CN109196777A - 高频滤波电路、多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

滤波器(22A)具备：串联臂电路，其连接于输入输出端子(22n)与输入输出端子(22m)之间；以及并联臂电路(120A)，其连接于节点(x)及地，其中，并联臂电路(120A)具有：第一电路(10)，其具有并联臂谐振器(22p1)；以及第二电路(20)，其与第一电路(10)并联连接且具有并联臂谐振器(22p2)，第一电路(10)和第二电路(20)中的至少一方的电路还具有频率可变电路(22T)，该频率可变电路(22T)与一方的电路中的并联臂谐振器(22p1)或并联臂谐振器(22p2)串联连接，且具有彼此并联连接的阻抗元件和开关(22SW)，并联臂谐振器(22p2)具有与并联臂谐振器(22p1)的谐振频率不同的谐振频率以及与并联臂谐振器(22p1)的反谐振频率不同的反谐振频率。

Description

高频滤波电路、多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种具有谐振器的高频滤波电路、多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，利用弹性波的弹性波滤波器被广泛地应用于配置于移动通信机的前端部的带通型滤波器等。另外，为了支持多模式/多频段(multimode/multiband)等复合化，具备多个弹性波滤波器的高频前端电路已投入实际使用。
例如，作为支持多频段化的弹性波滤波器的结构，已知以下的结构：在由BAW(BulkAcoustic Wave：体声波)谐振器构成的梯型滤波器结构的并联臂电路中，对并联臂谐振器串联连接彼此并联连接的电容器和开关(例如，参照专利文献1)。这种弹性波滤波器构成能够通过开关的导通(接通(on))和非导通(断开(off))的切换来对通带低频侧的衰减极点的频率进行切换的可调滤波器(即，能够改变频率的频率可变滤波器)。
专利文献1：美国专利申请公开第2009/0251235号说明书
发明内容
发明要解决的问题
在通常的带通型滤波器中，由并联臂电路的反谐振频率来规定通带，由并联臂电路的谐振频率构成通带低频侧的衰减极点，由该衰减极点来规定衰减带。
然而，在上述以往的结构中，通过开关的导通和非导通的切换，用于规定通带的并联臂电路的反谐振频率不发生变化，只有用于规定衰减带的并联臂电路的谐振频率发生变化。因此，存在以下情况：在通过开关的导通和非导通的切换来使通带低频侧的衰减带向低频率侧进行频率移位的情况下，只有该衰减极点的频率发生移位，因此通带端的插入损耗增大(损耗恶化)。
也就是说，在上述的结构中存在以下问题：由于开关的导通和非导通的切换，通带端的插入损耗增大。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换的高频滤波电路、多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频滤波电路具备：串联臂电路，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；以及并联臂电路，其连接于地以及将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点，其中，所述并联臂电路具有：第一电路，其具有第一并联臂谐振器；以及第二电路，其与所述第一电路并联连接且具有第二并联臂谐振器，所述第一电路和所述第二电路中的至少一方的电路还具有频率可变电路，该频率可变电路与所述一方的电路中的所述第一并联臂谐振器或所述第二并联臂谐振器串联连接，且该频率可变电路具有彼此并联连接的阻抗元件和开关元件，所述第二并联臂谐振器具有：与所述第一并联臂谐振器的谐振频率不同的谐振频率；以及与所述第一并联臂谐振器的反谐振频率不同的反谐振频率。
关于此，在高频滤波电路中，由并联臂电路的低频率侧的谐振频率构成通带低频侧的衰减极点，由并联臂电路的高频率侧的谐振频率构成通带高频侧的衰减极点，由并联臂电路的低频率侧的反谐振频率和串联臂电路构成通带。
根据本方式，利用上述并联臂电路的结构，能够通过开关元件的导通和非导通的切换，来将并联臂电路的至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率和至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位(shift)。因此，能够将通带端的频率和衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，根据本方式，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
另外，也可以是，所述并联臂电路具有至少2个谐振频率和至少2个反谐振频率，所述频率可变电路通过所述开关元件的导通和非导通的切换，来使所述并联臂电路的所述至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率和所述至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
另外，也可以是，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，所述第一电路不具有所述频率可变电路，所述第二电路具有所述频率可变电路。
据此，能够通过开关元件的导通和非导通的切换，来将并联臂电路的至少2个谐振频率中的高频率侧的谐振频率和至少2个反谐振频率中的低频率侧的反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，能够将通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，根据本方式，能够抑制通带高频端的插入损耗的增大地对通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率进行切换。
另外，也可以是，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，所述第一电路具有所述频率可变电路，所述第二电路不具有所述频率可变电路。
据此，能够通过开关元件的导通和非导通的切换，来将并联臂电路的至少2个谐振频率中的低频率侧的谐振频率和至少2个反谐振频率中的低频率侧的反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，能够将通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，根据本方式，能够抑制通带低频端的插入损耗的增大地对通带低频端和通带低频侧的衰减极点的频率进行切换。
另外，也可以是，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，所述第一电路和所述第二电路各自具有所述频率可变电路。
据此，能够通过第二电路中的开关元件的导通和非导通的切换来对通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点进行切换，能够通过第一电路中的开关元件的导通和非导通的切换来对通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点进行切换。因而，根据本方式，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带低频端和通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率这两方进行切换。
另外，也可以是，所述第一电路所具有的所述频率可变电路的所述开关元件以及所述第二电路所具有的所述频率可变电路的所述开关元件以一起变为导通或者一起变为非导通的方式进行切换，所述第一电路所具有的所述频率可变电路以及所述第二电路所具有的所述频率可变电路通过各自的所述开关元件的导通和非导通的切换，来使所述并联臂电路的所述至少2个谐振频率和所述至少2个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
据此，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对中心频率进行切换。
另外，所述阻抗元件也可以是电容器。
关于此，一般来说，电容器相比于电感器而言Q值高，并且能够以节省空间的方式构成。因此，通过使上述阻抗元件为电容器，能够抑制通带端的插入损耗的增大地实现高频滤波电路的小型化。
另外，也可以具有梯型的滤波器结构，其包括：至少2个所述并联臂电路；以及至少1个所述串联臂电路。
据此，至少2个并联臂电路各自具有频率可变电路，因此能够更精细地调整高频滤波电路整体的带通特性(bandpass characteristic)。因而，通过在该至少2个并联臂电路中的各并联臂电路中适当选择开关元件的导通和非导通，能够切换为适当的频带。另外，通过设置有多个构成梯型滤波器结构的并联臂电路，能够提高衰减量(阻带衰减量)。
另外，也可以是，所述串联臂电路具备串联臂谐振器，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述串联臂电路的谐振频率低，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述串联臂电路的谐振频率高。
据此，利用取决于串联臂谐振器的反谐振频率的串联臂电路的反谐振频率来追加通带高频侧的衰减极点，因此能够构成提高了通带高频侧的衰减量的高频滤波电路。
另外，也可以是，在针对谐振器将使反谐振频率与谐振频率之间的频率差除以该谐振频率所得到的值定义为相对带宽的情况下，所述串联臂谐振器的相对带宽比所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄。
据此，能够提高通带高频侧的陡度。
另外，也可以是，所述高频滤波电路由具有IDT电极的多个声表面波谐振器构成，所述IDT电极由形成在至少局部地具有压电性的基板上的多个电极指构成，在由所述多个声表面波谐振器中的至少1个声表面波谐振器形成的所述串联臂谐振器中，在所述IDT电极与所述基板之间形成有用于调整所述相对带宽的第一调整膜。
据此，能够通过第一调整膜的膜厚调整来设定声表面波谐振器的相对带宽。例如，在想要将串联臂谐振器的相对带宽设定得比第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的相对带宽窄的情况下，只要将串联臂谐振器的第一调整膜的膜厚设定得比第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的第一调整膜的膜厚厚即可。
另外，也可以是，所述高频滤波电路由具有IDT电极的多个声表面波谐振器构成，所述IDT电极由形成在至少局部地具有压电性的基板上的多个电极指构成，由所述多个声表面波谐振器中的至少1个声表面波谐振器形成的所述串联臂谐振器的所述IDT电极被第二调整膜覆盖，该第二调整膜用于调整所述相对带宽。
据此，能够通过第二调整膜的膜厚调整来设定声表面波谐振器的相对带宽。例如，在想要将串联臂谐振器的相对带宽设定得比第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的相对带宽窄的情况下，只要将串联臂谐振器的第二调整膜的膜厚设定得比第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的第二调整膜的膜厚厚即可。
另外，也可以是，所述串联臂电路具备配置于所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子之间的纵向耦合谐振器。
据此，能够实现适应于衰减强化等的所要求的滤波器特性的高频滤波电路。
另外，也可以是，所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器均是弹性波谐振器，所述弹性波谐振器是声表面波谐振器或者体声波谐振器。
由此，能够使串联臂谐振器以及第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器均小型化，因此能够实现高频滤波电路的小型化和低成本化。另外，声表面波谐振器和体声波谐振器一般来说呈现高Q值的特性，因此能够实现低损耗化和高选择性化。
另外，也可以是，所述开关元件是二极管开关或者由GaAs或CMOS形成的FET开关。
这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使高频滤波电路小型化。
另外，也可以是，所述阻抗元件是可变电容器或可变电感器。
由此，能够利用可变电容器或可变电感器来精细地设定元件值，因此能够精细地切换通带的频率和衰减极点的频率。
另外，本发明的一个方式所涉及的多工器具备多个高频滤波电路，所述多个高频滤波电路包括上述任一个高频滤波电路。
由此，针对在支持多频段的系统中应用的多工器，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
另外，也可以是，所述多个高频滤波电路包括不具有所述频率可变电路的高频滤波电路，不具有所述频率可变电路的高频滤波电路由弹性波谐振器构成，在针对谐振器将使反谐振频率与谐振频率之间的频率差除以该谐振频率所得到的值定义为相对带宽的情况下，所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽比构成不具有所述频率可变电路的高频滤波电路的所述弹性波谐振器的相对带宽宽。
关于此，对于在3GPP(Third Generation Partnership Project：第三代合作伙伴计划)中规定的频段而言，不具有频率可变电路的高频滤波电路大多数都支持1个频段。另一方面，具有频率可变电路的高频滤波电路能够支持多个频段。具体地说，在具有频率可变电路的高频滤波电路中开关元件导通的情况下，相比于第一并联臂谐振器的反谐振频率与谐振频率之间的频率差(第一带宽)，包括第一并联臂谐振器的并联臂电路的低频率侧的反谐振频率与该并联臂电路的低频率侧的谐振频率之间的频率差(第二带宽)以及该并联臂电路的高频率侧的谐振频率与该并联臂电路的低频率侧的反谐振频率之间的频率差(第三带宽)均变窄。
并且，在开关元件非导通的情况下，第二带宽和第三带宽中的某一方进一步变窄，通过开关元件的导通和非导通来切换的该并联臂电路的谐振频率或反谐振频率的频率可变宽度比第二带宽和第三带宽中的某一方的带宽窄。
因此，通过使第一并联臂谐振器的相对带宽比构成不具有频率可变电路的高频滤波电路的弹性波谐振器的相对带宽宽，能够使频率可变宽度变宽，从而能够增加所支持的频段数量。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备：多个高频滤波电路，所述多个高频滤波电路包括上述任一个高频滤波电路；以及开关电路，其设置于所述多个高频滤波电路的前级或后级，具有与所述多个高频滤波电路分别地连接的多个选择端子以及选择性地与所述多个选择端子连接的共用端子。
由此，能够使传递高频信号的信号路径的一部分共用化。因此，例如能够使与多个高频滤波电路对应的放大电路等共用化，因此能够实现高频前端电路的小型化和低成本化。
另外，本发明的其它一个方式所涉及的高频前端电路具备：上述任一个高频滤波电路；以及控制部，其对所述开关元件的导通和非导通进行控制。
由此，能够抑制通带端的插入损耗的增大地根据所要求的频率规格来对通带和衰减极点的频率进行切换。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及上述任一个高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，在支持多频段的通信装置中，能够抑制通带端的插入损耗的增大地根据所要求的频率规格来对通带和衰减极点的频率进行切换。
发明的效果
根据本发明所涉及的高频滤波电路等，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的通信装置的结构图。
图2是说明实施方式1所涉及的对滤波器要求的带通特性与频率分配之间的关系的图。
图3是实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。
图4A是表示实施方式1中的声表面波谐振器的电极结构的俯视图和截面图。
图4B是实施方式1中的声表面波谐振器的电极指及其周围的结构的截面图。
图5A是表示实施方式1所涉及的滤波器的、开关接通时的阻抗特性和带通特性的图表。
图5B是表示实施方式1所涉及的滤波器的、开关断开时的阻抗特性和带通特性的图表。
图5C是表示实施方式1所涉及的滤波器的、开关接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
图6是实施方式1的变形例1所涉及的滤波器的电路结构图。
图7A是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器的、开关接通时的阻抗特性和带通特性的图表。
图7B是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器的、开关断开时的阻抗特性和带通特性的图表。
图7C是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器的、开关接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
图8是实施方式1的变形例2所涉及的滤波器的电路结构图。
图9是表示实施方式1的变形例2所涉及的滤波器的、开关接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
图10是实施方式1的比较例所涉及的滤波器的电路结构图以及表示阻抗特性和带通特性的图表。
图11是实施方式1的其它变形例所涉及的滤波器的电路结构图。
图12A是表示1个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图12B是表示并联连接的2个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。
图12C是表示对谐振器与电容器的串联电路并联连接另一谐振器时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图12D是表示谐振器与电容器的串联电路彼此并联连接时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图12E是表示对谐振器与电感器的串联电路并联连接另一谐振器时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图12F是表示谐振器与电感器的串联电路彼此并联连接时的等效电路模型及其谐振特性的图。
图13是表示构成电极结构的第一调整膜的膜厚与声表面波谐振器的阻抗之间的关系的图表。
图14是表示第一调整膜的膜厚与声表面波谐振器的谐振频率、反谐振频率以及相对带宽之间的关系的图表。
图15是表示构成电极结构的第二调整膜的膜厚与声表面波谐振器的阻抗之间的关系的图表。
图16是表示第二调整膜的膜厚与声表面波谐振器的谐振频率、反谐振频率以及相对带宽之间的关系的图表。
图17是实施方式2所涉及的滤波器的电路结构图。
图18是实施方式3所涉及的滤波器的电路结构图。
图19是实施方式4所涉及的双工器的电路结构图。
图20是实施方式5所涉及的高频前端电路的结构图。
具体实施方式
下面，使用实施例和附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施方式中的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。另外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的标记，有时省略或简化重复的说明。
另外，下面，“通带低频端”表示“通带内的最低频率”。另外，“通带高频端”表示“通带内的最高频率”。另外，下面，“通带低频侧”表示“通带外且频率比通带低的一侧”。另外，“通带高频侧”表示“通带外且频率比通带高的一侧”。另外，下面有时将“低频率侧”称为“低频侧”、将“高频率侧”称为“高频侧”。
另外，下面，将开关元件作为在导通(接通)时阻抗变得无穷大、在非导通(断开)时阻抗为零的理想元件来进行说明。实际上，开关元件中存在断开时的电容成分、接通时的电感成分以及电阻成分等寄生成分，因此其特性与使用作为理想元件的开关元件的特性略有不同。
(实施方式1)
[1.通信装置的电路结构]
图1是实施方式1所涉及的通信装置4的结构图。如该图所示，通信装置4具备天线元件1、高频前端电路2以及RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency IntegratedCircuit：射频集成电路)3。通信装置4例如是支持多模式/多频段的便携式电话。天线元件1、高频前端电路2以及RFIC 3例如配置于该便携式电话的前端部。
天线元件1是发送接收高频信号的、例如依据3GPP等通信标准的支持多频段的天线。此外，天线元件1例如也可以不是将通信装置4的全部频段均支持，也可以仅支持低频带组或高频带组的频段。另外，天线元件1也可以不内置于通信装置4。
高频前端电路2是在天线元件1与RFIC 3之间传递高频信号的电路。具体地说，高频前端电路2将从RFIC 3输出的高频信号(在此为高频发送信号)经由发送侧信号路径传递到天线元件1，该发送侧信号路径是将发送端子Tx与天线端子ANT连结的路径。另外，高频前端电路2将利用天线元件1接收到的高频信号(在此为高频接收信号)经由接收侧信号路径传递到RFIC 3，该接收侧信号路径是将天线端子ANT与接收端子Rx连结的路径。此外，在后面叙述高频前端电路2的详细结构。
RFIC 3是对利用天线元件1发送接收的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地说，RFIC 3对从天线元件1经由高频前端电路2的接收侧信号路径输入的高频信号(在此为高频接收信号)通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到基带信号处理电路(未图示)。另外，RFIC 3对从基带信号处理电路输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到高频前端电路2的发送侧信号路径。
另外，在本实施方式中，RFIC 3还具有作为以下的控制部的功能：基于所使用的频带(频段)来对高频前端电路2所具有的各开关的导通(接通)和非导通(断开)进行控制。具体地说，RFIC 3利用控制信号φS22来对各开关的接通和断开的切换进行控制。
[2.高频前端电路的结构]
接着，说明高频前端电路2的详细结构。
如图1所示，高频前端电路2具备滤波器22A及22B、发送放大电路24以及接收放大电路26。
滤波器22A是具有频率可变功能的高频滤波电路即可调滤波器。具体地说，滤波器22A的通带能够切换为第一通带或第二通带。也就是说，滤波器22A能够在通带互不相同的第一带通特性和第二带通特性之间切换。在本实施方式中，滤波器22A是第一通带为BandA1的发送带且第二通带为BandA2的发送带的发送用滤波器，设置在发送侧信号路径上。此外，在后面叙述滤波器22A的详细结构。
滤波器22B是不具有频率可变功能的高频滤波电路即固定滤波器。在本实施方式中，滤波器22B是通带为BandA1和BandA2的接收带的接收用滤波器，设置在接收侧信号路径上。此外，滤波器22B也可以与滤波器22A同样地是能够切换通带的可调滤波器。
发送放大电路24是对从RFIC 3输出的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。在本实施方式中，发送放大电路24设置于滤波器22A与发送端子Tx之间。
接收放大电路26是对利用天线元件1接收到的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。在本实施方式中，接收放大电路26设置于滤波器22B与接收端子Rx之间。
这样构成的高频前端电路2按照来自控制部(在本实施方式中为RFIC 3)的控制信号φS22来适当切换滤波器22A的通带从而传递高频信号。
即，滤波器22A按照来自控制部的控制信号φS22切换该滤波器22A内的后述的开关元件的接通和断开，由此能够对通带的频率和衰减极点的频率进行切换。
例如，控制部在使用BandA1的环境下将滤波器22A内的开关元件设为接通和断开中的某一方，在使用BandA2的环境下将该开关元件设为接通和断开中的另一方。也就是说，针对滤波器22A内的开关元件，在某一环境下选择接通和断开中的某一种，在该环境下接通和断开是固定(不变)的。
[3.滤波器(可调滤波器)的结构]
接着，说明滤波器22A的详细结构，其中还包括对该滤波器22A要求的带通特性。
在支持多模式/多频段的系统中，有时2个以上的频段是排他性地使用的。在图1所示的高频前端电路2中，BandA1和BandA2符合这种频段。
图2是说明实施方式1所涉及的对滤波器22A要求的带通特性与频率分配之间的关系的图。如该图所示，BandA1的发送带(第一通带)是fT1L～fT1H，BandA2的发送带是fT2L～fT2H。在此，BandA1的发送带与BandA2的发送带(第二通带)在fT2L～fT1H中重叠。另外，BandA2的发送带的高频端fT2H比BandA1的发送带的高频端fT1H高。另一方面，BandA1的接收带是fR1L～fR1H，BandA2的接收带是fR2L～fR2H。在此，BandA1的接收带与BandA2的接收带在fR2L～fR1H中重叠。并且，BandA2的发送带的高频端fT2H与BandA1的接收带的低频端fR1L之间的频率间隔非常小或者重合。在上述频率分配中，BandA1与BandA2是排他性地使用的。
另外，第一通带和第二通带不限定于此，只要是互不相同的频带即可。在此，“互不相同的频带”不仅包括频带的一部分重叠的情况，也包括频带完全分离的情况。
在以如上那样的BandA1和BandA2的频率规格构成发送侧滤波器的情况下，为了确保各发送带的低损耗性和各接收带的衰减量，要求如图2所示那样的带通特性。也就是说，作为BandA1的发送侧滤波器的带通特性(第一带通特性)，要求图2的实线的特性，作为BandA2的发送侧滤波器的带通特性(第二带通特性)，要求图2的虚线的特性。具体地说，关于第二带通特性，需要在抑制通带内的插入损耗(loss)的恶化的同时使通带相对于第一带通特性向高频侧扩展。即，在第一带通特性和第二带通特性中，需要在维持衰减坡的陡度的同时使该衰减坡的频率移位。
滤波器22A具有下面说明的电路结构以满足如上所述的滤波器特性。
图3是实施方式1所涉及的滤波器22A的电路结构图。该图所示的滤波器22A具备串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1及22p2、开关22SW以及电容器22C。
串联臂谐振器22s是连接于输入输出端子22m(第一输入输出端子)与输入输出端子22n(第二输入输出端子)之间的串联臂电路的一例。具体地说，串联臂谐振器22s是设置于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的串联臂的谐振器。
此外，串联臂电路不限于此，也可以是纵向耦合谐振器等由多个谐振器构成的谐振电路。并且，串联臂电路不限于谐振电路，也可以是电感器或电容器等阻抗元件。
并联臂谐振器22p1及22p2、电容器22C以及开关22SW构成连接于节点x与地之间的并联臂电路120A，该节点x位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上(串联臂上)。即，该并联臂电路120A设置于将串联臂与地连接的1个并联臂。因此，滤波器22A具有包括1个串联臂电路和1个并联臂电路120A的滤波器结构，其中该串联臂电路由串联臂谐振器22s构成。
该并联臂电路120A具有至少2个谐振频率和至少2个反谐振频率，与开关22SW的接通(导通)和断开(非导通)相应地，至少1个谐振频率和至少1个反谐振频率一起向低频侧或一起向高频侧移位。关于这一点，在后面与滤波器22A的带通特性一起叙述。
具体地说，并联臂电路120A具备：第一电路10，其具有并联臂谐振器22p1；以及第二电路20，其与第一电路10并联连接，且具有并联臂谐振器22p2。第一电路10和第二电路20中的至少一方的电路还具有与该电路中的并联臂谐振器22p1或22p2串联连接、且具有彼此并联连接的阻抗元件和开关元件的频率可变电路。这样构成的频率可变电路通过开关22SW的接通和断开的切换，来使并联臂电路120A的至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率和并联臂电路120A的至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
在本实施方式中，第一电路10不具有频率可变电路，第二电路20具有频率可变电路22T。频率可变电路22T具有电容器22C和开关22SW来分别作为上述彼此并联连接的阻抗元件和开关元件。
关于频率可变电路22T与并联臂谐振器(在此为并联臂谐振器22p2)的连接顺序，在本实施方式中，频率可变电路22T连接于并联臂谐振器与地之间。也就是说，并联臂谐振器连接于节点x侧，频率可变电路22T连接于地侧。但是，该连接顺序没有特别限定，也可以相反。但是，若使连接顺序相反，则滤波器22A的通带内的损耗恶化。另外，在并联臂谐振器与其它弹性波谐振器一起形成在谐振器用的芯片(封装)的情况下，由于该芯片的端子数的增加而招致芯片尺寸的大型化。因此，从滤波器特性和小型化的观点出发，优选按本实施方式的连接顺序进行连接。
并联臂谐振器22p1是作为连接于节点x与地之间的谐振器的第一并联臂谐振器，该节点x位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上。在本实施方式中，并联臂谐振器22p1构成与节点x及地连接的第一电路10。也就是说，在本实施方式中，第一电路10仅由并联臂谐振器22p1构成。
并联臂谐振器22p2是作为连接于节点x与地之间的谐振器的第二并联臂谐振器，该节点x位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连结的路径上。在本实施方式中，并联臂谐振器22p2与开关22SW及电容器22C一起构成与上述第一电路10并联连接的第二电路20。也就是说，在本实施方式中，第二电路20由并联臂谐振器22p1、开关22SW以及电容器22C构成。
并联臂谐振器22p2具有与并联臂谐振器22p1的谐振频率不同的谐振频率以及与并联臂谐振器22p1的反谐振频率不同的反谐振频率。在本实施方式中，并联臂谐振器22p1的谐振频率比并联臂谐振器22p2的谐振频率低，并联臂谐振器22p1的反谐振频率比并联臂谐振器22p2的反谐振频率低。“谐振频率”是阻抗成为极小的频率，“反谐振频率”是阻抗成为极大的频率。
在本实施方式中，电容器22C是与并联臂谐振器22p2串联连接的阻抗元件。滤波器22A的通带的频率可变宽度取决于电容器22C的元件值，例如电容器22C的元件值越小则频率可变宽度越大。因此，能够根据对滤波器22A要求的频率规格来适当决定电容器22C的元件值。另外，电容器22C也可以是变容二极管和DTC(Digitally Tunable Capacitor：数字可调电容器)等可变电容器。
在本实施方式中，开关22SW是一个端子连接于并联臂谐振器22p2与电容器22C的连接节点、另一个端子连接于地的例如SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件。开关22SW根据来自控制部(在本实施方式中为RFIC 3)的控制信号φS22来切换导通(接通)和非导通(断开)，由此使该连接节点与地导通或非导通。
例如，关于开关22SW，能够列举出二极管开关或者由GaAs或CMOS(ComplementaryMetal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)形成的FET(Field EffectTransistor：场效应晶体管)开关。这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使滤波器22A小型化。
在此，在本实施方式中，构成滤波器22A的各谐振器(串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1及22p2)是使用声表面波的声表面波谐振器。由此，能够利用形成在至少局部地具有压电性的基板上的IDT(InterDigital Transducer：叉指换能器)电极来构成滤波器22A，因此能够实现具有陡度高的带通特性的小型且低高度的滤波电路。在此，说明声表面波谐振器的结构。
图4A是表示实施方式1中的声表面波谐振器的电极结构的俯视图和截面图。另外，图4B是实施方式1中的声表面波谐振器的电极指及其周围的结构的截面图。图4A和图4B中例示了表示与构成滤波器22A的各声表面波谐振器相当的声表面波谐振器reso的结构的俯视示意图和剖视示意图。另外，图4A所示的声表面波谐振器reso用于说明上述各声表面波谐振器的典型结构，构成电极的电极指的根数、长度等不限定于此。
如图4A所示，声表面波谐振器reso具有IDT电极121，该IDT电极121包括形成在至少局部地具有压电性的基板101上的多个电极指121f。由此，能够使构成滤波器22A的各谐振器小型化，因此能够实现滤波器22A的小型化和低成本化。另外，声表面波谐振器一般来说呈现高Q值的特性，因此能够实现滤波器22A的低损耗化和高选择性化。
具体地说，如图4A和图4B所示，声表面波谐振器reso除了具有IDT电极121以外，还具有基板101、Ksaw调整膜122、保护层103以及保护层104，其中该基板101具有压电性。
具有压电性的基板101由钽酸锂(LiTaO3)、铌酸锂(LiNbO3)、铌酸钾(KNbO3)、石英或者它们的层叠体形成。利用这种结构，能够构成呈现高Q值且宽频带的特性的声表面波谐振器reso。
此外，具有压电性的基板101是至少局部地具有压电性的基板即可。例如，也可以由在表面具备压电薄膜(压电体)的、声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。另外，具有压电性的基板101也可以是基板整体均具有压电性。在该情况下，具有压电性的基板101由一层压电体层形成。
如图4A所示，IDT电极121由彼此相向的一对梳状电极121a及121b构成。梳状电极121a及121b分别由彼此平行的多个电极指121f以及将该多个电极指121f连接的汇流条电极构成。上述多个电极指121f是沿着与传播方向正交的方向形成的。在IDT电极121的两侧设置有反射器。此外，反射器也可以根据加权来构成，另外也可以不设置反射器。
该IDT电极121由低密度金属层或者低密度金属层与高密度金属层的层叠体形成。低密度金属层是由从Al、Ti、Cu、Ag、Ni、Cr以及它们的合金选择的1个以上的低密度金属构成的金属层、或者这些金属层的层叠体。高密度金属层是由从Au、Pt、Ta、Mo以及W选择的1个以上的高密度金属形成的金属层。此外，低密度金属不限于上述材质，只要是密度比构成高密度金属层的高密度金属的密度小的金属即可。
例如，图4B所示的IDT电极121是通过从具有压电性的基板101侧起依次层叠由NiCr形成的金属膜211、由Pt形成的金属膜212、由Ti形成的金属膜213、由AlCu(Al与Cu的合金)形成的金属膜214以及由Ti形成的金属膜215来形成的。也就是说，该IDT电极121由各自为低密度金属层的4个金属膜211、213、214及215与作为高密度金属层的1个金属膜212的层叠体形成。
保护层103和保护层104是以保护IDT电极121免受外部环境影响、并且调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的保护层。
Ksaw调整膜122形成于IDT电极121与具有压电性的基板101之间，是对机电耦合系数进行调整的第一调整膜。另外，Ksaw调整膜122是对相对带宽进行调整的第一调整膜，该相对带宽是表示声表面波谐振器reso的反谐振频率与谐振频率的频率差的指标。
这些保护层103及104以及Ksaw调整膜122由氧化硅(SiO2)、氮化硅(SiN)、氮化铝(AlN)或者它们的层叠体形成，例如，保护层103和Ksaw调整膜122由SiO2形成，保护层104由SiN形成。另外，保护层103和保护层104一起构成对声表面波谐振器reso的相对带宽进行调整的第二调整膜。
此外，关于Ksaw调整膜122及第二调整膜对相对带宽的调整，在后面与相对带宽的定义一起叙述。
另外，图4B所示的IDT电极121的结构是一个例子，不限于此。如前所述，IDT电极121也可以不是金属膜的层叠结构，而是单层的金属膜。另外，构成各金属膜和各保护层的材料不限定于上述材料。另外，IDT电极121例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金构成，也可以由利用上述的金属或合金构成的多个层叠体构成。另外，保护层103及104以及Ksaw调整膜122的结构不限于上述的结构，例如也可以由SiO2、SiN、AlN、聚酰亚胺或者它们的层叠体等电介质或者绝缘体构成。另外，也可以不设置保护层103及104以及Ksaw调整膜122中的至少1个。
在这样构成的声表面波谐振器reso中，由IDT电极121的设计参数等来规定被激发的弹性波的波长。
弹性波的波长是由多个电极指121f中的与1个汇流条电极连接的电极指121f的重复周期λ来规定的。另外，电极指节距(多个电极指121f的节距(pitch)、即电极指周期)P为该重复周期λ的1/2，在将电极指121f的线宽度设为W、将相邻的电极指121f之间的空间宽度设为S的情况下，将电极指节距定义为P＝(W+S)。另外，IDT电极121的交叉宽度A是指从弹性波的传播方向观察时、连接于1组汇流条电极中的一个汇流条电极的电极指121f与连接于另一个汇流条电极的电极指121f相重叠的电极指长度。另外，电极占空比(Duty Ratio)是指多个电极指121f的线宽度占用率，是用多个电极指121f的线宽度相对于该线宽度与空间宽度的相加值的比例、即W/(W+S)来定义的。即，电极占空比是用多个电极指121f的宽度与电极指节距(多个电极指121f的节距)之比、即W/P来定义的。另外，对数是指成对的电极指121f的数量，是用(电极指121f的总数-1)/2来定义的。另外，IDT电极121的膜厚T(即多个电极指121f的膜厚)是指金属膜211～215的合计膜厚。另外，声表面波谐振器reso的静电电容C0由下面的式1表示。
[数式1]
此外，ε0是真空中的介电常数，εr是具有压电性的基板101的介电常数。
另外，滤波器22A的各谐振器也可以不是利用SAW(Surface Acoustic Wave：声表面波)的声表面波谐振器，也可以是利用BAW的谐振器(即体声波谐振器)。也就是说，各谐振器具有“谐振频率”和“反谐振频率”即可，该“谐振频率”是阻抗成为极小的奇异点(理想地说，阻抗为0的点)的频率，该“反谐振频率”是阻抗成为极大的奇异点(理想地说，无穷大的点)的频率。此外，SAW也包括边界波。
[4.滤波器(可调滤波器)的带通特性]
通过按照控制信号φS22对开关22SW的接通和断开进行切换，如以上那样构成的滤波器22A的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。因此，下面，使用图5A～图5C来将滤波器22A的带通特性与开关22SW的状态一起进行说明。
图5A是表示实施方式1所涉及的滤波器22A的、开关22SW接通时的阻抗特性和带通特性的图表。另外，图5B是表示实施方式1所涉及的滤波器22A的、开关22SW断开时的阻抗特性和带通特性的图表。另外，图5C是表示实施方式1所涉及的滤波器22A的、开关22SW接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
首先，使用图5A来说明单个谐振器时的阻抗特性。此外，下面为方便起见，不限于谐振器，对于并联臂电路也将阻抗成为极小的奇异点(理想地说，阻抗为0的点)的频率称为“谐振频率”。另外，将阻抗成为极大的奇异点(理想地说，阻抗无穷大的点)的频率称为“反谐振频率”。
如该图所示，串联臂谐振器22s、并联臂谐振器22p1以及并联臂谐振器22p2具有如下阻抗特性。具体地说，并联臂谐振器22p1具有谐振频率frp1和反谐振频率fap1(此时，满足frp1<fap1)。并联臂谐振器22p2具有谐振频率frp2和反谐振频率fap2(此时，满足frp1<frp2且fap1<fap2)。串联臂谐振器22s具有谐振频率frs和反谐振频率fas(此时，满足frs<fas且frp1<frs<frp2)。
接着，说明并联臂电路120A的阻抗特性。
如图5A所示，在开关22SW接通时，由于电容器22C被开关22SW短路，因此并联臂电路120A的阻抗特性为不受电容器22C的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2)的合成特性”)成为并联臂电路120A的阻抗特性。
具体地说，在开关22SW接通时，并联臂电路120A具有如下阻抗特性。
并联臂电路120A具有2个谐振频率fr1on及fr2on(此时，满足fr1on＝frp1、fr2on＝frp2)。也就是说，并联臂电路120A的阻抗在(i)构成该并联臂电路120A的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1处以及(ii)比并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2高的频率处极小。
另外，并联臂电路120A具有2个反谐振频率fa1on及fa2on(此时，满足fr1on<fa1on<fr2on<fa2on、且fa1on<fap1、且fa2on<fap2)。也就是说，并联臂电路120A的阻抗在(i)构成该并联臂电路120A的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1与并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2之间的频率处以及(ii)并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1与并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2之间的频率处极大。
在此，fa1on<fap1的原因在于，在并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1附近的频带中，对于并联臂谐振器22p1，并联臂谐振器22p2作为并联电容器发挥作用。另外，fa2on<fap2的原因在于，在并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2附近的频带中，对于并联臂谐振器22p2，并联臂谐振器22p1作为并联电容器发挥作用。
在利用梯型滤波器结构来构成带通滤波器时，使并联臂电路120A的反谐振频率fa1on与串联臂谐振器22s的谐振频率frs接近。由此，在开关22SW接通时，并联臂电路120A的阻抗接近0的谐振频率fr1on附近成为低频侧阻带。另外，当频率进一步变高时，在反谐振频率fa1on附近并联臂电路的阻抗变高，且在谐振频率frs附近串联臂谐振器22s的阻抗接近0。由此，在反谐振频率fa1on和谐振频率frs的附近，成为从输入输出端子22m向输入输出端子22n的信号路径中的信号通带。并且，当频率变高且变为谐振频率fr2on和反谐振频率fas附近时，串联臂谐振器22s的阻抗变高，并联臂电路120A的阻抗接近0，因此成为高频侧阻带。
也就是说，在开关22SW接通时，滤波器22A具有以下的第一带通特性：由反谐振频率fa1on和谐振频率frs来规定通带，由谐振频率fr1on来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率fr2on和反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
此外，关于并联臂电路120A的反谐振频率fa2on，由于该频率处的串联臂谐振器22s的阻抗高而不对滤波器22A的带通特性(在此为第一带通特性)造成大的影响。
另一方面，如图5B所示，在开关22SW断开时，由于电容器22C不被开关22SW短路，因此并联臂电路120A的阻抗特性为受到电容器22C的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)与串联连接于并联臂谐振器22p2的电容器22C的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2+22C)的合成特性”)成为并联臂电路120A的阻抗特性。
具体地说，在开关22SW断开时，并联臂电路120A具有如下阻抗特性。
并联臂电路120A具有2个谐振频率fr1off及fr2off以及2个反谐振频率fa1off及fa2off(此时，满足fr1off<fa1off<fr2off<fa2off、fa1off<fap1、frp2<fr2off、且fa2off<fap2)。也就是说，并联臂电路120A的阻抗在(i)构成该并联臂电路120A的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1处以及(ii)比并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2高的频率处极小。另外，并联臂电路120A的阻抗在(i)构成该并联臂电路120A的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1与并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2之间的频率处以及(ii)并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1与并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2之间的频率处极大。
在此，fa1off<fap1的原因在于，在并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1附近的频带中，对于并联臂谐振器22p1，并联臂谐振器22p2作为电容器发挥作用。另外，frp2<fr2off的原因在于，在并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2附近的频带中，发生并联臂谐振器22p2与电容器22C的谐振。另外，fa2off<fap2的原因在于，在并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2附近的频带中，对于并联臂谐振器22p2，并联臂谐振器22p1作为电容器发挥作用。
此时，若将开关22SW断开时和接通时的低频侧的反谐振频率进行比较，则满足fa1on<fa1off。这是因为，在开关22SW断开时，与开关22SW接通时相比，由于电容器22C的影响而相对于并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1的频率可变宽度变小。
另外，若将开关22SW断开时和接通时的高频侧的谐振频率进行比较，则满足fr2on<fr2off。这是因为，在开关22SW断开时，与开关22SW接通时相比，由于受电容器22C的影响而如上所述那样fr2on(＝frp2)<fr2off。
在利用梯型滤波器结构来构成带通滤波器时，使并联臂电路120A的反谐振频率fa1off与串联臂谐振器22s的谐振频率frs接近。由此，在开关22SW断开时，并联臂电路120A的阻抗接近0的谐振频率fr1off附近成为低频侧阻带。另外，当频率进一步变高时，在反谐振频率fa1off附近并联臂电路的阻抗变高，且在谐振频率frs附近串联臂谐振器22s的阻抗接近0。由此，在反谐振频率fa1off和谐振频率frs的附近，成为从输入输出端子22m向输入输出端子22n的信号路径中的信号通带。并且，当频率变高且变为谐振频率fr2off和反谐振频率fas附近时，串联臂谐振器22s的阻抗变高，并联臂电路120A的阻抗接近0，因此成为高频侧阻带。
也就是说，在开关22SW断开时，滤波器22A具有以下的第二带通特性：由反谐振频率fa1off和谐振频率frs来规定通带，由谐振频率fr1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率fr2off和反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
此外，关于并联臂电路的反谐振频率fa2off，与上述的反谐振频率fa2on同样地，由于该频率处的串联臂谐振器22s的阻抗高而不对滤波器22A的带通特性(在此为第二带通特性)造成大的影响。
接着，参照图5C来详细比较开关22SW接通时和断开时的滤波器22A的阻抗特性和带通特性。
如图5C所示，当将开关22SW从接通切换为断开时，并联臂电路120A的阻抗特性如下切换。即，在并联臂电路120A中，2个谐振频率中的高频侧的谐振频率和2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧移位。在本实施方式中，只有并联臂谐振器22p2是与电容器22C及开关22SW串联连接的，因此2个谐振频率中的高频侧的谐振频率从fr2on向高频侧移位至fr2off(图中的B部分)。另外，低频侧的反谐振频率从fa1on向高频侧移位至fa1off(图中的A部分)。
在此，由并联臂电路120A的低频侧的反谐振频率和高频侧的谐振频率规定滤波器22A的通带高频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧移位。因而，如图5C的下段所示，通过开关22SW从接通切换为断开，滤波器22A的带通特性变为：通带高频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧移位(参照图中的黑箭头)。换言之，滤波器22A能够使通带高频侧的衰减极点向高频侧移位(图中的D部分)，并且抑制通带高频端的插入损耗的增大地使通带高频端向高频侧移位(图中的C部分)。
如以上那样，根据本实施方式，并联臂电路120A具有：第一电路10，其具有作为第一并联臂谐振器的并联臂谐振器22p1；以及第二电路20，其与第一电路10并联连接，且具有作为第二并联臂谐振器的并联臂谐振器22p2。另外，第一电路10和第二电路20中的至少一方的电路(在此仅为第二电路20)还具有频率可变电路22T，该频率可变电路22T与该一方的电路中的第一并联臂谐振器或第二并联臂谐振器(在此为并联臂谐振器22p2)串联连接，且该频率可变电路22T具有彼此并联连接的开关22SW和作为阻抗元件的电容器22C。另外，并联臂谐振器22p2具有与并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1不同的谐振频率frp2以及与并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1不同的反谐振频率fap2。
通过这种结构，根据本实施方式，并联臂电路120A具有至少2个谐振频率(在此为2个谐振频率)和至少2个反谐振频率(在此为2个反谐振频率)。另外，频率可变电路22T通过开关22SW的接通和断开的切换，来使并联臂电路120A的至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率(在此为2个谐振频率中的高频侧的谐振频率)和至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率(在此为2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率)一起向低频率侧或高频率侧移位。
关于此，在高频滤波电路中，由并联臂电路的低频率侧的谐振频率构成通带低频侧的衰减极点，由并联臂电路的高频率侧的谐振频率构成通带高频侧的衰减极点，由并联臂电路的低频率侧的反谐振频率和串联臂电路构成通带。
因此，根据本实施方式，通过设置有并联臂电路120A，能够将通带端的频率和衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，根据本实施方式，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
[5.滤波器(可调滤波器)的变形例1]
此前，作为具有频率可变功能的滤波器的一例，说明了以下的滤波器：并联臂谐振器22p1及22p2中只有并联臂谐振器22p2是与频率可变电路22T串联连接的，由此使通带高频侧的衰减坡移位来切换通带。但是，相同的技术也能够应用于使通带低频侧的衰减坡移位来切换通带的滤波器。因此，说明这种滤波器来作为具有频率可变功能的滤波器的变形例1。
图6是实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D的电路结构图。该图所示的滤波器22D与图3所示的滤波器22A相比在以下方面不同：将电容器22C与开关22SW并联连接而成的频率可变电路22T仅与并联臂谐振器22p1串联连接。也就是说，在本变形例中，并联臂谐振器22p1及22p2中只有并联臂谐振器22p1是与频率可变电路22T串联连接的。换言之，在本变形例中，第一电路10D具有频率可变电路22T，第二电路20D不具有频率可变电路22T，仅由并联臂谐振器22p2构成。
下面，省略与实施方式1所涉及的滤波器22A的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
在本变形例中，将电容器22C与开关22SW并联连接而成的频率可变电路22T在节点x与地之间同并联臂谐振器22p1串联连接，具体地说，该频率可变电路22T串联连接于地与并联臂谐振器22p1之间。此外，将电容器22C与开关22SW并联连接而成的频率可变电路22T也可以串联连接于节点x与并联臂谐振器22p1之间。
在本变形例中，电容器22C是与并联臂谐振器22p1串联连接的阻抗元件。滤波器22D的通带和阻带的频率可变宽度取决于电容器22C的元件值，例如电容器22C的元件值越小则频率可变宽度越大。因此，能够根据对滤波器22D要求的频率规格来适当决定电容器22C的元件值。
在本变形例中，并联臂谐振器22p1及22p2、电容器22C以及开关22SW构成连接于节点与地之间的并联臂电路120D，该节点位于将输入输出端子22m与输入输出端子22n连接的路径上。
通过按照控制信号对开关22SW的接通和断开进行切换，如以上那样构成的滤波器22D的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。因此，下面使用图7A～图7C来将滤波器22D的带通特性与开关22SW的状态一起进行说明。
图7A是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D的、开关22SW接通时的阻抗特性和带通特性的图表。另外，图7B是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D的、开关22SW断开时的阻抗特性和带通特性的图表。另外，图7C是表示实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D的、开关22SW接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
在此，单个谐振器时的阻抗特性与在滤波器22A中说明的特性相同，因此下面省略其说明，主要说明并联臂电路120D的阻抗特性。
如图7A所示，在开关22SW接通时，由于电容器22C被开关22SW短路，因此并联臂电路120D的阻抗特性为不受电容器22C的影响的特性。也就是说，在该情况下，与在滤波器22A中说明的特性同样地，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2)的合成特性”)成为并联臂电路120D的阻抗特性。
也就是说，在开关22SW接通时，滤波器22D具有与滤波器22A相同的第一带通特性。
另一方面，如图7B所示，在开关22SW断开时，由于电容器22C不被开关22SW短路，因此并联臂电路120D的阻抗特性为受到电容器22C的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)与串联连接于并联臂谐振器22p1的电容器22C的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2+22C)的合成特性”)成为并联臂电路120D的阻抗特性。
具体地说，在开关22SW断开时，并联臂电路120D具有如下阻抗特性。
并联臂电路120D具有2个谐振频率fr1off及fr2off以及2个反谐振频率fa1off及fa2off(此时，满足fr1off<fa1off<fr2off<fa2off、fa1off<fap1、frp1<frp1off、且fa2off<fap2)。也就是说，并联臂电路120D的阻抗在(i)比构成该并联臂电路120D的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1高的频率处以及(ii)并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2处极小。另外，并联臂电路120D的阻抗在(i)构成该并联臂电路120D的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1与并联臂谐振器22p2的谐振频率frp1之间的频率处以及(ii)并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1与并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2之间的频率处极大。
在此，fa1off<fap1的原因在于，在并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1附近的频带中，对于并联臂谐振器22p1，并联臂谐振器22p2作为并联电容器发挥作用。另外，frp1<fr1off的原因在于，在并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1附近的频带中，发生并联臂谐振器22p1与电容器22C的谐振。另外，fa2off<fap2的原因在于，对于并联臂谐振器22p2，并联臂谐振器22p1与电容器22C的合成特性作为并联电容器发挥作用。
也就是说，在开关22SW断开时，滤波器22D具有以下的第二带通特性：由反谐振频率fa1off和谐振频率frs来规定通带，由谐振频率fr1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率fr2off和反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
接着，参照图7C来详细比较开关22SW接通时和断开时的滤波器22D的阻抗特性和带通特性。
如图7C所示，当将开关22SW从接通切换为断开时，并联臂电路120D的阻抗特性如下切换。即，在并联臂电路120D中，2个谐振频率中的低频侧的谐振频率和2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧移位。在本变形例中，只有并联臂谐振器22p1是与电容器22C及开关22SW串联连接的，因此2个谐振频率中的低频侧的谐振频率从fr1on向高频侧移位至fr1off(图中的F部分)。另外，低频侧的反谐振频率从fa1on向高频侧移位至fa1off(图中的E部分)。
在此，由并联臂电路120D的低频侧的反谐振频率和低频侧的谐振频率规定滤波器22D的通带低频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧移位。因而，如图7C的下段所示，通过开关22SW从接通切换为断开，滤波器22D的带通特性变为：通带低频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧移位(参照图中的黑箭头)。换言之，滤波器22A能够使通带低频侧的衰减极点向高频侧移位(图中的H部分)，并且抑制通带低频端的插入损耗的增大地使通带低频端向高频侧移位(图中的G部分)。
[6.滤波器(可调滤波器)的变形例2]
另外，具有频率可变功能的滤波器也可以使通带高频侧和通带低频侧的衰减坡一起移位。因此，说明这种滤波器来作为具有频率可变功能的滤波器的变形例2。
图8是实施方式1的变形例2所涉及的滤波器22E的电路结构图。该图所示的滤波器22E与图3所示的滤波器22A及图6所示的滤波器22D相比在以下方面不同：与2个并联臂谐振器22p1及22p2分别对应地设置有电容器22C1及22C2以及开关22SW1及22SW2，电容器22C1及22C2以及开关22SW1及22SW2与对应的并联臂谐振器22p1及22p2串联连接。
也就是说，并联臂电路120E具有与并联臂谐振器22p1及22p2中的一方(第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器中的一方，在此为并联臂谐振器22p1)串联连接、且彼此并联连接的电容器22C1和开关22SW1。并且，并联臂电路120E具有与并联臂谐振器22p1及22p2中的另一方(第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器中的另一方，在此为并联臂谐振器22p2)串联连接、且彼此并联连接的电容器22C2和开关22SW2。
在此，本变形例中的电容器22C1及开关22SW1相当于上述的滤波器22D的电容器22C及开关22SW。因此，电容器22C1和开关22SW1构成与上述滤波器22D中的频率可变电路22T相当的频率可变电路22Ta。
另外，本变形例中的电容器22C2及开关22SW2相当于上述的滤波器22A的电容器22C及开关22SW。因此，电容器22C2和开关22SW构成与上述滤波器22A中的频率可变电路22T相当的频率可变电路22Tb。
因而，在本变形例中，第一电路10E和第二电路20E分别具有频率可变电路，具体地说，第一电路10E具有频率可变电路22Ta，第二电路20E具有频率可变电路22Tb。此外，第一电路10E与上述滤波器22D中的第一电路10D相当，第二电路20E与上述滤波器22A中的第二电路20A相当。因此，省略第一电路10E和第二电路20E的详细说明。
通过按照控制信号对开关22SW1及22SW2的接通和断开进行切换，如以上那样构成的滤波器22E的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。因此，下面使用图9来将滤波器22E的带通特性与开关22SW1及22SW2的状态一起进行说明。
图9是表示实施方式1的变形例2所涉及的滤波器22E的、开关22SW1及22SW2接通时和断开时的阻抗特性和带通特性的比较的图表。
如图9所示，在开关22SW1及22SW2均接通时，由于电容器22C1被开关22SW1短路，并且电容器22C2被开关22SW2短路，因此并联臂电路120E的阻抗特性为不受电容器22C1及22C2的影响的特性。也就是说，在该情况下，与在滤波器22A和滤波器22D中说明的特性同样地，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2)的合成特性”)成为并联臂电路120E的阻抗特性。
即，在开关22SW1及22SW2均接通时，滤波器22E具有与滤波器22A的开关22SW接通时及滤波器22D的开关22SW接通时相同的第一带通特性。
另一方面，如图9所示，在开关22SW1和22SW2均断开时，由于开关22SW1和开关22SW2均开路，因此电容器22C1及22C2不被开关22SW1及22SW2短路，从而并联臂电路120E的阻抗特性为受到电容器22C1及22C2的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器22p1及22p2)与电容器22C1及22C2的合成特性(图中的“并联臂(22p1+22p2+22C1+22C2)的合成特性”)成为并联臂电路120E的阻抗特性。
具体地说，在开关22SW1及22SW2均断开时，并联臂电路120E具有如下阻抗特性。
并联臂电路120E具有2个谐振频率fr1off及fr2off以及2个反谐振频率fa1off及fa2off(此时，满足fr1off<fa1off<fr2off<fa2off、fa1off<fap1、frp1<frp1off、frp2<frp2off、且fa2off<fap2)。也就是说，并联臂电路120E的阻抗在(i)比构成该并联臂电路120E的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1高的频率处以及(ii)比并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2高的频率处极小。另外，并联臂电路120E的阻抗在(i)构成该并联臂电路120E的并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1与并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2之间的频率处以及(ii)并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1与并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2之间的频率处极大。
也就是说，在开关22SW断开时，滤波器22E具有以下的第二带通特性：由反谐振频率fa1off和谐振频率frs来规定通带，由谐振频率fr1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率fr2off和反谐振频率fas来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。
接着，详细比较滤波器22E的开关22SW1及22SW2均接通时以及开关22SW1及22SW2均断开时的阻抗特性和带通特性。
如该图所示，当将开关22SW1及22SW2均从接通切换为断开时，并联臂电路120E的阻抗特性如下切换。即，在并联臂电路120E中，2个谐振频率这两方和2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧移位。在本实施方式中，并联臂谐振器22p1与电容器22C1串联连接，并联臂谐振器22p2与电容器22C2串联连接，因此2个谐振频率这两方向高频侧移位(图中的J部分和K部分)。另外，低频侧的反谐振频率向高频侧移位(图中的I部分)。
在此，由并联臂电路120E的低频侧的反谐振频率和高频侧的谐振频率规定滤波器22E的通带高频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧移位。另外，由并联臂电路120E的低频侧的反谐振频率和低频侧的谐振频率规定滤波器22E的通带低频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧移位。因而，如图9的下段所示，通过开关22SW1及22SW2均从接通切换为断开，滤波器22E的带通特性变为：通带高频侧和通带低频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧移位(参照图中的黑箭头)。换言之，滤波器22E能够使通带高频侧和通带低频侧的衰减极点向高频侧移位(图中的N部分和M部分)，并且抑制通带高频端和通带低频端的插入损耗的增大地使通带高频端和通带低频端向高频侧移位(图中的L部分)。因此，例如，滤波器22E能够在维持带宽的同时使中心频率移位。
此外，在滤波器22E中，开关22SW1及22SW2的接通和断开也可以不一起切换，可以各自独立地切换。但是，在开关22SW1及22SW2的接通和断开一起切换的情况下，能够削减用于控制开关22SW1及22SW2的控制线的条数，因此能够实现滤波器22E的结构的简化。
另一方面，在开关22SW1及22SW2的接通和断开各自独立地切换的情况下，能够增加通过滤波器22E能够切换的通带的变化(variation)。
具体地说，如针对滤波器22A说明的那样，能够根据与并联臂谐振器22p1(第一并联臂谐振器)串联连接的开关22SW1的接通和断开来改变通带的高频端。另外，如针对滤波器22D说明的那样，能够根据与并联臂谐振器22p2(第二并联臂谐振器)串联连接的开关22SW2的接通和断开来改变通带的低频端。
因而，通过使开关22SW1及22SW2一起接通或一起断开，能够将通带的低频端和高频端一起向低频侧或高频侧移位。即，能够将通带的中心频率向低频侧或高频侧移位。另外，通过使开关22SW1及22SW2中的一方从接通变为断开并且使另一方从断开变为接通，能够使通带的低频端和高频端这两方以它们的频率差增大或减小的方式移位。即，能够在使通带的中心频率大致固定的同时改变通带宽度。另外，通过在开关22SW1及22SW2中的一方为接通或断开的情况下使另一方接通和断开，能够在将通带的低频端和高频端中的一方固定的情况下将另一方向低频侧或高频侧移位。即，能够改变通带的低频端或高频端。
这样，通过具有电容器22C1及22C2以及开关22SW1及22SW2，能够提高改变通带的自由度。
[7.效果等]
以上，说明了本实施方式及其变形例1和2所涉及的滤波器22A、22D及22E(高频滤波电路)。下面，与本实施方式的比较例进行对比来说明这种滤波器22A、22D及22E所起到的效果。
图10是表示实施方式1的比较例所涉及的滤波器22Z的电路结构图以及阻抗特性和带通特性的图表。
如该图的上段所示，比较例所涉及的滤波器22Z与上述的滤波器22A、22D及22E相比在以下方面不同：仅具有1个并联臂谐振器22p，彼此并联连接的电容器22C和开关22SW串联连接于并联臂谐振器22p。在此，电容器22C、开关22SW以及并联臂谐振器22p构成并联臂电路120Z。也就是说，滤波器22Z具有由1个串联臂谐振器22s和1个并联臂电路120Z构成的1级梯型滤波器结构。此外，并联臂谐振器22p是与上述的并联臂谐振器22p1相同的结构。
通过开关22SW按照控制信号来接通或断开，这样构成的滤波器22Z的带通特性在第一带通特性与第二带通特性之间切换。
具体地说，如该图的中段所示，在开关22SW接通时，由于电容器22C被开关22SW短路，因此并联臂电路120Z的阻抗特性为不受电容器22C的影响的特性。也就是说，在该情况下，单个并联臂谐振器22p时的阻抗特性成为并联臂电路120Z的阻抗特性。也就是说，如该图的下段所示，在开关22SW接通时，具有由串联臂谐振器22s和并联臂谐振器22p的阻抗特性来规定的第一带通特性。
另一方面，如该图的中段所示，在开关22SW断开时，由于电容器22C不被开关22SW短路，因此并联臂电路120Z的阻抗特性为受到电容器22C的影响的特性。也就是说，在并联臂电路中，在该情况下，并联臂谐振器22p(与上述的并联臂谐振器22p1相当)与电容器22C的合成特性成为并联臂电路120Z的阻抗特性。
具体地说，在开关22SW断开时，并联臂电路120Z具有如下阻抗特性。
并联臂电路120Z具有1个谐振频率fr1off和1个反谐振频率fa(此时，满足fr1on<fr1off)。在此，fr1on<fr1off的原因在于，由于开关22SW从接通切换为断开，在并联臂谐振器22p的谐振频率frp1附近的频带中，该并联臂电路120Z受到电容器22C的阻抗的影响。具体地说，在该频带中，并联臂谐振器22p作为谐振器发挥作用，电容器22C作为电容器发挥作用，由此整个并联臂电路120Z的谐振频率变高。此外，关于反谐振频率fa，由于无论在开关22SW接通时还是断开时都不存在与并联臂谐振器22p并联连接的电容器，因此该反谐振频率fa与单个并联臂谐振器22p时的反谐振频率一致。
这样，在比较例所涉及的滤波器22Z中，当将开关22SW从接通切换为断开时，在并联臂电路120Z中，反谐振频率不移位，只有谐振频率向高频侧移位(图中的Bz部分)。
因而，如该图的下段所示，与开关22SW接通时的带通特性(第一带通特性)相比，在开关22SW断开时的带通特性(第二带通特性)中，随着只有通带低频侧的衰减极点向高频侧移位(图中的Dz部分)，导致通带低频侧的衰减坡的陡度发生变化。换言之，第一带通特性相比于第二带通特性而言通带低频侧的衰减坡的陡度下降，由此存在通带低频端的插入损耗增大这样的问题(图中的Cz部分)。
发明人着眼于像这样由于只有衰减极点移位而可能发生的通带端的插入损耗的增大，得到了以下构想：不仅使衰减极点移位，还使衰减坡移位，由此抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
即，根据本实施方式及其变形例1和2所涉及的滤波器22A、22D及22E(高频滤波电路)，由并联臂电路(并联臂电路120A、120D及120E)的低频率侧的谐振频率构成通带低频侧的衰减极点，由并联臂电路的高频率侧的谐振频率构成通带高频侧的衰减极点，由并联臂电路的低频率侧的反谐振频率和串联臂电路(在此为单个串联臂谐振器22s)构成通带。
因此，根据滤波器22A、22D及22E，能够通过开关元件(在滤波器22A及22D中为开关22SW，在滤波器22E中为开关22SW1及22SW2)的接通(导通)和断开(非导通)的切换，来将并联臂电路的至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率和至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，能够将通带端的频率和衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，滤波器22A、22D及22E能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
换言之，滤波器22A、22D及22E由串联臂谐振器22s和并联臂电路(并联臂电路120A、120D及120E)形成，且根据开关元件的接通和断开而具有通带互不相同的第一带通特性及第二带通特性。具体地说，在开关元件接通时，由不受阻抗元件(在滤波器22A及22D中为电容器22C，在滤波器22E中为电容器22C1及22C2)的影响的阻抗来规定第一带通特性。另一方面，在开关元件断开时，由受到阻抗元件的影响的阻抗来规定不同于第一带通特性的第二带通特性。在此，在并联臂电路中，阻抗成为极小的至少1个频率以及阻抗成为极大的至少1个频率根据开关元件的接通和断开而一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，在第一带通特性和第二带通特性之间，由并联臂电路的阻抗成为极小的频率和阻抗成为极大的频率规定的衰减坡在维持陡度的同时向低频率侧或高频率侧移位。因而，根据滤波器22A、22D及22E，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带和衰减带的频率进行切换。
另外，根据本实施方式所涉及的滤波器22A，并联臂谐振器22p1(第一并联臂谐振器)的谐振频率frp1比并联臂谐振器22p2(第二并联臂谐振器)的谐振频率frp2低(frp1<frp2)，并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1比并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2低(fap1<fap2)。另外，第一电路10不具有频率可变电路22T，第二电路20具有频率可变电路22T。
据此，能够通过开关22SW的接通和断开的切换，来将并联臂电路120A的至少2个谐振频率中的高频率侧的谐振频率和至少2个反谐振频率中的低频率侧的反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，能够将通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，滤波器22A能够抑制通带高频端的插入损耗的增大地对通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率进行切换。
另外，根据本实施方式的变形例1所涉及的滤波器22D，并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1比并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2低(frp1<frp2)，并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1比并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2低(fap1<fap2)。另外，第一电路10D具有频率可变电路22T，第二电路20D不具有频率可变电路22T。
据此，能够通过开关22SW的接通和断开的切换，来将并联臂电路120D的至少2个谐振频率中的低频率侧的谐振频率和至少2个反谐振频率中的低频率侧的反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，能够将通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。因而，滤波器22D能够抑制通带低频端的插入损耗的增大地对通带低频端和通带低频侧的衰减极点的频率进行切换。
另外，根据本实施方式的变形例2所涉及的滤波器22E，并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1比并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2低(frp1<frp2)，并联臂谐振器22p1的反谐振频率fap1比并联臂谐振器22p2的反谐振频率fap2低(fap1<fap2)。另外，第一电路10E具有频率可变电路22Ta，第二电路20E不具有频率可变电路22Tb。
据此，能够通过第二电路20E中的开关22SW2的接通和断开的切换，来对通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点进行切换，能够通过第一电路10E中的开关22SW1的接通和断开的切换，来对通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点进行切换。因而，根据本方式，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带低频端和通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率这两方进行切换。
另外，根据滤波器22E，也可以将第一电路10E中的开关22SW1和第二电路20E中的开关22SW2一起切换成导通或者一起切换成非导通。
据此，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对中心频率进行切换。
另外，根据滤波器22A、22D及22E，构成频率可变电路的阻抗元件是电容器。
关于此，一般来说，电容器相比于电感器而言Q值高，并且能够以节省空间的方式构成。因此，通过使上述阻抗元件为电容器，能够抑制通带端的插入损耗的增大地实现滤波器22A、22D及22E的小型化。
另外，根据滤波器22A、22D及22E，并联臂谐振器22p1的谐振频率frp1比串联臂电路的谐振频率低，并联臂谐振器22p2的谐振频率frp2比串联臂电路的反谐振频率低。在此，在滤波器22A、22D及22E中，串联臂电路仅由串联臂谐振器22s构成，因此串联臂电路的谐振频率与串联臂谐振器22s的谐振频率frs相等，串联臂电路的反谐振频率与串联臂谐振器22s的反谐振频率fas相等。因而，满足frp1<frs且frp2<fas。
据此，利用取决于串联臂谐振器22s的反谐振频率fas的串联臂电路的反谐振频率来追加通带高频侧的衰减极点，因此能够提高通带高频侧的衰减量。
另外，根据本实施方式及其变形例1和2所涉及的滤波器22A、22D及22E，优选的是，串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1及22p2分别为声表面波谐振器或者体声波谐振器。由此，能够使串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1及22p2均小型化，因此能够实现滤波器22A、22D及22E的小型化和低成本化。另外，声表面波谐振器和体声波谐振器一般来说呈现高Q值的特性，因此能够低损耗化和高选择性化。
另外，根据本实施方式及其变形例1和2所涉及的滤波器22A、22D及22E，优选的是，开关22SW(开关元件)是二极管开关或者由GaAs或CMOS形成的FET开关。由此，能够使开关22SW小型化，因此能够实现滤波器22A、22D及22E的小型化和低成本化。
另外，根据本实施方式及其变形例1和2所涉及的滤波器22A、22D及22E，优选的是，电容器C22(阻抗元件)是可变电容器。由此，能够精细地调整频率可变宽度。
此外，在上述实施方式及其变形例1和2中，作为与并联臂谐振器22p1及22p2(第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器)中的至少一方串联连接、且与开关22SW并联连接的阻抗元件，以电容器为例来进行了说明。但是，这种阻抗元件不限于电容器，也可以如图11所示那样是电感器。图11是本实施方式的其它变形例所涉及的滤波器22F的电路结构图。
与实施方式1所涉及的滤波器22A相比，该图所示的滤波器22F具有电感器22L来代替电容器22C。因而，滤波器22F的通带的频率可变宽度取决于电感器22L的元件值，例如电感器22L的元件值越大则频率可变宽度越大。因此，能够根据对滤波器22F要求的频率规格来适当决定电感器22L的元件值。另外，电感器22L也可以是使用MEMS(Micro ElectroMechanical Systems：微电子机械系统)的可变电感器。由此，能够精细地调整频率可变宽度。
与滤波器22A相比，这样构成的滤波器22F的在切换开关22SW的接通和断开时的衰减坡的移位方向不同。具体地说，在滤波器22F中，开关22SW断开时的第二带通特性相比于开关22SW接通时的第一带通特性而言，衰减坡向低频侧移位。通过这种结构，也能够与实施方式1同样地，抑制通带端的插入损耗的增大地对通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率进行切换。
此外，也可以设置电感器22L来代替上述实施方式的变形例1和2各自的电容器。或者，也可以设置电感器22L来仅代替上述实施方式的变形例2中的2个电容器22C1及22C2中的一方。
[8.基于谐振分析的原理说明]
在此，关于能够得到如上所述的谐振频率和反谐振频率的原理，通过使用谐振器的等效电路模型进行的阻抗特性(谐振特性)的分析(谐振分析)来进行说明。此外，下面，省略与谐振器的Q值等效的电阻成分，使用理想的谐振器的等效电路来说明原理。
[8.1.单个谐振器]
首先，说明单个谐振器的谐振特性。
图12A是表示1个谐振器reso1的等效电路模型及其谐振特性的图。如该图所示，谐振器reso1能够由将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路以及对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C0而成的电路来表示。在此，电容器C0是谐振器reso1的静电电容。此外，在具有IDT电极的声表面波谐振器的情况下，利用上述的式1表示该静电电容。
在上述等效电路中，谐振器reso1的谐振频率fr是由将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路来规定的，是上述等效电路的阻抗Zr成为0的频率，因此，通过对式2求解，来利用式3表示谐振器reso1的谐振频率fr。
[数式2]
[数式3]
另外，谐振器reso1的反谐振频率fa是上述等效电路的导纳Ya成为0的频率，因此，通过对式4求解，来利用式5表示谐振器reso1的反谐振频率fa。
[数式4]
[数式5]
根据上述式3和式5，如图12A的右侧图表所示，反谐振频率fa出现在比谐振频率fr靠高频率侧的位置。
也就是说，谐振器reso1具有1个谐振频率以及位于比该谐振频率靠高频率侧的位置的1个反谐振频率。
[8.2.谐振器彼此并联连接]
接着，关于谐振器彼此并联连接时的特性，使用等效电路模型来进行说明。
图12B是表示并联连接的2个谐振器reso1及reso2的等效电路模型及其谐振特性的图。在该图中，示出了谐振器reso1及reso2被并联连接的模型。谐振器reso1能够由将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路以及对将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路并联连接电容器C01而成的电路表示，谐振器reso2能够由将电容器C2与电感器L2串联连接而成的电路以及对将电容器C2与电感器L2串联连接而成的电路并联连接电容器C02而成的电路表示。在此，电容器C01及C02分别是谐振器reso1及reso2的静电电容。将这些谐振器reso1与谐振器reso2并联连接而成的电路由图12B左下所示的等效电路表示。也就是说，将上述谐振器reso1与reso2并联连接而成的电路由使将电容器C1与电感器L1串联连接而成的电路、将电容器C2与电感器L2串联连接而成的电路、以及电容器C0(＝C01+C02)并联连接而成的电路表示。
该等效电路的谐振频率fr是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率。因此，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，通过对式6求解来利用式7表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式8求解来利用式9表示高频率侧的谐振频率frmH。
[数式6]
[数式7]
[数式8]
[数式9]
根据式7和式9可知，如图12B的右上图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL与单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1相等，高频率侧的谐振频率frmH与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，通过对式10求解来利用式11表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式12求解来利用式13表示高频率侧的谐振频率frmH。
[数式10]
[数式11]
[数式12]
[数式13]
根据式11和式13可知，如图12B的右下图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等，高频率侧的谐振频率frmH与单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1相等。
另一方面，该等效电路的反谐振频率是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率。因此，通过对式14求解，可知该等效电路具有2个反谐振频率。具体地说，低频率侧的反谐振频率famL和高频率侧的反谐振频率famH由式15表示。
[数式14]
[数式15]
关于上述式15所示的反谐振频率famL，可知如图12B的右侧的2个图表所示，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，反谐振频率famL与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1相比向低频率侧移位，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，反谐振频率famL与单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比向低频率侧移位。另一方面，关于上述式15所示的反谐振频率famH，可知如图12B的右侧的2个图表所示，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，反谐振频率famH与单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比向低频率侧移位，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，反谐振频率famH与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1相比向低频率侧移位。
[8.3.对谐振器与电容器的串联电路并联连接谐振器]
接着，关于在图12B的结构中对谐振器reso1串联连接电容器时的特性，使用等效电路模型来进行说明。即，在该结构中，对谐振器reso1与电容器的串联电路并联连接有谐振器reso2。
图12C是表示对谐振器reso1与电容器Ca的串联电路并联连接有谐振器reso2时的等效电路模型及其谐振特性的图。
该等效电路的谐振频率是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率。因此，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，通过对式16求解来利用式17表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式18求解来利用式19表示高频率侧的谐振频率frmH。
[数式16]
[数式17]
[数式18]
[数式19]
根据式17和式19可知，如图12C的右上图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，通过对式20求解来利用式21表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式22求解来利用式23表示高频率侧的谐振频率frmH。
[数式20]
[数式21]
[数式22]
[数式23]
根据式21和式23可知，如图12C的右下图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置。
另一方面，该等效电路的反谐振频率是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率。因此，通过对式24求解，可知该等效电路具有2个反谐振频率。具体地说，低频率侧的反谐振频率famL和高频率侧的反谐振频率famH由式25表示。
[数式24]
[数式25]
关于上述式25所示的反谐振频率famL及famH，可知如图12C的右侧的2个图表所示，与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1及单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比，反谐振频率famL及famH向低频率侧移位。具体地说，可知如图12C的右上图表所示，在fr_reso1<fr_reso2的情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置。与此相对，可知如图12C的右下图表所示，在fr_reso1>fr_reso2的情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置。
[8.4.谐振器与电容器的串联电路彼此并联连接]
接着，关于在图12C的结构中对谐振器reso2串联连接电容器时的特性，使用等效电路模型来进行说明。即，在该结构中，对谐振器reso1与电容器Ca的串联电路并联连接有谐振器reso2与电容器的串联电路。
图12D是表示谐振器与电容器的串联电路彼此并联连接时的等效电路模型及其谐振特性的图。
该等效电路的谐振频率是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率。因此，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，通过对式26求解来利用式27表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式28求解来利用式29表示高频率侧的谐振频率frmH。此外，式26与上述的式16相同，式27与上述的式17相同。
[数式26]
[数式27]
[数式28]
[数式29]
根据式27和式29可知，如图12D的右上图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠高频率侧的位置。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，通过对式30求解来利用式31表示低频率侧的谐振频率frmL，通过对式32求解来利用式33表示高频率侧的谐振频率frmH。此外，式32与上述的式22相同，式33与上述的式23相同。
[数式30]
[数式31]
[数式32]
[数式33]
根据式31和式33可知，如图12D的右下图表所示，在该情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠高频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置。
另一方面，该等效电路的反谐振频率是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率。因此，通过对式34求解，可知该等效电路具有2个反谐振频率。具体地说，低频率侧的反谐振频率famL和高频率侧的反谐振频率famH由式35表示。
[数式34]
[数式35]
A＝L1L2C01C02C1C2(Ca+Cb)+L1L2C1C2CaCb(C01+C02)
B＝CaCb(L1C01C1+L2C02C2+L2C01C2+L1C02C1)
+C01C02(L1C1Ca+L2C2Cb+L2C2Ca+L1C1Cb)
+C1C2(L1C01Cb+L2C02Ca+L2CaCb+L2C02Ca+L1CaCb+L1C02Cb)
C＝CaCb(L2C01C2+L1C02C1)+C01C02(L2C2Ca+L1C1Cb)
+C1C2(L2CaCb+L2C02Ca+L1CaCb+L1C01Cb)
(式35)
关于上述式35所示的反谐振频率famL及famH，可知如图12D的右侧的2个图表所示，与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1及单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比，反谐振频率famL及famH向低频率侧移位。具体地说，可知如图12D的右上图表所示，在fr_reso1＜fr_reso2的情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置。与此相对，可知如图12D的右下图表所示，在fr_reso1＞fr_reso2的情况下，低频率侧的谐振频率frmL移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置，高频率侧的谐振频率frmH移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置。
[8.5.对谐振器与电感器的串联电路并联连接谐振器]
此前，关于将电容器连接于谐振器时的特性，使用等效电路模型进行了说明。下面，关于将电感器连接于谐振器时的特性，使用等效电路模型来进行说明。
首先，关于在图12C的结构中将电容器Ca置换为电感器La时(参照图12E的结构)的特性，使用等效电路模型来进行说明。即，在该结构中，对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2。
图12E是表示对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2时的等效电路模型及其谐振特性的图。
该等效电路的谐振频率是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率。因此，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，谐振频率frm1、frm2以及frm3(在此，frm1<frm2<frm3)如下所示。具体地说，通过对与电感器La相关联且上述等效电路的阻抗Zrm成为0的式36求解，来利用式37表示谐振频率frm1及frm3。另外，通过对不与电感器La相关联且上述等效电路的阻抗Zrm成为0的式38求解，来利用式39表示谐振频率frm2。
[数式36]
[数式37]
[数式38]
[数式39]
根据式37和式39可知，如图12E的右上图表所示，在该情况下，谐振频率frm1移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置，谐振频率frm2与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等，谐振频率frm3被追加到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1和单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠高频率侧的位置。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，通过对上述的式36求解来利用式40表示谐振频率frm2及frm3，通过对上述的式38求解来利用式41表示谐振频率frm1。
[数式40]
[数式41]
根据式40和式41可知，如图12E的右下图表所示，在该情况下，谐振频率frm1与单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2相等，与其相邻的谐振频率frm2移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置，并且谐振频率frm3被追加到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2和单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置。
另一方面，该等效电路的反谐振频率是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率。因此，通过对式42求解，可知该等效电路具有3个反谐振频率fam1、fam2以及fam3。
[数式42]
此外，3个反谐振频率fam1、fam2以及fam3的详细式子是三次方程且式子复杂，因此省略说明，可知如图12E的右侧的2个图表所示，与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1及单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比，反谐振频率fam1及fam2向低频率侧移位。具体地说，可知如图12E的右上图表所示，在fr_reso1<fr_reso2的情况下，反谐振频率fam1移位到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1靠低频率侧的位置，反谐振频率fam2移位到比单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠低频率侧的位置，并且，反谐振频率fam3被追加到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1和单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠高频率侧的位置。与此相对，可知如图12E的右下图表所示，在fr_reso1>fr_reso2的情况下，反谐振频率fam1移位到比单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠低频率侧的位置，反谐振频率fam2移位到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1靠低频率侧的位置，并且，反谐振频率fam3被追加到比单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2和单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1靠高频率侧的位置。
[8.6.谐振器与电感器的串联电路彼此并联连接]
接着，关于在图12D的结构中将电容器Ca及Cb分别置换为电感器La及Lb时(参照图12F的结构)的特性，使用等效电路模型来进行说明。即，在该结构中，对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2与电感器Lb的串联电路。
图12F是表示谐振器与电感器的串联电路彼此并联连接时的等效电路模型及其谐振特性的图。
该等效电路的谐振频率是上述等效电路的阻抗Zrm成为0的频率。因此，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2低的情况下(在fr_reso1<fr_reso2的情况下)，谐振频率frm1、frm2、frm3以及frm4(在此，frm1<frm2<frm3<frm4)如下所示。具体地说，通过对与电感器La相关联且上述等效电路的阻抗Zrm成为0的式43求解，来利用式44表示谐振频率frm1及frm3。另外，通过对与电感器Lb相关联且上述等效电路的阻抗Zrm成为0的式45求解，来利用式46表示谐振频率frm2及frm4。此外，式43与上述的式36相同，式44与上述的式37相同。
[数式43]
[数式44]
[数式45]
[数式46]
根据式44和式46可知，如图12F的右上图表所示，在该情况下，最靠低频率侧的谐振频率frm1移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置，与其相邻的谐振频率frm2移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置。并且，可知谐振频率frm3及frm4被追加到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1和单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠高频率侧的位置。
与此相对，在谐振器reso1的谐振频率fr_reso1比谐振器reso2的谐振频率fr_reso2高的情况下(在fr_reso1>fr_reso2的情况下)，通过对上述的式43求解来利用式47表示谐振频率frm2及frm4，通过对上述的式45求解来利用式48表示谐振频率frm1及frm3。
[数式47]
[数式48]
根据式47和式48可知，如图12F的右下图表所示，在该情况下，最靠低频率侧的谐振频率frm1移位到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2靠低频率侧的位置，与其相邻的谐振频率frm2移位到比单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠低频率侧的位置。并且，可知谐振频率frm3及frm4被追加到比单个谐振器reso2的谐振频率fr_reso2和单个谐振器reso1的谐振频率fr_reso1靠高频率侧的位置。
另一方面，该等效电路的反谐振频率是上述等效电路的导纳Yam成为0的频率。因此，通过对式49求解，可知该等效电路具有3个反谐振频率fam1、fam2以及fam3。
[数式49]
此外，3个反谐振频率fam1、fam2以及fam3的详细式子是三次方程且式子复杂，因此省略说明，可知如图12F的右侧的2个图表所示，与单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1及单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2相比，反谐振频率fam1及fam2向低频率侧移位。具体地说，可知如图12F的右上图表所示，在fr_reso1<fr_reso2的情况下，反谐振频率fam1移位到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1靠低频率侧的位置，反谐振频率fam2移位到比单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠低频率侧的位置，并且，反谐振频率fam3被追加到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1和单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠高频率侧的位置。与此相对，可知如图12F的右下图表所示，在fr_reso1>fr_reso2的情况下，反谐振频率fam1移位到比单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠低频率侧的位置，反谐振频率fam2移位到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1靠低频率侧的位置，并且，反谐振频率fam3被追加到比单个谐振器reso1的反谐振频率fa_reso1和单个谐振器reso2的反谐振频率fa_reso2靠高频率侧的位置。
[8.7.基于谐振分析的特性说明]
基于以上说明的谐振分析，能够解释在上述的滤波器22A、22D、22E及22F中并联臂电路的谐振频率或反谐振频率根据开关22SW的接通和断开的切换而切换。
(i)关于滤波器22A
例如，在滤波器22A中，在开关22SW接通时，并联臂电路120A为并联臂谐振器22p1与并联臂谐振器22p2并联连接的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120A的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1>fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，并联臂电路120A中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1>fr_reso2的情况下的谐振器reso2和谐振器reso1。具体地说，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式11来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式13来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在滤波器22A中，在开关22SW断开时，并联臂电路120A为对并联臂谐振器22p2与电容器22C的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p1的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120A的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电容器Ca的串联电路并联连接有谐振器reso2的等效电路模型中的fr_reso1>fr_reso2的情况同样地解释(参照图12C)。也就是说，并联臂电路120A中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2以及电容器22C分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1>fr_reso2的情况下的谐振器reso2、谐振器reso1以及电容器Ca。具体地说，低频率侧的谐振频率frp1off由上述的式21来解释，高频率侧的谐振频率frp2off由上述的式23来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1off由上述的式25的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2off由上述的式25的famH来解释。
因而，通过开关22SW的接通和断开的切换，并联臂电路120A的高频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据滤波器22A，能够抑制通带高频端的插入损耗的增大地将通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
(ii)关于滤波器22D
另外，例如，在滤波器22D中，在开关22SW接通时，并联臂电路120D为并联臂谐振器22p1与并联臂谐振器22p2并联连接的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120D的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，并联臂电路120D中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1和谐振器reso2。具体地说，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式7来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式9来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在滤波器22D中，在开关22SW断开时，并联臂电路120D为对并联臂谐振器22p1与电容器22C的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p2的结构。因此，对于并联臂电路120D的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电容器Ca的串联电路并联连接有谐振器reso2的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12C)。也就是说，并联臂电路120D中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2以及电容器22C分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1、谐振器reso2以及电容器Ca。具体地说，关于并联臂电路120D，低频率侧的谐振频率frp1off由上述的式17来解释，高频率侧的谐振频率frp2off由上述的式19来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1off由上述的式25的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2off由上述的式25的famH来解释。
因而，通过开关22SW的接通和断开的切换，并联臂电路120D的低频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据滤波器22D，能够抑制通带低频端的插入损耗的增大地将通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
(iii)关于滤波器22E
另外，例如，在滤波器22E中，在开关22SW1及22SW2均接通时，并联臂电路120E为并联臂谐振器22p1与并联臂谐振器22p2并联连接的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120E的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，并联臂电路120E中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1和谐振器reso2。具体地说，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式7来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式9来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在滤波器22E中，在开关22SW1及22SW2均断开时，并联臂电路120E为对并联臂谐振器22p1与电容器22C1的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p2与电容器22C2的串联电路的结构。因此，对于并联臂电路120E的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电容器Ca的串联电路并联连接有谐振器reso2与电容器Cb的串联电路的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12D)。也就是说，并联臂电路120E中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2、电容器22C1以及电容器22C1分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1、谐振器reso2、电容器Ca以及电容器Cb。具体地说，关于并联臂电路120E，低频率侧的谐振频率frp1off由上述的式27来解释，高频率侧的谐振频率frp2off由上述的式29来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1off由上述的式35的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2off由上述的式35的famH来解释。
因而，通过开关22SW1及22SW2的接通和断开的切换，并联臂电路120E的低频率侧的谐振频率及高频率侧的谐振频率以及低频率侧的反谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据滤波器22E，能够抑制通带端的插入损耗的增大地切换中心频率。
(iv)关于滤波器22F
另外，例如，在滤波器22F中，在开关22SW接通时，并联臂电路120F为并联臂谐振器22p1与并联臂谐振器22p2并联连接的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120F的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1>fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，并联臂电路120E中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1和谐振器reso2。具体地说，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式11来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式13来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在滤波器22F中，在开关22SW断开时，并联臂电路120F为对并联臂谐振器22p2与电感器22L的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p1的结构。因此，在该情况下，对于并联臂电路120F的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2的等效电路模型中的fr_reso1>fr_reso2的情况同样地解释(参照图12E)。也就是说，并联臂电路120F中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2以及电感器22L分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso2、谐振器reso1以及电感器22La。具体地说，最低频率的谐振频率由上述的式41来解释，次低频率的谐振频率由上述的式40的frm2来解释。另外，关于反谐振频率，通过对上述的式42求解来解释。
因而，通过开关22SW的接通和断开的切换，并联臂电路120F的高频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据滤波器22F，能够抑制通带高频端的插入损耗的增大地将通带高频端的频率和通带高频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
(v)关于在滤波器22D中设置电感器来代替电容器的结构
另外，例如，关于在滤波器22D中设置电感器来代替电容器22C的结构，在开关22SW接通时，对于并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，该并联臂电路中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1和谐振器reso2。因此，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式7来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式9来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在该结构中，在开关22SW断开时，并联臂电路为对并联臂谐振器22p1与电感器的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p2的结构。因此，对于该并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2的等效电路模型中的fr_reso1>fr_reso2的情况同样地解释(参照图12E)。也就是说，该并联臂电路中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2以及电感器分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1、谐振器reso2以及电感器La。具体地说，关于该并联臂电路，最低频率的谐振频率由上述的式37的frm1来解释，次低频率的谐振频率由上述的式39来解释，最高频率的谐振频率由上述的式37的frm3来解释。另外，关于反谐振频率，通过对上述的式42求解来解释。另外，虽然省略了基于谐振分析的式子，但该并联臂电路的反谐振频率为3个。
因而，通过开关22SW的接通和断开的切换，构成通带低频侧的衰减极点的并联臂电路120D的谐振频率和构成通带的并联臂电路120D的反谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据在滤波器22D中设置电感器来代替电容器22的结构，能够抑制通带低频端的插入损耗的增大地将通带低频端的频率和通带低频侧的衰减极点的频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
(vi)关于在滤波器22E中设置电感器来代替电容器的结构
另外，例如，关于在滤波器22E中设置电感器来代替电容器22C1及22C2的结构，在开关22SW1及22SW2接通时，对于并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够同谐振器reso1与谐振器reso2并联连接的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12B)。也就是说，该并联臂电路中的并联臂谐振器22p1和并联臂谐振器22p2分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1和谐振器reso2。因此，低频率侧的谐振频率frp1on由上述的式7来解释，高频率侧的谐振频率frp2on由上述的式9来解释。另外，低频率侧的反谐振频率fap1on由上述的式15的famL来解释，高频率侧的反谐振频率fap2on由上述的式15的famH来解释。
另一方面，在该结构中，在开关22SW1及22SW2均断开时，并联臂电路为对并联臂谐振器22p1与电感器的串联电路并联连接有并联臂谐振器22p2与电感器的串联电路的结构。因此，对于该并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够同对谐振器reso1与电感器La的串联电路并联连接有谐振器reso2与电感器Lb的串联电路的等效电路模型中的fr_reso1<fr_reso2的情况同样地解释(参照图12F)。也就是说，该并联臂电路中的并联臂谐振器22p1、并联臂谐振器22p2、与并联臂谐振器22p1串联连接的电感器以及与并联臂谐振器22p2串联连接的电感器分别相当于在该等效电路模型中fr_reso1<fr_reso2的情况下的谐振器reso1、谐振器reso2、电感器La以及电感器Lb。具体地说，关于该并联臂电路，最低频率的谐振频率由上述的式44的frm1来解释，次低频率的谐振频率由上述的式46的frm2来解释。另外，关于反谐振频率，通过对上述的式49求解来解释。
因而，通过开关22SW1及22SW2的接通和断开的切换，构成通带低频侧的衰减极点的并联臂电路的谐振频率、构成通带的并联臂电路的反谐振频率以及构成通带高频侧的衰减极点的并联臂电路的谐振频率被一起向低频率侧或高频率侧移位。因此，根据在滤波器22E中设置电感器来代替电容器22C1及22C2的结构，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带低频端和通带低频侧的衰减极点的频率以及通带高频端和通带高频侧的衰减极点的频率这两方进行切换。
[9.相对带宽的关系]
另外，关于具有上述说明的弹性波谐振器结构的串联臂谐振器22s以及并联臂谐振器22p1及22p2，也可以是，串联臂谐振器22s的相对带宽比并联臂谐振器22p1及22p2(第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器)中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄。在此，针对谐振器，相对带宽被定义为将反谐振频率fa与谐振频率fr之间的频率差fa-fr除以该谐振频率fr所得到的值(fa-fr)/fr(或其百分比)。
据此，能够使构成通带的并联臂电路的低频率侧的反谐振频率与构成通带低频侧的衰减极点的并联臂电路的低频率侧的谐振频率之间的频率差变大，并且能够使构成通带高频侧的衰减极点的并联臂电路的高频率侧的谐振频率与构成通带的并联臂电路的低频率侧的反谐振频率之间的频率差变大，因此能够使通带宽度变宽。
例如如下那样调整相对带宽。
图13是表示构成实施方式1中的声表面波谐振器的电极结构(图4A及图4B)的第一调整膜的膜厚与声表面波谐振器的阻抗之间的关系的图表。另外，图14是表示第一调整膜(Ksaw调整膜122)的膜厚与声表面波谐振器的谐振频率、反谐振频率以及相对带宽之间的关系的图表。图13中示出了改变图4B所示的第一调整膜的膜厚时的声表面波谐振器的阻抗的频率特性。此外，此时，作为具有压电性的基板101，使用-10°Y切割LiNbO3基板，将IDT电极121的膜厚设为400nm。另外，在图14的上段示出了第一调整膜的膜厚与谐振频率fr之间的关系，在图14的中段示出了第一调整膜的膜厚与反谐振频率fa之间的关系，在图14的下段示出了第一调整膜的膜厚与相对带宽BWR之间的关系。
如图13所示，当改变第一调整膜的膜厚时，反谐振频率fa几乎不移动，谐振频率fr发生移位。更具体地说，如图14所示，随着增厚第一调整膜的膜厚，谐振频率fr向高频率侧移位，相对带宽BWR变小。也就是说，能够通过第一调整膜的膜厚调整来设定声表面波谐振器的相对带宽。
根据以上的结果，作为使串联臂谐振器22s的相对带宽比并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄的结构，能够列举出在串联臂谐振器22s形成第一调整膜的结构。具体地说，能够列举出：(1)使并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的IDT电极处的第一调整膜比串联臂谐振器22s的IDT电极处的第一调整膜薄；或者(2)不在并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的IDT电极处形成第一调整膜。
据此，能够将串联臂谐振器22s的相对带宽设定得比并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄。
图15是表示构成电极结构的第二调整膜(保护层103及104)的膜厚与声表面波谐振器的阻抗之间的关系的图表。另外，图16是表示第二调整膜的膜厚与声表面波谐振器的谐振频率、反谐振频率以及相对带宽之间的关系的图表。图15中示出了改变图4B所示的第二调整膜的膜厚时的声表面波谐振器的谐振阻抗的频率特性。此外，此时，作为具有压电性的基板101，使用-10°Y切割LiNbO3基板，将IDT电极膜厚设为400nm。另外，在图16的上段示出了第二调整膜的膜厚与谐振频率fr之间的关系，在图16的中段示出了第二调整膜的膜厚与反谐振频率fa之间的关系，在图16的下段示出了第二调整膜的膜厚与相对带宽BWR之间的关系。
如图15所示，当改变第二调整膜的膜厚时，反谐振频率fa和谐振频率fr发生移位。更具体地说，如图16所示，随着增厚第二调整膜的膜厚，谐振频率fr向高频率侧移位，且反谐振频率fa向低频率侧移位，因此相对带宽BWR变小。也就是说，能够通过第二调整膜的膜厚调整来设定声表面波谐振器的相对带宽。
根据以上的结果，作为使串联臂谐振器22s的相对带宽比并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄的结构，能够列举出以下结构：使覆盖串联臂谐振器22s的IDT电极的第二调整膜比覆盖并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的IDT电极的第二调整膜厚。具体地说，能够列举出：(1)使串联臂谐振器22s的IDT电极处的第二调整膜比至少1个并联臂谐振器的IDT电极处的第二调整膜薄；或者(2)不在串联臂谐振器22s的IDT电极处形成第二调整膜。
据此，能够将串联臂谐振器22s的相对带宽设定得比并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄。通过这种相对带宽的设定，能够提高通带高频侧的陡度。
根据以上，根据所要求的滤波器特性来适当设定第一调整膜和第二调整膜即可。具体地说，例如，第二调整膜还具有提高频率温度特性和耐湿性等功能，因此只要考虑所要求的滤波器所需的频率温度特性和耐湿性来设定第二调整膜，对于相对带宽的调整则主要通过第一调整膜的有无和膜厚来决定即可。
(实施方式2)
在上述实施方式1中，以由1个串联臂电路和1个并联臂电路构成的梯型滤波器结构为例来进行了说明。但是，相同的技术也能够应用于由1个以上的串联臂电路和多个并联臂电路构成的梯型滤波器结构。因此，在本实施方式中，说明具有这种滤波器结构的滤波器。
图17是实施方式2所涉及的滤波器22G的电路结构图。
该图所示的滤波器22G是具备串联臂谐振器221s、222s、223s及2224s、并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)221p1及222p1、并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)221p2及222p2以及并联臂谐振器223p的高频滤波电路。在此，并联臂谐振器221p2的谐振频率比并联臂谐振器221p1的谐振频率高，并联臂谐振器222p2的谐振频率比并联臂谐振器222p1的谐振频率高。并且，并联臂谐振器221p2的反谐振频率比并联臂谐振器221p1的反谐振频率高，并联臂谐振器222p2的反谐振频率比并联臂谐振器222p1的反谐振频率高。
滤波器22G还具备用于改变带通特性的电容器221C1、221C2、222C1及222C2以及开关(开关元件)221SW1、221SW2、222SW1及222SW2。另外，滤波器22G还具备电容器223C。
电容器221C1和开关221SW1彼此并联连接后与并联臂谐振器221p1串联连接，电容器221C2和开关221SW2彼此并联连接后与并联臂谐振器221p2串联连接。另外，电容器222C1和开关222SW1彼此并联连接后与并联臂谐振器222p1串联连接，电容器222C2和开关222SW2彼此并联连接后与并联臂谐振器222p2串联连接。另外，电容器223C与并联臂谐振器223p串联连接。
在这样构成的滤波器22G中，并联臂谐振器221p1及221p2、电容器221C1及221C2以及开关221SW1及221SW2构成1个并联臂电路121G。另外，并联臂谐振器222p1及222p2、电容器222C1及222C2以及开关222SW1及222SW2构成1个并联臂电路122G。另外，并联臂谐振器223p和电容器223C构成1个并联臂电路123G。另外，串联臂谐振器221s、222s、223s以及2224s分别构成串联臂电路。另外，电容器221C1和开关221SW1、电容器221C2和开关221SW2、电容器222C1和开关222SW1、电容器222C2和开关222SW2分别构成频率可变电路。也就是说，滤波器22G具有由4个串联臂电路和3个并联臂电路121G、122G及123G构成的梯型滤波器结构。
在此，并联臂电路121G及122G具有与实施方式1中的并联臂电路(特别是并联臂电路120E)相同的结构。因而，本实施方式所涉及的滤波器22G起到与实施方式1相同的效果。
另外，根据本实施方式所涉及的滤波器22G，并联臂电路121G及122G分别具有第一并联臂谐振器(在本实施方式中为并联臂谐振器221p1及222p1)和第二并联臂谐振器(在本实施方式中为并联臂谐振器221p2及222p2)、以及开关元件(在本实施方式中为221SW1、221SW2、222SW1及222SW2)。
由此，至少2个并联臂电路121G及122G分别具有上述说明的频率可变电路，因此能够更精细地调整滤波器22G整体的带通特性。因而，通过在该至少2个并联臂电路121G及122G中的各并联臂电路中适当选择开关元件的接通和断开，能够切换为适当的频带。另外，在滤波器22G中，通过设置有多个(在此为3个)构成梯型滤波器结构的并联臂电路，能够提高衰减量(阻带衰减量)。
此外，这种滤波器由至少1个串联臂电路以及包括上述说明的具有频率可变电路的至少2个并联臂电路的多个并联臂电路构成即可。因此，并联臂电路的个数和串联臂电路的个数不限定于上述的个数，例如，并联臂电路的个数不限于3个，也可以是2个或4个以上。
另外，在本实施方式中，并联臂电路123G是无法改变谐振频率和反谐振频率的结构，但是也可以与实施方式1中的并联臂电路同样地设为能够改变谐振频率和反谐振频率的结构。也就是说，也可以将构成滤波器22G的全部并联臂电路(在本实施方式中为并联臂电路121G～123G)设为与实施方式1中的并联臂电路相同的结构。此时，既可以是全部并联臂电路为相同的结构(例如，与并联臂电路120E相同的结构)，也可以是任意的并联臂电路为与其它级的并联臂电路不同的结构(例如，与并联臂电路120D相同的结构)。
(实施方式3)
在上述实施方式1和2中，以梯型滤波器结构为例来进行了说明。但是，同样的技术也能够应用于具有纵向耦合型的滤波器结构的滤波器。因此，在本实施方式中，说明具有这种滤波器结构的滤波器。
图18是实施方式3所涉及的滤波器22H的电路结构图。
如该图所示，滤波器22H是具备串联臂谐振器221s、222s及223s、并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)221p1、并联臂谐振器(第二并联臂谐振器)221p2以及纵向耦合谐振器250的高频滤波电路。在此，并联臂谐振器221p2的谐振频率比并联臂谐振器221p1的谐振频率高。
滤波器22G还具备用于改变带通特性的电容器221C和开关(开关元件)221SW。电容器221C和开关221SW彼此并联连接后与并联臂谐振器221p2串联连接。
也就是说，滤波器22H是对实施方式1所涉及的梯型滤波器结构(特别是滤波器22A)追加纵向耦合谐振器250所得到的滤波器。
纵向耦合谐振器250是配置于输入输出端子22m与输入输出端子22n之间的纵向耦合型滤波电路。在本实施方式中，纵向耦合谐振器250配置于梯型滤波器结构的输入输出端子22m侧，由5个IDT以及配置于其两端的反射器构成。此外，配置纵向耦合谐振器250的位置不限于梯型滤波器结构与输入输出端子22m之间，例如也可以是输入输出端子22n与梯型滤波器结构之间。
根据如以上那样构成的滤波器22H(高频滤波电路)，该滤波器22H具有与实施方式1中的并联臂电路(特别是并联臂电路120A)相同的结构。因而，本实施方式所涉及的滤波器22H起到与实施方式1相同的效果。
另外，根据本实施方式所涉及的滤波器22H，通过附加纵向耦合谐振器250，能够适应于衰减强化等的所要求的滤波器特性。此外，在本实施方式中，对梯型滤波器结构附加了纵向耦合谐振器250，但是也可以不设置构成该梯型滤波器结构的串联臂电路。也就是说，纵向耦合谐振器250是连接于输入输出端子22n与输入输出端子22m之间的串联臂电路，滤波器22H也可以由纵向耦合谐振器250和并联臂电路构成。
(实施方式4)
上述实施方式1～3所涉及的高频滤波电路能够应用于具有多个高频滤波电路的多工器(multiplexer)的至少1个高频滤波电路。因此，在本实施方式中，关于这种多工器，以将实施方式1～3所涉及的高频滤波电路应用于发送侧滤波器和接收侧滤波器的双工器(duplexer)为例来进行说明。
图19是实施方式4所涉及的双工器22J的电路结构图。该图所示的双工器22J具备实施方式3所涉及的滤波器22H来作为接收侧滤波器，具备实施方式2所涉及的滤波器22G来作为发送侧滤波器。也就是说，滤波器22H连接于天线共用端子110与接收端子120之间，滤波器22G连接于天线共用端子110与发送端子130之间。由此，无论是发送侧的通带还是接收侧的通带，双工器22J都能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带进行切换。
如以上那样，根据本实施方式所涉及的多工器(在此为双工器22J)，通过具备上述实施方式1～3所涉及的高频滤波电路(在此为滤波器22G及22H)，能够抑制通带端的插入损耗的增大地对通带进行切换。因此，与按每个所要求的通带设置个别的高频滤波电路的结构相比，能够削减高频滤波电路的个数，因此能够实现小型化。
此外，作为具备实施方式1～3所涉及的高频滤波电路的多工器，不限于双工器，例如也可以是具备3个高频滤波电路的三工器(triplexer)等。另外，多工器不限于具备发送侧滤波器和接收侧滤波器的结构，也可以是具备多个接收侧滤波器或者多个发送侧滤波器的结构。
另外，多工器将实施方式1～3所涉及的高频滤波电路应用于多个滤波器中的至少1个即可，例如也可以具备不能切换通带的滤波器。即，构成多工器的多个高频滤波电路也可以包括具有上述频率可变电路的高频滤波电路和不具有上述频率电路的高频滤波电路。
这样构成的多工器也可以如下那样构成。即，也可以是，不具有频率可变电路的高频滤波电路由弹性波谐振器构成。另外，也可以是，构成具有频率可变电路的高频滤波电路的并联臂谐振器22p1及22p2中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽比构成不具有频率可变电路的高频滤波电路的弹性波谐振器的相对带宽宽。
关于此，对于在3GPP中规定的频段而言，不具有频率可变电路的高频滤波电路大多数都支持1个频段。另一方面，具有频率可变电路的高频滤波电路能够支持多个频段。具体地说，在具有频率可变电路的高频滤波电路中开关元件接通的情况下，相比于并联臂谐振器22p1的反谐振频率与谐振频率之间的频率差(第一带宽)，包括并联臂谐振器22p1的并联臂电路的低频率侧的反谐振频率与该并联臂电路的低频率侧的谐振频率之间的频率差(第二带宽)以及该并联臂电路的高频率侧的谐振频率与该并联臂电路的低频率侧的反谐振频率之间的频率差(第三带宽)均变窄。
并且，在具有频率可变电路的高频滤波电路中开关元件断开的情况下，第二带宽和第三带宽中的某一方进一步变窄，通过开关元件的接通和断开来切换的该并联臂电路的谐振频率或反谐振频率的频率可变宽度比第二带宽和第三带宽中的某一方的带宽窄。
因此，通过使第一并联臂谐振器的相对带宽比构成不具有频率可变电路的高频滤波电路的弹性波谐振器的相对带宽宽，能够使频率可变宽度变宽，从而能够增加所支持的频段数量。
此外，构成多工器的多个高频滤波电路中的各高频滤波电路的一个端子直接地或者经由连接电路来间接地与天线共用端子等共用端子连接即可。例如，连接电路是移相器、用于选择多个高频滤波电路中的至少1个高频滤波电路的开关、或者环行器(circulator)等。
(实施方式5)
以上的实施方式1～4所说明的高频滤波电路和多工器也能够应用于支持与实施方式1所涉及的高频前端电路2相比使用频段数量更多的系统的高频前端电路。因此，在本实施方式中，说明这种高频前端电路。
图20是实施方式5所涉及的高频前端电路2L的结构图。
如该图所示，高频前端电路2L具备天线端子ANT、发送端子Tx1及Tx2以及接收端子Rx1及Rx2，从天线端子ANT侧起依次具备：由多个开关构成的开关组210；由多个滤波器构成的滤波器组220；发送侧开关231及232和接收侧开关251、252及253；以及发送放大电路241及242和接收放大电路261及262。
开关组210按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线端子ANT与支持规定的频段的信号路径进行连接，开关组210例如由多个SPST型开关构成。此外，与天线端子ANT连接的信号路径不限于1个，也可以是多个。也就是说，高频前端电路2L也可以支持载波聚合(carrier aggregation)。
滤波器组220例如由多个滤波器(包括双工器)构成，所述多个滤波器的通带包括下面的频带。具体地说，该频带是(i)Band12的发送带、(ii)Band13的发送带、(iii)Band14的发送带、(iv)Band27(或Band26)的发送带、(v)Band29和Band14(或者Band12、Band67以及Band13)的接收带、(vi-Tx)Band68和Band28a(或者Band68和Band28b)的发送带、(vi-Rx)Band68和Band28a(或者Band68和Band28b)的接收带、(vii-Tx)Band20的发送带、(vii-Rx)Band20的接收带、(viii)Band27(或者Band26)的接收带、(ix-Tx)Band8的发送带、以及(ix-Rx)Band8的接收带。
发送侧开关231是具有与低频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子以及与发送放大电路241连接的共用端子的开关电路。发送侧开关232是具有与高频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子以及与发送放大电路242连接的共用端子的开关电路。这些发送侧开关231及232是设置于滤波器组220的前级(在此为发送侧信号路径上的前级)、且连接状态按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换的开关电路。由此，被发送放大电路241及242放大的高频信号(在此为高频发送信号)经由滤波器组220的规定的滤波器后从天线端子ANT被输出到天线元件1(参照图1)。
接收侧开关251是具有与低频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路261连接的共用端子的开关电路。接收侧开关252是具有与规定的频段(在此为Band20)的接收侧信号路径连接的共用端子以及与接收侧开关251的共用端子及接收侧开关252的共用端子连接的2个选择端子的开关电路。接收侧开关253是具有与高频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路262连接的共用端子的开关电路。这些接收侧开关251～253设置于滤波器组220的后级(在此为接收侧信号路径上的后级)，其连接状态按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换。由此，被输入到天线端子ANT的高频信号(在此为高频接收信号)经由滤波器组220的规定的滤波器后被接收放大电路261及262放大，之后从接收端子Rx1及Rx2被输出到RFIC 3(参照图1)。此外，也可以将支持低频段的RFIC和支持高频段的RFIC各自独立地设置。
发送放大电路241是对低频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器，发送放大电路242是对高频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。
接收放大电路261是对低频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路262是对高频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
这样构成的高频前端电路2L具备实施方式1所涉及的滤波器22A来作为通带包括(iv)Band27(或者Band26)的发送带的滤波器。也就是说，该滤波器按照控制信号来将通带在Band27的发送带与Band26的发送带之间切换。
另外，高频前端电路2L具备实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D来作为通带包括(vi-Tx)Band68和Band28a(或者Band68和Band28b)的发送带的发送滤波器，并具备实施方式1的变形例2所涉及的滤波器22E来作为通带包括(vi-Rx)Band68和Band28a(或者Band68和Band28b)的接收带的接收滤波器。也就是说，由该发送滤波器和该接收滤波器构成的双工器按照控制信号来将通带在Band68及Band28a的发送带及接收带与Band68及Band28b的发送带及接收带之间切换。
另外，高频前端电路2L具备实施方式1的变形例1所涉及的滤波器22D来作为通带包括(viii)Band27(或者Band26)的接收带的滤波器。也就是说，该滤波器按照控制信号来将通带在Band27的发送带与Band26的发送带之间切换。
根据如以上那样构成的高频前端电路2L，通过具备上述实施方式1～3所涉及的滤波器22A、22D及22E(高频滤波电路)，与按每个频段设置滤波器的情况相比能够削减滤波器的个数，因此能够实现小型化。
另外，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2L，该高频前端电路2L具备设置于滤波器组220(多个高频滤波电路)的前级或后级的发送侧开关231及232以及接收侧开关251～253(开关电路)。由此，能够使传递高频信号的信号路径的一部分共用化。因此，例如，能够使与多个高频滤波电路对应的发送放大电路241及242或者接收放大电路261及262(放大电路)共用化。因而，能够实现高频前端电路2L的小型化和低成本化。
此外，关于发送侧开关231及232以及接收侧开关251～253，设置至少1个即可。另外，发送侧开关231及232的个数以及接收侧开关251～253的个数不限于上述说明的个数，例如也可以设置有1个发送侧开关和1个接收侧开关。另外，发送侧开关和接收侧开关的选择端子等的个数也不限于本实施方式，也可以分别为2个。
(其它实施方式)
以上列举了实施方式1～5以及变形例来对本发明的实施方式所涉及的高频滤波电路、多工器以及高频前端电路进行了说明，但是本发明不限定于上述实施方式和变形例。将上述实施方式和变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有本发明所涉及的高频滤波电路、多工器及高频前端电路的各种设备也包括在本发明中。
例如，具备上述的高频前端电路2和RFIC 3(RF信号处理电路)的通信装置4也包括在本发明中。根据这种通信装置4，在支持多频段的通信装置4中，能够抑制通带端的插入损耗的增大地根据所要求的频率规格来对通带和衰减极点的频率进行切换。
另外，例如，并联臂电路具有包括第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器的多个并联臂谐振器即可，并联臂谐振器的个数也可以为3以上。
另外，例如，并联臂电路也可以不与串联臂谐振器22s的输入输出端子22m侧的节点连接，也可以与串联臂谐振器22s的输入输出端子22n侧的节点连接。
另外，单个串联臂谐振器的谐振频率与反谐振频率的频率间隔(串联臂谐振器的谐振器带宽)同单个第一并联臂谐振器和单个第二并联臂谐振器的谐振频率与反谐振频率的频率间隔(并联臂谐振器的谐振器带宽)之间的大小关系没有特别限定。但是，从扩大频率可变宽度的观点出发，优选的是，在并联臂谐振器和串联臂谐振器中谐振器带宽大致相等、或者并联臂谐振器的谐振器带宽比串联臂谐振器的谐振器带宽宽。在此，“大致相等”不仅包括完全相等，也包括实质上相等。此外，这一点既可以仅对第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器中的一方(例如，与阻抗元件串联连接的并联臂谐振器)而言成立，也可以对第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器这两方而言均成立。
另外，上述说明的串联臂谐振器、第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器中的各谐振器不限于1个谐振器，也可以由将1个谐振器进行分割而得到的多个分割谐振器构成。
另外，例如，控制部也可以设置于RFIC 3(RF信号处理电路)的外部，例如也可以设置于高频前端电路。也就是说，高频前端电路不限于上述说明的结构，也可以具备：高频滤波电路，其具有频率可变电路；以及控制部，其对该频率可变电路的开关元件的接通和断开进行控制。根据这样构成的高频前端电路，能够抑制通带端的插入损耗的增大地根据所要求的频率规格来对通带进行切换。
另外，上述说明的具有阻抗可变电路的高频滤波电路也可以是TDD(TimeDivision Duplex：时分双工)用的滤波器。
另外，上述说明的串联臂电路不限于谐振电路，也可以是电感器或电容器等阻抗元件。
另外，例如也可以是，在高频前端电路或通信装置中，在各结构要素之间连接有电感器、电容器。此外，电感器也可以包括由将各结构要素之间连接的布线形成的布线电感。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段系统的小型的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：天线元件；2、2L：高频前端电路；3：RFIC(RF信号处理电路)；4：通信装置；10、10D、10E：第一电路；20、20D、20E：第二电路；22A、22B、22D～22H：滤波器(高频滤波电路)；22C、22C1、22C2、221C1、221C2、222C1、222C2、223C：电容器(阻抗元件)；22J：双工器；22L：电感器(阻抗元件)；22m：输入输出端子(第一输入输出端子)；22n：输入输出端子(第二输入输出端子)；22p1、22p2、221p1、221p2、222p1、222p2、223p：并联臂谐振器；22SW、22SW1、22SW2、221SW1、221SW2、222SW1、222SW2、223SW：开关(开关元件)；22s、221s～224s：串联臂谐振器；22T、22Ta、22Tb：频率可变电路；24、241、242：发送放大电路；26、261、262：接收放大电路；101：具有压电性的基板；103、104：保护层；110：天线共用端子；120、Rx、Rx1、Rx2：接收端子；120A、120D～120F、120Z、121G～123G：并联臂电路；121：IDT电极；121a、121b：梳状电极；121f：电极指；122：Ksaw调整膜；130、Tx、Tx1、Tx2：发送端子；210：开关组；211、212、213、214、215：金属膜；220：滤波器组；231、232：发送侧开关(开关电路)；251～253：接收侧开关(开关电路)；250：纵向耦合谐振器；ANT：天线端子；reso：声表面波谐振器；reso1、reso2：谐振器。

Claims (21)

1.一种高频滤波电路，具备：
串联臂电路，其连接于第一输入输出端子与第二输入输出端子之间；以及
并联臂电路，其连接于地以及将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的路径上的节点，
其中，所述并联臂电路具有：
第一电路，其具有第一并联臂谐振器；以及
第二电路，其与所述第一电路并联连接且具有第二并联臂谐振器，
所述第一电路和所述第二电路中的至少一方的电路还具有频率可变电路，该频率可变电路与所述一方的电路中的所述第一并联臂谐振器或所述第二并联臂谐振器串联连接，且该频率可变电路具有彼此并联连接的阻抗元件和开关元件，
所述第二并联臂谐振器具有：
与所述第一并联臂谐振器的谐振频率不同的谐振频率；以及
与所述第一并联臂谐振器的反谐振频率不同的反谐振频率。
2.根据权利要求1所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述并联臂电路具有至少2个谐振频率和至少2个反谐振频率，
所述频率可变电路通过所述开关元件的导通和非导通的切换，来使所述并联臂电路的所述至少2个谐振频率中的至少1个谐振频率和所述至少2个反谐振频率中的至少1个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
3.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，
所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，
所述第一电路不具有所述频率可变电路，所述第二电路具有所述频率可变电路。
4.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，
所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，
所述第一电路具有所述频率可变电路，所述第二电路不具有所述频率可变电路。
5.根据权利要求1或2所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第二并联臂谐振器的谐振频率低，
所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器的反谐振频率低，
所述第一电路和所述第二电路各自具有所述频率可变电路。
6.根据权利要求5所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述第一电路所具有的所述频率可变电路的所述开关元件以及所述第二电路所具有的所述频率可变电路的所述开关元件以一起变为导通或者一起变为非导通的方式进行切换，
所述第一电路所具有的所述频率可变电路以及所述第二电路所具有的所述频率可变电路通过各自的所述开关元件的导通和非导通的切换，来使所述并联臂电路的所述至少2个谐振频率以及所述至少2个反谐振频率一起向低频率侧或高频率侧移位。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述阻抗元件是电容器。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路具有梯型的滤波器结构，其包括：
至少2个所述并联臂电路；以及
至少1个所述串联臂电路。
9.根据权利要求1～8中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述串联臂电路具备串联臂谐振器，
所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述串联臂电路的谐振频率低，
所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述串联臂电路的谐振频率高。
10.根据权利要求9所述的高频滤波电路，其特征在于，
在针对谐振器将使反谐振频率与谐振频率之间的频率差除以该谐振频率所得到的值定义为相对带宽的情况下，
所述串联臂谐振器的相对带宽比所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽窄。
11.根据权利要求10所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路由具有叉指换能器电极即IDT电极的多个声表面波谐振器构成，所述IDT电极由形成在至少局部地具有压电性的基板上的多个电极指构成，
在由所述多个声表面波谐振器中的至少1个声表面波谐振器形成的所述串联臂谐振器中，在所述IDT电极与所述基板之间形成有用于调整所述相对带宽的第一调整膜。
12.根据权利要求10所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述高频滤波电路由具有叉指换能器电极即IDT电极的多个声表面波谐振器构成，所述IDT电极由形成在至少局部地具有压电性的基板上的多个电极指构成，
由所述多个声表面波谐振器中的至少1个声表面波谐振器形成的所述串联臂谐振器的所述IDT电极被第二调整膜覆盖，该第二调整膜用于调整所述相对带宽。
13.根据权利要求1～8中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述串联臂电路具备配置于所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子之间的纵向耦合谐振器。
14.根据权利要求1～10以及13中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器均是弹性波谐振器，
所述弹性波谐振器是声表面波谐振器或者体声波谐振器。
15.根据权利要求1～14中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述开关元件是二极管开关或者由GaAs或CMOS形成的FET开关。
16.根据权利要求1～15中的任一项所述的高频滤波电路，其特征在于，
所述阻抗元件是可变电容器或可变电感器。
17.一种多工器，具备多个高频滤波电路，所述多个高频滤波电路包括根据权利要求1～16中的任一项所述的高频滤波电路。
18.根据权利要求17所述的多工器，其特征在于，
所述多个高频滤波电路包括不具有所述频率可变电路的高频滤波电路，
不具有所述频率可变电路的高频滤波电路由弹性波谐振器构成，
在针对谐振器将使反谐振频率与谐振频率之间的频率差除以该谐振频率所得到的值定义为相对带宽的情况下，
所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器中的至少1个并联臂谐振器的相对带宽比构成不具有所述频率可变电路的高频滤波电路的所述弹性波谐振器的相对带宽宽。
19.一种高频前端电路，具备：
多个高频滤波电路，所述多个高频滤波电路包括根据权利要求1～16中的任一项所述的高频滤波电路；以及
开关电路，其设置于所述多个高频滤波电路的前级或后级，具有与所述多个高频滤波电路分别地连接的多个选择端子以及选择性地与所述多个选择端子连接的共用端子。
20.一种高频前端电路，具备：
根据权利要求1～16中的任一项所述的高频滤波电路；以及
控制部，其对所述开关元件的导通和非导通进行控制。
21.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求19或20所述的高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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