損失の低下が生じ難い。

通過帯域において、容量Ｃｐ１と同等とされる、第２のインダクタンスＬｐのインダクタンス値と容量Ｃｐの容量値は適宜に設定することができる。
なお、第２のインダクタンスＬｐ及び容量Ｃｐの並列共振による共振周波数の下限は、通過帯域の挿入損失劣化量の許容範囲により適宜定められる。

また、上記実施形態では、第３のインダクタンスとしてインダクタンスＬ_３がさらに備えられており、直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ５に並列に接続されているため、該第３のインダクタンスが設けられていない場合に比べて、分波器のアイソレーションを高めることが可能となる。

次に、具体的な実験例に基づき、本実施形態の効果を説明する。まず、上記分波器を作製するにあたり、５５°回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ₃基板上に、１０ｎｍの厚みのＴｉ下地電極層を形成した後、９４ｎｍの厚みのＡｌ電極層を形成し、パターニングすることにより、第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂を構成した。このようにしてフィルタ基板を得た。そして、このフィルタ基板を、セラミックスからなるパッケージ材に搭載し、該パッケージ材に設けられた電極パッドとフィルタ基板上の電極パッドとをボンディングワイヤーにより接合した。

なお、第１のバンドパスフィルタＦ₁におけるインダクタンスＬ₁，Ｌ₂及び第２のバンドパスフィルタＦ₂におけるインダクタンスＬ₃については、上記パッケージ材内にコイルパターンを構成し、これらのインダクタンス値は以下の通りとした。

インダクタンスＬ₁＝３．３ｎＨ、インダクタンスＬ₂＝３．３ｎＨ及びインダクタンスＬ₃＝２．５ｎＨ。
他方、パッケージ材の外部の実装基板上に、整合回路８を構成するために、第１のインダクタンス、第２のインダクタンスＬｐ及び容量Ｃｐを構成する第１，第２のチップ型インダクタ及びチップ型コンデンサを実装し、電気的に接続した。この場合、第１のインダクタンスＬｓのインダクタンス値を３．３ｎＨ、容量Ｃｐの静電容量は３．２ｐＦ、第２のインダクタンスＬｐのインダクタンス値は３．６ｎＨとした。

なお、比較のために、図６に示すように、直列インダクタンスＬｓと、容量Ｃｐとのみからなる整合回路１１１を有することを除いては、上記実施形態と同様にして構成された分波器１１２を従来例の分波器として用意した。なおこの従来例の分波器１１２における直列インダクタンスＬｓのインダクタンス値及び容量Ｃｐの静電容量は上記実施形態の第１のインダクタンスＬｓと同様の３．３ｎＨ及び容量Ｃｐと異なる１．３ｐＦとした。

上記のようにして用意した実施例及び従来例の分波器の送信側の減衰量−周波数特性を図２に、受信側の減衰量−周波数特性を図３に、通過帯域内の減衰量−周波数特性を図４にそれぞれ示す。なお、図２〜図４において、実線が実施例の結果を、破線が従来例の結果を示す。また、図４においては、拡大された周波数特性は右側のスケールによって拡大した特性である。

図３から明らかなように、本実施例によれば、従来例に比べて、１９０ＭＨｚ、すなわち第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数帯域における減衰量が大幅に拡大されている。すなわち、Ｒｘ−Ｔｘの周波数に相当する１９０ＭＨｚにおける減衰量は、従来例の場合の３３．８ｄＢに比べて、本実施例では５４．７ｄＢと大きくされ、よって、１９０ＭＨｚにおける減衰量が２０．９ｄＢ改善された。

加えて、図２から明らかなように、送信側のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域の２倍波の帯域である３８４０〜３９６０ＭＨｚにおける減衰量も、従来例では１４．５ｄＢであったのに対し、本実施形態では、２０．１ｄＢと５．６ｄＢ改善することができた。

しかも、図４から明らかなように、従来例に比べた通過帯域の挿入損失劣化量は、送信側において０．０７ｄＢ、受信側において０．１１ｄＢと、いずれも非常に小さかった。すなわち、本実施形態では、送信側の通過帯域の挿入損失は１．２５ｄＢに留まり、受信側における挿入損失も２．０８ｄＢに留まった。

よって、上記実施形態によれば、通過帯域の挿入損失の劣化をほとんど招くことなく、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもかなり低い周波数域における減衰量を大幅に改善することができ、加えて送信側のバンドパスフィルタＦ₁の特性においては、通過帯域よりも高域側の２倍波や３倍波の周波数域における減衰量も効果的に改善することができる。

また、第２のインダクタンスＬｐが容量Ｃｐに並列に接続されていることにより、アンテナ２側からのサージ電流に対する耐性も高められる。
よって、本発明によれば、３ＧＰＰ規格で要求されるフィルタ特性を容易に満たすことができ、通信機器の通信品質の大幅な向上を図ることが可能な分波器を提供し得ることがわかる。

なお、上記実施形態では、第１のバンドパスフィルタＦ₁及び第２のバンドパスフィルタＦ₂は、いずれも複数のＳＡＷ共振子を接続してなるラダー型フィルタにより構成されていたが、本発明においては、第１，第２のバンドパスフィルタは、ラダー型ＳＡＷフィルタ以外のフィルタにより構成されてもよい。例えば、図５に回路図で示すように、第１のバンドパスフィルタＦ₁が、第１の実施形態と同様にラダー型ＳＡＷフィルタで構成されている場合に、第２のバンドパスフィルタＦ₂を、共振子型ＳＡＷフィルタにより構成してもよい。ここでは、共通端子３に、ＳＡＷ共振子２１及び共振子型ＳＡＷフィルタ２２がこの順序で接続されており、共振子型ＳＡＷフィルタ２２のＳＡＷ共振子２１に接続されている側とは反対側の端部が受信端子５に接続されている。

このように、第２のバンドパスフィルタＦ₂は、共振子型ＳＡＷフィルタを用いて構成されてもよい。なお、図５において、結合側共振子は、上記ＳＡＷ共振子２１となり、このＳＡＷ共振子２１の共振周波数を第２のバンドパスフィルタＦ₂の通過帯域内の周波数に設定することにより、バンドパスフィルタＦ₂の通過帯域では、アンテナ２からバンドパスフィルタＦ₂に電流を流れやすくし、バンドパスフィルタＦ₁の通過帯域では、該ＳＡＷ共振子２１の容量性の高インピーダンスを利用してバンドパスフィルタＦ₁からアンテナ２に電流を流れやすくすることができる。

ＳＡＷ共振子２１の共振周波数は、第２のバンドパスフィルタＦ₂の中心周波数以上に設定するのが好ましい。この場合、第２のバンドパスフィルタＦ₂の帯域幅を広くできる。
図５に示すバンドパスフィルタ２１においても、整合回路９は第１の実施形態の整合回路８と同様に構成されており、従って第１の実施形態と同様に、第１のバンドパスフィルタＦ₁よりもかなり低い周波数域における減衰量を大幅に改善することができ、しかも挿入損失の劣化もほとんど生じ難い。

なお、本発明における分波器を構成するに際し、第１，第２のバンドパスフィルタを構成するフィルタ基板、第１，第２のバンドパスフィルタが搭載されたり、もしくは収納されたりするパッケージ材及び整合回路を構成する各電子部品素子については、適宜の構造のものを用いることができる。

例えば、図７（ａ）に示す分波器３１では、パッケージ材３２内に、第１，第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板が収納されており、該パッケージ材３２と、整合回路８を構成しているチップ型インダクタ３３、３４及びチップ型コンデンサ３５が実装基板３６に実装されている。チップ型インダクタ３３が第１のインダクタンスＬｓを構成しており、チップ型インダクタ３４が第２のインダクタンスＬｐを構成しており、チップ型コンデンサ３５が容量Ｃｐを構成している。上記のように、第１のインダクタンスＬｓ、第２のインダクタンスＬｐ及び容量Ｃｐを構成する各チップ型電子部品と、パッケージ材とが実装基板に実装されていてもよい。

あるいは、図７（ｂ），（ｃ）に示すように、第１，第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板がパッケージ材４２内に収納されており、さらに整合回路を構成しているインダクタ３３Ａ，３４Ａがパッケージ材４２の内部のパッケージ内層４２ａに電極パターンを用いて構成されていてもよい。この分波器４１では、整合回路を構成しているチップ型コンデンサ３５はパッケージ材４２の外部で実装基板３６に実装されている。

図７（ａ），（ｂ），（ｃ）における実装基板３６は、分波器モジュール基板、あるいは携帯電話機のＲＦ基板などである。
図８に示す変形例では、フィルタ基板５１上において、一点鎖線で示す領域Ｂにおいて第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂が構成されている。そして、同じフィルタ基板５１の上面において、上記第１のインダクタンスＬｓを構成するための導体コイル５２と、第２のインダクタンスＬｐを構成する導体コイル５３と、容量Ｃｓを構成する櫛形電極５４とが形成されており、それによって整合回路８もフィルタ基板５１上に形成されている。

すなわち、図１及び図５に示す回路構成において、破線Ａで囲まれている第１，第２のバンドパスフィルタ部分をフィルタ基板において構成し、整合回路８を構成する各電子部品素子は、フィルタ基板とは別の電子部品素子で構成されてもよく、あるいはフィルタ基板上において整合回路を構成する電子部品素子自体を形成してもよい。また、図８においては、フィルタ基板５１上において、一点鎖線Ｂで囲まれた部分に第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂が構成されていたが、本発明においては、第１，第２のバンドパスフィルタは、異なるフィルタ基板で構成されてもよい。そして、上記整合回路８を構成する各電子部品素子は、いずれのフィルタ基板に形成されてもよい。すなわち、第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板上において、第１のインダクタンス、容量及び第２のインダクタンスが形成され得る。

なお、上記実施形態では、フィルタ基板を構成する圧電基板として、５５°回転Ｙ板Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ₃基板を用いたが、他の圧電単結晶基板を用いてもよい。また、電極についても、Ｔｉ下地電極層上にＡｌ電極層を積層したものに限定されず、Ａｌ電極層に代えてＣｕ電極層を用いてもよく、また下地電極層を形成せずともよい。

Claims (8)

1. 通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、前記第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、
   前記共通端子とアンテナの間に直列に接続された第１のインダクタンスと、前記アンテナと前記第１のインダクタンスとの間の接続点とアース電位との間に接続された容量と、前記接続点とアース電位との間に接続されておりかつ前記容量と並列に接続されている第２のインダクタンスとを含む整合回路をさらに備え、前記容量と前記第２のインダクタンスの並列共振による共振周波数が前記第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低くされていることを特徴とする、分波器。
2. 前記第２のバンドパスフィルタが、前記共通端子側において直列に接続されている結合側共振子を有することを特徴とする、請求項１に記載の分波器。
3. 前記第２のバンドパスフィルタが、複数のＳＡＷ共振子を梯子型回路構成を有するように接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタである、請求項１または２に記載の分波器。
4. 第３のインダクタンスをさらに備え、前記ラダー型ＳＡＷフィルタの少なくとも１つの直列腕ＳＡＷ共振子に前記第３のインダクタンスが並列に接続されていることを特徴とする、請求項３に記載の分波器。
5. 前記第２のバンドパスフィルタが縦結合共振子型ＳＡＷフィルタである、請求項１または２に記載の分波器。
6. 前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装もしくは収納されているパッケージ材をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量及び前記第２のインダクタンスがそれぞれチップ型インダクタ、チップ型コンデンサ及びチップ型インダクタンス素子により構成されており、かつ前記パッケージ材外において接続されて前記整合回路が構成されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の分波器。
7. 前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装もしくは収納されているパッケージ材をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量または前記第２のインダクタンスのうち１つ以上が前記パッケージ材中に電極パターンを用いて構成されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の分波器。
8. 前記第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板をさらに備え、前記第１のインダクタンス、前記容量または前記第２のインダクタンスのうち１つ以上が前記フィルタ基板上に形成されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の分波器。

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