JP6669262B2 - 弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、共振子を有する弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

従来、ラダー型フィルタ等の弾性波フィルタ装置として、直列腕（直列腕共振回路）とグランドとを結ぶ１つの並列腕（並列腕共振回路）について、第１の並列腕共振子、及び、互いに直列接続された状態で当該第１の並列腕共振子に並列接続された複数の第２の並列腕共振子を設ける構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。この弾性波フィルタ装置では、複数の第２の並列腕共振子の共振周波数が直列腕共振子の反共振周波数よりも高く、かつ、当該複数の第２の並列腕共振子のうち少なくとも１つの第２の並列腕共振子の反共振周波数が他の第２の並列腕共振子の反共振周波数と異なる。これにより、この弾性波フィルタ装置は、阻止域（減衰帯域）内の特定の周波数帯域において減衰量が大きい減衰域の幅を広げることができる。

特開２０１４−６８１２３号公報

ここで、近年のマルチバンド化等への対応に伴い、移動体通信機のフロントエンド部に配置されるフィルタには、低ロス化及び高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）が求められている。つまり、フィルタ特性について、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性（いわゆる「通過帯域端のキレ」）の向上が求められている。

しかしながら、上記従来の弾性波フィルタ装置では、フィルタ特性が共振子のＱによって制約されるため、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることが難しかった。ここで、通過帯域高域側のキレの改善を図るとは、具体的には、通過帯域の両側において通過帯域から減衰帯域にかけて形成される２つの減衰スロープのうち高域側の減衰スロープの急峻性を向上させることをいう。

そこで、本発明は、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振回路と、前記経路上の同一ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と、を有し、前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第１並列腕共振子における共振周波数よりも高く、前記第２並列腕共振子における反共振周波数は、前記第１並列腕共振子における反共振周波数よりも高く、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子からなり、前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、複数の電極指の対数に対する複数の電極指の交叉幅の比である縦横比が小さい。

本願発明者は鋭意検討の結果、次のことを見出した。すなわち、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極の縦横比が小さいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極の縦横比が大きいほど反共振周波数のＱが高くなる。また、フィルタ特性については、第２並列腕共振子の共振周波数のＱが高く、第１並列腕共振子の反共振周波数のＱが高いほど、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレを改善することができる。したがって、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比を、第１並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比より小さくすることにより、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記交叉幅が小さいことにより前記縦横比が小さいことにしてもよい。

共振子では、交叉幅が小さいほど、電極指抵抗が小さくなる。つまり、交叉幅を小さくすることにより、共振子において共振周波数のＱを劣化させる要因である直列抵抗を小さくすることができる。したがって、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の交叉幅を小さくすることにより、通過帯域内のさらなる低ロス化及び通過帯域高域側のキレのさらなる改善を図ることができる。

また、前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記対数が多いことにより前記縦横比が小さいことにしてもよい。

本願発明者は鋭意検討の結果、次のことを見出した。すなわち、共振子において、共振周波数より低域側の周波数帯域では、対数が小さくなるほど、グレーティングによる阻止域のサイドローブによるリップル（局所的な変動）が大きくなる。ここで、第２並列腕共振子の共振周波数より低域側の周波数帯域は、フィルタの通過帯域内に位置する。したがって、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の対数を多くすることにより、通過帯域内のリップルを抑制しつつ、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、前記直列腕共振回路は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子を有し、前記直列腕共振回路における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記縦横比が小さいことにしてもよい。

フィルタの通過帯域は、直列腕共振子の共振周波数と並列腕共振回路（本態様では第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の並列接続回路）の低域側の反共振周波数とで形成される。上述したように、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極の縦横比が小さいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極の縦横比が大きいほど反共振周波数のＱが高くなる。このため、直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比を小さくすることにより、通過帯域内のさらなる低ロス化を図ることができる。

また、前記直列腕共振回路における前記ＩＤＴ電極は、前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記縦横比が大きいことにしてもよい。

ＩＤＴ電極で構成される共振子（弾性表面波共振子）では、交叉幅を小さくし過ぎると、弾性表面波の回折による損失（回折損）の影響が大きくなる。直列腕共振子は、共振周波数が通過帯域を形成し、反共振周波数が通過帯域高域側の減衰極を形成する。このため、フィルタ特性の観点から、直列腕共振子の交叉幅を小さくすることには限界がある。一方、第２並列腕共振子は、共振周波数が通過帯域高域側の減衰極を形成するものの、反共振周波数はフィルタ特性の形成にはあまり寄与しない。また、回折損は、共振周波数より高域側で発生するため、共振特性には大きな影響を及ぼしにくい。このため、フィルタ特性の観点から、第２並列腕共振子の交叉幅を小さくすることには特に問題がない。

したがって、直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比を、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比よりも大きくすることにより、直列腕共振子の交差幅を小さくし過ぎることによる回折損の影響を抑制できる。このため、回折損によるフィルタ特性の劣化を抑制しつつ、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列接続されたインピーダンス回路を有し、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも一方は、前記インピーダンス回路と直列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通に応じて第１特性と第２特性とを切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。

また、前記第２並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、前記第１並列腕共振子は、前記第２並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域高域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。

また、前記第１並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。

また、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とは並列接続されており、前記インピーダンス回路は、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域両側の極（減衰極）の周波数を共に切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。

また、さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列接続されたインピーダンス回路を２つ有し、前記第１並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち一方のインピーダンス回路と直列接続され、前記第２並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち他方のインピーダンス回路と直列接続され、前記第１並列腕共振子と前記一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、前記第２並列腕共振子と前記他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。このため、このようなチューナブルフィルタは、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数を切り替えることができる。

また、さらに、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチ素子を有し、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の他方の並列腕共振子は、前記一方の並列腕共振子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路に対して直列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域側の減衰極の数を切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。

また、前記第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子におけるＩＤＴ電極よりも、複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比が大きいことにしてもよい。

本願発明者は鋭意検討の結果、次のことを見出した。すなわち、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極のデューティ比が大きいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極のデューティ比が小さいほど反共振周波数のＱが高くなる。また、フィルタ特性については、第２並列腕共振子の共振周波数のＱが高く、第１並列腕共振子の反共振周波数のＱが高いほど、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレを改善することができる。したがって、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極のデューティ比を、第１並列腕共振子におけるＩＤＴ電極のデューティ比より大きくすることにより、通過帯域内のさらなる低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、前記直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子からなる直列腕共振子であり、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子と共にラダー型のフィルタ構造を構成することにしてもよい。

これにより、ラダー型のバンドパスフィルタを構成でき、急峻性の高い通過特性を実現できる。

また、前記直列腕共振回路は、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子であることにしてもよい。

これにより、減衰強化等を要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの弾性波フィルタ装置と、前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える。

これにより、低ロス化と高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）との両立を図ることができる。

また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

本発明に係る弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置によれば、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタの電極構造を模式的に表す平面図である。 図２は、実施の形態１における共振子の構造を模式的に表す図の一例である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図４は、典型例１の共振子において、縦横比を振った場合のインピーダンス特性を表すグラフである。 図５は、典型例１の共振子において、縦横比に対する共振周波数及び反共振周波数のインピーダンス値を表すグラフである。 図６は、典型例２の共振子において、対数を振った場合の特性を示すグラフである。 図７は、実施例及び比較例のフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図８Ａは、実施の形態１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。 図８Ｂは、実施の形態１の変形例に係るフィルタの電極構造を模式的に表す平面図である。 図９は、実施の形態１の変形例に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図１０Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの回路構成図である。 図１０Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１１Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの回路構成図である。 図１１Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１２Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの回路構成図である。 図１２Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１３Ａは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの回路構成図である。 図１３Ｂは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１４Ａは、実施の形態２の適用例５におけるフィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態２の適用例５におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１５は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。 図１６は、実施の形態３の変形例に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。 図１７は、その他の実施の形態に係るフィルタの電極構造を模式的に表す平面図である。

以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。

また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。

（実施の形態１）
［１．フィルタの回路構成］
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。

フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号をフィルタリングするバンドパスフィルタである。このフィルタ１０は、弾性波共振子を用いて高周波信号をフィルタリングする弾性波フィルタ装置である。

同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１及びｐ２と、を備える。

直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられた直列腕共振回路である。なお、当該経路には、直列腕共振子ｓ１に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕共振回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割または並列分割された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕共振回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）とに接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。

並列腕共振子ｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）とに接続されている第２並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ２は、上記経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。

これら並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、上記経路上の同一ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は並列接続されて、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。ここで、「同一ノード」とは、伝送線路上の１点だけでなく、共振子またはインピーダンス素子を介さずに位置する伝送線路上の異なる２点も含まれる。なお、本実施の形態では、ノードｘ１は、直列腕共振子ｓ１の入出力端子１１ｎ側であるが、直列腕共振子ｓ１の入出力端子１１ｍ側であってもかまわない。

また、これら並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該並列腕共振回路は、上記経路とグランドとを結ぶ１つの経路に設けられている。よって、直列腕共振回路（本実施の形態では直列腕共振子ｓ１）は、並列腕共振回路（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１及びｐ２）と共にラダー型のフィルタ構造（本実施の形態では１段のラダー型のフィルタ構造）を構成する。

つまり、並列腕共振子ｐ１及びｐ２によって構成される並列腕共振回路は、直列腕共振子ｓ１とともにフィルタ１０の通過帯域を形成する。

［２．構造］
［２−１．電極構造］
次に、フィルタ１０の構造について、説明する。

図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０の電極構造を模式的に表す平面図である。

同図に示すように、フィルタ１０を構成する各共振子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２）は、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻性の向上された通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、及び、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。

各共振子は、弾性波を励振するＩＤＴ電極と、当該ＩＤＴ電極を弾性波伝搬方向の両側から挟み込むように配置された１対の反射器と、を有する。

具体的には、直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極１１１及び１対の反射器１１２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１は、ＩＤＴ電極１２１及び１対の反射器１２２によって構成されている。並列腕共振子ｐ２は、ＩＤＴ電極１３１及び１対の反射器１３２によって構成されている。

ここで、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）における共振周波数（後述する共振点の周波数）は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）における共振周波数よりも高い。また、並列腕共振子ｐ２における反共振周波数（後述する反共振点の周波数）は、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数よりも高い。

また、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１は、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１よりも、複数の電極指の対数Ｎに対する複数の電極指の交叉幅Ｌの比である縦横比Ｌ／Ｎが小さい。さらに、本実施の形態では、直列腕共振子ｓ１（直列腕共振回路）におけるＩＤＴ電極１１１は、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１よりも縦横比Ｌ／Ｎが小さく、かつ、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１よりも縦横比Ｌ／Ｎが大きい。

つまり、ＩＤＴ電極１１１、１２１、１３１について、交叉幅Ｌをこの順にＬ_ｓ１、Ｌ_ｐ１、Ｌ_ｐ２とし、対数Ｎをこの順にＮ_ｓ１、Ｎ_ｐ１、Ｎ_ｐ２とすると、本実施の形態では、縦横比Ｌ／ＮはＬ_ｐ１／Ｎ_ｐ１＞Ｌ_ｓ１／Ｎ_ｓ１＞Ｌ_ｐ２／Ｎ_ｐ２を満たす。

なお、図１Ｂでは、各共振子のＩＤＴ電極（ＩＤＴ電極１１１、ＩＤＴ電極１２１及びＩＤＴ電極１３１）の対数が等しく示されているが、実際の設計ではこれらの対数が等しくなることは稀である。つまり、各共振子のＩＤＴ電極の対数及び交差幅等の設計パラメータは、各共振子に要求される仕様に応じて適宜決定され得る。

［２−２．共振子構造］
以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、任意の共振子に着目してより詳細に説明する。なお、他の共振子については、当該任意の共振子と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。

図２は、本実施の形態における共振子の構造を模式的に表す図の一例であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。なお、図２に示された共振子は、フィルタ１０を構成する各共振子の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示すＩＤＴ電極の電極指の本数や長さに限定されない。なお、同図では、共振子を構成する反射器については図示を省略している。

同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、共振子は、ＩＤＴ電極１０１と、当該ＩＤＴ電極１０１が形成された圧電基板１０２と、当該ＩＤＴ電極１０１を覆う保護層１０３と、を備える。以下、これらの構成要素について、詳細に説明する。

図２の（ａ）に示すように、圧電基板１０２の上には、ＩＤＴ電極１０１を構成する互いに対向する一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂが形成されている。櫛歯電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、櫛歯電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。

なお、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂは、それぞれが単体でＩＤＴ電極と称される場合もある。ただし、以下では、便宜上、一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂによって１つのＩＤＴ電極１０１が構成されているものとして説明する。

また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１０１は、図２の（ｂ）に示すように、密着層１０１ｇと主電極層１０１ｈとの積層構造となっている。

密着層１０１ｇは、圧電基板１０２と主電極層１０１ｈとの密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１ｇの膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

主電極層１０１ｈは、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０１ｈの膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

圧電基板１０２は、ＩＤＴ電極１０１が形成された基板であり、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなる。

保護層１０３は、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０１ｈを外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

このように構成された共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」を有する。

なお、フィルタ１０が有する各共振子の構造は、図２に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、密着層１０１ｇ、主電極層１０１ｈ及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ電極１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。

以上のように構成された共振子（弾性波共振子）では、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ、すなわち櫛歯電極１０１ａ及び櫛歯電極１０１ｂの設計パラメータについて説明する。

上記弾性波の波長は、図２に示す櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａまたは１１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極ピッチ（電極周期）とは、当該繰り返し周期λの１／２であり、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１０１の交叉幅Ｌとは、図２の（ａ）に示すように、櫛歯電極１０１ａの電極指１１０ａと櫛歯電極１０１ｂの電極指１１０ｂとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（以下、デューティ比）は、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、対数とは、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂのうち、対をなす電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの数であり、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。すなわち、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂの一方の１つの電極指の先端部分と当該先端部分に対向する他方のバスバー電極とで挟まれる領域の数が０．５対に相当する。また、ＩＤＴ電極１０１の膜厚とは、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂの厚みｈである。

［３．フィルタ特性］
次に、本実施の形態に係るフィルタ１０のフィルタ特性について、説明する。

なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子で構成される回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

図３は、実施の形態１に係るフィルタ１０の特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１それぞれのインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス特性（合成特性）ならびに直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、フィルタ１０のフィルタ特性を表すグラフである。

まず、同図の（ａ）を用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。

同図に示すように、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１についてこの順に、共振周波数をｆｒｐ１、ｆｒｐ２、ｆｒｓ１とし、反共振周波数をｆａｐ１、ｆａｐ２、ｆａｓ１とすると、本実施の形態ではｆｒｐ１＜ｆｒｓ１＜ｆｒｐ２かつｆａｐ１＜ｆａｓ１＜ｆａｐ２を満たす。

次に、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の合成特性（すなわち、並列腕共振回路のインピーダンス特性）について、説明する。

同図の（ｂ）に示すように、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（ｐ１＋ｐ２）の合成特性」）は、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２、及び、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１において、極小となる。また、当該合成特性は、２つの共振周波数ｆｒｐ２及びｆｒｐ１の間の周波数、及び、２つの反共振周波数ｆａｐ２及びｆａｐ１の間の周波数において、極大となる。

ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振回路の２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１とを近接させて、通過帯域を構成する。

これにより、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域低域側には、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を減衰極とする減衰帯域が形成される。また、通過帯域高域側には並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２及び直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ１を減衰極とする減衰帯域が形成される。

ここで、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の合成インピーダンス特性の低域側の反共振周波数（図３中のＦａ１）と高域側の共振周波数（図３中のＦｒ２）とは、フィルタ１０の通過帯域高域側の減衰スロープを規定する。つまり、通過帯域高域側の減衰スロープのキレは、上記の合成インピーダンス特性における低域側の反共振周波数（図３中のＦａ１）と高域側の共振周波数（図３中のＦｒ２）との間のスロープのキレに影響される。このため、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（図３中のＦａｐ１）のＱ、及び、並列腕共振子ｐ２の共振周波数（図３中のＦｒｐ２）のＱが、通過帯域高域側のキレに影響を及ぼす。具体的には、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱが高いほど、並列腕共振回路（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１及びｐ２の並列接続回路）の合成インピーダンス特性において、低域側の反共振周波数（図３中のＦａ１）のＱが高くなる。一方、並列腕共振子ｐ２の共振周波数のＱが高いほど、並列腕の回路の合成インピーダンス特性において、高域側の共振周波数（図３中のＦｒ２）のＱが高くなる。このため、当該合成インピーダンス特性において、低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数との間（図３中のＦａ１とＦｒ２との間）のスロープのキレが改善されることにより、上記フィルタ特性について、通過帯域高域側のキレを改善することができる。言い換えると、並列腕共振子ｐ２の共振周波数のＱが高いほど通過帯域高域側の減衰極（図３中のＰｏｌｅＨ）のＱが高くなり（すなわち減衰極が深くなり）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱが高いほど通過帯域内（図３中のＰＢ）のロスが抑制される。このため、通過帯域高域側のキレを改善することができる。

また、並列腕共振回路の合成インピーダンス特性は、低域側の反共振周波数近傍では、並列腕共振子ｐ１の特性に並列腕共振子ｐ２の容量成分が合成された特性となる。このため、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱを高くすることに加え、並列腕共振子ｐ２の容量成分のＱを高くする、つまり並列腕共振子ｐ２の直列抵抗を小さくすることにより、フィルタ１０の通過帯域内のロスを抑制することができる。

本実施の形態に係るフィルタ１０では、上述したように、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１に比べ、縦横比が小さいＩＤＴ電極１３１によって構成されている。これにより、フィルタ１０は、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。以下、このような効果が奏される理由について、本発明に至った経緯も含めて説明する。

［４．フィルタ特性の改善メカニズム］
一般的に、弾性波フィルタ装置では、当該弾性波フィルタ装置を構成する共振子のＱによってフィルタ特性が制約されてしまうため、フィルタ特性の改善を図ることが難しい。これに対し、本願発明者は、共振子におけるＩＤＴ電極（すなわち共振子を構成するＩＤＴ電極）の縦横比に依存して当該共振子の共振周波数及び反共振周波数のＱが変わることを利用して、フィルタ特性を改善できることを見出した。このことに関し、以下、具体的な典型例に基づき説明する。

なお、以下の典型例１は、本実施の形態と周波数帯域が異なるものの、ＩＤＴ電極の縦横比に依存して共振周波数及び反共振周波数のＱが変化する傾向については、本実施の形態の周波数帯域でも同様である。また、以下の典型例１では、共振子のインピーダンスを一定（つまり静電容量を一定）にした状態で対数を振っているため、対数に依存して交叉幅も調整されている。

図４は、典型例１の共振子において、縦横比を振った場合のインピーダンス特性を表すグラフである。同図において、（ａ）は全体的なインピーダンス特性を表し、（ｂ）は（ａ）の共振周波数付近のインピーダンス特性を拡大して表すグラフであり、（ｃ）は（ａ）の反共振周波数付近のインピーダンス特性を拡大して表すグラフである。具体的には、同図には、凡例に示したように、縦横比（交叉幅／対数）を０．０９６、０．１１２、０．１６２、０．２５２、０．４４９（単位は全て［μｍ／対］）とした場合のインピーダンス特性が示されている。

表１に、このときの共振子の設計パラメータの詳細を示す。なお、表中のＺｍｉｎ．は共振周波数のインピーダンス値、すなわちインピーダンスの極小値である。また、表中のＺｍａｘ．は反共振周波数のインピーダンス値、すなわちインピーダンスの極大値である。また、表中への記載は省略しているが、全ての典型例について膜厚ｈは同じである。

図５は、典型例１の共振子において、縦横比に対する、共振周波数のインピーダンス値Ｚｍｉｎ．及び反共振周波数のインピーダンス値Ｚｍａｘ．を表すグラフである。

同図に示すように、縦横比が大きくなるほどＺｍｉｎ．及びＺｍａｘ．がいずれも大きくなることがわかる。つまり、共振周波数については、縦横比が小さくなるほどＱが高くなり、一方、反共振周波数については、縦横比が大きくなるほどＱが高くなることがわかる。

したがって、フィルタ１０について、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１の縦横比を小さくし、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１の縦横比を大きくすることにより、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、本願発明者は、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１について、対数を多くすることによって、通過帯域内のリップルを抑制できることを見出した。つまり、縦横比は交叉幅と対数との２つの因子によって決定されるが、本願発明者は、並列腕共振子ｐ２については、当該２つの因子のうち対数をより多くすることで縦横比をより小さくすることが好ましいことに気付いた。このことに関し、以下、具体的な典型例に基づき説明する。なお、以下の典型例２は、本実施の形態と周波数帯域が異なるものの、対数に依存してリップルが変化する傾向については、本実施の形態の周波数帯域でも同様である。また、以下の典型例２では、上記の典型例１と同様に、共振子のインピーダンスを一定（つまり静電容量を一定）にした状態で対数を振っているため、対数に依存して交叉幅も調整されている。

図６は、典型例２の共振子において、対数を振った場合の特性を表すグラフである。同図において、（ａ）はインピーダンス特性を表すグラフであり、（ｂ）は位相特性を表すグラフであり、（ｃ−１）は反射特性を示すインピーダンススミスチャートであり、（ｃ−２）は反射特性（リターンロス：反射損失）を表すグラフである。具体的には、同図には、凡例に示したように、縦横比（交叉幅／対数）を０．６５、０．３２、０．１９、０．１３、０．０８、０．０５（単位は全て［μｍ／対］）とした場合のインピーダンス特性が示されている。

表２に、このときの共振子の設計パラメータの詳細を示す。なお、表中への記載は省略しているが、全ての典型例についてＩＤＴ波長λ及び膜厚ｈは同じである。

図６の（ａ）及び（ｂ）に示すように、共振周波数より低域側の周波数帯域では、対数が小さくなるほど、グレーティングによる阻止域のサイドローブによるリップル（局所的な変動）が大きくなる。このことは、図６の（ｃ−１）及び（ｃ−２）に示すように、当該周波数帯域において、対数が小さくなるほど反射係数のリップルが大きくなることによる。

並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低域側の周波数帯域は、図３に示すように、フィルタ１０の通過帯域内に位置する。したがって、フィルタ１０の通過帯域内のリップルを抑制する観点からは、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１の対数を多くすることにより縦横比を小さくすることが好ましい。

このように、本願発明者は、鋭意検討の結果、対数を多くすることにより当該リップルを抑制できることを見出した。

つまり、通過帯域内のリップルを抑制するためには、ＩＤＴ電極１３１の対数はＩＤＴ電極１２１の対数より多いことが好ましい。言い換えると、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１に比べ、対数が多いことにより縦横比が小さいＩＤＴ電極１３１によって構成されていることが好ましい。このような構成によれば、通過帯域内のリップルを抑制しつつ、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

上記リップルは、特に、ＩＤＴ電極に対して弾性波の伝搬方向に反射器が設けられている場合に顕著である。つまり、当該反射器を有する共振子を並列腕共振子ｐ２として用いた場合、弾性波を反射させて閉じ込めることにより弾性波の漏れを抑制して高Ｑ化を図ることができるものの、グレーティングによる阻止域のサイドローブによるリップルを発生させる要因となり得る。ここで、「グレーティング」とは、反射器を構成する複数の電極指による周期的な繰り返し構造を言う。そこで、反射器を有する並列腕共振子ｐ２についてＩＤＴ電極の対数を多くすることにより、通過帯域内のリップルを抑制しつつ、さらなる低ロス化を図ることができる。

［５．効果等］
次に、本実施の形態に係るフィルタ１０によって奏される効果について、実施例を用いて比較例と対比しながら説明する。

実施例のフィルタは、上述した実施の形態に係るフィルタ１０の構成を有する。一方、比較例のフィルタは、実施例のフィルタとほぼ同様の構成を有するものの、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが同一の縦横比（交叉幅／対数）のＩＤＴ電極によって構成されている点が異なる。

表３に、実施例及び比較例のフィルタの設計パラメータ（縦横比）を示す。

この表に示すように、実施例の直列腕共振子ｓ１は、比較例の直列腕共振子ｓ１に比べて、縦横比が同一のＩＤＴ電極によって構成されている。

実施例の並列腕共振子ｐ１は、比較例の並列腕共振子ｐ１に比べて、縦横比が大きいＩＤＴ電極によって構成されている。つまり、実施例において、並列腕共振子ｐ１は、並列腕共振子ｐ２よりも縦横比が大きいＩＤＴ電極によって構成されている。また、実施例において、並列腕共振子ｐ１は、直列腕共振子ｓ１よりも縦横比が大きいＩＤＴ電極によって構成されている。

実施例の並列腕共振子ｐ２は、比較例の並列腕共振子ｐ２に比べて、縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されている。つまり、実施例において、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１よりも縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されている。また、実施例において、並列腕共振子ｐ２は、直列腕共振子ｓ１よりも縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されている。

図７は、実施例及び比較例のフィルタのフィルタ特性を示すグラフである。

同図に示すフィルタ特性について、通過帯域（図中のＰＢ部分）に着目すると、実施例では、比較例に比べて通過帯域内のロスが抑制されていることが分かる。つまり、実施例では、比較例に比べて通過帯域内の低ロス化が図られている。

また、同図に示すフィルタ特性について、通過帯域高域側の減衰スロープに着目すると、実施例では、比較例に比べて、当該減衰スロープの急峻性が向上されていることが分かる。つまり、実施例では、比較例に比べて通過帯域高域側のキレが改善されている。

以上説明したように、本実施の形態に係るフィルタ１０（弾性波フィルタ装置）によれば、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）に比べ、弾性波を励振する周波数が高く、かつ、縦横比が小さいＩＤＴ電極１３１によって構成されている。ここで、本願発明者は鋭意検討の結果、次のことを見出した。すなわち、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極の縦横比が小さいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極の縦横比が大きいほど反共振周波数のＱが高くなる。また、フィルタ特性については、並列腕共振子ｐ２の共振周波数のＱが高く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱが高いほど、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレを改善することができる。したがって、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１の縦横比を、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１の縦横比より小さくすることにより、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１に比べ、縦横比が小さいＩＤＴ電極１３１によって構成されている。

ここで、共振子では、交叉幅Ｌ（図２参照）が小さいほど、電極指抵抗が小さくなる。つまり、交叉幅を小さくすることにより、共振子において共振周波数のＱを劣化させる要因である直列抵抗を小さくすることができる。したがって、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１の交叉幅Ｌ_ｐ２を小さく、すなわち縦横比を小さくすることにより、通過帯域内のさらなる低ロス化及び通過帯域高域側のキレのさらなる改善を図ることができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、直列腕共振子ｓ１は、並列腕共振子ｐ１に比べ、縦横比が小さいＩＤＴ電極１１１によって構成されている。

ここで、フィルタ１０の通過帯域は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と並列腕共振回路（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１及びｐ２の並列接続回路）の低域側の反共振周波数とで形成される。上述したように、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極の縦横比が小さいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極の縦横比が大きいほど反共振周波数のＱが高くなる。このため、直列腕共振子ｓ１におけるＩＤＴ電極１１１の縦横比を小さくすることにより、通過帯域内のさらなる低ロス化を図ることができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、直列腕共振子ｓ１は、並列腕共振子ｐ２に比べ、縦横比が大きいＩＤＴ電極１１１によって構成されている。

ＩＤＴ電極で構成される共振子（弾性表面波共振子）では、交叉幅Ｌを小さくし過ぎると、弾性表面波の回折による損失（回折損）の影響が大きくなる。直列腕共振子ｓ１は、共振周波数が通過帯域を形成し、反共振周波数が通過帯域高域側の減衰極を形成する。このため、フィルタ特性の観点から、直列腕共振子ｓ１の交叉幅Ｌ_ｓ１を小さくすることには限界がある。一方、並列腕共振子ｐ２は、共振周波数が通過帯域高域側の減衰極を形成するものの、反共振周波数はフィルタ特性の形成にはあまり寄与しない。また、回折損は、共振周波数より高域側で発生するため、共振特性には大きな影響を及ぼしにくい。このため、フィルタ特性の観点から、並列腕共振子ｐ２の交差幅Ｌ_ｐ２を小さくすることには特に問題がない。

したがって、直列腕共振子ｓ１におけるＩＤＴ電極１１１の縦横比を、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１の縦横比よりも大きくすることにより、直列腕共振子ｓ１の交差幅Ｌ_ｓ１が小さくなり過ぎることによる回折損の影響を抑制できる。このため、回折損によるフィルタ特性の劣化を抑制しつつ、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレの改善を図ることができる。

（実施の形態１の変形例）
上記実施の形態では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、互いに並列接続されて直列腕の同一ノードｘ１（ノード）に接続されているとした。しかし、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、互いに直列接続されて直列腕の同一ノードｘ１（ノード）に接続されていてもかまわない。そこで、実施の形態１の変形例に係るフィルタとして、このようなフィルタについて説明する。

図８Ａは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。図８Ｂは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ａの電極構造を模式的に表す平面図である。

これらの図に示すフィルタ１０Ａは、図１Ａ及び図１Ｂに示したフィルタ１０に比べて、並列腕共振子ｐ１及びｐ２が直列接続された状態で、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路の同一ノードｘ１とグランドとの間に接続されている点が異なる。本変形例では、並列腕共振子ｐ１は、一方の端子がノードｘ１に接続され、他方の端子が並列腕共振子ｐ２の一方の端子に接続されている。並列腕共振子ｐ２は、一方の端子が並列腕共振子ｐ１の上記他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。なお、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の接続順序はこれに限らず、上記接続順序と逆であってもかまわない。

図９は、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ａの特性を表すグラフである。

本変形例に係るフィルタ１０Ａの特性についても、上記実施の形態１に係るフィルタ１０の特性と同様に、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（図９中のＦａｐ１）のＱ、及び、並列腕共振子ｐ２の共振周波数（図９中のＦｒｐ２）のＱが、通過帯域高域側のキレに影響を及ぼす。なお、このことに関する具体的なメカニズムについては、上記実施の形態１と同様であるため、詳細な説明を省略する。

また、本変形例に係るフィルタ１０Ａについても、並列腕の回路の合成インピーダンス特性は、低域側の反共振周波数近傍において、並列腕共振子ｐ１の特性に並列腕共振子ｐ２の容量成分が合成された特性となる。このため、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱを高くすることに加え、並列腕共振子ｐ２の容量成分のＱを高くする、つまり並列腕共振子ｐ２の直列抵抗を小さくすることにより、フィルタ１０Ａの通過帯域内のロスを抑制することができる。

したがって、本変形例に係るフィルタ１０Ａであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。

（実施の形態２）
上記実施の形態１及びその変形例に係るフィルタ（弾性波フィルタ装置）の構成は、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタに適用することができる。そこで、実施の形態２に係るフィルタとして、このようなチューナブルフィルタについて適用例１〜５を用いて説明する。具体的には、適用例１〜４は、上記実施の形態１に係るフィルタ１０のチューナブルフィルタへの適用例であり、適用例５は、上記実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ａのチューナブルフィルタへの適用例である。

以下で説明する適用例１〜５のチューナブルフィルタはいずれも、並列腕共振子ｐ１または並列腕共振子ｐ２に直列接続あるいは並列接続されたスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子の導通（オン）及び非導通（オフ）に応じて通過帯域が切り替えられる。ここで、スイッチ素子は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがってオン及びオフする。

［適用例１］
図１０Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０Ａは、図１Ａに示したフィルタ１０に比べて、さらに、並列腕共振子ｐ１及びｐ２（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子）の少なくとも一方（本適用例では並列腕共振子ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷを有する。これにより、フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷの導通及び非導通に応じて第１通過帯域と第２通過帯域とを切り替えることができる。具体的には、本適用例では、当該互いに並列接続された一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷは、並列腕共振子ｐ１及びｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されている。

言い換えると、フィルタ２０Ａは、フィルタ１０に比べて、さらに、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路を有する。また、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の少なくとも一方は、当該インピーダンス回路と直列接続されている。具体的には、本適用例では、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）が当該インピーダンス回路と直列接続されており、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ２と当該インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている。

つまり、本適用例では、キャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路が、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ２に直列接続され、具体的には、グランドと並列腕共振子ｐ２との間で直列接続されている。なお、キャパシタＣ及びスイッチＳＷは、ノードｘ１と並列腕共振子ｐ２との間に接続されていてもよい。

キャパシタＣは、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ２０Ａの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタＣの定数に依存し、例えばキャパシタＣの定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣの定数は、フィルタ２０Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣは、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｕｎａｂｌｅ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

スイッチＳＷは、一方の端子が並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣとの接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｓｉｎｇｌｅ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷは、制御部（図示せず）からの制御信号によって導通（オン）及び非導通（オフ）が切り替えられることにより、当該接続ノードとグランドとを導通または非導通とする。

例えば、スイッチＳＷは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチＳＷを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、フィルタ２０Ａを小型化することができる。

これら並列腕共振子ｐ１及びｐ２とキャパシタＣとスイッチＳＷとは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該並列腕共振回路は、上記経路とグランドとを結ぶ１つの経路に設けられている。よって、フィルタ２０Ａは、直列腕共振子ｓ１と当該並列腕共振回路とで構成された１段のラダー型のフィルタ構造を有している。

この並列腕共振回路は、スイッチＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えに応じて、共振周波数及び反共振周波数が、共に低域側または共に高域側に切り替えられる。このことについては、フィルタ２０Ａの特性と併せて後述する。

図１０Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、共振子単体（並列腕共振子ｐ１及びｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１それぞれ）のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合における並列腕共振回路（本適用例では並列腕共振子ｐ１及びｐ２ならびにキャパシタＣ及びスイッチＳＷで構成される回路）の合成インピーダンス特性（合成特性）を比較して表すグラフである。なお、同図には直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性も併せて図示されている。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

なお、各共振子（並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１）の単体のインピーダンス特性ならびにスイッチＳＷがオンの場合の特性については、上記実施の形態１の特性と同様である。このため、以下では、これらの事項について適宜簡略化して説明する。

つまり、スイッチＳＷがオンの場合には、フィルタ２０Ａは、並列腕共振回路の２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１によって通過帯域が規定され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２及び直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ１によって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

一方、スイッチＳＷがオフの場合には、並列腕共振回路のインピーダンス特性は、キャパシタＣの影響を受ける特性となる。つまり、この場合には、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）とキャパシタＣとの合成特性が並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。

本適用例では、スイッチＳＷがオフの場合には並列腕共振子ｐ２のみにキャパシタＣが付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わると、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側に切り替わる。

ここで、並列腕共振回路の低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、フィルタ２０Ａの通過帯域高域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ａの通過特性は、第１特性から通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を維持しつつ高域側にシフトした第２特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域高域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えることができる。

このようなフィルタ２０Ａであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、第１通過特性及び第２通過特性のそれぞれについて、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。つまり、フィルタ２０Ａは、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができるチューナブルフィルタを構成する。

なお、インピーダンス素子はキャパシタに限らず、例えばインダクタであってもかまわない。インピーダンス素子としてインダクタを用いた場合、上記の構成に比べて、スイッチＳＷのオン及びオフが切り替えられた場合の減衰スロープのシフト方向が異なる。具体的には、スイッチＳＷがオフの場合の第２通過特性は、スイッチＳＷがオンの場合の第１通過特性に比べて、減衰スロープが低域側にシフトすることになる。また、このとき、フィルタ２０Ａの通過帯域の周波数可変幅はインダクタの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの定数は、フィルタ２０Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、このとき、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

［適用例２］
図１１Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０Ｂは、図１０Ａに示したフィルタ２０Ａに比べて、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが、並列腕共振子ｐ１及びｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されている点が異なる。

言い換えると、フィルタ２０Ａでは、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路に対して並列腕共振子ｐ２が直列接続されていた。これに対し、フィルタ２０Ｂでは、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）が当該インピーダンス回路と直列接続されており、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ１と当該インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている。

図１１Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１０Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕共振回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

本適用例では、スイッチＳＷがオフの場合には並列腕共振子ｐ１のみにキャパシタＣが付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わると、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

ここで、並列腕共振回路の低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、フィルタ２０Ｂの通過帯域低域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｂの通過特性は、第１通過特性から通過帯域低域側の減衰スロープの急峻性を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ｂは、スイッチＳＷの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。

このようなフィルタ２０Ｂであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、第１通過特性及び第２通過特性のそれぞれについて、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。つまり、フィルタ２０Ｂは、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができるチューナブルフィルタを構成する。

［適用例３］
図１２Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０Ｃは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせる。具体的には、フィルタ２０Ｃは、図１１Ａに示したフィルタ２０Ｂが有する一対のキャパシタＣ（インピーダンス素子）及びスイッチＳＷに相当するキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１を備える。また、さらに、フィルタ２０Ｃは、図１０Ａに示したフィルタ２０Ａが有する一対のキャパシタＣ（インピーダンス素子）及びスイッチＳＷに相当するキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２を備える。

言い換えると、フィルタ２０Ａ及び２０Ｂでは、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路を１つ有した。これに対し、フィルタ２０Ｃでは、当該インピーダンス回路を２つ有する。また、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）は、２つのインピーダンス回路のうち一方のインピーダンス回路と直列接続されている。一方、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）は、２つのインピーダンス回路のうち他方のインピーダンス回路と直列接続されている。また、並列腕共振子ｐ１と一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、並列腕共振子ｐ２と他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されている。

図１２Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１０Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕共振回路（本適用例では並列腕共振子ｐ１、ｐ２、キャパシタＣ１、Ｃ２及びスイッチＳＷ１、ＳＷ２で構成される回路）の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンの場合またはオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

本適用例では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２共にオフ時には、並列腕共振子ｐ１にはキャパシタＣ１が付加され、並列腕共振子ｐ２にはキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンからオフに共に切り替わると、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｃの通過特性は、第１通過特性から通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープが急峻性を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ｃは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。このため、例えば、フィルタ２０Ｃは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数を切り替えることができる。

このようなフィルタ２０Ｃであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、第１通過特性及び第２通過特性のそれぞれについて、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。つまり、フィルタ２０Ｃは、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができるチューナブルフィルタを構成する。

なお、フィルタ２０Ｃにおいて、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフは、共に切り替えられなくてもよく、個別に切り替えられてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが共に切り替えられる場合、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ２０Ｃの構成の簡素化が図られる。

一方、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが個別に切り替えられる場合、フィルタ２０Ｃによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

具体的には、フィルタ２０Ａについて説明したように、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、フィルタ２０Ｂについて説明したように、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

したがって、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンまたはオフとした場合に他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

このように、キャパシタＣ１及びＣ２及びスイッチＳＷ１及びＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

［適用例４］
図１３Ａは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０Ｄは、図１０Ａに示したフィルタ２０Ａに比べて、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対し直列接続されている点が異なる。

言い換えると、フィルタ２０Ｄでは、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）と並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）とは並列接続されている。また、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されている。

図１３Ｂは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１０Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕共振回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

本適用例では、スイッチＳＷがオフの場合には並列接続された並列腕共振子ｐ１及びｐ２に対してキャパシタＣが付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わると、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの反共振周波数はいずれもシフトせずに、２つの共振周波数の双方が共に高域側にシフトする。

したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｄの通過特性は、第１通過特性から通過帯域両側の極（減衰極）が共に高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。

このようなフィルタ２０Ｄであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、第１通過特性及び第２通過特性のそれぞれについて、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。つまり、フィルタ２０Ｄは、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができるチューナブルフィルタを構成する。

［適用例５］
図１４Ａは、実施の形態２の適用例５におけるフィルタ２０Ｅの回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０Ｅは、図８Ａに示したフィルタ１０Ａに比べて、さらに、並列腕共振子ｐ１及びｐ２（第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子）の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチＳＷを有する。また、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の他方の並列腕共振子は、当該一方の並列腕共振子とスイッチＳＷとが並列接続された回路に対して直列接続されている。

本適用例では、スイッチＳＷは、並列腕共振子ｐ２に並列接続されている。なお、フィルタ２０Ｅへの要求仕様により、並列腕共振子ｐ２の回折損による影響が許容される場合等には、スイッチＳＷは、並列腕共振子ｐ１に並列接続されていてもかまわない。

図１４Ｂは、実施の形態２の適用例５におけるフィルタ２０Ｅの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１０Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕共振回路（本適用例では並列腕共振子ｐ１、ｐ２及びスイッチＳＷで構成される回路）の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

本適用例では、スイッチＳＷがオンの場合には、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）は、並列腕共振子ｐ１単体のインピーダンス特性となる。一方、スイッチＳＷがオフの場合には、並列腕共振子ｐ１に対して並列腕共振子ｐ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わると、並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の直列接続回路の合成インピーダンス特性となる。

したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｅの通過特性は、通過帯域低域側の減衰極が高域側にシフトすると共に、通過帯域高域側に減衰極が追加される（図中のＰｏｌｅＨ）ため、通過帯域高域側の減衰を得ることも可能になる。言い換えると、フィルタ２０Ｅは、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域側の減衰極の数を切り替えることができる。

このようなフィルタ２０Ｅであっても、並列腕共振子ｐ２が並列腕共振子ｐ１に比べて縦横比が小さいＩＤＴ電極によって構成されていることにより、並列腕共振子ｐ１に並列腕共振子ｐ２が付加されたときの特性について、実施の形態１と同様に、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができる。つまり、フィルタ２０Ｅは、通過帯域高域側の低ロス化及びキレの改善を図ることができるチューナブルフィルタを構成する。

（実施の形態３）
以上の実施の形態１及び２ならびにその変形例で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路等に適用することができる。

そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

図１５は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１、アンテナ素子２及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えば３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）等の通信規格に準拠した装置で用いられるマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されておらず、通信装置４とは別に設けられていてもかまわない。

高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を、送信側信号経路を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波受信信号を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。

高周波フロントエンド回路１は、デュプレクサ１２０と、送信増幅回路１４０と、受信増幅回路１６０とを備える。

デュプレクサ１２０は、送信側フィルタ１２０Ｔｘ及び受信側フィルタ１２０Ｒｘを有し、これらの少なくとも一方に上記説明した弾性波フィルタ装置を備えるマルチプレクサである。送信側フィルタ１２０Ｔｘ及び受信側フィルタ１２０Ｒｘは、アンテナ側の入出力端子が束ねられてアンテナ素子２に接続され、他の端子が送信増幅回路１４０または受信増幅回路１６０に接続されている。

送信増幅回路１４０は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

受信増幅回路１６０は、アンテナ素子２で受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路に出力する。

このような高周波フロントエンド回路１によれば、上記説明した弾性波フィルタ装置を備えることにより、低ロス化と高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）との両立を図ることができる。このため、マルチバンドに対応する通信装置４に適用される高周波フロントエンド回路１として、特に有用である。

（実施の形態３の変形例）
以上の実施の形態１及び２ならびにその変形例で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１よりも、さらに使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本変形例では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

図１６は、実施の形態３の変形例に係る高周波フロントエンド回路１Ａの構成図である。

同図に示すように、高周波フロントエンド回路１Ａは、アンテナ端子ＡＮＴと送信端子Ｔｘ１及びＴｘ２ならびに受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２を備え、アンテナ端子ＡＮＴ側から順に、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群１１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群１２０と、送信側スイッチ１３１及び１３２ならびに受信側スイッチ１５１、１５２及び１５３と、送信増幅回路１４１及び１４２ならびに受信増幅回路１６１及び１６２とを備える。

スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ端子ＡＮＴと所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ端子ＡＮＴと接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１Ａは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。

フィルタ群１２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ii）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（iii）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（iv）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域、（v）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域、（vi−Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（vi−Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（vii−Tx）Ｂａｎｄ２０の送信帯域、（vii−Rx）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（viii）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の受信帯域、（ix−Tx）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ix−Rx）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。

送信側スイッチ１３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路１４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ１３１は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路１４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ１３１及び１３２は、フィルタ群１２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路１４１及び１４２で増幅された高周波送信信号は、フィルタ群１２０の所定のフィルタを介してアンテナ端子ＡＮＴからアンテナ素子２（図１５参照）に出力される。

受信側スイッチ１５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路１６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ１５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ１５１の選択端子及び受信側スイッチ１５３の選択端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ１５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路１６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ１５１〜１５３は、フィルタ群１２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ端子ＡＮＴに入力された高周波受信信号は、フィルタ群１２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路１６１及び１６２で増幅されて、受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２からＲＦＩＣ３（図１５参照）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。

送信増幅回路１４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路１４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

受信増幅回路１６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路１６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

このように構成された高周波フロントエンド回路１Ａは、（iv）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態２の適用例１に係るフィルタ２０Ａを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の送信帯域とＢａｎｄ２６の送信帯域とで切り替える。

また、高周波フロントエンド回路１Ａは、（vi−Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有する受信フィルタとして、実施の形態２の適用例２に係るフィルタ２０Ｂを備え、（vi−Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（またはＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有する送信フィルタとして、実施の形態２の適用例３に係るフィルタ２０Ｃを備える。つまり、当該送信フィルタ及び当該受信フィルタによって構成されるデュプレクサは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａの送信帯域及び受信帯域とＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂの送信帯域及び受信帯域とで切り替える。

また、高周波フロントエンド回路１Ａは、（viii）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態２の適用例２に係るフィルタ２０Ｂを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の受信帯域とＢａｎｄ２６の受信帯域とで切り替える。

以上のように構成された高周波フロントエンド回路１Ａによれば、上記実施の形態２の適用例１〜３に係るフィルタ２０Ａ〜２０Ｃ（弾性波フィルタ装置）を備えることにより、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１Ａによれば、フィルタ群１２０（複数の弾性波フィルタ装置）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ１３１及び１３２ならびに受信側スイッチ１５１〜１５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の弾性波フィルタ装置に対応する送信増幅回路１４１及び１４２あるいは受信増幅回路１６１及び１６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路１Ａの小型化及び低コスト化が可能となる。

なお、送信側スイッチ１３１及び１３２ならびに受信側スイッチ１５１〜１５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ１３１及び１３２の個数、ならびに、受信側スイッチ１５１〜１５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。

また、フィルタ群に含まれる複数のフィルタのうち、少なくとも１つのフィルタに実施の形態１及びその変形例に係るフィルタの構成が適用されていてもかまわない。

（その他の実施の形態）
以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１〜３及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

例えば、上述した高周波フロントエンド回路とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、低ロス化と高選択度化を図ることができる。

また、直列腕共振子ｓ１ならびに並列腕共振子ｐ１及びｐ２におけるＩＤＴ電極のデューティ比は同じであっても異なっていてもかまわない。ただし、フィルタ特性を向上する観点からは、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１のデューティ比が、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１のデューティ比より大きいことが好ましい。

図１７は、このように構成されたフィルタ１０Ｂの電極構造を模式的に表す平面図である。

同図に示すように、並列腕共振子ｐ３２（第２並列腕共振子）におけるＩＤＴ電極は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）におけるＩＤＴ電極１２１よりも、複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比が大きい。具体的には、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１の複数の電極指の幅をＷ_ｐ１とし、隣り合う電極指間のスペース幅をＳ_ｐ１とする。並列腕共振子ｐ３２のＩＤＴ電極の電極指の幅をＷ_ｐ３２とし、隣り合う電極指間のスペース幅をＳ_ｐ３２とする。このとき、並列腕共振子ｐ３２のＩＤＴ電極のデューティ比であるＷ_ｐ３２／（Ｗ_ｐ３２＋Ｓ_ｐ３２）は、ＩＤＴ電極１２１のデューティ比であるＷ _ｐ１／（Ｗ_ｐ１＋Ｓ_ｐ１）よりも大きい。つまり、ここでは、並列腕共振子ｐ３２におけるＩＤＴ電極は、並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極１２１よりも、縦横比が小さく、かつ、デューティ比が大きい。

本願発明者は、共振子におけるＩＤＴ電極の縦横比だけでなく共振子におけるＩＤＴ電極のデューティ比に依存して当該共振子の共振周波数及び反共振周波数のＱが変わることを利用して、フィルタ特性を改善できることを見出した。すなわち、共振子単体のインピーダンス特性については、ＩＤＴ電極の縦横比が小さくデューティ比が大きいほど共振周波数のＱが高くなり、逆に、ＩＤＴ電極の縦横比が大きくデューティ比が小さいほど反共振周波数のＱが高くなる。また、フィルタ特性については、並列腕共振子ｐ３２の共振周波数のＱが高く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数のＱが高いほど、通過帯域内の低ロス化及び通過帯域高域側のキレを改善することができる。したがって、並列腕共振子ｐ３２におけるＩＤＴ電極のデューティ比を並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極のデューティ比より大きくし、かつ、並列腕共振子ｐ３２におけるＩＤＴ電極の縦横比を並列腕共振子ｐ１におけるＩＤＴ電極の縦横比より小さくする。これにより、通過帯域内のさらなる低ロス化及び通過帯域高域側のキレのさらなる改善を図ることができる。

また、直列腕共振子ｓ１は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。つまり、直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極を有さなくてもかまわない。このような直列腕共振子ｓ１を有する弾性波フィルタ装置であっても、弾性波共振子は一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化と高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）との両立を図ることができる。

また、直列腕共振子ｓ１におけるＩＤＴ電極１１１は、第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極（上記説明では、並列腕共振子ｐ２におけるＩＤＴ電極１３１または並列腕共振子ｐ３２におけるＩＤＴ電極）に比べ、縦横比が同等または大きくてもかまわない。さらには、直列腕共振子ｓ１におけるＩＤＴ電極１１１は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）におけるＩＤＴ電極１２１に比べ、縦横比が同等または大きくてもかまわない。

また、低ロス化の観点からは各共振子が反射器を有することが好ましいが、例えば実装レイアウト等の制約がある場合には、共振子は反射器を有していなくてもかまわない。

また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、１Ａ 高周波フロントエンド回路
２ アンテナ素子
３ ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
４ 通信装置
１０、１０Ａ、１０Ｂ、２０Ａ〜２０Ｅ フィルタ（弾性波フィルタ装置）
１１ｍ 入出力端子（第１入出力端子）
１１ｎ 入出力端子（第２入出力端子）
１０１、１１１、１２１、１３１ ＩＤＴ電極
１０１ａ、１０１ｂ 櫛歯電極
１０１ｇ 密着層
１０１ｈ 主電極層
１０２ 圧電基板
１０３ 保護層
１１０ａ、１１０ｂ 電極指
１１１ａ、１１１ｂ バスバー電極
１１２、１２２、１３２ 反射器
１２０ デュプレクサ
１２０Ａ フィルタ群
１２０Ｒｘ 受信側フィルタ
１２０Ｔｘ 送信側フィルタ
１３０Ａ、１３０Ｂ 送信側スイッチ
１４０、１４０Ａ、１４０Ｂ 送信増幅回路
１５０Ａ〜１５０Ｃ 受信側スイッチ
１６０、１６０Ａ、１６０Ｂ 受信増幅回路
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２ キャパシタ（インピーダンス素子）
ｐ１、ｐ２ 並列腕共振子
ｓ１ 直列腕共振子（直列腕共振回路）
ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ（スイッチ素子）

Claims (15)

1. 第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振回路と、
   前記経路上の同一ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と、を有し、
   前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第１並列腕共振子における共振周波数よりも高く、
   前記第２並列腕共振子における反共振周波数は、前記第１並列腕共振子における反共振周波数よりも高く、
   前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子からなり、
   前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、複数の電極指の対数が多いことにより、前記対数に対する複数の電極指の交叉幅の比である縦横比が小さい、
   弾性波フィルタ装置。
2. 前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記交叉幅が小さいことにより前記縦横比が小さい、
   請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
3. 前記直列腕共振回路は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子を有し、
   前記直列腕共振回路における前記ＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記縦横比が小さい、
   請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
4. 前記直列腕共振回路における前記ＩＤＴ電極は、前記第２並列腕共振子における前記ＩＤＴ電極よりも、前記縦横比が大きい、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
5. さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列接続されたインピーダンス回路を有し、
   前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも一方は、前記インピーダンス回路と直列接続されている、
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
6. 前記第２並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、
   前記第１並列腕共振子は、前記第２並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている、
   請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
7. 前記第１並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、
   前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている、
   請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
8. 前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とは並列接続されており、
   前記インピーダンス回路は、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対して直列接続されている、
   請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
9. さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列されたインピーダンス回路を２つ有し、
   前記第１並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち一方のインピーダンス回路と直列接続され、
   前記第２並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち他方のインピーダンス回路と直列接続され、
   前記第１並列腕共振子と前記一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、前記第２並列腕共振子と前記他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されている、
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
10. さらに、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチ素子を有し、
    前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の他方の並列腕共振子は、前記一方の並列腕共振子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路に対して直列接続されている、
    請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
11. 前記第２並列腕共振子におけるＩＤＴ電極は、前記第１並列腕共振子におけるＩＤＴ電極よりも、複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比が大きい、
    請求項１〜１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
12. 前記直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子からなる直列腕共振子であり、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子と共にラダー型のフィルタ構造を構成する、
    請求項１〜１１のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
13. 前記直列腕共振回路は、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子である、
    請求項１〜１１のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
14. 請求項１〜１３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置と、
    前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える、
    高周波フロントエンド回路。
15. アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１４に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    通信装置。

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