KR20180134417A - 고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 - Google Patents

고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 Download PDF

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Abstract

필터(22A)는, 입출력 단자(22n)와 입출력 단자(22m)의 사이에 접속된 직렬 아암 회로와, 노드(x)와 접지에 접속된 병렬 아암 회로(120A)를 구비하며, 병렬 아암 회로(120A)는, 병렬 아암 공진자(22p1)를 갖는 제1 회로(10)와, 제1 회로(10)에 병렬 접속되고, 또한, 병렬 아암 공진자(22p2)를 갖는 제2 회로(20)를 갖고, 제1 회로(10) 및 제2 회로(20)의 적어도 한쪽의 회로는, 한쪽의 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 또는 병렬 아암 공진자(22p2)에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 임피던스 소자 및 스위치(22SW)를 갖는 주파수 가변 회로(22T)를 더 갖고, 병렬 아암 공진자(22p2)는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수와 상이한 공진 주파수와, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수와 상이한 반공진 주파수를 갖는다.

Description

고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
본 발명은, 공진자를 갖는 고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 관한 것이다.
종래, 이동체 통신기의 프론트 엔드부에 배치되는 대역 통과형 필터 등에, 탄성파를 사용한 탄성파 필터가 널리 사용되고 있다. 또한, 멀티 모드/멀티 밴드 등의 복합화에 대응하기 위해, 복수의 탄성파 필터를 구비한 고주파 프론트 엔드 회로가 실용화되고 있다.
예를 들어, 멀티 밴드화에 대응하는 탄성파 필터의 구성으로서는, BAW(Bulk Acoustic Wave) 공진자로 구성된 래더형의 필터 구조의 병렬 아암 회로에 있어서, 병렬 아암 공진자에 대해서, 서로 병렬로 접속된 캐패시터 및 스위치를 직렬 접속하는 구성이 알려져 있다(예를 들어, 특허문헌 1 참조). 이러한 탄성파 필터는, 스위치의 도통(온) 및 비도통(오프)의 전환에 의해, 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있는 튜너블 필터(즉, 주파수를 가변할 수 있는 주파수 가변 필터)를 구성한다.
미국 특허 출원공개 제2009/0251235호 명세서
통상의 대역 통과형 필터에서는, 병렬 아암 회로의 반공진 주파수에 의해 통과 대역이 규정되고, 병렬 아암 회로의 공진 주파수에 의해 통과 대역 저역측의 감쇠극이 구성되며, 해당 감쇠극에 의해 감쇠 대역이 규정된다.
그러나, 상기 종래의 구성에서는, 스위치의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 통과 대역을 규정하는 병렬 아암 회로의 반공진 주파수는 변화되지 않고, 감쇠 대역을 규정하는 병렬 아암 회로의 공진 주파수만이 변화한다. 이로 인해, 스위치의 도통 및 비도통의 전환에 의해 통과 대역 저역측의 감쇠 대역을 저주파수측으로 주파수 시프트시키는 경우, 당해 감쇠극의 주파수만이 시프트되기 때문에, 통과 대역단의 삽입 손실이 증대(손실이 악화)되는 경우가 있다.
즉, 상기 구성에서는, 스위치의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 통과 대역단의 삽입 손실이 증대된다는 문제가 있다.
그래서, 본 발명은, 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능한 고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 일 형태에 따른 고주파 필터 회로는, 제1 입출력 단자와 제2 입출력 단자의 사이에 접속된 직렬 아암 회로와, 상기 제1 입출력 단자와 상기 제2 입출력 단자를 연결하는 경로상의 노드와 접지에 접속된 병렬 아암 회로를 구비하며, 상기 병렬 아암 회로는, 제1 병렬 아암 공진자를 갖는 제1 회로와, 상기 제1 회로에 병렬 접속되고, 또한, 제2 병렬 아암 공진자를 갖는 제2 회로를 갖고, 상기 제1 회로 및 상기 제2 회로의 적어도 한쪽의 회로는, 상기 한쪽의 회로에서의 상기 제1 병렬 아암 공진자 또는 상기 제2 병렬 아암 공진자에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 임피던스 소자 및 스위치 소자를 갖는 주파수 가변 회로를 더 갖고, 상기 제2 병렬 아암 공진자는, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수와 상이한 공진 주파수와, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수와 상이한 반공진 주파수를 갖는다.
이것에 관하여, 고주파 필터 회로에서는, 병렬 아암 회로의 저주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 저역측의 감쇠극이 구성되고, 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 고역측의 감쇠극이 구성되며, 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와 직렬 아암 회로에 의해 통과 대역이 구성된다.
본 형태에 의하면, 상기 병렬 아암 회로의 구성에 의해, 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 병렬 아암 회로에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역단의 주파수와 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 본 형태에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 병렬 아암 회로는, 적어도 2개의 공진 주파수와 적어도 2개의 반공진 주파수를 갖고, 상기 주파수 가변 회로는, 상기 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 상기 병렬 아암 회로에서의 상기 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수와, 상기 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시키도록 해도 된다.
또한, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며, 상기 제1 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않고, 상기 제2 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖도록 해도 된다.
이것에 의하면, 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 병렬 아암 회로에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 고주파수측의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 저주파수측의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역 고역단의 주파수와 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 본 형태에 의하면, 통과 대역 고역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며, 상기 제1 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖고, 상기 제2 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않도록 해도 된다.
이것에 의하면, 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 병렬 아암 회로에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 저주파수측의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 저주파수측의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역 저역단의 주파수와 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 본 형태에 의하면, 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단 및 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며, 상기 제1 회로 및 상기 제2 회로의 각각이, 상기 주파수 가변 회로를 갖도록 해도 된다.
이것에 의하면, 제2 회로에서의 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 통과 대역 고역단의 주파수 및 통과 대역 고역측의 감쇠극을 전환하는 것이 가능하게 되고, 제1 회로에서의 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 통과 대역 저역단의 주파수 및 통과 대역 저역측의 감쇠극을 전환하는 것이 가능해진다. 따라서, 본 형태에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단 및 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수와, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수의 양쪽을 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 제1 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로의 상기 스위치 소자 및 상기 제2 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로의 상기 스위치 소자는, 함께 도통, 또는 함께 비도통이 되도록 전환되고, 상기 제1 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로 및 상기 제2 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로는, 각각의 상기 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 상기 병렬 아암 회로에서의 상기 적어도 2개의 공진 주파수와 상기 적어도 2개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시키도록 해도 된다.
이것에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 중심 주파수를 전환할 수 있다.
또한, 상기 임피던스 소자는 캐패시터여도 된다.
이것에 관하여, 일반적으로, 캐패시터는, 인덕터와 비교하여 Q가 높아, 더욱 공간 절약으로 구성할 수 있다. 그 때문에, 상기 임피던스 소자가 캐패시터임으로써, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 고주파 필터 회로의 소형화가 도모된다.
또한, 적어도 2개의 상기 병렬 아암 회로와, 적어도 1개의 상기 직렬 아암 회로로 구성되는 래더형의 필터 구조를 갖도록 해도 된다.
이것에 의하면, 적어도 2개의 병렬 아암 회로의 각각이 주파수 가변 회로를 갖기 때문에, 고주파 필터 회로 전체의 통과 특성을 보다 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다. 따라서, 당해 적어도 2개의 병렬 아암 회로의 각각에 있어서 스위치 소자의 도통 및 비도통이 적합하게 선택됨으로써, 적절한 대역으로 전환할 수 있다. 또한, 래더형의 필터 구조를 구성하는 병렬 아암 회로가 복수 설치되어 있음으로써, 감쇠량(저지 영역 감쇠량)을 향상시킬 수 있다.
또한, 상기 직렬 아암 회로는, 직렬 아암 공진자를 구비하고, 상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 직렬 아암 회로의 공진 주파수보다도 낮고, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 직렬 아암 회로의 공진 주파수보다도 높은 것으로 해도 된다.
이것에 의하면, 직렬 아암 공진자의 반공진 주파수에 의존하는 직렬 아암 회로의 반공진 주파수에 의해, 통과 대역 고역측의 감쇠극이 추가되기 때문에, 통과 대역 고역측의 감쇠량을 향상시킨 고주파 필터 회로를 구성할 수 있다.
또한, 공진자에 대하여, 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차를 당해 공진 주파수로 나눈 값을 비대역폭이라 정의한 경우에, 상기 직렬 아암 공진자의 비대역폭은, 상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다 좁은 것으로 해도 된다.
이것에 의하면, 통과 대역 고역측의 급준도를 향상시킬 수 있다.
또한, 상기 고주파 필터 회로는, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판 위에 형성된 복수의 전극 핑거로 이루어지는 IDT 전극을 갖는 복수의 탄성 표면파 공진자에 의해 구성되고, 상기 복수의 탄성 표면파 공진자 중 적어도 1개의 상기 직렬 아암 공진자에는, 상기 IDT 전극과 상기 기판의 사이에, 상기 비대역폭을 조정하는 제1 조정막이 형성되어 있도록 해도 된다.
이것에 의하면, 탄성 표면파 공진자의 비대역폭을 제1 조정막의 막 두께 조정에 의해 설정하는 것이 가능해진다. 예를 들어, 직렬 아암 공진자의 비대역폭을, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 설정하고 싶은 경우에는, 직렬 아암 공진자의 제1 조정막의 막 두께를 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 제1 조정막의 막 두께보다도 두껍게 설정하면 된다.
또한, 상기 고주파 필터 회로는, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판 위에 형성된 복수의 전극 핑거로 이루어지는 IDT 전극을 갖는 복수의 탄성 표면파 공진자에 의해 구성되고, 상기 복수의 탄성 표면파 공진자 중 적어도 1개의 상기 직렬 아암 공진자의 상기 IDT 전극은, 상기 비대역폭을 조정하는 제2 조정막에 의해 덮여 있도록 해도 된다.
이것에 의하면, 탄성 표면파 공진자의 비대역폭을 제2 조정막의 막 두께 조정에 의해 설정하는 것이 가능해진다. 예를 들어, 직렬 아암 공진자의 비대역폭을, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 설정하고 싶은 경우에는, 직렬 아암 공진자의 제2 조정막의 막 두께를 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 제2 조정막의 막 두께보다도 두껍게 설정하면 된다.
또한, 상기 직렬 아암 회로는, 상기 제1 입출력 단자와 상기 제2 입출력 단자의 사이에 배치된 종결합 공진기를 구비하도록 해도 된다.
이것에 의하면, 감쇠 강화 등의 요구되는 필터 특성에 적응하는 고주파 필터 회로를 실현하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자의 각각은, 탄성파 공진자이며, 상기 탄성파 공진자는, 탄성 표면파 공진자, 또는 벌크 탄성파 공진자여도 된다.
이에 의해, 직렬 아암 공진자, 및 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 각각을 소형화할 수 있으므로, 고주파 필터 회로의 소형화 및 저비용화가 가능해진다. 또한, 탄성 표면파 공진자 및 벌크 탄성파 공진자는, 일반적으로 고 Q의 특성을 나타내기 때문에, 저손실화 및 고선택도화가 가능해진다.
또한, 상기 스위치 소자는, GaAs 혹은 CMOS로 이루어지는 FET 스위치, 또는 다이오드 스위치여도 된다.
이와 같은 반도체를 사용한 스위치는 소형이기 때문에, 고주파 필터 회로를 소형화할 수 있다.
또한, 상기 임피던스 소자는, 가변 캐패시터 또는 가변 인덕터여도 된다.
이에 의해, 가변 캐패시터 또는 가변 인덕터에 의해 소자값을 세밀하게 설정할 수 있으므로, 통과 대역의 주파수 및 감쇠극의 주파수를 세밀하게 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 본 발명의 일 형태에 따른 멀티플렉서는, 상술한 어느 한쪽의 고주파 필터 회로를 포함하는 복수의 고주파 필터 회로를 구비한다.
이에 의해, 멀티 밴드에 대응하는 시스템에 적용되는 멀티플렉서에 대하여, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 복수의 고주파 필터 회로는, 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 포함하고, 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로는, 탄성파 공진자로 구성되어 있으며, 공진자에 대하여, 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차를 당해 공진 주파수로 나눈 값을 비대역폭이라 정의한 경우에, 상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자의 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭은, 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 구성하는 상기 탄성파 공진자의 비대역폭보다 넓게 하여도 된다.
이것에 관하여, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로의 대부분은, 3GPP(Third Generation Partnership Project)로 규정되는 밴드에 대하여, 1개의 밴드에 대응하고 있다. 한편, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로는, 복수의 밴드에 대응할 수 있다. 구체적으로는, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로에 있어서 스위치 소자가 도통인 경우, 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차(제1 대역폭)에 비하여, 제1 병렬 아암 공진자를 포함하는 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와 당해 병렬 아암 회로의 저주파수측의 공진 주파수와의 주파수 차(제2 대역폭), 및 당해 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수와 당해 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와의 주파수 차(제3 대역폭)는 모두 좁아진다.
또한, 스위치 소자가 비도통인 경우, 제2 대역폭 및 제 3 대역폭 중 어느 한쪽은 더욱 좁아져서, 스위치 소자의 도통 및 비도통에 의해 전환되는 당해 병렬 아암 회로의 공진 주파수 또는 반공진 주파수의 주파수 가변 폭은, 제2 대역폭 및 제3 대역폭의 어느 한쪽의 대역폭보다 좁다.
그 때문에, 제1 병렬 아암 공진자의 비대역폭을, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 구성하는 탄성파 공진자의 비대역폭보다 넓게 함으로써, 주파수 가변 폭을 넓게 할 수 있어, 대응하는 밴드 수를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 일 형태에 따른 고주파 프론트 엔드 회로는, 상술한 어느 한쪽의 고주파 필터 회로를 포함하는 복수의 고주파 필터 회로와, 상기 복수의 고주파 필터 회로의 전단 또는 후단에 설치되고, 상기 복수의 고주파 필터 회로와 개별로 접속된 복수의 선택 단자 및 상기 복수의 선택 단자와 선택적으로 접속되는 공통 단자를 갖는 스위치 회로를 구비한다.
이에 의해, 고주파 신호가 전달되는 신호 경로의 일부를 공통화할 수 있다. 따라서, 예를 들어 복수의 고주파 필터 회로에 대응하는 증폭 회로 등을 공통화할 수 있기 때문에, 고주파 프론트 엔드 회로의 소형화 및 저비용화가 가능해진다.
또한, 본 발명의 다른 일 형태에 따른 고주파 프론트 엔드 회로는, 상술한 어느 한쪽의 고주파 필터 회로와, 상기 스위치 소자의 도통 및 비도통을 제어하는 제어부를 구비한다.
이에 의해, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 요구되는 주파수 사양에 따라서 통과 대역 및 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 형태에 따른 통신 장치는, 안테나 소자에 의해 송수신되는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와, 상기 안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로의 사이에서 상기 고주파 신호를 전달하는 상술한 어느 한쪽의 고주파 프론트 엔드 회로를 구비한다.
이에 의해, 멀티 밴드 대응의 통신 장치에 있어서, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 요구되는 주파수 사양에 따라서 통과 대역 및 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있다.
본 발명에 따른 고주파 필터 회로 등에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
도 1은, 실시 형태 1에 따른 통신 장치의 구성도이다.
도 2는, 실시 형태 1에 따른 필터에 요구되는 통과 특성과 주파수 할당과의 관계를 설명하는 도면이다.
도 3은, 실시 형태 1에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 4a는, 실시 형태 1에서의 탄성 표면파 공진자의 전극 구조를 나타내는 평면도 및 단면도이다.
도 4b는, 실시 형태 1에서의 탄성 표면파 공진자의 전극 핑거 및 그 주위의 구조의 단면도이다.
도 5a는, 실시 형태 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 온인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5b는, 실시 형태 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5c는, 실시 형태 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
도 6은, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 7a는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 온인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 7b는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 7c는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터에 대하여, 스위치가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
도 8은, 실시 형태 1의 변형예 2에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 9는, 실시 형태 1의 변형예 2에 따른 필터에 대하여, 스위치가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
도 10은, 실시 형태 1의 비교예에 따른 필터의 회로 구성도, 및 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 11은, 실시 형태 1의 다른 변형예에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 12a는, 1개의 공진자의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 12b는, 병렬 접속된 2개의 공진자의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 12c는, 공진자와 캐패시터의 직렬 회로에 대해서 다른 공진자가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 12d는, 공진자와 캐패시터의 직렬 회로끼리가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 12e는, 공진자와 인덕터의 직렬 회로에 대해서 다른 공진자가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 12f는, 공진자와 인덕터의 직렬 회로끼리가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
도 13은, 전극 구조를 구성하는 제1 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 임피던스와의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 14는, 제1 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 공진 주파수, 반공진 주파수, 및 비대역폭과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 15는, 전극 구조를 구성하는 제2 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 임피던스와의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 16은, 제2 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 공진 주파수, 반공진 주파수, 및 비대역폭과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 17은, 실시 형태 2에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 18은, 실시 형태 3에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 19는, 실시 형태 4에 따른 듀플렉서의 회로 구성도이다.
도 20은, 실시 형태 5에 따른 고주파 프론트 엔드 회로의 구성도이다.
이하, 본 발명의 실시 형태에 대하여, 실시예 및 도면을 이용하여 상세히 설명한다. 또한, 이하에서 설명하는 실시 형태는, 모두 포괄적 또는 구체적인 예를 나타내는 것이다. 이하의 실시 형태에서 나타나는 수치, 형상, 재료, 구성 요소, 구성 요소의 배치 및 접속 형태 등은 일례이며, 본 발명을 한정하는 주지가 아니다. 이하의 실시 형태에서의 구성 요소 중, 독립 청구항에 기재되어 있지 않은 구성 요소에 대해서는, 임의의 구성 요소로서 설명된다. 또한, 도면에 도시되는 구성 요소의 크기 또는 크기의 비는, 반드시 엄밀하지는 않다. 또한, 각 도면에 있어서, 실질적으로 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 부여하고 있으며, 중복되는 설명은 생략 또는 간략화하는 경우가 있다.
또한, 이하에 있어서, 「통과 대역 저역단」은, 「통과 대역 내의 가장 낮은 주파수」를 의미한다. 또한, 「통과 대역 고역단」은, 「통과 대역 내의 가장 높은 주파수」를 의미한다. 또한, 이하에 있어서, 「통과 대역 저역측」은, 「통과 대역 외이며 통과 대역보다 저주파수측」을 의미한다. 또한 「통과 대역 고역측」은, 「통과 대역 외이며 통과 대역보다 고주파수측」을 의미한다. 또한, 이하에서는, 「저주파수측」을 「저역측」이라 칭하고, 「고주파수측」을 「고역측」이라 칭하는 경우가 있다.
또한, 이하에 있어서, 스위치 소자는, 도통(온)인 경우에는 임피던스가 무한대로 되고, 비도통(오프)인 경우에는 임피던스가 제로로 되는 이상 소자로서 설명한다. 실제로는, 스위치 소자에는, 오프인 경우의 용량 성분, 온인 경우의 인덕터 성분 및 저항 성분 등의 기생 성분이 있기 때문에, 이상 소자로서의 스위치 소자를 사용한 특성과는, 약간 상이하다.
(실시 형태 1)
[1. 통신 장치의 회로 구성]
도 1은, 실시 형태 1에 따른 통신 장치(4)의 구성도이다. 상기 도면에 도시한 바와 같이, 통신 장치(4)는, 안테나 소자(1)와, 고주파 프론트 엔드 회로(2)와, RF 신호 처리 회로(RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit)(3)를 구비한다. 통신 장치(4)는, 예를 들어 멀티 모드/멀티 밴드 대응의 휴대 전화이다. 안테나 소자(1), 고주파 프론트 엔드 회로(2) 및 RFIC(3)는, 예를 들어 당해 휴대 전화의 프론트 엔드부에 배치된다.
안테나 소자(1)는, 고주파 신호를 송수신하는, 예를 들어 3GPP 등의 통신 규격에 준거한 멀티 밴드 대응의 안테나이다. 또한, 안테나 소자(1)는, 예를 들어 통신 장치(4)의 전체 밴드에 대응하지 않아도 되고, 저주파수 대역군 또는 고주파수 대역군의 밴드에만 대응하고 있어도 무방하다. 또한, 안테나 소자(1)는, 통신 장치(4)에 내장되어 있지 않아도 무방하다.
고주파 프론트 엔드 회로(2)는, 안테나 소자(1)와 RFIC(3)의 사이에서 고주파 신호를 전달하는 회로이다. 구체적으로는, 고주파 프론트 엔드 회로(2)는, RFIC(3)로부터 출력된 고주파 신호(여기서는 고주파 송신 신호)를, 송신 단자 Tx와 안테나 단자 ANT를 연결하는 송신측 신호 경로를 통해 안테나 소자(1)에 전달한다. 또한, 고주파 프론트 엔드 회로(2)는, 안테나 소자(1)에 의해 수신된 고주파 신호(여기서는 고주파 수신 신호)를, 안테나 단자 ANT와 수신 단자 Rx를 연결하는 수신측 신호 경로를 통해 RFIC(3)에 전달한다. 또한, 고주파 프론트 엔드 회로(2)의 상세한 구성에 대해서는 후술한다.
RFIC(3)는, 안테나 소자(1)에 의해 송수신되는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로이다. 구체적으로는, RFIC(3)는, 안테나 소자(1)로부터 고주파 프론트 엔드 회로(2)의 수신측 신호 경로를 통해 입력된 고주파 신호(여기서는 고주파 수신 신호)를, 다운 컨버트 등에 의해 신호 처리하고, 당해 신호 처리하여 생성된 수신 신호를 기저 대역 신호 처리 회로(도시생략)로 출력한다. 또한, RFIC(3)는, 기저 대역 신호 처리 회로로부터 입력된 송신 신호를 업 컨버트 등에 의해 신호 처리하고, 당해 신호 처리하여 생성된 고주파 신호(여기서는 고주파 송신 신호)를 고주파 프론트 엔드 회로(2)의 송신측 신호 경로로 출력한다.
또한, 본 실시 형태에서는, RFIC(3)는, 사용되는 주파수 대역(밴드)에 기초하여, 고주파 프론트 엔드 회로(2)가 갖는 각 스위치의 도통(온) 및 비도통(오프)을 제어하는 제어부로서의 기능도 갖는다. 구체적으로는, RFIC(3)는, 제어 신호 φS22에 의해, 각 스위치의 온 및 오프의 전환을 제어한다.
[2. 고주파 프론트 엔드 회로의 구성]
다음으로, 고주파 프론트 엔드 회로(2)의 상세한 구성에 대하여 설명한다.
도 1에 도시한 바와 같이, 고주파 프론트 엔드 회로(2)는, 필터(22A 및 22B)와, 송신 증폭 회로(24)와, 수신 증폭 회로(26)를 구비한다.
필터(22A)는, 주파수 가변 기능을 갖는 고주파 필터 회로인 튜너블 필터이다. 구체적으로는, 필터(22A)는, 통과 대역이 제1 통과 대역 또는 제2 통과 대역으로 전환된다. 즉, 필터(22A)는, 통과 대역이 서로 다른 제1 통과 특성 및 제2 통과 특성을 전환할 수 있다. 본 실시 형태에서는, 필터(22A)는, 제1 통과 대역이 BandA1의 송신 대역이면서 제2 통과 대역이 BandA2의 송신 대역의 송신용 필터이며, 송신측 신호 경로에 설치되어 있다. 또한, 필터(22A)의 상세한 구성에 대해서는 후술한다.
필터(22B)는, 주파수 가변 기능이 없는 고주파 필터 회로인 픽스드 필터이다. 본 실시 형태에서는, 필터(22B)는, 통과 대역이 BandA1 및 BandA2의 수신 대역의 수신용 필터이며, 수신측 신호 경로에 설치되어 있다. 또한, 필터(22B)에 대해서도, 필터(22A)와 마찬가지로, 통과 대역이 전환되는 튜너블 필터여도 무방하다.
송신 증폭 회로(24)는, RFIC(3)로부터 출력된 고주파 송신 신호를 전력 증폭 하는 파워 증폭기이다. 본 실시 형태에서는, 송신 증폭 회로(24)는, 필터(22A)와 송신 단자 Tx의 사이에 설치되어 있다.
수신 증폭 회로(26)는, 안테나 소자(1)에 의해 수신된 고주파 수신 신호를 전력 증폭하는 저잡음 증폭기(low-noise amplifier)이다. 본 실시 형태에서는, 수신 증폭 회로(26)는, 필터(22B)와 수신 단자 Rx의 사이에 설치되어 있다.
이와 같이 구성된 고주파 프론트 엔드 회로(2)는, 제어부(본 실시 형태에서는 RFIC(3))로부터의 제어 신호 φS22에 따라서, 필터(22A)의 통과 대역을 적절히 전환하여 고주파 신호를 전달한다.
즉, 필터(22A)는, 제어부로부터의 제어 신호 φS22에 따라서, 당해 필터(22A) 내의 후술하는 스위치 소자의 온 및 오프가 전환됨으로써, 통과 대역의 주파수 및 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있다.
예를 들어, 제어부는, BandA1이 사용되는 환경하에서 필터(22A) 내의 스위치 소자를 온 및 오프 중 어느 한쪽으로 하고, BandA2가 사용되는 환경하에서 당해 스위치 소자를 온 및 오프 중 다른 쪽으로 한다. 즉, 필터(22A) 내의 스위치 소자에 대해서는, 어떤 환경하에서는 온 및 오프 중 어느 한쪽이 선택되고, 당해 환경하에서는 온 및 오프는 고정(불변)되어 있다.
[3. 필터(튜너블 필터)의 구성]
다음으로, 필터(22A)의 상세한 구성에 대하여, 당해 필터(22A)에 요구되는 통과 특성도 포함하여 설명한다.
멀티 모드/멀티 밴드 대응의 시스템에서는, 2 이상의 밴드가 배타적으로 사용되는 경우가 있다. 도 1에 도시된 고주파 프론트 엔드 회로(2)에서는, BandA1 및 BandA2가 이러한 밴드에 해당한다.
도 2는, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)에 요구되는 통과 특성과 주파수 할당의 관계를 설명하는 도면이다. 상기 도면에 도시한 바와 같이, BandA1의 송신 대역(제1 통과 대역)은, fT1L 내지 fT1H이며, BandA2의 송신 대역은, fT2L 내지 fT2H이다. 여기서, BandA1의 송신 대역과 BandA2의 송신 대역(제2 통과 대역)은, fT2L 내지 fT1H에 있어서 중복되어 있다. 또한, BandA2의 송신 대역의 고역단 fT2H는, BandA1의 송신 대역의 고역단 fT1H보다도 높다. 한편, BandA1의 수신 대역은, fR1L 내지 fR1H이며, BandA2의 수신 대역은, fR2L 내지 fR2H이다. 여기서, BandA1의 수신 대역과 BandA2의 수신 대역은, fR2L 내지 fR1H에 있어서 중복되어 있다. 또한, BandA2의 송신 대역의 고역단 fT2H와, BandA1의 수신 대역의 저역단 fR1L과의 주파수 간격은 매우 작거나, 혹은 중첩되어 있다. 상기 주파수 할당에 있어서, BandA1과 BandA2는, 배타적으로 사용된다.
또한, 제1 통과 대역 및 제2 통과 대역은 이것으로 한정되지 않고, 서로 다른 대역이면 된다. 여기서, 「서로 다른 대역」은, 대역의 일부가 중복되는 경우만이 아니라, 대역이 완전히 이격되어 있는 경우도 포함한다.
이상과 같은 BandA1 및 BandA2의 주파수 사양에 있어서 송신측 필터를 구성하는 경우, 각 송신 대역의 저손실성 및 각 수신 대역의 감쇠량을 확보하기 위해서는, 도 2에서 도시한 바와 같은 통과 특성이 요구된다. 즉, BandA1의 송신측 필터의 통과 특성(제1 통과 특성)으로서는, 도 2의 실선의 특성이 요구되고, BandA2의 송신측 필터의 통과 특성(제2 통과 특성)으로서는, 도 2의 파선의 특성이 요구된다. 구체적으로는, 제1 통과 특성에 대하여, 제2 통과 특성을, 통과 대역 내의 삽입 손실(로스)의 악화를 억제하면서, 통과 대역을 고역측으로 넓게 할 필요가 있다. 즉, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성은, 감쇠 슬로프의 급준도를 유지하면서, 당해 감쇠 슬로프의 주파수를 시프트하는 것이 필요해진다.
상기와 같은 필터 특성을 만족시키기 위해, 필터(22A)는 이하에서 설명하는 회로 구성을 갖는다.
도 3은, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)의 회로 구성도이다. 상기 도면에 도시된 필터(22A)는, 직렬 아암 공진자(22s)와, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)와, 스위치(22SW)와, 캐패시터(22C)를 구비한다.
직렬 아암 공진자(22s)는, 입출력 단자(22m)(제1 입출력 단자)와 입출력 단자(22n)(제2 입출력 단자)의 사이에 접속된 직렬 아암 회로의 일례이다. 구체적으로는, 직렬 아암 공진자(22s)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)를 연결하는 직렬 아암에 설치된 공진자이다.
또한, 직렬 아암 회로는, 이것으로 한정되지 않고, 종결합 공진기 등의 복수의 공진자로 구성된 공진 회로여도 무방하다. 나아가, 직렬 아암 회로는, 공진 회로로 한정되지 않고, 인덕터 또는 캐패시터 등의 임피던스 소자여도 무방하다.
병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)와 캐패시터(22C)와 스위치(22SW)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)를 연결하는 경로상(직렬 아암상)의 노드 x와 접지의 사이에 접속된 병렬 아암 회로(120A)를 구성한다. 즉, 당해 병렬 아암 회로(120A)는, 직렬 아암과 접지를 연결하는 1개의 병렬 아암에 설치되어 있다. 따라서, 필터(22A)는, 직렬 아암 공진자(22s)로 구성되는 1개의 직렬 아암 회로와, 1개의 병렬 아암 회로(120A)를 구비하는 필터 구조를 갖고 있다.
이 병렬 아암 회로(120A)는, 적어도 2개의 공진 주파수와 적어도 2개의 반공진 주파수를 갖고, 스위치(22SW)의 온(도통) 및 오프(비도통)에 따라서, 적어도 1개의 공진 주파수 및 적어도 1개의 반공진 주파수가, 함께 저역측 또는 함께 고역측으로 시프트한다. 이것에 대해서는, 필터(22A)의 통과 특성과 함께 후술한다.
구체적으로는, 병렬 아암 회로(120A)는, 병렬 아암 공진자(22p1)를 갖는 제1 회로(10)와, 제1 회로(10)에 병렬 접속되고, 또한, 병렬 아암 공진자(22p2)를 갖는 제2 회로(20)를 구비한다. 제1 회로(10) 및 제2 회로(20) 중 적어도 한쪽의 회로는, 당해 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1 또는 22p2)에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 임피던스 소자 및 스위치 소자를 갖는 주파수 가변 회로를 더 갖는다. 이렇게 구성된 주파수 가변 회로는, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120A)에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수와, 병렬 아암 회로(120A)에서의 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시킨다.
본 실시 형태에서는, 제1 회로(10)는 주파수 가변 회로를 갖지 않고, 제2 회로(20)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖는다. 주파수 가변 회로(22T)는, 상기 서로 병렬 접속된 임피던스 소자 및 스위치 소자로서, 각각, 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)를 갖는다.
주파수 가변 회로(22T)와 병렬 아암 공진자(여기서는 병렬 아암 공진자(22p2))의 접속 순서에 관한 것으로, 본 실시 형태에서는, 주파수 가변 회로(22T)가 병렬 아암 공진자와 접지의 사이에 접속되어 있다. 즉, 병렬 아암 공진자가 노드 x측에 접속되고, 주파수 가변 회로(22T)가 접지측에 접속되어 있다. 그러나, 이 접속 순서는 특별히 한정되지 않고 반대여도 무방하다. 단, 접속 순서를 반대로 하면, 필터(22A)의 통과 대역 내의 손실이 나빠진다. 또한, 병렬 아암 공진자가 다른 탄성파 공진자와 함께 공진자용 칩(패키지)에 형성되어 있는 경우에, 당해 칩의 단자수의 증가에 의해 칩 사이즈의 대형화를 초래한다. 이로 인해, 필터 특성 및 소형화의 관점에서는, 본 실시 형태의 접속 순서로 접속되어 있는 것이 바람직하다.
병렬 아암 공진자(22p1)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)를 연결하는 경로상의 노드 x와 접지의 사이에 접속된 공진자인 제1 병렬 아암 공진자이다. 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p1)는, 노드 x와 접지에 접속된 제1 회로(10)를 구성한다. 즉, 본 실시 형태에서는, 제1 회로(10)는 병렬 아암 공진자(22p1)만으로 구성되어 있다.
병렬 아암 공진자(22p2)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)를 연결하는 경로상의 노드 x와 접지의 사이에 접속된 공진자인 제2 병렬 아암 공진자이다. 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p2)는, 스위치(22SW) 및 캐패시터(22C)와 함께, 상기 제1 회로(10)에 병렬 접속된 제2 회로(20)를 구성한다. 즉, 본 실시 형태에서는, 제2 회로(20)는, 병렬 아암 공진자(22p1), 스위치(22SW) 및 캐패시터(22C)로 구성되어 있다.
병렬 아암 공진자(22p2)는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수와 상이한 공진 주파수와, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수와 상이한 반공진 주파수를 갖는다. 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수는, 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수보다 낮고, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수는, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수보다 낮다. 「공진 주파수」는, 임피던스가 극소로 되는 주파수이며, 「반공진 주파수」는, 임피던스가 극대로 되는 주파수이다.
캐패시터(22C)는, 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p2)에 직렬 접속된 임피던스 소자이다. 필터(22A)의 통과 대역의 주파수 가변 폭은 캐패시터(22C)의 소자값에 의존하고, 예를 들어 캐패시터(22C)의 소자값이 작을수록 주파수 가변 폭이 넓어진다. 이로 인해, 캐패시터(22C)의 소자값은, 필터(22A)에 요구되는 주파수 사양에 따라서, 적절히 결정될 수 있다. 또한, 캐패시터(22C)는, 배리캡 및 DTC(Digitally Tunable Capacitor) 등의 가변 캐패시터여도 무방하다.
스위치(22SW)는, 본 실시 형태에서는, 한쪽의 단자가 병렬 아암 공진자(22p2)와 캐패시터(22C)의 접속 노드에 접속되고, 다른 쪽의 단자가 접지에 접속된, 예를 들어 SPST(Single Pole Single Throw)형의 스위치 소자이다. 스위치(22SW)는, 제어부(본 실시 형태에서는 RFIC(3))로부터의 제어 신호 φS22에 의해 도통(온) 및 비도통(오프)이 전환됨으로써, 당해 접속 노드와 접지를 도통 또는 비도통으로 한다.
예를 들어, 스위치(22SW)는, GaAs 혹은 CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)로 이루어지는 FET(Field Effect Transistor) 스위치, 또는 다이오드 스위치를 들 수 있다. 이러한 반도체를 사용한 스위치는 소형이기 때문에, 필터(22A)를 소형화할 수 있다.
여기서, 본 실시 형태에서는, 필터(22A)를 구성하는 각 공진자(직렬 아암 공진자(22s), 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))는, 탄성 표면파를 사용한 탄성 표면파 공진자이다. 이에 의해, 필터(22A)를, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판 위에 형성된 IDT(InterDigital Transducer) 전극에 의해 구성할 수 있으므로, 급준도가 높은 통과 특성을 갖는 소형이면서 저배의 필터 회로를 실현할 수 있다. 여기서, 탄성 표면파 공진자의 구조를 설명한다.
도 4a는, 실시 형태 1에서의 탄성 표면파 공진자의 전극 구조를 나타내는 평면도 및 단면도이다. 또한, 도 4b는, 실시 형태 1에서의 탄성 표면파 공진자의 전극 핑거 및 그 주위의 구조의 단면도이다. 도 4a 및 도 4b에는, 필터(22A)를 구성하는 각 탄성 표면파 공진자에 상당하는 탄성 표면파 공진자 reso의 구조를 나타내는 평면 모식도 및 단면 모식도가 예시되어 있다. 또한, 도 4a에 도시된 탄성 표면파 공진자 reso는, 상기 각 탄성 표면파 공진자가 전형적인 구조를 설명하기 위한 것으로서, 전극을 구성하는 전극 핑거의 개수나 길이 등은, 이것으로 한정되지 않는다.
도 4a에 도시한 바와 같이, 탄성 표면파 공진자 reso는, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판(101) 위에 형성된 복수의 전극 핑거(121f)로 이루어지는 IDT 전극(121)을 갖는다. 이에 의해, 필터(22A)를 구성하는 각 공진자를 소형화할 수 있으므로, 필터(22A)의 소형화 및 저비용화가 도모된다. 또한, 탄성 표면파 공진자는, 일반적으로 고 Q의 특성을 나타내기 때문에, 필터(22A)의 저손실화 및 고선택도화가 도모된다.
구체적으로는, 탄성 표면파 공진자 reso는, 도 4a 및 도 4b에 도시한 바와 같이, IDT 전극(121) 외에도, 압전성을 갖는 기판(101)과, Ksaw 조정막(122)과, 보호층(103)과, 보호층(104)을 갖는다.
압전성을 갖는 기판(101)은, 탄탈산리튬(LiTaO3), 니오븀산리튬(LiNbO3), 니오브산칼륨(KNbO3), 수정, 혹은 이들의 적층체로 이루어진다. 이와 같은 구성에 의해, 고 Q이면서 광대역의 특성을 나타내는 탄성 표면파 공진자 reso를 구성할 수 있다.
또한, 압전성을 갖는 기판(101)은, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판이면 된다. 예를 들어, 표면에 압전 박막(압전체)을 구비하고, 당해 압전 박막과 음속의 다른 막, 및 지지 기판 등의 적층체로 구성되어 있어도 된다. 또한, 압전성을 갖는 기판(101)은, 기판 전체에 압전성을 갖고 있어도 된다. 이 경우, 압전성을 갖는 기판(101)은, 압전체 1층으로 이루어진다.
IDT 전극(121)은, 도 4a에 도시한 바와 같이, 서로 대향하는 한 쌍의 빗형 전극(121a 및 121b)으로 구성되어 있다. 빗형 전극(121a 및 121b)은, 각각 서로 평행한 복수의 전극 핑거(121f)와, 당해 복수의 전극 핑거(121f)를 접속하는 버스 바 전극으로 구성되어 있다. 상기 복수의 전극 핑거(121f)는, 전반 방향과 직교하는 방향을 따라서 형성되어 있다. IDT 전극(121)의 양측에는, 반사기가 설치되어 있다. 또한, 반사기는 가중치 부여에 의해 구성되어 있어도 되며, 또한, 반사기가 설치되어 있지 않아도 된다.
이 IDT 전극(121)은, 저밀도 금속층 혹은 저밀도 금속층과 고밀도 금속층의 적층체로 이루어진다. 저밀도 금속층은 Al, Ti, Cu, Ag, Ni, Cr 및 이들의 합금으로부터 1 이상 선택되는 저밀도 금속에 의해 구성되는 금속층, 혹은 이들 금속층의 적층체이다. 고밀도 금속층은 Au, Pt, Ta, Mo 및 W로부터 1 이상 선택되는 고밀도 금속에 의해 구성되는 금속층이다. 또한, 저밀도 금속은, 상기 재질로 한정되지 않고, 고밀도 금속층을 구성하는 고밀도 금속보다도 밀도가 작은 금속이면 된다.
예를 들어, 도 4b에 도시한 IDT 전극(121)은, 압전성을 갖는 기판(101)측으부터 순서대로 NiCr로 이루어지는 금속막(211), Pt로 이루어지는 금속막(212), Ti로 이루어지는 금속막(213), AlCu(Al과 Cu의 합금)로 이루어지는 금속막(214) 및 Ti로 이루어지는 금속막(215)이 적층됨으로써 형성되어 있다. 즉, 이 IDT 전극(121)은, 각각이 저밀도 금속층인 4개의 금속막(211, 213, 214 및 215)과, 고밀도 금속층인 1개의 금속막(212)의 적층체로 이루어진다.
보호층(103) 및 보호층(104)은, IDT 전극(121)을 외부 환경으로부터 보호함과 함께, 주파수 온도 특성을 조정하거나, 및 내습성을 높이는 등을 목적으로 하는 보호층이다.
Ksaw 조정막(122)은, 압전성을 갖는 기판(101) 및 IDT 전극(121)의 사이에 형성되고, 전기 기계 결합 계수를 조정하는 제1 조정막이다. 또한, Ksaw 조정막(122)은, 탄성 표면파 공진자 reso의 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차를 나타내는 지표인 비대역폭을 조정하는 제1 조정막이다.
이들 보호층(103 및 104)과 Ksaw 조정막(122)은, 산화규소(SiO2), 질화규소(SiN), 질화알루미늄(AlN), 혹은 이들의 적층체로 이루어지고, 예를 들어 보호층(103) 및 Ksaw 조정막(122)는 SiO2로 이루어지고, 보호층(104)은 SiN으로 이루어진다. 또한, 보호층(103) 및 보호층(104)은, 아울러, 탄성 표면파 공진자 reso의 비대역폭을 조정하는 제2 조정막을 구성한다.
또한, Ksaw 조정막(122) 및 제2 조정막에 의한 비대역폭의 조정에 대해서는, 비대역폭의 정의와 함께 후술한다.
또한, 도 4b에 도시된 IDT 전극(121)의 구성은 일례이며, 이것으로 한정되지 않는다. 전술한 바와 같이, IDT 전극(121)은, 금속막의 적층 구조가 아니라, 금속막의 단층이어도 된다. 또한, 각 금속막 및 각 보호층을 구성하는 재료는, 상술한 재료로 한정되지 않는다. 또한, IDT 전극(121)은, 예를 들어 Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd 등의 금속 또는 합금으로 구성되어도 되고, 상기 금속 또는 합금으로 구성되는 복수의 적층체로 구성되어도 된다. 또한, 보호층(103 및 104)과 Ksaw 조정막(122)의 구성은, 상술한 구성으로 한정되지 않고, 예를 들어 SiO2, SiN, AlN, 폴리이미드, 혹은 이들의 적층체 등의 유전체 혹은 절연체로 구성되어도 무방하다. 또한, 보호층(103 및 104)과 Ksaw 조정막(122)은, 적어도 하나가 설치되어 있지 않아도 된다.
이와 같이 구성되는 탄성 표면파 공진자 reso에서는, IDT 전극(121)의 설계 파라미터 등에 의해, 여진되는 탄성파의 파장이 규정된다.
탄성파의 파장은, 복수의 전극 핑거(121f) 중 1개의 버스 바 전극에 접속된 전극 핑거(121f)의 반복 주기 λ로 규정된다. 또한, 전극 핑거 피치(복수의 전극 핑거(121f)의 피치, 즉 전극 핑거 주기) P는, 당해 반복 주기 λ의 1/2이며, 전극 핑거(121f)의 라인 폭을 W라 하고, 인접하는 전극 핑거(121f) 사이의 스페이스 폭을 S라 한 경우, P=(W+S)로 정의된다. 또한, IDT 전극(121)의 교차폭 A는, 1조의 버스 바 전극의 한쪽에 접속된 전극 핑거(121f)와 다른 쪽에 접속된 전극 핑거(121f)를 탄성파의 전반 방향에서 본 경우의 중복되는 전극 핑거 길이이다. 또한, 전극 듀티(듀티비)는, 복수의 전극 핑거(121f)의 라인 폭 점유율이며, 복수의 전극 핑거(121f)의 라인 폭과 스페이스 폭의 가산값에 대한 당해 라인 폭의 비율, 즉 W/(W+S)로 정의된다. 즉, 전극 듀티는, 전극 핑거 피치(복수의 전극 핑거(121f)의 피치)에 대한 복수의 전극 핑거(121f)의 폭의 비, 즉 W/P로 정의된다. 또한, 대수란, 쌍을 이루는 전극 핑거(121f)의 수이며, (전극 핑거(121f)의 총수-1)/2로 정의된다. 또한, IDT 전극(121)의 막 두께 T(즉 복수의 전극 핑거(121f)의 막 두께)는, 금속막(211 내지 215)의 합계 막 두께이다. 또한, 탄성 표면파 공진자 reso의 정전 용량 C0은, 이하의 식 1로 표시된다.
Figure pct00001
또한, ε0은 진공 중의 유전율, εr은 압전성을 갖는 기판(101)의 유전율이다.
또한, 필터(22A)의 각 공진자는, SAW(Surface Acoustic Wave)를 사용한 탄성 표면파 공진자가 아니어도 되고, BAW를 사용한 공진자(즉 벌크 탄성파 공진자)여도 된다. 즉, 각 공진자는, 임피던스가 극소로 되는 특이점(이상적으로는 임피던스가 0으로 되는 점)의 주파수인 「공진 주파수」 및 임피던스가 극대로 되는 특이점(이상적으로는 무한대로 되는 점)의 주파수인 「반공진 주파수」를 갖고 있으면 된다. 또한, SAW에는 경계파도 포함된다.
[4. 필터(튜너블 필터)의 통과 특성]
이상과 같이 구성된 필터(22A)의 통과 특성은, 제어 신호 φS22에 따라서 스위치(22SW)의 온 및 오프가 전환됨으로써, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성이 전환된다. 그래서, 이하, 스위치(22SW)의 상태와 함께 필터(22A)의 통과 특성에 대하여, 도 5a 내지 도 5c를 이용하여 설명한다.
도 5a는, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)에 대하여, 스위치(22SW)가 온인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 5b는, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)에 대하여, 스위치(22SW)가 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 5c는, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)에 대하여, 스위치(22SW)가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
우선, 도 5a를 이용하여, 공진자 단체에서의 임피던스 특성에 대하여 설명한다. 또한, 이하에서는, 공진자로 한정되지 않고 병렬 아암 회로에 대해서도, 편의상 임피던스가 극소로 되는 특이점(이상적으로는 임피던스가 0으로 되는 점)의 주파수를 「공진 주파수」라고 칭한다. 또한, 임피던스가 극대로 되는 특이점(이상적으로는 임피던스가 무한대로 되는 점)의 주파수를 「반공진 주파수」라고 칭한다.
상기 도면에 도시한 바와 같이, 직렬 아암 공진자(22s), 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다. 구체적으로는, 병렬 아암 공진자(22p1)는, 공진 주파수 frp1 및 반공진 주파수 fap1을 갖는다(이때, frp1<fap1을 총족함). 병렬 아암 공진자(22p2)는, 공진 주파수 frp2 및 반공진 주파수 fap2를 갖는다(이때, frp1<frp2 또는 fap1<fap2를 충족함). 직렬 아암 공진자(22s)는, 공진 주파수 frs 및 반공진 주파수 fas를 갖는다(이때, frs<fas 또한 frp1<frs<frp2를 충족함).
다음으로, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성에 대하여 설명한다.
도 5a에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의해 캐패시터(22C)가 단락되고, 캐패시터(22C)의 영향을 받지 않는 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성으로 된다.
구체적으로는, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120A)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다.
병렬 아암 회로(120A)는, 2개의 공진 주파수 fr1on 및 fr2on을 갖는다(이때, fr1on=frp1, fr2on=frp2를 충족함). 즉, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120A)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2보다 높은 주파수에 있어서, 극소로 된다.
또한, 병렬 아암 회로(120A)는, 2개의 반공진 주파수 fa1on 및 fa2on을 갖는다(이때, fr1on<fa1on<fr2on<fa2on, 또한, fa1on<fap1, 또한, fa2on<fap2를 충족함). 즉, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120A)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1 및 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2 사이의 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1 및 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 사이의 주파수에 있어서, 극대로 된다.
여기서, fa1on<fap1로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p1)에 대해서, 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 캐패시터로서 작용하기 때문이다. 또한, fa2on<fap2로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p2)에 대해서 병렬 아암 공진자(22p1)가 병렬 캐패시터로서 작용하기 때문이다.
래더형의 필터 구조에 의해 대역 통과 필터를 구성하는 데 있어서, 병렬 아암 회로(120A)의 반공진 주파수 fa1on과 직렬 아암 공진자(22s)의 공진 주파수 frs를 근접시킨다. 이에 의해, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스가 0에 가까워지는 공진 주파수 fr1on 근방은, 저주파측 저지 영역으로 된다. 또한, 이보다 주파수가 높아지면, 반공진 주파수 fa1on 근방에서 병렬 아암 회로의 임피던스가 높아지고, 또한, 공진 주파수 frs 근방에서 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 0에 근접한다. 이에 의해, 반공진 주파수 fa1on 및 공진 주파수 frs의 근방에서는, 입출력 단자(22m)로부터 입출력 단자(22n)로의 신호 경로에서의 신호 통과 영역으로 된다. 또한, 주파수가 높아져서, 공진 주파수 fr2on 및 반공진 주파수 fas 근방이 되면, 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 높아져서, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스가 0에 근접하기 때문에 고주파측 저지 영역으로 된다.
즉, 스위치(22SW)가 온인 경우, 필터(22A)는, 반공진 주파수 fa1on 및 공진 주파수 frs에 의해 통과 대역이 규정되고, 공진 주파수 fr1on에 의해 통과 대역 저역측의 극(감쇠극)이 규정되며, 공진 주파수 fr2on 및 반공진 주파수 fas에 의해 통과 대역 고역측의 극(감쇠극)이 규정되는, 제1 통과 특성을 갖는다.
또한, 병렬 아암 회로(120A)의 반공진 주파수 fa2on에 대해서는, 당해 주파수에서의 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 높음으로써, 필터(22A)의 통과 특성(여기서는 제1 통과 특성)에 대해서 큰 영향을 미치지 않는다.
한편, 도 5b에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의한 캐패시터(22C)의 단락이 이루어지지 않고, 캐패시터(22C)의 영향을 받은 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))와, 병렬 아암 공진자(22p2)에 직렬 접속된 캐패시터(22C)와의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2+22C)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성으로 된다.
구체적으로는, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120A)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다.
병렬 아암 회로(120A)는, 2개의 공진 주파수 fr1off 및 fr2off와 2개의 반공진 주파수 fa1off 및 fa2off를 갖는다(이때, fr1off<fa1off<fr2off<fa2off, fa1off<fap1, frp2<fr2off, 또한, fa2off<fap2를 충족함). 즉, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120A)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2보다 높은 주파수에 있어서, 극소로 된다. 또한, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120A)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2의 사이 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 사이의 주파수에 있어서, 극대로 된다.
여기서, fa1off<fap1로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p1)에 대해서 병렬 아암 공진자(22p2)가 캐패시터로서 작용하기 때문이다. 또한, frp2<fr2off로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p2)와 캐패시터(22C)의 공진이 일어나기 때문이다. 또한, fa2off<fap2로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p2)에 대해서 병렬 아암 공진자(22p1)가 캐패시터로서 작용하기 때문이다.
이때, 스위치(22SW)가 오프인 경우와 온인 경우에서 저역측의 반공진 주파수를 비교하면, fa1on<fa1off를 충족한다. 이것은, 스위치(22SW)가 오프인 경우에서는, 온인 경우에 비하여, 캐패시터(22C)의 영향에 의해 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1로부터의 주파수 가변 폭이 좁아지기 때문이다.
또한, 스위치(22SW)가 오프인 경우와 온인 경우에서 고역측의 공진 주파수를 비교하면, fr2on<fr2off를 충족한다. 이것은, 스위치(22SW)가 오프인 경우에서는, 온인 경우에 비하여, 캐패시터(22C)의 영향에 의해 상술한 바와 같이, fr2on(=frp2)<fr2off로 되기 때문이다.
래더형의 필터 구조에 의해 대역 통과 필터를 구성하는 데 있어서, 병렬 아암 회로(120A)의 반공진 주파수 fa1off와 직렬 아암 공진자(22s)의 공진 주파수 frs를 근접시킨다. 이에 의해, 스위치(22SW)가 오프인 경우에서는, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스가 0에 근접하는 공진 주파수 fr1off 근방은, 저주파측 저지 영역으로 된다. 또한, 이보다 주파수가 높아지면, 반공진 주파수 fa1off 근방에서 병렬 아암 회로의 임피던스가 높아지고, 또한, 공진 주파수 frs 근방에서 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 0에 근접한다. 이에 의해, 반공진 주파수 fa1off 및 공진 주파수 frs의 근방에서는, 입출력 단자(22m)로부터 입출력 단자(22n)로의 신호 경로에서의 신호 통과 영역으로 된다. 또한, 주파수가 높아지고, 공진 주파수 fr2off 및 반공진 주파수 fas 근방이 되면, 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 높아지고, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스가 0에 근접하기 때문에, 고주파측 저지 영역으로 된다.
즉, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 필터(22A)는, 반공진 주파수 fa1off 및 공진 주파수 frs에 의해 통과 대역이 규정되고, 공진 주파수 fr1off에 의해 통과 대역 저역측의 극(감쇠극)이 규정되며, 공진 주파수 fr2off 및 반공진 주파수 fas에 의해 통과 대역 고역측의 극(감쇠극)이 규정되는, 제2 통과 특성을 갖는다.
또한, 병렬 아암 회로의 반공진 주파수 fa2off에 대해서는, 상술한 반공진 주파수 fa2on과 마찬가지로, 당해 주파수에서의 직렬 아암 공진자(22s)의 임피던스가 높음으로써, 필터(22A)의 통과 특성(여기서는 제2 통과 특성)에 대해서 큰 영향을 미치지 않는다.
다음으로, 스위치(22SW)가 온인 경우 및 오프인 경우의 필터(22A)의 임피던스 특성 및 통과 특성에 대하여, 도 5c를 참조하여 상세히 비교한다.
도 5c에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)를 온으로부터 오프로 전환하면, 병렬 아암 회로(120A)의 임피던스 특성이 다음과 같이 전환된다. 즉, 병렬 아암 회로(120A)는, 2개의 공진 주파수 중 고역측의 공진 주파수, 및 2개의 반공진 주파수 중 저역측의 반공진 주파수가, 함께 고역측으로 시프트한다. 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p2)만이 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)에 직렬 접속되어 있기 때문에, 2개의 공진 주파수 중 고역측의 공진 주파수가 fr2on으로부터 fr2off로 고역측으로 시프트한다(도면 중의 B 부분). 또한, 저역측의 반공진 주파수가 fa1on으로부터 fa1off로 고역측으로 시프트한다(도면 중의 A 부분).
여기서, 병렬 아암 회로(120A)의 저역측의 반공진 주파수와 고역측의 공진 주파수는, 필터(22A)의 통과 대역 고역측의 감쇠 슬로프를 규정하고, 상술한 바와 같이, 이들은 함께 고역측으로 시프트한다. 따라서, 도 5c의 하단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온으로부터 오프로 전환됨으로써, 필터(22A)의 통과 특성은, 통과 대역 고역측의 감쇠 슬로프가 급준도를 유지하면서 고역측으로 시프트하게 된다(도면 중의 검은 화살표를 참조). 바꾸어 말하면, 필터(22A)는, 통과 대역 고역측의 감쇠극을 고역측으로 시프트시키면서(도면 중의 D 부분), 통과 대역 고역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 고역측으로 시프트시킬(도면 중의 C 부분) 수 있다.
이상과 같이, 본 실시 형태에 의하면, 병렬 아암 회로(120A)는, 제1 병렬 아암 공진자인 병렬 아암 공진자(22p1)를 갖는 제1 회로(10)와, 제1 회로(10)에 병렬 접속되고, 또한, 제2 병렬 아암 공진자인 병렬 아암 공진자(22p2)를 갖는 제2 회로(20)를 갖는다. 또한, 제1 회로(10) 및 제2 회로(20)의 적어도 한쪽의 회로(여기서는 제2 회로(20)만)는, 당해 한쪽의 회로에서의 제1 병렬 아암 공진자 또는 제2 병렬 아암 공진자(여기서는 병렬 아암 공진자(22p2))에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 임피던스 소자인 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)를 갖는 주파수 가변 회로(22T)를 더 갖는다. 또한, 병렬 아암 공진자(22p2)는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1과 상이한 공진 주파수 frp2와, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1과 상이한 반공진 주파수 fap2를 갖는다.
이와 같은 구성에 의해, 본 실시 형태에 의하면, 병렬 아암 회로(120A)는, 적어도 2개의 공진 주파수(여기서는 2개의 공진 주파수)와 적어도 2개의 반공진 주파수(여기서는 2개의 반공진 주파수)를 갖는다. 또한, 주파수 가변 회로(22T)는, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120A)에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수(여기서는 2개의 공진 주파수 중 고역측의 공진 주파수)와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수(여기서는 2개의 반공진 주파수 중 저역측의 반공진 주파수)를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시킨다.
이것에 관하여, 고주파 필터 회로에서는, 병렬 아암 회로의 저주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 저역측의 감쇠극이 구성되고, 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 고역측의 감쇠극이 구성되며, 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와 직렬 아암 회로에 의해 통과 대역이 구성된다.
그 때문에, 본 실시 형태에 의하면, 병렬 아암 회로(120A)가 설치되어 있음으로써, 통과 대역단의 주파수와 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 본 실시 형태에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
[5. 필터(튜너블 필터)의 변형예 1]
이제까지, 주파수 가변 기능을 갖는 필터의 일례로서, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 병렬 아암 공진자(22p2)만이 주파수 가변 회로(22T)와 직렬 접속됨으로써, 통과 대역 고역측의 감쇠 슬로프를 시프트시켜 통과 대역을 전환하는 필터에 대하여 설명하였다. 그러나, 마찬가지의 기술은, 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프를 시프트시켜 통과 대역을 전환하는 필터에 적용할 수도 있다. 그래서, 주파수 가변 기능을 갖는 필터의 변형예 1로서, 이러한 필터에 대하여 설명한다.
도 6은, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)의 회로 구성도이다. 상기 도면에 도시한 필터(22D)는, 도 3에 도시한 필터(22A)에 비하여, 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)를 병렬로 접속한 주파수 가변 회로(22T)가 병렬 아암 공진자(22p1)에만 직렬 접속되어 있는 점이 상이하다. 즉, 본 변형예에서는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 병렬 아암 공진자(22p1)만이 주파수 가변 회로(22T)와 직렬 접속되어 있다. 바꾸어 말하면, 본 변형예에서는, 제1 회로(10D)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖고, 제2 회로(20D)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖지 않고 병렬 아암 공진자(22p2)만으로 구성되어 있다.
이하, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)와 동일한 점은 설명을 생략하고, 상이한 점을 중심으로 설명한다.
본 변형예에서는, 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)를 병렬로 접속한 주파수 가변 회로(22T)는, 노드 x와 접지 사이에서 병렬 아암 공진자(22p1)에 직렬 접속되고, 구체적으로는, 접지와 병렬 아암 공진자(22p1) 사이에서 직렬 접속되어 있다. 또한, 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)를 병렬로 접속한 주파수 가변 회로(22T)는, 노드 x와 병렬 아암 공진자(22p1)의 사이에서 직렬 접속되어 있어도 된다.
캐패시터(22C)는, 본 변형예에서는, 병렬 아암 공진자(22p1)에 직렬 접속된 임피던스 소자이다. 필터(22D)의 통과 대역 및 저지 영역의 주파수 가변 폭은 캐패시터(22C)의 소자값에 의존하고, 예를 들어 캐패시터(22C)의 소자값이 작을수록 주파수 가변 폭이 넓어진다. 이로 인해, 캐패시터(22C)의 소자값은, 필터(22D)에 요구되는 주파수 사양에 따라서, 적절히 결정될 수 있다.
본 변형예에서는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)와 캐패시터(22C)와 스위치(22SW)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)를 접속하는 경로상의 노드와 접지의 사이에 접속된 병렬 아암 회로(120D)를 구성한다.
이상과 같이 구성된 필터(22D)의 통과 특성은, 제어 신호에 따라서 스위치(22SW)의 온 및 오프가 전환됨으로써, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성이 전환된다. 그래서, 이하, 스위치(22SW)의 상태와 함께 필터(22D)의 통과 특성에 대하여, 도 7a 내지 도 7c를 이용하여 설명한다.
도 7a는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)에 대하여, 스위치(22SW)가 온인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 7b는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)에 대하여, 스위치(22SW)가 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 7c는, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)에 대하여, 스위치(22SW)가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
여기서, 공진자 단체에서의 임피던스 특성은, 필터(22A)로 설명한 특성과 마찬가지이기 때문에, 이하에서는 그 설명을 생략하고, 주로 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성에 대하여 설명한다.
도 7a에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의해 캐패시터(22C)가 단락되고, 캐패시터(22C)의 영향을 받지 않는 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 필터(22A)로 설명한 특성과 마찬가지로, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성으로 된다.
즉, 스위치(22SW)가 온인 경우, 필터(22D)는, 필터(22A)와 마찬가지의 제1 통과 특성을 갖는다.
한편, 도 7b에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의한 캐패시터(22C)의 단락이 이루어지지 않고, 캐패시터(22C)의 영향을 받은 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))와, 병렬 아암 공진자(22p1)에 직렬 접속된 캐패시터(22C)와의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2+22C)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성으로 된다.
구체적으로는, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120D)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다.
병렬 아암 회로(120D)는, 2개의 공진 주파수 fr1off 및 fr2off와 2개의 반공진 주파수 fa1off 및 fa2off를 갖는다(이때, fr1off<fa1off<fr2off<fa2off, fa1off<fap1, frp1<frp1off, 또한, fa2off<fap2를 충족함). 즉, 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120D)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1보다 높은 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2에 있어서, 극소로 된다. 또한, 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120D)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp1 사이의 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 사이의 주파수에 있어서, 극대로 된다.
여기서, fa1off<fap1로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p1)에 대해서 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 캐패시터로서 작용하기 때문이다. 또한, frp1<fr1off로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1 근방의 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p1)와 캐패시터(22C)의 공진이 일어나기 때문이다. 또한, fa2off<fap2로 되는 이유는, 병렬 아암 공진자(22p2)에 대해서, 병렬 아암 공진자(22p1)와 캐패시터(22C)의 합성 특성이 병렬 캐패시터로서 작용하기 때문이다.
즉, 스위치(22SW)가 오프인 경우에는, 필터(22D)는, 반공진 주파수 fa1off 및 공진 주파수 frs에 의해 통과 대역이 규정되고, 공진 주파수 fr1off에 의해 통과 대역 저역측의 극(감쇠극)이 규정되며, 공진 주파수 fr2off 및 반공진 주파수 fas에 의해 통과 대역 고역측의 극(감쇠극)이 규정되는, 제2 통과 특성을 갖는다.
다음으로, 스위치(22SW)가 온인 경우 및 오프인 경우에서의 필터(22D)의 임피던스 특성 및 통과 특성에 대하여, 도 7c를 참조하여 상세히 비교한다.
도 7c에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)를 온으로부터 오프로 전환하면, 병렬 아암 회로(120D)의 임피던스 특성이 다음과 같이 전환된다. 즉, 병렬 아암 회로(120D)는, 2개의 공진 주파수 중 저역측의 공진 주파수, 및 2개의 반공진 주파수 중 저역측의 반공진 주파수가, 함께 고역측으로 시프트한다. 본 변형예에서는, 병렬 아암 공진자(22p1)만이 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)에 직렬 접속되어 있기 때문에, 2개의 공진 주파수 중 저역측의 공진 주파수가 fr1on으로부터 fr1off로 고역측으로 시프트한다(도면 중의 F 부분). 또한, 저역측의 반공진 주파수가 fa1on으로부터 fa1off로 고역측으로 시프트한다(도면 중의 E 부분).
여기서, 병렬 아암 회로(120D)의 저역측의 반공진 주파수와 저역측의 공진 주파수는, 필터(22D)의 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프를 규정하고, 상술한 바와 같이, 이들은 함께 고역측으로 시프트한다. 따라서, 도 7c의 하단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온으로부터 오프로 전환됨으로써, 필터(22D)의 통과 특성은, 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프가 급준도를 유지하면서 고역측으로 시프트하게 된다(도면 중의 검은 화살표를 참조). 바꾸어 말하면, 필터(22A)는, 통과 대역 저역측의 감쇠극을 고역측으로 시프트시키면서(도면 중의 H 부분), 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단을 고역측으로 시프트시킬(도면 중의 G 부분) 수 있다.
[6. 필터(튜너블 필터)의 변형예 2]
또한, 주파수 가변 기능을 갖는 필터는, 통과 대역 고역측 및 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프를 함께 시프트시켜도 무방하다. 그래서, 주파수 가변 기능을 갖는 필터의 변형예 2로서, 이러한 필터에 대하여 설명한다.
도 8은, 실시 형태 1의 변형예 2에 따른 필터(22E)의 회로 구성도이다. 상기 도면에 도시한 필터(22E)는, 도 3에 도시한 필터(22A) 및 도 6에 도시한 필터(22D)에 비하여, 캐패시터(22C1 및 22C2), 및 스위치(22SW1 및 22SW2)가, 2개의 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)의 각각에 대응하여 설치되고, 대응하는 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)에 직렬 접속되어 있는 점이 상이하다.
즉, 병렬 아암 회로(120E)는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)의 한쪽 (제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 한쪽, 여기서는 병렬 아암 공진자(22p1)에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 캐패시터(22C1) 및 스위치(22SW1)를 갖는다. 또한, 병렬 아암 회로(120E)는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)의 다른 쪽(제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 다른 쪽, 여기서는 병렬 아암 공진자(22p2))에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 캐패시터(22C2) 및 스위치(22SW2)를 갖는다.
여기서, 본 변형예에서의 캐패시터(22C1) 및 스위치(22SW1)는, 상술한 필터(22D)의 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)에 상당한다. 따라서, 캐패시터(22C1) 및 스위치(22SW1)는, 상기 필터(22D)에서의 주파수 가변 회로(22T)에 상당하는 주파수 가변 회로(22Ta)를 구성한다.
또한, 본 변형예에서의 캐패시터(22C2) 및 스위치(22SW2)는, 상술한 필터(22A)의 캐패시터(22C) 및 스위치(22SW)에 상당한다. 따라서, 캐패시터(22C2) 및 스위치(22SW)는, 상기 필터(22A)에서의 주파수 가변 회로(22T)에 상당하는 주파수 가변 회로(22Tb)를 구성한다.
따라서, 본 변형예에서는, 제1 회로(10E) 및 제2 회로(20E)의 각각이 주파수 가변 회로를 갖고, 구체적으로는, 제1 회로(10E)가 주파수 가변 회로(22Ta)를 갖고, 제2 회로(20E)가 주파수 가변 회로(22Tb)를 갖는다. 또한, 제1 회로(10E)는 상기 필터(22D)에서의 제1 회로(10D)에 상당하고, 제2 회로(20E)는 상기 필터(22A)에서의 제2 회로(20A)에 상당한다. 이로 인해, 제1 회로(10E) 및 제2 회로(20E)의 상세에 대한 설명을 생략한다.
이상과 같이 구성된 필터(22E)의 통과 특성은, 제어 신호에 따라서 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프가 전환됨으로써, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성이 전환된다. 그래서, 이하, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 상태와 함께 필터(22E)의 통과 특성에 대하여, 도 9를 이용하여 설명한다.
도 9는, 실시 형태 1의 변형예 2에 따른 필터(22E)에 대하여, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 온인 경우 및 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성의 비교를 나타내는 그래프이다.
도 9에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 온인 경우, 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW1)에 의해 캐패시터(22C1)가 단락되고, 또한, 스위치(22SW2)에 의해 캐패시터(22C2)가 단락되기 때문에, 캐패시터(22C1 및 22C2)의 영향을 받지 않는 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 필터(22A) 및 필터(22D)로 설명한 특성과 마찬가지로, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스 특성으로 된다.
즉, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 온인 경우, 필터(22E)는, 필터(22A)의 스위치(22SW)가 온인 경우 및 필터(22D)의 스위치(22SW)가 온인 경우와 마찬가지의 제1 통과 특성을 갖는다.
한편, 도 9에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW1) 및 스위치(22SW2)가 모두 개방으로 되기 때문에, 스위치(22SW1 및 22SW2)에 의한 캐패시터(22C1 및 22C2)의 단락이 이루어지지 않고, 캐패시터(22C1 및 22C2)의 영향을 받은 특성으로 된다. 즉, 이 경우, 2개의 병렬 아암 공진자(병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2))와 캐패시터(22C1 및 22C2)의 합성 특성(도면 중의 「병렬 아암(22p1+22p2+22C1+22C2)의 합성 특성」)이 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스 특성으로 된다.
구체적으로는, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120E)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다.
병렬 아암 회로(120E)는, 2개의 공진 주파수 fr1off 및 fr2off와, 2개의 반공진 주파수 fa1off 및 fa2off를 갖는다(이때, fr1off<fa1off<fr2off<fa2off, fa1off<fap1, frp1<frp1off, frp2<frp2off, 또한, fa2off<fap2를 충족함). 즉, 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120E)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1보다 높은 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2보다 높은 주파수에 있어서, 극소로 된다. 또한, 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스는, (ⅰ) 당해 병렬 아암 회로(120E)를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2 사이의 주파수, 및 (ⅱ) 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1과 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2 사이의 주파수에 있어서, 극대로 된다.
즉, 스위치(22SW)가 오프인 경우에는, 필터(22E)는, 반공진 주파수 fa1off 및 공진 주파수 frs에 의해 통과 대역이 규정되고, 공진 주파수 fr1off에 의해 통과 대역 저역측의 극(감쇠극)이 규정되며, 공진 주파수 fr2off 및 반공진 주파수 fas에 의해 통과 대역 고역측의 극(감쇠극)이 규정되는, 제2 통과 특성을 갖는다.
다음으로, 필터(22E)의 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 온인 경우, 및 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 오프인 경우의 임피던스 특성 및 통과 특성에 대하여, 상세히 비교한다.
상기 도면에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW1 및 22SW2)를 함께 온으로부터 오프로 전환하면, 병렬 아암 회로(120E)의 임피던스 특성이 다음과 같이 전환된다. 즉, 병렬 아암 회로(120E)는, 2개의 공진 주파수의 양쪽 및 2개의 반공진 주파수 중 저역측의 반공진 주파수가, 함께 고역측으로 시프트한다. 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)가 캐패시터(22C1 및 22C2)에 직렬 접속되어 있기 때문에, 2개의 공진 주파수의 양쪽이 고역측으로 시프트한다(도면 중의 J 부분 및 K 부분). 또한, 저역측의 반공진 주파수가 고역측으로 시프트한다(도면 중의 I 부분).
여기서, 병렬 아암 회로(120E)의 저역측의 반공진 주파수와 고역측의 공진 주파수는, 필터(22E)의 통과 대역 고역측의 감쇠 슬로프를 규정하고, 상술한 바와 같이, 이들은 함께 고역측으로 시프트한다. 또한, 병렬 아암 회로(120E)의 저역측의 반공진 주파수와 저역측의 공진 주파수는, 필터(22E)의 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프를 규정하고, 상술한 바와 같이, 이들은 함께 고역측으로 시프트한다. 따라서, 도 9의 하단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 온으로부터 오프로 전환됨으로써, 필터(22E)의 통과 특성은, 통과 대역 고역측 및 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프가 급준도를 유지하면서 고역측으로 시프트하게 된다(도면 중의 검은 화살표를 참조). 바꾸어 말하면, 필터(22E)는, 통과 대역 고역측 및 통과 대역 저역측의 감쇠극을 고역측으로 시프트시키면서(도면 중의 N 부분 및 M 부분), 통과 대역 고역단 및 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 저역단을 고역측으로 시프트시킬(도면 중의 L 부분) 수 있다. 이 때문에, 예를 들어 필터(22E)는, 대역폭을 유지하면서, 중심 주파수를 시프트할 수 있다.
또한, 필터(22E)에 있어서, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프는, 함께 전환되지 않아도 되고, 개별로 전환되어도 무방하다. 단, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프가 함께 전환되는 경우에는, 스위치(22SW1 및 22SW2)를 제어하는 제어선의 개수를 삭감할 수 있기 때문에, 필터(22E)의 구성의 간소화가 도모된다.
한편, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프가 개별로 전환되는 경우, 필터(22E)에 의해 전환 가능한 통과 대역의 베리에이션을 증가시킬 수 있다.
구체적으로는, 필터(22A)에 대하여 설명한 바와 같이, 병렬 아암 공진자(22p1)(제1 병렬 아암 공진자)에 직렬 접속된 스위치(22SW1)의 온 및 오프에 따라서, 통과 대역의 고역단을 가변할 수 있다. 또한, 필터(22D)에 대하여 설명한 바와 같이, 병렬 아암 공진자(22p2)(제2 병렬 아암 공진자)에 직렬 접속된 스위치(22SW2)의 온 및 오프에 따라서, 통과 대역의 저역단을 가변할 수 있다.
따라서, 스위치(22SW1 및 22SW2)를 함께 온 또는 함께 오프함으로써, 통과 대역의 저역단 및 고역단을 함께 저역측 또는 고역측으로 시프트할 수 있다. 즉, 통과 대역의 중심 주파수를 저역측 또는 고역측으로 시프트할 수 있다. 또한, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 한쪽을 온으로부터 오프로 함과 함께 다른 쪽을 오프로부터 온으로 함으로써, 통과 대역의 저역단 및 고역단의 양쪽을 이들의 주파수 차가 넓어지거나 또는 좁아지도록 시프트할 수 있다. 즉, 통과 대역의 중심 주파수를 대략 일정하게 하면서, 통과 대역 폭을 가변할 수 있다. 또한, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 한쪽을 온 또는 오프로 한 경우에 다른 쪽을 온 및 오프함으로써, 통과 대역의 저역단 및 고역단의 한쪽을 고정한 경우에 다른 쪽을 저역측 또는 고역측으로 시프트할 수 있다. 즉, 통과 대역의 저역단 또는 고역단을 가변할 수 있다.
이와 같이, 캐패시터(22C1 및 22C2) 및 스위치(22SW1 및 22SW2)를 갖게 됨으로써, 통과 대역을 가변하는 자유도를 높일 수 있다.
[7. 효과 등]
이상, 본 실시 형태 및 그 변형예 1 및 2에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)(고주파 필터 회로)에 대하여 설명하였다. 이하에서는, 이러한 필터(22A, 22D 및 22E)에 의해 발휘되는 효과에 대하여, 본 실시 형태의 비교예와 대비해서 설명한다.
도 10은, 실시 형태 1의 비교예에 따른 필터(22Z)의 회로 구성도, 및 임피던스 특성 및 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
상기 도면의 상단에 도시한 바와 같이, 비교예에 따른 필터(22Z)는, 상술한 필터(22A, 22D 및 22E)에 비하여, 1개의 병렬 아암 공진자(22p)만을 갖고, 서로 병렬 접속된 캐패시터(22C)와 스위치(22SW)가 병렬 아암 공진자(22p)에 직렬 접속되어 있는 점이 상이하다. 여기서, 캐패시터(22C)와 스위치(22SW)와 병렬 아암 공진자(22p)는, 병렬 아암 회로(120Z)를 구성하고 있다. 즉, 필터(22Z)는, 1개의 직렬 아암 공진자(22s)와 1개의 병렬 아암 회로(120Z)로 구성된 1단의 래더형의 필터 구조를 갖고 있다. 또한, 병렬 아암 공진자(22p)는, 상술한 병렬 아암 공진자(22p1)와 동일한 구성이다.
이와 같이 구성된 필터(22Z)의 통과 특성은, 제어 신호에 따라서 스위치(22SW)가 온 또는 오프함으로써, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성이 전환된다.
구체적으로는, 상기 도면의 중단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온인 경우에는, 병렬 아암 회로(120Z)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의해 캐패시터(22C)가 단락되고, 캐패시터(22C)의 영향을 받지 않는 특성으로 된다. 즉, 이 경우에는, 병렬 아암 공진자(22p) 단체에서의 임피던스 특성이 병렬 아암 회로(120Z)의 임피던스 특성으로 된다. 즉, 상기 도면의 하단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 온인 경우에는, 직렬 아암 공진자(22s) 및 병렬 아암 공진자(22p)의 임피던스 특성에 의해 규정되는 제1 통과 특성을 갖는다.
한편, 상기 도면의 중단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120Z)의 임피던스 특성은, 스위치(22SW)에 의한 캐패시터(22C)의 단락이 이루어지지 않고, 캐패시터(22C)의 영향을 받는 특성이 된다. 즉, 병렬 아암 회로의 경우에는, 병렬 아암 공진자(22p)(상술한 병렬 아암 공진자(22p1)에 상당)와 캐패시터(22C)의 합성 특성이 병렬 아암 회로(120Z)의 임피던스 특성으로 된다.
구체적으로는, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120Z)는, 다음과 같은 임피던스 특성을 갖는다.
병렬 아암 회로(120Z)는, 1개의 공진 주파수 fr1off와 1개의 반공진 주파수 fa를 갖는다(이때, fr1on<fr1off를 충족함). 여기서, fr1on<fr1off로 되는 이유는, 스위치(22SW)가 온으로부터 오프로 전환됨으로써, 병렬 아암 공진자(22p)의 공진 주파수 frp1 근방의 주파수 대역에 있어서, 캐패시터(22C)에 의한 임피던스의 영향을 받기 때문이다. 구체적으로는, 당해 주파수 대역에 있어서, 병렬 아암 공진자(22p)가 공진자로서 작용하고, 캐패시터(22C)가 캐패시터로서 작용함으로써, 병렬 아암 회로(120Z) 전체에서는 공진 주파수가 높아지는 것에 의한다. 또한, 반공진 주파수 fa에 대해서는, 스위치(22SW)가 온인 경우 및 오프인 경우의 어떤 경우에서도, 병렬 아암 공진자(22p)와 병렬 접속으로 되는 캐패시터가 없기 때문에, 병렬 아암 공진자(22p) 단체에서의 반공진 주파수와 일치한다.
이와 같이, 비교예에 따른 필터(22Z)에서는, 스위치(22SW)를 온으로부터 오프로 전환하면, 병렬 아암 회로(120Z)에 있어서, 반공진 주파수는 시프트하지 않고, 공진 주파수만이 고역측으로 시프트한다(도면 중의 Bz 부분).
따라서, 상기 도면의 하단에 도시한 바와 같이, 스위치(22SW)가 오프인 경우의 통과 특성(제2 통과 특성)은, 스위치(22SW)가 온인 경우의 통과 특성(제1 통과 특성)에 비하여, 통과 대역 저역측의 감쇠극만이 고역측으로 시프트하는(도면 중의 Dz 부분) 것에 수반하여, 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프의 급준도가 변화해버린다. 바꾸어 말하면, 제1 통과 특성은, 제2 통과 특성에 비하여, 통과 대역 저역측의 감쇠 슬로프의 급준도가 저하되는 것에 의해, 통과 대역 저역단의 삽입 손실이 증대한다는 문제가 있다(도면 중의 Cz 부분).
발명자는, 이와 같이 감쇠극만의 시프트에 의해 발생할 수 있는 통과 대역단의 삽입 손실의 증대에 착안하고, 감쇠극뿐만 아니라 감쇠 슬로프를 시프트시킴으로써, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환한다는 착상을 얻었다.
즉, 본 실시 형태 및 그 변형예 1 및 2에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)(고주파 필터 회로)에 의하면, 병렬 아암 회로(병렬 아암 회로(120A, 120D 및 120E))의 저주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 저역측의 감쇠극이 구성되고, 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수에 의해 통과 대역 고역측의 감쇠극이 구성되며, 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와 직렬 아암 회로(여기서는 직렬 아암 공진자(22s) 단체)에 의해 통과 대역이 구성된다.
따라서, 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 스위치 소자(필터(22A 및 22D)에서는 스위치(22SW), 필터(22E)에서는 스위치(22SW1 및 22SW2))의 온(도통) 및 오프(비도통)의 전환에 의해, 병렬 아암 회로에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역단의 주파수와 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 필터(22A, 22D 및 22E)는, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
바꾸어 말하면, 필터(22A, 22D 및 22E)는, 직렬 아암 공진자(22s) 및 병렬 아암 회로(병렬 아암 회로(120A, 120D 및 120E))에 의해 형성되며, 또한, 스위치 스위치 소자의 온 및 오프에 따라서, 통과 대역이 서로 다른 제1 및 제2 통과 특성을 갖는다. 구체적으로는, 스위치 소자가 온인 경우, 임피던스 소자(필터(22A 및 22D)에서는 캐패시터(22C), 필터(22E)에서는 캐패시터(22C1 및 22C2))의 영향을 받지 않는 임피던스에 의해 제1 통과 특성이 규정된다. 한편, 스위치 소자가 오프인 경우, 임피던스 소자의 영향을 받은 임피던스에 의해, 제1 통과 특성과 상이한 제2 통과 특성이 규정된다. 여기서, 병렬 아암 회로에 있어서, 임피던스가 극소로 되는 주파수의 적어도 하나 및 극대로 되는 주파수 중 적어도 하나는, 스위치 소자의 온 및 오프에 따라서 저주파수측 또는 고주파수측으로 함께 시프트한다. 따라서, 제1 통과 특성과 제2 통과 특성은, 병렬 아암 회로의 임피던스가 극소로 되는 주파수와 극대로 되는 주파수로 규정되는 감쇠 슬로프가, 급준도를 유지하면서 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트하게 된다. 따라서, 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 및 감쇠 대역의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 본 실시 형태에 따른 필터(22A)에 의하면, 병렬 아암 공진자(22p1)(제1 병렬 아암 공진자)의 공진 주파수 frp1은, 병렬 아암 공진자(22p2)(제2 병렬 아암 공진자)의 공진 주파수 frp2보다 낮고(frp1<frp2), 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1은, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2보다 낮다(fap1<fap2). 또한, 제1 회로(10)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖지 않고, 제2 회로(20)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖는다.
이것에 의하면, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120A)에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 고주파수측의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 저주파수측의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역 고역단의 주파수와 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 필터(22A)는, 통과 대역 고역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 본 실시 형태의 변형예 1에 따른 필터(22D)에 의하면, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1은, 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2보다 낮고(frp1<frp2), 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1은, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2보다 낮다(fap1<fap2). 또한, 제1 회로(10D)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖고, 제2 회로(20D)는 주파수 가변 회로(22T)를 갖지 않다.
이것에 의하면, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120D)에서의 적어도 2개의 공진 주파수 중 저주파수측의 공진 주파수와, 적어도 2개의 반공진 주파수 중 저주파수측의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 그 때문에, 통과 대역 저역단의 주파수와 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다. 따라서, 필터(22D)는, 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단 및 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 본 실시 형태의 변형예 2에 따른 필터(22E)에 의하면, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1은, 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2보다 낮고(frp1<frp2), 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수 fap1은, 병렬 아암 공진자(22p2)의 반공진 주파수 fap2보다 낮다(fap1<fap2). 또한, 제1 회로(10E)는 주파수 가변 회로(22Ta)를 갖고, 제2 회로(20E)는 주파수 가변 회로(22Tb)를 갖지 않는다.
이것에 의하면, 제2 회로(20E)에서의 스위치(22SW2)의 온 및 오프의 전환에 의해, 통과 대역 고역단의 주파수 및 통과 대역 고역측의 감쇠극을 전환하는 것이 가능하게 되고, 제1 회로(10E)에서의 스위치(22SW1)의 온 및 오프의 전환에 의해, 통과 대역 저역단의 주파수 및 통과 대역 저역측의 감쇠극을 전환하는 것이 가능해진다. 따라서, 본 형태에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단 및 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수와, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수의 양쪽을 전환하는 것이 가능해진다.
또한, 필터(22E)에 의하면, 제1 회로(10E)에서의 스위치(22SW1) 및 제2 회로(20E)에서의 스위치(22SW2)는, 함께 도통, 또는 함께 비도통이 되도록 전환되어도 된다.
이것에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 중심 주파수를 전환할 수 있다.
또한, 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 주파수 가변 회로를 구성하는 임피던스 소자는 캐패시터이다.
이것에 관하여, 일반적으로, 캐패시터는, 인덕터와 비교해서 Q가 높아, 더욱 공간 절약으로 구성할 수 있다. 그 때문에, 상기 임피던스 소자가 캐패시터임으로써, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 필터(22A, 22D 및 22E)의 소형화가 도모된다.
또한, 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 병렬 아암 공진자(22p1)의 공진 주파수 frp1은, 직렬 아암 회로의 공진 주파수보다도 낮고, 병렬 아암 공진자(22p2)의 공진 주파수 frp2는, 직렬 아암 회로의 반공진 주파수보다도 낮다. 여기서, 필터(22A, 22D 및 22E)에서는, 직렬 아암 회로가 직렬 아암 공진자(22s)만으로 구성되어 있기 때문에, 직렬 아암 회로의 공진 주파수는 직렬 아암 공진자(22s)의 공진 주파수 frs와 동등하고, 직렬 아암 회로의 반공진 주파수는 직렬 아암 공진자(22s)의 반공진 주파수 fas와 동등하다. 따라서, frp1<frs 또한 frp2<fas를 충족시킨다.
이것에 의하면, 직렬 아암 공진자(22s)의 반공진 주파수 fas에 의존하는 직렬 아암 회로의 반공진 주파수에 의해, 통과 대역 고역측의 감쇠극이 추가되기 때문에, 통과 대역 고역측의 감쇠량을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 실시 형태 및 그 변형예 1 및 2에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 직렬 아암 공진자(22s), 및 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)의 각각은, 탄성 표면파 공진자, 또는 벌크 탄성파 공진자인 것이 바람직하다. 이에 의해, 직렬 아암 공진자(22s) 및 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)의 각각을 소형화할 수 있으므로, 필터(22A, 22D 및 22E)의 소형화 및 저비용화가 가능해진다. 또한, 탄성 표면파 공진자 및 벌크 탄성파 공진자는, 일반적으로 고 Q의 특성을 나타내기 때문에, 저손실화 및 고선택도화가 가능해진다.
또한, 본 실시 형태 및 그 변형예 1 및 2에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 스위치(22SW)(스위치 소자)는 GaAs 혹은 CMOS로 이루어지는 FET 스위치 또는, 다이오드 스위치인 것이 바람직하다. 이에 의해, 스위치(22SW)를 소형화할 수 있으므로, 필터(22A, 22D 및 22E)의 소형화 및 저비용화가 가능해진다.
또한, 본 실시 형태, 및 그 변형예 1 및 2에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)에 의하면, 캐패시터 C22(임피던스 소자)는, 가변 캐패시터인 것이 바람직하다. 이에 의해, 주파수 가변 폭을 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 실시 형태 및 그 변형예 1 및 2에서는, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)(제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자) 중 적어도 한쪽에 직렬 접속되고, 또한, 스위치(22SW)와 병렬 접속되는 임피던스 소자로서, 캐패시터를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 이와 같은 임피던스 소자는 캐패시터로 한정되지 않고, 도 11에 도시한 바와 같이 인덕터여도 무방하다. 도 11은, 본 실시 형태의 다른 변형예에 따른 필터(22F)의 회로 구성도이다.
상기 도면에 도시한 필터(22F)는, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)에 비하여, 캐패시터(22C)를 대신하여 인덕터(22L)를 갖는다. 따라서, 필터(22F)의 통과 대역의 주파수 가변 폭은 인덕터(22L)의 소자값에 의존하고, 예를 들어 인덕터(22L)의 소자값이 클수록 주파수 가변 폭이 넓어진다. 이로 인해, 인덕터(22L)의 소자값은, 필터(22F)에 요구되는 주파수 사양에 따라서, 적절히 결정될 수 있다. 또한, 인덕터(22L)는, MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)를 사용한 가변 인덕터여도 무방하다. 이에 의해, 주파수 가변 폭을 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다.
이와 같이 구성된 필터(22F)는, 필터(22A)에 비하여, 스위치(22SW)의 온 및 오프를 전환했을 때의 감쇠 슬로프의 시프트 방향이 상이하다. 구체적으로는, 필터(22F)에 있어서, 스위치(22SW)가 오프인 경우 제2 통과 특성은, 스위치(22SW)가 온인 경우 제1 통과 특성에 비하여, 감쇠 슬로프가 저역측으로 시프트한다. 이러한 구성이어도, 실시 형태 1과 마찬가지로, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있다.
또한, 상기 실시 형태의 변형예 1 및 2에서의 캐패시터의 각각을 대신하여, 인덕터(22L)를 설치해도 무방하다. 또는, 상기의 실시 형태의 변형예 2에서의 2개의 캐패시터(22C1 및 22C2)의 한쪽만을 대신하여, 인덕터(22L)를 설치해도 무방하다.
[8. 공진 해석에 의한 원리 설명]
여기서, 상술한 바와 같은 공진 주파수 및 반공진 주파수가 얻어지는 원리에 대하여, 공진자의 등가 회로 모델을 사용한 임피던스 특성(공진 특성)의 해석(공진 해석)에 의해 설명해 둔다. 또한, 이하에서는, 공진자의 Q값을 등가하는 저항 성분은 생략하고, 이상적인 공진자의 등가 회로를 사용하여 원리를 설명하고 있다.
[8.1. 공진자 단체]
우선, 공진자 단체의 공진 특성에 대하여 설명한다.
도 12a는, 1개의 공진자 reso1의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다. 상기 도면에 도시한 바와 같이, 공진자 reso1은, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로와, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로에 대해서 캐패시터 C0이 병렬로 접속한 회로로 나타낼 수 있다. 여기서, 캐패시터 C0은, 공진자 reso1의 정전 용량이다. 또한, IDT 전극을 갖는 탄성 표면파 공진자의 경우, 상술한 식 1로 표시된다.
상기 등가 회로에 있어서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr은, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로로 규정되고, 상기 등가 회로의 임피던스 Zr이 0으로 되는 주파수이기 때문에, 식 2를 풂으로써, 식 3으로 표시된다.
Figure pct00002
Figure pct00003
또한, 공진자 reso1의 반공진 주파수 fa는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Ya가 0으로 되는 주파수이기 때문에, 식 4를 풂으로써, 식 5로 표시된다.
Figure pct00004
Figure pct00005
상기 식 3 및 식 5로부터, 도 12a의 우측 그래프로 나타낸 바와 같이, 반공진 주파수 fa는, 공진 주파수 fr보다도 고주파수측에 출현한다.
즉, 공진자 reso1은, 1개의 공진 주파수와, 당해 공진 주파수보다도 고주파수측에 위치하는 1개의 반공진 주파수를 갖는다.
[8.2. 공진자끼리가 병렬 접속]
다음으로, 공진자끼리가 병렬 접속된 경우의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용해서 설명해 둔다.
도 12b는, 병렬 접속된 2개의 공진자 reso1 및 reso2의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다. 상기 도면에는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 모델이 도시되어 있다. 공진자 reso1은, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로와, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로에 대해서 캐패시터 C01을 병렬로 접속한 회로로 나타내고, 공진자 reso2는, 캐패시터 C2와 인덕터 L2를 직렬로 접속한 회로와, 캐패시터 C2와 인덕터 L2를 직렬로 접속한 회로에 대해서 캐패시터 C02를 병렬로 접속한 회로로 나타낼 수 있다. 여기서, 캐패시터 C01 및 C02는, 각각, 공진자 reso1 및 reso2의 정전 용량이다. 이들의 공진자 reso1과 공진자 reso2를 병렬로 접속한 회로는, 도 12b 좌측 하단에 도시된 등가 회로로 표시된다. 즉, 상기 공진자 reso1과 reso2를 병렬로 접속한 회로는, 캐패시터 C1과 인덕터 L1을 직렬로 접속한 회로와, 캐패시터 C2와 인덕터 L2를 직렬로 접속한 회로와, 캐패시터 C0(=C01+C02)를 병렬로 접속한 회로로 표현된다.
이 등가 회로의 공진 주파수 fr은, 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 6을 풂으로써 식 7로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 8을 풂으로써 식 9로 표시된다.
Figure pct00006
Figure pct00007
Figure pct00008
Figure pct00009
식 7 및 식 9로부터, 도 12b의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1과 동등해져, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr_reso2와 동등해지는 것을 알 수 있다.
이에 반하여, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 10을 풂으로써 식 11로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 12를 풂으로써 식 13으로 표시된다.
Figure pct00010
Figure pct00011
Figure pct00012
Figure pct00013
식 11 및 식 13으로부터, 도 12b의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2와 동등해지고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr_reso1과 동등해지는 것을 알 수 있다.
한편, 이 등가 회로의 반공진 주파수는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Yam이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 식 14를 풂으로써, 이 등가 회로는 2개의 반공진 주파수를 갖는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 저주파수측의 반공진 주파수 famL 및 고주파수측의 반공진 주파수 famH는, 식 15로 표시된다.
Figure pct00014
Figure pct00015
상기 식 15에 나타낸 반공진 주파수 famL은, 도 12b의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_reso1에 비해, 저주파수측으로 시프트하고, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 한편, 상기 식 15에 나타낸 반공진 주파수 famH는, 도 12b의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하고, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr_reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
[8.3. 공진자와 캐패시터의 직렬 회로에 대해서 공진자가 병렬 접속]
다음으로, 도 12b의 구성에 있어서, 공진자 reso1에 캐패시터가 직렬 접속된 경우의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명해 둔다. 즉, 이 구성에서는, 공진자 reso1과 캐패시터의 직렬 회로에 대하여 공진자 reso2가 병렬 접속되어 있다.
도 12c는, 공진자 reso1과 캐패시터 Ca의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
이 등가 회로의 공진 주파수는, 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 16을 풂으로써 식 17로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 18을 풂으로써 식 19로 표시된다.
Figure pct00016
Figure pct00017
Figure pct00018
Figure pct00019
식 17 및 식 19로부터, 도 12c의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 고주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2와 동등해지는 것을 알 수 있다.
이에 반하여, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 20을 풂으로써 식 21로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 22를 풂으로써 식 23으로 표시된다.
Figure pct00020
Figure pct00021
Figure pct00022
Figure pct00023
식 21 및 식 23으로부터, 도 12c의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2와 동등해지고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr_reso1보다 고주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
한편, 이 등가 회로의 반공진 주파수는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Yam이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 식 24를 풂으로써, 이 등가 회로는 2개의 반공진 주파수를 갖는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 저주파수측의 반공진 주파수 famL 및 고주파수측의 반공진 주파수 famH는, 식 25로 표시된다.
Figure pct00024
Figure pct00025
상기 식 25에 나타낸 반공진 주파수 famL 및 famH는, 도 12c의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 도 12c의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1<fr _ reso2의 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 이에 반하여, 도 12c의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1>fr _ reso2의 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 저주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
[8.4. 공진자와 캐패시터와의 직렬 회로끼리가 병렬 접속]
다음으로, 도 12c의 구성에 있어서, 공진자 reso2에 캐패시터가 직렬 접속된 경우의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명해 둔다. 즉, 이 구성에서는, 공진자 reso1과 캐패시터 Ca의 직렬 회로에 대해서, 공진자 reso2와 캐패시터의 직렬 회로가 병렬 접속되어 있다.
도 12d는, 공진자와 캐패시터의 직렬 회로끼리가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
이 등가 회로의 공진 주파수는, 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 26을 풂으로써 식 27로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 28을 풂으로써 식 29로 표시된다. 또한, 식 26은 상술한 식 16과 동일하고, 식 27은 상술한 식 17과 동일하다.
Figure pct00026
Figure pct00027
Figure pct00028
Figure pct00029
식 27 및 식 29로부터, 도 12d의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 고주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 고주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
이에 반하여, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 저주파수측의 공진 주파수 frmL에 대해서는 식 30을 풂으로써 식 31로 표시되고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH에 대해서는 식 32를 풂으로써 식 33으로 표시된다. 또한, 식 32는 상술한 식 22와 동일하고, 식 33은 상술한 식 23과 동일하다.
Figure pct00030
Figure pct00031
Figure pct00032
Figure pct00033
식 31 및 식 33으로부터, 도 12d의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 고주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr_reso1보다 고주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
한편, 이 등가 회로의 반공진 주파수는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Yam이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 식 34를 풂으로써, 이 등가 회로는 2개의 반공진 주파수를 갖는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 저주파수측의 반공진 주파수 famL 및 고주파수측의 반공진 주파수 famH는, 식 35로 표시된다.
Figure pct00034
Figure pct00035
상기 식 35에 나타낸 반공진 주파수 famL 및 famH는, 도 12d의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 도 12d의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1<fr _ reso2의 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 이에 반하여, 도 12d의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr_reso1>fr_reso2의 경우, 저주파수측의 공진 주파수 frmL이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 저주파수측으로 시프트하고, 고주파수측의 공진 주파수 frmH가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다.
[8.5. 공진자와 인덕터의 직렬 회로에 대해서 공진자가 병렬 접속]
이제까지, 공진자에 캐패시터가 접속된 경우의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명하였다. 이하에서는, 공진자에 인덕터가 접속된 경우의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명한다.
우선, 도 12c의 구성에 있어서, 캐패시터 Ca가 인덕터 La로 치환된 경우(도 12e의 구성을 참조)의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명해 둔다. 즉, 이 구성에서는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬 접속되어 있다.
도 12e는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
이 등가 회로의 공진 주파수는, 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 공진 주파수 frm1, frm2 및 frm3(여기서, frm1<frm2<frm3)은, 다음과 같이 나타내어진다. 구체적으로는, 인덕터 La에 관련해서 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 식 36을 풂으로써, 공진 주파수 frm1 및 frm3에 대해서는 식 37로 표시된다. 또한, 인덕터 La에 관련되지 않고 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 식 38을 풂으로써, 공진 주파수 frm2에 대해서는 식 39로 표시된다.
Figure pct00036
Figure pct00037
Figure pct00038
Figure pct00039
식 37 및 식 39로부터, 도 12e의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 공진 주파수 frm1이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 공진 주파수 frm2가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2와 동등해져서, 공진 주파수 frm3이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1 및 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
이에 반하여, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 공진 주파수 frm2 및 frm3에 대해서는 상기한 식 36을 풂으로써 식 40으로 표시되고, 공진 주파수 frm1에 대해서는 상기한 식 38을 풂으로써 식 41로 표시된다.
Figure pct00040
Figure pct00041
식 40 및 식 41로부터, 도 12e의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 공진 주파수 frm1이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2와 동등해져서, 그 옆의 공진 주파수 frm2가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트함과 함께, 공진 주파수 frm3이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2 및 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
한편, 이 등가 회로의 반공진 주파수는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Yam이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 식 42를 풂으로써, 이 등가 회로는 3개의 반공진 주파수 fam1, fam2 및 fam3을 갖는 것을 알 수 있다.
Figure pct00042
또한, 3개의 반공진 주파수 fam1, fam2 및 fam3의 상세한 식에 대해서는 3차 해(解)가 되어 식이 복잡해지기 때문에 설명을 생략하지만, 도 12e의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 반공진 주파수 fam1 및 fam2는, 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 도 12e의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1<fr _ reso2의 경우, 반공진 주파수 fam1이 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 반공진 주파수 fam2가 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 저주파수측으로 시프트함과 함께, 반공진 주파수 fam3이 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다. 이에 반하여, 도 12e의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1>fr _ reso2의 경우, 반공진 주파수 fam1이 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 저주파수측으로 시프트하고, 반공진 주파수 fam2가 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1보다 저주파수측으로 시프트함과 함께, 반공진 주파수 fam3이 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2 및 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
[8.6. 공진자와 인덕터의 직렬 회로끼리가 병렬 접속]
다음으로, 도 12d의 구성에 있어서, 캐패시터 Ca 및 Cb의 각각이 인덕터 La 및 Lb로 치환된 경우(도 12f의 구성을 참조)의 특성에 대하여, 등가 회로 모델을 사용하여 설명해 둔다. 즉, 이 구성에서는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대해서, 공진자 reso2와 인덕터 Lb의 직렬 회로가 병렬 접속되어 있다.
도 12f는, 공진자와 인덕터의 직렬 회로끼리가 병렬 접속된 경우의 등가 회로 모델 및 그 공진 특성을 나타내는 도면이다.
이 등가 회로의 공진 주파수는, 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 낮은 경우(fr _ reso1<fr _ reso2의 경우), 공진 주파수 frm1, frm2, frm3 및 frm4(여기서, frm1<frm2<frm3<frm4)는, 다음과 같이 나타내어진다. 구체적으로는, 인덕터 La에 관련해서 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 식 43을 풂으로써, 공진 주파수 frm1 및 frm3에 대해서는 식 44로 표시된다. 또한, 인덕터 Lb에 관련해서 상기 등가 회로의 임피던스 Zrm이 0으로 되는 식 45를 풂으로써, 공진 주파수 frm2 및 frm4에 대해서는 식 46으로 표시된다. 또한, 식 43은 상술한 식 36과 동일하고, 식 44는 상술한 식 37과 동일하다.
Figure pct00043
Figure pct00044
Figure pct00045
Figure pct00046
식 44 및 식 46으로부터, 도 12f의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 가장 저주파수측의 공진 주파수 frm1이 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr_reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 그 옆의 공진 주파수 frm2가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 또한, 공진 주파수 frm3 및 frm4가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1 및 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
이에 반하여, 공진자 reso1의 공진 주파수 fr _ reso1이 공진자 reso2의 공진 주파수 fr _ reso2보다 높은 경우(fr_reso1>fr _ reso2의 경우), 공진 주파수 frm2 및 frm4에 대해서는 상기한 식 43을 풂으로써 식 47로 표시되고, 공진 주파수 frm1 및 frm3에 대해서는 상기한 식 45를 풂으로써 식 48로 표시된다.
Figure pct00047
Figure pct00048
식 47 및 식 48로부터, 도 12f의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, 이 경우, 가장 저주파수측의 공진 주파수 frm1이 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr_reso2보다 저주파수측으로 시프트하고, 그 옆의 공진 주파수 frm2가 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr _ reso1보다 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 또한, 공진 주파수 frm3 및 frm4가 공진자 reso2 단체의 공진 주파수 fr _ reso2 및 공진자 reso1 단체의 공진 주파수 fr_reso1보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
한편, 이 등가 회로의 반공진 주파수는, 상기 등가 회로의 어드미턴스 Yam이 0으로 되는 주파수이다. 따라서, 식 49를 풂으로써, 이 등가 회로는 3개의 반공진 주파수 fam1, fam2 및 fam3을 갖는 것을 알 수 있다.
Figure pct00049
또한, 3개의 반공진 주파수 fam1, fam2 및 fam3의 상세한 식에 대해서는 3차 해가 되어 식이 복잡해지기 때문에 설명을 생략하지만, 도 12f의 우측의 2개의 그래프로 나타낸 바와 같이, 반공진 주파수 fam1 및 fam2는, 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2에 비해, 저주파수측으로 시프트하는 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 도 12f의 우측 상단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1<fr _ reso2의 경우, 반공진 주파수 fam1이 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1보다 저주파수측으로 시프트하고, 반공진 주파수 fam2가 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 저주파수측으로 시프트함과 함께, 반공진 주파수 fam3이 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1 및 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_reso2보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다. 이에 반하여, 도 12f의 우측 하단 그래프로 나타낸 바와 같이, fr _ reso1>fr _ reso2의 경우, 반공진 주파수 fam1이 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 저주파수측으로 시프트하고, 반공진 주파수 fam2가 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_ reso1보다 저주파수측으로 시프트함과 함께, 반공진 주파수 fam3이 공진자 reso1 단체의 반공진 주파수 fa_reso1 및 공진자 reso2 단체의 반공진 주파수 fa_ reso2보다 고주파수측에 추가되는 것을 알 수 있다.
[8.7. 공진 해석에 기초하는 특성 설명]
이상 설명한 공진 해석에 기초하여, 상술한 필터(22A, 22D, 22E 및 22F)에 있어서, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 따라서 병렬 아암 회로의 공진 주파수혹은 반공진 주파수가 전환되는 것이 설명된다.
(ⅰ) 필터(22A)에 대하여
예를 들어, 필터(22A)에 있어서, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120A)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120A)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120A)에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr_reso1>fr_reso2의 경우의 공진자 reso2 및 공진자 reso1에 상당한다. 구체적으로는, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 11에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 13에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 필터(22A)에 있어서, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120A)는, 병렬 아암 공진자(22p2)와 캐패시터(22C)의 직렬 회로에 대해서 병렬 아암 공진자(22p1)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120A)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 캐패시터 Ca의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12c 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120A)에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2) 및 캐패시터(22C)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우의 공진자 reso2, 공진자 reso1 및 캐패시터 Ca에 상당한다. 구체적으로는, 저주파수측의 공진 주파수 frp1off는 상기한 식 21에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2off는 상기한 식 23에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1off는 상기한 식 25의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2off는 상기한 식 25의 famH에 의해 설명된다.
따라서, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120A)에서의 고주파수측의 공진 주파수와 저주파수측의 반공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22A)에 의하면, 통과 대역 고역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단의 주파수와 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다.
(ⅱ) 필터(22D)에 대하여
또한, 예를 들어 필터(22D)에 있어서, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120D)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120D)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120D)에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1 및 공진자 reso2에 상당한다. 구체적으로는, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 7에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 9에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 필터(22D)에 있어서, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120D)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 캐패시터(22C)의 직렬 회로에 대해서 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 병렬 아암 회로(120D)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 캐패시터 Ca의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12c 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120D)에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2) 및 캐패시터(22C)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1, 공진자 reso2 및 캐패시터 Ca에 상당한다. 구체적으로는, 병렬 아암 회로(120D)에 대해서, 저주파수측의 공진 주파수 frp1off는 상기한 식 17에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2off는 상기한 식 19에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1off는 상기한 식 25의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2off는 상기한 식 25의 famH에 의해 설명된다.
따라서, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120D)에서의 저주파수측의 공진 주파수와 저주파수측의 반공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22D)에 의하면, 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단의 주파수와 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다.
(ⅲ) 필터(22E)에 대하여
또한, 예를 들어 필터(22E)에 있어서, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 온인 경우, 병렬 아암 회로(120E)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120E)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120E)에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1 및 공진자 reso2에 상당한다. 구체적으로는, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 7에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 9에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 필터(22E)에 있어서, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120E)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 캐패시터(22C1)의 직렬 회로에 대해서, 병렬 아암 공진자(22p2)와 캐패시터(22C2)의 직렬 회로가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 병렬 아암 회로(120E)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 캐패시터 Ca의 직렬 회로에 대해서, 공진자 reso2와 캐패시터 Cb의 직렬 회로가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12d 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120E)에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2), 캐패시터(22C1) 및 캐패시터(22C1)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1, 공진자 reso2, 캐패시터 Ca 및 캐패시터 Cb에 상당한다. 구체적으로는, 병렬 아암 회로(120E)에 대해서, 저주파수측의 공진 주파수 frp1off는 상기한 식 27에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2off는 상기한 식 29에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1off는 상기한 식 35의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2off는 상기한 식 35의 famH에 의해 설명된다.
따라서, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120E)에서의 저주파수측의 공진 주파수 및 고주파수측의 공진 주파수와 저주파수측의 반공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22E)에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 중심 주파수를 전환할 수 있다.
(ⅳ) 필터(22F)에 대하여
또한, 예를 들어 필터(22F)에 있어서, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로(120F)는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120F)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120E)에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1 및 공진자 reso2에 상당한다. 구체적으로는, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 11에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 13에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 필터(22F)에 있어서, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로(120F)는, 병렬 아암 공진자(22p2)와 인덕터(22L)의 직렬 회로에 대해서 병렬 아암 공진자(22p1)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 이 경우, 병렬 아암 회로(120F)의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12e 참조). 즉, 병렬 아암 회로(120F)에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2) 및 인덕터(22L)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso2, 공진자 reso1 및 인덕터(22La)에 상당한다. 구체적으로는, 가장 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 41에 의해 설명되고, 2번째로 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 40의 frm2에 의해 설명된다. 또한, 반공진 주파수는 상기한 식 42를 풂으로써 설명된다.
따라서, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 병렬 아암 회로(120F)에서의 고주파수측의 공진 주파수와 저주파수측의 반공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22F)에 의하면, 통과 대역 고역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 고역단의 주파수와 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다.
(ⅴ) 필터(22D)에 있어서 캐패시터를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 대하여
또한, 예를 들어 필터(22D)에 있어서 캐패시터(22C)를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 대해서는, 스위치(22SW)가 온인 경우, 병렬 아암 회로의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr_reso1<fr_reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 당해 병렬 아암 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1 및 공진자 reso2에 상당한다. 따라서, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 7에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 9에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 이 구성에 있어서, 스위치(22SW)가 오프인 경우, 병렬 아암 회로는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 인덕터의 직렬 회로에 대하여 병렬 아암 공진자(22p2)가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 당해 병렬 아암 회로의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대하여 공진자 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1>fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12e 참조). 즉, 당해 병렬 아암 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2) 및 인덕터는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1, 공진자 reso2 및 인덕터 La에 상당한다. 구체적으로는, 당해 병렬 아암 회로에 대해서, 가장 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 37의 frm1에 의해 설명되고, 2번째로 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 39에 의해 설명되고, 가장 고주파수의 공진 주파수는 상기한 식 37의 frm3에 의해 설명된다. 또한, 반공진 주파수는 상기한 식 42를 풂으로써 설명된다. 또한, 당해 병렬 아암 회로에 대해서, 공진 해석에 의한 식은 생략하였지만, 반공진 주파수는 3개로 된다.
따라서, 스위치(22SW)의 온 및 오프의 전환에 의해, 통과 대역 저역측의 감쇠극을 구성하는 병렬 아암 회로(120D)의 공진 주파수와, 통과 대역을 구성하는 병렬 아암 회로(120D)의 반공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22D)에 있어서 캐패시터(22C)를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 의하면, 통과 대역 저역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단의 주파수와 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트할 수 있다.
(ⅵ) 필터(22E)에 있어서 캐패시터를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 대하여
또한, 예를 들어 필터(22E)에 있어서 캐패시터(22C1 및 22C2)를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 대해서는, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 온인 경우, 병렬 아암 회로의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1 및 reso2가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12b 참조). 즉, 당해 병렬 아암 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1) 및 병렬 아암 공진자(22p2)는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1 및 공진자 reso2에 상당한다. 따라서, 저주파수측의 공진 주파수 frp1on은 상기한 식 7에 의해 설명되고, 고주파수측의 공진 주파수 frp2on은 상기한 식 9에 의해 설명된다. 또한, 저주파수측의 반공진 주파수 fap1on은 상기한 식 15의 famL에 의해 설명되고, 고주파수측의 반공진 주파수 fap2on은 상기한 식 15의 famH에 의해 설명된다.
한편, 이 구성에 있어서, 스위치(22SW1 및 22SW2)가 함께 오프인 경우, 병렬 아암 회로는, 병렬 아암 공진자(22p1)와 인덕터의 직렬 회로에 대해서 병렬 아암 공진자(22p2)와 인덕터의 직렬 회로가 병렬 접속된 구성으로 된다. 따라서, 당해 병렬 아암 회로의 공진 주파수 및 반공진 주파수는, 공진자 reso1과 인덕터 La의 직렬 회로에 대해서 공진자 reso2와 인덕터 Lb의 직렬 회로가 병렬로 접속된 등가 회로 모델에서의 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우와 마찬가지로 설명된다(도 12f 참조). 즉, 당해 병렬 아암 회로에서의 병렬 아암 공진자(22p1), 병렬 아암 공진자(22p2), 병렬 아암 공진자(22p1)에 직렬 접속된 인덕터 및 병렬 아암 공진자(22p2)에 직렬 접속된 인덕터는, 각각, 당해 등가 회로 모델에 있어서 fr _ reso1<fr _ reso2의 경우의 공진자 reso1, 공진자 reso2, 인덕터 La 및 인덕터 Lb에 상당한다. 구체적으로는, 당해 병렬 아암 회로에 대해서, 가장 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 44의 frm1에 의해 설명되고, 2번째로 저주파수의 공진 주파수는 상기한 식 46의 frm2에 의해 설명된다. 또한, 반공진 주파수는 상기한 식 49를 풂으로써 설명된다.
따라서, 스위치(22SW1 및 22SW2)의 온 및 오프의 전환에 의해, 통과 대역 저역측의 감쇠극을 구성하는 병렬 아암 회로의 공진 주파수와, 통과 대역을 구성하는 병렬 아암 회로의 반공진 주파수와, 통과 대역 고역측의 감쇠극을 구성하는 병렬 아암 회로의 공진 주파수가 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트한다. 그 때문에, 필터(22E)에 있어서 캐패시터(22C1 및 22C2)를 대신하여 인덕터를 설치한 구성에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역 저역단 및 통과 대역 저역측의 감쇠극의 주파수와, 통과 대역 고역단 및 통과 대역 고역측의 감쇠극의 주파수의 양쪽을 전환하는 것이 가능해진다.
[9. 비대역폭의 관계]
또한, 상기 설명한 탄성파 공진자 구조를 갖는 직렬 아암 공진자(22s)와 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)는, 직렬 아암 공진자(22s)의 비대역폭이 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2)(제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭이 보다도 좁아도 된다. 여기서, 비대역폭은, 공진자에 대해서, 반공진 주파수 fa와 공진 주파수 fr과의 주파수 차 fa-fr을 당해 공진 주파수 fr로 나눈 값 (fa-fr)/fr(또는 그 백분율)로서 정의된다.
이것에 의하면, 통과 대역을 구성하는 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와, 통과 대역 저역측의 감쇠극을 구성하는 병렬 아암 회로의 저주파수측의 공진 주파수의 주파수 차를 크게 함과 함께, 통과 대역 고역측의 감쇠극을 구성하는 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수와, 통과 대역을 구성하는 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수의 주파수 차를 크게 할 수 있기 때문에, 통과 대역 폭을 넓게 할 수 있다.
비대역폭은, 예를 들어 다음과 같이 조정된다.
도 13은, 실시 형태 1에서의 탄성 표면파 공진자의 전극 구조(도 4a 및 도 4b)를 구성하는 제1 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 임피던스와의 관계를 나타내는 그래프이다. 또한, 도 14는, 제1 조정막(Ksaw 조정막(122))의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 공진 주파수, 반공진 주파수 및 비대역폭과의 관계를 나타내는 그래프이다. 도 13에는, 도 4b에 도시된 제1 조정막의 막 두께를 변화시킨 경우의 탄성 표면파 공진자의 임피던스 주파수 특성이 도시되어 있다. 또한, 이때, 압전성을 갖는 기판(101)으로서는, -10°Y커트 LiNbO3 기판을 사용하고, IDT 전극(121)의 막 두께를 400㎚로 하였다. 또한, 도 14의 상단에는, 제1 조정막의 막 두께와 공진 주파수 fr과의 관계가 도시되어 있고, 도 14의 중단에는, 제1 조정막의 막 두께와 반공진 주파수 fa와의 관계가 도시되어 있으며, 도 14의 하단에는, 제1 조정막의 막 두께와, 비대역폭 BWR과의 관계가 도시되어 있다.
도 13에 도시한 바와 같이, 제1 조정막의 막 두께를 변화시키면, 반공진 주파수 fa는 거의 움직이지 않고, 공진 주파수 fr이 시프트한다. 보다 구체적으로는, 도 14에 도시한 바와 같이, 제1 조정막의 막 두께를 두껍게 할수록 공진 주파수 fr은 고주파수측으로 시프트하고, 비대역폭 BWR은 작아진다. 즉, 탄성 표면파 공진자의 비대역폭을 제1 조정막의 막 두께 조정에 의해 설정하는 것이 가능해진다.
이상의 결과로부터, 직렬 아암 공진자(22s)의 비대역폭을 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 하는 구성으로서, 직렬 아암 공진자(22s)에 제1 조정막을 형성하는 구성을 들 수 있다. 구체적으로는, (1) 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 IDT 전극에서의 제1 조정막을, 직렬 아암 공진자(22s)의 IDT 전극에서의 제1 조정막보다도 얇게 하거나, 또는, (2) 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 IDT 전극에 제1 조정막을 형성하지 않은 것을 들 수 있다.
이것에 의하면, 직렬 아암 공진자(22s)의 비대역폭을 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 설정할 수 있다.
도 15는, 전극 구조를 구성하는 제2 조정막(보호층(103 및 104))의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 임피던스와의 관계를 나타내는 그래프이다. 또한, 도 16은, 제2 조정막의 막 두께와 탄성 표면파 공진자의 공진 주파수, 반공진 주파수 및 비대역폭과의 관계를 나타내는 그래프이다. 도 15에는, 도 4b에 도시된 제2 조정막의 막 두께를 변화시킨 경우의 탄성 표면파 공진자의 공진 임피던스의 주파수 특성이 도시되어 있다. 또한, 이때, 압전성을 갖는 기판(101)으로서는, -10°Y커트LiNbO3 기판을 사용하고, IDT 전극 막 두께를 400㎚로 하였다. 또한, 도 16의 상단에는, 제2 조정막의 막 두께와 공진 주파수 fr과의 관계가 도시되어 있고, 도 16의 중단에는, 제2 조정막의 막 두께와 반공진 주파수 fa와의 관계가 도시되어 있으며, 도 16의 하단에는, 제2 조정막의 막 두께와, 비대역폭 BWR과의 관계가 도시되어 있다.
도 15에 도시한 바와 같이, 제2 조정막의 막 두께를 변화시키면, 반공진 주파수 fa 및 공진 주파수 fr이 시프트한다. 보다 구체적으로는, 도 16에 도시한 바와 같이, 제2 조정막의 막 두께를 두껍게 할수록 공진 주파수 fr은 고주파수측으로 시프트하고, 또한, 반공진 주파수 fa는 저주파수측으로 시프트하기 때문에, 비대역폭 BWR은 작아진다. 즉, 탄성 표면파 공진자의 비대역폭을 제2 조정막의 막 두께 조정에 의해 설정하는 것이 가능해진다.
이상의 결과로부터, 직렬 아암 공진자(22s)의 비대역폭을 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 하는 구성으로서, 직렬 아암 공진자(22s)의 IDT 전극을 덮는 제2 조정막을, 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 IDT 전극을 덮는 제2 조정막보다 두껍게 하는 구성을 들 수 있다. 구체적으로는, (1) 직렬 아암 공진자(22s)의 IDT 전극에서의 제2 조정막을, 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 IDT 전극에서의 제2 조정막보다도 얇게 하거나, 또는 (2) 직렬 아암 공진자(22s)의 IDT 전극에 제2 조정막을 형성하지 않는 것을 들 수 있다.
이것에 의하면, 직렬 아암 공진자(22s)의 비대역폭을 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다도 좁게 설정할 수 있다. 이러한 비대역폭의 설정에 의해, 통과 대역 고역측의 급준도를 향상시킬 수 있다.
이상으로부터, 제1 조정막 및 제2 조정막은, 요구되는 필터 특성에 따라서 적절히 설정되면 된다. 구체적으로는, 예를 들어 제2 조정막은 주파수 온도 특성 및 내습성을 높이는 등의 기능도 갖기 때문에, 요구되는 필터에 필요한 주파수 온도 특성 및 내습성을 고려하여 설정하고, 비대역폭의 조정은, 주로 제1 조정막의 유무 및 막 두께에 의해 결정하면 된다.
(실시 형태 2)
상기 실시 형태 1에서는, 1개의 직렬 아암 회로와 1개의 병렬 아암 회로로 구성되는 래더형의 필터 구조를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 마찬가지의 기술은, 1 이상의 직렬 아암 회로와 복수의 병렬 아암 회로로 구성되는 래더형의 필터 구조에 대해서도 적용할 수도 있다. 그래서, 본 실시 형태에서는, 이러한 필터 구조를 갖는 필터에 대하여 설명한다.
도 17은, 실시 형태 2에 따른 필터(22G)의 회로 구성도이다.
상기 도면에 도시한 필터(22G)는, 직렬 아암 공진자(221s, 222s, 223s 및 2224s)와, 병렬 아암 공진자(제1 병렬 아암 공진자)(221p1 및 222p1)와, 병렬 아암 공진자(제2 병렬 아암 공진자)(221p2 및 222p2)와, 병렬 아암 공진자(223p)를 구비하는 고주파 필터 회로이다. 여기서, 병렬 아암 공진자(221p2)의 공진 주파수는 병렬 아암 공진자(221p1)의 공진 주파수보다도 높고, 병렬 아암 공진자(222p2)의 공진 주파수는 병렬 아암 공진자(222p1)의 공진 주파수보다도 높다. 또한, 병렬 아암 공진자(221p2)의 반공진 주파수는 병렬 아암 공진자(221p1)의 반공진 주파수보다도 높고, 병렬 아암 공진자(222p2)의 반공진 주파수는 병렬 아암 공진자(222p1)의 반공진 주파수보다도 높다.
필터(22G)는, 통과 특성을 가변시키기 위한 캐패시터(221C1, 221C2, 222C1 및 222C2)와, 스위치(스위치 소자)(221SW1, 221SW2, 222SW1 및 222SW2)를 더 구비한다. 또한, 필터(22G)는, 캐패시터(223C)를 더 구비한다.
캐패시터(221C1) 및 스위치(221SW1)는 서로 병렬 접속되어 병렬 아암 공진자(221p1)에 직렬 접속되고, 캐패시터(221C2) 및 스위치(221SW2)는 서로 병렬 접속되어 병렬 아암 공진자(221p2)에 직렬 접속되어 있다. 또한, 캐패시터(222C1) 및 스위치(222SW1)는 서로 병렬 접속되어 병렬 아암 공진자(222p1)에 직렬 접속되고, 캐패시터(222C2) 및 스위치(222SW2)는 서로 병렬 접속되어 병렬 아암 공진자(222p2)에 직렬 접속되어 있다. 또한, 캐패시터(223C)는 병렬 아암 공진자(223p)에 직렬 접속되어 있다.
이와 같이 구성된 필터(22G)에 있어서, 병렬 아암 공진자(221p1 및 221p2)와 캐패시터(221C1 및 221C2)와 스위치(221SW1 및 221SW2)는, 1개의 병렬 아암 회로(121G)를 구성한다. 또한, 병렬 아암 공진자(222p1 및 222p2)와 캐패시터(222C1 및 222C2)와 스위치(222SW1 및 222SW2)는, 1개의 병렬 아암 회로(122G)를 구성한다. 또한, 병렬 아암 공진자(223p)와 캐패시터(223C)는, 1개의 병렬 아암 회로(123G)를 구성한다. 또한, 직렬 아암 공진자(221s, 222s, 223s 및 2224s)의 각각은, 직렬 아암 회로를 구성한다. 또한, 캐패시터(221C1)와 스위치(221SW1), 캐패시터(221C2)와 스위치(221SW2), 캐패시터(222C1)와 스위치(222SW1), 캐패시터(222C2)와 스위치(222SW2)의 각각은, 주파수 가변 회로를 구성한다. 즉, 필터(22G)는, 4개의 직렬 아암 회로와 3개의 병렬 아암 회로(121G, 122G 및 123G)로 구성되는 래더형의 필터 구조를 갖고 있다.
여기서, 병렬 아암 회로(121G 및 122G)는, 실시 형태 1에서의 병렬 아암 회로(특히 병렬 아암 회로(120E))와 마찬가지의 구성을 갖는다. 따라서, 본 실시 형태에 따른 필터(22G)는, 실시 형태 1과 마찬가지의 효과를 발휘한다.
또한, 본 실시 형태에 따른 필터(22G)에 의하면, 병렬 아암 회로(121G 및 122G)의 각각이, 제1 병렬 아암 공진자(본 실시 형태에서는 병렬 아암 공진자(221p1 및 222p1) 및 제2 병렬 아암 공진자(본 실시 형태에서는 병렬 아암 공진자(221p2 및 222p2)와 스위치 소자(본 실시 형태에서는 221SW1, 221SW2, 222SW1 및 222SW2)를 갖는다.
이에 의해, 적어도 2개의 병렬 아암 회로(121G 및 122G)의 각각이 상기 설명한 주파수 가변 회로를 갖기 때문에, 필터(22G) 전체의 통과 특성을 보다 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다. 따라서, 당해 적어도 2개의 병렬 아암 회로(121G) 및 122G의 각각에 있어서 스위치 소자의 온 및 오프가 적절히 선택됨으로써, 적절한 대역으로 전환할 수 있다. 또한, 필터(22G)는, 래더형의 필터 구조를 구성하는 병렬 아암 회로가 복수(여기서는 3개) 설치되어 있음으로써, 감쇠량(저지 영역 감쇠량)을 향상시킬 수 있다.
또한, 이러한 필터는, 상기 설명한 주파수 가변 회로를 갖는 적어도 2개의 병렬 아암 회로를 포함하는 복수의 병렬 아암 회로와, 적어도 1개의 직렬 아암 회로로 구성되어 있으면 된다. 이로 인해, 병렬 아암 회로의 개수 및 직렬 아암 회로의 개수는, 상기의 개수로 한정되지 않고, 예를 들어 병렬 아암 회로의 개수는, 3개로 한정되지 않고, 2개 혹은 4개 이상이어도 무방하다.
또한, 본 실시 형태에서는, 병렬 아암 회로(123G)는, 공진 주파수 및 반공진 주파수를 가변할 수 없는 구성이었지만, 실시 형태 1에서의 병렬 아암 회로와 마찬가지로, 공진 주파수 및 반공진 주파수를 가변할 수 있는 구성으로 해도 무방하다. 즉, 필터(22G)를 구성하는 모든 병렬 아암 회로(본 실시 형태에서는 병렬 아암 회로(121G 내지 123G))를, 실시 형태 1에서의 병렬 아암 회로와 마찬가지의 구성으로 해도 무방하다. 이때, 모든 병렬 아암 회로가 동일한 구성(예를 들어, 병렬 아암 회로(120E)와 마찬가지의 구성)이어도 되고, 임의의 병렬 아암 회로가 다른 단의 병렬 아암 회로와 다른 구성(예를 들어, 병렬 아암 회로(120D)와 마찬가지의 구성)이어도 된다.
(실시 형태 3)
상기 실시 형태 1 및 2에서는, 래더형의 필터 구조를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 마찬가지의 기술은, 종결합형의 필터 구조를 갖는 필터에 대해서도 적용할 수도 있다. 그래서, 본 실시 형태에서는, 이러한 필터 구조를 갖는 필터에 대하여 설명한다.
도 18은, 실시 형태 3에 따른 필터(22H)의 회로 구성도이다.
상기 도면에 도시한 바와 같이, 필터(22H)는, 직렬 아암 공진자(221s, 222s 및 223s)와, 병렬 아암 공진자(제1 병렬 아암 공진자)(221p1)와, 병렬 아암 공진자(제2 병렬 아암 공진자)(221p2)와, 종결합 공진기(250)를 구비하는 고주파 필터 회로이다. 여기서, 병렬 아암 공진자(221p2)의 공진 주파수는 병렬 아암 공진자(221p1)의 공진 주파수보다도 높다.
필터(22G)는, 통과 특성을 가변시키기 위한 캐패시터(221C)와 스위치(스위치 소자)(221SW)를 더 구비한다. 캐패시터(221C) 및 스위치(221SW)는 서로 병렬 접속되어 병렬 아암 공진자(221p2)에 직렬 접속되어 있다.
즉, 필터(22H)는, 실시 형태 1에 따른 래더형의 필터 구조(특히 필터(22A))에 종결합 공진기(250)가 부가된 필터이다.
종결합 공진기(250)는, 입출력 단자(22m)와 입출력 단자(22n)의 사이에 배치된 종결합형 필터 회로이다. 본 실시 형태에서는, 종결합 공진기(250)는, 래더형의 필터 구조의 입출력 단자(22m) 측에 배치되어 있고, 5개의 IDT와 그 양단에 배치된 반사기로 구성되어 있다. 또한, 종결합 공진기(250)가 배치되는 위치는, 래더형의 필터 구조와 입출력 단자(22m)의 사이로 한정되지 않고, 예를 들어 입출력 단자(22n)와 래더형의 필터 구조와의 사이여도 무방하다.
이상과 같이 구성된 필터(22H)(고주파 필터 회로)에 의하면, 실시 형태 1에서의 병렬 아암 회로(특히 병렬 아암 회로(120A))와 마찬가지의 구성을 갖는다. 따라서, 본 실시 형태에 따른 필터(22H)는, 실시 형태 1과 마찬가지의 효과를 발휘한다.
또한, 본 실시 형태에 따른 필터(22H)에 의하면, 종결합 공진기(250)가 부가 됨으로써, 감쇠 강화 등의 요구되는 필터 특성에 적응하는 것이 가능해진다. 또한, 본 실시 형태에서는, 래더형의 필터 구조에 종결합 공진기(250)가 부가되어 있었지만, 당해 래더형의 필터 구조를 구성하는 직렬 아암 회로는 설치되어 있지 않아도 무방하다. 즉, 종결합 공진기(250)는, 입출력 단자(22n)와 입출력 단자(22m)의 사이에 접속된 직렬 아암 회로이며, 필터(22H)는, 종결합 공진기(250)와 병렬 아암 회로로 구성되어 있어도 된다.
(실시 형태 4)
상기 실시 형태 1 내지 3에 따른 고주파 필터 회로는, 복수의 고주파 필터 회로를 갖는 멀티플렉서의 적어도 1개의 고주파 필터 회로에 적용할 수 있다. 그래서, 본 실시 형태에서는, 이러한 멀티플렉서에 대하여, 실시 형태 1 내지 3에 따른 고주파 필터 회로를 송신측 필터 및 수신측 필터에 적용한 듀플렉서를 예로 들어 설명한다.
도 19는, 실시 형태 4에 따른 듀플렉서(22J)의 회로 구성도이다. 상기 도면에 도시된 듀플렉서(22J)는, 수신측 필터로서 실시 형태 3에 따른 필터(22H)를 구비하고, 송신측 필터로서 실시 형태 2에 따른 필터(22G)를 구비한다. 즉, 필터(22H)는, 안테나 공통 단자(110)와 수신 단자(120)의 사이에 접속되고, 필터(22G)는, 안테나 공통 단자(110)와 송신 단자(130)의 사이에 접속된다. 이에 의해, 듀플렉서(22J)는, 송신측의 통과 대역 및 수신측의 통과 대역 중 어느 것에 대해서도, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 통과 대역을 전환하는 것이 가능해진다.
이상과 같이, 본 실시 형태에 따른 멀티플렉서(여기서는 듀플렉서(22J))에 의하면, 상기 실시 형태 1 내지 3에 따른 고주파 필터 회로(여기서는 필터(22G 및 22H))를 구비함으로써, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서 통과 대역을 전환하는 것이 가능해진다. 따라서, 요구되는 통과 대역마다 개별의 고주파 필터 회로를 설치하는 구성에 비하여, 고주파 필터 회로의 개수를 삭감할 수 있으므로, 소형화할 수 있다.
또한, 실시 형태 1 내지 3에 따른 고주파 필터 회로를 구비하는 멀티플렉서로서는, 듀플렉서로 한정되지 않고, 예를 들어 3개의 고주파 필터 회로를 구비하는 트리플렉서 등이어도 무방하다. 또한, 멀티플렉서는, 송신측 필터와 수신측 필터를 구비하는 구성으로 한정되지 않고, 복수의 수신측 필터, 또는 복수의 송신측 필터를 구비하는 구성이어도 무방하다.
또한, 멀티플렉서는, 복수의 필터 중 적어도 어느 하나에 실시 형태 1 내지 3에 따른 고주파 필터 회로가 적용되어 있으면 되며, 예를 들어 통과 대역을 전환되지 않는 필터를 구비해도 무방하다. 즉, 멀티플렉서를 구성하는 복수의 고주파 필터 회로는, 상술한 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로와, 상술한 주파수 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 포함해도 무방하다.
이와 같이 구성된 멀티플렉서는, 다음과 같이 구성되어 있어도 된다. 즉, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로는, 탄성파 공진자로 구성되어 있어도 된다. 또한, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로를 구성하는 병렬 아암 공진자(22p1 및 22p2) 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭은, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 구성하는 탄성파 공진자의 비대역폭보다 넓어도 된다.
이것에 관하여, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로의 대부분은, 3GPP로 규정되는 밴드에 대해서, 1개의 밴드에 대응하고 있다. 한편, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로는, 복수의 밴드에 대응할 수 있다. 구체적으로는, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로에 있어서 스위치 소자가 온인 경우, 병렬 아암 공진자(22p1)의 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차(제1 대역폭)에 비하여, 병렬 아암 공진자(22p1)를 포함하는 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와 당해 병렬 아암 회로의 저주파수측의 공진 주파수와의 주파수 차(제2 대역폭) 및 당해 병렬 아암 회로의 고주파수측의 공진 주파수와 당해 병렬 아암 회로의 저주파수측의 반공진 주파수와의 주파수 차(제3 대역폭)는 모두 좁아진다.
또한, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로에 있어서 스위치 소자가 오프인 경우, 제2 대역폭 및 제3 대역폭 중 어느 한쪽은 더욱 좁아지고, 스위치 소자의 온 및 오프에 의해 전환되는 당해 병렬 아암 회로의 공진 주파수 또는 반공진 주파수의 주파수 가변 폭은, 제2 대역폭 및 제 3 대역폭 중 어느 한쪽의 대역폭보다 좁다.
그 때문에, 제1 병렬 아암 공진자의 비대역폭을, 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 구성하는 탄성파 공진자의 비대역폭보다 넓게 함으로써, 주파수 가변 폭을 넓게 할 수 있어, 대응하는 밴드 수를 증가시킬 수 있다.
또한, 멀티플렉서를 구성하는 복수의 고주파 필터 회로의 각각은, 한쪽의 단자가 직접적 혹은 접속 회로를 통해 간접적으로 안테나 공통 단자 등의 공통 단자에 접속되어 있으면 된다. 예를 들어, 접속 회로는, 이상기, 복수의 고주파 필터 회로 중 적어도 하나를 선택하는 스위치, 또는 써큐레이터 등이다.
(실시 형태 5)
이상의 실시 형태 1 내지 4에서 설명한 고주파 필터 회로 및 멀티플렉서는, 실시 형태 1에 따른 고주파 프론트 엔드 회로(2)보다도, 더욱 사용 밴드 수가 많은 시스템에 대응하는 고주파 프론트 엔드 회로에 적용할 수도 있다. 그래서, 본 실시 형태에서는, 이러한 고주파 프론트 엔드 회로에 대하여 설명한다.
도 20은, 실시 형태 5에 따른 고주파 프론트 엔드 회로(2L)의 구성도이다.
상기 도면에 도시한 바와 같이, 고주파 프론트 엔드 회로(2L)는, 안테나 단자 ANT와 송신 단자 Tx1 및 Tx2, 및 수신 단자 Rx1 및 Rx2를 구비하고, 안테나 단자 ANT측부터 순서대로, 복수의 스위치에 의해 구성되는 스위치군(210)과, 복수의 필터에 의해 구성되는 필터군(220)과, 송신측 스위치(231 및 232), 및 수신측 스위치(251, 252 및 253)와, 송신 증폭 회로(241 및 242), 및 수신 증폭 회로(261 및 262)를 구비한다.
스위치군(210)은, 제어부(도시생략)로부터의 제어 신호에 따라서, 안테나 단자 ANT와 소정의 밴드에 대응하는 신호 경로를 접속하고, 예를 들어 복수의 SPST형의 스위치에 의해 구성된다. 또한, 안테나 단자 ANT와 접속되는 신호 경로는 1개로 한정되지 않고, 복수여도 무방하다. 즉, 고주파 프론트 엔드 회로(2L)는, 캐리어 애그리게이션에 대응해도 무방하다.
필터군(220)은, 예를 들어 다음 대역을 통과 대역에 갖는 복수의 필터(듀플렉서를 포함함)에 의해 구성된다. 구체적으로는, 당해 대역은, (ⅰ) Band12의 송신 대역, (ⅱ) Band13의 송신 대역, (ⅲ) Band14의 송신 대역, (ⅳ) Band27(또는 Band26)의 송신 대역, (ⅴ) Band29 및 Band14(또는 Band12, Band67 및 Band13)의 수신 대역, (ⅵ-Tx) Band68 및 Band28a(또는 Band68 및 Band28b)의 송신 대역, (ⅵ-Rx) Band68 및 Band28a(또는 Band68 및 Band28b)의 수신 대역, (ⅶ-Tx) Band20의 송신 대역, (ⅶ-Rx) Band20의 수신 대역, (ⅷ) Band27(또는 Band26)의 수신 대역, (ⅸ-Tx) Band8의 송신 대역, 및 (ⅸ-Rx) Band8의 수신 대역이다.
송신측 스위치(231)는, 로우 밴드측의 복수의 송신측 신호 경로에 접속된 복수의 선택 단자와 송신 증폭 회로(241)에 접속된 공통 단자를 갖는 스위치 회로이다. 송신측 스위치(232)는, 하이 밴드측의 복수의 송신측 신호 경로에 접속된 복수의 선택 단자와 송신 증폭 회로(242)에 접속된 공통 단자를 갖는 스위치 회로이다. 이들 송신측 스위치(231 및 232)는, 필터군(220)의 전단(여기서는 송신측 신호 경로에서의 전단)에 설치되고, 제어부(도시생략)로부터의 제어 신호에 따라서 접속 상태가 전환되는 스위치 회로이다. 이에 의해, 송신 증폭 회로(241 및 242)에 의해 증폭된 고주파 신호(여기서는 고주파 송신 신호)는, 필터군(220)의 소정의 필터를 통해 안테나 단자 ANT로부터 안테나 소자(1)(도 1 참조)로 출력된다.
수신측 스위치(251)는, 로우 밴드측의 복수의 수신측 신호 경로에 접속된 복수의 선택 단자와 수신 증폭 회로(261)에 접속된 공통 단자를 갖는 스위치 회로이다. 수신측 스위치(252)는, 소정의 밴드(여기서는 Band20)의 수신측 신호 경로에 접속된 공통 단자와, 수신측 스위치(251)의 공통 단자 및 수신측 스위치(252)의 공통 단자에 접속된 2개의 선택 단자를 갖는 스위치 회로이다. 수신측 스위치(253)는, 하이 밴드측의 복수의 수신측 신호 경로에 접속된 복수의 선택 단자와 수신 증폭 회로(262)에 접속된 공통 단자를 갖는 스위치 회로이다. 이들 수신측 스위치(251 내지 253)는, 필터군(220)의 후단(여기서는 수신측 신호 경로에서의 후단)에 설치되고, 제어부(도시생략)로부터의 제어 신호에 따라서 접속 상태가 전환된다. 이에 의해, 안테나 단자 ANT에 입력된 고주파 신호(여기서는 고주파 수신 신호)는, 필터군(220)의 소정의 필터를 통하여, 수신 증폭 회로(261 및 262)에 의해 증폭되고, 수신 단자 Rx1 및 Rx2로부터 RFIC(3)(도 1 참조)로 출력된다. 또한, 로우 밴드에 대응하는 RFIC와 하이 밴드에 대응하는 RFIC가 개별로 설치되어 있어도 무방하다.
송신 증폭 회로(241)는, 로우 밴드의 고주파 송신 신호를 전력 증폭하는 파워 증폭기이며, 송신 증폭 회로(242)는, 하이 밴드의 고주파 송신 신호를 전력 증폭하는 파워 증폭기이다.
수신 증폭 회로(261)는, 로우 밴드의 고주파 수신 신호를 전력 증폭하는 저잡음 증폭기이며, 수신 증폭 회로(262)는, 하이 밴드의 고주파 수신 신호를 전력 증폭하는 저잡음 증폭기이다.
이와 같이 구성된 고주파 프론트 엔드 회로(2L)는, (ⅳ) Band27(또는 Band26)의 송신 대역을 통과 대역에 갖는 필터로서, 실시 형태 1에 따른 필터(22A)를 구비한다. 즉, 당해 필터는, 제어 신호에 따라서, 통과 대역을, Band27의 송신 대역과 Band26의 송신 대역으로 전환한다.
또한, 고주파 프론트 엔드 회로(2L)는, (ⅵ-Tx) Band68 및 Band28a(또는 Band68 및 Band28b)의 송신 대역을 통과 대역에 갖는 송신 필터로서, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)를 구비하고, (ⅵ-Rx) Band68 및 Band28a(또는 Band68 및 Band28b)의 수신 대역을 통과 대역에 갖는 수신 필터로서, 실시 형태 1의 변형예 2에 따른 필터(22E)를 구비한다. 즉, 당해 송신 필터 및 당해 수신 필터에 의해 구성되는 듀플렉서는, 제어 신호에 따라서, 통과 대역을, Band68 및 Band28a의 송신 대역 및 수신 대역과 Band68 및 Band28b의 송신 대역 및 수신 대역으로 전환한다.
또한, 고주파 프론트 엔드 회로(2L)는, (ⅷ) Band27(또는 Band26)의 수신 대역을 통과 대역에 갖는 필터로서, 실시 형태 1의 변형예 1에 따른 필터(22D)를 구비한다. 즉, 당해 필터는, 제어 신호에 따라서, 통과 대역을, Band27의 송신 대역과 Band26의 송신 대역으로 전환한다.
이상과 같이 구성된 고주파 프론트 엔드 회로(2L)에 의하면, 상기 실시 형태 1 내지 3에 따른 필터(22A, 22D 및 22E)(고주파 필터 회로)를 구비함으로써, 밴드마다 필터를 설치하는 경우에 비하여 필터의 개수를 삭감할 수 있기 때문에, 소형화할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에 따른 고주파 프론트 엔드 회로(2L)에 의하면, 필터군(220)(복수의 고주파 필터 회로)의 전단 또는 후단에 설치된 송신측 스위치(231 및 232), 및 수신측 스위치(251 내지 253)(스위치 회로)를 구비한다. 이에 의해, 고주파 신호가 전달되는 신호 경로의 일부를 공통화할 수 있다. 따라서, 예를 들어 복수의 고주파 필터 회로에 대응하는 송신 증폭 회로(241 및 242) 혹은 수신 증폭 회로(261 및 262)(증폭 회로)를 공통화할 수 있다. 따라서, 고주파 프론트 엔드 회로(2L)의 소형화 및 저비용화가 가능해진다.
또한, 송신측 스위치(231 및 232), 및 수신측 스위치(251 내지 253)는, 적어도 하나가 설치되어 있으면 된다. 또한, 송신측 스위치(231 및 232)의 개수, 및 수신측 스위치(251 내지 253)의 개수는, 상기 설명한 개수로 한정되지 않고, 예를 들어 1개의 송신측 스위치와 1개의 수신측 스위치가 설치되어 있어도 무방하다. 또한, 송신측 스위치 및 수신측 스위치의 선택 단자 등의 개수도, 본 실시 형태로 한정되지 않고, 각각 2개여도 무방하다.
(그 밖의 실시 형태)
이상, 본 발명의 실시 형태에 따른 고주파 필터 회로, 멀티플렉서 및 고주파 프론트 엔드 회로에 대하여, 실시 형태 1 내지 5 및 변형예를 들어 설명하였지만, 본 발명은, 상기 실시 형태 및 변형예로 한정되는 것은 아니다. 상기 실시 형태 및 변형예에서의 임의의 구성 요소를 조합하여 실현되는 다른 실시 형태나, 상기 실시 형태에 대하여 본 발명의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 당업자가 고안해 낸 각종 변형을 실시하여 얻어지는 변형예나, 본 발명에 따른 고주파 필터 회로, 멀티플렉서 및 고주파 프론트 엔드 회로를 내장한 각종 기기도 본 발명에 포함된다.
예를 들어, 상술한 고주파 프론트 엔드 회로(2)와 RFIC(3)(RF 신호 처리 회로)를 구비하는 통신 장치(4)도 본 발명에 포함된다. 이러한 통신 장치(4)에 의하면, 멀티 밴드에 대응하는 통신 장치(4)에 있어서, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 요구되는 주파수 사양에 따라서 통과 대역 및 감쇠극의 주파수를 전환할 수 있다.
또한, 예를 들어 병렬 아암 회로는, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자를 포함하는 복수의 병렬 아암 공진자를 갖고 있으면 되며, 병렬 아암 공진자의 개수는 3 이상이어도 무방하다.
또한, 예를 들어 병렬 아암 회로는, 직렬 아암 공진자(22s)의 입출력 단자(22m) 측의 노드와 접속되지 않아도 되고, 직렬 아암 공진자(22s)의 입출력 단자(22n)측의 노드와 접속되어 있어도 무방하다.
또한, 직렬 아암 공진자 단체에서의 공진 주파수와 반공진 주파수와의 주파수 간격(직렬 아암 공진자의 공진자 대역폭)과, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자 단체에서의 공진 주파수와 반공진 주파수와의 주파수 간격(병렬 아암 공진자의 공진자 대역폭)의 대소 관계는 특별히 한정되지 않는다. 단, 주파수 가변 폭을 확대하는 관점에서는, 병렬 아암 공진자와 직렬 아암 공진자에서 공진자 대역폭이 대략 동등하거나, 혹은 병렬 아암 공진자가 직렬 아암 공진자보다도 공진자 대역폭이 넓은 것이 바람직하다. 여기서, 「대략 동등하다」란, 완전히 동등한 것뿐만 아니라, 실질적으로 동등한 것도 포함된다. 또한, 이것은, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 한쪽(예를 들어, 임피던스 소자와 직렬 접속되어 있는 병렬 아암 공진자)에 대해서만 성립되어 있어도 무방하고, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 양쪽에 대해서 성립되어 있어도 무방하다.
또한, 상기 설명한 직렬 아암 공진자, 제1 병렬 아암 공진자 및 제2 병렬 아암 공진자의 각각은, 1개의 공진자로 한정되지 않고, 1개의 공진자가 분할된 복수의 분할 공진자에 의해 구성되어 있어도 무방하다.
또한, 예를 들어 제어부는, RFIC(3)(RF 신호 처리 회로)의 외부에 설치되어 있어도 되고, 예를 들어 고주파 프론트 엔드 회로에 설치되어 있어도 무방하다. 즉, 고주파 프론트 엔드 회로는, 상기 설명한 구성으로 한정되지 않고, 주파수 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로와, 당해 주파수 가변 회로의 스위치 소자의 온 및 오프를 제어하는 제어부를 구비해도 무방하다. 이렇게 구성된 고주파 프론트 엔드 회로에 의하면, 통과 대역단의 삽입 손실의 증대를 억제하면서, 요구되는 주파수 사양에 따라서 통과 대역을 전환할 수 있다.
또한, 상기 설명한 임피던스 가변 회로를 갖는 고주파 필터 회로는, TDD(Time Division Duplex)용 필터여도 무방하다.
또한, 상기 설명한 직렬 아암 회로는, 공진 회로로 한정되지 않고, 인덕터 또는 캐패시터 등의 임피던스 소자여도 무방하다.
또한, 예를 들어 고주파 프론트 엔드 회로 또는 통신 장치에 있어서, 각 구성 요소의 사이에, 인덕터나 캐패시터가 접속되어 있어도 무방하다. 또한, 인덕터에는, 각 구성 요소 간을 연결하는 배선에 의한 배선 인덕터가 포함되어도 된다.
본 발명은, 멀티 밴드 시스템에 적용할 수 있는 소형의 필터, 멀티플렉서, 프론트 엔드 회로 및 통신 장치로서, 휴대 전화 등의 통신 기기에 널리 이용할 수 있다.
1: 안테나 소자
2, 2L: 고주파 프론트 엔드 회로
3: RFIC(RF 신호 처리 회로)
4: 통신 장치
10, 10D, 10E: 제1 회로
20, 20D, 20E: 제2 회로
22A, 22B, 22D 내지 22H: 필터(고주파 필터 회로)
22C, 22C1, 22C2, 221C1, 221C2, 222C1, 222C2, 223C: 캐패시터(임피던스 소자)
22J: 듀플렉서
22L: 인덕터(임피던스 소자)
22m: 입출력 단자(제1 입출력 단자)
22n: 입출력 단자(제2 입출력 단자)
22p1, 22p2, 221p1, 221p2, 222p1, 222p2, 223p: 병렬 아암 공진자
22SW, 22SW1, 22SW2, 221SW1, 221SW2, 222SW1, 222SW2, 223SW: 스위치(스위치 소자)
22s, 221s 내지 224s: 직렬 아암 공진자
22T, 22Ta, 22Tb: 주파수 가변 회로
24, 241, 242: 송신 증폭 회로
26, 261, 262: 수신 증폭 회로
101: 압전성을 갖는 기판
103, 104: 보호층
110: 안테나 공통 단자
120, Rx, Rx1, Rx2: 수신 단자
120A, 120D 내지 120F, 120Z, 121G 내지 123G: 병렬 아암 회로
121: IDT 전극
121a, 121b: 빗형 전극
121f: 전극 핑거
122: Ksaw 조정막
130, Tx, Tx1, Tx2: 송신 단자
210: 스위치군
211, 212, 213, 214, 215: 금속막
220: 필터군
231, 232: 송신측 스위치(스위치 회로)
251 내지 253: 수신측 스위치(스위치 회로)
250: 종결합 공진기
ANT: 안테나 단자
reso: 탄성 표면파 공진자
reso1, reso2: 공진자

Claims (21)

  1. 제1 입출력 단자와 제2 입출력 단자의 사이에 접속된 직렬 아암 회로와,
    상기 제1 입출력 단자와 상기 제2 입출력 단자를 연결하는 경로상의 노드와 접지에 접속된 병렬 아암 회로
    를 구비하며,
    상기 병렬 아암 회로는,
    제1 병렬 아암 공진자를 갖는 제1 회로와,
    상기 제1 회로에 병렬 접속되고, 또한, 제2 병렬 아암 공진자를 갖는 제2 회로
    를 갖고,
    상기 제1 회로 및 상기 제2 회로의 적어도 한쪽의 회로는,
    상기 한쪽의 회로에서의 상기 제1 병렬 아암 공진자 또는 상기 제2 병렬 아암 공진자에 직렬 접속되고, 또한, 서로 병렬 접속된 임피던스 소자 및 스위치 소자를 갖는 주파수 가변 회로를 더 갖고,
    상기 제2 병렬 아암 공진자는,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수와 상이한 공진 주파수와,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수와 상이한 반공진 주파수
    를 갖는, 고주파 필터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 병렬 아암 회로는, 적어도 2개의 공진 주파수와 적어도 2개의 반공진 주파수를 갖고,
    상기 주파수 가변 회로는, 상기 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 상기 병렬 아암 회로에서의 상기 적어도 2개의 공진 주파수 중 적어도 1개의 공진 주파수와, 상기 적어도 2개의 반공진 주파수 중 적어도 1개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시키는, 고주파 필터 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며,
    상기 제1 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않고, 상기 제2 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖는, 고주파 필터 회로.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며,
    상기 제1 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖고, 상기 제2 회로는 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는, 고주파 필터 회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수보다 낮고,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수는, 상기 제2 병렬 아암 공진자의 반공진 주파수보다 낮으며,
    상기 제1 회로 및 상기 제2 회로의 각각이, 상기 주파수 가변 회로를 갖는, 고주파 필터 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제1 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로의 상기 스위치 소자, 및 상기 제2 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로의 상기 스위치 소자는, 함께 도통, 또는 함께 비도통이 되도록 전환되고,
    상기 제1 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로 및 상기 제2 회로가 갖는 상기 주파수 가변 회로는, 각각의 상기 스위치 소자의 도통 및 비도통의 전환에 의해, 상기 병렬 아암 회로에서의 상기 적어도 2개의 공진 주파수와 상기 적어도 2개의 반공진 주파수를 함께 저주파수측 또는 고주파수측으로 시프트시키는, 고주파 필터 회로.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 임피던스 소자는 캐패시터인, 고주파 필터 회로.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    적어도 2개의 상기 병렬 아암 회로와,
    적어도 1개의 상기 직렬 아암 회로
    로 구성되는 래더형의 필터 구조를 갖는, 고주파 필터 회로.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직렬 아암 회로는, 직렬 아암 공진자를 구비하고,
    상기 제1 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 직렬 아암 회로의 공진 주파수보다도 낮고,
    상기 제2 병렬 아암 공진자의 공진 주파수는, 상기 직렬 아암 회로의 공진 주파수보다도 높은, 고주파 필터 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    공진자에 대하여, 반공진 주파수와 공진 주파수와의 주파수 차를 당해 공진 주파수로 나눈 값을 비대역폭이라 정의한 경우에,
    상기 직렬 아암 공진자의 비대역폭은, 상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭보다 좁은, 고주파 필터 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 고주파 필터 회로는, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판 위에 형성된 복수의 전극 핑거로 이루어지는 IDT 전극을 갖는 복수의 탄성 표면파 공진자에 의해 구성되고,
    상기 복수의 탄성 표면파 공진자 중 적어도 1개의 상기 직렬 아암 공진자에는, 상기 IDT 전극과 상기 기판의 사이에, 상기 비대역폭을 조정하는 제1 조정막이 형성되어 있는, 고주파 필터 회로.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 고주파 필터 회로는, 적어도 일부에 압전성을 갖는 기판 위에 형성된 복수의 전극 핑거로 이루어지는 IDT 전극을 갖는 복수의 탄성 표면파 공진자에 의해 구성되고,
    상기 복수의 탄성 표면파 공진자 중 적어도 1개의 상기 직렬 아암 공진자의 상기 IDT 전극은, 상기 비대역폭을 조정하는 제2 조정막에 의해 덮여 있는, 고주파 필터 회로.
  13. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직렬 아암 회로는, 상기 제1 입출력 단자와 상기 제2 입출력 단자의 사이에 배치된 종결합 공진기를 구비하는, 고주파 필터 회로.
  14. 제1항 내지 제10항, 및 13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자의 각각은, 탄성파 공진자이며,
    상기 탄성파 공진자는, 탄성 표면파 공진자, 또는 벌크 탄성파 공진자인, 고주파 필터 회로.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위치 소자는, GaAs 혹은 CMOS로 이루어지는 FET 스위치, 또는 다이오드 스위치인, 고주파 필터 회로.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 임피던스 소자는, 가변 캐패시터 또는 가변 인덕터인, 고주파 필터 회로.
  17. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 기재된 고주파 필터 회로를 포함하는 복수의 고주파 필터 회로를 구비하는, 멀티플렉서.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 고주파 필터 회로는, 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 포함하고,
    상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로는, 탄성파 공진자로 구성되어 있으며,
    공진자에 대하여, 반공진 주파수와 공진 주파수의 주파수 차를 당해 공진 주파수로 나눈 값을 비대역폭이라 정의한 경우에,
    상기 제1 병렬 아암 공진자 및 상기 제2 병렬 아암 공진자 중 적어도 1개의 병렬 아암 공진자의 비대역폭은, 상기 주파수 가변 회로를 갖지 않는 고주파 필터 회로를 구성하는 상기 탄성파 공진자의 비대역폭보다 넓은, 멀티플렉서.
  19. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 기재된 고주파 필터 회로를 포함하는 복수의 고주파 필터 회로와,
    상기 복수의 고주파 필터 회로의 전단 또는 후단에 설치되고, 상기 복수의 고주파 필터 회로와 개별로 접속된 복수의 선택 단자 및 상기 복수의 선택 단자와 선택적으로 접속되는 공통 단자를 갖는 스위치 회로를 구비하는, 고주파 프론트 엔드 회로.
  20. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 기재된 고주파 필터 회로와,
    상기 스위치 소자의 도통 및 비도통을 제어하는 제어부를 구비하는, 고주파 프론트 엔드 회로.
  21. 안테나 소자에 의해 송수신되는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와,
    상기 안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로의 사이에서 상기 고주파 신호를 전달하는 제19항 또는 제20항에 기재된 고주파 프론트 엔드 회로를 구비하는, 통신 장치.
KR1020187033841A 2016-05-27 2017-05-26 고주파 필터 회로, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 KR102115112B1 (ko)

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