JP6750676B2 - 高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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Description

本発明は、共振子を有する高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。
例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタの構成としては、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）共振子で構成されたラダー型のフィルタ構造の並列腕回路において、並列腕共振子に対して、互いに並列に接続されたキャパシタ及びスイッチを直列接続する構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような弾性波フィルタは、スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）の切り替えによって、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるチューナブルフィルタ（すなわち、周波数を可変できる周波数可変フィルタ）を構成する。
米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書
通常の帯域通過型フィルタでは、並列腕回路の反共振周波数によって通過帯域が規定され、並列腕回路の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、該減衰極によって減衰帯域が規定される。
しかしながら、上記従来の構成では、スイッチの導通及び非導通の切り替えにより、通過帯域を規定する並列腕回路の反共振周波数は変化せず、減衰帯域を規定する並列腕回路の共振周波数のみが変化する。このため、スイッチの導通及び非導通の切り替えにより通過帯域低域側の減衰帯域を低周波数側に周波数シフトさせる場合、当該減衰極の周波数のみがシフトするため、通過帯域端の挿入損失が増大（ロスが悪化）する場合がある。
つまり、上記の構成では、スイッチの導通及び非導通の切り替えによって、通過帯域端の挿入損失が増大するという問題がある。
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能な高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドに接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、第１並列腕共振子を有する第１回路と、前記第１回路に並列接続され、かつ、第２並列腕共振子を有する、第２回路と、を有し、前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも一方の回路は、さらに、前記一方の回路における前記第１並列腕共振子または前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及びスイッチ素子を有する周波数可変回路を有し、前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子の共振周波数と異なる共振周波数と、前記第１並列腕共振子の反共振周波数と異なる反共振周波数と、を有する。
これに関し、高周波フィルタ回路では、並列腕回路の低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路の高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成され、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と直列腕回路によって通過帯域が構成される。
本態様によれば、上記並列腕回路の構成により、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域端の周波数と減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
また、前記並列腕回路は、少なくとも２つの共振周波数と少なくとも２つの反共振周波数を有し、前記周波数可変回路は、前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路における前記少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、前記少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせることにしてもよい。
また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路は前記周波数可変回路を有さず、前記第２回路は前記周波数可変回路を有することにしてもよい。
これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。
また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路は前記周波数可変回路を有し、前記第２回路は前記周波数可変回路を有さないことにしてもよい。
これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。
また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路及び前記第２回路の各々が、前記周波数可変回路を有することにしてもよい。
これによれば、第２回路におけるスイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極を切り替えることが可能となり、第１回路におけるスイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極を切り替えることが可能となる。したがって、本態様によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数と、の双方を切り替えることが可能となる。
また、前記第１回路が有する前記周波数可変回路の前記スイッチ素子、及び、前記第２回路が有する前記周波数可変回路の前記スイッチ素子は、共に導通、または、共に非導通となるように切り替えられ、前記第１回路が有する前記周波数可変回路及び前記第２回路が有する前記周波数可変回路は、各々の前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路における前記少なくとも２つの共振周波数と前記少なくとも２つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせることにしてもよい。
これによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、中心周波数を切り替えることができる。
また、前記インピーダンス素子は、キャパシタであってもよい。
これに関し、一般的に、キャパシタは、インダクタと比較してＱが高く、さらに、省スペースで構成できる。そのため、上記インピーダンス素子がキャパシタであることにより、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、高周波フィルタ回路の小型化が図られる。
また、少なくとも２つの前記並列腕回路と、少なくとも１つの前記直列腕回路と、で構成されるラダー型のフィルタ構造を有することにしてもよい。
これによれば、少なくとも２つの並列腕回路の各々が周波数可変回路を有するため、高周波フィルタ回路全体の通過特性をより細かく調整することが可能となる。したがって、当該少なくとも２つの並列腕回路の各々においてスイッチ素子の導通及び非導通が適宜選択されることにより、適切な帯域に切り替えることができる。また、ラダー型のフィルタ構造を構成する並列腕回路が複数設けられていることにより、減衰量（阻止域減衰量）を向上することができる。
また、前記直列腕回路は、直列腕共振子を備え、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕回路の共振周波数よりも低く、前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕回路の共振周波数よりも高いことにしてもよい。
これによれば、直列腕共振子の反共振周波数に依存する直列腕回路の反共振周波数によって、通過帯域高域側の減衰極が追加されるため、通過帯域高域側の減衰量を向上した高周波フィルタ回路を構成することができる。
また、共振子について、反共振周波数と共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を比帯域幅と定義した場合に、前記直列腕共振子の比帯域幅は、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅より狭いことにしてもよい。
これによれば、通過帯域高域側の急峻度を向上することができる。
また、前記高周波フィルタ回路は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する複数の弾性表面波共振子によって構成され、前記複数の弾性表面波共振子のうち少なくとも１つの前記直列腕共振子には、前記ＩＤＴ電極と前記基板との間に、前記比帯域幅を調整する第１調整膜が形成されていることにしてもよい。
これによれば、弾性表面波共振子の比帯域幅を第１調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。例えば、直列腕共振子の比帯域幅を、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の比帯域幅よりも狭く設定したい場合には、直列腕共振子の第１調整膜の膜厚を第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の第１調整膜の膜厚よりも厚く設定すればよい。
また、前記高周波フィルタ回路は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する複数の弾性表面波共振子によって構成され、前記複数の弾性表面波共振子のうち少なくとも１つの前記直列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記比帯域幅を調整する第２調整膜によって覆われていることにしてもよい。
これによれば、弾性表面波共振子の比帯域幅を第２調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。例えば、直列腕共振子の比帯域幅を、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の比帯域幅よりも狭く設定したい場合には、直列腕共振子の第２調整膜の膜厚を第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の第２調整膜の膜厚よりも厚く設定すればよい。
また、前記直列腕回路は、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に配置された縦結合共振器を備えることにしてもよい。
これによれば、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応する高周波フィルタ回路を実現することが可能となる。
また、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のそれぞれは、弾性波共振子であり、前記弾性波共振子は、弾性表面波共振子、または、バルク弾性波共振子であってもよい。
これにより、直列腕共振子ならびに第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子のそれぞれを小型化できるので、高周波フィルタ回路の小型化及び低コスト化が可能となる。また、弾性表面波共振子及びバルク弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化及び高選択度化が可能となる。
また、前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであってもよい。
このような半導体を用いたスイッチは小型であるため、高周波フィルタ回路を小型化することができる。
また、前記インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタであってもよい。
これにより、可変キャパシタまたは可変インダクタによって素子値を細かく設定できるので、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を細かく切り替えることが可能となる。
また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上述したいずれかの高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路を備える。
これにより、マルチバンドに対応するシステムに適用されるマルチプレクサについて、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
また、前記複数の高周波フィルタ回路は、前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を含み、前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路は、弾性波共振子で構成されており、共振子について、反共振周波数と共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を比帯域幅と定義した場合に、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅は、前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を構成する前記弾性波共振子の比帯域幅より広いことにしてもよい。
これに関し、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路の多くは、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）で規定されるバンドに対し、１つのバンドに対応している。一方、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路は、複数のバンドに対応することができる。具体的には、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路においてスイッチ素子が導通の場合、第１並列腕共振子の反共振周波数と共振周波数の周波数差（第１帯域幅）に比べて、第１並列腕共振子を含む並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と当該並列腕回路の低周波数側の共振周波数との周波数差（第２帯域幅）、及び、当該並列腕回路の高周波数側の共振周波数と当該並列腕回路の低周波数側の反共振周波数との周波数差（第３帯域幅）はいずれも狭くなる。
さらに、スイッチ素子が非導通の場合、第２帯域幅及び第３帯域幅のいずれか一方はさらに狭くなり、スイッチ素子の導通及び非導通によって切り替えられる当該並列腕回路の共振周波数または反共振周波数の周波数可変幅は、第２帯域幅及び第３帯域幅のいずれか一方の帯域幅より狭い。
そのため、第１並列腕共振子の比帯域幅を、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を構成する弾性波共振子の比帯域幅より広くすることで、周波数可変幅を広くすることができ、対応するバンド数を増やすことができる。
また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかの高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路と、前記複数の高周波フィルタ回路の前段または後段に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える。
これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する増幅回路等を共通化することができるため、高周波フロントエンド回路の小型化及び低コスト化が可能となる。
また、本発明の他の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかの高周波フィルタ回路と、前記スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部と、を備える。
これにより、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上述したいずれかの高周波フロントエンド回路と、を備える。
これにより、マルチバンド対応の通信装置において、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
本発明に係る高周波フィルタ回路等によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る通信装置の構成図である。 図２は、実施の形態１に係るフィルタに要求される通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図４Ａは、実施の形態１における弾性表面波共振子の電極構造を表す平面図及び断面図である。 図４Ｂは、実施の形態１における弾性表面波共振子の電極指及びその周囲の構造の断面図である。 図５Ａは、実施の形態１に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。 図５Ｂは、実施の形態１に係るフィルタについて、スイッチがオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。 図５Ｃは、実施の形態１に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。 図６は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。 図７Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。 図７Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタについて、スイッチがオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。 図７Ｃは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。 図８は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。 図９は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。 図１０は、実施の形態１の比較例に係るフィルタの回路構成図、ならびに、インピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。 図１１は、実施の形態１の他の変形例に係るフィルタの回路構成図である。 図１２Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１２Ｂは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１２Ｃは、共振子とキャパシタとの直列回路に対して別の共振子が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１２Ｄは、共振子とキャパシタとの直列回路同士が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１２Ｅは、共振子とインダクタとの直列回路に対して別の共振子が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１２Ｆは、共振子とインダクタとの直列回路同士が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１３は、電極構造を構成する第１調整膜の膜厚と弾性表面波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。 図１４は、第１調整膜の膜厚と弾性表面波共振子の共振周波数、反共振周波数、及び比帯域幅との関係を表すグラフである。 図１５は、電極構造を構成する第２調整膜の膜厚と弾性表面波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。 図１６は、第２調整膜の膜厚と弾性表面波共振子の共振周波数、反共振周波数、及び比帯域幅との関係を表すグラフである。 図１７は、実施の形態２に係るフィルタの回路構成図である。 図１８は、実施の形態３に係るフィルタの回路構成図である。 図１９は、実施の形態４に係るデュプレクサの回路構成図である。 図２０は、実施の形態５に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。
以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。
また、以下において、スイッチ素子は、導通（オン）の場合にはインピーダンスが無限大となり、非導通（オフ）の場合にはインピーダンスがゼロとなる理想素子として説明する。実際は、スイッチ素子には、オフの場合の容量成分、オンの場合のインダクタ成分、及び、抵抗成分などの寄生成分があるため、理想素子としてのスイッチ素子を用いた特性とは、若干異なる。
（実施の形態１）
［１． 通信装置の回路構成］
図１は、実施の形態１に係る通信装置４の構成図である。同図に示すように、通信装置４は、アンテナ素子１と、高周波フロントエンド回路２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）３と、を備える。通信装置４は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話である。アンテナ素子１、高周波フロントエンド回路２及びＲＦＩＣ３は、例えば、当該携帯電話のフロントエンド部に配置される。
アンテナ素子１は、高周波信号を送受信する、例えば３ＧＰＰ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子１は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子１は、通信装置４に内蔵されていなくてもかまわない。
高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路２は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信端子Ｔｘとアンテナ端子ＡＮＴとを結ぶ送信側信号経路を介してアンテナ素子１に伝達する。また、高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、アンテナ端子ＡＮＴと受信端子Ｒｘとを結ぶ受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。なお、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成については、後述する。
ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１から高周波フロントエンド回路２の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路２の送信側信号経路に出力する。
また、本実施の形態では、ＲＦＩＣ３は、使用される周波数帯域（バンド）に基づいて、高周波フロントエンド回路２が有する各スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）を制御する制御部としての機能も有する。具体的には、ＲＦＩＣ３は、制御信号φＳ２２によって、各スイッチのオン及びオフの切り替えを制御する。
［２． 高周波フロントエンド回路の構成］
次に、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成について説明する。
図１に示すように、高周波フロントエンド回路２は、フィルタ２２Ａ及び２２Ｂと、送信増幅回路２４と、受信増幅回路２６とを備える。
フィルタ２２Ａは、周波数可変機能を有する高周波フィルタ回路であるチューナブルフィルタである。具体的には、フィルタ２２Ａは、通過帯域が第１通過帯域または第２通過帯域に切り替えられる。つまり、フィルタ２２Ａは、通過帯域が互いに異なる第１通過特性及び第２通過特性を切り替えることができる。本実施の形態では、フィルタ２２Ａは、第１通過帯域がＢａｎｄＡ１の送信帯域かつ第２通過帯域がＢａｎｄＡ２の送信帯域の送信用フィルタであり、送信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ２２Ａの詳細な構成については、後述する。
フィルタ２２Ｂは、周波数可変機能の無い高周波フィルタ回路であるフィックスドフィルタである。本実施の形態では、フィルタ２２Ｂは、通過帯域がＢａｎｄＡ１及びＢａｎｄＡ２の受信帯域の受信用フィルタであり、受信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ２２Ｂについても、フィルタ２２Ａと同様に、通過帯域が切り替えられるチューナブルフィルタであってもかまわない。
送信増幅回路２４は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。本実施の形態では、送信増幅回路２４は、フィルタ２２Ａと送信端子Ｔｘとの間に設けられている。
受信増幅回路２６は、アンテナ素子１で受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。本実施の形態では、受信増幅回路２６は、フィルタ２２Ｂと受信端子Ｒｘとの間に設けられている。
このように構成された高周波フロントエンド回路２は、制御部（本実施の形態ではＲＦＩＣ３）からの制御信号φＳ２２にしたがって、フィルタ２２Ａの通過帯域を適宜切り替えて高周波信号を伝達する。
すなわち、フィルタ２２Ａは、制御部からの制御信号φＳ２２にしたがって、当該フィルタ２２Ａ内の後述するスイッチ素子のオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
例えば、制御部は、ＢａｎｄＡ１が使用される環境下においてフィルタ２２Ａ内のスイッチ素子をオン及びオフのいずれか一方とし、ＢａｎｄＡ２が使用される環境下において当該スイッチ素子をオン及びオフの他方とする。つまり、フィルタ２２Ａ内のスイッチ素子については、ある環境下ではオン及びオフのいずれかが選択され、当該環境下ではオン及びオフは固定（不変）されている。
［３． フィルタ（チューナブルフィルタ）の構成］
次に、フィルタ２２Ａの詳細な構成について、当該フィルタ２２Ａに要求される通過特性も含めて説明する。
マルチモード／マルチバンド対応のシステムでは、２以上のバンドが排他的に使用される場合がある。図１に示された高周波フロントエンド回路２では、ＢａｎｄＡ１及びＢａｎｄＡ２がこのようなバンドに該当する。
図２は、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａに要求される通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。同図に示すように、ＢａｎｄＡ１の送信帯域（第１通過帯域）は、ｆＴ１Ｌ〜ｆＴ１Ｈであり、ＢａｎｄＡ２の送信帯域は、ｆＴ２Ｌ〜ｆＴ２Ｈである。ここで、ＢａｎｄＡ１の送信帯域とＢａｎｄＡ２の送信帯域（第２通過帯域）とは、ｆＴ２Ｌ〜ｆＴ１Ｈにおいて重複している。また、ＢａｎｄＡ２の送信帯域の高域端ｆＴ２Ｈは、ＢａｎｄＡ１の送信帯域の高域端ｆＴ１Ｈよりも高い。一方、ＢａｎｄＡ１の受信帯域は、ｆＲ１Ｌ〜ｆＲ１Ｈであり、ＢａｎｄＡ２の受信帯域は、ｆＲ２Ｌ〜ｆＲ２Ｈである。ここで、ＢａｎｄＡ１の受信帯域とＢａｎｄＡ２の受信帯域とは、ｆＲ２Ｌ〜ｆＲ１Ｈにおいて重複している。さらに、ＢａｎｄＡ２の送信帯域の高域端ｆＴ２Ｈと、ＢａｎｄＡ１の受信帯域の低域端ｆＲ１Ｌとの周波数間隔は非常に小さい、もしくは重なっている。上記周波数割り当てにおいて、ＢａｎｄＡ１とＢａｎｄＡ２とは、排他的に使用される。
また、第１通過帯域及び第２通過帯域はこれに限定されず、互いに異なる帯域であればよい。ここで、「互いに異なる帯域」とは、帯域の一部が重複する場合だけでなく、帯域が完全に離間している場合も含む。
以上のようなＢａｎｄＡ１及びＢａｎｄＡ２の周波数仕様において送信側フィルタを構成する場合、各送信帯域の低損失性及び各受信帯域の減衰量を確保するには、図２で示されたような通過特性が要求される。つまり、ＢａｎｄＡ１の送信側フィルタの通過特性（第１通過特性）としては、図２の実線の特性が要求され、ＢａｎｄＡ２の送信側フィルタの通過特性（第２通過特性）としては、図２の破線の特性が要求される。具体的には、第１通過特性に対して、第２通過特性を、通過帯域内の挿入損失（ロス）の悪化を抑制しつつ、通過帯域を高域側に広くする必要がある。すなわち、第１通過特性と第２通過特性とでは、減衰スロープの急峻度を維持しつつ、当該減衰スロープの周波数をシフトすることが必要となる。
上記のようなフィルタ特性を満たすために、フィルタ２２Ａは、以下で説明する回路構成を有する。
図３は、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａの回路構成図である。同図に示されたフィルタ２２Ａは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、キャパシタ２２Ｃと、を備える。
直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続された直列腕回路の一例である。具体的には、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。
なお、直列腕回路は、これに限らず、縦結合共振器等の複数の共振子で構成された共振回路であってもかまわない。さらには、直列腕回路は、共振回路に限らず、インダクタまたはキャパシタ等のインピーダンス素子であってもかまわない。
並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ａを構成する。すなわち、当該並列腕回路１２０Ａは、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。よって、フィルタ２２Ａは、直列腕共振子２２ｓで構成される１つの直列腕回路と、１つの並列腕回路１２０Ａと、を備えるフィルタ構造を有している。
この並列腕回路１２０Ａは、少なくとも２つの共振周波数と少なくとも２つの反共振周波数を有し、スイッチ２２ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、少なくとも１つの共振周波数及び少なくとも１つの反共振周波数が、共に低域側または共に高域側にシフトする。このことについては、フィルタ２２Ａの通過特性と併せて後述する。
具体的には、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ１を有する第１回路１０と、第１回路１０に並列接続され、かつ、並列腕共振子２２ｐ２を有する第２回路２０と、を備える。第１回路１０及び第２回路２０の少なくとも一方の回路は、さらに、当該回路における並列腕共振子２２ｐ１または２２ｐ２に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及びスイッチ素子を有する周波数可変回路を有する。このように構成された周波数可変回路は、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる。
本実施の形態では、第１回路１０は周波数可変回路を有さず、第２回路２０は周波数可変回路２２Ｔを有する。周波数可変回路２２Ｔは、上記互いに並列接続されたインピーダンス素子及びスイッチ素子として、それぞれ、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを有する。
周波数可変回路２２Ｔと並列腕共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）との接続順序に関し、本実施の形態では、周波数可変回路２２Ｔが並列腕共振子とグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子がノードｘ側に接続され、周波数可変回路２２Ｔがグランド側に接続されている。しかし、この接続順序は特に限定されず、逆であってもかまわない。ただし、接続順序を逆にすると、フィルタ２２Ａの通過帯域内のロスが悪くなる。また、並列腕共振子が他の弾性波共振子とともに共振子用のチップ（パッケージ）に形成されている場合に、当該チップの端子数の増加によってチップサイズの大型化を招く。このため、フィルタ特性及び小型化の観点からは、本実施の形態の接続順序で接続されていることが好ましい。
並列腕共振子２２ｐ１は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードｘとグランドとの間に接続された共振子である第１並列腕共振子である。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ１は、ノードｘとグランドに接続された第１回路１０を構成する。つまり、本実施の形態では、第１回路１０は、並列腕共振子２２ｐ１のみで構成されている。
並列腕共振子２２ｐ２は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードｘとグランドとの間に接続された共振子である第２並列腕共振子である。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２は、スイッチ２２ＳＷ及びキャパシタ２２Ｃとともに、上記第１回路１０に並列接続された第２回路２０を構成する。つまり、本実施の形態では、第２回路２０は、並列腕共振子２２ｐ２、スイッチ２２ＳＷ及びキャパシタ２２Ｃで構成されている。
並列腕共振子２２ｐ２は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数と異なる共振周波数と、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数と異なる反共振周波数と、を有する。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数より低い。「共振周波数」とは、インピーダンスが極小となる周波数であり、「反共振周波数」とは、インピーダンスが極大となる周波数である。
キャパシタ２２Ｃは、本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ２２Ａの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃの素子値に依存し、例えばキャパシタ２２Ｃの素子値が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃの素子値は、フィルタ２２Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタ２２Ｃは、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｔｕｎａｂｌｅ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。
スイッチ２２ＳＷは、本実施の形態では、一方の端子が並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｓｉｎｇｌｅ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチ２２ＳＷは、制御部（本実施の形態ではＲＦＩＣ３）からの制御信号φＳ２２によって導通（オン）及び非導通（オフ）が切り替えられることにより、当該接続ノードとグランドとを導通または非導通とする。
例えば、スイッチ２２ＳＷは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。このような半導体を用いたスイッチは小型であるため、フィルタ２２Ａを小型化することができる。
ここで、本実施の形態では、フィルタ２２Ａを構成する各共振子（直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）は、弾性表面波を用いた弾性表面波共振子である。これにより、フィルタ２２Ａを、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。ここで、弾性表面波共振子の構造を説明する。
図４Ａは、実施の形態１における弾性表面波共振子の電極構造を表す平面図及び断面図である。また、図４Ｂは、実施の形態１における弾性表面波共振子の電極指及びその周囲の構造の断面図である。図４Ａ及び図４Ｂには、フィルタ２２Ａを構成する各弾性表面波共振子に相当する弾性表面波共振子ｒｅｓｏの構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。また、図４Ａに示された弾性表面波共振子ｒｅｓｏは、上記各弾性表面波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
図４Ａに示すように、弾性表面波共振子ｒｅｓｏは、少なくとも一部に圧電性を有する基板１０１上に形成された複数の電極指１２１ｆからなるＩＤＴ電極１２１を有する。これにより、フィルタ２２Ａを構成する各共振子を小型化できるので、フィルタ２２Ａの小型化及び低コスト化が図られる。また、弾性表面波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、フィルタ２２Ａの低ロス化及び高選択度化が図られる。
具体的には、弾性表面波共振子ｒｅｓｏは、図４Ａ及び図４Ｂに示すように、ＩＤＴ電極１２１に加えて、圧電性を有する基板１０１と、Ｋｓａｗ調整膜１２２と、保護層１０３と、保護層１０４とを有する。
圧電性を有する基板１０１は、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）、ニオブ酸カリウム（ＫＮｂＯ３）、水晶、もしくは、これらの積層体からなる。このような構成により、高Ｑかつ広帯域の特性を示す弾性表面波共振子ｒｅｓｏを構成することができる。
なお、圧電性を有する基板１０１は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であればよい。例えば、表面に圧電薄膜（圧電体）を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、及び支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、圧電性を有する基板１０１は、基板全体に圧電性を有していてもよい。この場合、圧電性を有する基板１０１は、圧電体層一層からなる。
ＩＤＴ電極１２１は、図４Ａに示すように、互いに対向する一対の櫛形電極１２１ａ及び１２１ｂで構成されている。櫛形電極１２１ａ及び１２１ｂは、それぞれ、互いに平行な複数の電極指１２１ｆと、当該複数の電極指１２１ｆを接続するバスバー電極とで構成されている。上記複数の電極指１２１ｆは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。ＩＤＴ電極１２１の両側には、反射器が設けられている。なお、反射器は重み付けによって構成されていてもよく、また、反射器が設けられていなくてもよい。
このＩＤＴ電極１２１は、低密度金属層もしくは低密度金属層と高密度金属層との積層体からなる。低密度金属層は、Ａｌ、Ｔｉ、Ｃｕ、Ａｇ、Ｎｉ、Ｃｒ及びこれらの合金から１以上選択される低密度金属によって構成される金属層、もしくは、これら金属層の積層体である。高密度金属層は、Ａｕ、Ｐｔ、Ｔａ、Ｍｏ及びＷから１以上選択される高密度金属によって構成される金属層である。なお、低密度金属は、上記材質に限らず、高密度金属層を構成する高密度金属よりも密度の小さい金属であればよい。
例えば、図４Ｂに示すＩＤＴ電極１２１は、圧電性を有する基板１０１側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕ（ＡｌとＣｕの合金）からなる金属膜２１４、及び、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。つまり、このＩＤＴ電極１２１は、各々が低密度金属層である４つの金属膜２１１、２１３、２１４及び２１５と、高密度金属層である１つの金属膜２１２と、の積層体からなる。
保護層１０３及び保護層１０４は、ＩＤＴ電極１２１を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする保護層である。
Ｋｓａｗ調整膜１２２は、圧電性を有する基板１０１及びＩＤＴ電極１２１の間に形成され、電気機械結合係数を調整する第１調整膜である。また、Ｋｓａｗ調整膜１２２は、弾性表面波共振子ｒｅｓｏの反共振周波数と共振周波数の周波数差を示す指標である比帯域幅を調整する第１調整膜である。
これら保護層１０３及び１０４とＫｓａｗ調整膜１２２とは、酸化ケイ素（ＳｉＯ２）、窒化ケイ素（ＳｉＮ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、もしくはこれらの積層体からなり、例えば、保護層１０３及びＫｓａｗ調整膜１２２はＳｉＯ２からなり、保護層１０４はＳｉＮからなる。また、保護層１０３及び保護層１０４は、併せて、弾性表面波共振子ｒｅｓｏの比帯域幅を調整する第２調整膜を構成する。
なお、Ｋｓａｗ調整膜１２２及び第２調整膜による比帯域幅の調整については、比帯域幅の定義と併せて後述する。
また、図４Ｂに示されたＩＤＴ電極１２１の構成は一例であり、これに限らない。前述したように、ＩＤＴ電極１２１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜及び各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ電極１２１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３及び１０４とＫｓａｗ調整膜１２２との構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３及び１０４とＫｓａｗ調整膜１２２とは、少なくとも１つが設けられていなくてもよい。
このように構成される弾性表面波共振子ｒｅｓｏでは、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。
弾性波の波長は、複数の電極指１２１ｆのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１２１ｆの繰り返し周期λで規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ｆのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐとは、当該繰り返し周期λの１／２であり、電極指１２１ｆのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１２１ｆの間のスペース幅をＳとした場合、Ｐ＝（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ａとは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１２１ｆと他方に接続された電極指１２１ｆとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１２１ｆのライン幅占有率であり、複数の電極指１２１ｆのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ｆのピッチ）に対する複数の電極指１２１ｆの幅の比、つまりＷ／Ｐで定義される。また、対数とは、対をなす電極指１２１ｆの数であり、（電極指１２１ｆの総数−１）／２で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の膜厚Ｔ（すなわち複数の電極指１２１ｆの膜厚）とは、金属膜２１１〜２１５の合計膜厚である。また、弾性表面波共振子ｒｅｓｏの静電容量Ｃ０は、以下の式１で示される。
Figure 0006750676
なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電性を有する基板１０１の誘電率である。
また、フィルタ２２Ａの各共振子は、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を用いた弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷを用いた共振子（すなわちバルク弾性波共振子）であってもよい。つまり、各共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）の周波数である「共振周波数」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）の周波数である「反共振周波数」を有していればよい。なお、ＳＡＷには境界波も含まれる。
［４． フィルタ（チューナブルフィルタ）の通過特性］
以上のように構成されたフィルタ２２Ａの通過特性は、制御信号φＳ２２にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷの状態と併せてフィルタ２２Ａの通過特性について、図５Ａ〜図５Ｃを用いて説明する。
図５Ａは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａについて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図５Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａについて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図５Ｃは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａについて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。
まず、図５Ａを用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。なお、以下では、共振子に限らず並列腕回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）の周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）の周波数を「反共振周波数」と称する。
同図に示すように、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子２２ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１及び反共振周波数ｆａｐ１を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆａｐ１を満たす）。並列腕共振子２２ｐ２は、共振周波数ｆｒｐ２及び反共振周波数ｆａｐ２を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２かつｆａｐ１＜ｆａｐ２を満たす）。直列腕共振子２２ｓは、共振周波数ｆｒｓ及び反共振周波数ｆａｓを有する（このとき、ｆｒｓ＜ｆａｓかつｆｒｐ１＜ｆｒｓ＜ｆｒｐ２を満たす）。
次に、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性について、説明する。
図５Ａに示すように、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによってキャパシタ２２Ｃが短絡され、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この場合、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。
具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。
並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｎ及びｆｒ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＝ｆｒｐ１、ｆｒ２ｏｎ＝ｆｒｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２より高い周波数において、極小となる。
また、並列腕回路１２０Ａは、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｎ及びｆａ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｎ＜ｆｒ２ｏｎ＜ｆａ２ｏｎ、かつ、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１、かつ、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２の間の周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２の間の周波数において、極大となる。
ここで、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して、並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１が並列キャパシタとして作用するためである。
ラダー型のフィルタ構造によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｎと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｎ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｎ近傍で並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため高周波側阻止域となる。
つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ２２Ａは、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。
なお、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ２ｏｎについては、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、フィルタ２２Ａの通過特性（ここでは第１通過特性）に対して大きな影響を与えない。
一方、図５Ｂに示すように、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによるキャパシタ２２Ｃの短絡がなされずに、キャパシタ２２Ｃの影響を受けた特性となる。つまり、この場合、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）と、並列腕共振子２２ｐ２に直列接続されたキャパシタ２２Ｃとの合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。
具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。
並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２より高い周波数において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２の間の周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２の間の周波数において、極大となる。
ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２がキャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１がキャパシタとして作用するためである。
このとき、スイッチ２２ＳＷがオフの場合とオンの場合とで低域側の反共振周波数を比べると、ｆａ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合では、オンの場合に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１からの周波数可変幅が狭くなることによる。
また、スイッチ２２ＳＷがオフの場合とオンの場合とで高域側の共振周波数を比べると、ｆｒ２ｏｎ＜ｆｒ２ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合では、オン場合に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により上述したように、ｆｒ２ｏｎ（＝ｆｒｐ２）＜ｆｒ２ｏｆｆとなることによる。
ラダー型のフィルタ構造によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合では、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ近傍で並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため、高周波側阻止域となる。
つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ２２Ａは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。
なお、並列腕回路の反共振周波数ｆａ２ｏｆｆについては、上述した反共振周波数ｆａ２ｏｎと同様に、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、フィルタ２２Ａの通過特性（ここでは第２通過特性）に対して大きな影響を与えない。
次に、スイッチ２２ＳＷがオンの場合及びオフの場合のフィルタ２２Ａのインピーダンス特性及び通過特性について、図５Ｃを参照して詳細に比較する。
図５Ｃに示すように、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性が次のように切り替えられる。すなわち、並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数がｆｒ２ｏｎからｆｒ２ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＢ部分）。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＡ部分）。
ここで、並列腕回路１２０Ａの低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、フィルタ２２Ａの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図５Ｃの下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２２Ａの通過特性は、通過帯域高域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、フィルタ２２Ａは、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＤ部分）、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、高域側にシフトさせる（図中のＣ部分）ことができる。
以上のように、本実施の形態によれば、並列腕回路１２０Ａは、第１並列腕共振子である並列腕共振子２２ｐ１を有する第１回路１０と、第１回路１０に並列接続され、かつ、第２並列腕共振子である並列腕共振子２２ｐ２を有する、第２回路２０と、を有する。また、第１回路１０及び第２回路２０の少なくとも一方の回路（ここでは第２回路２０のみ）は、さらに、当該一方の回路における第１並列腕共振子または第２並列腕共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子であるキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを有する周波数可変回路２２Ｔを有する。また、並列腕共振子２２ｐ２は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と異なる共振周波数ｆｒｐ２と、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と異なる反共振周波数ｆａｐ２と、を有する。
このような構成により、本実施の形態によれば、並列腕回路１２０Ａは、少なくとも２つの共振周波数（ここでは２つの共振周波数）と少なくとも２つの反共振周波数（ここでは２つの反共振周波数）を有する。また、周波数可変回路２２Ｔは、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数（ここでは２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数）と、少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数（ここでは２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数）とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる。
これに関し、高周波フィルタ回路では、並列腕回路の低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路の高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成され、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と直列腕回路によって通過帯域が構成される。
そのため、本実施の形態によれば、並列腕回路１２０Ａが設けられていることにより、通過帯域端の周波数と減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本実施の形態によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
［５． フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例１］
ここまで、周波数可変機能を有するフィルタの一例として、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち並列腕共振子２２ｐ２のみが周波数可変回路２２Ｔと直列接続されることにより、通過帯域高域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域を切り替えるフィルタについて説明した。しかし、同様の技術は、通過帯域低域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域を切り替えるフィルタに適用することもできる。そこで、周波数可変機能を有するフィルタの変形例１として、このようなフィルタについて説明する。
図６は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄの回路構成図である。同図に示すフィルタ２２Ｄは、図３に示したフィルタ２２Ａに比べて、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを並列に接続した周波数可変回路２２Ｔが並列腕共振子２２ｐ１のみに直列接続されている点が異なる。つまり、本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち並列腕共振子２２ｐ１のみが周波数可変回路２２Ｔと直列接続されている。言い換えると、本変形例では、第１回路１０Ｄは周波数可変回路２２Ｔを有し、第２回路２０Ｄは周波数可変回路２２Ｔを有さずに並列腕共振子２２ｐ２のみで構成されている。
以下、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
本変形例では、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを並列に接続した周波数可変回路２２Ｔは、ノードｘとグランドとの間で並列腕共振子２２ｐ１に直列接続され、具体的には、グランドと並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されている。なお、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを並列に接続した周波数可変回路２２Ｔは、ノードｘと並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されていてもよい。
キャパシタ２２Ｃは、本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ２２Ｄの通過帯域及び阻止域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃの素子値に依存し、例えばキャパシタ２２Ｃの素子値が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃの素子値は、フィルタ２２Ｄに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。
本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを接続する経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ｄを構成する。
以上のように構成されたフィルタ２２Ｄの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷの状態と併せてフィルタ２２Ｄの通過特性について、図７Ａ〜図７Ｃを用いて説明する。
図７Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄについて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図７Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄについて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図７Ｃは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄについて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。
ここで、共振子単体でのインピーダンス特性は、フィルタ２２Ａで説明した特性と同様のため、以下ではその説明を省略し、主に並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性について説明する。
図７Ａに示すように、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによってキャパシタ２２Ｃが短絡され、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この場合、フィルタ２２Ａで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。
つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ２２Ｄは、フィルタ２２Ａと同様の第１通過特性を有する。
一方、図７Ｂに示すように、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによるキャパシタ２２Ｃの短絡がなされずに、キャパシタ２２Ｃの影響を受けた特性となる。つまり、この場合、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）と、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたキャパシタ２２Ｃとの合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。
具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｄは、次のようなインピーダンス特性を有する。
並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒ１ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１より高い周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２の間の周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２の間の周波数において、極大となる。
ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ１＜ｆｒ１ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２に対して、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃの合成特性が並列キャパシタとして作用するためである。
つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、フィルタ２２Ｄは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。
次に、スイッチ２２ＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ２２Ｄのインピーダンス特性及び通過特性について、図７Ｃを参照して詳細に比較する。
図７Ｃに示すように、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性が次のように切り替えられる。すなわち、並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数がｆｒ１ｏｎからｆｒ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＦ部分）。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＥ部分）。
ここで、並列腕回路１２０Ｄの低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、フィルタ２２Ｄの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図７Ｃの下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２２Ｄの通過特性は、通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、フィルタ２２Ｄは、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＨ部分）、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端を高域側にシフトさせる（図中のＧ部分）ことができる。
［６． フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例２］
また、周波数可変機能を有するフィルタは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせてもかまわない。そこで、そこで、周波数可変機能を有するフィルタの変形例２として、このようなフィルタについて説明する。
図８は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ２２Ｅの回路構成図である。同図に示すフィルタ２２Ｅは、図３に示したフィルタ２２Ａ及び図６に示したフィルタ２２Ｄに比べて、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２ならびにスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が、２つの並列共振腕子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれに対応して設けられ、対応する並列共振腕子２２ｐ１及び２２ｐ２に直列接続されている点が異なる。
つまり、並列腕回路１２０Ｅは、並列共振腕子２２ｐ１及び２２ｐ２の一方（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の一方、ここでは並列共振腕子２２ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ１及びスイッチ２２ＳＷ１を有する。さらに、並列腕回路１２０Ｅは、並列共振腕子２２ｐ１及び２２ｐ２の他方（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の他方、ここでは並列共振腕子２２ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ２及びスイッチ２２ＳＷ２を有する。
ここで、本変形例におけるキャパシタ２２Ｃ１及びスイッチ２２ＳＷ１は、上述したフィルタ２２Ｄのキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに相当する。よって、キャパシタ２２Ｃ１及びスイッチ２２ＳＷ１は、上記フィルタ２２Ｄにおける周波数可変回路２２Ｔに相当する周波数可変回路２２Ｔａを構成する。
また、本変形例におけるキャパシタ２２Ｃ２及びスイッチ２２ＳＷ２は、上述したフィルタ２２Ａのキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに相当する。よって、キャパシタ２２Ｃ２及びスイッチ２２ＳＷは、上記フィルタ２２Ａにおける周波数可変回路２２Ｔに相当する周波数可変回路２２Ｔｂを構成する。
したがって、本変形例では、第１回路１０Ｅ及び第２回路２０Ｅの各々が周波数可変回路を有し、具体的には、第１回路１０Ｅが周波数可変回路２２Ｔａを有し、第２回路２０Ｅが周波数可変回路２２Ｔｂを有する。なお、第１回路１０Ｅは上記フィルタ２２Ｄにおける第１回路１０Ｄに相当し、第２回路２０Ｅは上記フィルタ２２Ａにおける第２回路２０Ａに相当する。このため、第１回路１０Ｅ及び第２回路２０Ｅの詳細についての説明を省略する。
以上のように構成されたフィルタ２２Ｅの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２の状態と併せてフィルタ２２Ｅの通過特性について、図９を用いて説明する。
図９は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ２２Ｅについて、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２がオンの場合及びオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。
図９に示すように、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷ１によってキャパシタ２２Ｃ１が短絡され、さらに、スイッチ２２ＳＷ２によってキャパシタ２２Ｃ２が短絡されるため、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の影響を受けない特性となる。つまり、この場合、フィルタ２２Ａ及びフィルタ２２Ｄで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性となる。
すなわち、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、フィルタ２２Ｅは、フィルタ２２Ａのスイッチ２２ＳＷがオンの場合及びフィルタ２２Ｄのスイッチ２２ＳＷがオンの場合と同様の第１通過特性を有する。
一方、図９に示すように、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷ１及びスイッチ２２ＳＷ２が共に開放となるため、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２によるキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の短絡がなされずに、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の影響を受けた特性となる。つまり、この場合、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２との合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ１＋２２Ｃ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性となる。
具体的には、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路１２０Ｅは、次のようなインピーダンス特性を有する。
並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆと、を有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒ１ｏｆｆ、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１より高い周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２より高い周波数において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２の間の周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２の間の周波数において、極大となる。
つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、フィルタ２２Ｅは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。
次に、フィルタ２２Ｅのスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、及び、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合のインピーダンス特性及び通過特性について、詳細に比較する。
同図に示すように、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性が次のように切り替えられる。すなわち、並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２がキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２に直列接続されているため、２つの共振周波数の双方が高域側にシフトする（図中のＪ部分及びＫ部分）。また、低域側の反共振周波数が高域側にシフトする（図中のＩ部分）。
ここで、並列腕回路１２０Ｅの低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、フィルタ２２Ｅの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。また、並列腕回路１２０Ｅの低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、フィルタ２２Ｅの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図９の下段に示すように、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２２Ｅの通過特性は、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、フィルタ２２Ｅは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＮ部分及びＭ部分）、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域低域端を高域側にシフトさせる（図中のＬ部分）ことができる。このため、例えば、フィルタ２２Ｅは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。
なお、フィルタ２２Ｅにおいて、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフは、共に切り替えられなくてもよく、個別に切り替えられてもかまわない。ただし、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフが共に切り替えられる場合には、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ２２Ｅの構成の簡素化が図られる。
一方、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフが個別に切り替えられる場合、フィルタ２２Ｅによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。
具体的には、フィルタ２２Ａについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ１（第１並列腕共振子）に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、フィルタ２２Ｄについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ２（第２並列腕共振子）に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。
したがって、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２の一方をオンまたはオフとした場合に他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した場合に他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。
このように、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２及びスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。
［７． 効果等］
以上、本実施の形態ならびにその変形例１及び２に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅ（高周波フィルタ回路）について、説明した。以下では、このようなフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによって奏される効果について、本実施の形態の比較例と対比して説明する。
図１０は、実施の形態１の比較例に係るフィルタ２２Ｚの回路構成図、ならびに、インピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。
同図の上段に示すように、比較例に係るフィルタ２２Ｚは、上述したフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅに比べて、１つの並列腕共振子２２ｐのみを有し、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとが並列腕共振子２２ｐに直列接続されている点が異なる。ここで、キャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷと並列腕共振子２２ｐとは、並列腕回路１２０Ｚを構成している。つまり、フィルタ２２Ｚは、１つの直列腕共振子２２ｓと１つの並列腕回路１２０Ｚとで構成された１段のラダー型のフィルタ構造を有している。なお、並列腕共振子２２ｐは、上述した並列腕共振子２２ｐ１と同じ構成である。
このように構成されたフィルタ２２Ｚの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷがオンまたはオフすることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。
具体的には、同図の中段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、並列腕回路１２０Ｚのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによってキャパシタ２２Ｃが短絡され、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この場合には、並列腕共振子２２ｐ単体でのインピーダンス特性が並列腕回路１２０Ｚのインピーダンス特性となる。つまり、同図の下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのインピーダンス特性によって規定される第１通過特性を有する。
一方、同図の中段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｚのインピーダンス特性は、スイッチ２２ＳＷによるキャパシタ２２Ｃの短絡がなされずに、、キャパシタ２２Ｃの影響を受ける特性となる。つまり、並列腕回路この場合には、並列腕共振子２２ｐ（上述した並列腕共振子２２ｐ１に相当）とキャパシタ２２Ｃとの合成特性が並列腕回路１２０Ｚのインピーダンス特性となる。
具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｚは、次のようなインピーダンス特性を有する。
並列腕回路１２０Ｚは、１つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆと１つの反共振周波数ｆａを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆｒ１ｏｆｆを満たす）。ここで、ｆｒ１ｏｎ＜ｆｒ１ｏｆｆとなる理由は、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ１近傍の周波数帯域において、キャパシタ２２Ｃによるインピーダンスの影響を受けるためである。具体的には、当該周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐが共振子として作用し、キャパシタ２２Ｃがキャパシタとして作用することにより、並列腕回路１２０Ｚ全体では共振周波数が高くなることによる。なお、反共振周波数ｆａについては、スイッチ２２ＳＷがオンの場合及びオフの場合のいずれにおいても、並列腕共振子２２ｐと並列接続となるキャパシタが無いことから、並列腕共振子２２ｐ単体での反共振周波数と一致する。
このように、比較例に係るフィルタ２２Ｚでは、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｚにおいて、反共振周波数はシフトせず、共振周波数のみが高域側にシフトする（図中のＢｚ部分）。
したがって、同図の下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオフの場合にの通過特性（第２通過特性）は、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の通過特性（第１通過特性）に比べて、通過帯域低域側の減衰極のみが高域側にシフトする（図中のＤｚ部分）ことに伴い、通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度が変化してしまう。言い換えると、第１通過特性は、第２通過特性に比べて、通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度が低下することにより、通過帯域低域端の挿入損失が増大するという問題がある（図中のＣｚ部分）。
発明者は、このように減衰極のみのシフトにより生じ得る通過帯域端の挿入損失の増大に着目し、減衰極だけでなく減衰スロープをシフトさせることにより、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えるという着想を得た。
すなわち、本実施の形態ならびにその変形例１及び２に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅ（高周波フィルタ回路）によれば、並列腕回路（並列腕回路１２０Ａ、１２０Ｄ及び１２０Ｅ）の低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路の高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成され、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と直列腕回路（ここでは直列腕共振子２２ｓ単体）によって通過帯域が構成される。
よって、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、スイッチ素子（フィルタ２２Ａ及び２２Ｄではスイッチ２２ＳＷ、フィルタ２２Ｅではスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２）のオン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域端の周波数と減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅは、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
言い換えると、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅは、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕回路（並列腕回路１２０Ａ、１２０Ｄ及び１２０Ｅ）によって形成され、かつ、スイッチスイッチ素子のオン及びオフに応じて、通過帯域が互いに異なる第１及び第２通過特性を有する。具体的には、スイッチ素子がオンの場合、インピーダンス素子（フィルタ２２Ａ及び２２Ｄではキャパシタ２２Ｃ、フィルタ２２Ｅではキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２）の影響を受けないインピーダンスにより第１通過特性が規定される。一方、スイッチ素子がオフの場合、インピーダンス素子の影響を受けたインピーダンスにより、第１通過特性と異なる第２通過特性が規定される。ここで、並列腕回路において、インピーダンスが極小となる周波数の少なくとも１つ及び極大となる周波数の少なくとも１つは、スイッチ素子のオン及びオフに応じて低周波数側または高周波数側に共にシフトする。よって、第１通過特性と第２通過特性とでは、並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数と極大となる周波数とで規定される減衰スロープが、急峻度を維持しつつ低周波数側または高周波数側にシフトすることになる。したがって、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。
また、本実施の形態に係るフィルタ２２Ａによれば、並列腕共振子２２ｐ１（第１並列腕共振子）の共振周波数ｆｒｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２（第２並列腕共振子）の共振周波数ｆｒｐ２より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）。また、第１回路１０は周波数可変回路２２Ｔを有さず、第２回路２０は周波数可変回路２２Ｔを有する。
これによれば、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ２２Ａは、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。
また、本実施の形態の変形例１に係るフィルタ２２Ｄによれば、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）。また、第１回路１０Ｄは周波数可変回路２２Ｔを有し、第２回路２０Ｄは周波数可変回路２２Ｔを有さない。
これによれば、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ｄにおける少なくとも２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ２２Ｄは、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。
また、本実施の形態の変形例２に係るフィルタ２２Ｅによれば、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）。また、第１回路１０Ｅは周波数可変回路２２Ｔａを有し、第２回路２０Ｅは周波数可変回路２２Ｔｂを有する。
これによれば、第２回路２０Ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ２のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極を切り替えることが可能となり、第１回路１０Ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ１のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極を切り替えることが可能となる。したがって、本態様によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数と、の双方を切り替えることが可能となる。
また、フィルタ２２Ｅによれば、第１回路１０Ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ１、及び、第２回路２０Ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ２は、共に導通、または、共に非導通となるように切り替えられてもよい。
これによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、中心周波数を切り替えることができる。
また、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、周波数可変回路を構成するインピーダンス素子は、キャパシタである。
これに関し、一般的に、キャパシタは、インダクタと比較してＱが高く、さらに、省スペースで構成できる。そのため、上記インピーダンス素子がキャパシタであることにより、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅの小型化が図られる。
また、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１は、直列腕回路の共振周波数よりも低く、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２は、直列腕回路の反共振周波数よりも低い。ここで、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅでは、直列腕回路が直列腕共振子２２ｓのみで構成されているため、直列腕回路の共振周波数は直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓに等しく、直列腕回路の反共振周波数は直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓに等しい。したがって、ｆｒｐ１＜ｆｒｓかつｆｒｐ２＜ｆａｓを満たす。
これによれば、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓに依存する直列腕回路の反共振周波数によって、通過帯域高域側の減衰極が追加されるため、通過帯域高域側の減衰量を向上させることができる。
また、本実施の形態ならびにその変形例１及び２に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、直列腕共振子２２ｓならびに並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれは、弾性表面波共振子、または、バルク弾性波共振子であることが好ましい。これにより、直列腕共振子２２ｓならびに並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれを小型化できるので、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅの小型化及び低コスト化が可能となる。また、弾性表面波共振子及びバルク弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化及び高選択度化が可能となる。
また、本実施の形態ならびにその変形例１及び２に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、スイッチ２２ＳＷ（スイッチ素子）はＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることが好ましい。これにより、スイッチ２２ＳＷを小型化できるので、フィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅの小型化及び低コスト化が可能となる。
また、本実施の形態ならびにその変形例１及び２に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅによれば、キャパシタＣ２２（インピーダンス素子）は、可変キャパシタであることが好ましい。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
なお、上記実施の形態ならびにその変形例１及び２では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子）の少なくとも一方に直列接続され、かつ、スイッチ２２ＳＷと並列接続されるインピーダンス素子として、キャパシタを例に説明した。しかし、このようなインピーダンス素子はキャパシタに限らず、図１１に示すようにインダクタであってもかまわない。図１１は、本実施の形態の他の変形例に係るフィルタ２２Ｆの回路構成図である。
同図に示すフィルタ２２Ｆは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａに比べて、キャパシタ２２Ｃに代わりインダクタ２２Ｌを有する。したがって、フィルタ２２Ｆの通過帯域の周波数可変幅はインダクタ２２Ｌの素子値に依存し、例えばインダクタ２２Ｌの素子値が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタ２２Ｌの素子値は、フィルタ２２Ｆに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタ２２Ｌは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
このように構成されたフィルタ２２Ｆは、フィルタ２２Ａに比べて、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフを切り替えた時の減衰スロープのシフト方向が異なる。具体的には、フィルタ２２Ｆにおいて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の第２通過特性は、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の第１通過特性に比べて、減衰スロープが低域側にシフトする。このような構成であっても、実施の形態１と同様に、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。
なお、上記実施の形態の変形例１及び２におけるキャパシタのそれぞれに代わり、インダクタ２２Ｌを設けてもかまわない。あるいは、上記の実施の形態の変形例２における２つのキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の一方のみに代わり、インダクタ２２Ｌを設けてもかまわない。
［８． 共振解析による原理説明］
ここで、上述のような共振周波数及び反共振周波数が得られる原理について、共振子の等価回路モデルを用いたインピーダンス特性（共振特性）の解析（共振解析）により説明しておく。なお、以下では、共振子のＱ値を等価する抵抗成分は省略し、理想的な共振子の等価回路を用いて原理を説明している。
［８．１． 共振子単体］
まず、共振子単体の共振特性について説明する。
図１２Ａは、１つの共振子ｒｅｓｏ１の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子ｒｅｓｏ１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０が並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０は、共振子ｒｅｓｏ１の静電容量である。なお、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波共振子の場合、上述した式１で示される。
上記等価回路において、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスＺｒが０となる周波数であることから、式２を解くことにより、式３で示される。
Figure 0006750676
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また、共振子ｒｅｓｏ１の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹａが０となる周波数であることから、式４を解くことにより、式５で示される。
Figure 0006750676
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上記式３及び式５より、図１２Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。
つまり、共振子ｒｅｓｏ１は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。
［８．２． 共振子同士が並列接続］
次に、共振子同士が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
図１２Ｂは、並列接続された２つの共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓｏ１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０１を並列に接続した回路で表わされ、共振子ｒｅｓｏ２は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０２を並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０１及びＣ０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２の静電容量である。これらの共振子ｒｅｓｏ１と共振子ｒｅｓｏ２とを並列に接続した回路は、図１２Ｂ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振子ｒｅｓｏ１とｒｅｓｏ２とを並列に接続した回路は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ０（＝Ｃ０１＋Ｃ０２）とを並列に接続した回路で表わされる。
この等価回路の共振周波数ｆｒは、上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる周波数である。よって、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式６を解くことにより式７で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式８を解くことにより式９で示される。
Figure 0006750676
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式７及び式９より、図１２Ｂの右上グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１と等しくなり、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなることが解る。
これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式１０を解くことにより式１１で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式１２を解くことにより式１３で示される。
Figure 0006750676
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式１１及び式１３より、図１２Ｂの右下グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなり、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１と等しくなることが解る。
一方、この等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹａｍが０となる周波数である。よって、式１４を解くことにより、この等価回路は２つの反共振周波数を有することが解る。具体的には、低周波数側の反共振周波数ｆａｍＬ及び高周波数側の反共振周波数ｆａｍＨは、式１５で示される。
Figure 0006750676
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上記式１５に示す反共振周波数ｆａｍＬは、図１２Ｂの右側の２つのグラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１に比べ、低周波数側へシフトし、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。一方、上記式１５に示す反共振周波数ｆａｍＨは、図１２Ｂの右側の２つのグラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトし、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。
［８．３． 共振子とキャパシタとの直列回路に対して共振子が並列接続］
次に、図１２Ｂの構成において、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタが直列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。すなわち、この構成では、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列接続されている。
図１２Ｃは、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタＣａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。
この等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる周波数である。よって、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式１６を解くことにより式１７で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式１８を解くことにより式１９で示される。
Figure 0006750676
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式１７及び式１９より、図１２Ｃの右上グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなることが解る。
これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式２０を解くことにより式２１で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式２２を解くことにより式２３で示される。
Figure 0006750676
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式２１及び式２３より、図１２Ｃの右下グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなり、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側にシフトすることが解る。
一方、この等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹａｍが０となる周波数である。よって、式２４を解くことにより、この等価回路は２つの反共振周波数を有することが解る。具体的には、低周波数側の反共振周波数ｆａｍＬ及び高周波数側の反共振周波数ｆａｍＨは、式２５で示される。
Figure 0006750676
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上記式２５に示す反共振周波数ｆａｍＬ及びｆａｍＨは、図１２Ｃの右側の２つのグラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。具体的には、図１２Ｃの右上グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトすることが解る。これに対して、図１２Ｃの右下グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトすることが解る。
［８．４． 共振子とキャパシタとの直列回路同士が並列接続］
次に、図１２Ｃの構成において、共振子ｒｅｓｏ２にキャパシタが直列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。すなわち、この構成では、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタＣａとの直列回路に対して、共振子ｒｅｓｏ２とキャパシタとの直列回路が並列接続されている。
図１２Ｄは、共振子とキャパシタとの直列回路同士が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。
この等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる周波数である。よって、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式２６を解くことにより式２７で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式２８を解くことにより式２９で示される。なお、式２６は上述した式１６と同じであり、式２７は上述した式１７と同じである。
Figure 0006750676
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式２７及び式２９より、図１２Ｄの右上グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側にシフトすることが解る。
これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬについては式３０を解くことにより式３１で示され、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨについては式３２を解くことにより式３３で示される。なお、式３２は上述した式２２と同じであり、式３３は上述した式２３と同じである。
Figure 0006750676
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式３１及び式３３より、図１２Ｄの右下グラフに示すように、この場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側にシフトすることが解る。
一方、この等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹａｍが０となる周波数である。よって、式３４を解くことにより、この等価回路は２つの反共振周波数を有することが解る。具体的には、低周波数側の反共振周波数ｆａｍＬ及び高周波数側の反共振周波数ｆａｍＨは、式３５で示される。
Figure 0006750676
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上記式３５に示す反共振周波数ｆａｍＬ及びｆａｍＨは、図１２Ｄの右側の２つのグラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。具体的には、図１２Ｄの右上グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトすることが解る。これに対して、図１２Ｄの右下グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、低周波数側の共振周波数ｆｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトし、高周波数側の共振周波数ｆｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトすることが解る。
［８．５． 共振子とインダクタとの直列回路に対して共振子が並列接続］
ここまで、共振子にキャパシタが接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明した。以下では、共振子にインダクタが接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明する。
まず、図１２Ｃの構成において、キャパシタＣａがインダクタＬａに置き換えられた場合（図１２Ｅの構成を参照）の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。すなわち、この構成では、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列接続されている。
図１２Ｅは、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。
この等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる周波数である。よって、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振周波数ｆｒｍ１、ｆｒｍ２及びｆｒｍ３（ここで、ｆｒｍ１＜ｆｒｍ２＜ｆｒｍ３）は、次のように示される。具体的には、インダクタＬａに関連して上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる式３６を解くことにより、共振周波数ｆｒｍ１及びｆｒｍ３については式３７で示される。また、インダクタＬａに関連せず上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる式３８を解くことにより、共振周波数ｆｒｍ２については式３９で示される。
Figure 0006750676
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式３７及び式３９より、図１２Ｅの右上グラフに示すように、この場合、共振周波数ｆｒｍ１が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、共振周波数ｆｒｍ２が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなり、共振周波数ｆｒｍ３が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側に追加されることが解る。
これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振周波数ｆｒｍ２及びｆｒｍ３については上記の式３６を解くことにより式４０で示され、共振周波数ｆｒｍ１については上記の式３８を解くことにより式４１で示される。
Figure 0006750676
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式４０及び式４１より、図１２Ｅの右下グラフに示すように、この場合、共振周波数ｆｒｍ１が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２と等しくなり、その隣の共振周波数ｆｒｍ２が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトするとともに、共振周波数ｆｒｍ３が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２及び共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側に追加されることが解る。
一方、この等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹａｍが０となる周波数である。よって、式４２を解くことにより、この等価回路は３つの反共振周波数ｆａｍ１、ｆａｍ２及びｆａｍ３を有することが解る。
Figure 0006750676
なお、３つの反共振周波数ｆａｍ１、ｆａｍ２及びｆａｍ３の詳細な式については三次解となりなり式が複雑になるため説明を省略するが、図１２Ｅの右側の２つのグラフに示すように、反共振周波数ｆａｍ１及びｆａｍ２は、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。具体的には、図１２Ｅの右上グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、反共振周波数ｆａｍ１が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、反共振周波数ｆａｍ２が共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトするとともに、反共振周波数ｆａｍ３が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側に追加されることが解る。これに対して、図１２Ｅの右下グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、反共振周波数ｆａｍ１が共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトし、反共振周波数ｆａｍ２が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトするとともに、反共振周波数ｆａｍ３が共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２及び共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側に追加されることが解る。
［８．６． 共振子とインダクタとの直列回路同士が並列接続］
次に、図１２Ｄの構成において、キャパシタＣａ及びＣｂの各々がインダクタＬａ及びＬｂに置き換えられた場合（図１２Ｆの構成を参照）の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。すなわち、この構成では、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して、共振子ｒｅｓｏ２とインダクタＬｂとの直列回路が並列接続されている。
図１２Ｆは、共振子とインダクタとの直列回路同士が並列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。
この等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる周波数である。よって、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振周波数ｆｒｍ１、ｆｒｍ２、ｆｒｍ３及びｆｒｍ４（ここで、ｆｒｍ１＜ｆｒｍ２＜ｆｒｍ３＜ｆｒｍ４）は、次のように示される。具体的には、インダクタＬａに関連して上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる式４３を解くことにより、共振周波数ｆｒｍ１及びｆｒｍ３については式４４で示される。また、インダクタＬｂに関連して上記等価回路のインピーダンスＺｒｍが０となる式４５を解くことにより、共振周波数ｆｒｍ２及びｆｒｍ４については式４６で示される。なお、式４３は上述した式３６と同じであり、式４４は上述した式３７と同じである。
Figure 0006750676
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Figure 0006750676
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式４４及び式４６より、図１２Ｆの右上グラフに示すように、この場合、最も低周波数側の共振周波数ｆｒｍ１が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、その隣の共振周波数ｆｒｍ２が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトすることが解る。さらに、共振周波数ｆｒｍ３及びｆｒｍ４が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側に追加されることが解る。
これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１が共振子ｒｅｓｏ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より高い場合（ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合）、共振周波数ｆｒｍ２及びｆｒｍ４については上記の式４３を解くことにより式４７で示され、共振周波数ｆｒｍ１及びｆｒｍ３については上記の式４５を解くことにより式４８で示される。
Figure 0006750676
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式４７及び式４８より、図１２Ｆの右下グラフに示すように、この場合、最も低周波数側の共振周波数ｆｒｍ１が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトし、その隣の共振周波数ｆｒｍ２が共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトすることが解る。さらに、共振周波数ｆｒｍ３及びｆｒｍ４が共振子ｒｅｓｏ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ２及び共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓｏ１より高周波数側に追加されることが解る。
一方、この等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹａｍが０となる周波数である。よって、式４９を解くことにより、この等価回路は３つの反共振周波数ｆａｍ１、ｆａｍ２及びｆａｍ３を有することが解る。
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なお、３つの反共振周波数ｆａｍ１、ｆａｍ２及びｆａｍ３の詳細な式については三次解となりなり式が複雑になるため説明を省略するが、図１２Ｆの右側の２つのグラフに示すように、反共振周波数ｆａｍ１及びｆａｍ２は、共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。具体的には、図１２Ｆの右上グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、反共振周波数ｆａｍ１が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトし、反共振周波数ｆａｍ２が共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトするとともに、反共振周波数ｆａｍ３が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側に追加されることが解る。これに対して、図１２Ｆの右下グラフに示すように、ｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合、反共振周波数ｆａｍ１が共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より低周波数側にシフトし、反共振周波数ｆａｍ２が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１より低周波数側にシフトするとともに、反共振周波数ｆａｍ３が共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓｏ２より高周波数側に追加されることが解る。
［８．７． 共振解析に基づく特性説明］
以上説明した共振解析に基づき、上述したフィルタ２２Ａ、２２Ｄ、２２Ｅ及び２２Ｆにおいて、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて並列腕回路の共振周波数あるいは反共振周波数が切り替わることが説明される。
（i）フィルタ２２Ａについて
例えば、フィルタ２２Ａにおいて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とが並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ａの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ａにおける並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ２及び共振子ｒｅｓｏ１に相当する。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式１１によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式１３によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、フィルタ２２Ａにおいて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの直列回路に対して並列腕共振子２２ｐ１が並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ａの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタＣａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｃ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ａにおける並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃは、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ２、共振子ｒｅｓｏ１及びキャパシタＣａに相当する。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは上記の式２１によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆは上記の式２３によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｆｆは上記の式２５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｆｆは上記の式２５のｆａｍＨによって説明される。
したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける高周波数側の共振周波数と低周波数側の反共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ａによれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。
（ii）フィルタ２２Ｄについて
また、例えば、フィルタ２２Ｄにおいて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ｄは、並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とが並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ｄの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｄにおける並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２に相当する。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、フィルタ２２Ｄにおいて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｄは、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃとの直列回路に対して並列腕共振子２２ｐ２が並列接続された構成となる。よって、並列腕回路１２０Ｄの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタＣａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｃ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｄにおける並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃは、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１、共振子ｒｅｓｏ２及びキャパシタＣａに相当する。具体的には、並列腕回路１２０Ｄについて、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは上記の式１７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆは上記の式１９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｆｆは上記の式２５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｆｆは上記の式２５のｆａｍＨによって説明される。
したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ｄにおける低周波数側の共振周波数と低周波数側の反共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ｄによれば、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。
（iii）フィルタ２２Ｅについて
また、例えば、フィルタ２２Ｅにおいて、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とが並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ｅの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｅにおける並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２に相当する。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、フィルタ２２Ｅにおいて、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃ１との直列回路に対して、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃ２との直列回路が並列接続された構成となる。よって、並列腕回路１２０Ｅの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とキャパシタＣａとの直列回路に対して、共振子ｒｅｓｏ２とキャパシタＣｂとの直列回路が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｄ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｅにおける並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２、キャパシタ２２Ｃ１及びキャパシタ２２Ｃ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１、共振子ｒｅｓｏ２、キャパシタＣａ及びキャパシタＣｂに相当する。具体的には、並列腕回路１２０Ｅについて、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは上記の式２７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆは上記の式２９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｆｆは上記の式３５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｆｆは上記の式３５のｆａｍＨによって説明される。
したがって、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ｅにおける低周波数側の共振周波数及び高周波数側の共振周波数と低周波数側の反共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ｅによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、中心周波数を切り替えることができる。
（iv）フィルタ２２Ｆについて
また、例えば、フィルタ２２Ｆにおいて、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ｆは、並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とが並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ｆの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｆにおける並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２に相当する。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式１１によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式１３によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、フィルタ２２Ｆにおいて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｆは、並列腕共振子２２ｐ２とインダクタ２２Ｌとの直列回路に対して並列腕共振子２２ｐ１が並列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２０Ｆの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｅ参照）。つまり、並列腕回路１２０Ｆにおける並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２及びインダクタ２２Ｌは、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ２、共振子ｒｅｓｏ１及びインダクタＬａに相当する。具体的には、最も低周波数の共振周波数は上記の式４１によって説明され、２番目に低周波数の共振周波数は上記の式４０のｆｒｍ２によって説明される。また、反共振周波数は上記の式４２を解くことにより説明される。
したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ｆにおける高周波数側の共振周波数と低周波数側の反共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ｆによれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。
（v）フィルタ２２Ｄにおいてキャパシタに代わりインダクタを設けた構成について
また、例えば、フィルタ２２Ｄにおいてキャパシタ２２Ｃに代わりインダクタを設けた構成については、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、当該並列腕回路における並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２に相当する。よって、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、この構成において、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐ１とインダクタとの直列回路に対して並列腕共振子２２ｐ２が並列接続された構成となる。よって、当該並列腕回路の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＞ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｅ参照）。つまり、当該並列腕回路における並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２及びインダクタは、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１、共振子ｒｅｓｏ２及びインダクタＬａに相当する。具体的には、当該並列腕回路について、最も低周波数の共振周波数は上記の式３７のｆｒｍ１によって説明され、２番目に低周波数の共振周波数は上記の式３９によって説明され、最も高周波数の共振周波数は上記の式３７のｆｒｍ３によって説明される。また、反共振周波数は上記の式４２を解くことにより説明される。また、当該並列腕回路について、共振解析による式は省略したが、反共振周波数は３つとなる。
したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域側の減衰極を構成する並列腕回路１２０Ｄの共振周波数と、通過帯域を構成する並列腕回路１２０Ｄの反共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ｄにおいてキャパシタ２２Ｃに代わりインダクタを設けた構成によれば、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。
（vi）フィルタ２２Ｅにおいてキャパシタに代わりインダクタを設けた構成について
また、例えば、フィルタ２２Ｅにおいてキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２に代わりインダクタを設けた構成については、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２がオンの場合、並列腕回路の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１及びｒｅｓｏ２が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｂ参照）。つまり、当該並列腕回路における並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１及び共振子ｒｅｓｏ２に相当する。よって、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式７によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式９によって説明される。また、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１５のｆａｍＬによって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５のｆａｍＨによって説明される。
一方、この構成において、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐ１とインダクタとの直列回路に対して並列腕共振子２２ｐ２とインダクタとの直列回路が並列接続された構成となる。よって、当該並列腕回路の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１とインダクタＬａとの直列回路に対して共振子ｒｅｓｏ２とインダクタＬｂとの直列回路が並列に接続された等価回路モデルにおけるｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合と同様に説明される（図１２Ｆ参照）。つまり、当該並列腕回路における並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたインダクタ及び並列腕共振子２２ｐ２に直列接続されたインダクタは、それぞれ、当該等価回路モデルにおいてｆｒ＿ｒｅｓｏ１＜ｆｒ＿ｒｅｓｏ２の場合の共振子ｒｅｓｏ１、共振子ｒｅｓｏ２、インダクタＬａ及びインダクタＬｂに相当する。具体的には、当該並列腕回路について、最も低周波数の共振周波数は上記の式４４のｆｒｍ１によって説明され、２番目に低周波数の共振周波数は上記の式４６のｆｒｍ２によって説明される。また、反共振周波数は上記の式４９を解くことにより説明される。
したがって、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域側の減衰極を構成する並列腕回路の共振周波数と、通過帯域を構成する並列腕回路の反共振周波数と、通過帯域高域側の減衰極を構成する並列腕回路の共振周波数とが、共に、低周波数側または高周波数側にシフトされる。そのため、フィルタ２２Ｅにおいてキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２に代わりインダクタを設けた構成によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数と、の双方を切り替えることが可能となる。
［９． 比帯域幅の関係］
また、上記説明した弾性波共振子構造を有する直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２は、直列腕共振子２２ｓの比帯域幅が並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子）のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅がよりも狭くてもよい。ここで、比帯域幅とは、共振子について、反共振周波数ｆａと共振周波数ｆｒとの周波数差ｆａ−ｆｒを当該共振周波数ｆｒで除した値（ｆａ−ｆｒ）／ｆｒ（またはその百分率）として定義される。
これによれば、通過帯域を構成する並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と、通過帯域低域側の減衰極を構成する並列腕回路の低周波数側の共振周波数と、の周波数差を大きくするとともに、通過帯域高域側の減衰極を構成する並列腕回路の高周波数側の共振周波数と、通過帯域を構成する並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と、の周波数差を大きくすることができるため、通過帯域幅を広くすることができる。
比帯域幅は、例えば、次のように調整される。
図１３は、実施の形態１における弾性表面波共振子の電極構造（図４Ａ及び図４Ｂ）を構成する第１調整膜の膜厚と弾性表面波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。また、図１４は、第１調整膜（Ｋｓａｗ調整膜１２２）の膜厚と弾性表面波共振子の共振周波数、反共振周波数、及び比帯域幅との関係を表すグラフである。図１３には、図４Ｂに示された第１調整膜の膜厚を変化させた場合の弾性表面波共振子のインピーダンスの周波数特性が示されている。なお、このとき、圧電性を有する基板１０１としては、−１０°ＹカットＬｉＮｂＯ３基板を用い、ＩＤＴ電極１２１の膜厚を４００ｎｍとした。また、図１４の上段には、第１調整膜の膜厚と共振周波数ｆｒとの関係が示されており、図１４の中段には、第１調整膜の膜厚と反共振周波数ｆａとの関係が示されており、図１４の下段には、第１調整膜の膜厚と、比帯域幅ＢＷＲとの関係が示されている。
図１３に示すように、第１調整膜の膜厚を変化させると、反共振周波数ｆａは殆ど動かず、共振周波数ｆｒがシフトする。より具体的には、図１４に示すように、第１調整膜の膜厚を厚くするほど共振周波数ｆｒは高周波数側へシフトし、比帯域幅ＢＷＲは小さくなる。つまり、弾性表面波共振子の比帯域幅を第１調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。
以上の結果より、直列腕共振子２２ｓの比帯域幅を並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅よりも狭くする構成として、直列腕共振子２２ｓに第１調整膜を形成する構成が挙げられる。具体的には、（１）並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子のＩＤＴ電極における第１調整膜を、直列腕共振子２２ｓのＩＤＴ電極における第１調整膜よりも薄くする、または、（２）並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子のＩＤＴ電極に第１調整膜を形成しない、が挙げられる。
これによれば、直列腕共振子２２ｓの比帯域幅を並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅よりも狭く設定することができる。
図１５は、電極構造を構成する第２調整膜（保護層１０３及び１０４）の膜厚と弾性表面波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。また、図１６は、第２調整膜の膜厚と弾性表面波共振子の共振周波数、反共振周波数、及び比帯域幅との関係を表すグラフである。図１５には、図４Ｂに示された第２調整膜の膜厚を変化させた場合の弾性表面波共振子の共振インピーダンスの周波数特性が示されている。なお、このとき、圧電性を有する基板１０１としては、−１０°ＹカットＬｉＮｂＯ３基板を用い、ＩＤＴ電極膜厚を４００ｎｍとした。また、図１６の上段には、第２調整膜の膜厚と共振周波数ｆｒとの関係が示されており、図１６の中段には、第２調整膜の膜厚と反共振周波数ｆａとの関係が示されており、図１６の下段には、第２調整膜の膜厚と、比帯域幅ＢＷＲとの関係が示されている。
図１５に示すように、第２調整膜の膜厚を変化させると、反共振周波数ｆａ及び共振周波数ｆｒがシフトする。より具体的には、図１６に示すように、第２調整膜の膜厚を厚くするほど共振周波数ｆｒは高周波数側へシフトし、かつ、反共振周波数ｆａは低周波数側へシフトするため、比帯域幅ＢＷＲは小さくなる。つまり、弾性表面波共振子の比帯域幅を第２調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。
以上の結果より、直列腕共振子２２ｓの比帯域幅を並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅よりも狭くする構成として、直列腕共振子２２ｓのＩＤＴ電極を覆う第２調整膜を、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子のＩＤＴ電極を覆う第２調整膜より厚くする構成が挙げられる。具体的には、（１）少なくとも１つの並列腕共振子のＩＤＴ電極における第２調整膜を、直列腕共振子２２ｓのＩＤＴ電極における第２調整膜よりも薄くする、または、（２）少なくとも１つの並列腕共振子のＩＤＴ電極に第２調整膜を形成しない、が挙げられる。
これによれば、直列腕共振子２２ｓの比帯域幅を並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅よりも狭く設定することができる。このような比帯域幅の設定により、通過帯域高域側の急峻度を向上することができる。
以上より、第１調整膜及び第２調整膜は、要求されるフィルタ特性に応じて適宜設定されればよい。具体的には、例えば、第２調整膜は周波数温度特性及び耐湿性を高めるなどの機能も有するため、要求されるフィルタに必要な周波数温度特性及び耐湿性を考慮して設定し、比帯域幅の調整は、主として第１調整膜の有無及び膜厚によって決定すればよい。
（実施の形態２）
上記実施の形態１では、１つの直列腕回路と１つの並列腕回路とで構成されるラダー型のフィルタ構造を例に説明した。しかし、同様の技術は、１以上の直列腕回路と複数の並列腕回路とで構成されるラダー型のフィルタ構造についても適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このようなフィルタ構造を有するフィルタについて説明する。
図１７は、実施の形態２に係るフィルタ２２Ｇの回路構成図である。
同図に示すフィルタ２２Ｇは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓ及び２２２４ｓと、並列腕共振子（第１並列腕共振子）２２１ｐ１及び２２２ｐ１と、並列腕共振子（第２並列腕共振子）２２１ｐ２及び２２２ｐ２と、並列腕共振子２２３ｐとを備える高周波フィルタ回路である。ここで、並列腕共振子２２１ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２１ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２２ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２２ｐ１の共振周波数よりも高い。さらに、並列腕共振子２２１ｐ２の反共振周波数は並列腕共振子２２１ｐ１の反共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２２ｐ２の反共振周波数は並列腕共振子２２２ｐ１の反共振周波数よりも高い。
フィルタ２２Ｇは、さらに、通過特性を可変させるためのキャパシタ２２１Ｃ１、２２１Ｃ２、２２２Ｃ１及び２２２Ｃ２と、スイッチ（スイッチ素子）２２１ＳＷ１、２２１ＳＷ２、２２２ＳＷ１及び２２２ＳＷ２とを備える。また、フィルタ２２Ｇは、さらに、キャパシタ２２３Ｃを備える。
キャパシタ２２１Ｃ１及びスイッチ２２１ＳＷ１は互いに並列接続されて並列腕共振子２２１ｐ１に直列接続され、キャパシタ２２１Ｃ２及びスイッチ２２１ＳＷ２は互いに並列接続されて並列腕共振子２２１ｐ２に直列接続されている。また、キャパシタ２２２Ｃ１及びスイッチ２２２ＳＷ１は互いに並列接続されて並列腕共振子２２２ｐ１に直列接続され、キャパシタ２２２Ｃ２及びスイッチ２２２ＳＷ２は互いに並列接続されて並列腕共振子２２２ｐ２に直列接続されている。また、キャパシタ２２３Ｃは並列腕共振子２２３ｐに直列接続されている。
このように構成されたフィルタ２２Ｇにおいて、並列腕共振子２２１ｐ１及び２２１ｐ２とキャパシタ２２１Ｃ１及び２２１Ｃ２とスイッチ２２１ＳＷ１及び２２１ＳＷ２とは、１つの並列腕回路１２１Ｇを構成する。また、並列腕共振子２２２ｐ１及び２２２ｐ２とキャパシタ２２２Ｃ１及び２２２Ｃ２とスイッチ２２２ＳＷ１及び２２２ＳＷ２とは、１つの並列腕回路１２２Ｇを構成する。また、並列腕共振子２２３ｐとキャパシタ２２３Ｃとは、１つの並列腕回路１２３Ｇを構成する。また、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓ及び２２２４ｓの各々は、直列腕回路を構成する。また、キャパシタ２２１Ｃ１とスイッチ２２１ＳＷ１、キャパシタ２２１Ｃ２とスイッチ２２１ＳＷ２、キャパシタ２２２Ｃ１とスイッチ２２２ＳＷ１、キャパシタ２２２Ｃ２とスイッチ２２２ＳＷ２の各々は、周波数可変回路を構成する。つまり、フィルタ２２Ｇは、４つの直列腕回路と３つの並列腕回路１２１Ｇ、１２２Ｇ及び１２３Ｇとで構成されるラダー型のフィルタ構造を有している。
ここで、並列腕回路１２１Ｇ及び１２２Ｇは、実施の形態１における並列腕回路（特には並列腕回路１２０Ｅ）と同様の構成を有する。したがって、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｇは、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｇによれば、並列腕回路１２１Ｇ及び１２２Ｇのそれぞれが、第１並列腕共振子（本実施の形態では並列腕共振子２２１ｐ１及び２２２ｐ１）及び第２並列腕共振子（本実施の形態では並列腕共振子２２１ｐ２及び２２２ｐ２）とスイッチ素子（本実施の形態では２２１ＳＷ１、２２１ＳＷ２、２２２ＳＷ１及び２２２ＳＷ２）とを有する。
これにより、少なくとも２つの並列腕回路１２１Ｇ及び１２２Ｇの各々が上記説明した周波数可変回路を有するため、フィルタ２２Ｇ全体の通過特性をより細かく調整することが可能となる。したがって、当該少なくとも２つの並列腕回路１２１Ｇ及び１２２Ｇの各々においてスイッチ素子のオン及びオフが適宜選択されることにより、適切な帯域に切り替えることができる。また、フィルタ２２Ｇは、ラダー型のフィルタ構造を構成する並列腕回路が複数（ここでは３つ）設けられていることにより、減衰量（阻止域減衰量）を向上することができる。
なお、このようなフィルタは、上記説明した周波数可変回路を有する少なくとも２つの並列腕回路を含む複数の並列腕回路と、少なくとも１つの直列腕回路と、で構成されていればよい。このため、並列腕回路の個数及び直列腕回路の個数は、上記の個数に限定されず、例えば、並列腕回路の個数は、３つに限らず、２つもしくは４つ以上であってもかまわない。
また、本実施の形態では、並列腕回路１２３Ｇは、共振周波数及び反共振周波数を可変できない構成であったが、実施の形態１における並列腕回路と同様に、共振周波数及び反共振周波数を可変できる構成にしてもかまわない。つまり、フィルタ２２Ｇを構成する全ての並列腕回路（本実施の形態では並列腕回路１２１Ｇ〜１２３Ｇ）を、実施の形態１における並列腕回路と同様の構成としてもかまわない。このとき、全ての並列腕回路が同じ構成（例えば、並列腕回路１２０Ｅと同様の構成）であってもよいし、任意の並列腕回路が他の段の並列腕回路と異なる構成（例えば、並列腕回路１２０Ｄと同様の構成）であってもよい。
（実施の形態３）
上記実施の形態１及び２では、ラダー型のフィルタ構造を例に説明した。しかし、同様の技術は、縦結合型のフィルタ構造を有するフィルタについても適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このようなフィルタ構造を有するフィルタについて説明する。
図１８は、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｈの回路構成図である。
同図に示すように、フィルタ２２Ｈは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ及び２２３ｓと、並列腕共振子（第１並列腕共振子）２２１ｐ１と、並列腕共振子（第２並列腕共振子）２２１ｐ２と、縦結合共振器２５０とを備える高周波フィルタ回路である。ここで、並列腕共振子２２１ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２１ｐ１の共振周波数よりも高い。
フィルタ２２Ｈは、さらに、通過特性を可変させるためのキャパシタ２２１Ｃとスイッチ（スイッチ素子）２２１ＳＷとを備える。キャパシタ２２１Ｃ及びスイッチ２２１ＳＷは互いに並列接続されて並列腕共振子２２１ｐ２に直列接続されている。
つまり、フィルタ２２Ｈは、実施の形態１に係るラダー型のフィルタ構造（特にはフィルタ２２Ａ）に縦結合共振器２５０が付加されたフィルタである。
縦結合共振器２５０は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとの間に配置された縦結合型フィルタ回路である。本実施の形態では、縦結合共振器２５０は、ラダー型のフィルタ構造の入出力端子２２ｍ側に配置されており、５つのＩＤＴとその両端に配置された反射器とで構成されている。なお、縦結合共振器２５０が配置される位置は、ラダー型のフィルタ構造と入出力端子２２ｍとの間に限らず、例えば、入出力端子２２ｎとラダー型のフィルタ構造との間であってもかまわない。
以上のように構成されたフィルタ２２Ｈ（高周波フィルタ回路）によれば、実施の形態１における並列腕回路（特には並列腕回路１２０Ａ）と同様の構成を有する。したがって、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｈは、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｈによれば、縦結合共振器２５０が付加されることにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。なお、本実施の形態では、ラダー型のフィルタ構造に縦結合共振器２５０が付加されていたが、当該ラダー型のフィルタ構造を構成する直列腕回路は設けられていなくてもかまわない。つまり、縦結合共振器２５０は、入出力端子２２ｎと入出力端子２２ｍとの間に接続された直列腕回路であり、フィルタ２２Ｈは、縦結合共振器２５０と並列腕回路とで構成されていてもよい。
（実施の形態４）
上記実施の形態１〜３に係る高周波フィルタ回路は、複数の高周波フィルタ回路を有するマルチプレクサの少なくとも１つの高周波フィルタ回路に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このようなマルチプレクサについて、実施の形態１〜３に係る高周波フィルタ回路を送信側フィルタ及び受信側フィルタに適用したデュプレクサを例に説明する。
図１９は、実施の形態４に係るデュプレクサ２２Ｊの回路構成図である。同図に示されたデュプレクサ２２Ｊは、受信側フィルタとして実施の形態３に係るフィルタ２２Ｈを備え、送信側フィルタとして実施の形態２に係るフィルタ２２Ｇを備える。つまり、フィルタ２２Ｈは、アンテナ共通端子１１０と受信端子１２０との間に接続され、フィルタ２２Ｇは、アンテナ共通端子１１０と送信端子１３０との間に接続される。これにより、デュプレクサ２２Ｊは、送信側の通過帯域及び受信側の通過帯域のいずれについても、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域を切り替えることが可能となる。
以上のように、本実施の形態に係るマルチプレクサ（ここではデュプレクサ２２Ｊ）によれば、上記実施の形態１〜３に係る高周波フィルタ回路（ここではフィルタ２２Ｇ及び２２Ｈ）を備えることにより、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ通過帯域を切り替えることが可能となる。よって、要求される通過帯域ごとに個別の高周波フィルタ回路を設ける構成に比べて、高周波フィルタ回路の個数を削減できるので、小型化することができる。
なお、実施の形態１〜３に係る高周波フィルタ回路を備えるマルチプレクサとしては、デュプレクサに限らず、例えば３つの高周波フィルタ回路を備えるトリプレクサ等であってもかまわない。また、マルチプレクサは、送信側フィルタと受信側フィルタとを備える構成に限らず、複数の受信側フィルタ、または、複数の送信側フィルタを備える構成であってもかまわない。
また、マルチプレクサは、複数のフィルタの少なくとも１つに実施の形態１〜３に係る高周波フィルタ回路が適用されていればよく、例えば通過帯域を切り替えられないフィルタを備えてもかまわない。すなわち、マルチプレクサを構成する複数の高周波フィルタ回路は、上述した周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路と、上述した周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路と、を含んでもかまわない。
このように構成されたマルチプレクサは、次のように構成されていてもよい。すなわち、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路は、弾性波共振子で構成されていてもよい。また、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路を構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅は、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を構成する弾性波共振子の比帯域幅より広くてもよい。
これに関し、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路の多くは、３ＧＰＰで規定されるバンドに対し、１つのバンドに対応している。一方、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路は、複数のバンドに対応することができる。具体的には、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路においてスイッチ素子がオンの場合、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数と共振周波数の周波数差（第１帯域幅）に比べて、並列腕共振子２２ｐ１を含む並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と当該並列腕回路の低周波数側の共振周波数との周波数差（第２帯域幅）、及び、当該並列腕回路の高周波数側の共振周波数と当該並列腕回路の低周波数側の反共振周波数との周波数差（第３帯域幅）はいずれも狭くなる。
さらに、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路においてスイッチ素子がオフの場合、第２帯域幅及び第３帯域幅のいずれか一方はさらに狭くなり、スイッチ素子のオン及びオフによって切り替えられる当該並列腕回路の共振周波数または反共振周波数の周波数可変幅は、第２帯域幅及び第３帯域幅のいずれか一方の帯域幅より狭い。
そのため、第１並列腕共振子の比帯域幅を、周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を構成する弾性波共振子の比帯域幅より広くすることで、周波数可変幅を広くすることができ、対応するバンド数を増やすことができる。
なお、マルチプレクサを構成する複数の高周波フィルタ回路の各々は、一方の端子が直接的あるいは接続回路を介して間接的にアンテナ共通端子等の共通端子に接続されていればよい。例えば、接続回路は、移相器、複数の高周波フィルタ回路の少なくとも１つを選択するスイッチ、または、サーキュレータ等である。
（実施の形態５）
以上の実施の形態１〜４で説明した高周波フィルタ回路及びマルチプレクサは、実施の形態１に係る高周波フロントエンド回路２よりも、さらに使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。
図２０は、実施の形態５に係る高周波フロントエンド回路２Ｌの構成図である。
同図に示すように、高周波フロントエンド回路２Ｌは、アンテナ端子ＡＮＴと送信端子Ｔｘ１及びＴｘ２ならびに受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２を備え、アンテナ端子ＡＮＴ側から順に、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群２１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群２２０と、送信側スイッチ２３１及び２３２ならびに受信側スイッチ２５１、２５２及び２５３と、送信増幅回路２４１及び２４２ならびに受信増幅回路２６１及び２６２とを備える。
スイッチ群２１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ端子ＡＮＴと所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ端子ＡＮＴと接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路２Ｌは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
フィルタ群２２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ii）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（iii）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（iv）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域、（v）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域、（vi−Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（vi−Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（vii−Tx）Ｂａｎｄ２０の送信帯域、（vii−Rx）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（viii）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の受信帯域、（ix−Tx）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ix−Rx）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。
送信側スイッチ２３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路２４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ２３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路２４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ２３１及び２３２は、フィルタ群２２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路２４１及び２４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群２２０の所定のフィルタを介してアンテナ端子ＡＮＴからアンテナ素子１（図１参照）に出力される。
受信側スイッチ２５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ２５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ２５１の選択端子及び受信側スイッチ２５３の選択端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ２５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ２５１〜２５３は、フィルタ群２２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ端子ＡＮＴに入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群２２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路２６１及び２６２で増幅されて、受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２からＲＦＩＣ３（図１参照）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。
送信増幅回路２４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路２４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。
受信増幅回路２６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路２６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
このように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌは、（iv）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の送信帯域とＢａｎｄ２６の送信帯域とで切り替える。
また、高周波フロントエンド回路２Ｌは、（vi−Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有する送信フィルタとして、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄを備え、（vi−Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有する受信フィルタとして、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ２２Ｅを備える。つまり、当該送信フィルタ及び当該受信フィルタによって構成されるデュプレクサは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａの送信帯域及び受信帯域とＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂの送信帯域及び受信帯域とで切り替える。
また、高周波フロントエンド回路２Ｌは、（viii）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の送信帯域とＢａｎｄ２６の送信帯域とで切り替える。
以上のように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、上記実施の形態１〜３に係るフィルタ２２Ａ、２２Ｄ及び２２Ｅ（高周波フィルタ回路）を備えることにより、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、フィルタ群２２０（複数の高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ２３１及び２３２ならびに受信側スイッチ２５１〜２５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する送信増幅回路２４１及び２４２あるいは受信増幅回路２６１及び２６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路２Ｌの小型化及び低コスト化が可能となる。
なお、送信側スイッチ２３１及び２３２ならびに受信側スイッチ２５１〜２５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ２３１及び２３２の個数、ならびに、受信側スイッチ２５１〜２５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。
（その他の実施の形態）
以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ回路、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１〜５及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フィルタ回路、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
例えば、上述した高周波フロントエンド回路２とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、マルチバンドに対応する通信装置４において、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
また、例えば、並列腕回路は、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子を含む複数の並列腕共振子を有していればよく、並列腕共振子の個数は３以上であってもかまわない。
また、例えば、並列腕回路は、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｍ側のノードと接続されていなくてもよく、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｎ側のノードと接続されていてもかまわない。
また、直列腕共振子単体での共振周波数と反共振周波数との周波数間隔（直列腕共振子の共振子帯域幅）と、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子単体での共振周波数と反共振周波数との周波数間隔（並列腕共振子の共振子帯域幅）との大小関係は特に限定されない。ただし、周波数可変幅を拡大する観点からは、並列腕共振子と直列腕共振子とで共振子帯域幅が略等しい、もしくは、並列腕共振子が直列腕共振子よりも共振子帯域幅が広いことが好ましい。ここで、「略等しい」とは、完全に等しいことだけでなく、実質的に等しいことも含まれる。なお、このことは、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の一方（例えば、インピーダンス素子と直列接続されている並列腕共振子）についてのみ成立していてもかまわないし、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の双方について成立していてもかまわない。
また、上記説明した直列腕共振子、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の各々は、１つの共振子に限らず、１つの共振子が分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
また、例えば、制御部は、ＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）の外部に設けられていてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路に設けられていてもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路は、上記説明した構成に限らず、周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路と、当該周波数可変回路のスイッチ素子のオン及びオフを制御する制御部と、を備えてもかまわない。このように構成された高周波フロントエンド回路によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域を切り替えることができる。
また、上記説明した周波数可変回路を有する高周波フィルタ回路は、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）用のフィルタであってもかまわない。
また、上記説明した直列腕回路は、共振回路に限らず、インダクタまたはキャパシタ等のインピーダンス素子であってもかまわない。
また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
１ アンテナ素子
２、２Ｌ 高周波フロントエンド回路
３ ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
４ 通信装置
１０、１０Ｄ、１０Ｅ 第１回路
２０、２０Ｄ、２０Ｅ 第２回路
２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ〜２２Ｈ フィルタ（高周波フィルタ回路）
２２Ｃ、２２Ｃ１、２２Ｃ２、２２１Ｃ１、２２１Ｃ２、２２２Ｃ１、２２２Ｃ２、２２３Ｃ キャパシタ（インピーダンス素子）
２２Ｊ デュプレクサ
２２Ｌ インダクタ（インピーダンス素子）
２２ｍ 入出力端子（第１入出力端子）
２２ｎ 入出力端子（第２入出力端子）
２２ｐ１、２２ｐ２、２２１ｐ１、２２１ｐ２、２２２ｐ１、２２２ｐ２、２２３ｐ 並列腕共振子
２２ＳＷ、２２ＳＷ１、２２ＳＷ２、２２１ＳＷ１、２２１ＳＷ２、２２２ＳＷ１、２２２ＳＷ２、２２３ＳＷ スイッチ（スイッチ素子）
２２ｓ、２２１ｓ〜２２４ｓ 直列腕共振子
２２Ｔ、２２Ｔａ、２２Ｔｂ 周波数可変回路
２４、２４１、２４２ 送信増幅回路
２６、２６１、２６２ 受信増幅回路
１０１ 圧電性を有する基板
１０３、１０４ 保護層
１１０ アンテナ共通端子
１２０、Ｒｘ、Ｒｘ１、Ｒｘ２ 受信端子
１２０Ａ、１２０Ｄ〜１２０Ｆ、１２０Ｚ、１２１Ｇ〜１２３Ｇ 並列腕回路
１２１ ＩＤＴ電極
１２１ａ、１２１ｂ 櫛形電極
１２１ｆ 電極指
１２２ Ｋｓａｗ調整膜
１３０、Ｔｘ、Ｔｘ１、Ｔｘ２ 送信端子
２１０ スイッチ群
２１１、２１２、２１３、２１４、２１５ 金属膜
２２０ フィルタ群
２３１、２３２ 送信側スイッチ（スイッチ回路）
２５１〜２５３ 受信側スイッチ（スイッチ回路）
２５０ 縦結合共振器
ＡＮＴ アンテナ端子
ｒｅｓｏ 弾性表面波共振子
ｒｅｓｏ１、ｒｅｓｏ２ 共振子

Claims (20)

  1. 第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
    前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドに接続された並列腕回路と、
    を備え、
    前記並列腕回路は、
    第１並列腕共振子を有する第１回路と、
    前記第１回路に並列接続され、かつ、第２並列腕共振子を有する、第２回路と、
    を有し、
    前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも一方の回路は、さらに、
    前記一方の回路における前記第１並列腕共振子または前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及びスイッチ素子を有する周波数可変回路を有し、
    前記第２並列腕共振子は、
    前記第１並列腕共振子の共振周波数と異なる共振周波数と、
    前記第１並列腕共振子の反共振周波数と異なる反共振周波数と、
    を有し、
    前記直列腕回路は、直列腕共振子を備え、
    前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕回路の共振周波数よりも低く、
    前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕回路の共振周波数よりも高く、
    前記並列腕回路は、前記第１並列腕共振子の共振周波数に対応した低周波数側の共振周波数、前記第２並列腕共振子の共振周波数に対応した高周波数側の共振周波数、前記第１並列腕共振子の反共振周波数に対応した低周波数側の反共振周波数、および前記第２並列腕共振子の反共振周波数に対応した高周波数側の反共振周波数を有し、
    前記並列腕回路の前記低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が規定され、前記並列腕回路の前記高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が規定され、前記並列腕回路の前記低周波数側の反共振周波数と前記直列腕回路の共振周波数によって通過帯域が規定される、
    高周波フィルタ回路。
  2. 前記周波数可変回路は、前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路における前記低周波数側の共振周波数および前記高周波数側の共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、前記低周波数側の反共振周波数および前記高周波数側の反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる、
    請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
  3. 前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
    前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
    前記第１回路は前記周波数可変回路を有さず、前記第２回路は前記周波数可変回路を有し、
    前記第２回路の前記周波数可変回路は、前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路が有する前記高周波数側の共振周波数と、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる、
    請求項１または２に記載の高周波フィルタ回路。
  4. 前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
    前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
    前記第１回路は前記周波数可変回路を有し、前記第２回路は前記周波数可変回路を有さず、
    前記第１回路の前記周波数可変回路は、前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の共振周波数と、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる、
    請求項１または２に記載の高周波フィルタ回路。
  5. 前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
    前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
    前記第１回路及び前記第２回路の各々が、前記周波数可変回路を有し、
    前記第１回路の前記周波数可変回路は、当該周波数可変回路が有する前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の共振周波数と、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせ、
    前記第２回路の前記周波数可変回路は、当該周波数可変回路が有する前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路が有する前記高周波数側の共振周波数と、前記並列腕回路が有する前記低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる、
    請求項１または２に記載の高周波フィルタ回路。
  6. 前記第１回路が有する前記周波数可変回路の前記スイッチ素子、及び、前記第２回路が有する前記周波数可変回路の前記スイッチ素子は、共に導通、または、共に非導通となるように切り替えられ、
    前記第１回路が有する前記周波数可変回路及び前記第２回路が有する前記周波数可変回路は、各々の前記スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、前記並列腕回路における前記低周波数側の共振周波数、前記高周波数側の共振周波数、前記低周波数側の反共振周波数、および前記高周波数側の反共振周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる、
    請求項５に記載の高周波フィルタ回路。
  7. 前記インピーダンス素子は、キャパシタである、
    請求項１〜６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  8. 少なくとも２つの前記並列腕回路と、
    少なくとも１つの前記直列腕回路と、
    で構成されるラダー型のフィルタ構造を有する、
    請求項１〜７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  9. 共振子について、反共振周波数と共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を比帯域幅と定義した場合に、
    前記直列腕共振子の比帯域幅は、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅より狭い、
    請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
  10. 前記高周波フィルタ回路は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する複数の弾性表面波共振子によって構成され、
    前記複数の弾性表面波共振子のうち少なくとも１つの前記直列腕共振子には、前記ＩＤＴ電極と前記基板との間に、前記比帯域幅を調整する第１調整膜が形成されている、
    請求項９に記載の高周波フィルタ回路。
  11. 前記高周波フィルタ回路は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する複数の弾性表面波共振子によって構成され、
    前記複数の弾性表面波共振子のうち少なくとも１つの前記直列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記比帯域幅を調整する第２調整膜によって覆われている、
    請求項９に記載の高周波フィルタ回路。
  12. 前記直列腕回路は、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に配置された縦結合共振器を備える、
    請求項１〜８のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  13. 前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のそれぞれは、弾性波共振子であり、
    前記弾性波共振子は、弾性表面波共振子、または、バルク弾性波共振子である、
    請求項１〜９及び１２のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  14. 前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
    請求項１〜１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  15. 前記インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタである、
    請求項１〜１４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  16. 請求項１〜１５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路を備える、
    マルチプレクサ。
  17. 前記複数の高周波フィルタ回路は、前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を含み、
    前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路は、弾性波共振子で構成されており、
    共振子について、反共振周波数と共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を比帯域幅と定義した場合に、
    前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも１つの並列腕共振子の比帯域幅は、前記周波数可変回路を有さない高周波フィルタ回路を構成する前記弾性波共振子の比帯域幅より広い、
    請求項１６に記載のマルチプレクサ。
  18. 請求項１〜１５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路と、
    前記複数の高周波フィルタ回路の前段または後段に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える、
    高周波フロントエンド回路。
  19. 請求項１〜１５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路と、
    前記スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部と、を備える、
    高周波フロントエンド回路。
  20. アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１８または１９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    通信装置。
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