JPWO2006040927A1 - 分波器 - Google Patents

Abstract

第１，第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数域における減衰量を改善することができ、しかも通過帯域における挿入損失の劣化が生じ難い分波器を提供する。通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタＦ1と、通過帯域が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ2とが接続されている分波器であって、共通端子３とアンテナ２との間に直列に第１の容量Ｃｓが接続されており、第１の容量Ｃｓとアンテナ２との間の接続点とアース電位との間に第２の容量Ｃｐが接続されており、該接続点とアース電位との間に接続されており、かつ前記第２の容量Ｃｐに並列に接続されているインダクタンスＬｐとを有し、上記第２の容量Ｃｐ及びインダクタンスＬｐによる並列共振回路の共振周波数が、第２のバンドパスフィルタＦ2の通過帯域よりも高くされている、分波器１。

Description

本発明は、例えば携帯電話機などの通信機器において用いられる分波器に関し、より詳細には、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いて第１，第２のバンドパスフィルタが構成されている分波器に関する。

従来より、携帯電話などの通信機器において、小型化及び低背化が強く求められている。そのため、携帯電話機では、１つのアンテナを用いて送受信が行われている。この場合、送信周波数と受信周波数が異なっているため、アンテナには分波器が接続されている。

下記の特許文献１には、このような用途に用いられる分波器の一例が開示されている。図１１は、特許文献１に記載の分波器の回路構成を示す図である。

図１１に示すように、分波器１０１は、アンテナに接続されるアンテナ端子１０２を有する。このアンテナ端子１０２に、第１のバンドパスフィルタＦ₁と、第２のバンドパスフィルタＦ₂とが接続されている。ここでは、第１のバンドパスフィルタＦ₁は、送信側帯域フィルタとして用いられており、送信端子１０３に接続されている。第２のバンドパスフィルタＦ₂は、受信側帯域フィルタとして用いられており、受信端子１０４に接続されている。バンドパスフィルタＦ₁の中心周波数をｆ₁、第２のバンドパスフィルタＦ₂の中心周波数ｆ₂とすると、ｆ₂＞ｆ₁とされている。

バンドパスフィルタＦ₁は、図１１では略図的に示されているが、直列腕共振子Ｓと並列腕共振子Ｐとを有するラダー型ＳＡＷフィルタにより構成されている。同様に、第２のバンドパスフィルタＦ₂も、直列腕共振子Ｓと並列腕共振子Ｐとを有するラダー型ＳＡＷフィルタにより構成されている。ここでは、直列腕共振子Ｓ及び並列腕共振子Ｐは、ＳＡＷ共振子により構成されている。

分波器１０１では、アンテナとの整合を図るために、アンテナ端子とバンドパスフィルタＦ₂との間に整合回路１０５が接続されている。整合回路１０５は、アンテナ端子１０２とバンドパスフィルタＦ₂との間に直列に挿入された容量Ｃと、アンテナ端子１０２と容量Ｃとの間の接続点とアース電位との間に接続されたインダクタンスＬとを有する。

分波器１０１では、バンドパスフィルタＦ₂のアンテナ端子１０２に最も近い共振子である直列腕共振子Ｓを結合側共振子とした場合、該結合側共振子のインピーダンスは、周波数ｆ₁において容量性の高インピーダンスとされている。また、該結合側共振子のインピーダンスは、バンドパスフィルタＦ２の通過帯域においても容量性であるが、結合側共振子の共振周波数が、周波数ｆ₂に近いため、共振インピーダンスに引きずられ、周波数ｆ₂では極めて低いインピーダンスとなる。そして、この容量性の各インピーダンスを、インダクタンスＬのインダクタンス値を調整することによりインピーダンス整合が図られている。それによって中心周波数ｆ₁では、バンドパスフィルタＦ₁からアンテナ端子１０２に電流が流れ易くなっており、中心周波数ｆ₂では、アンテナ端子１０２からバンドパスフィルタＦ₂に電流が流れ易くされている。
特開平５−１６７３８８号公報

近年、移動体通信機器の国際規格である３ＧＰＰでは、受信側バンドパスフィルタで混信を避けるために、送信側で発生した様々な周波数のスプリアス信号を減衰させることが求められている。受信周波数をＲｘ、送信周波数をＴｘとしたとき、例えば、Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ及びＲｘ＋Ｔｘなどの周波数のスプリアス信号の減衰が求められており、特に、Ｒｘ−Ｔｘの周波数の信号を減衰させることが強く求められている。

ところで、例えば日本国のＷ−ＣＤＭＡ方式では、受信側通過帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚであり、送信側通過帯域は１９２０〜１９８０ＭＨｚである。従って、Ｒｘ−Ｔｘは１９０ＭＨｚと、送信側通過帯域の周波数よりも非常に低い周波数である。すなわち、Ｒｘ−Ｔｘは、通過帯域の周波数よりもオーダーが一桁小さいほど低い周波数である。

特許文献１に記載の分波器１０１を用いた場合、受信側バンドパスフィルタである第２のバンドパスフィルタＦ₂において、Ｒｘ−Ｔｘのような低い周波数の信号を十分に減衰させることは困難であった。

本発明の目的は、上述した従来技術の現状に鑑み、通過帯域が異なる第１，第２のバンドパスフィルタを有する分波器の各バンドパスフィルタの通過帯域よりもかなり低い周波数における減衰量を、相対的に通過帯域が高い第２のバンドパスフィルタ側において十分に大きくすることができ、しかも通過帯域内における挿入損失の劣化を招き難い、分波器を提供することにある。

本願の第１の発明によれば、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、前記共通端子とアンテナとの間に直列に接続された第１の容量と、前記アンテナと前記第１の容量との間の接続点とアース電位との間に接続された第２の容量と、前記第２の容量に並列に接続された第１のインダクタンスとを有する整合回路をさらに備え、前記第２の容量と、前記第１のインダクタンスとの並列共振回路による共振周波数が前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされていることを特徴とする、分波器が提供される。

本願の第２の発明によれば、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、前記アンテナと前記共通端子との間の接続点とアース電位との間に接続されている容量と、前記容量に並列に接続されている第１のインダクタンスとを有する整合回路をさらに備え、前記容量と前記第１のインダクタンスとの並列共振回路による共振周波数が前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされていることを特徴とする、分波器が提供される。

本発明（第１，第２の発明）のある特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタは、前記共通端子側において直列に接続されている結合側共振子を有する。

また、本発明の他の特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタが、複数のＳＡＷ共振子を梯子型回路構成を有するように接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタである。

本発明の別の特定の局面では、第２のインダクタンスがさらに備えられており、前記ラダー型ＳＡＷフィルタにおいて梯子型回路を構成している複数のＳＡＷ共振子の内、直列腕に配置されている少なくとも１つの直列腕共振子に前記第２のインダクタンスが並列に接続されている。

本発明の分波器の他の特定の局面では、前記第２のバンドパスフィルタが縦結合共振子型ＳＡＷフィルタである。

本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、前記容量及び前記インダクタンスがそれぞれ、チップ型コンデンサ及びチップ型インダクタンス素子により構成されており、かつ前記パッケージ材外において接続されて前記整合回路が構成されている。

本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、前記容量及び前記インダクタンスのうち１つ以上が前記パッケージ材中に電極パターンを用いて構成されている。

本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、前記第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板をさらに備え、前記容量及び前記インダクタンスのうち１つ以上が前記フィルタ基板上に形成されている。

第１の発明に係る分波器では、整合回路は、上記第１の容量と、互いに並列に接続された第２の容量及びインダクタンスとを含み、第２の容量と該インダクタンスとの並列共振回路による共振周波数が、第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされているため、第１，第２のバンドパスフィルタの通過帯域においては、上記並列共振回路によるインピーダンスは誘導性となり、前述した先行技術におけるインダクタンスＬと等価のインダクタンスとなる。他方、１９０ＭＨｚのように、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりもはるかに低い周波数域では、第２の容量が接続されているため、上記インダクタンスのインダクタンス値を小さくすることができ、それによって大きな減衰量を得ることができる。これは、後述するように、上記並列共振回路による減衰量周波数特性では、第２の容量の静電容量が大きく、上記インダクタンスのインダクタンス値が小さいほど、大きな減衰量を得ることができることによる。

従って、第１の発明によれば、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数、特に該通過帯域よりも一桁以上低い周波数域における第２のバンドパスフィルタの減衰量を高めることができる。

よって、上記整合回路の回路定数を調整することにより、例えば１９０ＭＨｚのような第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも一桁以上小さいオーダーの周波数域における減衰量を十分な大きさとすることが可能となる。しかも、本発明によれば、通過帯域における挿入損失劣化も生じ難い。

第２の発明に係る分波器では、整合回路は、上記インダクタンスと上記容量とを含み、該容量とインダクタンスの並列共振回路による共振周波数が、第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされているため、第１，第２のバンドパスフィルタの通過帯域においては、上記並列共振回路によるインピーダンスは誘導性となり、前述した先行技術におけるインダクタンスＬと等価のインダクタンスとなる。他方、１９０ＭＨｚのように、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりもはるかに低い周波数域では、容量が接続されているため、上記インダクタンスのインダクタンス値を小さくすることができ、それによって大きな減衰量を得ることができる。これは、後述するように、上記並列共振回路による減衰量周波数特性では、容量の静電容量が大きく、上記インダクタンスのインダクタンス値が小さいほど、大きな減衰量を得ることができることによる。

従って、第２の発明によれば、第１のバンドパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数、特に該通過帯域よりも一桁以上低い周波数域における第２のバンドパスフィルタの減衰量を高めることができる。

また、本発明において、第２のバンドパスフィルタが、共通端子側において直列に接続されている結合側共振子を有する場合には、前記第１のバンドパスフィルタの通過帯域における前記第２のバンドパスフィルタのインピーダンスを容量性の大きなインピーダンスとすることができる。従って、第１のバンドパスフィルタの挿入損失を小さくすることが可能となる。

第１，第２のバンドパスフィルタが、複数のＳＡＷ共振子を梯子型回路構成を有するように接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタである場合には、上記通過帯域より低い側の周波数の減衰量を確保することが困難であるため、特に本発明を利用することにより、通過帯域よりもかなり低い周波数域における減衰量を確実に十分な大きさとすることができる。

本発明において、第２のインダクタンスがさらに備えられており、上記ラダー型ＳＡＷフィルタの複数のＳＡＷ共振子の内、直列腕に配置されている少なくとも１つのＳＡＷ共振子に該第２のインダクタンスが並列に接続されている場合には、インダクタンスが上記直列腕共振子に並列に接続されていない場合に比べて分波器のアイソレーションを高めることが可能となる。
第２のバンドパスフィルタが縦結合共振子型ＳＡＷフィルタである場合には、第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数域における減衰量を広い帯域幅で十分な大きさとすることができる。

第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、上記容量及び上記インダクタンスがそれぞれチップ型コンデンサ及びチップ型インダクタにより構成されており、これらのチップ型部品がパッケージ材の外部において接続されて整合回路が構成されている場合には、通過帯域や用途に応じて、これらのチップ型電子部品のインダクタンス値や静電容量を容易に変更することができる。従って、整合回路の回路定数を容易に変更することができ、それによって通過帯域よりも低い周波数域における減衰量を確実に改善することができる。

上記容量及び上記インダクタンスのうち１つ以上がパッケージ材中に電極パターンを用いて構成されている場合には、上記整合回路を含む分波器の小型化を図ることができる。

第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板上に、上記容量及び上記インダクタンスのうち１つ以上が形成されている場合には、分波器のより一層小型化を図ることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る分波器の回路図である。 図２は、図１に示した実施形態の分波器の送信側の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の送信側の減衰量−周波数特性を示す図である。 図３は、図１に示した実施形態の分波器の受信側の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の受信側の減衰量−周波数特性を示す図である。 図４は、図１に示した実施形態の分波器の通過帯域の減衰量−周波数特性と、比較のために用意した従来例の分波器の通過帯域の減衰量−周波数特性を示す図である。 図５は、第１の実施形態における第２の容量ＣｐとインダクタンスＬとの並列共振回路の減衰量周波数特性を示す図である。 図６は、本発明の分波器の変形例を示す回路図である。 図７は、本発明の分波器の他の変形例を示す回路図である。 図８は、図１に示した実施形態の比較のために用意した従来例の分波器の回路構成を示す図である。 図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、本発明の分波器の具体的な構造の変形例を示す正面図、正面断面図及び平面図である。 図１０は、本発明の分波器のさらに他の構造例を説明するための模式的平面図である。 図１１は、従来の分波器の一例を示す回路図である。

符号の説明

１…分波器
２…アンテナ
３…共通端子
４…送信端子
５…受信端子
６，７…接続点
８…整合回路
２０…分波器
２１…ＳＡＷ共振子
２２…共振子型ＳＡＷフィルタ
３１…分波器
３２…パッケージ材
３３…チップ型コンデンサ
３４…チップ型コンデンサ
３５…チップ型インダクタ
３５Ａ…インダクタ
４１…分波器
４２…パッケージ材
４２ａ…パッケージ内層
５１…フィルタ基板
５２…導体コイル
５３…導体コイル
５４…櫛形電極
Ｃｓ…容量（第１の容量）
Ｃｐ…容量（第２の容量）
Ｆ₁…第１のバンドパスフィルタ
Ｆ₂…第２のバンドパスフィルタ
Ｌｐ…インダクタンス

以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

図１は本発明の一実施形態に係る分波器の回路構成を示す回路図である。

本実施形態の分波器１は、アンテナ２に接続される共通端子３を有する。共通端子３に、第１のバンドパスフィルタＦ₁の一端が電気的に接続されている。また、共通端子３には、通過帯域が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ₂の一端も接続されている。

本実施形態の分波器１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の分波器として用いられる。第１のバンドパスフィルタＦ₁は送信側のバンドパスフィルタであり、その通過帯域は１９２０〜１９８０ＭＨｚである。他方、第２のバンドパスフィルタＦ₂は受信側のバンドパスフィルタであり、その通過帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚである。

第１のバンドパスフィルタＦ₁の共通端子３に接続されている側とは反対側の端部が送信端子４に接続されている。第１のバンドパスフィルタＦ₁は、複数の直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ３と、並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２とを有するラダー型ＳＡＷフィルタである。ここで、直列腕共振子Ｓ１ａ〜Ｓ３は、共通端子３から送信端子４に向って順に配置されている。また、並列腕共振子Ｐ１は、直列腕共振子Ｓ１ｂと直列腕共振子Ｓ２ａとの間の接続点とアース電位との間に接続されており、該並列腕においては、並列腕共振子Ｐ１に直列にインダクタンスＬ₁が接続されている。

また、並列腕共振子Ｐ２は、直列腕共振子Ｓ２ｂと直列腕共振子Ｓ３との間の接続点とアース電位との間に直列に接続されている。この並列腕においては、並列腕共振子Ｐ２に直列にインダクタンスＬ₂が接続されている。

上記直列腕共振子Ｓ１ａ〜Ｓ３及び並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２は、ＳＡＷ共振子により構成されており、本実施形態では、下記の表１に示すように構成されている。

他方、第２のバンドパスフィルタＦ₂の共通端子３と接続されている側とは反対側の端部が受信端子５に接続されているが、第２のバンドパスフィルタＦ₂では、共通端子３側から受信端子５に向って順に直列腕共振子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ５及びＳ６が直列に接続されている。そして、直列腕共振子Ｓ４ｂと直列腕共振子Ｓ５との間の接続点６とアース電位との間に並列腕共振子Ｐ３が接続されている。直列腕共振子Ｓ５と直列腕共振子Ｓ６との間の接続点７とアース電位との間に並列腕共振子Ｐ４が接続されている。また、接続点６，７間に、直列腕共振子Ｓ５と並列にインダクタンスＬ₃が接続されている。

第２のバンドパスフィルタＦ₂を構成している直列腕共振子Ｓ４ａ〜Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ３，Ｐ４は、それぞれ、ＳＡＷ共振子により構成されている。すなわち、第２のバンドパスフィルタＦ₂もラダー型ＳＡＷフィルタである。各共振子Ｓ４ａ〜Ｓ６及びＰ３，Ｐ４は、下記の表２に示すように設計されている。

なお、第２のバンドパスフィルタＦ₂において、共通端子３側の直列腕共振子である２個の直列腕共振子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂの波長λが、他の直列腕共振子Ｓ５，Ｓ６の波長λよりも小さくされているのは、帯域幅を拡大するためである。

本明細書においては、第２のバンドパスフィルタＦ₂を構成している複数の共振子のうち、共通端子３に最も近い側の共振子を、以下において結合側共振子と適宜略称することとする。本実施形態では、直列腕共振子Ｓ４ａが結合側共振子となる。

また、アンテナ２と共通端子３との間には整合回路８が接続されている。整合回路８は、アンテナ２と共通端子３との間に直列に接続された第１の容量Ｃｓと、第１の容量Ｃｓとアンテナ２との間の接続点とアース電位との間に接続された第２の容量Ｃｐと、アンテナ２と第１の容量Ｃｓとの間の接続点とアース電位との間に接続されておりかつ上記第２の容量Ｃｐと並列に接続されているインダクタンスＬｐとを有する。すなわち、第２の容量ＣｐとインダクタンスＬｐとは並列共振するように接続されている。本実施形態は、この並列共振の共振周波数が、第２のバンドパスフィルタＦ₂の通過帯域よりも高くされていることを特徴とする。

整合回路８が上記のように構成されているため、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもオーダーの一桁低い周波数域における減衰量を、特に１９０ＭＨｚ付近における減衰量を大幅に大きくすることができる。このようにバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりも一桁低い周波数域における減衰量を拡大し得るのは以下の理由によると考えられる。

すなわち、第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂の通過帯域において、上記第２の容量ＣｐとインダクタンスＬｐとの並列共振回路のインピーダンスは誘導性を示すが、これは、前述した特許文献１に記載の先行技術におけるインダクタンスＬと等価のインダクタンスとなる。他方、１９０ＭＨｚのように、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりも一桁以上低い周波数域では、第２の容量Ｃｐの付加によりインダクタンスＬｐのインダクタンス値を小さくできる。それによって、１９０ＭＨｚ付近における減衰量を大きくすることができる。しかも、通過帯域における挿入損失の低下も生じ難い。これを、図２〜図５を参照して具体的に説明する。

まず、上記分波器を作製するにあたり、５５°回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ₃基板上に、１０ｎｍの厚みのＴｉ下地電極層を形成した後、９４ｎｍの厚みのＡｌ電極層を形成し、パターニングすることにより、第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂を構成した。このようにしてフィルタ基板を得た。そして、このフィルタ基板を、セラミックスからなるパッケージ材に搭載し、該パッケージ材に設けられた電極パッドとフィルタ基板上の電極パッドとをボンディングワイヤーにより接合した。

なお、第１のバンドパスフィルタＦ₁におけるインダクタンスＬ₁，Ｌ₂及び第２のバンドパスフィルタＦ₂におけるインダクタンスＬ₃については、上記パッケージ材内にコイルパターンを構成し、これらのインダクタンス値は以下の通りとした。

インダクタンスＬ₁＝３．３ｎＨ、インダクタンスＬ₂＝３．３ｎＨ及びインダクタンスＬ₃＝２．５ｎＨ。

他方、パッケージ材の外の実装基板に、整合回路８を構成するために、第１の容量Ｃｓ、第２の容量Ｃｐ及びインダクタンスＬｐを構成する第１，第２のチップ型コンデンサ及びチップ型インダクタを実装し、電気的に接続した。この場合、第１の容量Ｃｓの静電容量値を７．０ｐＦ、第２の容量Ｃｐの静電容量は１．４ｐＦ、インダクタンスＬｐのインダクタンス値は２．２ｎＨとした。

なお、比較のために、図８に示すように、直列容量Ｃｓと、インダクタンスＬｐとのみからなる整合回路１１１を有することを除いては、上記実施形態と同様にして構成された分波器１１２を従来例の分波器として用意した。なおこの従来例の分波器１１２における直列容量Ｃｓの容量値及びインダクタンスＬｐのインダクタンス値は第１の容量Ｃｓは１０．０ｐＦ及びインダクタンスＬｐは５．０ｎＨとした。

上記のようにして用意した実施例及び従来例の分波器の送信側の減衰量−周波数特性を図２に、受信側の減衰量−周波数特性を図３に、通過帯域内の減衰量−周波数特性を図４にそれぞれ示す。なお、図２〜図４において、実線が実施例の結果を、破線が従来例の結果を示す。また、図４においては、拡大された周波数特性は右側のスケールによって拡大した特性である。

図３から明らかなように、本実施例によれば、従来例に比べて、１９０ＭＨｚ、すなわち第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもオーダーの一桁低い低域側の周波数帯域における減衰量が大幅に拡大されている。すなわち、Ｒｘ−Ｔｘの周波数に相当する１９０ＭＨｚにおける減衰量は、従来例の場合の５３．８ｄＢに比べて、本実施例では６１．６ｄＢと大きくされ、よって、１９０ＭＨｚにおける減衰量が７．８ｄＢ改善された。

しかも、図４から明らかなように、従来例に比べた通過帯域の挿入損失劣化量は、送信側において０．１３ｄＢ、受信側において０．０７ｄＢと、いずれも非常に小さかった。すなわち、本実施形態では、送信側の通過帯域の挿入損失は１．２９ｄＢに留まり、受信側における挿入損失も２．０１ｄＢに留まった。

上記のように、本実施形態において、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりもはるかに低い周波数域において減衰量を改善し得るのは、上記第２の容量ＣｐとインダクタンスＬｐとの並列共振回路による減衰量が該周波数域において大きいことによる。これを図５を参照して説明する。図５は、上記第２の容量Ｃｐの静電容量とインダクタンスＬｐとの値を変化させた場合の上記並列共振回路の減衰量周波数特性を示す図である。図５では、以下の３通りの組み合わせによる並列共振回路の特性が示されている。

１）Ｃｐ＝２．８ｐＦ及びＬｐ＝１．１ｎＨ
２）Ｃｐ＝１．４ｐＦ及びＬｐ＝２．２ｎＨ
３）Ｃｐ＝０．７ｐＦ及びＬｐ＝４．４ｎＨ

図５から明らかなように、第２の容量Ｃｐの静電容量が大きく、かつインダクタンスＬｐのインダクタンス値が小さいほど、１９０ＭＨｚにおける減衰量が大きくなることがわかる。そして、本実施形態では、上記並列共振回路の共振周波数が第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂の通過帯域よりも高くされているので、該通過帯域において上記並列共振回路のインピーダンスが誘導性を示し、先行技術のインダクタンスＬと等価のインダクタンスとなる。従って、インダクタンスＬｐを小さくし、第２の容量Ｃｐを大きくすることができ、それによって１９０ＭＨｚのような低い周波数域における減衰量を拡大することができるとともに、インピーダンス整合を良好に図ることができるため、挿入損失の劣化もほとんど招かない。

第１，第２のバンドパスフィルタＦ_１，Ｆ_２の通過帯域において第１のインダクタンスＬｐと第２の容量Ｃｐの並列回路はインダクタンスＬｐよりインダクタンス値を大きくされたインダクタンスＬｐ１と同等である。従って、アンテナ２と共通端子３との間には、このインダクタンスＬｐ１と第１の容量とで構成される整合回路が接続されていると見なすことができる。第１，第２のバンドパスフィルタＦ_１，Ｆ_２とアンテナとがインピーダンス整合するように第１のインダクタンスＬｐ１のインダクタンス値と第１の容量の容量値が定められているので、挿入損失の劣化をほとんど招かない。

通過帯域において、インダクタンスＬｐ１と同等にできる第１のインダクタンスＬｐのインダクタンス値と第２の容量Ｃｐの容量値は適宜に設定することができる。

なお、第１のインダクタンスＬｐと第２の容量Ｃｐの並列共振回路による共振周波数の上限は通過帯域の挿入損失劣化量の許容範囲により適宜定められる。

よって、本発明によれば、３ＧＰＰ規格で要求されるフィルタ特性を容易に満たすことができ、通信機器の通信品質の大幅な向上を図ることが可能な分波器を提供し得ることがわかる。

図１に示した実施形態の分波器１では、アンテナ２に直列に第１の容量Ｃｓが接続されていたが、本発明においては、第１の容量Ｃｓは接続されていなくともよい。このような変形例の回路構成を図６に示す。図６に示す分波器１Ａでは、上記のように、アンテナ端子２に直列に接続される容量Ｃｓが接続されていないことを除いては、第１の実施形態の分波器１と同様に構成されている。この場合容量Ｃｐの静電容量値を１．４ＰＦに、インダクタンスＬｐのインダクタンス値は２．４ｎＨとしている。この場合においても、上記インダクタンスＬｐと、該インダクタンスＬｐに並列接続された容量Ｃｐとによる並列共振を利用して、第１の実施形態の場合と同様に、第１のバンドパスフィルタＦ₁の通過帯域よりも低い周波数、特に一桁以上低い周波数である１９０ＭＨｚ付近における減衰量を十分な大きさとすることができ、しかも挿入損失の劣化もほとんど招かない。

なお、上記実施形態では、第１のバンドパスフィルタＦ₁及び第２のバンドパスフィルタＦ₂は、いずれも複数のＳＡＷ共振子を接続してなるラダー型フィルタにより構成されていたが、本発明においては、第１，第２のバンドパスフィルタは、ラダー型ＳＡＷフィルタ以外のフィルタにより構成されてもよい。例えば、図７に回路図で示すように、第１のバンドパスフィルタＦ₁が、第１の実施形態と同様にラダー型ＳＡＷフィルタで構成されている場合に、第２のバンドパスフィルタＦ₂を、共振子型ＳＡＷフィルタにより構成してもよい。この分波器２０では、共通端子３に、ＳＡＷ共振子２１及び共振子型ＳＡＷフィルタ２２がこの順序で接続されており、共振子型ＳＡＷフィルタ２２のＳＡＷ共振子２１に接続されている側とは反対側の端部が受信端子５に接続されている。

このように、第２のバンドパスフィルタＦ₂は、共振子型ＳＡＷフィルタを用いて構成されてもよい。なお、図７において、結合側共振子は、上記ＳＡＷ共振子２１となり、このＳＡＷ共振子２１の共振周波数を第２のバンドパスフィルタＦ₂の通過帯域内に設定することにより、バンドパスフィルタＦ₂の通過帯域ではアンテナ２からバンドパスフィルタＦ₂に電流を流れ易くし、バンドパスフィルタＦ₁の通過帯域では該ＳＡＷ共振子２１の容量性の高インピーダンスを利用してバンドパスフィルタＦ₁からアンテナ２に電流を流れ易くすることができる。

ＳＡＷ共振子２１の共振周波数は第２のバンドパスフィルタＦ₂の中心周波数以上に設定するのが好ましく、それによって第２のバンドパスフィルタＦ₂の帯域幅を広くすることができる。

図７に示す分波器２０においても、整合回路８は第１の実施形態の整合回路８と同様に構成されており、従って第１の実施形態と同様に、第１のバンドパスフィルタＦ₁よりもかなり低い周波数域における減衰量を大幅に改善することができ、しかも挿入損失の劣化もほとんど生じ難い。

なお、本発明における分波器を構成するに際し、第１，第２のバンドパスフィルタを構成するフィルタ基板、第１，第２のバンドパスフィルタが搭載されたり、もしくは収納されたりするパッケージ材及び整合回路を構成する各電子部品素子については、適宜の構造のものを用いることができる。

例えば、図９（ａ）に示す分波器３１では、実装基板３６上に実装されたパッケージ材３２内に、第１，第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板が収納されており、該パッケージ材３２の外の実装基板３６上に、整合回路８を構成するために、チップ型コンデンサ３３、３４及びチップ型インダクタ３５が実装されている。チップ型コンデンサ３３が第１の容量Ｃｓを構成しており、チップ型コンデンサ３４が第２の容量Ｃｐを構成しており、チップ型インダクタ３５がインダクタンスＬｐを構成している。上記のように、第１の容量Ｃｓ、第２の容量Ｃｐ及びインダクタンスＬｐを構成する各チップ型電子部品は、パッケージ材の外の実装基板３６上に実装されていてもよい。

また、図９（ｂ），（ｃ）に示すように、パッケージ材４２内に、第１，第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板が収納されており、さらに、整合回路を構成しているインダクタ３５Ａがパッケージ４２の内部の内層４２ａに電極パターンを用いて構成されていてもよい。なお、この分波器としては、整合回路を構成しているチップ型コンデンサ３３，３４はパッケージ４２の外部で実装基板３６に実装されている。

図９（ａ），（ｂ），（ｃ）における実装基板３６は、分波器モジュール基板、あるいは携帯電話機のＲＦ基板などであってもよい。

図１０に示す変形例では、フィルタ基板５１上において、一点鎖線で示す領域Ｂにおいて第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂が構成されている。そして、同じフィルタ基板５１の上面において、上記第１の容量Ｃｓを構成するための櫛形電極５２と、インダクタンスＬｐを構成する導体コイル５３と、第２の容量Ｃｐを構成する櫛形電極５４とが形成されており、それによって整合回路８もフィルタ基板５１上に形成されている。

すなわち、図１、図６及び図７に示す回路構成において、破線Ａで囲まれている第１，第２のバンドパスフィルタ部分をフィルタ基板において構成し、整合回路８を構成する各電子部品素子は、フィルタ基板とは別の電子部品素子で構成されてもよく、あるいはフィルタ基板上において整合回路を構成する電子部品素子自体を形成してもよい。また、図１０においては、フィルタ基板５１上において、一点鎖線Ｂで囲まれた部分に第１，第２のバンドパスフィルタＦ₁，Ｆ₂が構成されていたが、本発明においては、第１，第２のバンドパスフィルタは、異なるフィルタ基板で構成されてもよい。そして、上記整合回路８を構成する各電子部品素子は、いずれのフィルタ基板に形成されてもよい。すなわち、第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板上において、容量及びインダクタンスが形成され得る。

なお、上記実施形態では、フィルタ基板を構成する圧電基板として、５５°回転Ｙ板Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ₃基板を用いたが、他の圧電単結晶基板を用いてもよい。また、電極についても、Ｔｉ下地電極層上にＡｌ電極層を積層したものに限定されず、Ａｌ電極層に代えてＣｕ電極層を用いてもよく、また下地電極層を形成せずともよい。

Claims (9)

1. 通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、
   通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、
   前記共通端子とアンテナとの間に直列に接続された第１の容量と、
   前記アンテナと前記第１の容量との間の接続点とアース電位との間に接続された第２の容量と、前記第２の容量に並列に接続された第１のインダクタンスとを有する整合回路をさらに備え、
   前記第２の容量と、前記第１のインダクタンスとの並列共振による共振周波数が前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされていることを特徴とする、分波器。
2. 通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、
   通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタの一端がアンテナ側の共通端子に接続されている分波器において、
   前記アンテナと前記共通端子との間の接続点とアース電位との間に接続されている容量と、前記容量に並列に接続されている第１のインダクタンスとを有する整合回路をさらに備え、前記容量と前記第１のインダクタンスとの並列共振による共振周波数が前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域よりも高くされていることを特徴とする、分波器。
3. 前記第２のバンドパスフィルタが、前記共通端子側において直列に接続されている結合側共振子を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の分波器。
4. 前記第２のバンドパスフィルタが、複数のＳＡＷ共振子を梯子型回路構成を有するように接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタである、請求項１〜３のいずれか１項に記載の分波器。
5. 第２のインダクタンスをさらに備え、前記ラダー型ＳＡＷフィルタを構成している前記複数のＳＡＷ共振子の内、梯子型回路の直列腕に配置されている少なくとも１つの直列腕ＳＡＷ共振子に前記第２のインダクタンスが並列に接続されたことを特徴とする、請求項４に記載の分波器。
6. 前記第２のバンドパスフィルタが縦結合共振子型ＳＡＷフィルタである、請求項１〜３のいずれか１項に記載の分波器。
7. 第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、前記容量及び前記第１のインダクタンスがそれぞれ、チップ型コンデンサ及びチップ型インダクタンス素子により構成されており、かつ前記パッケージ材外において接続されて前記整合回路が構成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の分波器。
8. 前記第１，第２のバンドパスフィルタが実装されているパッケージ材をさらに備え、前記容量及び前記第１のインダクタンスのうち１つ以上が前記パッケージ材中に電極パターンを用いて構成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の分波器。
9. 前記第１及び／または第２のバンドパスフィルタが構成されているフィルタ基板をさらに備え、前記容量及び前記第１のインダクタンスのうち１つ以上が前記フィルタ基板上に形成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の分波器。

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