CN109690946A - 弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路及通信装置 - Google Patents

弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路及通信装置 Download PDF

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Abstract

滤波器(10)具备：并联臂谐振器(p1)，具有包含多个电极指(121a)的IDT电极(121)；和梳齿电容(C1)，与并联臂谐振器(p1)连接且包含多个电极指(131a)，梳齿电容(C1)中的多个电极指(131a)的电极指间距(Pc1)比并联臂谐振器(p1)中的多个电极指(121a)的电极指间距(Pp1)窄，梳齿电容(C1)中的多个电极指(131a)的膜厚(Tc1)比并联臂谐振器(p1)中的多个电极指(121a)的膜厚(Tp1)薄，梳齿电容(C1)的自谐振频率形成在比滤波器(10)的通带更靠高频侧。

Description

弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路及通信装置
技术领域
本发明涉及具有弹性波谐振器的弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路及通信装置。
背景技术
以往，在具有梳齿电容和弹性波谐振器的弹性波滤波器装置中，已知如下结构：使梳齿电容中的多个电极指的间距比弹性波谐振器中的多个电极指的间距窄(例如，参照专利文献1)。根据该结构，能够在受限的布局面积增加梳齿电容的电极指的对数，因此能够增大梳齿电容的电容。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开平1-68114号公报
发明内容
发明要解决的课题
在具有梳齿电容和弹性波谐振器的弹性波滤波器装置中，为了抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性(所谓的“通带端部的锐度”)，需要确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值(电容Q)这两者。
在此，在梳齿电容中，Q值局部地下降的自谐振频率通过使该梳齿电容中的电极指的间距变窄而向高频侧移动。因此，如上述以往的结构那样，通过使多个电极指的间距比弹性波谐振器中的多个电极指的间距窄，从而期待能够确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值(电容Q)这两者。
但是，实际上，在上述以往的结构中，在梳齿电容中的电极指的膜厚与弹性波谐振器中的电极指的膜厚相同、或者梳齿电容中的电极指的膜厚比弹性波谐振器中的电极指的膜厚更厚的情况下，存在如下问题。
作为第1问题，一般来说，电极指的最小间距由于制造上的理由而被该电极指的膜厚限制，因此使梳齿电容的电极指的间距变窄而使自谐振频率向高频侧移动存在限度。因而，由包含弹性波谐振器以及梳齿电容的电路所形成的滤波器的通带内的梳齿电容的Q值会恶化。
作为第2问题，为了通过使梳齿电容的电极指间距变窄而使自谐振频率向高频侧移动到对滤波器特性没有影响的范围为止，需要将梳齿电容中的电极指的膜厚设计得较薄。但是，在弹性波谐振器中的电极指的膜厚与梳齿电容中的电极指的膜厚相同的情况下，或者，在梳齿电容中的电极指的膜厚比弹性波谐振器中的电极指的膜厚更厚的情况下，难以充分确保弹性波谐振器的Q值。
因此，在该情况下，难以确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值这两者，难以抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够通过确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值这两者来抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性的弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明的一个方式涉及的弹性波滤波器装置具备：第1弹性波谐振器，具有包含多个电极指的IDT电极；和梳齿电容，与所述第1弹性波谐振器连接，包含多个电极指，其中，所述梳齿电容中的多个电极指的间距比所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的间距窄，所述梳齿电容中的多个电极指的膜厚比所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的膜厚薄，所述梳齿电容的自谐振频率形成在比所述弹性波滤波器装置的通带更靠高频侧。
在此，关于梳齿电容，电极指的间距越窄，则该梳齿电容的Q值(电容Q)局部地下降的自谐振频率越向高频侧移动。因此，通过使梳齿电容的电极指的间距比第1弹性波谐振器的电极指的间距窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比弹性波滤波器装置的通带更靠高频侧，从而能够提高该通带中的梳齿电容的Q值。此外，在梳齿电容的自谐振频率与第1弹性波谐振器的谐振频率或反谐振频率一致的情况下，该第1弹性波谐振器由于与自身连接的梳齿电容的Q值的下降，由第1弹性波谐振器和梳齿电容的合成特性得到的谐振频率或反谐振频率的Q值会下降。因此，通过使电极指的间距变窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比第1弹性波谐振器的谐振频率以及反谐振频率更靠高频侧，从而能够抑制第1弹性波谐振器与梳齿电容的合成特性的Q值的下降而确保所要求的Q值。不过，由于制造上的理由，电极指的间距被该电极指的膜厚限制。因此，通过使梳齿电容中的电极指的膜厚比第1弹性波谐振器中的电极指的膜厚薄，从而能够使梳齿电容中的电极指的间距更窄，因此变得容易确保弹性波谐振器(第1弹性波谐振器)的Q值以及梳齿电容的Q值这两者。因此，根据本实施方式涉及的弹性波滤波器装置，能够通过确保弹性波谐振器(第1弹性波谐振器)的Q值以及梳齿电容的Q值这两者来抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性。
此外，也可以使得，所述梳齿电容不经由其他弹性波谐振器地与所述第1弹性波谐振器连接。
这样的第1弹性波谐振器在与梳齿电容的合成特性中特别容易受到该梳齿电容的Q值的影响。由此，为了抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性，将该第1弹性波谐振器以及该梳齿电容的电极指的间距以及膜厚设为上述的关系特别有用。
此外，也可以使得，所述梳齿电容中的作为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比的占空比大于所述第1弹性波谐振器中的作为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比的占空比。
由此，能够增大梳齿电容的每单位面积的电容值。因此，可谋求小型化以及省空间化。
此外，也可以使得，所述第1弹性波谐振器以及所述梳齿电容构成第1谐振电路，该第1谐振电路设置于将第1输入输出端子和第2输入输出端子连结的第1路径以及将该第1路径上的节点和接地连结的第2路径的一方，所述弹性波滤波器装置还具备第2谐振电路，所述第2谐振电路包含一个以上的第2弹性波谐振器，并且，设置于所述第1路径以及所述第2路径的另一方，与所述第1谐振电路一起形成通带。
由此，利用确保了第1弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值这两者的第1谐振电路来形成带通滤波器，因此能够实现滤波器特性优异的带通滤波器。此外，在第1弹性波谐振器和梳齿电容的合成特性中，相对于仅由弹性波谐振器(第1弹性波谐振器)构成的特性，能够减小谐振频率与反谐振频率之差，因此能够得到陡峭的(高选择度的)衰减特性。
此外，也可以使得，所述第1谐振电路设置于所述第2路径，所述第2谐振电路设置于所述第1路径，所述第1谐振电路还具有开关元件，所述开关元件与所述梳齿电容并联连接，且与该梳齿电容一起构成使所述第1弹性波谐振器的频率可变的频率可变电路，所述频率可变电路在所述节点与所述接地之间与所述第1弹性波谐振器串联连接。
由此，能够根据开关元件的接通以及断开来移动通带的低频侧以及高频侧的至少一方的衰减极的频率，因此能够实现对通带进行切换的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述第1谐振电路还具有第3弹性波谐振器，所述第3弹性波谐振器并联连接于所述第1弹性波谐振器和所述频率可变电路串联连接的电路，所述第3弹性波谐振器的谐振频率与所述第1弹性波谐振器的谐振频率不同，所述第3弹性波谐振器的反谐振频率与所述第1弹性波谐振器的反谐振频率不同。
由此，能够实现能移动通带低频侧的衰减极以及通带高频侧的衰减极的至少一方的频率的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述第3弹性波谐振器的谐振频率比所述第1弹性波谐振器的谐振频率低，所述第3弹性波谐振器的反谐振频率比所述第1弹性波谐振器的反谐振频率低，所述频率可变电路仅与所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器中的所述第1弹性波谐振器串联连接。
由此，能够实现能使通带高频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能在抑制通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述第3弹性波谐振器的谐振频率比所述第1弹性波谐振器的谐振频率高，所述第3弹性波谐振器的反谐振频率比所述第1弹性波谐振器的反谐振频率高，所述频率可变电路仅与所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器中的所述第1弹性波谐振器串联连接。
由此，能够实现能使通带低频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能在抑制通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述频率可变电路相对于所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器并联连接的电路而串联连接。
由此，能够实现能使通带两侧的衰减极的频率均向高频侧移动的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述第1谐振电路还具有：第3弹性波谐振器；和其他频率可变电路，与所述第3弹性波谐振器串联连接，所述第3弹性波谐振器和所述其他频率可变电路串联连接的电路并联连接于所述第1弹性波谐振器和所述频率可变电路串联连接的电路。
由此，能够使通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能够在抑制通带高频侧以及通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动。因此，例如，能够实现能维持带宽并且移动中心频率的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述频率可变电路还具有与所述开关元件串联连接的电感器，所述开关元件和所述电感器串联连接的电路相对于所述梳齿电容并联连接。
由此，能够实现通带的频率可变宽度大的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述第1谐振电路设置于所述第1路径，所述第2谐振电路设置于所述第2路径，所述第1弹性波谐振器和所述梳齿电容并联连接。
由此，能够抑制通带内的损耗并且提高通带高频侧的陡峭性(锐度)(提高陡峭性)。
此外，也可以使得，所述第1谐振电路还具有开关元件，所述开关元件与所述梳齿电容串联连接，且与该梳齿电容一起构成频率可变电路，所述频率可变电路相对于所述第1弹性波谐振器并联连接。
由此，能够实现能使通带高频侧的衰减极的频率向高频侧移动的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述梳齿电容中的多个电极指的膜厚为该梳齿电容中的多个电极指的间距的40％以下。
在此，电极指的膜厚由于制造上的理由，上限被电极指的间距限制。因此，通过将梳齿电容中的多个电极指的膜厚收敛在适当范围，从而能够实现能制作可确保Q值的梳齿电容的可调谐滤波器。
此外，也可以使得，所述梳齿电容中的多个电极指的间距为所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的间距的80％以下。
在此，若梳齿电容中的多个电极指的间距变大而接近第1弹性波谐振器中的多个电极指的间距，则可能产生如下问题。即，梳齿电容的自谐振频率接近第1弹性波谐振器的反谐振频率，从而由于该自谐振频率下的电容Q的下降，由第1弹性波谐振器和梳齿电容的合成特性得到的反谐振频率的Q值可能下降。由此，通过将梳齿电容中的多个电极指的间距收敛在适当范围，从而能够更可靠地确保由第1弹性波谐振器和梳齿电容的合成特性得到的Q值。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子；第1滤波器，是技术方案12所记载的弹性波滤波器装置，所述第1输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接；和一个以上的第2滤波器，一个输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接，所述一个以上的第2滤波器的通带的中心频率分别高于所述第1滤波器的通带的中心频率，所述第1滤波器具备设置于所述第1路径的包含所述第1谐振电路的一个以上的谐振电路，所述第1谐振电路在所述第1滤波器中不经由其他谐振电路地与所述第1输入输出端子连接。
据此，弹性波谐振器有如下性质，即，在反谐振频率的高频率侧具有体波(Bodywave)损耗，由于该体波损耗而使该频带下的电容成分的Q值恶化，但通过对作为串联臂谐振器的第1弹性波谐振器并联连接梳齿电容，从而输入的信号由第1弹性波谐振器和梳齿电容进行信号分配(电力分配)。因此，以作为串联臂谐振电路的第1谐振电路整体来观察时的体波损耗被降低。而且，通过在第1滤波器中第1谐振电路不经由其他谐振电路地与第1输入输出端子连接，即，通过第1谐振电路最接近第1输入输出端子地进行连接，从而能够抑制第2滤波器的通带内的损耗。
此外，本发明的另一方式涉及的多工器，具备：公共端子；第1滤波器，是技术方案13所记载的弹性波滤波器装置，所述第1输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接；和一个以上的第2滤波器，一个输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接，所述一个以上的第2滤波器的通带的中心频率分别高于所述第1滤波器的通带的中心频率，所述第1滤波器具备设置于所述第1路径的包含所述第1谐振电路的一个以上的谐振电路，所述第1谐振电路在所述第1滤波器中不经由其他谐振电路地与所述第1输入输出端子连接。
据此，通过对开关元件的导通状态以及不导通状态进行切换，从而对于第1滤波器能够使通带高频侧的衰减极的频率可变。
此外，也可以使得，还具备：开关电路，具有开关公共端子、第1选择端子以及第2选择端子，所述第1选择端子与所述第2输入输出端子连接，所述第2选择端子与所述第2滤波器的另一个输入输出端子连接，对所述开关公共端子与所述第1选择端子的连接以及所述开关公共端子与所述第2选择端子的连接进行切换，在所述开关公共端子与所述第2选择端子连接的情况下，所述开关元件成为导通状态。
据此，在开关公共端子和第2选择端子连接的情况下，即，在由开关电路选择了第2滤波器的情况下，能够降低第1滤波器所引起的体波损耗。由此，能够改善选择了第2滤波器时的第2滤波器的通带内的损耗。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：上述任意一个弹性波滤波器装置；和与所述弹性波滤波器装置连接的放大电路。
由此，能够提供能谋求低损耗化和高选择度化的高频前端电路。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供能谋求低损耗化和高选择度化的通信装置。
发明效果
根据本发明涉及的弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置，能够通过确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值这两者来抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性。
附图说明
图1A是实施方式1涉及的滤波器的电路结构图。
图1B是表示实施方式1涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图2是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器的电极构造的图。
图3A是实施方式1中的电极膜及其周围的构造的剖视图。
图3B是实施方式1中的电极膜及其周围的构造的另一例的剖视图。
图3C是实施方式1中的电极膜及其周围的构造的又一例的剖视图。
图4A是表示在典型例中梳齿电容的电极指间距与电容值的关联的曲线图。
图4B是表示在典型例中梳齿电容的电极指间距与电容Q的关联的曲线图。
图5A是表示在典型例中梳齿电容的膜厚与电容值的关联的曲线图。
图5B是表示在典型例中梳齿电容的膜厚与电容Q的关联的曲线图。
图6A是表示在典型例中梳齿电容的电极占空比(electrode duty)与电容值的关联的曲线图。
图6B是表示在典型例中梳齿电容的电极占空比与电容Q的关联的曲线图。
图7A是实施方式1的变形例1涉及的滤波器的电路结构图。
图7B是表示实施方式1的变形例1涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图8A是实施方式1的变形例2涉及的滤波器的电路结构图。
图8B是表示实施方式1的变形例2涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图9A是实施方式1的变形例3涉及的滤波器的电路结构图。
图9B是表示实施方式1的变形例3涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图10A是实施方式1的变形例4涉及的滤波器的电路结构图。
图10B是表示实施方式1的变形例4涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图11A是实施方式1的变形例5涉及的滤波器的电路结构图。
图11B是表示实施方式1的变形例5涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图12A是实施方式1的变形例6涉及的滤波器的电路结构图。
图12B是表示实施方式1的变形例6涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图13A是表示一个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图13B是表示在谐振器串联连接了阻抗元件的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。
图13C是表示并联连接的两个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图14A是实施方式2涉及的滤波器的电路结构图。
图14B是表示实施方式2涉及的滤波器的滤波器特性的曲线图。
图15A是实施方式3涉及的滤波器的电路结构图。
图15B是示意性地表示实施方式3涉及的滤波器的电极构造的图。
图16是表示在实施方式3中梳齿电容的电容值与滤波器的各种特性的关系的曲线图。
图17A是表示在实施方式3中梳齿电容的电容值与串联臂谐振电路的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。
图17B是表示在实施方式3中梳齿电容的电容值与串联臂谐振电路的谐振频率的Q值以及反谐振频率的Q值的关系的曲线图。
图18是对实施方式3的实施例及其比较例进行说明的图。
图19A是表示实施方式3的实施例和其比较例的结构的图。
图19B是表示实施方式3的实施例和其比较例的滤波器特性的曲线图。
图20A是表示在实施方式3中梳齿电容的电极指间距与电容值、电容Q值、串联臂谐振电路的阻抗、以及滤波器特性的关系的曲线图。
图20B是将图20A的(c)中的虚线框内附近放大示出的曲线图。
图21是表示梳齿电容的电容值与串联臂谐振电路的反射特性的关系的曲线图。
图22A是实施方式3的变形例1涉及的多工器的电路结构图。
图22B是实施方式3的变形例1的比较例涉及的多工器的电路结构图。
图23是对实施方式3的变形例1的实施例涉及的滤波器单体及其比较例涉及的滤波器单体的通过特性以及反射特性进行了比较的曲线图。
图24是对该实施例涉及的多工器及其比较例涉及的多工器的通过特性以及反射特性进行了比较的曲线图。
图25A是实施方式3的变形例2涉及的多工器的电路结构图。
图25B是表示实施方式3的变形例2涉及的多工器的通过特性的曲线图。
图26A是实施方式3的变形例3涉及的多工器的电路结构图。
图26B是表示实施方式3的变形例3涉及的多工器的通过特性的曲线图。
图27是实施方式4涉及的高频前端电路及其外围电路的结构图。
具体实施方式
以下，利用实施例以及附图对本发明的实施方式详细进行说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括或具体的例子。以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一例，并非旨在限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素来说明。此外，附图所示的构成要素的大小或者大小之比未必严密。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的符号，有时省略或简化重复的说明。此外，以下，各开关作为在断开(即不导通状态)的情况下成为无电容成分的状态(即阻抗无限大)、在接通(即导通状态)的情况下电阻成分为零(即阻抗为零)的理想开关来对待。
(实施方式1)
[1.电路结构]
图1A是实施方式1涉及的滤波器10的电路结构图。
滤波器10例如是配置在对应多模/多频段的便携式电话的前端部的高频滤波器电路。滤波器10例如是内置于遵循3GPP(Third Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)等通信标准的对应多频段的便携式电话、且使给定的频带(Band)的高频信号选择性地通过的带通滤波器。该滤波器10是利用弹性波使高频信号选择性地通过的弹性波滤波器装置。
如该图所示，滤波器10具备串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1、梳齿电容C1以及开关SW。
串联臂谐振器s1连接在输入输出端子11m(第1输入输出端子)与输入输出端子11n(第2输入输出端子)之间。也就是说，串联臂谐振器s1是设置在将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的谐振电路(第2谐振电路)。另外，在该路径，不限于串联臂谐振器s1，只要设置有由一个以上的弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路即可。在本实施方式中，该串联臂谐振电路由一个弹性波谐振器构成，但也可以由多个弹性波谐振器构成。在由多个弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路中，例如，包含由多个弹性波谐振器构成的纵向耦合谐振器、或者一个弹性波谐振器被串联分割等而成的多个分割谐振器。例如，通过作为串联臂谐振电路而使用纵向耦合谐振器，从而能够适应衰减强化等的所要求的滤波器特性。
并联臂谐振器p1是连接在将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1A中为节点x1)与接地(基准端子)之间的第1并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p1是设置在将上述路径上的节点x1与接地连结的路径上的谐振器。
该并联臂谐振器p1在比滤波器10的通带更靠低频侧具有谐振频率，在通带内具有反谐振频率。在本实施方式中，并联臂谐振器p1中的谐振频率比串联臂谐振器s1中的谐振频率低，并联臂谐振器p1中的反谐振频率比串联臂谐振器s1中的反谐振频率低。
在此，所谓谐振器中的谐振频率，是该谐振器的阻抗成为极小的奇异点(理想地是阻抗成为0的点)的“谐振点”的频率。此外，所谓谐振器中的反谐振频率，是该谐振器的阻抗成为极大的奇异点(理想地是成为无限大的点)的“反谐振点”的频率。另外，以下，不限于谐振器单体，对于由多个谐振器或者阻抗元件构成的电路，也为了方便起见而将阻抗成为极小的奇异点(理想地是阻抗成为0的点)称为“谐振点”，将其频率称为“谐振频率”。此外，将阻抗成为极大的奇异点(理想地是阻抗成为无限大的点)称为“反谐振点”，将其频率称为“反谐振频率”。
此外，在本实施方式中，并联臂谐振器p1由一个弹性波谐振器构成。但是，并联臂谐振器p1也可以由一个弹性波谐振器被串联分割或并联分割而成的多个分割谐振器构成。
梳齿电容C1连接在将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1A为节点x1)与接地(基准端子)之间，由后述的梳齿电极构成。该梳齿电容C1由后述的梳齿电极构成，在比滤波器10的通带更靠高频侧具有阻抗局部地增加(即，电容值局部地下降)的自谐振点。将该自谐振点的频率称为“自谐振频率”，该频率依赖于梳齿电极的构造等，对此在后面叙述。
在本实施方式中，并联臂谐振器p1以及梳齿电容C1被串联连接，且连接在节点x1与接地之间。在本实施方式中，并联臂谐振器p1的一个端子与节点x1连接，另一个端子与梳齿电容C1的一个端子连接。梳齿电容C1的一个端子与并联臂谐振器p1的上述另一个端子连接，另一个端子与接地连接。另外，并联臂谐振器p1以及梳齿电容C1的连接顺序不限于此，也可以与上述连接顺序相反。
在本实施方式中，开关SW是与梳齿电容C1并联连接且与该梳齿电容C1一起构成频率可变电路11的开关元件，按照来自RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency IntegratedCircuit，射频集成电路)等的控制部的控制信号来切换接通(导通)以及断开(不导通)。这样的频率可变电路11使连接该频率可变电路11的第1弹性波谐振器的频率(在本实施方式中为并联臂谐振器p1的谐振频率)可变。
例如，开关SW为了谋求小型化而由GaAs或者CMOS(Complementary Metal OxideSemiconductor，互补金属氧化物半导体)所构成的FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)开关或者二极管开关构成。
即，在本实施方式中，频率可变电路11在节点x1与接地之间与第1弹性波谐振器(在本实施方式中为并联臂谐振器p1)串联连接。通过设置这样的频率可变电路11，从而滤波器10能够实现能根据开关SW的接通以及断开的切换来切换通带的可调谐滤波器。
此外，这些并联臂谐振器p1以及梳齿电容C1(在本实施方式中还有开关SW)构成设置于第2路径(并联臂)的并联臂谐振电路21(第1谐振电路)，该第2路径(并联臂)对将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的第1路径上(串联臂上)的节点x1与接地进行连结。即，该并联臂谐振电路21设置于将串联臂与接地连结的一个并联臂。由此，滤波器10具有由串联臂谐振器s1(第2谐振电路)和并联臂谐振电路(第1谐振电路)构成的一级的梯型滤波器构造。
也就是说，设置于第2路径的并联臂谐振电路21(第1谐振电路)与设置于第1路径的串联臂谐振器s1(第2谐振电路)一起形成滤波器10的通带。
[2.滤波器特性]
接着，对本实施方式涉及的滤波器10的滤波器特性进行说明。
图1B是表示实施方式1涉及的滤波器10的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图，开关SW接通的情况下的滤波器特性用虚线表示，开关SW断开的情况下的滤波器特性用实线表示。另外，这一点对于以后的本实施方式中的表示滤波器特性的曲线图也是同样的。
在滤波器10中，使并联臂谐振电路21的反谐振频率与串联臂谐振电路(在本实施方式中为串联臂谐振器s1)的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本实施方式中，仅在开关SW断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加梳齿电容C1。因此，并联臂谐振电路21的谐振频率，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更高频侧移动。在此，滤波器10的通带低频侧的衰减极由并联臂谐振电路21的谐振频率来规定。由此，如该图所示，滤波器10通过将开关SW从接通切换为断开，从而能够使通带低频侧的衰减极的频率向高频侧移动。也就是说，滤波器10能够根据开关SW的接通以及断开的切换来切换通带。
关于此，滤波器10的通带的频率可变宽度依赖于梳齿电容C1的常数，例如梳齿电容C1的常数越小则频率可变宽度变得越宽。因此，梳齿电容C1的常数(电容值)能够根据滤波器10所要求的频率规格来适当决定。
[3.构造]
接着，对滤波器10的构造进行说明。
[3-1.整体构造]
图2是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器10的电极构造的图。具体来说，该图的(a)是俯视图，该图的(b)是该图的(a)的A-A’线处的剖视图，该图的(c)是该图的(a)的B-B’线处的剖视图。另外，图2所示的电极构造用于说明构成滤波器10的各谐振器以及梳齿电容C1的典型构造。因此，构成滤波器10的各谐振器的IDT电极以及梳齿电容C1的电极指的根数、长度等不限定于该图所示的电极指的根数、长度。此外，虽然在该图中对于开关SW也示意性地进行了图示，但关于开关SW的配置以及构造没有特别限定，例如，开关SW也可以构成于与各谐振器以及梳齿电容C1不同的芯片。
首先，对各谐振器的构造进行说明。
如该图所示，构成滤波器10的各谐振器是利用了弹性波的弹性波谐振器。由此，能够由形成在压电基板上的IDT电极来构成滤波器10，因此能够实现具有陡峭性得到了提高的通过特性的小型且薄型的滤波器电路。
串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1具备具有压电性的基板(在本实施方式中为压电基板)和IDT电极。IDT电极激励弹性波。也可以具有配置为从弹性波的传播方向的两侧夹着该IDT电极的1组反射器。在此，IDT电极包含在弹性波的传播方向上排列配置的多个电极指。具体来说，串联臂谐振器s1由IDT电极111以及1组反射器112构成。并联臂谐振器p1由包含多个电极指121a的IDT电极121以及1组反射器122构成。另外，具有压电性的基板是至少在表面具有压电性的基板。该基板例如也可以在表面具备压电薄膜，并由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，该基板例如也可以是：包含高声速支承基板和形成在高声速支承基板上的压电薄膜的层叠体；包含高声速支承基板、形成在高声速支承基板上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体；或者包含支承基板、形成在支承基板上的高声速膜、形成在高声速膜上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体。另外，该基板也可以在整个基板具有压电性。
以下，关于构成滤波器10的各谐振器的构造，利用并联臂谐振器p1更详细地进行说明。另外，关于其他谐振器，由于具有与并联臂谐振器p1大致相同的构造，因此省略详细的说明。
如该图的(a)以及(b)所示，并联臂谐振器p1的IDT电极121由电极膜101构成，该电极膜101形成在压电基板102上。另外，关于电极膜101以及压电基板102等的具体构造，在后面叙述。
IDT电极121具有多个电极指121a和夹着该多个电极指121a对置地配置的1组汇流条电极，通过多个电极指121a相对于1组汇流条电极的一方和另一方交替地连接而构成。在此，多个电极指121a沿着与弹性波的传播方向正交的方向而形成，且沿着该传播方向周期性地形成。
在像这样构成的并联臂谐振器p1中，由IDT电极121的设计参数等来规定被激励的弹性波的波长。以下，对IDT电极121的设计参数进行说明。
上述弹性波的波长由图2所示的构成IDT电极121的多个电极指121a中的与一个汇流条电极连接的电极指121a的重复周期λp1来规定。此外，所谓电极指间距(多个电极指121a的间距、即电极指周期)Pp1是该重复周期λp1的1/2，在将电极指121a的线宽设为Wp1，将彼此相邻的电极指121a之间的间隔宽度设为Sp1的情况下，由Pp1＝(Wp1+Sp1)来定义。此外，所谓IDT电极121的交叉宽度Lp1，是从弹性波的传播方向来观察与1组汇流条电极的一方连接的电极指121a和与另一方连接的电极指121a的情况下的重复的电极指长度。此外，所谓电极占空比(duty ratio)是多个电极指121a的线宽占有率，由多个电极指121a的线宽相对于该线宽与间隔宽度的相加值的比例、即Wp1/(Wp1+Sp1)来定义。即，电极占空比由多个电极指121a的宽度相对于电极指间距(多个电极指121a的间距)之比、即Wp1/Pp1来定义。此外，所谓对数是成对的电极指121a的数量，是电极指121a的总数的大致一半。例如，若将对数设为Np1，将电极指121a的总数设为Mp1，则满足Mp1＝2Np1+1。此外，所谓电极指121a的膜厚是形成电极指121a的电极膜101的厚度Tp1。
接着，对梳齿电容C1的构造进行说明。
梳齿电容C1由包含多个电极指131a的梳齿电极131构成。
如该图的(a)以及(c)所示，梳齿电极131与IDT电极121同样地由电极膜101构成。也就是说，构成梳齿电容C1的梳齿电极131与构成并联臂谐振器p1的IDT电极121形成在同一压电基板102上。另外，梳齿电极131和IDT电极121也可以形成在相互不同的压电基板上。
梳齿电极131具有多个电极指131a和夹着该多个电极指131a对置地配置的1组汇流条电极，通过多个电极指131a相对于1组汇流条电极的一方和另一方交替地连接而构成。在此，多个电极指131a沿着弹性波的传播方向而形成，且沿着与该传播方向正交的方向周期性地形成。
在像这样构成的梳齿电容C1中，由梳齿电极131的设计参数等来规定电容值以及Q值等特性。以下，对梳齿电极131的设计参数进行说明。
所谓电极指间距(电极指的间距、即电极指周期)Pc1，在将电极指131a的线宽设为Wc1，将彼此相邻的电极指131a之间的间隔宽度设为Sc1的情况下，由Pc1＝(Wc1+Sc1)来定义。此外，所谓梳齿电极131的交叉宽度Lc1，是从弹性波的传播方向来观察与1组汇流条电极的一方连接的电极指131a和与另一方连接的电极指131a的情况下的重复的电极指长度。此外，所谓电极占空比(duty ratio)是多个电极指131a的线宽占有率，由多个电极指131a的线宽相对于该线宽与间隔宽度的相加值的比例、即Wc1/(Wc1+Sc1)来定义。即，电极占空比由多个电极指131a的宽度相对于多个电极指131a的间距之比、即Wc1/Pc1来定义。此外，所谓对数是成对的电极指131a的数量，是电极指131a的总数的大致一半。例如，若将对数设为Nc1，将电极指131a的总数设为Mc1，则满足Mc1＝2Nc1+1。此外，所谓电极指131a的膜厚是形成电极指131a的电极膜101的厚度Tc1。
接着，关于构成梳齿电容C1的梳齿电极131和与该梳齿电容C1连接的第1弹性波谐振器的IDT电极(在本实施方式中为构成并联臂谐振器p1的IDT电极121)的设计参数，进行比较来说明。
梳齿电容C1的电极指间距比并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)的电极指间距窄。也就是说，满足Pc1＜Pp1。在此，梳齿电容C1中的多个电极指131a的间距优选为并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)中的多个电极指121a的间距的80％以下(即Pc1≤0.8×Pp1＝0.4×λp1)。
此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚比并联臂谐振器p1中的多个电极指121a的膜厚薄。也就是说，满足Tc1＜Tp1。在此，由于制造上的理由，在梳齿电容C1中，电极指131a的膜厚Tc1优选相对于电极指间距Pc1为40％以下(即Tc1≤0.40×Pc1)。此外，由于同样的理由，在并联臂谐振器p1中，电极指121a的膜厚Tp1优选相对于电极指间距Pp1为40％以下(即Tp1≤0.40×Pp1)。此外，关于电极指131a的膜厚Tc1的下限没有特别限定，例如为电极指间距Pc1的15％以上(即0.15×Pc1≤Tc1)。同样地，关于电极指121a的膜厚Tp1的下限也没有特别限定，例如为电极指间距Pp1的15％以上(即0.15×Pp1≤Tp1)。
此外，梳齿电容C1的电极占空比优选大于并联臂谐振器p1的电极占空比。也就是说，梳齿电容C1以及并联臂谐振器p1优选满足Wc1/Pc1＞Wp1/Pp1。通过采用这种结构，从而能够增大梳齿电容C1的每单位面积的电容值，因此可谋求小型化以及省空间化。
另外，在各元件(串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1、梳齿电容C1等)中，电极指间距、膜厚以及电极占空比等不一定一样，有时由于制造工艺等造成的偏差而变得不一样，或者，为了特性等的调整而变得不一样。因此，梳齿电容C1和并联臂谐振器p1也存在构成它们的梳齿电极131以及IDT电极121的一部分不满足上述的电极指间距、膜厚以及电极占空比等的关系的情况。也就是说，梳齿电容C1与并联臂谐振器p1之间的上述的电极指间距、膜厚以及电极占空比的关系只要大致成立即可，例如，只要在梳齿电容C1的平均值与并联臂谐振器p1的平均值之间成立即可。
[3-2.电极指的详细构造]
接着，关于IDT电极121的电极指121a以及梳齿电极131的电极指131a的构造，也包括形成该电极指121a及该电极指131a的压电基板102、以及保护层(后述)的结构在内进行说明。另外，在本实施方式中，IDT电极的电极指121a和梳齿电极131的电极指131a除了膜厚不同这一点以外由相同的电极膜101构成，但它们也可以由构造或组成等相互不同的电极膜构成。
图3A是本实施方式中的构成IDT电极121的电极指121a以及梳齿电极131的电极指131a的电极膜101及其周围的构造的剖视图。
如该图所示，在本实施方式中，电极膜101通过从压电基板102侧起依次层叠包含NiCr的金属膜211、包含Pt的金属膜212、包含Ti的金属膜213、包含AlCu的金属膜214以及包含Ti的金属膜215而形成。
此时，压电基板102包含LiNbO3压电单晶。
此外，电极膜101被以保护该电极膜101不受外部环境影响、并且调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的保护层覆盖。在本实施方式中，该保护层通过从压电基板102侧起依次层叠包含SiO2的保护层103以及包含SiN的保护层104而形成。
表1中示出此时的膜厚的详情。
[表1]
(单位均为nm)
另外，在电极膜101与压电基板102之间，也可以如图3B所示设置有机电耦合系数的调整膜103a。机电耦合系数的调整膜103a包含SiO2。不过，在梳齿电容C1中，若在电极膜101与压电基板102之间设置机电耦合系数的调整膜103a，则梳齿电容C1的梳齿电极131之下的压电基板102的介电常数下降，每单位面积的电容值下降。这会导致梳齿电容C1的大型化，因此从小型化的观点出发，在梳齿电容C1中，期望不设置机电耦合系数的调整膜103a。
此外，电极膜101的构造不限定于图3A以及图3B的构造，也可以是图3C的构造。该图所示的电极膜101由上述的金属膜213以及金属膜214形成。
此时，压电基板102包含LiTaO3压电单晶。此外，设置有膜厚比上述的保护层103薄的保护层103b。
另外，这些结构是一例，形成IDT电极121的电极指121a以及梳齿电极131的电极指131a的电极膜101的结构不限于这些结构。例如，电极膜101也可以不是金属膜的层叠构造，而是金属膜的单层。此外，构成各金属膜以及各保护层的材料不限定于上述的材料。此外，电极膜101例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金构成，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，由层叠体构成的电极膜101中的金属或合金的层叠顺序没有特别限定，例如也可以与上述的层叠顺序不同。此外，压电基板102例如也可以包含KNbO3压电单晶、石英或压电陶瓷。此外，保护层以及机电耦合系数的调整膜的结构不限于上述的结构，例如也可以由SiO2、SiN、A1N、聚酰亚胺、或者它们的层叠体等电介质或绝缘体构成。此外，也可以不形成保护层103以及104。
不过，梳齿电容C1的电极指131a期望不包含Au、Pt、Ta、Mo、W等高密度金属，期望由Al、Cu、NiCr、Ti等低密度金属构成。具体来说，高密度金属由于电导小，因此在将高密度金属用于梳齿电容C1的电极指131a的情况下，梳齿电容C1的等效串联电阻变大，导致Q值的恶化。此外，在该情况下，由于梳齿电容C1的自谐振频率向低频率侧移动，因此即使如后所述使梳齿电容C1的电极指间距变窄，也难以将该自谐振频率移动到对滤波器特性没有影响的范围。由于这些理由，梳齿电容C1的电极指131a期望不包含高密度金属。
[4.梳齿电容的特性]
本实施方式涉及的滤波器10通过并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)以及梳齿电容C1的电极指间距以及膜厚满足上述的关系，从而能够发挥确保并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)的Q值以及梳齿电容C1的Q值这两者的效果。
这是由于梳齿电容C1的特性依赖于设计参数。因此，以下，利用典型例的梳齿电容对发挥上述效果的理由进行说明。另外，典型例的梳齿电容的结构除了设计参数的数值范围不限定于梳齿电容C1的数值范围这一点以外，与梳齿电容C1同样。
[4-1.与电极指间距的关联]
首先，针对典型例的梳齿电容，对电极指间距与特性的关联进行说明。另外，此时，电极指间距以外的设计参数是固定的，电极占空比为0.60(即，Wc1/Pc1＝0.60)，膜厚相对于电极指间距的比率为0.20(即，Tc1＝0.20×Pc1)。
图4A是表示在典型例中梳齿电容的电极指间距Pc1与电容值的关联的曲线图。图4B是表示在典型例中梳齿电容的电极指间距Pc1与Q值(电容Q)的关联的曲线图。具体来说，在这些图中，表示了将电极指间距Pc1设为0.75、1.75、2.50、4.00(单位均为μm)的情况下的频率特性。
如图4A所示，即使改变电极指间距Pc1，电容值也几乎不变。另外，在此所说的电容值是指，几乎能够忽视梳齿电容的自谐振所造成的影响的低频的频率区域中的电容值(静电电容值)，用以下的式1表示。
[数学式1]
另外，ε0是真空中的介电常数，εr是压电基板102的介电常数。
另一方面，如图4A所示，电极指间距Pc1越窄，梳齿电容的自谐振频率越向高频侧移动。此时，如图4B所示，虽然梳齿电容的Q值(电容Q)大体随着频率变高而下降，但是在自谐振频率下局部地下降。因此，通过使电极指间距Pc1变窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比滤波器10的通带更靠高频侧，从而能够提高该通带中的梳齿电容的Q值。
换言之，电极指间距Pc1越宽，梳齿电容的自谐振频率越向低频侧移动。因此，有时该自谐振频率和不经由其他弹性波谐振器地与该梳齿电容连接的第1弹性波谐振器(在本实施方式中为并联臂谐振器p1)的谐振频率或反谐振频率一致。也就是说，有时该第1弹性波谐振器的谐振频率或反谐振频率与电容Q局部地下降的频率一致。在此情况下，在由该第1弹性波谐振器和梳齿电容的合成特性得到的谐振频率或反谐振频率下，由于该梳齿电容的Q值的下降而Q值会下降，因此难以确保所要求的Q值。因此，通过使电极指间距Pc1变窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比第1弹性波谐振器的谐振频率以及反谐振频率更靠高频侧，从而能够抑制该第1弹性波谐振器与梳齿电容的合成特性的Q值的下降而确保所要求的Q值。
例如，在实施方式1的滤波器10(800MHz-900MHz频带的滤波器)的情况下，与梳齿电容C1连接的并联臂谐振器p1的电极指间距Pp1为2.2μm。因此，在实施方式1中，通过使梳齿电容C1的电极指间距Pc1小于2.2μm，从而能够使梳齿电容C1的自谐振频率从800MHz频带充分移动到高频侧。因此，能够确保并联臂谐振器p1的Q值以及梳齿电容C1的Q值这两者。
此外，当然，由于电极指间距Pc1越窄越能维持电容值不变地将梳齿电容的尺寸小型化，因此可谋求具备该梳齿电容的滤波器等的小型化以及省空间化。
[4-2.与电极指的膜厚的关联]
接着，针对典型例的梳齿电容，对电极指的膜厚与特性的关联进行说明。另外，此时，电极指的膜厚以外的设计参数是固定的，电极占空比为0.60(即，Wc1/Pc1＝0.60)，电极指间距Pc1为2.50run。
图5A是表示在典型例中梳齿电容的电极指的膜厚Tc1与电容值的关联的曲线图。图5B是表示在典型例中梳齿电容的电极指的膜厚Tc1与电容Q的关联的曲线图。具体来说，在这些图中，表示了将膜厚Tc1相对于电极指间距Pc1的比率设为0.15、0.20、0.25、0.30的情况下的频率特性。
如这些图所示，即使改变电极指的膜厚Tc1，对于电容值以及电容Q的任意一者也都没有明显的变化。由此，电极指的膜厚Tc1只要从制造上的观点出发来适当决定即可。
关于此，电极指的膜厚Tc1由于制造上的理由，上限被电极指间距Pc1限制，具体来说需要在电极指间距Pc1的40％以下进行设计。不过，若使膜厚Tc1过厚则电极指的线宽Wc1的偏差会变大，若使膜厚Tc1过薄则电极指的电阻会变大，因此膜厚Tc1优选为电极指间距Pc1的20％左右。在此，对于20％左右，不限于20％，还包含几％程度的误差范围。
[4-3.与电极占空比的关联]
接着，针对典型例的梳齿电容，对电极占空比(duty ratio)与特性的关联进行说明。另外，此时，电极占空比以外的设计参数是固定的，电极指间距Pc1为2.50μm，膜厚相对于电极指间距的比率为0.20(即，Tc1＝0.20×Pc1)。
图6A是表示在典型例中梳齿电容的电极指的膜厚Tc1与电容值的关联的曲线图。图6B是表示在典型例中梳齿电容的电极指的膜厚Tc1与电容Q的关联的曲线图。具体来说，在这些图中，表示了将电极占空比设为0.40、0.50、0.60、0.70的情况下的频率特性。
如图6A所示，电极占空比越大则电容值变得越大。另一方面，如图6B所示，即使改变电极占空比，电容Q也没有明显的变化。
由此，梳齿电容能够通过增大电极占空比来增大每单位面积的电容值，因此可谋求小型化以及省空间化。
[5.总结]
如以上，根据本实施方式涉及的滤波器10，梳齿电容C1中的多个电极指131a的电极指间距Pc1比并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)中的多个电极指121a的电极指间距Pp1窄。此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚Tc1比并联臂谐振器p1中的多个电极指121a的膜厚Tp1薄。
在此，关于梳齿电容C1，电极指间距Pc1越窄，则该梳齿电容C1的Q值(电容Q)局部地下降的自谐振频率越向高频侧移动。因此，通过使梳齿电容C1的电极指间距Pc1比并联臂谐振器p1的电极指间距Pp1窄而使梳齿电容C1的自谐振频率移动到比滤波器10的通带更靠高频侧，从而能够提高该通带中的梳齿电容C1的Q值。此外，在梳齿电容C1的自谐振频率与并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)的谐振频率或反谐振频率一致的情况下，该并联臂谐振器p1由于与自身连接的梳齿电容C1的电容Q的下降，由并联臂谐振器p1和梳齿电容C1的合成特性得到的谐振频率或反谐振频率下的Q值会下降。因此，通过使电极指间距Pc1变窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比并联臂谐振器p1的谐振频率以及反谐振频率更靠高频侧，从而能够抑制并联臂谐振器p1和梳齿电容C1的合成特性的Q值的下降而确保所要求的Q值。不过，由于制造上的理由，电极指间距被该电极指的膜厚限制。因此，通过使梳齿电容C1中的电极指131a的膜厚Tc1比并联臂谐振器p1中的电极指121a的膜厚Tp1薄，从而能够使梳齿电容C1的电极指间距Pc1更窄，因此变得容易确保并联臂谐振器p1的Q值以及梳齿电容C1的Q值这两者。因此，根据本实施方式涉及的滤波器10，通过能够确保并联臂谐振器p1的Q值以及梳齿电容C1的Q值这两者，由此能够抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器10，梳齿电容C1不经由其他弹性波谐振器地与并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)连接。这样的并联臂谐振器p1在与梳齿电容C1的合成特性中，特别容易受到该梳齿电容C1的Q值的影响。由此，为了抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡的陡峭性，将并联臂谐振器p1及梳齿电容C1的电极指间距以及膜厚设为上述的关系(Pc1＜Pp1且Tc1＜Tp1)特别有用。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器10，梳齿电容C1的电极指131a的膜厚Tc1为该梳齿电容C1的电极指间距Pc1(电极指131a的间距)的40％以下。在此，电极指131a的膜厚Tc1由于制造上的理由，上限被电极指间距Pc1限制。因此，通过将梳齿电容C1的电极指131a的膜厚Tc1收敛在适当范围，从而能够制作能确保Q值的梳齿电容C1。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器10，梳齿电容C1的电极指间距Pc1为并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)的电极指间距Pp1的80％以下。在此，若梳齿电容C1的电极指间距Pc1变大而接近并联臂谐振器p1的电极指间距Pp1，则可能产生如下问题。即，梳齿电容C1的自谐振频率接近并联臂谐振器p1的反谐振频率，从而由于该自谐振频率下的电容Q的下降，由并联臂谐振器p1和梳齿电容C1的合成特性得到的反谐振频率的Q值可能下降。因此，通过将梳齿电容C1的电极指间距Pc1收敛在适当范围，从而能够更可靠地确保由并联臂谐振器p1和梳齿电容的合成特性得到的Q值。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器10，并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)以及梳齿电容C1构成并联臂谐振电路21(第1谐振电路)，该并联臂谐振电路21(第1谐振电路)设置在将输入输出端子11m(第1输入输出端子)与输入输出端子11n(第2输入输出端子)连结的第1路径以及将该第1路径上的节点x1与接地连结的第2路径的一方(在本实施方式中为第2路径)。此外，具备：由一个以上的第2弹性波谐振器构成的第2谐振电路(在本实施方式中为由一个串联臂谐振器s1构成的串联臂谐振电路)，设置于该第1路径以及该第2路径的另一方(在本实施方式中为第1路径)，与并联臂谐振电路21一起形成通带。
由此，利用确保了并联臂谐振器p1的Q值以及梳齿电容C1的Q值这两者的并联臂谐振电路21来形成带通滤波器，因此能够实现滤波器特性优异的带通滤波器。此外，在并联臂谐振器p1与梳齿电容C1的合成特性中，相对于仅由并联臂谐振器p1构成的特性，能够减小谐振频率与反谐振频率之差，因此能够得到陡峭的(高选择度的)衰减特性。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器10，并联臂谐振电路21(第1谐振电路)设置于将第1路径上的节点x1与接地连结的第2路径，该第1路径将输入输出端子11m(第1输入输出端子)与输入输出端子11n(第2输入输出端子)连结。此外，滤波器10具有与梳齿电容C1一起构成频率可变电路11的开关SW(开关元件)，频率可变电路11与并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)串联连接。
由此，能够根据开关SW的接通以及断开来移动通带的低频侧以及高频侧的至少一方的衰减极的频率，因此能够实现切换通带的可调谐滤波器。具体来说，在本实施方式中，并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)在比通带更靠低频侧具有谐振频率，且在通带内具有谐振频率。因此，能够根据开关SW的接通以及断开来移动通带的低频侧的衰减极的频率。
另外，本实施方式涉及的滤波器10的结构能够应用于其他可调谐滤波器的结构。因此，以下，作为本实施方式的变形例，对其他可调谐滤波器的结构以及滤波器特性进行说明。
(实施方式1的变形例1)
在上述实施方式1中，作为频率可变电路11以开关SW和梳齿电容C1的并联电路为例进行了说明。但是，频率可变电路不限于这样的结构。
图7A是实施方式1的变形例1涉及的滤波器10A的电路结构图。
该图所示的滤波器10A与图1A所示的滤波器10相比，还具有与开关SW串联连接的电感器L。也就是说，在本变形例中，通过开关SW和电感器L串联连接的电路与梳齿电容C1并联连接，从而构成了频率可变电路11A。此外，通过该频率可变电路11A连接于并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)，从而构成了并联臂谐振电路21A(第1谐振电路)。
另外，开关SW和电感器L的连接顺序没有特别限定，也可以与图7A的连接顺序相反。
图7B是表示实施方式1的变形例1涉及的滤波器10A的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在滤波器10A中，使并联臂谐振电路21A的反谐振频率与串联臂谐振电路(在本变形例中为串联臂谐振器s1)的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本变形例中，对于并联臂谐振器p1，在开关SW接通的情况下附加电感器L，在开关SW断开的情况下附加梳齿电容C1。因此，并联臂谐振电路21A的谐振频率在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更靠低频侧移动，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更靠高频侧移动。因此，如该图所示，本变形例涉及的滤波器10A与实施方式1涉及的滤波器10相比，能够扩宽通带的频率可变宽度。
关于此，滤波器10A的通带的频率可变宽度依赖于梳齿电容C1以及电感器L的常数，例如电感器的常数越大则频率可变宽度变得越宽。因此，电感器L的常数能够根据滤波器10A所要求的频率规格来适当决定。此外，电感器也可以是利用了MEMS(Micro ElectroMechanical Systems，微机电系统)的可变电感器。由此，能够细微地调整频率可变宽度。
另外，这样的梳齿电容C1和电感器L也可以相反地设置。即，也可开关SW和梳齿电容C1串联连接的电路与电感器L并联连接。根据这样的结构，与变形例1涉及的滤波器10A相比，对开关SW的接通以及断开进行了切换时的衰减极的移动方向变为相反。
(实施方式1的变形例2)
在上述实施方式1及其变形例1中，在节点x1与接地之间设置有一个并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)。但是，也可以在节点x1与接地之间设置有与并联臂谐振器p1不同的并联臂谐振器(第3弹性波谐振器)。
图8A是实施方式1的变形例2涉及的滤波器10B的电路结构图。
该图所示的滤波器10B，取代图1A所示的滤波器10所具备的并联臂谐振电路21(第1谐振电路)而具备并联臂谐振电路21B(第1谐振电路)。该并联臂谐振电路21B与并联臂谐振电路21相比，还具有在节点x1与接地之间与并联臂谐振器p1(第1弹性波谐振器)并联连接且谐振频率以及反谐振频率与该并联臂谐振器p1不同的并联臂谐振器p2(第3弹性波谐振器)。也就是说，并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2连接于将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的串联臂上的一个节点x1。换言之，并联臂谐振器p2与并联臂谐振器p1和频率可变电路11串联连接的电路并联连接。由此，滤波器10B能够移动通带低频侧的衰减极以及通带高频侧的衰减极的至少一方的频率。在此，所谓“一个节点”，不仅包含传输线路上的一点，还包含不经由谐振器或阻抗元件地位于一个传输线路上的不同的两点。
具体来说，并联臂谐振器p2与并联臂谐振器p1相比谐振频率以及反谐振频率高，频率可变电路11仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p1串联连接。也就是说，并联臂谐振器p2相对于并联臂谐振器p1和频率可变电路11串联连接的电路而并联连接。
像这样构成的并联臂谐振电路21B在并联臂谐振器p1以及p2各自的谐振频率下，阻抗成为极小。也就是说，并联臂谐振电路21B具有两个谐振频率。此外，并联臂谐振电路21B在该两个谐振频率之间的频带以及比该两个谐振频率更靠高频侧的频带中，阻抗成为极大。也就是说，并联臂谐振电路21B具有两个反谐振频率。
图8B是表示实施方式1的变形例2涉及的滤波器10B的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在滤波器10B中，使并联臂谐振电路21B的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率与串联臂谐振电路(在本变形例中为串联臂谐振器s1)的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本变形例中，仅在开关SW断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加梳齿电容C1。因此，并联臂谐振电路21B的两个谐振频率中的低频侧的谐振频率，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更靠高频侧移动。此外，并联臂谐振电路21B的低频侧的反谐振频率，在开关SW断开的情况下较之于开关SW接通的情况而向高频侧移动。在此，滤波器10B的通带低频侧的衰减极由并联臂谐振电路21B的低频侧的反谐振频率来规定。此外，该通带低频侧的衰减斜坡的陡峭性由并联臂谐振电路21B的低频侧的谐振频率和低频侧的反谐振频率的差分频率来规定。由此，如该图所示，滤波器10B通过将开关SW从接通切换为断开，从而能够使通带低频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能够在抑制通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动。
(实施方式1的变形例3)
在上述实施方式1的变形例2中，频率可变电路11仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p1串联连接。但是，频率可变电路11也可以仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p2串联连接。
也就是说，在上述实施方式1以及变形例1及2中，作为不经由其他弹性波谐振器地与梳齿电容C1连接的第1弹性波谐振器，以在比滤波器的通带更靠低频侧具有谐振频率的并联臂谐振器p1为例进行了说明。相对于此，在本变形例中，作为第1弹性波谐振器，以在比滤波器的通带更靠高频侧具有谐振频率的并联臂谐振器p2为例来进行说明。
即，在本变形例中，梳齿电容C1的电极指间距比并联臂谐振器p2(第1弹性波谐振器)的电极指间距窄。此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚比并联臂谐振器p2中的多个电极指的膜厚薄。
图9A是实施方式1的变形例3涉及的滤波器10C的电路结构图。
该图所示的滤波器10C，取代图8A所示的滤波器10B的并联臂谐振电路21B(第1谐振电路)而具备频率可变电路11仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p2串联连接的并联臂谐振电路21C(第1谐振电路)。
也就是说，在本变形例中，谐振频率以及反谐振频率比并联臂谐振器p2(第1弹性波谐振器)低的并联臂谐振器p1，相当于与并联臂谐振器p2并联连接且谐振频率以及反谐振频率与该并联臂谐振器p2不同的第3弹性波谐振器。
图9B是表示实施方式1的变形例3涉及的滤波器10C的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在滤波器10C中，与滤波器10B同样地，使并联臂谐振电路21C的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率与串联臂谐振电路(在本变形例中为串联臂谐振器s1)的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本变形例中，仅在开关SW断开的情况下，对并联臂谐振器p2附加梳齿电容C1。因此，并联臂谐振电路21C的两个谐振频率中的高频侧的谐振频率，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p2单体的谐振频率更靠高频侧移动。此外，并联臂谐振电路21C的低频侧的反谐振频率，在开关SW断开的情况下较之于开关SW接通的情况而向高频侧移动。在此，滤波器10C的通带高频侧的衰减极由并联臂谐振电路21C的高频侧的反谐振频率来规定。此外，该通带高频侧的衰减斜坡的陡峭性由并联臂谐振电路21C的高频侧的谐振频率与低频侧的反谐振频率的差分频率来规定。由此，如该图所示，滤波器10C通过将开关SW从接通切换为断开，从而能够使通带高频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能够在抑制通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动。
(实施方式1的变形例4)
在上述实施方式1的变形例2中，滤波器10B具备仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p1串联连接的频率可变电路11。此外，在上述实施方式1的变形例3中，滤波器10C具备仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p2串联连接的频率可变电路11。但是，滤波器也可以具备这样的频率可变电路11双方。
图10A是实施方式1的变形例4涉及的滤波器10D的电路结构图。
该图所示的滤波器10D，具备与图8A所示的滤波器10B具备的频率可变电路11相当的频率可变电路11a、以及与图9A所示的滤波器10C具备的频率可变电路11相当的频率可变电路11b这两者。也就是说，本变形例中的并联臂谐振电路21D(第1谐振电路)具备：仅与并联臂谐振器p1以及p2(第1弹性波谐振器以及第3弹性波谐振器)中的一方串联连接的频率可变电路11a、和仅与并联臂谐振器p1以及p2(第1弹性波谐振器以及第3弹性波谐振器)中的另一方串联连接的频率可变电路11b。换言之，本变形例中的并联臂谐振电路21D，除了与上述的变形例2中的并联臂谐振电路21相当的结构之外，还具有与并联臂谐振器p2串联连接的其他频率可变电路11b。在此，串联连接了并联臂谐振器p2和频率可变电路11b的电路与串联连接了并联臂谐振器p1和频率可变电路11a的电路并联连接。
图10B是表示实施方式1的变形例4涉及的滤波器10D的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW1以及SW2均接通的情况以及均断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在本变形例中，仅在开关SW1断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加梳齿电容C1。此外，仅在开关SW2断开的情况下，对并联臂谐振器p2附加梳齿电容C2。因此，并联臂谐振电路21D的两个谐振频率中的低频侧的谐振频率，在开关SW1断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更靠高频侧移动。此外，并联臂谐振电路21D的两个谐振频率中的高频侧的谐振频率，在开关SW2断开的情况下向比并联臂谐振器p2单体的谐振频率更靠高频侧移动。此外，并联臂谐振电路21D的低频侧的反谐振频率，在开关SW1以及SW2的至少一方断开的情况下较之于开关SW1以及SW2均接通的情况而向高频侧移动。
由此，如该图所示，滤波器10D通过开关SW1以及SW2均从接通切换为断开，从而能够使通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率向高频侧移动，并且能够在抑制通带高频侧以及通带低频端的插入损耗的增大的同时使通带向高频侧移动。因此，滤波器10D例如能够在维持带宽的同时移动中心频率。
另外，从滤波器特性的观点出发，优选频率可变电路11a以及11b具有梳齿电容C1以及C2。不过，对滤波器10D所要求的滤波器特性以及尺寸等进行考量，频率可变电路11a以及11b的一方也可以取代梳齿电容而具有例如层叠在压电基板102上而构成的电容、或者变容二极管(varicap)以及DTC(Digital Tunable Capacitor，数字可调谐电容器)等可变电容器。
此外，在滤波器10D中，开关SW1以及SW2的接通以及断开也可以不一起被切换，可以单独地被切换。不过，在开关SW1以及SW2的接通以及断开一起被切换的情况下，能够削减对开关SW1以及SW2进行控制的控制线的根数，因此可，可谋求滤波器10D的结构的简化。
另一方面，在开关SW1以及SW2的接通以及断开单独地被切换的情况下，能够增加能由滤波器10D切换的通带的变化(variation)。
具体来说，能够根据与并联臂谐振器p2串联连接的开关SW2的接通以及断开而使通带的高频端可变。此外，能够根据与并联臂谐振器p1串联连接的开关SW1的接通以及断开而使通带的低频端可变。
因此，通过将开关SW1以及SW2均接通或均断开，从而能够将通带的低频端的频率以及高频端的频率均向低频侧或高频侧移动。即，能够将通带的中心频率向低频侧或高频侧移动。此外，通过将开关SW1以及SW2的一方从接通变为断开并且将另一方从断开变为接通，从而能够移动通带的低频端的频率以及高频端的频率这两者以使得它们的频率差宽或窄。即，能够在使通带的中心频率大致固定的同时使通带宽度可变。此外，通过在将开关SW1以及SW2的一方设为接通或断开的状态下将另一方接通以及断开，从而能够在将通带的低频端的频率以及高频端的频率的一方固定的状态下将另一方向低频侧或高频侧移动。即，能够使通带的低频端或高频端可变。
像这样，滤波器10D通过具备仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p1串联连接的频率可变电路11a、和仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p2串联连接的频率可变电路11b，从而能够提高使通带可变的自由度。
(实施方式1的变形例5)
在上述实施方式1的变形例2中，频率可变电路11仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p1串联连接。此外，在上述实施方式1的变形例3中，频率可变电路11仅与并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2中的并联臂谐振器p2串联连接。但是，频率可变电路11也可以相对于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。
图11A是实施方式1的变形例5涉及的滤波器10E的电路结构图。
该图所示的滤波器10E具备具有频率可变电路11的并联臂谐振电路21E(第1谐振电路)，该频率可变电路11相对于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。
在本变形例中，梳齿电容C1的电极指间距比并联臂谐振器p1的电极指间距窄，并且，比并联臂谐振器p2的电极指间距窄。此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚比并联臂谐振器p1中的多个电极指121a的膜厚薄，并且，比并联臂谐振器p2中的多个电极指的膜厚薄。由此，对于并联臂谐振器p1以及p2的任一者，都能够确保Q值。
另外，梳齿电容C1的电极指间距也可以比并联臂谐振器p1以及p2的一个并联臂谐振器的电极指间距小，且比另一个并联臂谐振器的电极指间距大。此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚也可以比该一个并联臂谐振器中的多个膜厚薄，且比另一个并联臂谐振器中的多个电极指的膜厚厚。
图11B是表示实施方式1的变形例5涉及的滤波器10E的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在滤波器10E中，与滤波器10B同样地，使并联臂谐振电路21E的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率和串联臂谐振电路(在本变形例中为串联臂谐振器s1)的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本变形例中，仅在开关SW断开的情况下，对并联臂谐振器p1以及p2这两者附加梳齿电容C1。因此，并联臂谐振电路21E的两个谐振频率中的低频侧的谐振频率，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p1单体的谐振频率更靠高频侧移动。此外，并联臂谐振电路21E的两个谐振频率中的高频侧的谐振频率，在开关SW断开的情况下向比并联臂谐振器p2单体的谐振频率更靠高频侧移动。不过，通过频率可变电路11相对于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接，从而在开关SW断开的情况下，并联臂谐振电路21E的低频侧的反谐振频率不移动。由此，如该图所示，滤波器10E通过将开关SW从接通切换为断开，从而能够使通带两侧的衰减极的频率均向高频侧移动。
(实施方式1的变形例6)
到此为止，对频率可变电路设置于并联臂谐振电路的滤波器(可调谐滤波器)的结构进行了说明。也就是说，到此为止，作为不经由其他弹性波谐振器地与梳齿电容C1连接的第1弹性波谐振器，以并联臂谐振器为例进行了说明。此外，作为由第1弹性波谐振器以及梳齿电容C1构成的第1谐振电路以并联臂谐振电路为例进行了说明。此外，作为与该第1谐振电路一起形成通带的由一个以上的第2弹性波谐振器构成的第2谐振电路，以串联臂谐振电路为例进行了说明。
但是，频率可变电路也可以设置于串联臂谐振电路。因此，在本变形例中，作为第1弹性波谐振器以串联臂谐振器s1为例进行说明，作为第1谐振电路以串联臂谐振电路为例进行说明，作为第2谐振电路以并联臂谐振电路(在本变形例中为并联臂谐振器p1)为例进行说明。
即，在本变形例中，梳齿电容C1的电极指间距比串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)的电极指间距窄。此外，梳齿电容C1中的多个电极指131a的膜厚比串联臂谐振器s1中的多个电极指的膜厚薄。
图12A是实施方式1的变形例6涉及的滤波器10F的电路结构图。
在该图所示的滤波器10F中，开关SW与梳齿电容C1串联连接，并与该梳齿电容C1一起构成频率可变电路11F。此外，该频率可变电路11F与串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)并联连接。也就是说，滤波器10F与图1A所示的滤波器10相比，通过串联连接梳齿电容C1和开关SW而构成的频率可变电路11F与串联臂谐振器s1并联连接。
图12B是表示实施方式1的变形例6涉及的滤波器10F的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。
在滤波器10F中，与滤波器10同样地，使并联臂谐振电路(在本变形例中为并联臂谐振器p1)的反谐振频率与串联臂谐振电路21F的谐振频率接近，来形成通带。
此时，在本变形例中，仅在开关SW接通的情况下，对串联臂谐振器s1附加梳齿电容C1。因此，串联臂谐振电路21F的反谐振频率，在开关SW接通的情况下向比串联臂谐振器s1的反谐振频率更靠低频侧移动。由此，如该图所示，滤波器10F通过将开关SW从接通切换为断开，从而能够使通带高频侧的衰减极的频率向高频侧移动。
(关于实施方式1及其变形例的谐振解析)
在此，针对能得到上述那样的谐振频率以及反谐振频率的原理，通过利用了谐振器的等效电路模型的阻抗特性(谐振特性)的解析(谐振解析)来预先进行说明。
首先，对谐振器单体的谐振特性进行说明。
图13A是表示一个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，谐振器能够用将电容器C1和电感器L1串联连接的电路、和对将电容器C1和电感器L1串联连接的电路并联连接了电容器C0的电路来表示。
在上述等效电路中，谐振器的谐振频率fr由将电容器C1和电感器L1串联连接的电路来规定，由于是上述等效电路的阻抗成为0的频率，因此通过对式2进行求解，从而由式3来表示。
[数学式2]
[数学式3]
此外，谐振器的反谐振频率fa由于是上述等效电路的导纳Y成为0的频率，因此通过对式4进行求解，从而由式5来表示。
[数学式4]
[数学式5]
根据上述式3以及式5，如图13A的右侧曲线图所示，反谐振频率fa出现在比谐振频率fr更靠高频率侧(高频侧)。
也就是说，谐振器具有一个谐振频率和位于比该谐振频率更靠高频率侧的一个反谐振频率。
[在谐振器串联连接阻抗元件]
接着，关于在谐振器串联连接了阻抗元件的情况下的谐振特性，利用等效电路模型来预先进行说明。
图13B是表示在谐振器串联连接了阻抗元件X1的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，对于谐振器连接阻抗元件X1和开关SW的并联电路，该谐振器由将电容器C1和电感器L1串联连接的电路、和对将电容器C1和电感器L1串联连接的电路并联连接了电容器C0的电路来表示。
首先，针对开关SW接通的情况说明上述等效电路的谐振特性。在开关SW接通的情况下，阻抗元件X1成为短路，因此谐振频率fr_on以及反谐振频率fa_on分别与图13A中的谐振频率fr以及反谐振频率fa相同，由式6以及式7来表示。
[数学式6]
[数学式7]
接着，针对开关SW断开的情况，分为(1)阻抗元件X1为电容器Ct的情况、以及(2)阻抗元件X1为电感器Lt的情况来进行说明。
(1)阻抗元件X1为电容器Ct的情况
开关SW断开的情况下的谐振频率fr_off1，由于是上述等效电路的阻抗Z成为0的频率，因此通过对式8进行求解，从而由式9来表示。
[数学式8]
[数学式9]
另一方面，开关SW断开的情况下的反谐振频率fa_off1与开关SW接通的情况下的反谐振频率fa_on相同，由式10来表示。
[数学式10]
根据式6、式7、式9、以及式10，在阻抗元件X1为电容器Ct的情况下，如图13B的右侧曲线图所示，与开关SW的接通以及断开的切换无关地，反谐振频率fa_on以及fa_off1一致。另一方面，关于谐振频率，可知与开关SW接通的情况(fr_on)相比，在开关SW断开的情况(fr_off1)下，向高频率侧移动。
(2)阻抗元件X1为电感器Lt的情况
开关SW断开的情况下的谐振频率fr_off2，由于是上述等效电路的阻抗Z成为0的频率，因此通过对式11进行求解，从而由式12来表示。
[数学式11]
[数学式12]
在式12中，fr_off2L是开关SW断开的情况下的低频率侧(低频侧)的谐振频率，fr_off2H是开关SW断开的情况下的高频率侧的谐振频率。
另一方面，开关SW断开的情况下的反谐振频率fa_off2与开关SW接通的情况下的反谐振频率fa_on相同，由式13来表示。
[数学式13]
根据式6、式7、式12、以及式13，在阻抗元件X1为电感器Lt的情况下，如图13B的右侧曲线图所示，与开关SW的接通以及断开的切换无关地，反谐振频率fa_on以及fa_off2一致。另一方面，关于谐振频率，可知与开关SW接通的情况(fr_on)相比，在开关SW断开的情况(fr_off2L)下，向低频率侧移动，并且追加谐振频率fr_off2H。
[在谐振器并联连接阻抗元件]
接着，关于在谐振器并联连接了阻抗元件的情况下的谐振特性，预先进行说明。另外，在此，关于阻抗元件为电容器Ct的情况进行说明，关于阻抗元件为电感器的情况省略说明。此外，在此情况下的等效电路模型只不过是对图13A所示的谐振器的等效电路模型并联连接电容器Ct，因此简化地进行说明。
在阻抗元件X1为电容器Ct的情况下，在图13A所示的等效电路模型中成为在电容器C0并联连接电容器Ct的结构。因此，可知该情况下的谐振频率用式6的C0置换为电容器C0与电容器Ct的合成电容(C0+Ct)的式子来表示，与谐振器单体的谐振频率一致。此外，根据式7可知，该情况下的反谐振频率与谐振器单体的反谐振频率相比，向低频率侧移动。
[两个谐振器并联连接]
接着，关于两个谐振器被并联连接的情况下的特性，利用等效电路模型来预先进行说明。
图13C是表示被并联连接的两个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。在该图中示出了谐振器res1以及res2被并联连接的模型。谐振器res1由将电容器C1与电感器L1串联连接的电路、和对将电容器C1与电感器L1串联连接的电路并联连接了电容器C01的电路来表示，谐振器res2能够由将电容器C2与电感器L2串联连接的电路、和对将电容器C2与电感器L2串联连接的电路并联连接了电容器C02的电路来表示。在此，电容器C01以及C02分别是谐振器res1以及res2的静电电容。将这些谐振器res1与谐振器res2并联连接的电路，由图13C左下所示的等效电路来表示。也就是说，将上述谐振器res1与res2并联连接的电路，由对将电容器C1与电感器L1串联连接的电路、将电容器C2与电感器L2串联连接的电路、和电容器C0(＝C01+C02)进行了并联连接的电路来表示。
在上述等效电路中，谐振器的谐振频率fr由将电容器C1和电感器L1串联连接的电路来规定，由式2来表示。
在上述等效电路中，规定两个谐振频率，谐振频率fr1、fr2分别由将电容器C1和电感器L1串联连接的电路以及将电容器C2和电感器L2串联连接的电路来规定，由式14来表示。
[数学式14]
也就是说，由上述等效电路表示的两个谐振频率fr1、fr2分别等于谐振器res1的谐振频率fr_res1以及谐振器res2的谐振频率fr_res2。
此外，上述等效电路的反谐振频率由于是上述等效电路的导纳Y成为0的频率，因此通过对式15进行求解，从而如式16那样可知具有两个反谐振频率(fa1，fa2)。
[数学式15]
[数学式16]
可知，通过上述式15而得到的反谐振频率fa1、fa2与通过式4而得到的谐振器单体的反谐振频率(在图13C的曲线图中显示为fa_res1、fa_res2)不同。具体来说，从式15导出的反谐振频率fa1比谐振器res1单体的反谐振频率fa_res1低，反谐振频率fa2比谐振器res2单体的反谐振频率fa_res2低。
进而，对在谐振器res1以及res2串联连接了电容器的模型进行解析。
首先，设想在谐振器res2串联连接了电容器Cx的结构，即，谐振器res1与谐振器res2以及电容器Cx的串联电路并联连接的电路(电路A)。
(i)在谐振器res1的谐振频率frres1＜谐振器res2的谐振频率frres2的情况下，电路A的两个谐振频率FrL(低频率侧)以及FrH(高频率侧)是电路A的阻抗成为0的频率，因此通过对式17以及式18进行求解，从而由式19以及式20来表示。
[数学式17]
[数学式18]
[数学式19]
[数学式20]
(ii)在谐振频率frres1＞谐振频率frres2的情况下，电路A的两个谐振频率FrL(低频率侧)以及FrH(高频率侧)是电路A的阻抗成为0的频率，因此通过对式21以及式22进行求解，从而由式23以及式24来表示。
[数学式21]
[数学式22]
[数学式23]
[数学式24]
(iii)此外，电路A的两个反谐振频率FaL(低频率侧)以及FaH(高频率侧)是电路A的导纳Ya成为0的频率，因此通过对式25进行求解，从而由式26来表示。
[数学式25]
[数学式26]
接着，设想在谐振器res2串联连接了电容器Cx并在谐振器res1串联连接了电容器Cy的结构，即，谐振器res1以及电容器Cy的串联电路与谐振器res2以及电容器Cx的串联电路并联连接的电路(电路B)。
(iv)在谐振频率frres1＜谐振频率frres2的情况下，电路B的两个谐振频率FrL(低频率侧)以及FrH(高频率侧)是电路B的阻抗成为0的频率，因此通过对式27以及式28进行求解，从而由式29以及式30来表示。
[数学式27]
[数学式28]
[数学式29]
[数学式30]
(v)在谐振频率frres1＞谐振频率frres2的情况下，电路B的两个谐振频率FrL(低频率侧)以及FrH(高频率侧)是电路B的阻抗成为0的频率，因此通过对式31以及式32进行求解，从而由式33以及式34来表示。
[数学式31]
[数学式32]
[数学式33]
[数学式34]
(vi)此外，电路B的两个反谐振频率FaL(低频率侧)以及FaH(高频率侧)是电路B的导纳Ya成为0的频率，因此通过对式35进行求解，从而由式36来表示。
[数学式35]
[数学式36]
基于这样的谐振解析，说明了在实施方式1及其变形例涉及的高频滤波器中，根据开关SW的接通以及断开的切换而串联臂谐振电路或并联臂谐振电路的谐振频率或反谐振频率移动。
即，例如，在实施方式1中，通过将开关SW从接通切换为断开，由此并联臂谐振电路21从仅由并联臂谐振器p1构成的电路切换为串联连接了并联臂谐振器p1和梳齿电容C1的电路。因此，此时，并联臂谐振电路21的谐振频率从由上述的式3表示的频率向由上述的式9表示的频率移动。由此，此时，通带低频侧的衰减极向高频侧移动。
此外，例如，在实施方式1的变形例1中，通过将开关SW从接通切换为断开，从而并联臂谐振电路21A切换为并联连接了梳齿电容C1和电感器L的电路相对于并联臂谐振器p1串联连接的电路。因此，此时，并联臂谐振电路21A的谐振频率从由后述的式38表示的频率向由上述的式9表示的频率移动。由此，此时，通带低频侧的衰减极的频率向高频侧大幅移动。
在此，利用等效电路模型对开关SW接通的情况下的并联臂谐振电路21A的谐振特性进行说明。
对谐振器串联连接了电容器Ct和电感器Lt并联连接的电路的情况下的等效电路模型，成为对图13A所示的谐振器的等效电路模型并联连接了电容器Ct和电感器Lt的电路。
该等效电路的谐振频率frmL(低频率侧)以及frmH(高频率侧)是该等效电路的阻抗Zrm成为0的频率，因此通过对式37进行求解，从而由式38来表示。
[数学式37]
[数学式38]
此外，该等效电路的低频率侧的反谐振频率famL是该等效电路的低频率侧的导纳YamL成为0的频率，因此通过对式39进行求解，从而由式40来表示。此外，该等效电路的高频率侧的反谐振频率famH是该等效电路的高频率侧的导纳YamH成为0的频率，因此通过对式41进行求解，从而由式42来表示。
[数学式39]
[数学式40]
[数学式41]
[数学式42]
此外，例如，在实施方式1的变形例2以及变形例3中，通过将开关SW从接通切换为断开，由此并联臂谐振电路从并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路切换为在一个并联臂谐振器(例如，在实施方式1的变形例2中为并联臂谐振器p1)和梳齿电容C1串联连接的电路并联连接了另一个并联臂谐振器(例如，在实施方式1的变形例2中为并联臂谐振器p2)的电路。因此，此时，并联臂谐振电路的谐振频率以及反谐振频率从由上述的式14以及式16表示的频率向由上述的式23、式24以及式26表示的频率移动。由此，此时，衰减极的频率以及通带向高频侧移动。
此外，例如，在实施方式1的变形例4中，通过将开关SW1以及SW2均从接通切换为断开，由此并联臂谐振电路21D从并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路切换为在并联臂谐振器p1和梳齿电容C1串联连接的电路并联连接了并联臂谐振器p2和梳齿电容C2串联连接的电路的电路。因此，此时，并联臂谐振电路21D的谐振频率以及反谐振频率从由上述的式14以及式16表示的频率向由上述的式29、式30(或者式33、式34)以及式36表示的频率移动。由此，此时，通带两侧的衰减极的频率以及通带向高频侧移动。
此外，例如，在实施方式1的变形例5中，通过将开关SW从接通切换为断开，由此并联臂谐振电路21E从并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路切换为对该电路串联连接了一个电容器的电路。因此，此时，并联臂谐振电路21E的谐振频率从由上述的式14表示的频率移动，因而通带两侧的衰减极的频率均向高频侧移动。
关于此，对于开关SW断开的情况下的并联臂谐振电路21E的谐振频率以及反谐振频率，虽然没有示出基于谐振解析的导出，但能够利用开关SW断开的情况下的并联臂谐振电路21E的等效电路模型来导出。具体来说，该谐振频率以及该反谐振频率利用对将两个谐振器并联连接的电路串联连接了一个电容器的等效电路模型来说明，该等效电路模型(等效电路)的阻抗成为0的各频率成为谐振频率，导纳成为0的各频率成为反谐振频率。
此外，例如，在实施方式1的变形例6中，通过将开关SW从接通切换为断开，由此串联臂谐振电路21F从仅由串联臂谐振器s1构成的电路切换为串联臂谐振器s1和梳齿电容C1并联连接的电路。因此，此时，串联臂谐振电路21F的反谐振频率从由上述的式5表示的频率向通过在上述式7中将C0置换为与梳齿电容C1的合成电容来表示的频率移动。由此，此时，通带高频侧的衰减极的频率向高频侧移动。
(实施方式2)
以上说明过的具有梳齿电容的滤波器的结构不限于一级的梯型滤波器构造，还能够应用于多级的梯型滤波器构造。因此，在本实施方式中，关于具有这样的多级的梯型滤波器构造的滤波器，以可调谐滤波器为例进行说明。
图14A是实施方式2涉及的滤波器20的电路结构图。
该图所示的滤波器20例如使从天线元件2(参照图14)输入到ANT端子(第1输入输出端子)的高频信号以给定的通带选择性地通过，并从与低噪声放大器(参照图14)连接的LNA端子(第2输入输出端子)输出。此时，滤波器20根据从RFIC3(参照图14)等的控制部输入到控制端子CTL1～CTL5的控制信号来切换给定的通带。
具体来说，滤波器20是由梯型滤波器构造构成的弹性波滤波器装置，所述梯型滤波器构造具备串联臂谐振器s22～s25、并联臂谐振器p21a～p25b和并联臂谐振器p22b～p24b。此外，滤波器20还具备与并联臂谐振器p22a～p24a分别单独地串联连接的梳齿电容C22a～C24a、和与并联臂谐振器p22b～p24b分别单独地串联连接的梳齿电容C22b～C24b。此外，滤波器20还具备与梳齿电容C22a～C24a分别单独地并联连接且与该梳齿电容C22a～C24a一起构成频率可变电路的开关SW1～SW3、和与梳齿电容C22b～C24b分别单独地并联连接且与该梳齿电容C22b～C24b一起构成频率可变电路的开关SW4～SW6。此外，滤波器20还具备连接LNA端子和接地的、串联连接了电感器L25和开关SW7的电路。
在此，开关SW1根据输入到控制端子CTL1的控制信号来切换接通以及断开。此外，开关SW2以及SW3根据输入到控制端子CTL2的控制信号来切换接通以及断开。此外，开关SW4根据输入到控制端子CTL3的控制信号来切换接通以及断开。此外，开关SW5以及SW6根据输入到控制端子CTL4的控制信号来切换接通以及断开。此外，开关SW7根据输入到控制端子CTL5的控制信号来切换接通以及断开。
在表2示出构成本实施方式涉及的滤波器20的各谐振器的设计参数(弹性波的波长、电极指间距、对数、交叉宽度)的详情。另外，关于谐振器中的电极指的构造以及膜厚，如利用图3A在实施方式1中说明过的那样(参照表1)。此外，谐振器中的膜厚相对于电极指间距的比率为13.2％以上且15.2％以下。此外，谐振器的电极占空比为0.50。
[表2]
在表3示出构成本实施方式涉及的滤波器20的梳齿电容的设计参数(电极指间距、对数、交叉宽度)的详情。另外，关于该梳齿电容中的电极指的构造以及膜厚，如利用图3A在实施方式1中说明过的那样(参照表1)。此外，该梳齿电容中的膜厚相对于电极指间距的比率为16.9％。此外，该梳齿电容的电极占空比为0.55。
[表3]
如表2以及表3所示，梳齿电容C22a～C24a以及C22b～C24b各自的电极指间距比不经由其他弹性波谐振器地与该梳齿电容C22a～C24a以及C22b～C24b连接的并联臂谐振器p22a～p24b以及p22b～p24b(第1弹性波谐振器)的电极指间距窄。此外，梳齿电容C22a～C24a以及C22b～C24b各自中的电极指的膜厚比并联臂谐振器p22a～p24b以及p22b～p24b中的电极指的膜厚薄(参照表1)。
由此，根据滤波器20，并联臂谐振器p22a～p24b和p22b～p24b(第1弹性波谐振器)的Q值以及梳齿电容C22a～C24a和C22b～C24b的Q值的任意一者都能够确保。也就是说，滤波器20在多级的梯型滤波器构造中的两级以上(在本实施方式中为三级)，能够确保弹性波谐振器的Q值以及梳齿电容的Q值这两者，因此能够在增大衰减带中的衰减量的同时抑制通带内的损耗。
图14B是表示实施方式2涉及的滤波器20的滤波器特性(通过特性)的曲线图。具体来说，该图是对开关SW1～SW7接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。另外，在该图中，在表示滤波器特性的曲线图的上侧示出了与各滤波器特性对应的通带以及此时的开关SW1～SW7的状态。
如该图所示，滤波器20按照输入到控制端子CTL1～CTL5的控制信号来切换开关SW1～SW7的接通以及断开，由此能够将通带切换到分配给以下的(i)～(iv)所示的Band的频带中的任意一个。
另外，分配给以下的各Band的频带由3GPP来规定，省略详细的说明。此外，在以下的(i)～(iv)中，还包含对多个Band同时进行发送或接收的CA(载波聚合)时的该多个Band的组合。此时的滤波器20的通带是包含分配给成为CA的对象的多个Band的多个频带的频带。
(i)Band68(或者，Band68和Band28a的CA)；
(ii)Band28a；
(iii)Band28b(或者，Band28b和Band19的CA)；
(iv)Band28a和Band20的CA(或者，Band20)。
像这样，根据本实施方式涉及的滤波器20，通过在多级的梯型滤波器构造中的两级以上(在本实施方式中为三级)设置有频率可变电路，从而能够更加细微地调整滤波器20整体的通过特性。因此，通过对开关SW1～SW7的接通以及断开适当地进行切换，从而能够切换为合适的频带。此外，通过具有多级的滤波器构造，从而能够增大衰减带中的衰减量。
(实施方式3)
到此为止，作为具备与谐振器连接的梳齿电容的滤波器，以具备与该梳齿电容一起构成频率可变电路的开关元件的频率可变型的滤波器(可调谐滤波器)为例进行了说明。但是，具备与谐振器连接的梳齿电容的滤波器也可以不具备这样的开关元件。因此，在本实施方式中，对像这样构成的滤波器(弹性波滤波器装置)进行说明。
图15A是实施方式3涉及的滤波器30的电路结构图。
如该图所示，滤波器30具备由串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)以及梳齿电容C31构成的串联臂谐振电路31(第1谐振电路)、和由并联臂谐振器p1(第2弹性波谐振器)构成的并联臂谐振电路32(第2谐振电路)。在本实施方式中，串联臂谐振器s1和梳齿电容C31被并联连接。也就是说，本实施方式涉及的滤波器30相当于从实施方式1的变形例6涉及的滤波器10F去除了开关SW的结构。
梳齿电容C31相当于实施方式1的变形例6中的梳齿电容C1。因此，以下，关于梳齿电容C31，针对与梳齿电容C1同样的点省略说明，针对不同的点详细进行说明。
图15B是示意性地表示实施方式3涉及的滤波器30的电极构造的图。具体来说，该图的(a)是俯视图，该图的(b)是该图的(a)的C-C’线处的剖视图，该图的(c)是该图的(a)的D-D’线处的剖视图。另外，图15B所示的电极构造与图2所示的电极构造同样地用于对典型构造进行说明。
以下，对构成梳齿电容C31的梳齿电极131A和与该梳齿电容C31连接的第1弹性波谐振器的IDT电极(在本实施方式中为构成串联臂谐振器s1的IDT电极111)的设计参数进行比较来说明。
如图15B所示，在本实施方式中，梳齿电容C31的电极指间距比串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)的电极指间距窄。即，满足Pc31＜Ps1。在此，梳齿电容C31中的多个电极指131Aa的间距优选为串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)中的多个电极指111a的间距的80％以下(即Pc31≤0.8×Ps1＝0.4×λs1)。
此外，梳齿电容C31中的多个电极指131Aa的膜厚比串联臂谐振器s1中的多个电极指111a的膜厚薄。即，满足Tc31＜Ts1。在此，由于制造上的理由，在梳齿电容C31中，优选电极指131Aa的膜厚Tc31相对于电极指间距Pc31为40％以下(即Tc31≤0.40×Pc31)。此外，由于同样的理由，在串联臂谐振器s1中，优选电极指111a的膜厚Ts1相对于电极指间距Ps1为40％以下(即Ts1≤0.40×Ps1)。此外，关于电极指131Aa的膜厚Tc31的下限没有特别限定，例如是电极指间距Pc31的15％以上(即0.15×Pc31≤Tc31)。同样地，关于电极指111a的膜厚Ts1的下限也没有特别限定，例如是电极指间距Ps1的15％以上(即0.15×Ps1≤Ts1)。
此外，梳齿电容C31的电极占空比优选比串联臂谐振器s1的电极占空比大。即，梳齿电容C31以及串联臂谐振器s1优选满足Wc31/Pc31＞Ws1/Ps1。通过采用这样的结构，从而能够增大梳齿电容C31的每单位面积的电容值，因此可谋求小型化以及省空间化。
另外，如上所述，在各元件(串联臂谐振器s1、梳齿电容C31等)中，电极指间距、膜厚以及电极占空比等不一定一样，有时由于制造工艺等造成的偏差而变得不一样，或者，为了特性等的调整而变得不一样。因此，梳齿电容C31和串联臂谐振器s1也存在构成它们的梳齿电极131A以及IDT电极111的一部分不满足上述的电极指间距、膜厚以及电极占空比等的关系的情况。也就是说，梳齿电容C31与串联臂谐振器s1之间的上述的电极指间距、膜厚以及电极占空比的关系只要大致成立即可，例如，只要在梳齿电容C31的平均值与串联臂谐振器s1的平均值之间成立即可。
接着，说明由于在串联臂谐振器s1并联连接了梳齿电容C31而对特性造成的影响。
图16是表示梳齿电容C31的电容值和滤波器30的各种特性的关系的曲线图。具体来说，在该图中，使串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的电路常数固定，示出了没有梳齿电容C31的情况以及使梳齿电容C31的电容值在0.5～8.0pF变化的情况下的各种特性，在上段示出串联臂谐振电路31(在图中为“串联臂电路”)的阻抗特性，在中段示出滤波器特性，在下段示出中段的部分放大图。另外，梳齿电容C31的电容值为0.0相当于没有梳齿电容C31(非连接)。图17A是表示梳齿电容C31的电容值与串联臂谐振电路31的谐振频率(fr)、反谐振频率(fa)以及相对带宽(BWR)的关系的曲线图。图17B是示出梳齿电容C31的电容值与串联臂谐振电路31的谐振频率的Q值(Qr)以及反谐振频率的Q值(Qa)的关系的曲线图。
在此，所谓相对带宽，定义为将谐振电路或谐振器的反谐振频率fa与谐振频率fr的频率差(fa-fr)除以谐振频率fr而得到的值((fa-fr)/fr)(或其百分率)。
将此时的滤波器30的设计参数示于表4以及表5。此外，此时，串联臂谐振器s1的谐振频率(fr)为750MHz，静电电容为3.0pF。此外，并联臂谐振器p1的谐振频率(fr)为670MHz，静电电容为3.0pF。另外，虽然省略关于保护层104以及103的膜厚的记载，但它们在滤波器30中是一样的。
[表4]
[表5]
如图16的上段所示，若与串联臂谐振器s1并联连接的梳齿电容C31的电容值变大，则在串联臂谐振电路31中，谐振频率(fr)不发生变化，反谐振频率(fa)向低频侧移动。也就是说，如图17A所示，若该电容值变大，则串联臂谐振电路31的相对带宽变小。
由此，如图16的中段所示，若该电容值变大，则由串联臂谐振电路31的反谐振频率形成的通带高频侧的衰减极的频率向低频侧移动。因此，通带高频侧的陡峭性(锐度)提高。
此时，如图17B所示，关于串联臂谐振电路31，若该电容值变大，则虽然反谐振频率的Q值(Qa)大幅恶化，但谐振频率的Q值(Qr)没有变化。关于串联臂谐振电路31，由于谐振频率构成通带，反谐振频率构成通带高频侧的衰减极，因此反谐振频率的Q值的恶化对通带内的损耗几乎没有影响。因此，如图16的下段所示，即使梳齿电容C31的电容值变大，通带内的损耗也不易恶化。
到此为止，利用由一个串联臂谐振器和一个并联臂谐振器构成的梯型的电路结构，对在串联臂谐振器并联连接梳齿电容所产生的效果进行了说明。但是，上述的效果不限于该结构，对于具有多个串联臂谐振器的梯型的结构也奏效。因此，以下，作为一例，关于在具有两个串联臂谐振器的梯型的电路结构中，在一个串联臂谐振器并联连接了梳齿电容的电路结构及其效果，利用实施例和其比较例1以及比较例2进行说明。
图18是对本实施方式的实施例及其比较例(在此为比较例1)进行说明的图。具体来说，在该图中，示出了实施例以及比较例1的电路结构和它们的阻抗特性(上段的阻抗特性为实施例，下段的阻抗特性为比较例1)以及滤波器特性。
如该图所示，实施例以及比较例1的滤波器具有谐振频率以及反谐振频率相等的两个串联臂谐振器s1、s2，在它们的连接节点与接地连接有并联臂谐振器p1。在此，在实施例的滤波器中，在串联臂谐振器s1并联连接有梳齿电容C31，在串联臂谐振器s2未连接梳齿电容。此外，在比较例1中，对于串联臂谐振器s1、s2的任意一者都未连接梳齿电容。
像这样，在实施例中，通过在串联臂谐振器s1并联连接有梳齿电容C31，从而与比较例1相比，能够在抑制通带内的损耗的同时提高通带高频侧的陡峭性(锐度)。
此外，在实施例中，通过在串联臂谐振器s1并联连接有梳齿电容C31，从而串联臂谐振器s1和梳齿电容C31的合成特性(图中的“s1+C31”)中的相对带宽(即由串联臂谐振器s1以及梳齿电容C31构成的串联臂谐振电路的相对带宽)比串联臂谐振器s1的相对带宽小。因此，该串联臂谐振电路的谐振频率与串联臂谐振器s2的谐振频率不同，因而构成通带高频侧的衰减极的谐振频率出现两个。因此，在实施例中，与比较例1相比，能够将通带高频侧的衰减带宽带化。例如，在该图中，能够将衰减带宽带化至780MHz～820MHz程度，可谋求通带高频侧的衰减量的改善。
此外，通常，作为对串联臂谐振器附加电容的方法，有对IDT电极的电极指进行间隔剔除的方法。以下，对通过这样的方法构成的比较例2进行说明，同时对本实施例的效果继续进行说明。
另外，以下，串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的谐振频率以及反谐振频率等的设计参数与利用图16～图18说明过的设计参数不同，因此滤波器特性等与利用图16～图18说明过的滤波器特性等不一致。但是，实施例与比较例之间的设计参数的相对关系与利用图16～图18说明过的设计参数的相对关系相同，因此滤波器特性等的相对关系也相同，由此所发挥的效果也相同。
图19A是表示本实施方式的实施例和其比较例(在此为比较例1、2)的结构的图。具体来说，在该图中，从上起依次示出了实施例、比较例1以及比较例2的结构，并针对其每一个，在左边示出了电路结构，在右边示出了示意性地表示一部分的电极构造的俯视图。图19B是表示本实施方式的实施例和其比较例(在此为比较例1、2)的滤波器特性的曲线图。
如图19A的下段所示，比较例2通过利用对构成串联臂谐振器s1的IDT电极的一部分电极指进行了间隔剔除(即进行了加权的图中的x部分)的串联臂谐振器s92，从而具有与在串联臂谐振器s1并联连接了电容C91的电路结构等效的结构。
从图19B可明确，通过对IDT电极的电极指进行间隔剔除从而在串联臂谐振器s1并联连接了电容C92的结构中存在如下问题。
具体来说，通过像这样对电极指进行间隔剔除而构成的电容C92难以设计大的电容值，因此减小串联臂谐振器s1和电容C92的合成特性的相对带宽存在限度。因此，通带高频侧的衰减带难以扩宽，衰减量的提高困难。
相对于此，根据实施例，针对梳齿电容C31，通过适当调整对数以及交叉宽度等的设计参数，从而能够设计大的电容值。因此，从图19B可明确，根据实施例，不仅仅是比较例1，与比较例2相比也能够在抑制通带内的损耗的同时提高通带高频侧的陡峭性(锐度)。
如以上，根据本实施方式涉及的滤波器30，在串联臂谐振器s1并联连接有梳齿电容C31。该梳齿电容C31中的多个电极指131Aa的电极指间距Pc31比串联臂谐振器s1(第1弹性波谐振器)中的多个电极指111a的电极指间距Ps1窄。此外，梳齿电容C31中的多个电极指131Aa的膜厚比串联臂谐振器s1中的多个电极指111a的膜厚Ts1薄。此外，梳齿电容C31的自谐振频率形成在比滤波器30(弹性波滤波器装置)的通带更靠高频侧。
由此，本实施方式涉及的滤波器30能够确保串联臂谐振器s1的Q值以及梳齿电容C31的Q值这两者，因此能够在抑制通带内的损耗的同时提高通带高频侧的陡峭性(锐度)。
这是由于梳齿电容C31的特性依赖于设计参数。因此，以下，对发挥上述效果的理由详细进行说明。
首先，关于梳齿电容C31，对电极指间距与特性的关联进行说明。
图20A是表示梳齿电容C31的电极指间距与电容值、电容Q值、串联臂谐振电路31(在图中为“串联臂电路”)的阻抗以及滤波器特性的关系的曲线图。具体来说，表示了将电极指间距Pc31设为0.75、1.75、2.50、4.00(单位均为μm)的情况下的频率特性。另外，此时，电极指间距以外的设计参数是固定的，膜厚相对于电极指间距的比率为0.20(即，Tc31＝0.20×Pc31)。此外，串联臂谐振器s1的电极指间距为2.12μm。
如图20A的(a)所示，即使改变电极指间距Pc31，电容值也几乎不变。另外，在此所说的电容值是指，几乎能够忽视梳齿电容的自谐振所造成的影响的低频的频率区域中的电容值(静电电容值)。此外，梳齿电容C31的电极指间距Pc31越窄，则自谐振频率越向高频率侧移动。
另一方面，如图20A的(b)所示，梳齿电容C31的Q值(电容Q)虽然大体随着频率变高而下降，但是在自谐振频率下局部地下降。因此，通过使电极指间距Pc31变窄而使梳齿电容的自谐振频率移动到比滤波器30的通带更靠高频率侧，从而能够提高该通带中的梳齿电容的Q值。
换言之，电极指间距Pc31越宽，则梳齿电容C31的自谐振频率越向低频侧移动。因此，有时该自谐振频率和不经由其他弹性波谐振器地与梳齿电容C31连接的串联臂谐振器s1的谐振频率或反谐振频率一致。也就是说，有时串联臂谐振器s1的谐振频率或反谐振频率与电容Q局部地下降的频率一致。在此情况下，由串联臂谐振器s1和梳齿电容C31的合成特性得到的谐振频率或反谐振频率的Q值由于梳齿电容C31的Q值的下降而下降，因此难以确保所要求的Q值。因此，通过使电极指间距Pc31变窄而使梳齿电容C31的自谐振频率移动到比串联臂谐振器s1的谐振频率以及反谐振频率更靠高频率侧，从而能够抑制串联臂谐振器s1和梳齿电容C31的合成特性的Q值的下降而确保所要求的Q值。
此外，当然，电极指间距Pc31越窄则越能够维持电容值不变地将梳齿电容的尺寸小型化，因此可谋求具备梳齿电容C31的高频滤波器等的小型化以及省空间化。
图20B是将图20A的(c)中的虚线框内附近放大示出的曲线图，具体来说，示出了串联臂谐振电路31的反谐振频率附近的阻抗特性。
如图20A所示，梳齿电容C31的电极指间距变得越大，则自谐振频率越向低频侧移动，使电容Q值恶化。在表6中示出此时的梳齿电容C31的电极指间距Pc31与串联臂谐振电路31的反谐振频率的Q值(Qa)的关系。
[表6]
从该表和图20A可明确，若梳齿电容C31的电极指间距接近串联臂谐振器s1的电极指间距，则由于电容Q值的恶化而串联臂谐振电路31的反谐振频率的Q值容易恶化，因此导致通带高频端的损耗以及衰减特性的恶化(参照图20A的(c)以及(d))。因此，梳齿电容C31的电极指间距需要设定得比串联臂谐振器s1的电极指间距窄，梳齿电容C31的膜厚需要设定得比串联臂谐振器s1的膜厚薄。
像这样，关于梳齿电容C31，电极指的间距越窄，则自谐振频率越向高频率侧移动。因此，在本实施方式中，关于梳齿电容C31，通过使电极指的间距比串联臂谐振器s1的电极指111a的间距窄而使自谐振频率移动到比滤波器30的通带更靠高频率侧，从而能够在通带内以及通带高频侧附近提高梳齿电容C31的Q值。由此，能够提高通带内的损耗的抑制以及通带高频侧的衰减斜坡的陡峭性。
此外，由于制造上的理由，电极指的间距被电极指的膜厚限制。因此，通过使梳齿电容C31中的电极指的膜厚比串联臂谐振器s1中的电极指的膜厚薄，从而能够使梳齿电容C31中的电极指的间距更窄，因此容易确保串联臂谐振器s1的Q值以及电容器的Q值这两者。
由此，通过确保串联臂谐振器s1的Q值以及梳齿电容C31的Q值这两者，从而能够实现通带内的损耗的进一步的抑制以及通带高频侧的衰减斜坡的陡峭性的提高。
(实施方式3的变形例1)
在此，说明由于在串联臂谐振器s1并联连接了梳齿电容C31而对反射特性造成的影响。
图21是表示梳齿电容C31的电容值和串联臂谐振电路31(在图中为“串联臂电路”)的反射特性的关系的曲线图。具体来说，在该图中，使串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的电路常数固定，示出了没有梳齿电容C31的情况以及使梳齿电容C31的电容值在0.5～8.0pF变化了的情况下的反射特性。
如该图所示，随着增大梳齿电容C31的电容值，在比通带更靠高频率侧(在图21中为850MHz以上)的频带，串联臂谐振电路31的反射损耗变小。也就是说，弹性波谐振器具有如下性质，即，在反谐振频率的高频率侧具有体波损耗，由于该体波损耗而使该频带中的电容成分的Q值恶化。因此，在串联臂谐振电路31中，将在比反谐振频率更靠高频侧没有体波损耗的梳齿电容C31与串联臂谐振器s1并联连接。由此，在串联臂谐振电路31中输入高频信号由串联臂谐振器s1和梳齿电容C31进行电力分配，因此作为串联臂谐振电路31整体观察时的体波损耗被降低。
由此，在多个滤波器的一方的输入输出端子被公共连接的多工器中，通过对通带的中心频率比其他至少一个滤波器低的滤波器应用这样的串联臂谐振电路31，从而能够抑制该其他至少一个滤波器的通带内的损耗。
关于此，对于中心频率低的滤波器的体波损耗所造成的中心频率高的滤波器的通带内的损耗的恶化而言，在中心频率低的滤波器中与公共端子最接近地连接的串联臂谐振电路的体波损耗所造成的影响是支配性的。由此，在中心频率低的滤波器中，通过将串联臂谐振电路31与公共端子最接近地连接，从而能够有效地抑制中心频率高的滤波器的通带内的损耗的恶化。
因此，在本变形例中，对像这样构成的多工器进行说明。
[实施方式3的变形例1涉及的多工器的电路结构]
图22A是实施方式3的变形例1涉及的多工器300的电路结构图。图22A所示的多工器300是与LTE标准的Band28Rx以及Band8Rx对应的接收用的多工器，具备滤波器50(第1滤波器)以及滤波器60(第2滤波器)和匹配用电感器70。
另外，多工器300不限于接收用，也可以为发送用，还可以是具备接收用的滤波器和发送用的滤波器的双工器等。此外，也可以不设置匹配用电感器70。此外，在本变形例中，滤波器50和滤波器60与公共端子300c直接连接。也就是说，在本变形例中，滤波器50的公共端子300c侧的输入输出端子(在本变形例中为输入端子)以及滤波器60的公共端子300c侧的输入输出端子(在本变形例中为输入端子)与公共端子300c直接连接。但是，这些输入输出端子例如也可以经由移相器、对滤波器50以及滤波器60的至少一方进行选择的开关或者循环器等而与公共端子300c连接。也就是说，滤波器50以及滤波器60各自的一方的输入输出端子只要与公共端子300c直接或者间接地连接即可。
滤波器50是Band28Rx用的接收滤波器，输入输出端子501(第1输入输出端子)与多工器300的公共端子300c连接，输入输出端子502(第2输入输出端子)与多工器300的输入输出端子301连接。该滤波器50是由设置在串联臂上的多个串联臂谐振电路(在本变形例中为仅由串联臂谐振电路310s以及三个串联臂谐振器s42～s44各自构成的电路)以及一个以上的并联臂谐振电路(在本实施方式中为仅由三个并联臂谐振器p11、p12、p13各自构成的电路)构成的梯型的滤波器电路。另外，串联臂谐振电路以及并联臂谐振电路的数量不限定于上述的数量。
在此，串联臂谐振电路310s相当于实施方式3涉及的滤波器30的串联臂谐振电路31，具有与串联臂谐振电路31的串联臂谐振器s1相当的串联臂谐振器s41和与串联臂谐振电路31的梳齿电容C31相当的梳齿电容C41。该串联臂谐振电路310s在滤波器50中不经由其他谐振电路地与输入输出端子501连接。也就是说，串联臂谐振电路310s在滤波器50的多个串联臂谐振电路(在本变形例中为四个串联臂谐振电路)之中最接近公共端子300c地被连接。
滤波器60是Band8Rx用的接收滤波器，一个输入输出端子与多工器300的公共端子110c连接，另一个输入输出端子与多工器300的输入输出端子301连接。也就是说，滤波器60(第2滤波器)的通带的中心频率(在本变形例中为Band8Rx的中心频率)比滤波器50(第1滤波器)的通带的中心频率(在本变形例中为Band28Rx的中心频率)高。
以下，关于由像这样构成的多工器300所发挥的效果，利用本变形例的比较例进行说明。
[比较例涉及的多工器的电路结构]
图22B是本变形例的比较例涉及的多工器900的电路结构图。如该图所示，比较例涉及的多工器900仅在取代多工器300中的滤波器50而具备不具有梳齿电容C41的滤波器950这一点上不同。
[多工器的特性比较]
以下，为了对与实施方式3的变形例1涉及的多工器300相关的特性和与比较例涉及的多工器900相关的特性进行比较，利用具有多工器300的结构的实施例(以下，称为“实施例涉及的多工器”)来进行说明。
将实施例涉及的多工器的设计参数以及电路常数示于表7以及表8。具体来说，在表7中示出了串联臂谐振器s41以及梳齿电容C41的设计参数以及电路常数，在表8中示出了串联臂谐振器s41以外的谐振器的设计参数以及电路常数。另外，在串联臂谐振器s41以外的谐振器中，电极指的构造以及膜厚与串联臂谐振器s41相同。此外，匹配用电感器70的电感值为12nH。
[表7]
[表8]
此外，将以下说明的比较例涉及的多工器900的设计参数以及电路常数示于表9。另外，在各谐振器中电极指的构造以及膜厚与滤波器50的各谐振器相同。此外，匹配用电感器70的电感值为11.5nH。
[表9]
图23是对实施例涉及的滤波器50单体和其比较例涉及的滤波器950单体的通过特性以及反射特性进行了比较的曲线图。具体来说，在该图上段示出了这两个滤波器的通过特性，在该图中段示出了对该图上段所示的通过特性的通带及其附近进行了放大的通过特性，在该图下段示出了这两个滤波器单体的公共端子300c处的反射特性。
另外，这些滤波器单体的特性是通过在多工器的结构中将该滤波器以外的滤波器与公共端子300c设为不连接(即，删除该滤波器以外的滤波器)并取得阻抗匹配以使得设为不连接所引起的阻抗匹配的偏差被消除而得到的特性。
如该图上段以及中段所示，实施例涉及的滤波器50与比较例涉及的滤波器950相比，能够在抑制通带(B28Rx)内的损耗的同时提高通带高频侧的陡峭性(锐度)。如在上述实施方式3中说明过的那样，这是由于在串联臂谐振器(在此为串联臂谐振器s41)并联连接有梳齿电容(在此为梳齿电容C41)。
此外，如该图下段所示，实施例涉及的滤波器50与比较例涉及的滤波器950相比，在比通带(B28Rx)更靠高频侧的频带中，反射损耗被降低。也就是说，在与滤波器50一起连接于公共端子300c的滤波器60的通带(B28Rx)内，反射损耗被降低。如利用图21说明过的那样，这是由于通过在串联臂谐振器(在此为串联臂谐振器s41)并联连接有梳齿电容(在此为梳齿电容C41)，由此从公共端子300c观察滤波器50时的体波损耗被降低。特别是，由于由该串联臂谐振器和该梳齿电容构成的串联臂谐振电路(在此为串联臂谐振电路310s)在滤波器50内与公共端子300c最接近地连接。
图24是对实施例涉及的多工器300及其比较例涉及的多工器900的通过特性以及反射特性进行了比较的曲线图。具体来说，在该图的(a)上段，示出了设置有B28Rx用的滤波器(在实施例中为滤波器50，在比较例中为滤波器950)的路径的插入损耗(即，公共端子300c与输入输出端子301间的插入损耗)。此外，在该图的(a)下段示出了对该上段所示的通过特性的通带及其附近进行了放大的通过特性。在该图的(b)上段示出了设置有B8Rx用的滤波器60的路径的插入损耗(即，公共端子300c与输入输出端子302间的插入损耗)。此外，在该图的(b)中段示出了对该上段所示的通过特性的通带及其附近进行了放大的通过特性。此外，在该图的(b)下段示出了对该中段所示的通过特性的通带内进行了放大的通过特性。在该图的(c)中示出了公共端子300c处的反射特性。
如该图的(a)所示，实施例涉及的多工器300通过具备上述的滤波器50，从而与实施例涉及的多工器900相比，能够在抑制滤波器50的通带(B28Rx)内的损耗的同时提高滤波器50的通带高频侧的陡峭性(锐度)。
此外，如该图的(b)所示，实施例涉及的多工器300通过具备上述的滤波器50，从而与实施例涉及的多工器900相比，滤波器60的通带(B8Rx)内的损耗得到改善(抑制)。
关于此，如该图的(c)所示，公共端子300c处的反射损耗在滤波器60的通带内等同。由此可知，滤波器50所引起的体波损耗被降低，从而滤波器60的通带内的损耗得到改善。
(实施方式3的变形例2)
另外，也可以取代滤波器30的结构而将实施方式1的变形例4涉及的滤波器10F的结构应用于多工器。
图25A是实施方式3的变形例2涉及的多工器300A的电路结构图。如该图所示，本变形例涉及的多工器300A仅在取代实施方式3的变形例1涉及的多工器300中的滤波器50而具备串联臂谐振电路310被置换为串联臂谐振电路310As的滤波器50A这一点上不同。
串联臂谐振电路310As相当于实施方式1的变形例6中的串联臂谐振电路21F。
也就是说，本变形例涉及的滤波器50A相当于在实施方式3的变形例1涉及的滤波器50中梳齿电容C41和开关SW的串联电路与串联臂谐振器s41并联连接的结构。
图25B是表示实施方式3的变形例2涉及的多工器300A的通过特性的曲线图。具体来说，在该图中示出了设置有B28Rx用的滤波器(在此为滤波器50A)的路径的插入损耗(即，公共端子300c与输入输出端子301间的插入损耗)。另外，此时的电路常数与多工器300相同。
如该图所示，根据本变形例涉及的多工器300A，能够根据开关SW的接通以及断开的切换而使滤波器50A的通带高频侧的衰减极的频率可变。
此外，即使是像这样构成的多工器300A，也通过开关SW变为接通而成为与上述的多工器300相同的电路结构。由此，多工器300A在开关SW接通的情况下能够发挥与上述的多工器300同样的效果。
(实施方式3的变形例3)
图26A是实施方式3的变形例3涉及的多工器300B的电路结构图。该图所示的多工器300B与实施方式3的变形例1涉及的多工器300A相比，不同点在于，还具备对滤波器50A或滤波器60进行选择的开关电路80。此外，与这一点相关联地，在多工器300B中，在具备多工器300A中单独设置的输入输出端子301以及输入输出端子302被公共化的输入输出端子303这一点上不同。
开关电路80是具有公共端子80c(开关公共端子)、选择端子80a(第1选择端子)以及选择端子80b(第2选择端子)，并对公共端子80c和选择端子80a及80b的连接进行切换的SPDT(Single Pole Double Throw，单刀双掷)型的开关电路。在此，选择端子80a与滤波器50A的输入输出端子502(第2输入输出端子)连接，选择端子80b与滤波器60的输入输出端子(滤波器60的两个输入输出端子中的未与公共端子300c连接的输入输出端子)连接，公共端子80c在本实施方式中与输入输出端子303连接。
在上述结构中，在公共端子80c(开关公共端子)和选择端子80a(第1选择端子)未被连接(滤波器50A未被选择)的情况下，开关SW1成为接通。换言之，如图26A所示，在公共端子80c和选择端子80b(第2选择端子)被连接(滤波器60被选择)的情况下，开关SW1成为接通。
图26B是表示实施方式3的变形例3涉及的多工器300B的通过特性的曲线图。具体来说，在该图的上段，示出了公共端子80c与选择端子80b被连接时的设置有B8Rx用的滤波器(在此为滤波器60)的路径的插入损耗。另外，此时的电路常数与多工器300以及300A相同。
如该图所示，在滤波器60被选择时，通过滤波器50A的开关SW被设为接通，从而与开关SW断开的情况相比，可改善滤波器60的通带内的损耗。
根据上述结构，在开关电路80中公共端子80c与选择端子80b连接的情况下开关SW变为接通，从而在滤波器60的选择时能够降低滤波器50A所造成的体波损耗。由此，能够改善滤波器60的选择时的滤波器60的通带内的损耗。
(实施方式4)
在以上的实施方式1～3及其变形例中说明过的滤波器(弹性波滤波器装置)能够应用于高频前端电路等。因此，在本实施方式中，关于这样的高频前端电路，对具备上述的实施方式2涉及的滤波器20的结构进行说明。
图27是实施方式4涉及的高频前端电路1及其外围电路的结构图。在该图中示出了高频前端电路1、天线元件2和RF信号处理电路(RFIC)3。高频前端电路1以及RFIC3构成了通信装置4。天线元件2、高频前端电路1以及RFIC3例如配置在对应多模/多频段的便携式电话的前端部。
天线元件2是对高频信号进行收发的例如遵循LTE等的通信标准的对应多频段的天线。另外，天线元件2例如可以不对应于通信装置4的全部频段，也可以仅对应于低频带组或高频带组的频段。此外，天线元件2也可以内置于通信装置4。
RFIC3是对由天线元件2收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体来说，RFIC3将从天线元件2经由高频前端电路1的接收侧信号路径而输入的高频接收信号通过向下转换等进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路(未图示)输出。此外，RFIC3将从基带信号处理电路输入的发送信号通过向上转换等进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频发送信号输出至高频前端电路1的发送侧信号路径(未图示)。
高频前端电路1是在天线元件2与RFIC3之间传递高频信号的电路。具体来说，高频前端电路1将从RFIC3输出的高频发送信号经由发送侧信号路径(未图示)传递到天线元件2。此外，高频前端电路1将由天线元件2接收到的高频接收信号经由接收侧信号路径传递到RFIC3。
高频前端电路1从天线元件2侧起依次具备可变阻抗匹配电路100、开关组110、滤波器组120、开关组150A以及150B、和接收放大电路组160。
开关组110由按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线元件2和与给定的频段对应的滤波器连接的一个以上的开关(在本实施方式中为多个开关)构成。另外，与天线元件2连接的滤波器不限于一个，也可以是多个。
滤波器组120由一个以上的滤波器构成，在本实施方式中，例如由如下的第1～第6滤波器构成。具体来说，第1滤波器是能够对应于Band29以及Band12、67、13的CA的可调谐滤波器。第2滤波器是能够对应于Band68以及28a的CA、Band28a以及28b的CA、和Band28a以及20的CA的可调谐滤波器，能够利用上述实施方式2涉及的滤波器20。第3～第6滤波器均为通带固定的滤波器，第3滤波器对应于Band20，第4滤波器对应于Band27，第5滤波器对应于Band26，第6滤波器对应于Band8。
开关组150A以及150B由按照来自控制部(未图示)的控制信号将与给定的频段对应的滤波器和接收放大电路组160中的与该给定的频段对应的接收放大电路进行连接的一个以上的开关(在本实施方式中为多个开关)构成。另外，与接收放大电路连接的滤波器不限于一个，也可以是多个。
接收放大电路组160由对从开关组150A以及150B输入的高频接收信号进行功率放大的一个以上的低噪声放大器(在本实施方式中为多个低噪声放大器)构成。
像这样构成的高频前端电路1通过给定的滤波器使从天线元件2输入的高频接收信号选择性地通过，并且，通过给定的低噪声放大器进行放大，输出到RFIC3。另外，对应于低频段的RFIC和对应于高频段的RFIC也可以单独设置。
在此，高频前端电路1具备上述的实施方式2涉及的滤波器20作为第2滤波器(可调谐滤波器)。如在实施方式2中说明过的那样，滤波器20确保了第1弹性波谐振器(在滤波器20中为并联臂谐振器p22a～p24a和p22b～p24b)的Q值以及梳齿电容(在滤波器20中为梳齿电容C22a～C24a和C22b～C24b)的Q值这两者。由此，滤波器20抑制了通带内的损耗，并且，衰减斜坡的陡峭性得到了提高。因此，具备这样的滤波器20的高频前端电路1能够谋求低损耗化和高选择度化。
此外，高频前端电路1通过具备上述的实施方式2涉及的滤波器20(可调谐滤波器)，从而与设置通带固定的滤波器的情况相比能够削减滤波器的个数，因此能够小型化。
另外，高频前端电路1也可以具备与上述的实施方式1及其变形例中的任意一者相当的滤波器作为第1滤波器(可调谐滤波器)。
另外，在本实施方式中，作为高频前端电路1，对在接收侧信号路径设置了多个滤波器(接收滤波器)的接收分集用的结构进行了说明。但是，高频前端电路的结构不限于此，也可以是在发送侧信号路径设置了多个滤波器(发送滤波器)的发送分集用的结构。此外，高频前端电路不限于具备多个接收滤波器或者多个发送滤波器的分集用的结构，也可以是仅具备一个接收滤波器或者仅具备一个发送滤波器的结构，还可以是具备至少一个发送滤波器和至少一个接收滤波器的收发用的结构。
(其他实施方式)
以上，列举实施方式1～3对本发明的实施方式涉及的弹性波滤波器装置、多工器以及高频前端电路进行了说明，但本发明不限定于上述实施方式。对上述实施方式中的任意的构成要素进行组合而实现的其他的实施方式、对上述实施方式在不脱离本发明的主旨的范围内施加本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的弹性波滤波器装置、多工器以及高频前端电路的各种设备也包含在本发明中。
例如，具备上述的高频前端电路和RFIC3(RF信号处理电路)的通信装置4也包含在本发明中。根据这样的通信装置4，能够谋求低损耗化和高选择度化。
此外，具备上述的滤波器的双工器等的多工器也包含在本发明中。也就是说，在多个滤波器被公共连接的多工器中，至少一个滤波器可以是上述的任意一个滤波器。
此外，构成滤波器的弹性波谐振器中的、除了不经由其他弹性波谐振器地与梳齿电容连接的弹性波谐振器(第1弹性波谐振器)以外的一个以上的弹性波谐振器的至少一个，也可以由利用了体波或声边界波的弹性波谐振器构成。
此外，在上述说明中，设为梳齿电容和第1弹性波谐振器不经由其他弹性波谐振器地连接，但不限于此，也可以经由其他弹性波谐振器而连接。即使为这样的结构，也能够发挥与上述说明过的结构同样的效果。
此外，例如，在多工器、高频前端电路或通信装置中，也可以在各构成要素之间连接电感器、电容器。另外，在该电感器中也可以包含将各构成要素间相连的布线所形成的布线电感器。
工业实用性
本发明作为低损耗的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛用于便携式电话等通信设备。
符号说明
1 高频前端电路；
2 天线元件；
3 RFIC(RF信号处理电路)；
4 通信装置；
10、10A～10F、20、30、50、50A、60、950 滤波器(弹性波滤波器装置)；
11、11a、11b、11F 频率可变电路；
11m 输入输出端子(第1输入输出端子)；
11n 输入输出端子(第2输入输出端子)；
21、21A～21E、32 并联臂谐振电路；
21F、31、310As 串联臂谐振电路；
70 匹配用电感器；
80 开关电路；
80a、80b 选择端子；
80c、300c 公共端子；
101 电极膜；
102 压电基板；
103、103b、104 保护层；
103a 机电耦合系数的调整膜；
110、150A、150B 开关组；
111、121 IDT电极；
112、122 反射器；
120 滤波器组；
121a、131a、131Aa 电极指；
131、131A 梳齿电极；
160 接收放大电路组；
211～215 金属膜；
300、300A、300B、900 多工器；
301、302、501、502 输入输出端子；
p1、p2、p21a～p25b、p22b～p24b、p41～p43 并联臂谐振器；
s1、s2、s22～s25、s41～s44 串联臂谐振器；
SW、SW1～SW7 开关(开关元件)；
C、C1、C2、C22a～C24a、C22a～C24a、C31、C41梳齿电容；
L 电感器。

Claims (20)

1.一种弹性波滤波器装置，具备：第1弹性波谐振器，具有包含多个电极指的IDT电极；和梳齿电容，与所述第1弹性波谐振器连接，包含多个电极指，其中，
所述梳齿电容中的多个电极指的间距比所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的间距窄，
所述梳齿电容中的多个电极指的膜厚比所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的膜厚薄，
所述梳齿电容的自谐振频率形成在比所述弹性波滤波器装置的通带更靠高频侧。
2.根据权利要求1所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述梳齿电容不经由其他弹性波谐振器地与所述第1弹性波谐振器连接。
3.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述梳齿电容中的作为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比的占空比大于所述第1弹性波谐振器中的作为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比的占空比。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1弹性波谐振器以及所述梳齿电容构成第1谐振电路，该第1谐振电路设置于将第1输入输出端子和第2输入输出端子连结的第1路径以及将该第1路径上的节点和接地连结的第2路径的一方，
所述弹性波滤波器装置还具备第2谐振电路，
所述第2谐振电路包含一个以上的第2弹性波谐振器，并且，设置于所述第1路径以及所述第2路径的另一方，与所述第1谐振电路一起形成通带。
5.根据权利要求4所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路设置于所述第2路径，
所述第2谐振电路设置于所述第1路径，
所述第1谐振电路还具有开关元件，
所述开关元件与所述梳齿电容并联连接，且与该梳齿电容一起构成使所述第1弹性波谐振器的频率可变的频率可变电路，
所述频率可变电路在所述节点与所述接地之间与所述第1弹性波谐振器串联连接。
6.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路还具有第3弹性波谐振器，
所述第3弹性波谐振器并联连接于所述第1弹性波谐振器和所述频率可变电路串联连接的电路，
所述第3弹性波谐振器的谐振频率与所述第1弹性波谐振器的谐振频率不同，所述第3弹性波谐振器的反谐振频率与所述第1弹性波谐振器的反谐振频率不同。
7.根据权利要求6所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第3弹性波谐振器的谐振频率比所述第1弹性波谐振器的谐振频率低，
所述第3弹性波谐振器的反谐振频率比所述第1弹性波谐振器的反谐振频率低，
所述频率可变电路仅与所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器中的所述第1弹性波谐振器串联连接。
8.根据权利要求6所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第3弹性波谐振器的谐振频率比所述第1弹性波谐振器的谐振频率高，
所述第3弹性波谐振器的反谐振频率比所述第1弹性波谐振器的反谐振频率高，
所述频率可变电路仅与所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器中的所述第1弹性波谐振器串联连接。
9.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路还具有第3弹性波谐振器，
所述频率可变电路相对于所述第1弹性波谐振器以及所述第3弹性波谐振器并联连接的电路而串联连接，
所述第3弹性波谐振器的谐振频率与所述第1弹性波谐振器的谐振频率不同，所述第3弹性波谐振器的反谐振频率与所述第1弹性波谐振器的反谐振频率不同。
10.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路还具有：
第3弹性波谐振器；和
其他频率可变电路，与所述第3弹性波谐振器串联连接，
所述第3弹性波谐振器和所述其他频率可变电路串联连接的电路并联连接于所述第1弹性波谐振器和所述频率可变电路串联连接的电路。
11.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述频率可变电路还具有：电感器，与所述开关元件串联连接，
所述开关元件和所述电感器串联连接的电路相对于所述梳齿电容并联连接。
12.根据权利要求4所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路设置于所述第1路径，
所述第2谐振电路设置于所述第2路径，
所述第1弹性波谐振器和所述梳齿电容并联连接。
13.根据权利要求12所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1谐振电路还具有开关元件，
所述开关元件与所述梳齿电容串联连接，且与该梳齿电容一起构成频率可变电路，
所述频率可变电路相对于所述第1弹性波谐振器并联连接。
14.根据权利要求1～13中任一项所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述梳齿电容中的多个电极指的膜厚为该梳齿电容中的多个电极指的间距的40％以下。
15.根据权利要求1～14中任一项所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述梳齿电容中的多个电极指的间距为所述第1弹性波谐振器中的多个电极指的间距的80％以下。
16.一种多工器，具备：
公共端子；
第1滤波器，是权利要求12所述的弹性波滤波器装置，所述第1输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接；和
一个以上的第2滤波器，一个输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接，
所述一个以上的第2滤波器的通带的中心频率分别高于所述第1滤波器的通带的中心频率，
所述第1滤波器具备设置于所述第1路径的包含所述第1谐振电路的一个以上的谐振电路，
所述第1谐振电路在所述第1滤波器中不经由其他谐振电路地与所述第1输入输出端子连接。
17.一种多工器，具备：
公共端子；
第1滤波器，是权利要求13所述的弹性波滤波器装置，所述第1输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接；和
一个以上的第2滤波器，一个输入输出端子与所述公共端子直接或者间接地连接，
所述一个以上的第2滤波器的通带的中心频率分别高于所述第1滤波器的通带的中心频率，
所述第1滤波器具备设置于所述第1路径的包含所述第1谐振电路的一个以上的谐振电路，
所述第1谐振电路在所述第1滤波器中不经由其他谐振电路地与所述第1输入输出端子连接。
18.根据权利要求17所述的多工器，其中，
还具备：开关电路，具有开关公共端子、第1选择端子以及第2选择端子，所述第1选择端子与所述第2输入输出端子连接，所述第2选择端子与所述第2滤波器的另一个输入输出端子连接，对所述开关公共端子与所述第1选择端子的连接以及所述开关公共端子与所述第2选择端子的连接进行切换，
在所述开关公共端子与所述第2选择端子连接的情况下，所述开关元件成为导通状态。
19.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～15中任一项所述的弹性波滤波器装置；和
放大电路，与所述弹性波滤波器装置连接。
20.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和
权利要求19所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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