CN1567717A - 表面声波谐振器和表面声波滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种表面声波谐振器，它包含：压电基片；和在所述压电基片上的叉指式换能器，所述叉指式换能器包含具有多个相互交叉的电极指的第一和第二梳形电极，其中所述叉指式换能器是取消加权和电极反向中的一种，并且至少一个所述叉指式换能器中的有效电极比是大约10％到大约80％。本发明还提供了包含上述表面声波谐振器的表面声波滤波器。

Description

表面声波谐振器和表面声波滤波器

本申请是申请日为“2000年4月28日”、申请号为“00108174.8”、题为“表面声波谐振器、复合表面声波滤波器和表面声波滤波器”的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种单端型SAW谐振器和表面声波(SAW)滤波器，它们包含在例如用于便携式电话和其它通信装置中的带通滤波器或其它滤波器中。

背景技术

SAW滤波器被广泛地用作便携式电话和其它通信装置中的带通滤波器。在近来的通信系统中，诸如便携式电话中，发送频带和接收频带相互接近。因此，越来越需要通带端部附近的衰减特性，即，衰减特性的锐度。

为了满足上述需要，在第7-131290号日本未审查专利公告中揭示了一种复合SAW滤波器。在这种复合SAW滤波器中，将第一SAW谐振器并联到SAW滤波器的输入端和输出端滤波器中的一个，并将第二SAW谐振器串联到那里。

对于上述现有技术，使用串联的第一SAW谐振器中的反谐振频率附近的高阻抗提供SAW滤波器通带高频带侧的截止特性的锐度。还描述了，使用并联的第二SAW谐振器中的谐振频率附近的低阻抗提供SAW滤波器的通带低频带侧的截止特性的锐度。

在根据现有技术的上述方法中，必须将第一SAW谐振器中的反谐振频率设置得更加接近于通带高频带侧上的通带。还有，必须将第二SAW谐振器中的谐振频率设置得更加接近于通带低频带侧上的通带。

但是，当将第一SAW谐振器中的反谐振频率设置得更加接近于通带时，反谐振频率附近的高阻抗影响通带高频带侧。这增加了通带高频带侧上的插入损耗。类似的，当将第二SAW谐振器中的谐振频率设置得更加接近于通带时，谐振频率附近的低阻抗影响通带低频带侧。这增加了通带低频带侧上的插入损耗。

即，根据现有技术的上述方法引起一个问题，即，当附近的衰减量非常接近于通带时，通带中的插入损耗增加。

图25是示出频率—幅值特性的曲线图，它用于解释上述的不利影响，它在SAW谐振器并联到SAW滤波器时发生。

在图25中，虚线表示单体的SAW滤波器的频率—幅值特性，实线表示当其阻抗—频率特性由图15中的虚线表示的SAW谐振器并联到上述SAW滤波器时提供的特性。

放大刻度的图表示以垂直轴右侧的刻度放大的特性。作为下面参照，同样示出了表示频率一幅值特性的图。

由图25显然可见，当将SAW谐振器并联时，衰减量在通带高频带侧附近增加，特别是，在衰减量从10dB开始增加的频率区域中。

但是，当将SAW谐振器的谐振频率设置得接近于通带时，根据谐振频率附近的低阻抗的影响，使通带低频带侧受到影响。这表示，如由实线表示的，插入损耗增加。结果，当将衰减量为3dB和20dB位置的频率间隔用作标准来判断通带低频带侧上的锐度时，单体SAW滤波器的频率间隔是3.3MHz，而当SAW谐振器并联时，它仅仅是3.6MHz。由此，没有得到锐度的改进。

图26是示出频率—幅值特性的曲线图，它用于解释上述的不利影响，它在将SAW谐振器串联到SAW滤波器时产生。在图26中，虚线表示单体SAW滤波器的频率—幅值特性，实线表示当将具有如图18的虚线表示的阻抗—频率特性的SAW谐振器串联到SAW滤波器时提供的特性。

由图26显然可见，当将SAW谐振器串联到SAW滤波器时，衰减量在通带低频带侧附近增加，特别是在913MHz附近增加，这相应于SAW谐振器的反谐振频率。但是，类似于上述情况，通带高频带侧受到反谐振频率附近高阻抗影响。当将衰减量为3dB和8dB位置的频率间隔用作标准来判断通带高频带侧上的频率—幅值特性的锐度时，单体SAW滤波器中的频率间隔是2.2MHz，当SAW谐振器串联时，它是3.4MHz。由此，没有改进锐度。

为了防止通带减少，即，插入损耗中的不利影响，在并联情况下，SAW谐振器中反谐振频率附近被简单地设置成与通带一致。在串联情况下，SAW谐振器中谐振频率附近被简单地设置得与通带一致。但是，这种实际连接的结果是，如上所述，串联情况下的谐振频率远离通带附近，由此在非常接近于通带的附近无法得到大的衰减量。即，根据传统的方法(其中将SAW谐振器连接到SAW滤波器)，在非常接近于通带的区域内的大的衰减量和在通带中较好的插入损耗是矛盾的。

发明内容

为了克服上述问题，本发明的较佳实施例提供了一种SAW谐振器和包含SAW谐振器的SAW滤波器，SAW谐振器设置得控制谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔，并且适合于确定梯形电路和各种其它类型的SAW滤波器，另外，还适合于连接到上述复合SAW滤波器中的SAW滤波器。

本发明的较佳实施例还提供了一种复合SAW滤波器，其中，本发明的SAW谐振器串联和/或并联到SAW滤波器，由此实现通带附近滤波器特性的锐度，同时实现通带中的插入损耗。

根据本发明的较佳实施例的SAW谐振器包含压电基片和在压电基片上的叉指式换能器(下面称为“IDT”)，IDT包含具有相互交叉的一个或多个电极指的第一和第二梳形电极，其中，当第一梳形电极连接到正电位时，第二梳形电极连接到负电位，而且连接到正电位的电极指和连接到负电位的电极指在至少一对电极指中(在连接到正电位的电极指和连接到负电位的电极指沿表面波传播方向交替设置的区域中)反向。

根据本发明另一个较佳实施例的SAW谐振器包含压电基片和在压电基片上的IDT，IDT包含第一和第二梳形电极，梳形电极具有一个或多个电极指，它们相互交叉，其中IDT受到取消加权和电极反向中的一种处理，并且IDT中的有效电极比在大约10％到大约80％的范围内。电极反向指一种配置，其中根据如上所述的较佳实施例的连接到正电位的电极指和连接到负电位的电极指反向，下面将详细描述电极反向的意义。

在根据上述的本发明较佳实施例的SAW谐振器中，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔最好在具有相同电极指对数的普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到75％的范围内。

还有，IDT中的有效电极比最好在大约10％到大约50％的范围内。

在根据上述较佳实施例的SAW谐振器的具体情况下，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔最好在具有相同电极指对数的IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约30％的范围内。

还有，在根据上述较佳实施例的SAW谐振器中，反射器可以沿表面波传播方向设置在IDT的外侧。

根据本发明的另一个较佳实施例，设置复合SAW滤波器；并且在复合SAW滤波器中，至少一个根据上述较佳实施例的SAW谐振器通过SAW滤波器的输入端侧和输出端侧中的至少一个，电气串联和/或电气并联到SAW滤波器。

在本较佳实施例中的具体例子中，SAW谐振器串联到SAW滤波器，反谐振频率是SAW滤波器的通带高频带侧附近的抑制带中的频率。

在另一个根据本较佳实施例的SAW滤波器的具体例子中，SAW谐振器并联到SAW滤波器，并且谐振频率在SAW滤波器的通带低频带侧附近的抑制带中。

根据本发明的另一个较佳实施例，提供了一种具有梯形电路配置的SAW滤波器。在具有梯形电路配置的SAW滤波器中，将多个SAW谐振器配置成串联臂和并联臂，并且由根据上述较佳实施例的一个SAW谐振器确定至少一个SAW谐振器。

根据本发明的另一个较佳实施例，设置了一种具有梯形电路配置的SAW滤波器，其中，将多个SAW谐振器设置为串联臂和并联臂，由此确定了梯形电路。还有，在至少一个SAW谐振器中，IDT中的有效电极比在大约10％到大约95％的范围内。

根据本发明的较佳实施例的SAW谐振器，当将第一梳形电极连接到正电位时，将第二梳形电极连接到负电位，而且连接到正电位的电极指和连接到负电位的电极指在至少一对电极指中反向，即，在连接到正电位的电极指和连接到负电位的电极指沿表面波传播方向交替设置的区域中进行电极反向。由此，有效电极比降低到低于普通型IDT，由此，允许谐振频率和反谐振频率之间有频率间隔。相应地，可通过控制电极反向的量来调节谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔。由此，通过以串联和并联陷波器中的一种方式将SAW谐振器连接到SAW滤波器，大大提高了通带附近的滤波器特性的锐度，并且对通带几乎没有产生影响。

另外，在本发明的较佳实施例的SAW谐振器中，由于电极反向，不使用取消来减小谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔，大大减小了IDT部分的面积。

在根据本发明的另一个较佳实施例的SAW谐振器中，进行取消加权和电极反向中的一个，并且IDT中的有效电极比在大约10％到大约80％的范围内。因此，类似于前面描述的较佳实施例，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔可以减小到小于使用普通型IDT的情况。由此，使用本较佳实施例的SAW谐振器作为SAW滤波器的串联陷波电路和并联陷波电路之一，允许通带附近的滤波器特性的锐度大大提高，而对通带几乎没有影响。

在本发明的较佳实施例中，当谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔控制在普通型IDT的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约75％的范围内时，使用本发明的较佳实施例作为SAW滤波器的串联陷波电路和并联陷波电路之一，允许通带附近的滤波器特性的锐度更加有效地提高，并且还允许更加有效地增加远离通带的频带中的衰减量。

在本发明的较佳实施例的SAW谐振器中，当IDT中的有效电极比在大约10％到大约50％范围内时，将SAW谐振器作为串联陷波电路和并联陷波电路之一连接到SAW滤波器，允许通带附近的滤波器特性的锐度更加有效地提高，并且还允许更加有效地在通带中得到理想的插入损耗。

在本发明的较佳实施例中，当将谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔控制在IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到30％范围内时，上述有效电极比可以控制在大约10％到50％的范围内。由此，如上所述，将本发明的较佳实施例用作SAW滤波器的串联陷波电路和并联陷波电路之一，允许更加有效地提高通带附近滤波器特性的锐度，并且允许通带中的插入损害足够大。

在根据本发明的另一个较佳实施例的复合SAW滤波器中，由于将至少一个根据较佳实施例的SAW谐振器电气串联和/或电气并联到SAW滤波器的输入端侧和输出端侧中的至少一侧，大大提高了通带附近的锐度，还有效地降低了通带中的插入损耗。

在本发明的这个较佳实施例的SAW滤波器中，当SAW谐振器串联到SAW滤波器，并且当将反谐振频率设置为SAW滤波器的通带高频带侧附近的抑制带中的频率时，上述SAW谐振器用作串联抑制带，由此允许大大增加通带高频带侧中的通带附近的衰减量，还有，允许在通带中得到理想的插入损耗。

在本发明的该较佳实施例的复合SAW滤波器中，当将SAW谐振器并联到SAW滤波器，并当将谐振频率设置为SAW滤波器的通带低频带侧附近的抑制带中的频率时，它用作并联抑制带，由此，允许通带低频带侧中的通带附近的衰减量大大增加，还允许减小通带中的插入损耗。

在根据本发明的另一个较佳实施例的SAW滤波器中，将多个SAW谐振器设置成串联臂和并联臂，并且至少一个SAW谐振器是根据本发明的上述较佳实施例配置的。由此，大大提高了通带附近滤波器特性的锐度。

还有，在根据本发明的另一个较佳实施例的SAW滤波器中，将多个SAW谐振器设置成串联臂和并联臂，由此配置梯形电路，并且在至少一个SAW谐振器中，将IDT中的有效电极比控制在大约10％到大约95％范围内。由此，类似于上述较佳实施例，大大提高了通带附近滤波器特性的锐度。

根据本发明的第一方面，提供一种表面声波谐振器，它包含：压电基片；和在所述压电基片上的叉指式换能器，所述叉指式换能器包含具有多个相互交叉的电极指的第一和第二梳形电极，其中所述叉指式换能器是取消加权和电极反向中的一种，并且至少一个所述叉指式换能器中的有效电极比是大约10％到大约80％。

根据本发明的第二方面，提供一种表面声波滤波器，它包含多个设置为串联臂和并联臂表面声波谐振器以确定梯形电路，其中，至少一个表面声波谐振器包括：压电基片；和在所述压电基片上的叉指式换能器，所述叉指式换能器包含具有多个相互交叉的电极指的第一和第二梳形电极，其中所述叉指式换能器是取消加权和电极反向中的一种，并且至少一个所述叉指式换能器中的有效电极比在大约10％到大约95％范围内。

为了说明本发明，在附图中示出了几个目前较好的形式，但是应该知道，本发明不限于示出的精细的安排和手段。

附图说明

图1是用于解释根据本发明的第一较佳实施例的复合SAW滤波器的平面图；

图2A到2F分别是示出IDT的电极指设置模式和有效电极比之间关系的截面图；

图3A到3F分别是示出IDT的电极指设置模式和有效电极比之间的关系的截面图；

图4A到4B分别是平面图和沿图4A的线A-A的截面图，它们用于解释IDT中的电极指设置模式。

图5是解释电极指设置模式编码的截面图。

图6是解释IDT中电极指设置模式编码及其有效电极比的截面图。

图7是示出当电极指设置模式通过取消方法改变时，SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图；

图8是示出当电极指设置模式通过电极反向方法改变时，SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图；

图9是示出谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔之间的关系的曲线图；

图10是示出反谐振点中的阻抗和有效电极比之间的关系的曲线图。

图11是示出谐振点中阻抗和有效电极比之间的关系的曲线图。

图12是示出IDT中的电极指设置模式20G的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔和比值之间的关系的示图；

图13A到13C分别是用于解释根据取消方法的电气图案的部分截面图。

图14是示出本发明的第一较佳实施例的复合SAW滤波器、单体SAW滤波器和第一传统例子的复合SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

图15是示出用于第一较佳实施例的SAW谐振器和用于第一传统例子中的SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图。

图16是第二较佳实施例的复合SAW滤波器中的电极结构的平面图。

图17是示出第二较佳实施例的复合SAW滤波器、单体SAW滤波器和第二传统例子的复合SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

图18是示出用于第二较佳实施例中的SAW谐振器和用于第二传统例子中的SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图；

图19是示出第三较佳实施例的复合SAW滤波器、单体SAW滤波器和第三传统例子的复合SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

图20是示出用于第三较佳实施例中的SAW谐振器和用于第三传统例子中的SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图。

图21是示出用于根据第三较佳实施例的修改例子的复合SAW滤波器中的SAW谐振器和包含具有电极指设置模式20F的IDT的SAW谐振器的阻抗—频率特性的曲线图。

图22A和22B分别是第四较佳实施例的SAW滤波器的电路图，和用于解释包含在其中的SAW谐振器中的电极结构的平面图。

图23是示出第四较佳实施例的SAW滤波器和用于比较而准备的SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

图24是示出SAW滤波器和确定一个第四较佳实施例的SAW滤波器的串联臂谐振器的SAW谐振器以及一个未进行取消的SAW谐振器的示图。

图25是示出根据第一传统例子的复合SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

图26是示出根据第二传统的例子的复合SAW滤波器的频率—幅值特性的曲线图。

具体实施方式

下面，将参照附图，提供对根据本发明的较佳实施例的SAW谐振器和复合SAW滤波器的描述。

图1是用于解释根据本发明的复合SAW滤波器的第一较佳实施例的平面图。

在该较佳实施例的复合SAW滤波器中，SAW滤波器1和SAW滤波器2最好设置在由36度Y切割X传播方向LiTaO3制成的压电基片8上。确定SAW滤波器1和SAW滤波器2的电极材料没有特别限制，但是最好使用铝材料。

SAW滤波器1最好是垂直耦合双模SAW滤波器，它具有IDT3、4a和4b的三IDT配置。还有，最好将反射器5a和2沿表面波传播方向，设置在安排了IDT3、4a和4b的区域的两侧。

较好地，每一个IDT3、4a和4b包含一对梳形电极。在每个公共连接的IDT4a和4b一侧上的梳形电极连接到输入端IN。将每个公共连接的IDT4a和4b另外一侧上的梳形电极连接到地电势。

还有，将IDT3一侧上的梳形电极连接到地电势，并将其另外一侧上的梳形电极连接到输出端OUT。

将单端口型SAW谐振器2连接到IDT3的输出侧，平行于SAW滤波器1。更具体地说，将IDT3的输出端电气连接到SAW谐振器2的IDT6的第一梳形电极。还有，将IDT6的第二梳形电极连接到地电势。

在SAW谐振器2中，最好将反射器7a和7b沿表面波传播方向设置在IDT6的两侧。

在SAW滤波器1中，IDT4a和4b是输入侧IDT，IDT3是输出侧IDT。但是，相反地，IDT3可以连接到输入端，而DIT4a和4b可以连接到输出端。

下面，将参照具体的例子，描述各个IDT3、4a和4b的配置。但是，本发明的较佳实施例并不限于下面描述的配置。

现在假设，SAW滤波器1的DIT3的电极指对数为36，IDT4a和4b的电极指对数是22，反射器5a和5b的电极指对数是100，并且IDT3、4a和4b中每一个电极指对的交叉宽度是大约60μm。包含SAW滤波器1的这些条件的设计条件可以根据想要的特性任意改变。

还有，假设SAW谐振器2的IDT6中的每一对电极指的交叉宽度假设是80μm，并且电极指的对数为80；即，假设电极指对数为161。

SAW谐振器2的反射器7a和7b的电极指对数假设是50。即使当省略反射器7a和7b时，由于IDT6的电极指对数多达161，故仍然产生内部反射。因此，在谐振点和反谐振点处的Q值的减小并不引起严重问题。

SAW滤波器1和SAW谐振器2中IDT和反射器的每一个节距，即，电极指宽度加上内部电极指的间隔宽度，被设计为在所需频率激励的弹性表面波的波长λ的大约1/2。

如图1所示，IDT6不是普通型IDT。在普通型IDT中，连接到第一梳形电极的电极指和连接到第二梳形电极的电极指沿表面波传播方向交替地设置。换句话说，交替地设置暂时连接到正电位的电极指(下面，称为正电极)和暂时连接到负电位的电极指(下面称为负电极)。

但是，在IDT6中，不交替地设置正电极和负电极。在图3D中，把IDT6中电极指的设置规则显示为电极设置20J。

下面，将参照图4A到图6C，描述图2和3所示的各个电极设置的表示方法。

图4A和4B是具有第一和第二梳形电极10a和10b的IDT10的平面图，以及沿该平面图的线A-A的截面图。

在IDT10中，当驱动时，在第一和第二梳形电极10a和10b之间提供AC电场。但是，当将梳形电极10a连接到正电位时，将梳形电极10b连接到负电位。因此，当将梳形电极10a的电极指用作正电极时，将梳形电极10a的电极指用作负电极。

类似于图4B，图5是示出沿表面波传播方向切割的IDT的电极指的截面图。如图5所示，IDT5是普通型IDT，其中，在沿表面波传播方向交替地设置正电极12a和12b。在这种情况下，在具有不同特性的相邻电极指之间的电场激励压电基片。为此，如由IDT5A中的虚线表示的，IDT被分开，相邻虚线之间的区域，即，节距(电极指宽度加上内部电极指宽度)作为一个单元来考虑。作为在由相邻的虚线夹着的一个单元中的正电极和负电极的设置方法，如图5所示，可以考虑四种设置模式5B到5E。在设置模式5B中，当由箭头X表示表面波传播方向时，沿表面波传播方向设置正电极和负电极。这里，将设置方法5B定义为由“正—负”表示。当使用这样规定的标记时，设置模式5C由“正—正”表示。类似地，设置模式5D由“负—负”表示。还有，设置模式5E由“负—正”表示。

在普通型IDT中，将相邻的电极指表示为“正—负”设置模式5B和“负—正”设置模式5E中的一种。因此，可以激励波长为λ的弹性表面波。假设由标记“1”表示在这种普通型IDT中的单个的单元，不考虑它是“正—负”设置模式或者“负—正”设置模式。

当单元“1”是“正—正”设置模式(设置模式5C)和“负—负”设置模式(设置模式5A)中的一种时，相邻的电极指具有相同的电位，由此，在相邻的电极指之间不引起电场。这时，该单元假设是标记“0”。

还有，在普通型IDT中，当该单元的“正—负”设置模式由“负—正”设置模式代替，或相反的，它的“负—正”设置模式由“正—负”设置模式代替时，即，当电极反置时，相邻电极指之间的电场具有和与在普通型DIT中的电极指之间的电场相反的矢量。这时该单元的标记假设是“-1”。

即，上述的标记“1”表示“激励”，标记“0”表示“无效”，而标记“-1”表示“消除”。

通过使用上述标记“1”、“0”和“-1”，可以对正电极12a和12b的设置形成编码。

例如，每一个电极指设置模式6A到6C示出了由具有四对周期特性的电极指设置模式中取出的一个周期的设置模式。电极指设置模式6A是普通型IDT的电极指设置模式。在上述情况中，由于交替地设置正电极12a和12b，故每一个单元都具有标记“1”，即所有单元中的电场激励了表面声波。

电极指设置模式6B处于这样的状态，即，由四对周期中的一对负电极取消电极指设置模式6A，并作为代替，将正电极作为虚拟电极设置在取消的位置。在这种情况下，如由设置模式6B表示的，一个周期中的标记的顺序是“1，1，1，1，0，0，1，1”，即，由于取消，产生不激励的“0”。

在电极指设置模式6C中，一对正电极和负电极在设置模式6A的四对周期中反向。在本说明书中称为电极反向。

在这种情况下，电极指设置模式的标记的顺序是“1，1，1，0，-1，0，1，1”。由于上述的电极反向，取消了激励，由此，引起出现标记“-1”。出现标记“-1”证实执行了上述的电极反向。

如上所述，根据作为一个单元的IDT中相邻电极指的编码，当一个IDT被分解成一个个单元时，各个单元的标记总和表示在IDT中实际谐振的单元的数量(下面将称为活性单元数量)。图6中的各个电极指设置模式用于作为例子。在普通型IDT6A的电极指设置中，每一个周期的标记总和是8，其中活性单元的数量是8，即，所有的8个单元产生表面声波。

在电极指设置模式6B中，取消一对电极指，其中标记总和是6，即，活性单元的数量是6。在电极指设置模式6C中，对一对电极指执行电极反向，其中活性单元数量是4。

如上所述，在本说明书中，活性单元数量与IDT中单元总数的比例定义为有效电极比。根据有效电极比中的表示，电极指设置模式6A的有效电极比为100％，电极指设置模式6B的有效电极比为75％，电极指设置模式6C的有效电极比是50％。

在图2A到2F中对电极指设置模式20A到20F以及在图3A到3F中对电极指设置模式20G到20L示出了使用上述编码计算得到的有效电极比。图2和3通过使用具有相反方向的细线，示出正电极12a和12b来识别它们。

再参照图1，在复合SAW滤波器的IDT6的电极指设置模式等效于图3D中的电极指设置模式20J，其有效电极比大约25％。

在有关上述编码的描述中，正电极和负电极的随机顺序设置被定量地掌握，还有，为了使本发明的较佳实施例清楚，实行近似。更具体地说，即使相邻的单元(每一个具有标记“0”)产生一些电场，由此产生表面声波。另一方面，即使在每一个都具有标记“-1”的单元中相邻电极指并不简单地执行完全撤销激励，但是产生复杂的电场分布。由此，甚至每一个具有同样有效电极比的电极指设置模式都依赖于用取消和电极反向使IDT提供不同的特性。但是，上述近似仍然是为了有利于澄清本发明的较佳实施例的配置，而且还有利于描述能够从本发明的较佳实施例的配置得到的优点。

下面，将描述当通过为IDT进行取消和电极反向减小了有效电极比时产生的操作上的好处。

如上所述，图2A到2F和图3A到3F是IDT中各种电极指的设置模式。电极指设置模式20A是普通型IDT中的电极指设置模式，其中有效电极比是100％。对于图2B中的电极指设置模式20B，进行取消，由此将有效电极比减小到大约75％。对于电极指设置模式20C，进行电极反向，由此将有效电极比减小到大约75％。类似地，对于电极指设置模式20D、20F、20G、20I和20K，进行取消，由此减小各个有效电极比。另一方面，对于电极指设置模式20E、20H、20J和20L，进行电极反向，由此减小各个有效电极比。

图7和8示出各个实际上具有电极指设置模式的IDT的SAW谐振器的阻抗特性。在图7和8中，分别由标记20A到20L示出具有电极指设置模式20A到20L的IDT的特性，由此允许与图2和3快速比较。

在图7和8所示的各个阻抗特性中，对于每一种电极指设置模式，IDT的电极指数量都是80，每一个交叉宽度最好是大约80μm。

从图7和8显然可见，在进行取消和电极反向之一的情况下，虽然反谐振频率由于有效电极比的减小而降低，但是谐振频率保持不变。即，可以通过减小有效电极比，使谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔减小，而不改变谐振频率。由此，通过进行取消和电极反向之一的处理调节有效电极比，可以在不改变谐振频率的情况下，调节谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔。

作为绘制上述每一个有效电极比的结果，图9示出每一个独自的阻抗特性中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔与普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的比值。如图9所示，电极反向允许谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔比取消的情况下更加有效地减小。

图10示出了图7和8所示的各个阻抗特性中反谐振点上的阻抗与有效电极比之间的关系。如图10所示，取消在每一个反谐振点上使阻抗基本上保持不变，而电极反向使阻抗与有效电极比成比例地减小。

图11表示图7和8中各个阻抗特性的谐振点阻抗与有效电极比之间的关系，显然，在取消与电极反向这两种情况下，谐振点阻抗相同，而对于有效电极比的减小，各个谐振点阻抗呈现反比例增大。

如图2和3所示，电极指设置模式20B、20D、20F和20K的各自的阻抗特性(示于图7中)表示这样的设置，其中对正电极进行取消，并将负电极设置在取消的位置作为虚拟电极。即，将每一个具有“0”标记的单元设置为“负—负”状态。

根据电极指设置模式20G中的取消，具有标记“0”的单元包含“负—负”单元和“正—正”两个单元。即，虽然电极指设置模式20G中的有效电极比是大约33％(这和电极指设置模式20F中的相同)，而且，标记类似地由“1”和“0”的组合表示，但是，具有标记“0”的单元的内容是不同的。

根据上述电极指设置模式20G的阻抗特性，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔小于电极指设置模式20F情况下的频率间隔，并且减小了在谐振点处的阻抗。由此，因为电极反向，电极指设置模式的特性类似于电极指设置模式20H(其中有效电极比大约33％)的特性。因此，即使当只通过取消得到相同的有效电极比，特性仍然依赖单元的标记设置而变化。

但是，参照上述例子，由于变化不显著，减小根据本发明的较佳实施例的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的操作基本上保持不变。

对于如图2A到2F和图3A到3F的IDT中正电极和负电极的电极指设置模式，上述描述已经使用了这样的设置模式，它们每一种都对于取消和电极反向具有周期性的规则，以便加速理解。但是，根据有效电极比减小来减少谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的操作不限于取消和电极反向之一。还有，设置模式不限于那些具有周期性规则的情况。例如，可以随机地包含取消和电极反向。这时的特性介于进行取消的电极指设置模式的特性和进行电极反向的电极指设置模式的特性之间，如图9所示。

还有，正电极和负电极的设置模式不必总是周期性的。谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔总是依赖于单元总数中的活性单元数，即，有效电极比。例如，即使当完全随机地设置IDT中电极指设置模式的标记的顺序，如在“1，1，0，-1，-1，0，1，1，1，0，0，1，0，0，1，0，-1，-1，0”中，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔基本上与上述有效电极比成正比地减小。

还有，即使在单个IDT中组合了完全不同的电极指设置模式，也不成问题。例如，即使在IDT的中心部分附近的电极指设置模式设置为电极指设置模式20B(有效电极比为大约75％)，而其周围的外部DIT部分设置为电极指设置模式20H(有效电极比大约33％)，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔与整个基底上的有效电极比成比例地减小。

图12示出当将IDT中心部分附近的电极指设置模式设置为上述电极指设置模式20G(图3A，有效电极比为大约33％)，并且其外部IDT部分设置为普通型IDT的电极指设置模式(有效电极比大约100％)时，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔与设置电极指设置模式20G的面积比值之间的关系。设置电极指设置模式20G的面积比称为在整个IDT中根据电极指设置模式20G进行配置的面积比；水平轴上的0％表示整个部分由普通型IDT使用；100％表示整个IDT由电极指设置模式20G配置。

从图12显然可见，根据电极指设置模式20G的比值，谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔改变。更具体地说，当电极指设置模式20G的比值变大时，该比值减小。

还有，根据上述描述，当进行取消时，在取消部分中设置极性和受到取消的电极的极性相反的电极指作为虚拟电极。如果单单去掉受到取消的电极指，弹性表面的声速将在取消位置上改变，由此引起弹性表面波的相位偏离。设置虚拟电极以便防止由已经描述的方法中的相位偏离引起的不利影响。

如图13A所示，可以将虚拟电极18设置在取消位置上。或者，如图13B所示，可以省略虚拟电极18，使取消位置上没有电极指。还有，如图13C所示，可以使取消部分金属化，允许形成具有大的宽度的电极指18A。不论是否在取消中使用虚拟电极，都可以得到用于减小谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的上述操作。因此，即使使用取消方法，减小有效电极比仍然允许大大减小谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔。

而且，把36度切割X传播方向的LiTaO₃用作压电基片8。然而，即使用不同的压电基片，也能如上述那样大大地减小有效电极比，从而允许大大地缩小谐振频率与反谐振频率之间的频率间隔。

下面，将描述本发明的第一较佳实施例的复合SAW滤波器的特性。

图14使用实线示出本发明的第一较佳实施例的复合SAW滤波器的频率特性。为了允许比较，附图使用了虚线Y1示出第一较佳实施例中所包含的单体SAW滤波器1的特性。还有，附图使用虚线Y2示出作为第一传统例子的传统复合SAW滤波器的特性(图25所示的特性)。放大的附图是根据垂直轴右侧上的刻度放大的。

还有，图15示出了SAW谐振器2的阻抗—频率特性(实线)，以及使用普通型IDT的SAW谐振器(它用于图25所示的SAW滤波器的第一个传统例子)的阻抗—频率特性(虚线)。

如上所述，在图25所示的SAW滤波器的第一个传统例子中，具有由虚线表示的特性的SAW谐振器电气并联到SAW滤波器，从而通带低频带侧附近的衰减量增加，即使在这种情况下，可以获得由图14的虚线Y2表示的滤波器特性。但是，如上所述，虽然衰减量在低频带侧上从通带低频带侧上的衰减量为10dB的位置开始增加，由于SAW谐振器中谐振频率的低阻抗的影响，通带低频带侧减少。

在本发明的这个较佳实施例的复合SAW滤波器中，将具有如图15中的实线表示的阻抗特性的SAW谐振器2并联到SAW滤波器1。在这种情况下，通带低频带侧附近的衰减量类似于传统的SAW滤波器。即，SAW谐振器2中的谐振频率被调节到非常接近于通带低频带侧附近。由此，如由图14中的实线表示的，通带低频带侧上的衰减量从通带低频带侧上的衰减量为大约10dB的位置开始增加。另外，本较佳实施例关于通带低频带侧上的减小得到改进，这在第一传统例子中是一个缺点。还有，本较佳实施例能够在通带低频带侧上产生特性，它接近于单体的SAW滤波器1的特性。这是因为，SAW谐振器2中的有效电极比减小，以允许将SAW谐振器中的反谐振频率调节到通带低频带侧上，由此显著地增加SAW谐振器2在通带低频带侧中该频率处的阻抗，由此，减小了对SAW谐振器2中滤波器的通带低频带侧上的影响。

在图14中，当在衰减值大约3dB和20dB的位置以该频率间隔确定通带低频带侧上的锐度时，对于单体SAW滤波器1，它是大约3.3MHz。但是，它对于传统的SAW滤波器是大约3.6MHz，对于本较佳实施例是大约2.5MHz，由此锐度得到了显著的改善。

从上面，有一点是清楚的，即，将本发明的这个较佳实施例的SAW谐振器(它能够减少有效电极比)电气并联到本发明的较佳实施例的SAW滤波器，达到了传统的SAW滤波器达不到的优点。这些优点包括在极靠近通带低频带侧得到非常大的衰减量，并且在通带中得到较好的插入损耗。根据上述情况，有效地提高了通带低频带侧的滤波器特性的锐度。

第一较佳实施例根据上述SAW谐振器2中有效电极比的减小，利用了SAW谐振器2中谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔减小的效果。这些效果是显著的，特别是当谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔是大约普通型IDT中谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的30％或更小时更显著。

但是，当谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔是大约5％或更小时，谐振点和反谐振点的阻抗之间的差过于减小了。这使得无法得到充分大的衰减量，另外，增加了对通带的影响。为此，对于第一较佳实施例，最好控制SAW谐振器2中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔，使之在普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约30％的范围内。还有，从图9可见，可以知道，应该将有效电极比控制在大约10％到大约50％范围内，以控制谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔，使其在大约5％到大约30％的范围内。

图16是示出根据本发明第二较佳实施例的复合SAW滤波器的电极结构的外形配置。在第二较佳实施例中，SAW滤波器21和SAW谐振器22中的电极结构最好由铝材料制成，所述电极结构形成在36度Y切割X传播方向的LiTaO3形成的压电基片8上。

SAW谐振器22最好类似于用于第一较佳实施例中的SAW谐振器2配置。与SAW谐振器2的不同包括IDT和反射器的节距。

将SAW谐振器22连接到SAW滤波器21的输出端。在这个较佳实施例中，可以交换SAW滤波器21的输入端和输出端。

还有，类似于第一较佳实施例，SAW滤波器21的设计条件可以随意地改变，从而可以实现理想的滤波器特性。

SAW谐振器22的IDT中的每一个交叉宽度最好是大约180μm，并且配置得具有低于SAW谐振器22的阻抗特性。

将SAW谐振器中的IDT23和反射器24a和24b的各个节距(电极指定宽度加上内部电极指宽度)设置为以理想的频率激励的弹性表面波的波长的大约1/2。

还有，类似于第一较佳实施例，在SAW谐振器22中，根据取消或电极反向中的一种，减少IDT23中的有效电极比。

图17示出根据第二较佳实施例的复合SAW滤波器的频率—幅值特性(实线)、单体SAW滤波器21的频率—幅值特性(虚线Y3)和具有如图26所示特性的第二传统复合SAW滤波器的频率—幅值特性(虚线Y4)。

图18使用实线示出第二较佳实施例中所包含的SAW谐振器22的阻抗特性，使用虚线示出包含普通型IDT的SAW谐振器(用于第二传统例子)的阻抗特性。

如图17所示，在第二个传统复合SAW滤波器中，将具有如图18中的虚线表示的特性的SAW谐振器电气串联到SAW滤波器，改善通带高频带侧附近的衰减量。在这种情况下，从图18显然可见，增加了913MHz附近的衰减量。但是，由于SAW谐振器具有如图18的虚线表示的特性，故SAW谐振器中反谐振频率的高阻抗对具有滤波器特性的通带高频带侧有影响。这使通带高频带侧显著减小。

在第二较佳实施例的复合SAW滤波器中，将上述SAW谐振器22电气串联到SAW滤波器21。将SAW谐振器22中的反谐振频率调节到非常接近于通带高频带侧，如图17中的实线所示，通带高频带侧附近的衰减量在通带高频带侧上的913MHz附近增加得大于在单体SAW滤波器21的特性的情况下的衰减量，但是它达不到第二个传统例子的值。

另外，本实施例在通带高频带侧上的减小得到了改善。即，接近于单体SAW滤波器21的特性的滤波器特性在通带高频带侧中是有效的。这归结于有效电极比很小的SAW谐振器22的谐振频率被调节到滤波器特性的通带高频带侧。这显著减小了SAW谐振器22在通带高频带侧中该频率处的阻抗，由此，减小了根据SAW谐振器22对滤波器特性的通带高频带侧的影响。

如上所述，根据将本发明的各种较佳实施例的SAW谐振器电气串联到本发明的较佳实施例的SAW滤波器，可以得到许多传统方法无法得到的优点。这些优点包括在非常接近于通带高频带侧附近得到大的衰减量，并在通带中得到较好的插入损耗。根据上述情况，大大提高了通带高频带侧上的锐度。如在第一较佳实施例的情况，最好将谐振频率与反谐振频率之间的频率间隔控制在普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约30％的范围内。这样较好地实现了在通带附近有充分大的衰减量，并减小了对通带的负面影响。由此，较好地控制SAW谐振器22的有效电极比使其在大约10％到大约50％范围内。

第三较佳实施例的复合SAW滤波器类似于第一较佳实施例的SAW滤波器，但是改变了SAW谐振器2中的电极指设置、电极指交叉宽度、电极指节距。因此，将只描述不同之处，而省略了对类似部分的描述，同时，它们的标号将公用。下面，将第三较佳实施例的SAW谐振器称为SAW谐振器Z。

SAW谐振器最好具有如图2A所示的电极指设置模式20E(有效电极比为50％)中示出的电极指设置模式。SAW谐振器Z中每一个电极指交叉宽度大约60μm，节距是弹性表面波波长λ的1/2。

如上所述，在这个较佳实施例中，SAW谐振器Z的有效电极比减小到大约50％。因此，类似于第一较佳实施例的SAW谐振器2，低频带侧上的衰减量可以增加到大于通带中的衰减量，并且可以大大改善插入损耗。

图19使用实线示出第三较佳实施例的复合SAW滤波器的频率—幅值特性，并使用虚线Y5示出用于第三较佳实施例中的单体SAW滤波器1的频率—幅值特性。还有，附图使用了虚线Y6示出第三传统例子的SAW滤波器的频率—幅值特性(该SAW滤波器配置得类似于第一较佳实施例，但是使用普通型IDT形成的传统SAW谐振器)。还有，图20示出了用于第三较佳实施例中的SAW谐振器Z的阻抗特性(实线)和用于第三传统例子中的SAW谐振器的阻抗特性(虚线)。

如图19所示，单体SAW滤波器1在大约884MHz到大约887MHz范围内的频带中包含寄生成份。第三较佳实施例改善了这些频带中的衰减量的值。

如图19所示，在第三传统例子中，为了增加上述频带中的衰减量，将具有由图20中的虚线表示的特性的SAW谐振器电气并联到SAW滤波器1。由此，如图19所示，虽然改进了所需频带中的衰减量，但是类似于第一传统的例子，SAW谐振器中谐振频率的低阻抗影响了通带低频带侧。这使得通带低频带侧减小。但是，在第三较佳实施例中，将具有如图20所示的阻抗特性的SAW谐振器Z电气并联到SAW滤波器1。由此，如图19所示，可以得到在大约884MHz到大约887MHz范围内的频带中的衰减量，它和第三传统例子中的一样大。

另外，在第三较佳实施例中，改进了通带低频带侧的减小，这在第三传统例子中的复合SAW滤波器中是一个缺点，并且在通带低频带侧中得到接近于那些单体SAW滤波器1的滤波器特性。这归结于谐振器Z中的有效电极比减小到大约50％，并且SAW谐振器Z中的谐振频率被调节到通带低频带侧。这显著增加了SAW谐振器Z在通带低频带侧中该频率处的阻抗，由此减小了根据SAW谐振器Z对通带低频带侧的影响。

按照这种方法，可以在非常接近于通带的附近得到大的衰减量和较好的插入损耗，如在第一和第二较佳实施例中描述的。但是，如在第三较佳实施例中描述的，不仅仅是上述的情况，还可以在通带中得到比传统例子得到的更好的特性，甚至增加了远离通带的频带中的衰减量。

假设，在希望大衰减量的频率和通带某一频率之间的频率间隔大于普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间频率间隔的大约75％。在这种情况下，由于在SAW谐振器Z具有对应于上述频率间隔的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔和使用普通IDT情况下，对通带的影响的差别是不引起任何问题的值，故几乎没有改进。因此，第三较佳实施例是显著有效的，特别是当谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔是普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约75％或更小时更是如此。

假设希望大衰减量的频率和通带中某一频率之间的频率间隔小于普通型IDT中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约30％。在这种情况下，在第一较佳实施例中通带附近的衰减量增加的效果大于在远离通带的频带中的衰减量增加的效果。考虑到第一较佳实施例包含在第三较佳实施例中，对于第三较佳实施例希望有大的效果。更具体地说，希望SAW谐振器Z的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔在普通型IDT的情况下的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约75％的范围内。还有，图19表示出，有效电极比应该在大约10％到大约80％的范围内，以得到谐振频率和反谐振频率之间的上述频率间隔。

在第三较佳实施例中，将SAW谐振器Z并联到SAW滤波器1，从而增加低频带侧上的衰减量，以便使之高于通带中的衰减量。但是，类似于第二较佳实施例，SAW谐振器可以串联到SAW滤波器1，从而使远离通带高频带侧上的衰减量增加。

对于第三较佳实施例中的SAW谐振器Z，使用SAW谐振器Z，它包含具有80对电极指、161个电极指、接近于80μm的交叉宽度，并且具有如图2E所示的电极指设置模式20E的规则(有效电极比：50％)的IDT。对于其它方面，复合SAW滤波器构成得类似于第三较佳实施例。

对于用于修改例子中的SAW谐振器Z中的电极指设置模式，使用上述电极指设置模式20E(参照图2E)，其中，通过使用电极反向，有效电极比是大约50％。根据图9，SAW谐振器Z中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔是普通型IDT中的节距的大约30％。

如从图9可以看到的，电极指设置模式应该设置为电极指设置模式20F而进行取消，以便得到与SAW谐振器Z同样的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔。电极指设置模式20F中的有效电极比最好是大约33％。

从图10和11中显然可见，根据电极指设置模式20E和20F中每一个谐振点和反谐振点的阻抗的比较，电极指设置模式20F和电极指设置模式20E相比，在谐振点和反谐振点上具有更高的阻抗。

图21由实线示出SAW谐振器Z的阻抗特性(电极指设置模式20E，交叉宽度80μm)，以及包含具有上述电极指设置模式20F的IDT的SAW谐振器的阻抗特性。

包含具有上述电极指设置模式20F的IDT的SAW谐振器已经被设置得具有80对电极指，大致60μm交叉宽度，每一个都是SAW谐振器Z中的2倍大。交叉宽度的差是为了补偿上述阻抗的差。

代替交叉宽度的变化，可以改变电极指的数量使阻抗改变。例如，在上述电极指设置模式20F中，即使大致80μm的交叉宽度保持不变，并且有160对电极指，可以得到基本上相同的特性。电极指的交叉宽度或数量的变化基本上不影响谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔。

如上所述，在执行取消以配置电极指设置模式20F的配置中，为了得到和进行电极反向的情况下相同的特性，必须将SAW谐振器中IDT部分的总面积放大两倍。换句话说，使用电极反向代替取消来降低有效电极比，允许SAW谐振器中IDT部分的面积减小一半。这种优点可以通过单位将某些取消的电极改变为电气反向，而不必将所有取消电极变为电气减弱来得到。

SAW谐振器的尺寸直接影响压电基片的尺寸。压电基片的尺寸限制了存储压电基片的封装。由此，压电基片的尺寸非常重要。在许多情况下，准备的封装必须由更大的封装代替，以便存储比需要的大仅仅0.1mm的压电基片。特别是，越来越要求电子元件的小型化，使尺寸的减小成为严重的问题。由此，如从上述修改例子中清楚看到的，用于电极反向的IDT部分面积的减小特别地有效，从而满足了上述要求。

图22A和22B分别是用于解释具有根据本发明第四较佳实施例的梯形电路配置的SAW滤波器电路图，以及SAW谐振器的平面图。

在这个较佳实施例中，多个串联臂SAW谐振器52a到52d和多个并联臂SAW谐振器53a到53c较好地由铝材料制成，形成在41度Y切割X传播方向的LiNbNO3基片上。

较好地，SAW谐振器52a到52d和53a到53c的每一个SAW谐振器由根据本发明的较佳实施例的一个端口型SAW谐振器制成。如图22B所示，一个端口型SAW谐振器具有这样的结构，其中IDT55和位于IDT55的表面波传播方向两侧上的反射器56和57位于压电基片54上。压电基片54由多个SAW谐振器52a到52d以及53a到53c共享。由此，本发明该较佳实施例的SAW滤波器是单个元件，它包含设置在单块压电基片上的电极结构。

并联臂SAW谐振器53a和53c中的IDT的每个交叉宽度最好是大约50μm，并且其中电极指的对数是105。并联SAW谐振器53b中的每一个交叉宽度最好是大约57μm，并且其中的电极指的对数是150。

在串联臂SAW谐振器52a到52d的每一个SAW谐振器中，交叉宽度最好是大约80μm，电极指对数是80，并且，在反射器中，电极指数是80。对于串联臂谐振器52a，进行取消，从而它具有如图2(b)所示的电极指设置模式20B(有效电极比是大约75％)。在这种情况下，IDT和反射器之间的频率间隔是根据内部电极指节距确定的波长λ的0.5倍(0.5λ)。IDT和反射器之间的节距指相邻的

IDT的电极指和反射电极指之间的中心距离。

在这个较佳实施例中，使用本发明的较佳实施例的SAW谐振器配置串联臂谐振器52a。即，串联臂谐振器52a是其有效电极比减到类似于第一较佳实施例的SAW谐振器2的SAW谐振器。

图23使用实线示出本发明较佳实施例的SAW滤波器的频率—幅值特性，其中该SAW滤波器具有梯形电路配置。为了比较，附图还使用了虚线示出用作替代串联臂谐振器52a的SAW滤波器的特性，该串联臂SAW谐振器52a具有梯形电路配置，SAW滤波器配置与其类似，除了它使用标准的普通型SAW谐振器。图24使用实线示出包含在本较佳实施例中的上述串联臂SAW谐振器52a的阻抗特性。附图还使用虚线示出串联臂SAW谐振器52b到52d的阻抗特性，每一个SAW谐振器都包含不进行取消的普通型IDT。

如在图24中可见的，使用具有如图24所示的阻抗特性的SAW谐振器(该SAW谐振器用于串联臂谐振器52a)，在大约3dB通带的带宽中，全部的值几乎都没有改变。但是，在非常接近于通带高频带侧的附近，锐度提高了。这表示对于比较例子，在大约910MHz到大约930MHz附近的衰减量是大约8dB，在这个较佳实施例中它改进到大约23dB。

由此，可以知道，在本较佳实施例中，本发明的较佳实施例的SAW谐振器(其中有效电极比小)在具有梯形电路配置的SAW滤波器中确定了至少一个串联臂SAW谐振器。结果，具有梯形电路配置的SAW滤波器的通带高频带侧中滤波器特性的锐度大大提高了。

在本发明中，和一到第三较佳实施例不同，衰减量可以在有效电极比大约95％或更小时得到改善。还有，有效电极比越低，在非常接近于通带附近的滤波器特性中锐度越高。在这个较佳实施例中，由于和第一较佳实施例相同的原因，有效电极比的下限最好是大约10％。

本较佳实施例包含本发明其它较佳实施例中的SAW谐振器，用于串联臂谐振器52a。但是，使用并联臂谐振器还允许提高非常接近于通带第低频带侧附近的滤波器特性中的锐度。

还有，在本较佳实施例中，使用本发明的SAW谐振器只配置单个SAW谐振器。但是，可以使用本发明的较佳实施例的SAW谐振器，配置所有串联臂谐振器，或者所有并联臂谐振器，或所有串联臂谐振器和并联臂谐振器。

即，可以通过使用本发明的某一个较佳实施例的SAW谐振器，用于梯形SAW滤波器中的串联臂谐振器和/或并联臂谐振器中的至少一种，可以提高非常接近于通带附近的滤波器特性的锐度。

虽然已经解释了本发明的较佳实施例，实现这里所揭示的原理的各种模式都在下面的权利要求的范围内。由此，应该知道本发明的范围仅仅由权利要求设定。

Claims (7)

1.一种表面声波谐振器，其特征在于包含：

压电基片；和

在所述压电基片上的叉指式换能器，所述叉指式换能器包含具有多个相互交叉的电极指的第一和第二梳形电极，其中

所述叉指式换能器是取消加权和电极反向中的一种，并且至少一个所述叉指式换能器中的有效电极比是大约10％到大约80％。

2.如权利要求1所述的表面声波谐振器，其特征在于压电基片由36度Y切割X传播方向的LiTaO3制成。

3.如权利要求1所述的表面声波谐振器，其特征在于谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔在具有相同对数的普通型叉指式换能器中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到75％的范围内。

4.如权利要求1所述的表面声波谐振器，其特征在于叉指式换能器中的有效电极比在大约10％到50％的范围内。

5.如权利要求1所述的表面声波谐振器，其特征在于谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔在具有相同对数的叉指式换能器中的谐振频率和反谐振频率之间的频率间隔的大约5％到大约30％的范围内。

6.如权利要求1所述的表面声波谐振器，其特征在于还包含沿表面波传播方向设置在叉指式换能器外侧的反射器。

7.一种表面声波滤波器，它包含多个设置为串联臂和并联臂表面声波谐振器以确定梯形电路，其中，至少一个表面声波谐振器包括：

压电基片；和

在所述压电基片上的叉指式换能器，所述叉指式换能器包含具有多个相互交叉的电极指的第一和第二梳形电极，其中

所述叉指式换能器是取消加权和电极反向中的一种，并且至少一个所述叉指式换能器中的有效电极比在大约10％到大约95％范围内。

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