WO2017204348A1

WO2017204348A1 - 高周波フィルタ回路、高周波フロントエンド回路及び通信装置

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Publication number: WO2017204348A1
Application number: PCT/JP2017/019792
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2016-05-27
Filing date: 2017-05-26
Publication date: 2017-11-30
Also published as: KR102115113B1; US11476835B2; US20190097605A1; JPWO2017204348A1; CN109196778B; CN109196778A; KR20180133923A; JP6669252B2

Abstract

フィルタ（２２Ａ）は、入出力端子（２２ｍ）と入出力端子（２２ｎ）との間に接続された直列腕回路（１１）と、入出力端子（２２ｍ）と入出力端子（２２ｎ）とを結ぶ経路上のノード（ｘ１）とグランドとの間に接続された並列腕回路（１２）と、を備え、並列腕回路（１２）は、並列腕共振子（２２ｐ）と、並列腕共振子（２２ｐ）に直列接続されたインピーダンス回路（１３）とを備え、インピーダンス回路（１３）は、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ（２２ＳＷ）と、を備え、第２インピーダンス素子及びスイッチ（２２ＳＷ）によって構成される第１直列回路（１４）は、第１インピーダンス素子に並列接続されている。

Description

高周波フィルタ回路、高周波フロントエンド回路及び通信装置

　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ回路、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。

　例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタの構成としては、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子を有する直列腕回路及び並列腕回路で構成されたラダー型のフィルタ構造を用いることができる（例えば、特許文献１参照）。具体的には、特許文献１に記載された弾性波フィルタは、直列腕共振子で構成される直列腕回路と、並列腕共振子に対して互いに並列に接続されたキャパシタ及びスイッチを直列接続した並列腕回路とで構成される。このような弾性波フィルタは、スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）の切り替えによって、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができるチューナブルフィルタ（すなわち、周波数を可変できる周波数可変フィルタ）である。

米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書

　通常、並列腕回路と直列腕回路で構成される基本的なラダー型のフィルタ構造において、並列腕回路の反共振周波数と直列腕回路の共振周波数によって通過帯域の周波数が規定され、並列腕回路の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極の周波数が規定され、さらに、直列腕回路の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極の周波数が規定される。

　そして、上記従来の構成では、スイッチが導通の場合の並列腕回路は、インピーダンス素子（上記従来の構成ではキャパシタ）が短絡されて並列腕共振子のみの回路となる。そして、並列腕共振子の共振周波数が上記並列腕回路の共振周波数となる。また、スイッチが非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子とインピーダンス素子とキャパシタが直列に接続された回路になる。そのため、スイッチが非導通の場合の並列腕回路の共振周波数は、当該並列腕回路における並列腕共振子の共振周波数より高い共振周波数となる。したがって、スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことが可能である。

　しかしながら、上記従来の構成では、スイッチが非導通の場合の並列腕回路の共振周波数は、当該並列腕回路における並列腕共振子の共振周波数より高い共振周波数となるため、通過帯域低域側の減衰極の周波数は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数に切り替えることができない。そのため、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することが困難となる、という問題がある。

　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することが可能な高周波フィルタ回路、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、並列腕共振子と、前記並列腕共振子に直列接続されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、前記第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、前記第２インピーダンス素子及び前記スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている。

　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通に応じて、インピーダンス回路において第２インピーダンス素子の接続及び非接続が切り替わるため、インピーダンス回路のインピーダンスが切り替わる。また、第１インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの一方であり、第２インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの他方であるため、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタの並列回路によってインピーダンスが極大の周波数を有する。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低い共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路では、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側に共振周波数を配置できるため、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタであってもよい。

　これにより、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大となる周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスを有する。そのため、スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子の反共振周波数より低周波数側に１つの共振周波数のみを有する。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、並列腕回路の共振周波数と共振周波数の数とを切り替えることができるため、減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より高いことにしてもよい。

　これにより、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子の共振周波数より高周波数に位置するため、並列腕共振子の共振周波数においては誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数より高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子の反共振周波数より低周波数側の１つの共振周波数のみを有する。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数と、通過帯域高域側における減衰極の有無を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より低いことにしてもよい。

　これにより、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子の共振周波数より低周波数に位置するため、並列腕共振子の共振周波数においては容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子の反共振周波数より低周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子の反共振周波数より低周波数側に１つの共振周波数のみを有する。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタであってもよい。

　これにより、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大の周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタのみの回路となるため、誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　これにより、スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子の共振周波数より低周波数に位置するため、並列腕共振子の共振周波数においては容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側に２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数及び減衰極の数と、通過帯域高域側の減衰極の有無を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　したがって、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数と、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、さらに、インダクタ及びキャパシタの一方である第３インピーダンス素子と、前記第３インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、前記第３インピーダンス素子及び当該スイッチ素子によって構成される第２直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されてもよい。

　これにより、第１直列回路及び第２直列回路のスイッチ素子の導通及び非導通が適宜切り替えられることにより、減衰極の周波数及び減衰極の数を細かく調整することが可能となる。

　また、少なくとも２つの前記並列腕回路と、少なくとも１つの前記直列腕回路と、で構成されるラダー型のフィルタ構造を有することにしてもよい。

　また、少なくとも２つの前記並列腕回路の各々において、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタであることにしてもよい。

　また、少なくとも２つの前記並列腕回路の各々において、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタであることにしてもよい。

　また、少なくとも２つの前記並列腕回路のうち一部の並列腕回路において、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタであり、他の並列腕回路において、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタであることにしてもよい。

　また、他の一態様に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、インダクタ及びキャパシタの一方であって、前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、前記第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、前記第２インピーダンス素子及び前記スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかの高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路と、前記複数の高周波フィルタ回路の前段及び後段の少なくとも一方に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える。

　これにより、マルチバンドに対応する高周波フロントエンド回路において、低周波数の減衰帯域における十分な減衰量を確保することができる。

　また、本発明の他の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかの高周波フィルタ回路と、前記スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部と、を備える。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で高周波信号を伝達する上述したいずれかの高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これにより、マルチバンドに対応する通信装置において、低周波数の減衰帯域における十分な減衰量を確保することができる。

　本発明に係る高周波フィルタ回路等によれば、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することが可能となる。

図１は、実施の形態１に係る通信装置の構成図である。図２は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。図３は、実施の形態１に係るフィルタの各共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。図４Ａは、実施例１に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。図４Ｂは、実施例２に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。図５Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図５Ｂは、共振子にキャパシタが直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図５Ｃは、共振子にキャパシタ及びインダクタからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図６は、実施の形態１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。図７Ａは、実施例３に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。図７Ｂは、実施例４に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。図８は、共振子にインダクタが直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図９は、実施の形態２に係るフィルタの回路構成図である。図１０は、実施の形態２の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。図１１は、実施の形態２の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。図１２は、実施の形態２の変形例３に係るフィルタの回路構成図である。図１３は、実施の形態３に係るフィルタの回路構成図である。図１４Ａは、実施の形態３に係るフィルタを構成する共振子単体でのインピーダンス特性を表すグラフである。図１４Ｂは、実施の形態３における一部の並列腕回路のインピーダンス特性を表すグラフである。図１４Ｃは、実施の形態３における他部の並列腕回路のインピーダンス特性を表すグラフである。図１４Ｄは、実施の形態３に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタの外観斜視図である。図１５Ｂは、実施の形態３に係るフィルタの断面図である。図１６は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。図１７は、実施の形態５に係るマルチプレクサの構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。

　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また、「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。

　また、以下において、スイッチ素子は、導通（オン）の場合にはインピーダンスが無限大となり、非導通（オフ）の場合にはインピーダンスがゼロとなる理想素子として説明する。実際は、スイッチ素子には、オフの場合の容量成分、オンの場合のインダクタ成分、及び、抵抗成分などの寄生成分があるため、理想素子としてのスイッチ素子を用いた特性とは、若干異なる。

　（実施の形態１）
　［１．　通信装置の回路構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置４の構成図である。同図に示すように、通信装置４は、アンテナ素子１と、高周波フロントエンド回路２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３と、を備える。通信装置４は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話である。アンテナ素子１、高周波フロントエンド回路２及びＲＦＩＣ３は、例えば、当該携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　アンテナ素子１は、高周波信号を送受信する、例えば３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子１は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子１は、通信装置４に内蔵されていなくてもかまわない。

　高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路２は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信端子Ｔｘとアンテナ端子ＡＮＴとを結ぶ送信側信号経路を介してアンテナ素子１に伝達する。また、高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、アンテナ端子ＡＮＴと受信端子Ｒｘとを結ぶ受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。なお、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成については、後述する。

　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１から高周波フロントエンド回路２の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路２の送信側信号経路に出力する。

　また、本実施の形態では、ＲＦＩＣ３は、使用される周波数帯域（バンド）に基づいて、高周波フロントエンド回路２が有する各スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）を制御する制御部としての機能も有する。具体的には、ＲＦＩＣ３は、制御信号φＳ２２によって、各スイッチのオン及びオフの切り替えを制御する。

　［２．　高周波フロントエンド回路の構成］
　次に、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成について説明する。

　図１に示すように、高周波フロントエンド回路２は、フィルタ２２Ａ及び２２Ｂと、送信増幅回路２４と、受信増幅回路２６とを備える。

　フィルタ２２Ａは、周波数可変機能を有する高周波フィルタ回路であるチューナブルフィルタである。具体的には、フィルタ２２Ａは、通過帯域が第１通過帯域または第２通過帯域に切り替えられる。つまり、フィルタ２２Ａは、通過帯域が互いに異なる第１通過特性及び第２通過特性を切り替えることができる。本実施の形態では、フィルタ２２Ａは、第１通過帯域がＢａｎｄＡ１の送信帯域かつ第２通過帯域がＢａｎｄＡ２の送信帯域の送信用フィルタであり、送信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ２２Ａの詳細な構成については、後述する。また、第１通過帯域及び第２通過帯域はこれに限定されず、互いに異なる帯域であればよい。ここで、「互いに異なる帯域」とは、帯域が完全に離間している場合だけでなく、帯域の一部が重複する場合も含む。

　フィルタ２２Ｂは、周波数可変機能の無い高周波フィルタ回路であるフィックスドフィルタである。本実施の形態では、フィルタ２２Ｂは、通過帯域がＢａｎｄＡ１及びＢａｎｄＡ２受信帯域の受信用フィルタであり、受信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ２２Ｂについても、フィルタ２２Ａと同様に、通過帯域が切り替えられるチューナブルフィルタであってもかまわない。

　送信増幅回路２４は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。本実施の形態では、送信増幅回路２４は、フィルタ２２Ａと送信端子Ｔｘとの間に設けられている。

　受信増幅回路２６は、アンテナ素子１で受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。本実施の形態では、受信増幅回路２６は、フィルタ２２Ｂと受信端子Ｒｘとの間に設けられている。

　このように構成された高周波フロントエンド回路２は、制御部（本実施の形態ではＲＦＩＣ３）からの制御信号φＳ２２にしたがって、フィルタ２２Ａの通過帯域を適宜切り替えて高周波信号を伝達する。

　すなわち、フィルタ２２Ａは、制御部からの制御信号φＳ２２にしたがって、当該フィルタ２２Ａ内の後述するスイッチ素子のオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる。

　例えば、制御部は、ＢａｎｄＡ１が使用される環境下においてフィルタ２２Ａ内のスイッチ素子をオン及びオフのいずれか一方とし、ＢａｎｄＡ２が使用される環境下において当該スイッチ素子をオン及びオフの他方とする。つまり、フィルタ２２Ａ内のスイッチ素子については、ある環境下ではオン及びオフのいずれかが選択され、当該環境下ではオン及びオフは固定（不変）されている。

　［３．　フィルタ（チューナブルフィルタ）の構成］
　次に、フィルタ２２Ａの詳細な構成について、説明する。

　図２は、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａの回路構成図である。同図に示されたフィルタ２２Ａは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐと、スイッチ２２ＳＷと、キャパシタ２２Ｃと、インダクタ２２Ｌと、を備える。

　直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。本実施の形態では、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続された直列腕回路１１を構成する。

　なお、直列腕回路１１は、この構成に限らず、縦結合共振器等の複数の共振子で構成された共振回路であってもかまわない。さらには、直列腕回路１１は、共振回路に限らず、インダクタまたはキャパシタ等のインピーダンス素子であってもかまわない。

　並列腕共振子２２ｐは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノード（図２ではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されている。つまり、並列腕共振子２２ｐは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ並列腕に設けられた共振子である。

　キャパシタ２２Ｃは、並列腕共振子２２ｐとグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子である。つまり、キャパシタ２２Ｃは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐのグランド側の端子と接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

　スイッチ２２ＳＷは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃ（第１インピーダンス素子）との接続ノード（図２ではノードｘ２）に接続され、他方の端子がインダクタ２２Ｌ（第２インピーダンス素子）の一方の端子に接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチ２２ＳＷは、制御部（本実施の形態ではＲＦＩＣ３）からの制御信号φＳ２２によってオン及びオフが切り替えられることにより、当該接続ノードとインダクタ２２Ｌとを接続または非接続とする。

　例えば、スイッチ２２ＳＷは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。このような半導体を用いたスイッチは小型であるため、フィルタ２２Ａを小型化することができる。

　インダクタ２２Ｌは、一方の端子がスイッチ２２ＳＷの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続された第２インピーダンス素子である。

　つまり、これらスイッチ２２ＳＷとインダクタ２２Ｌとは、直列接続された状態で、キャパシタ２２Ｃと並列接続されていることになる。したがって、並列腕共振子２２ｐは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合にキャパシタ２２Ｃと直列接続され、スイッチ２２ＳＷがオンの場合にキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌによって構成されるＬＣ並列共振回路と直列接続されることになる。

　ここで、フィルタ２２Ａの通過帯域と減衰極の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌの定数に依存し、例えば、キャパシタ２２Ｃの定数が小さいほど高域側への周波数可変幅が広くなり、インダクタ２２Ｌの定数が大きいほど低域側への周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌの定数は、フィルタ２２Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。

　また、キャパシタ２２Ｃは、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。また、インダクタ２２Ｌは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。なお、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌは、一方のみが可変インピーダンス素子（可変キャパシタまたは可変インダクタ）であってもかまわない。

　これら並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとインダクタ２２Ｌとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとに接続された並列腕回路１２を構成する。すなわち、並列腕回路１２は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられており、直列腕の任意の１つのノードｘ１に接続された並列腕共振子２２ｐ、ならびに、この並列腕共振子２２を介して直列腕に接続されるインピーダンス素子及びスイッチ素子等によって構成される。

　言い換えると、並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐと、並列腕共振子２２ｐに直列接続されたインピーダンス回路１３と、を備える。ここで、インピーダンス回路１３は、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子の一方であるキャパシタ２２Ｃと、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子の一方であるインダクタ２２Ｌと、インダクタ２２Ｌに直列接続されたスイッチ２２ＳＷと、を備える。また、インダクタ２２Ｌ及びスイッチ２２ＳＷによって構成される第１直列回路１４は、キャパシタ２２Ｃに並列接続されている。

　このように構成されたフィルタ２２Ａは、１つの直列腕回路１１と１つの並列腕回路１２とで構成されたラダー型のフィルタ構造を有している。

　この並列腕回路１２の合成インピーダンスは、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、インピーダンスが極小となる周波数である共振周波数が低域側または高域側にシフトする。このことについては、フィルタ２２Ａの通過特性と併せて後述する。

　なお、インピーダンス回路１３と並列腕共振子２２ｐとの接続順序に関し、本実施の形態では、インピーダンス回路１３が並列腕共振子２２ｐとグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子２２ｐがノードｘ１側に接続され、インピーダンス回路１３がグランド側に接続されている。しかし、この接続順序は特に限定されず、逆であってもかまわない。ただし、接続順序を逆にすると、フィルタ２２Ａの通過帯域内のロスが悪くなる。また、並列腕共振子２２ｐが他の弾性波共振子とともに共振子用のチップ（パッケージ）に形成されている場合に、当該チップの端子数の増加によってチップサイズの大型化を招く。このため、フィルタ特性及び小型化の観点からは、本実施の形態の接続順序で接続されていることが好ましい。

　ここで、本実施の形態では、フィルタ２２Ａを構成する各共振子（直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ）は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、フィルタ２２Ａを、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。ここで、弾性表面波共振子の構造を説明する。

　図３は、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａの各共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。同図には、フィルタ２２Ａを構成する各共振子のうち、直列腕共振子２２ｓの構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図３に示された直列腕共振子は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。

　フィルタ２２Ａの各共振子は、圧電基板１００と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂとで構成されている。

　図３の平面図に示すように、圧電基板１００の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、弾性表面波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成された共振子では、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂの設計パラメータ等によって、励振される弾性表面波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂの設計パラメータについて説明する。

　上記弾性表面波の波長は、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１１０ａ及び１１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐとは、当該繰り返し周期λの１／２であり、電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａ及び１１０ｂの間のスペース幅をＳとした場合、Ｐ＝（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１１０ａのピッチ）に対する複数の電極指１１０ａの幅の比、つまりＷ／Ｐで定義される。また、対数とは、対をなす電極指１１０ａの数であり、電極指１１０ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１０ａの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。また、共振子の静電容量Ｃ_０は、以下の式１で示される。

　なお、ε_０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１００の誘電率である。

　また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、図３の断面図に示すように、密着層１０１と主電極層１０２との積層構造となっている。

　密着層１０１は、圧電基板１００と主電極層１０２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層１０２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　保護層１０３は、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、密着層１０１、主電極層１０２及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。

　圧電基板１００は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。なお、本実施の形態では、圧電基板１００として５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を例示したが、圧電基板１００を構成する単結晶材料はＬｉＴａＯ_３に限定されないし、単結晶材料のカット角もこれに限定されない。また、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＴａＯ_３圧電単結晶、または圧電セラミックスからなる圧電基板、一部にこれらの圧電性を持つ基板であってもよい。

　なお、フィルタ２２Ａが有する各共振子の構造は、図３に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。

　また、フィルタ２２Ａの各共振子は、弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷを用いた共振子であってもよい。つまり、各共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振周波数」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振周波数」を有していればよい。

　［４．　フィルタ（チューナブルフィルタ）の通過特性］
　以上のように構成されたフィルタ２２Ａの通過特性は、制御信号φＳ２２にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷの状態と併せてフィルタ２２Ａの通過特性について、フィルタ２２Ａの２つの実施例（実施例１及び実施例２）を用いて説明する。

　具体的には、実施例１として、スイッチ２２ＳＷがオンのときにインピーダンス回路１３のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い場合（ｆｚ＞ｆｒｐ）について説明する。実施例２として、スイッチ２２ＳＷがオンのときにインピーダンス回路１３のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低い場合（ｆｚ＜ｆｒｐ）について説明する。

　ここで、ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、キャパシタ２２ＣのキャパシタンスをＣとし、インダクタ２２ＬのインダクタンスをＬとすると、ｆｚ＝１／（２π√（ＬＣ））で表される。

　実施例１における各素子の回路定数と実施例２における各素子の回路定数とは、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌの素子値が異なる点を除いて同一であり、具体的には次の表１に示すとおりである。

　図４Ａは、実施例１に係るフィルタに関するインピーダンス特性（｜Ｚ｜特性）、及び、当該フィルタの通過特性（すなわち周波数挿入損失特性）を表すグラフである。図４Ｂは、実施例２に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。

　いずれの図においても、上段には、次の５つのインピーダンス特性が示されている。

　　（I-i）スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２のインピーダンス特性（図中の「並列腕回路１２（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ）」）
　　（I-ii）スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路１２のインピーダンス特性（図中の「並列腕回路１２（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ）」）
　　（I-iii）スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路１３のインピーダンス特性（図中の「インピーダンス回路１３（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ）」）
　　（I-iv）直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性、すなわち直列腕回路１１のインピーダンス特性（図中の「直列腕共振子２２ｓ」）
　　（I-v）並列腕共振子２２ｐのインピーダンス特性（図中の「並列腕共振子２２ｐ」）

　また、いずれの図においても、下段には、次の２つの通過特性が示されている。

　　（II-i）スイッチ２２ＳＷがオンの場合におけるフィルタ２２Ａの通過特性（図中の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）
　　（II-ii）スイッチ２２ＳＷがオフの場合におけるフィルタ２２Ａの通過特性（図中の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ」）

　まず、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。なお、以下では、共振子単体でのインピーダンスに限らず、共振子と他の回路素子との合成インピーダンスについても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）の周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）の周波数を「反共振周波数」と称する。

　図４Ａ及び図４Ｂに示すように、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐは、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子２２ｐは、共振周波数ｆｒｐ及び反共振周波数ｆａｐを有する（このとき、ｆｒｐ＜ｆａｐを満たす）。直列腕共振子２２ｓは、共振周波数ｆｒｓ及び反共振周波数ｆａｓを有する（このとき、ｆｒｓ＜ｆａｓかつｆｒｐ＜ｆｒｓを満たす）。

　まず、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、インピーダンス回路１３はキャパシタ２２Ｃのみの回路となるので、容量性のインピーダンスを有する。このとき、並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃとの直列回路となり、図４Ａ及び図４Ｂに示すように、１つの共振周波数ｆｒｐｏｆｆと１つの反共振周波数ｆａｏｆｆを有する。

　具体的には、このとき、図４Ａ及び図４Ｂに示すように、並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高くなる。これに関し、キャパシタ２２Ｃの容量値が小さいほど、共振周波数ｆｒｐｏｆｆは高くなる。また、このとき、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　なお、ここまで、スイッチ２２ＳＷがオフの場合における並列腕回路１２の２つの共振周波数ｆｒｐｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｏｆｆについて説明したが、この原理の詳細については、共振子の等価回路モデルを用いて後述する。

　ラダー型のバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｐｏｆｆと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合では、並列腕回路１２のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐｏｆｆに減衰極が形成され、その減衰極の近傍の周波数は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高いと、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ近傍で並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが極大になる反共振周波数ｆａｓに減衰極が形成され、その減衰極の近傍の周波数では、高周波側阻止域となる。

　よって、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、実施例１及び実施例２に係るフィルタは、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｐｏｆｆ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性（図４Ａ下段及び図４Ｂ下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ」）を有する。

　ここで、実施例１及び実施例２では、並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高い。このため、第１通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が高域側へシフトする。したがって、実施例１及び実施例２に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を高域側にシフトさせて通過帯域幅を狭くすることができる。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、インピーダンス回路１３は、キャパシタ２２Ｃとインダクタ２２Ｌとの並列回路であるＬＣ並列共振回路となる。よって、インピーダンス回路１３は、インピーダンスが極大となる周波数ｆｚを有し、周波数ｆｚより低周波数側では誘導性のインピーダンスを有し、周波数ｆｚより高周波数側では容量性のインピーダンスを有する。

　つまり、インピーダンス回路１３は、実施例１のように、周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い場合（ｆｚ＞ｆｒｐ）には、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいて誘導性のインピーダンスを有する。これに対して、インピーダンス回路１３は、実施例２のように、周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低い場合（ｆｚ＜ｆｒｐ）には、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいて容量性のインピーダンスを有する。

　このとき、並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐとＬＣ並列共振回路との直列回路となるため、図４Ａ及び図４Ｂに示すように、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎと、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｎ及びｆａ２ｏｎと、を有する。

　これに関し、実施例１及び実施例２ともに、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低く、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い。具体的には、図４Ａに示すように、実施例１では、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ近傍に位置する。一方、図４Ｂに示すように、実施例２では、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ近傍に位置する。

　また、このとき、図４Ａに示すように、実施例１では、並列腕回路１２の低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。一方、図４Ｂに示すように、実施例２では、並列腕回路１２の高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　なお、ここまで、スイッチ２２ＳＷがオンの場合における並列腕回路１２の２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎならびに２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎについて説明したが、この原理の詳細については、共振子の等価回路モデルを用いて後述する。

　以上のことから、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、実施例１に係るフィルタは、並列腕回路１２の低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２の低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓ及び並列腕回路１２の高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎによって通過帯域高域側のそれぞれ２つの極（減衰極）が規定される、第２通過特性（図４Ａ下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）を有する。

　ここで、実施例１では、並列腕回路１２の低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低い。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が低域側へシフトする。したがって、実施例１に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を低域側にシフトさせて通過帯域幅を広くすることができる。また、この場合、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側に共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを配置できるため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、実施例２に係るフィルタは、並列腕回路１２の高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２の２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎによって通過帯域低域側のそれぞれ２つの極（減衰極）が規定され、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性（図４Ｂ下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）を有する。

　ここで、実施例２では、並列腕回路１２の高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高い。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域の低域側が高域側へシフトする。したがって、実施例２に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を高域側にシフトさせて通過帯域幅を狭くすることができる。また、この場合、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側に共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを配置できるため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　［５．　共振解析による原理説明１］
　ここで、上述のような並列腕回路１２の共振周波数及び反共振周波数が得られる原理について、共振子の等価回路モデルを用いたインピーダンス特性（共振特性）の解析（共振解析）により説明しておく。なお、以下では、共振子のＱ値を等価する抵抗成分は省略し、理想的な共振子の等価回路を用いて原理を説明している。

　［５．１．　共振子単体］
　まず、共振子単体の共振特性について説明する。

　図５Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子ｒｅｓｏ１は、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０が並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０は、共振子ｒｅｓｏ１の静電容量である。なお、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波共振子の場合、上述した式１で示される。

　上記等価回路において、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆ_ｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式２を解くことにより、式３で示される。

　また、共振子ｒｅｓｏ１の反共振周波数ｆ_ａは、上記等価回路のアドミッタンスＹ_ａが０となる周波数であることから、式４を解くことにより、式５で示される。

　上記式３及び式５より、図５Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆ_ａは、共振周波数ｆ_ｒよりも高周波数側に出現する。

　つまり、共振子ｒｅｓｏ１は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。

　［５．２．　共振子にキャパシタを直列接続］
　次に、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタが直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図５Ｂは、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔが直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、この場合の等価回路モデルは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０を並列に接続した回路で表される共振子ｒｅｓｏ１に対して、キャパシタＣ_ｔが直列に接続された構成となる。

　この等価回路の共振周波数ｆ_ｒｍは、上記等価回路のインピーダンスＺ_ｒｍが０となる周波数であることから、式６を解くことにより、式７で示される。

　一方、この等価回路の反共振周波数ｆ_ａｍは、上記等価回路のアドミッタンスＹ_ａｍが０となる周波数であることから、式８を解くことにより、式９で表される。

　式７及び式９より、図５Ｂの右側グラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔを直列接続した回路では、反共振周波数ｆ_ａｍが式４で表される共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆ_ａと等しくなり、共振周波数ｆ_ｒｍが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆ_ｒよりも高周波数側へシフトすることが解る。

　［５．３．　共振子にＬＣ並列共振回路を直列接続］
　次に、共振子ｒｅｓｏ１にＬＣ並列共振回路が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図５Ｃは、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔ及びインダクタＬ_ｔからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０を並列に接続した回路で表される共振子ｒｅｓｏ１に対して、キャパシタＣ_ｔ及びインダクタＬ_ｔからなるＬＣ並列共振回路が直列に接続されている。

　この等価回路の共振周波数ｆ_ｒｍは、上記等価回路のインピーダンスＺ_ｒｍが０となる周波数であることから、式１０を解くことにより、式１１で示される。

　一方、この等価回路の反共振周波数ｆ_ａｍは、上記等価回路のアドミッタンスＹ_ａｍが０となる周波数であることから、次のように表される。具体的には、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒがＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数１／（２π√（Ｌ_ｔＣ_ｔ））より低い場合、低周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＬは、式１２を解くことにより、式１３で表される。また、この場合、高周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＨは、式１４を解くことにより、式１５で表される。

　式１１、式１３及び式１５より、図５Ｃの右側グラフに示すように、この場合、低周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆ_{ａ＿ｒｅｓｏ１}と等しくなり、低周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆ_{ｒ＿ｒｅｓｏ１}よりも低周波数側へシフトすることが解る。

　これに対して、共振子ｒｅｓｏ１の共振周波数ｆｒがＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数１／（２π√（Ｌ_ｔＣ_ｔ））より高い場合、低周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＬは、式１６を解くことにより、式１７で表される。また、この場合、高周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＨは、式１８を解くことにより、式１９で表される。

　式１１、式１７及び式１９より、この場合、図８の右側グラフに示すように、高周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆ_{ａ＿ｒｅｓｏ１}と等しくなり、高周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆ_ｒよりも高周波数側へシフトすることが解る。

　［５．４．　共振解析に基づく特性説明（実施例１及び実施例２）］
　このような共振解析に基づき、上述した実施例１及び実施例２において、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて並列腕回路１２の共振周波数あるいは反共振周波数が切り替わることが説明される。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕共振子２２ｐにキャパシタ２２Ｃが直列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔが直列接続された場合の等価回路モデルによって説明される（図５Ｂ参照）。一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕共振子２２ｐにキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２ＬからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された構成となる。よって、並列腕回路１２の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔ及びインダクタＬ_ｔからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された場合の等価回路モデルによって説明される（図５Ｃ参照）。この場合、インピーダンス回路１３のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、当該等価回路モデルにおいてＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数１／（２π√（Ｌ_ｔＣ_ｔ））に相当する。

　すなわち、例えば、実施例１において、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは上記の式７によって説明され、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｏｆｆは上記の式９によって説明される。

　一方、実施例１において、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２の２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式１１のｆ_ｒｍＬによって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式１１のｆ_ｒｍＨによって説明される。また、この場合、並列腕回路１２の２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎのうち、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１３によって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５によって説明される。

　また、例えば、実施例２において、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｏｆｆは、実施例１と同様に説明される。

　一方、実施例２において、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２の２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎは、実施例１と同様に説明される。また、この場合、並列腕回路１２の２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎのうち、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１７によって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１９によって説明される。

　［６．　フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例］
　ここまで、周波数可変機能を有する高周波フィルタ回路として、第１インピーダンス素子としてキャパシタを用いて、第２インピーダンス素子としてインダクタを用いた構成を例に説明した。しかし、これらの関係は逆であってもかまわない。そこで、本実施の形態に係る周波数可変機能を有する高周波フィルタ回路の変形例として、このような構成について説明する。

　図６は、実施の形態１の変形例に係るフィルタ２２Ｄの回路構成図である。同図に示すフィルタ２２Ｄは、図２に示したフィルタ２２Ａに比べて、キャパシタとインダクタとが入れ替わっている点が異なる。

　以下、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　インダクタ２２Ｌは、本変形例では、並列腕共振子２２ｐとグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子である。つまり、インダクタ２２Ｌは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐのグランド側の端子と接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

　キャパシタ２２Ｃは、本変形例では、一方の端子がスイッチ２２ＳＷの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続された第２インピーダンス素子である。

　言い換えると、本変形例において、並列腕回路１２Ｄは、並列腕共振子２２ｐと、並列腕共振子２２ｐに直列接続されたインピーダンス回路１３Ｄとを備える。ここで、インピーダンス回路１３Ｄは、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子の一例であるインダクタ２２Ｌと、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子の一例であるキャパシタ２２Ｃと、キャパシタ２２Ｃに直列接続されたスイッチ２２ＳＷと、を備える。また、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷによって構成される第１直列回路１４Ｄは、インダクタ２２Ｌに並列接続されている。

　つまり、本変形例では、これらスイッチ２２ＳＷとキャパシタ２２Ｃとは、直列接続された状態で、インダクタ２２Ｌと並列接続されていることになる。したがって、並列腕共振子２２ｐは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合にインダクタ２２Ｌと直列接続され、スイッチ２２ＳＷがオンの場合に、実施の形態１と同様に、インダクタ２２Ｌ及びキャパシタ２２Ｃによって構成されるＬＣ並列共振回路と直列接続されることになる。

　以上のように構成されたフィルタ２２Ｄの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷの状態と併せてフィルタ２２Ｄの通過特性について、フィルタ２２Ｄの２つの実施例（実施例３及び実施例４）を用いて説明する。

　具体的には、実施例３として、スイッチ２２ＳＷがオンのときにインピーダンス回路１３Ｄのインピーダンスが極大となる周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低い場合（ｆｚ＜ｆｒｐ）について説明する。実施例４として、スイッチ２２ＳＷがオンのときにインピーダンス回路１３のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い場合（ｆｚ＞ｆｒｐ）について説明する。

　実施例３における回路定数と実施例４における回路定数とは、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｃの素子値が異なる点を除いて同一であり、具体的には次の表２に示すとおりである。なお、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのパラメータについては、実施例１及び実施例２と同一であるため説明を省略する。

　図７Ａは、実施例３に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。図７Ｂは、実施例４に係るフィルタに関するインピーダンス特性、及び、当該フィルタの通過特性を表すグラフである。

　　（I-i）スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性（図中の「並列腕回路１２Ｄ（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ）」）
　　（I-ii）スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性（図中の「並列腕回路１２Ｄ（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ）」）
　　（I-iii）スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路１３Ｄのインピーダンス特性（図中の「インピーダンス回路１３Ｄ（スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ）」）
　　（I-iv）直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性、すなわち直列腕回路１１のインピーダンス特性（図中の「直列腕共振子２２ｓ」）
　　（I-v）並列腕共振子２２ｐのインピーダンス特性（図中の「並列腕共振子２２ｐ」）

　また、いずれの図においても、下段には次の２つの通過特性が示されている。

　　（II-i）スイッチ２２ＳＷがオンの場合におけるフィルタ２２Ｄの通過特性（図中の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）
　　（II-ii）スイッチ２２ＳＷがオフの場合におけるフィルタ２２Ｄの通過特性（図中の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ」）

　ここで、共振子単体でのインピーダンス特性は、フィルタ２２Ａで説明した特性と同様のため、以下ではその説明を省略する。

　実施例３及び実施例４のいずれについても、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、インピーダンス回路１３Ｄはインダクタ２２Ｌのみの回路となるので、誘導性のインピーダンスを有する。このとき、並列腕回路１２Ｄは、並列腕共振子２２ｐとインダクタ２２Ｌとの直列回路となり、図７Ａ及び図７Ｂに示すように、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆと１つの反共振周波数ｆａｏｆｆを有する。

　具体的には、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低く、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い。これに関し、インダクタ２２Ｌのインダクタンス値が大きいほど、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆはいずれも低くなる。

　また、このとき、図７Ａに示すように、実施例３では、並列腕回路１２Ｄの高周波数側の反共振周波数ｆａ２ｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。一方、図７Ｂに示すように、実施例４では、並列腕回路１２の低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　ここまで、スイッチ２２ＳＷがオフの場合における並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆと１つの反共振周波数ｆａｏｆｆについて説明したが、この原理の詳細については、共振子の等価回路モデルを用いて後述する。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、実施例３及び実施例４に係るフィルタは、並列腕回路１２Ｄの高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｆｆ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓ及び並列腕回路１２Ｄの共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性（図７Ａ及び図７Ｂの下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｆｆ」）を有する。

　ここで、実施例３及び実施例４では、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低い。このため、第１通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が低域側へシフトする。したがって、実施例３及び実施例４に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を低域側にシフトさせて通過帯域幅を広くすることができる。また、この場合、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低いため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、インピーダンス回路１３Ｄは、キャパシタ２２Ｃとインダクタ２２Ｌとの並列回路であるＬＣ並列共振回路となる。よって、上記実施例１及び実施例２と同様の原理により、並列腕回路１２Ｄは、図７Ａ及び図７Ｂに示すように、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎと、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｎ及びｆａ２ｏｎと、を有する。

　これに関し、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低く、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高い。具体的には、図７Ａに示すように、実施例３では、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ近傍に位置する。一方、図７Ｂに示すように、実施例４では、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎが並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ近傍に位置する。

　また、このとき、図７Ａに示すように、実施例３では、並列腕回路１２Ｄの高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。一方、図７Ｂに示すように、実施例４では、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　ここまで、スイッチ２２ＳＷがオンの場合における並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎならびに２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎについて説明したが、この原理の詳細については、共振子の等価回路モデルを用いて後述する。

　以上のことから、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、実施例３に係るフィルタは、並列腕回路１２Ｄの高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎによって通過帯域低域側の２つの極（減衰極）が規定され、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性（図７Ａ下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）を有する。

　ここで、実施例３では、並列腕回路１２Ｄの高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高い。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域の低域側が高域側へシフトする。したがって、実施例３に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を高域側にシフトさせて通過帯域幅を狭くすることができる。また、スイッチＳＷがオンの場合、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低い。このため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、実施例４に係るフィルタは、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及び直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓ及び並列腕回路１２Ｄの高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性（図７Ｂ下段の「スイッチ２２ＳＷ：Ｏｎ」）を有する。

　ここで、実施例４では、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低い。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なラダー型のフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が低域側へシフトする。したがって、実施例４に係るフィルタは、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、基本的なラダー型のフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を低域側にシフトさせて通過帯域幅を広くすることができる。また、スイッチＳＷがオン及びオフの場合のいずれにおいても、並列腕回路１２Ｄの低周波数側の共振周波数（スイッチＳＷがオンの場合にはｆｒｐ１ｏｎ、スイッチＳＷがオフの場合にはｆｒｐ１ｏｆｆ）は並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低い。このため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　［７．　共振解析による原理説明２］
　ここで、上述のような並列腕回路１２Ｄの共振周波数及び反共振周波数が得られる原理について、共振子の等価回路モデルを用いたインピーダンス特性（共振特性）の解析（共振解析）により説明しておく。

　［７．１．　共振子にインダクタを直列接続］
　まず、共振子ｒｅｓｏ１にインダクタが直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図８は、共振子ｒｅｓｏ１にインダクタＬ_ｔが直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、この場合の等価回路モデルは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０を並列に接続した回路で表される共振子ｒｅｓｏ１に対して、インダクタＬ_ｔが直列に接続された構成となる。

　この等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺ_ｒｍが０となる周波数であることから、式２０を解くことにより、式２１及び式２２で表される。具体的には、低周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＬは式２１で表され、高周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＨは式２２で表される。

　一方、この等価回路の反共振周波数ｆ_ａｍは、上記等価回路のアドミッタンスＹ_ａｍが０となる周波数であることから、式２３を解くことにより、式２４で表される。

　式２１、式２２及び式２４より、図８の右側グラフに示すように、共振子ｒｅｓｏ１にインダクタＬ_ｔを直列接続した回路では、反共振周波数ｆ_ａｍが共振子ｒｅｓｏ１単体の反共振周波数ｆ_ａと等しくなり、低周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＬが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆ_ｒよりも低周波数となり、高周波数側の共振周波数ｆ_ｒｍＨが共振子ｒｅｓｏ１単体の共振周波数ｆ_ｒよりも高周波数となることが解る。つまり、この回路では、反共振周波数が２つになることが解る。

　［７．２．　共振解析に基づく特性説明（実施例３及び実施例４）］
　このような共振解析に基づき、上述した実施例３及び実施例４において、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて並列腕回路１２の共振周波数あるいは反共振周波数、及び、これらの数が切り替わることが説明される。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕共振子２２ｐにインダクタ２２Ｌが直列接続された構成となる。よって、この場合、並列腕回路１２Ｄの共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１にインダクタＬ_ｔが直列接続された場合の等価回路モデルによって説明される（図８参照）。一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕共振子２２ｐにインダクタ２２Ｌ及びキャパシタ２２ＣからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された構成となる。よって、並列腕回路１２の共振周波数及び反共振周波数は、共振子ｒｅｓｏ１にキャパシタＣ_ｔ及びインダクタＬ_ｔからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された場合の等価回路モデルによって説明される（図５Ｃ参照）。この場合、インピーダンス回路１３Ｄのインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、当該等価回路モデルにおいてＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数１／（２π√（Ｌ_ｔＣ_ｔ））に相当する。

　すなわち、例えば、実施例３において、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆは上記の式２１によって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆは上記の式２２によって説明され。また、並列腕回路１２Ｄの反共振周波数ｆａｏｆｆは上記の式２４によって説明される。

　一方、実施例３において、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎのうち、低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎは上記の式１１のｆ_ｒｍＬによって説明され、高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎは上記の式１１のｆ_ｒｍＨによって説明される。また、この場合、並列腕回路１２Ｄの２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎのうち、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１３によって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１５によって説明される。

　また、例えば、実施例４において、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２Ｄの共振周波数ｆｒｐｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｏｆｆは、実施例３と同様に説明される。

　一方、実施例４において、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２Ｄの２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎは、実施例３と同様に説明される。また、この場合、並列腕回路１２Ｄの２つの反共振周波数ｆａｐ１ｏｎ及びｆａｐ２ｏｎのうち、低周波数側の反共振周波数ｆａｐ１ｏｎは上記の式１７によって説明され、高周波数側の反共振周波数ｆａｐ２ｏｎは上記の式１９によって説明される。

　［８．　効果等］
　以上、実施の形態１及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄ（高周波フィルタ回路）について、説明した。以下では、このようなフィルタ２２Ａ及び２２Ｄによって奏される効果について、説明する。

　本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄ（高周波フィルタ回路）によれば、並列腕共振子２２ｐに直列接続されたインピーダンス回路（実施の形態ではインピーダンス回路１３、変形例ではインピーダンス回路１３Ｄ）を備える。インピーダンス回路では、直列接続されたスイッチ２２ＳＷ及び第２インピーダンス素子（実施の形態ではインダクタ２２Ｌ、変形例ではキャパシタ２２Ｃ）によって構成される第１直列回路が、第１インピーダンス素子に並列接続されている。

　これにより、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて、インピーダンス回路において第２インピーダンス素子の接続及び非接続が切り替わるため、インピーダンス回路のインピーダンスが切り替わる。また、第１インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの一方であり、第２インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの他方であるため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタの並列回路によってインピーダンスが極大の周波数ｆｚを有する。また、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。そして該２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低い共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを含む。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、１つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路では、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側に共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを配置できるため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　別の観点では、特許文献１に開示された構成では、通過帯域の周波数可変幅（周波数のシフト量）が、スイッチのオン及びオフに応じて並列腕共振子と接続または非接続されるインピーダンス素子（上記の特許文献１ではキャパシタ）の素子値によって制約される。よって、周波数可変幅を広げるためには、複数のインピーダンス素子を設け、当該複数のインピーダンス素子と並列腕共振子とを選択的に接続するスイッチを設ける構成が考えられる。しかしながら、このような構成では、スイッチの個数の増加によって、高周波フィルタ回路の小型化が妨げられる。

　これに対して、本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄによれば、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続された直列腕共振子２２ｓと、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕共振子２２ｐと、インダクタ及びキャパシタの一方であって、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ２２ＳＷと、を備える。また、第２インピーダンス素子及びスイッチ２２ＳＷによって構成される第１直列回路は、第１インピーダンス素子に並列接続されている。

　これにより、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて、第２インピーダンス素子が並列腕共振子２２ｐに接続または非接続とされるため、並列腕共振子２２ｐに付加されるインピーダンスが可変する。よって、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間の並列腕のインピーダンスが極小となる周波数（上記説明では並列腕回路の共振周波数）が可変する。このため、並列腕のインピーダンスが極小となる周波数によって規定される通過帯域低域側の極（減衰極）がスイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて可変することになり、通過帯域の低域端の周波数を可変することができる。

　ここで、第１インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの一方であり、第２インピーダンス素子はその他方であるため、１つのスイッチ２２ＳＷのオン及びオフを切り替えるだけで、次の２つの状態を実現することが可能となる。具体的には、通過帯域低域側の減衰極を規定する周波数である並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数について、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低域側に位置させる第１状態と、高域側に位置させる第２状態とを実現することが可能となる。よって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端の周波数可変幅を広げることが可能となる。つまり、本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄによれば、通過帯域と通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を広げることが可能となる。

　また、本実施の形態に係るフィルタ２２Ａによれば、第１インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大となる周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを含む２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスを有する。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側かつ並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐより低周波数側に１つの共振周波数ｆｒｐｏｆｆを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路の共振周波数と共振周波数の数とを切り替えることができるため、減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　別の観点では、スイッチ２２ＳＷをオンにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を低域側にシフトさせ、スイッチ２２ＳＷをオフにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせることができる。また、一般的に、キャパシタはインダクタよりもＱ値が高い。このため、第１インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃであることにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕のＱ値を高めることができる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を高めることができる。

　また、本実施の形態によれば、実施例１のように、スイッチ２２ＳＷがオンである場合には、インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高くてもかまわない。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数に位置するため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいては誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎと、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ及び反共振周波数ｆａｐより高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎとの、計２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側かつ並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐより低周波数側の１つの共振周波数ｆｒｐｏｆｆのみを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数と、通過帯域高域側における減衰極の有無を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　別の観点では、実施例１では、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、並列腕共振子２２ｐとインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２２との合成インピーダンスが極小となる高周波数側の周波数である共振周波数ｆｒｐ２ｏｎが、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低域に位置する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、並列腕共振子２２ｐとキャパシタＣ２２との合成インピーダンスが極小となる周波数である並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆが、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高域に位置する。

　これにより、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて切り替わる第１通過帯域と第２通過帯域とで、通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を広げることができる。

　また、本実施の形態によれば、実施例２のように、スイッチ２２ＳＷがオンである場合には、インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚが、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低くてもかまわない。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数に位置するため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいては容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎと、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側かつ並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎとの、計２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側かつ並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐより低周波数側に１つの共振周波数ｆｒｐｏｆｆのみを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、本実施の形態の変形例に係るフィルタ２２Ｄによれば、第１インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌ、かつ、第２インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大の周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｎを含む２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路は、インダクタのみの回路となるため、誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆと、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｆｆとの、計２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆ及びｆｒｐ２ｏｆｆを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　別の観点では、スイッチ２２ＳＷをオンにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせ、スイッチ２２ＳＷをオフにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を低域側にシフトさせることができる。また、第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタの場合に比べて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の通過帯域のロスを低減することができる。

　また、本実施の形態の変形例によれば、実施例３のように、スイッチ２２ＳＷがオンである場合には、インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低くてもかまわない。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数に位置するため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいては容量性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側に２つの共振周波数ｆｒｐ１ｏｎ及びｆｒｐ２ｏｎを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数及び減衰極の数と、通過帯域高域側の減衰極の有無を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　別の観点では、実施例３では、スイッチ２２ＳＷがオンの場合には、並列腕共振子２２ｐとインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２２との合成インピーダンスが極小となる周波数である並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｒｐ２ｏｎが、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高域に位置する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、並列腕共振子２２ｐとインダクタ２２Ｌとの合成インピーダンスが極小となる並列腕回路の低周波数側の共振周波数ｆｒｐ１ｏｆｆが、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低域に位置する。

　また、本実施の形態の変形例によれば、実施例４のように、スイッチ２２ＳＷがオンである場合には、インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高くてもかまわない。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路は、インピーダンスが極大の周波数が並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数に位置するため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐにおいては誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ及び反共振周波数ｆａｐより高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路は、インダクタのみの回路となるため、誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側における減衰極の周波数と、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄによれば、並列腕共振子２２ｐは、弾性表面波共振子、または、バルク弾性波共振子であることが好ましい。これにより、並列腕共振子２２ｐを小型化できるので、フィルタ２２Ａ及び２２Ｄの小型化及び低コスト化が可能となる。また、弾性表面波共振子及びバルク弾性波共振子を用いた弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、通過帯域内のロスを低減できるとともに、高選択度化が可能となる。

　また、本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ２２Ａ及び２２Ｄによれば、スイッチ２２ＳＷ（スイッチ素子）はＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることが好ましい。このような半導体を用いたスイッチは小型であるため、フィルタ２２Ａ及び２２Ｄを小型化することができる。

　（実施の形態２）
　上記実施の形態１及びその変形例では、スイッチ素子と第２インピーダンス素子とで構成される第１直列回路１４及び１４Ｄを１つ備えるフィルタについて説明した。これに対して、実施の形態２では、当該第１直列回路を複数備えるフィルタについて説明する。

　図９は、実施の形態２に係るフィルタ２２Ｅの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２２Ｅは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａに比べて、スイッチ素子と第２インピーダンス素子（ここではインダクタ）とで構成される第１直列回路を複数備える。

　具体的には、フィルタ２２Ｅは、フィルタ２２Ａと同様に、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐと、キャパシタ２２Ｃ（第１インピーダンス素子）とを備える。また、フィルタ２２Ｅは、複数のスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋと、複数のインダクタ２２Ｌａ～２２Ｌｋ（第２インピーダンス素子）と、を備える。ここで、複数のスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋと、複数のインダクタ２２Ｌａ～２２Ｌｋとは、個別に対応（１対１に対応）して互いに直列接続されている。

　複数のスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋは、それぞれ、一方の端子が並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃとの接続ノードｘ２に接続されている。

　複数のインダクタ２２Ｌａ～２２Ｌｋは、それぞれ、一方の端子がスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋのうち所定のスイッチの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。各インダクタは、対応するスイッチと共に、第１直列回路を構成する。

　つまり、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｅは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐと第１インピーダンス素子（ここではキャパシタ２２Ｃ）との接続ノード（図９ではノードｘ２）に接続されたスイッチ素子（ここではスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋ）と、当該スイッチ素子と第２インピーダンス素子（ここではインダクタ２２Ｌａ～２２Ｌｋ）と、で構成される第１直列回路を複数備える。

　以上のように構成されたフィルタ２２Ｅ（高周波フィルタ回路）によれば、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａと同様の構成を有するため、実施の形態１と同様の効果が奏される。

　また、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｅによれば、スイッチ素子と第２インピーダンス素子とで構成される第１直列回路を複数備える。これにより、複数の第１直列回路のスイッチ素子のオン及びオフが適宜切り替えられることにより、減衰極の周波数及び減衰極の数を細かく調整することが可能となる。

　（実施の形態２の変形例１）
　上記実施の形態２では、第１インピーダンス素子としてキャパシタを用い、第２インピーダンス素子としてインダクタを用いたフィルタを例に説明した。しかし、これらの関係は逆であってもかまわない。つまり、第１インピーダンス素子としてインダクタを用い、第２インピーダンス素子としてキャパシタを用いてもかまわない。そこで、実施の形態２の変形例１では、このようなフィルタについて説明する。

　図１０は、実施の形態２の変形例１に係るフィルタ２２Ｆの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２２Ｆは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ２２Ｄに比べて、スイッチ素子と第２インピーダンス素子（ここではキャパシタ）とで構成される第１直列回路を複数備える。ここで、第１直列回路は、実施の形態２における第１直列回路において、インダクタをキャパシタに置き換えた回路であるため、詳細な説明を省略する。

　このように構成されたフィルタ２２Ｆ（高周波フィルタ回路）であっても、実施の形態２に係るフィルタＥと同様の効果が奏される。

　（実施の形態２の変形例２）
　上記実施の形態２及びその変形例１では、スイッチ素子と第２インピーダンス素子とで構成される第１直列回路を複数備えるフィルタについて説明した。これに対して、実施の形態２の変形例２では、さらに、スイッチ素子と第３インピーダンス素子とで構成される第２直列回路を備えるフィルタについて説明する。

　図１１は、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ２２Ｇの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２２Ｇは、実施の形態２に係るフィルタ２２Ｅに比べて、スイッチ素子と第２インピーダンス素子（ここではインダクタ）とで構成される第１直列回路と並列に、スイッチ素子と第３インピーダンス素子（ここではキャパシタ）とで構成される第２直列回路を備える。

　具体的には、フィルタ２２Ｇは、フィルタ２２Ｅと同様に、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐと、キャパシタ２２Ｃ（第１インピーダンス素子）とを備える。また、フィルタ２２Ｇは、複数のスイッチ２２ＳＷａ～２２ＳＷｋと、インダクタ２２Ｌａ～２２Ｌｂを含む複数のインダクタ（第２インピーダンス素子）と、キャパシタ２２Ｃ（ｋ－１）～２２Ｃｋを含む複数のキャパシタ（第３インピーダンス素子）と、を備える。ここで、複数のスイッチ２２ＳＷａ～ＳＷｋと、複数のインダクタ及び複数のキャパシタとは、個別に対応（１対１に対応）して互いに直列接続されている。

　複数のキャパシタ（第３インピーダンス素子）は、それぞれ、一方の端子がスイッチ２２ＳＷａ～ＳＷｋのうち複数のインダクタと異なるスイッチの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。各キャパシタは、対応するスイッチと共に、第２直列回路を構成する。

　つまり、本変形例に係るフィルタ２２Ｇは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐと第１インピーダンス素子（ここではキャパシタ２２Ｃ）との接続ノード（図１１ではノードｘ２）に接続されたスイッチ素子（ここではスイッチ２２ＳＷ（ｋ－１）及び２２ＳＷｋ等）と、一方の端子がスイッチ素子の他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続された第３インピーダンス素子（ここではキャパシタ２２Ｃ（ｋ－１）及び２２Ｃｋ等）と、で構成される第２直列回路を複数備える。

　なお、フィルタ２２Ｇが備える第２直列回路の個数は複数に限らず、１つであってもかまわない。

　以上のように構成されたフィルタ２２Ｇ（高周波フィルタ回路）によれば、実施の形態２に係るフィルタ２２Ｅと同様の構成を有するため、実施の形態２と同様の効果が奏される。

　また、本変形例に係るフィルタ２２Ｇによれば、スイッチ素子と第３インピーダンス素子とで構成される第２直列回路を備える。これにより、第１直列回路及び第２直列回路のスイッチ素子のオン及びオフが適宜切り替えられることにより、減衰極の周波数及び減衰極の数を細かく調整することが可能となる。

　ここで、本変形例に係るフィルタ２２Ｇによれば、複数の第２直列回路を備える。このため、第１直列回路及び複数の第２直列回路のスイッチ素子のオン及びオフが適宜切り替えられることにより、減衰極の周波数及び減衰極の数をさらに細かく調整することが可能となる。

　（実施の形態２の変形例３）
　上記実施の形態２の変形例２では、第１インピーダンス素子及び第３インピーダンス素子としてキャパシタを用い、第２インピーダンス素子としてインダクタを用いたフィルタを例に説明した。しかし、これらの関係は逆であってもかまわない。つまり、第１インピーダンス素子及び第３インピーダンス素子としてインダクタを用い、第２インピーダンス素子としてキャパシタを用いてもかまわない。そこで、実施の形態２の変形例３では、このようなフィルタについて説明する。

　図１２は、実施の形態２の変形例３に係るフィルタ２２Ｈの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２２Ｈは、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ２２Ｇに比べて、次のように構成されている。すなわち、第１インピーダンス素子として、キャパシタ２２Ｃに代わりインダクタ２２Ｌを有する。また、複数の第２インピーダンス素子として、インダクタ２２Ｌａ及び２２Ｌｂに代わり、キャパシタ２２Ｃ（ｋ－１）及び２２Ｃｋを有する。また、複数の第３インピーダンス素子として、キャパシタ２２Ｃ（ｋ－１）及び２２Ｃｋに代わり、インダクタ２２Ｌａ及び２２Ｌｂを有する。

　つまり、フィルタ２２Ｈでは、キャパシタ２２Ｃ（ｋ－１）及び２２Ｃｋの各々と、これに直列接続されたスイッチ２２ＳＷ（ｋ－１）及び２２ＳＷｋの各々とで、第１直列回路が構成されている。また、インダクタ２２Ｌａ及び２２Ｌｂの各々と、これに直列接続されたスイッチ２２ＳＷａ及び２２ＳＷｂの各々とで、第２直列回路が構成されている。

　このように、フィルタ２２Ｈは、スイッチ素子と第２インピーダンス素子（ここではキャパシタ）とで構成される直列回路（第１直列回路）と並列に、スイッチ素子と第３インピーダンス素子（ここではインダクタ）とで構成される直列回路（第２直列回路）を備える。

　ここで、第１及び第２直列回路は、実施の形態２の変形例２における第１及び第２直列回路において、インダクタをキャパシタに置き換え、キャパシタをインダクタに置き換えた回路であるため、詳細な説明を省略する。

　このように構成されたフィルタ２２Ｈ（高周波フィルタ回路）であっても、実施の形態２の変形例２に係るフィルタＧと同様の効果が奏される。

　（実施の形態３）
　上記実施の形態１及び２ならびにその変形例では、１つの直列腕回路と１つの並列腕回路とで構成されるラダー型のフィルタ構造を有するフィルタを例に説明した。しかし、フィルタは、少なくとも２つの当該並列腕回路と、少なくとも１つの当該直列腕回路と、で構成されるラダー型のフィルタ構造を有してもかまわない。そこで、実施の形態３では、このようなフィルタについて、４つの直列腕回路と４つの並列腕回路とで構成された、Ｂａｎｄ１１、Ｂａｎｄ２１及びＢａｎｄ３２それぞれの受信帯域に対応するダイバーシティ用チューナブルフィルタを例に説明する。

　まず、各バンドに割り当てられた周波数帯域について説明する。

　Ｂａｎｄ１１は、受信帯域が１４７５．９－１４９５．９［ＭＨｚ］、送信帯域が１４２７．９－１４４７．９［ＭＨｚ］である。Ｂａｎｄ２１は、受信帯域が１４９５．９－１５１０．９［ＭＨｚ］、送信帯域が１４４７．９－１４６２．９［ＭＨｚ］である。Ｂａｎｄ３２は、受信専用のバンドであり、受信帯域が１４５２．０－１４９６．０［ＭＨｚ］である。以下、各バンドの受信帯域（Ｒｘ）及び送信帯域（Ｔｘ）を、例えばＢａｎｄ１１の受信帯域（Ｒｘ）については「Ｂａｎｄ１１Ｒｘ帯」のように、バンド名とその末尾に付加された受信帯域または送信帯域を示す文言とで簡略化して記載する場合がある。

　これらのバンドは、例えば、排他的に使用される。このため、本実施の形態に係るフィルタは、通過帯域を、Ｂａｎｄ１１Ｒｘ帯、Ｂａｎｄ２１Ｒｘ帯及びＢａｎｄ３２Ｒｘ帯のいずれかに切り替えることができるチューナブルフィルタとして構成されている。

　図１３は、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉの回路構成図である。

　同図に示すように、フィルタ２２Ｉは、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓと、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐと、を備えたラダー型のフィルタ回路である。フィルタ２２Ｉは、さらに、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐにそれぞれ個別に直列接続されたインダクタ２２１Ｌ～２２４Ｌ（第１インピーダンス素子）を備える。インダクタ２２１Ｌ～２２４Ｌのそれぞれは、１～８［ｎＨ］のインダクタンスを有する。また、フィルタ２２Ｉは、通過帯域を可変させるためのスイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂ（スイッチ素子）と、キャパシタ２２２Ｃａ、２２２Ｃｂ、２２３Ｃｂ及び２２４Ｃｂ（第２インピーダンス素子）と、を備える。

　ここで、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの各々は、直列腕回路を構成する。また、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐの各々と、これと同一の並列腕に設けられたキャパシタ、インダクタまたはスイッチ等の回路素子とは、並列腕回路を構成する。したがって、フィルタ２２Ｉは、３つの直列腕回路と４つの並列腕回路とで構成されたラダー型のフィルタ構造を有する。

　スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂは、一方の端子が、並列腕共振子２２１ｐとインダクタ２２１Ｌとの接続ノードに接続されている。これと同様に、スイッチ２２２ＳＷａ及び２２２ＳＷｂ、スイッチ２２３ＳＷａ及び２２３ＳＷｂ、ならびに、スイッチ２２４ＳＷａ及び２２４ＳＷｂについても、一方の端子が、並列腕共振子２２２ｐとインダクタ２２２Ｌとの接続ノード、並列腕共振子２２３ｐとインダクタ２２３Ｌとの接続ノード、ならびに、並列腕共振子２２４ｐとインダクタ２２４Ｌとの接続ノードに接続されている。

　キャパシタ２２２Ｃａは、一方の端子がスイッチ２２２ＳＷａの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。これと同様に、キャパシタ２２２Ｃｂ、２２３Ｃｂ及び２２４Ｃｂについても、一方の端子がスイッチ２２２ＳＷｂ、２２３ＳＷｂ及び２２４ＳＷｂの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

　スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ～２２２４ＳＷｂのうち、他方の端子がキャパシタ２２２Ｃａ、２２２Ｃｂ、２２３Ｃｂ及び２２４Ｃｂと接続されないスイッチは、当該他方の端子がグランドに接続されている。

　ここで、スイッチ２２２ＳＷａとキャパシタ２２２Ｃａとの直列回路、スイッチ２２２ＳＷｂとキャパシタ２２２Ｃｂとの直列回路、スイッチ２２３ＳＷｂとキャパシタ２２３Ｃｂとの直列回路、及び、スイッチ２２４ＳＷｂとキャパシタ２２４Ｃｂとの直列回路は、それぞれ、上述した第１直列回路に相当する。

　以上のように構成されたフィルタ２２Ｉは、制御信号にしたがってスイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａのオン及びオフならびにスイッチ２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂのオン及びオフが切り替わることにより、通過帯域をＢａｎｄ１１Ｒｘ帯、Ｂａｎｄ２１Ｒｘ帯及びＢａｎｄ３２Ｒｘ帯のいずれかに切り替える。そこで、以下、フィルタ２２Ｉの通過特性について、図１４Ａ～図１４Ｄを用いて説明する。なお、以下では、Ａ以上Ｂ以下を示す数値範囲をＡ～Ｂのように簡略化して記載する。

　図１４Ａは、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉを構成する共振子単体でのインピーダンス特性を表すグラフである。図１４Ｂは、並列腕共振子２２１ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性（２２１ｐ経路並列腕合成特性）、及び、並列腕共振子２２２ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性（２２２ｐ経路並列腕合成特性）を表すグラフである。図１４Ｃは、並列腕共振子２２３ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性（２２３ｐ経路並列腕合成特性）、及び、並列腕共振子２２４ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性（２２４ｐ経路並列腕合成特性）を表すグラフである。図１４Ｄは、フィルタ２２Ｉの通過特性を表すグラフである。

　まず、共振子単体のインピーダンス特性について、図１４Ａを用いて説明する。

　直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓのそれぞれは、図１４Ａの中段に示すように、１４８０～１５００［ＭＨｚ］の共振周波数ｆｒ１ｓ～ｆｒ３ｓを有する。並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐのそれぞれは、図１４Ａの下段に示すように、１４３０～１４６０［ＭＨｚ］の共振周波数ｆｒ１ｐ～ｆｒ４ｐを有する。

　次いで、並列腕共振子２２１ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性について、図１４Ｂの中段を用いて図１４Ａを参照しながら説明する。なお、スイッチ２２２ＳＷａがオフかつスイッチ２２２ＳＷｂがオンの場合における当該特性と、スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ双方がオンの場合における当該特性とは、一致する。このため、図１４Ｂの中段において、これら２つの特性を示すグラフは一致している。

　スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ双方がオンの場合には、当該並列腕回路は、スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂによってインダクタ２２１Ｌが短絡されるため、並列腕共振子２２１ｐに対してインダクタ２２１Ｌが付加されていない回路となる。このため、当該並列腕回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２１ｐのインピーダンス特性と略一致する。よって、当該並列腕回路の共振周波数は、並列腕共振子２２１ｐの共振周波数ｆｒ１ｐと略一致する。なお、スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂのいずれか一方のみがオンの場合の場合も、同様のインピーダンス特性となる。

　これに対し、スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ双方がオフの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２１ｐに対してインダクタ２２１Ｌが直列に付加された回路となる。このため、当該並列腕回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２１ｐとインダクタ２２１Ｌとの合成インピーダンス特性となる。よって、当該並列腕回路の共振周波数ｆｐ１は、並列腕共振子２２１ｐの共振周波数ｆｒ１ｐより低域側となる。

　また、スイッチ２２１ＳＷａ及び２２１ＳＷｂのオン及びオフに依らず、当該並列腕回路の反共振周波数は、並列腕共振子２２１ｐの反共振周波数ｆａ１ｐと略一致する。

　次いで、並列腕共振子２２２ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性について、図１４Ｂの下段を用いて図１４Ａを参照しながら説明する。

　スイッチ２２２ＳＷａがオフかつスイッチ２２２ＳＷｂがオンの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２２ｐに対してインダクタ２２２Ｌとキャパシタ２２２Ｃｂとで構成されるＬＣ並列共振回路が直列に付加された回路となる。本実施の形態では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、並列腕共振子２２２ｐの共振周波数ｆｒ２ｐより低くなるように調整されている（例えば約１３００［ＭＨｚ］）。よって、このときの並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｐ２は、並列腕共振子２２２ｐの共振周波数ｆｒ２ｐより高域側となっている。また、このときの並列腕回路の低周波数側の共振周波数は、約１１２０［ＭＨｚ］である。ここで、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、インダクタ２２２ＬのインダクタンスをＬ１とし、キャパシタ２２２ＣｂのキャパシタンスをＣ２とすると、ｆｚ＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ２））で表される。

　これに対し、スイッチ２２２ＳＷａ及び２２２ＳＷｂ双方がオンの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２２ｐに対してインダクタ２２２Ｌとキャパシタ２２２Ｃａ及び２２２Ｃｂとで構成されるＬＣ並列共振回路が直列に付加された回路となる。本実施の形態では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、上記ｆｒ２ｐより低く、さらには上記ｆｒ１より低くなるように調整されている（例えば約１２５０［ＭＨｚ］）。よって、このときの並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｐ３は、並列腕共振子２２２ｐの共振周波数ｆｒ２ｐより高域側となる。また、このときの並列腕回路の低周波数側の共振周波数は、約１０８０［ＭＨｚ］である。また、このとき、スイッチ２２２ＳＷａがオフかつスイッチ２２２ＳＷｂがオンの場合に比べて、並列腕共振子２２２ｐに対して付加される容量値が大きくなるため、上記ｆｐ３は、上述したｆｐ２より低域側となっている。ここで、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、インダクタ２２２ＬのインダクタンスをＬ１とし、キャパシタ２２２Ｃａ及び２２２ＣｂのキャパシタンスをそれぞれＣ１及びＣ２とすると、ｆｚ＝１／（２π√（Ｌ１（Ｃ１＋Ｃ２）））で表される。

　これらに対し、スイッチ２２２ＳＷａ及び２２２ＳＷｂ双方がオフの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２２ｐに対してインダクタ２２２Ｌが直列に付加された回路となる。よって、このときの並列腕回路の共振周波数ｆｐ４は、並列腕共振子２２２ｐの共振周波数ｆｒ２ｐより低域側となっている。

　また、当該並列腕回路の反共振周波数は、スイッチ２２２ＳＷａ及び２２２ＳＷｂのオン及びオフに依らず、並列腕共振子２２２ｐの反共振周波数ｆａ２ｐと略一致する。

　次いで、並列腕共振子２２３ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性について、図１４Ｃの中段を用いて図１４Ａを参照しながら説明する。

　スイッチ２２３ＳＷａがオフかつスイッチ２２３ＳＷｂがオンの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２３ｐに対してインダクタ２２３Ｌとキャパシタ２２３Ｃｂとで構成されるＬＣ並列共振回路が直列に付加された回路となる。本実施の形態では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、並列腕共振子２２３ｐの共振周波数ｆｒ３ｐより低くなるように調整されている（例えば約８００［ＭＨｚ］）。よって、このときの並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｐ５は、並列腕共振子２２３ｐの共振周波数ｆｒ３ｐより高域側となっている。ここで、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、インダクタ２２３ＬのインダクタンスをＬ３とし、キャパシタ２２３ＣｂのキャパシタンスをＣ３とすると、ｆｚ＝１／（２π√（Ｌ３・Ｃ３））で表される。

　これに対し、スイッチ２２３ＳＷａ及び２２３ＳＷｂ双方がオンの場合には、スイッチ２２３ＳＷａによってインダクタ２２３Ｌが短絡されるため、並列腕共振子２２３ｐに対してインダクタ２２３Ｌが付加されていないに等しい回路となる。このため、当該並列腕回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２３ｐのインピーダンス特性と略一致する。よって、このときの並列腕回路の共振周波数ｆｐ６は、並列腕共振子２２３ｐの共振周波数ｆｒ３ｐと略一致する。

　これらに対し、スイッチ２２３ＳＷａ及び２２３ＳＷｂ双方がオフの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２３ｐに対してインダクタ２２３Ｌが直列に付加された回路となる。よって、このときの並列腕回路の共振周波数ｆｐ７は、並列腕共振子２２３ｐの共振周波数ｆｒ３ｐより低域側となっている。

　また、当該並列腕回路の反共振周波数は、スイッチ２２３ＳＷａ及び２２３ＳＷｂのオン及びオフに依らず、並列腕共振子２２３ｐの反共振周波数ｆａ３ｐと略一致する。

　次いで、並列腕共振子２２４ｐが設けられた並列腕回路のインピーダンス特性について、図１４Ｃの下段を用いて図１４Ａを参照しながら説明する。ここで、並列腕共振子２２４ｐが設けられた並列腕回路は、上述した並列腕共振子２２３ｐが設けられた並列腕回路と同様の構成を有するため、以下では簡略化して説明する。

　スイッチ２２４ＳＷａがオフかつスイッチ２２４ＳＷｂがオンの場合には、当該並列腕回路は、並列腕共振子２２４ｐに対してインダクタ２２４Ｌとキャパシタ２２４Ｃｂとで構成されるＬＣ並列共振回路が直列に付加された回路となる。本実施の形態では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが極大となる周波数ｆｚは、並列腕共振子２２４ｐの共振周波数ｆｒ４ｐより低くなるように調整されている（例えば約８８０［ＭＨｚ］）。よって、このときの並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｐ８は、並列腕共振子２２４ｐの共振周波数ｆｒ４ｐより高域側となっている。

　これに対し、スイッチ２２４ＳＷａ及び２２４ＳＷｂ双方がオンの場合には、当該並列腕回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２４ｐのインピーダンス特性と略一致する。よって、このときの並列腕回路の共振周波数ｆｐ９は、並列腕共振子２２４ｐの共振周波数ｆｒ４ｐと略一致する。

　これらに対し、スイッチ２２４ＳＷａ及び２２４ＳＷｂ双方がオフの場合には、当該並列腕回路の共振周波数ｆｐ１０は、並列腕共振子２２４ｐの共振周波数ｆｒ４ｐより低域側となっている。

　ここまで、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓのインピーダンス特性、及び、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐそれぞれの並列腕回路のスイッチのオン及びオフの切り替えによって可変するインピーダンス特性について、説明した。以下では、これらのインピーダンス特性によって規定されるフィルタ２２Ｉの通過特性について、図１４Ｄを用いて説明する。ここで、以下では、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａは、制御信号（例えば、図１４Ｄの制御信号φＳ２２ａ）にしたがって、オン及びオフが共に切り替えられ、スイッチ２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂは、制御信号（例えば、図１４Ｄの制御信号φＳ２２ｂ）にしたがって、オン及びオフが共に切り替えられる。なお、これらのスイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂは、個別にオン及びオフが切り替えられてもかまわない。

　まず、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａがオフしており、スイッチ２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂがオンしている場合、フィルタ２２Ｉの通過特性は次のようになる。具体的には、通過帯域が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの共振周波数ｆｒ１ｓ～ｆｒ３ｓ、及び、上述した並列腕回路の高周波数側の反共振周波数（すなわち、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐの反共振周波数ｆａ１ｐ～ｆａ４ｐ）によって規定される。また、通過帯域低域側近傍の減衰帯域（阻止域）が、上述した並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｒ１ｐ、ｆｐ２、ｆｐ５及びｆｐ８によって規定される。また、通過帯域高域側の減衰帯域（阻止域）が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの反共振周波数ｆａ１ｓ～ｆａ３ｓによって規定される。さらに、並列腕共振子２２２ｐが設けられた並列腕回路の低周波数側の共振周波数（約１０８０ＭＨｚ）においても、通過帯域低域側の減衰帯域（阻止域）が規定される。

　これにより、この場合の通過特性は、図１４Ｄ下段の一点鎖線で示されるグラフとなる。つまり、この場合のフィルタ２２Ｉは、Ｂａｎｄ２１Ｒｘを通過帯域とし、Ｂａｎｄ２１Ｔｘを減衰帯域とするフィルタとなる。

　次いで、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａがオンしており、スイッチ２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂもオンしている場合、フィルタ２２Ｉの通過特性は次のようになる。具体的には、通過帯域が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの共振周波数ｆｒ１ｓ～ｆｒ３ｓ、及び、上述した並列腕回路の高周波数側の反共振周波数（すなわち、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐの反共振周波数ｆａ１ｐ～ｆａ４ｐ）によって規定される。また、通過帯域低域側近傍の減衰帯域（阻止域）が、上述した並列腕回路の高周波数側の共振周波数ｆｒ１ｐ、ｆｐ３、ｆｐ６及びｆｐ９によって規定される。また、通過帯域高域側の減衰帯域（阻止域）が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの反共振周波数ｆａ１ｓ～ｆａ３ｓによって規定される。さらに、並列腕共振子２２２ｐが設けられた並列腕回路の低周波数側の共振周波数（約１１２０ＭＨｚ）においても、通過帯域低域側の減衰帯域（阻止域）が規定される。

　これにより、この場合の通過特性は、図１４Ｄ下段の破線で示されるグラフとなる。つまり、この場合のフィルタ２２Ｉは、Ｂａｎｄ１１Ｒｘを通過帯域とし、Ｂａｎｄ１１Ｔｘを減衰帯域とするフィルタとなる。

　次いで、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａがオフしており、スイッチ２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂもオフしている場合、フィルタ２２Ｉの通過特性は次のようになる。具体的には、通過帯域が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの共振周波数ｆｒ１ｓ～ｆｒ３ｓ、及び、上述した並列腕回路の反共振周波数（すなわち、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐの反共振周波数ｆａ１ｐ～ｆａ４ｐ）によって規定される。また、通過帯域低域側の減衰帯域（阻止域）が、上述した並列腕回路の共振周波数ｆｐ１、ｆｐ４、ｆｐ７及びｆｐ１０によって規定される。また、通過帯域高域側の減衰帯域（阻止域）が、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓの反共振周波数ｆａ１ｓ～ｆａ３ｓによって規定される。

　これにより、この場合の通過特性は、図１４Ｄ下段の実線で示されるグラフとなる。つまり、この場合のフィルタ２２Ｉは、Ｂａｎｄ３２Ｒｘを通過帯域とするフィルタとなる。

　このように、本実施の形態に係るフィルタ２２Ｉは、制御信号にしたがって、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂのオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域を、Ｂａｎｄ１１Ｒｘ帯、Ｂａｎｄ２１Ｒｘ帯及びＢａｎｄ３２Ｒｘ帯のいずれかに切り替えることができる。

　また、本実施の形態において、並列腕共振子２２２ｐ～２２４ｐが設けられた３つの並列腕回路は、上記実施の形態１及び２ならびにその変形例のいずれかにおける並列腕回路の構成を有する。このため、本実施の形態によれば、上記実施の形態１及び２ならびにその変形例と同様の効果が奏される。すなわち、並列腕共振子２２２ｐ～２２４ｐの共振周波数ｆｒ１ｐ～ｆｒ４ｐより低周波数の減衰帯域における十分な減衰量を確保することができる。

　具体的には、本実施の形態では、並列腕共振子２２２ｐ～２２４ｐが設けられた３つの並列腕回路の各々において、スイッチに直列接続される第２インピーダンス素子がキャパシタであり、スイッチ及び第２インピーダンス素子によって構成される第１直列回路に並列接続される第１インピーダンス素子がインダクタである。

　なお、フィルタは、上記構成に限らず、上記実施の形態１及び２ならびにその変形例のいずれかにおける少なくとも２つ並列腕回路と、上記実施の形態１及び２ならびにその変形例のいずれかにおける少なくとも１つの直列腕回路と、で構成されるラダー型のフィルタ構造を有していればよい。このため、並列腕回路及び直列腕回路の個数及び構成はこれに限らない。また、このようなフィルタでは、少なくとも２つの並列腕回路の各々において、第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタであってもかまわない。また、このようなフィルタでは、少なくとも２つの並列腕回路のうち一部の並列腕回路において、第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタであり、他の並列腕回路において、第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、第２インピーダンス素子がキャパシタであってもかまわない。

　このようなフィルタ２２Ｉは、例えば、次のような構造を有する。

　図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉの外観斜視図である。図１５Ｂは、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉの断面図であり、具体的には、図１５ＡのXVB－XVB線における断面図である。なお、図１５Ａでは、封止部材３５を透過して、封止部材３５によって封止された部品を図示している。

　これらの図に示されるように、フィルタ２２Ｉは、モジュール基板３１、弾性波共振子用パッケージ３２、スイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３３Ａ及び３３Ｂ、チップ部品３４Ａ及び３４Ｂ、ならびに、封止部材３５を備える。フィルタ２２Ｉは、本実施の形態では、弾性波共振子用パッケージ３２、スイッチＩＣ３３Ａ及び３３Ｂ、ならびに、チップ部品３４Ａ及び３４Ｂが、モジュール基板３１上に配置されたスタック構造を有する。

　モジュール基板３１は、インダクタ及びキャパシタ（第１インピーダンス素子及び第２インピーダンス素子）のうち比較的定数が小さい素子、及び、フィルタ２２Ｉを構成する配線を内蔵する、例えばＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板である。

　弾性波共振子用パッケージ３２は、共振子を内蔵し、例えば、圧電基板及びＩＤＴ電極等で構成されている。

　スイッチＩＣ３３Ａ及び３３Ｂは、それぞれ、スイッチ２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ及び２２１ＳＷｂ～２２２４ＳＷｂを内蔵するチップ部品であり、例えば、制御端子（図示せず）に入力される制御信号にしたがってオン及びオフが切り替えられる４つのＳＰＳＴ型のスイッチを内蔵する。

　チップ部品３４Ａ及び３４Ｂは、インダクタ及びキャパシタ（第１インピーダンス素子及び第２インピーダンス素子）のうち比較的定数が大きい素子である。

　封止部材３５は、モジュール基板３１上に配置された部品を封止する、例えば樹脂である。さらには、樹脂表面にシールド用の電極が設けられていても良い。

　このように本実施の形態に係るフィルタ２２Ｉは、スタック構造を有するため、実装面積の省スペース化を図ることができる。なお、フィルタ２２Ｉはスタック構造に限らず、例えば、一部の部品がモジュール基板３１とは異なる基板に実装されていてもかまわない。

　（実施の形態４）
　実施の形態３で説明したフィルタ２２Ｉは、実施の形態１に係る高周波フロントエンド回路２よりも、さらに使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

　図１６は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路２Ｌの構成図である。

　同図に示すように、高周波フロントエンド回路２Ｌは、アンテナ素子１に接続されるアンテナ端子ＡＮＴと受信端子Ｒｘ１～Ｒｘ３を備え、アンテナ端子ＡＮＴ側から順に、ダイプレクサ１０と、各々が複数のスイッチにより構成されるスイッチ群２１０ａ及び２１０ｂと、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群２２０と、受信側スイッチ２５１及び２５３と、受信増幅回路２６１～２６３と、を備える。

　ダイプレクサ１０は、ローバンド側の高周波信号とハイバンド側の高周波信号とを分波する分波器である。

　スイッチ群２１０ａ及び２１０ｂの各々は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ端子ＡＮＴと所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ端子ＡＮＴと接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路２Ｌは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。また、スイッチ群２１０ａ及び２１０ｂの各々は、ＳＰｎＴ型のスイッチによって構成されていてもかまわない。

　フィルタ群２２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタによって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ２８の受信帯域、（ii）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（iii）Ｂａｎｄ２６の受信帯域、（iv）Ｂａｎｄ８の受信帯域、（v）Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の受信帯域、（vi）Ｂａｎｄ３の受信帯域、（vii）Ｂａｎｄ２の受信帯域、（viii）Ｂａｎｄ４の受信帯域、（ix）Ｂａｎｄ１の受信帯域、（x）Ｂａｎｄ３０の受信帯域、ならびに、（xi）Ｂａｎｄ７の受信帯域、である。

　受信側スイッチ２５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ２５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６３に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ２５１及び２５３は、フィルタ群２２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ端子ＡＮＴに入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群２２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路２６１～２６３で増幅されて、受信端子Ｒｘ１～Ｒｘ３からＲＦＩＣ３（図１参照）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。

　受信増幅回路２６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路２６２は、Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路２６３は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　このように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌは、（v）Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ１１Ｒｘ帯、Ｂａｎｄ２１Ｒｘ帯及びＢａｎｄ３２Ｒｘ帯のいずれかに切り替える。

　以上のように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、上記実施の形態３に係るフィルタ２２Ｉ（高周波フィルタ回路）を備えることにより、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

　なお、高周波フロントエンド回路２Ｌは、フィルタ２２Ｉに限らず、上記実施の形態１及び２あるいはその変形例に係るフィルタを備えてもかまわない。

　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、フィルタ群２２０（複数の高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられた受信側スイッチ２５１及び２５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する受信増幅回路２６１及び２６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路２Ｌの小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、受信側スイッチ２５１及び２５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、受信側スイッチ２５１及び２５３の選択端子等の個数は、本実施の形態に限らず、２以上であればよい。

　（実施の形態５）
　また、上記説明した周波数可変機能を有するフィルタは、当該フィルタを含む複数のフィルタを備えるマルチプレクサに適用することができる。そこで、本実施の形態では、このようなマルチプレクサについて、Ｂａｎｄ１１、Ｂａｎｄ２１及びＢａｎｄ３２の受信帯域に対応するフィルタと、Ｂａｎｄ１の受信帯域に対応するフィルタと、を備える構成を例に説明する。

　図１７は、実施の形態５に係るマルチプレクサＭＰＸの構成図である。

　同図に示すマルチプレクサＭＰＸは、受信用のダイプレクサであり、周波数可変機能を有するフィルタ２３Ａと、周波数可変機能を有さないフィルタ２３Ｂと、を備える。本実施の形態では、マルチプレクサＭＰＸは、さらに、接続回路３０を備える。

　フィルタ２３Ａは、Ｂａｎｄ１１、Ｂａｎｄ２１及びＢａｎｄ３２の受信帯域用の周波数可変機能を有する受信フィルタであり、一方の入出力端子が接続回路３０を介してマルチプレクサＭＰＸの共通端子１１０ｃに接続され、他方の入出力端子がマルチプレクサＭＰＸの入出力端子１２０に接続されている。

　このフィルタ２３Ａは、実施の形態１～４及びその変形例のいずれかで説明した周波数可変機能を有するフィルタの構成を含む。

　フィルタ２３Ｂは、Ｂａｎｄ１の受信帯域用の周波数可変機能を有さない受信フィルタであり、一方の入出力端子が接続回路３０を介してマルチプレクサＭＰＸの共通端子１１０ｃに接続され、他方の入出力端子がマルチプレクサＭＰＸの入出力端子１３０に接続されている。

　接続回路３０は、マルチプレクサＭＰＸの共通端子１１０ｃと、フィルタ２３Ａ及び２３Ｂ各々の一方の入出力端子とを接続する。例えば、接続回路３０は、移相器、フィルタ２３Ａ及びフィルタ２３Ｂの少なくとも一方を選択するスイッチ、または、サーキュレータ等である。

　このようなマルチプレクサＭＰＸによれば、フィルタ２３Ａが実施の形態１～４及びその変形例のいずれかで説明した周波数可変機能を有するフィルタの構成を含むことにより、マルチバンドに対応するシステムに適用されるマルチプレクサとして、小型化が図られる。

　なお、マルチプレクサＭＰＸは、接続回路３０を備えていなくてもかまわない。つまり、フィルタ２３Ａ及び２３Ｂ各々は、接続回路３０を介して間接的に共通端子１１０ｃに接続される構成に限らず、回路素子を介さずに直接的に共通端子１１０ｃに接続されてもかまわない。

　また、マルチプレクサＭＰＸは、受信用に限らず送信用であってもかまわないし、受信用のフィルタと送信用のフィルタとを備えるデュプレクサ等であってもかまわない。また、マルチプレクサＭＰＸが備えるフィルタの個数は３以上であってもかまわない。

　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ回路及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～５及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フィルタ回路及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、上述した高周波フロントエンド回路２とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、マルチバンドに対応する通信装置４において、低周波数の減衰帯域における十分な減衰量を確保することができる。

　また、例えば、並列腕回路は、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｍ側のノードと接続されていなくてもよく、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｎ側のノードと接続されていてもかまわない。

　また、上記説明では、並列腕共振子２２ｐ及び第１インピーダンス素子は、並列腕共振子２２ｐがノードｘ１に接続されるとした。しかし、第１インピーダンス素子は、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続されていればよく、例えば、第１インピーダンス素子がノードｘ１に接続されてもかまわない。

　また、例えば、第１直列回路において、第２インピーダンス素子とスイッチ素子との接続順序は限定されない。つまり、上記説明した第１直列回路では、第２インピーダンス素子及びスイッチ素子のうち、第２インピーダンス素子がグランド側に接続されていたが、スイッチ素子がグランド側に接続されていてもかまわない。

　同様に、例えば、第２直列回路において、第３インピーダンス素子とスイッチ素子との接続順序は限定されない。つまり、上記説明した第２直列回路では、第３インピーダンス素子及びスイッチ素子のうち、第３インピーダンス素子がグランド側に接続されていたが、スイッチ素子がグランド側に接続されていてもかまわない。

　また、例えば、制御部は、ＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）の外部に設けられていてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路に設けられていてもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路は、上記説明した構成に限らず、インピーダンス回路を有する高周波フィルタ回路（すなわち周波数可変機能を有するフィルタ）と、当該インピーダンス回路のスイッチ素子のオン及びオフを制御する制御部と、を備えてもかまわない。このように構成された高周波フロントエンド回路によれば、マルチバンドに対応する高周波フロントエンド回路において、低周波数の減衰帯域における十分な減衰量を確保することができる。

　また、インピーダンス回路を有する高周波フィルタは、送信用のフィルタに限らず、受信用のフィルタであってもかまわない。

　また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　アンテナ素子
　２、２Ｌ　　高周波フロントエンド回路
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０　　ダイプレクサ
　１１　　直列腕回路
　１２、１２Ｄ　　並列腕回路
　１３、１３Ｄ　　インピーダンス回路
　１４、１４Ｄ　　第１直列回路
　２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ～２２Ｉ、２３Ａ、２３Ｂ　　フィルタ（高周波フィルタ回路）
　２２Ｃ、２２Ｃａ、２２Ｃ（ｋ－１）、２２Ｃｋ、２２２Ｃａ、２２２Ｃｂ、２２３Ｃｂ、２２４Ｃｂ　　キャパシタ
　２２Ｌ、２２Ｌａ、２２Ｌｂ、２２Ｌｋ、２２１Ｌ～２２４Ｌ　　インダクタ
　２２ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　２２ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　２２ＳＷ、２２ＳＷａ、２２ＳＷｂ、２２ＳＷ（ｋ－１）、２２ＳＷｋ、２２１ＳＷａ～２２４ＳＷａ、２２１ＳＷｂ～２２４ＳＷｂ　　スイッチ（スイッチ素子）
　２２ｐ、２２１ｐ～２２４ｐ　　並列腕共振子
　２２ｓ、２２１ｓ～２２３ｓ　　直列腕共振子
　２４　　送信増幅回路
　２６、２６１～２６３　　受信増幅回路
　３０　　接続回路
　３１　　モジュール基板
　３２　　弾性波共振子用パッケージ
　３３Ａ、３３Ｂ　　スイッチＩＣ
　３４Ａ、３４Ｂ　　チップ部品
　３５　　封止部材
　１００　　圧電基板
　１０１　　密着層
　１０２　　主電極層
　１０３　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１０ｃ　　共通端子
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１２０、１３０　入出力端子
　１２０Ａ、１２０Ｄ～１２０Ｆ、１２０Ｚ、１２１Ｇ～１２３Ｇ　　並列腕回路
　２１０ａ、２１０ｂ　　スイッチ群
　２２０　　フィルタ群
　２５１、２５３　　受信側スイッチ（スイッチ回路）
　ＡＮＴ　　アンテナ端子
　ＭＰＸ　　マルチプレクサ
　Ｔｘ、Ｔｘ１、Ｔｘ２　　送信端子
　Ｒｘ、Ｒｘ１、Ｒｘ２　　受信端子

Claims

　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、
　前記並列腕回路は、
　　並列腕共振子と、前記並列腕共振子に直列接続されたインピーダンス回路とを備え、
　前記インピーダンス回路は、
　　インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子と、
　　インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、
　　前記第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、
　前記第２インピーダンス素子及び前記スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている、
　高周波フィルタ回路。
　前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタである、
　請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より高い、
　請求項２に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より低い、
　請求項２に記載の高周波フィルタ回路。
　前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタである、
　請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より低い、
　請求項５に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子が導通である場合には、前記インピーダンス回路のインピーダンスが極大となる周波数が、前記並列腕共振子の共振周波数より高い、
　請求項５に記載の高周波フィルタ回路。
　さらに、
　インダクタ及びキャパシタの一方である第３インピーダンス素子と、
　前記第３インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、
　前記第３インピーダンス素子及び当該スイッチ素子によって構成される第２直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている、
　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　少なくとも２つの前記並列腕回路と、
　少なくとも１つの前記直列腕回路と、
で構成されるラダー型のフィルタ構造を有する、
　請求項１～８のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　少なくとも２つの前記並列腕回路の各々において、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタである、
　請求項９に記載の高周波フィルタ回路。
　少なくとも２つの前記並列腕回路の各々において、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタである、
　請求項９に記載の高周波フィルタ回路。
　少なくとも２つの前記並列腕回路のうち一部の並列腕回路において、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタであり、
　他の並列腕回路において、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタである、
　請求項９に記載の高周波フィルタ回路。
　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、
　インダクタ及びキャパシタの一方であって、前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子と、
　インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、
　前記第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備え、
　前記第２インピーダンス素子及び前記スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている、
　高周波フィルタ回路。
　請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路と、
　前記複数の高周波フィルタ回路の前段及び後段の少なくとも一方に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路と、
　前記スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１４または１５に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。