CN107005218A - 具有dms滤波器以及陡峭右带边的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有DMS滤波器的装置，所述DMS滤波器(DMS)的换能器(W)的至少其中一个要对称地划分成两个电气并联连接的子换能器(T，T')，并且相互分开至少一半波长的量。这就导致，所述两个子换能器的信号在阻带的频率下相互触发，并且由此在上截止频带内制造衰减极点。

Description

具有DMS滤波器以及陡峭右带边的装置

技术领域

本发明涉及一种滤波装置，其包括DMS(缺陷微带结构)滤波器并且具有带陡峭右带边的滤波功能。

背景技术

用于现代通信标准、例如LTE的带通滤波器必须满足带宽方面和带边陡度方面的高要求。频带具有高带宽并且相邻频带之间具有低间隙，相对于此，为此所使用的滤波器必须具有足够高的带阻抑制。这只有通过陡峭的带边才能够实现。

具有高带宽的低损耗滤波器可被实现为DMS滤波器。但DMS滤波器具有这样的不足，即：通带的上带边仅仅非常平坦地下降，并且相对于在上面的频率范围内相邻的频带而言仅仅具有极小的选择性。因此，临近选择(Nahselektion)是适度的。

对于宽带型滤波器，必须使用高耦合的压电基板材料。但在单端口谐振器中，随着更高的耦合，极点-零点间隙也变得更大，其应用至少在发射滤波器中是不可或缺的。那么，变大的极点-零点间隙又导致更大的过渡带宽，因此也导致带边陡度相对极小。这在一定程度上不能满足各种通信系统的要求。

如果将电容与单端口谐振器并联错接并且又将这些与DMS滤波器相连接，那么，意即负责上带边的单端口谐振器的极点-零点间隙就可由此变小。但与没有并联连接电容的谐振器相比，这样加以改进的谐振器的品质也有所受损。这又尤其是在通带区域的上边沿上导致更大的插入损耗。

已经采取了各种努力来解决这一难题，但又都带来新的缺陷，因此，要么是出于技术的原因，要么是出于经济的原因，而不可采用。

发明内容

因此，本发明的目的是，说明一种具有DMS滤波器的装置，即一种滤波装置，所述滤波装置与已知的DMS滤波器所提供的相比，在邻近的上阻带内具有明显更高的选择性。另一个目的是要将这种滤波器的带宽调节得足够高。

这一目的根据本发明是通过一种根据权利要求1所述的装置得以实现的。本发明的有利实施方案参阅其他权利要求。

其说明了一种具有新型DMS滤波器的装置。所述DMS滤波器具有第一换能器和第二换能器，所述换能器尤其是被交替地布置在两个反射器之间的压电基板上。所述第一换能器与所述装置的输入或输出端相连接，所述第二换能器则与所述装置的输出或输入端其中的各自另一个相连接。

与已知的DMS滤波器相比，在根据本发明的DMS滤波器中，由第一换能器或第二换能器中所选出的一种类型的换能器的至少其中一个、但优选所有一种类型的换能器被对称地划分成两个电气并联连接的子换能器。所述两个子换能器现相对于其在未被划分的换能器内原有的位置而言被大致移开小于波长λ的一半加上n乘以λ，其中n为大于等于零的整数(0、1、2等等)。因此，与已知装置的差D可例如取值为：

D＝0.5λ-d+nλ

，其中0<d<0.2λ。所述两个子换能器之间的间隙现不再等于原有的换能器内的指形间隙，在此是这样来测定的，使得由所述两个子换能器所产生的声音信号或电气信号在阻带内的频率下相互触发。那么，在这种频率下，在传递函数内就产生了零点。被分成两个子换能器的换能器在下面仍然始终被称作一个换能器(包括两个半部或两个子换能器)，而与在其间是否还布置有滤波器的其他元件，例如反射条无关。

通过这一零点的适当定位，右带边相对于已知的DMS滤波器而言明显更加陡峭，而不会由此使得其他滤波特性一同受损。所述DMS滤波器尤其是相对于所述换能器而言对称构造，并且在各个换能器的布置方面具有轴对称性，其镜像轴通过其中一个换能器或者通过所述两个子换能器之间的中心延伸。这就导致，所述DMS滤波器具有非偶数数量的换能器。通过第一换能器和第二换能器沿着声波在DMS滤波器内的传播方向的交替布置，也会达到各信号成分的高对称性，借助这种高对称性能够确保准确的传递函数。

其中所述DMS滤波器可以电气的方式在两侧上单端连接。但也可以是，输入端和输出端的侧面的至少一侧以对称的信号处理运行，并且由此形成所述滤波装置的一种均衡的输入端或输出端。

上述改进的DMS滤波器、进而包括加以改进的具有新型DMS滤波器的装置的特点在于，它们不用额外的投入就能够制造，并且相对于已知的DMS滤波器而言具有更高的换能器长度，但这种换能器长度对于总面积而言实际上并不重要。也不需要任何其他的补偿措施，来使得所述滤波器或具有所述新型DMS滤波器的装置运行。仅仅是所述子换能器内的指形数量变得更多。在分开的换能器内的指形数量的增加越多，由于分开所产生的传输零点就越靠近上带边沿。所述两个子换能器内的电极指形的总数量要大于相应的已知滤波器的未被划分的换能器内的电极指形的总和。

根据一种实施方式，所述两个子换能器以这样的程度被相互移开，使得所述两个子换能器之间的、在所述子换能器各自终端的电极指形的相对外边沿之间所测得的间隔大于一个波长。已经表明，随着所述两个子换能器的间隙的变大，就获得更敏锐的谐振。通过这样一种谐振，又进一步控制通带的上带边。总而言之，这种来自由所述两个子换能器所产生的信号的额外谐振的频率这样通过适当测定间隙来设置，使得谐振靠近通带的上边沿，反谐振则反之处于通带外，但靠近通带。

所述在两个子换能器之间变大的间隙在本发明应用于漏波基板的情况下就导致，声波的一部分没入所述基板并且不再供信号处理使用。因此，为了将声波导向靠近表面的漏波基板，有利的是，在所述两个子换能器之间的间隙内将金属镀层涂覆在基板表面上。优选金属镀层被这样涂覆，使得越过所述换能器或所述两个子换能器的金属镀层的层厚不发生大的改变，以便不产生任何非连续性。因此，一种适合的金属镀层以一种条带图样、也即以相互并排的条带的布置存在，其间隙被选定为接近所述子换能器中的电极指形的间隙。

所述DMS滤波器的特点是至少一个被划分成子换能器的换能器。但根据一种实施方式，由第一和第二换能器中所选出的一种类型的两个或更多个换能器以相同或相似的方式被划分成子换能器。

根据一种实施方式，所有一种类型的换能器被划分成子换能器。如果不是所有换能器被划分成子换能器，那么，划分就对称地进行，以便不影响良好的滤波特性。这就是说，所被划分的换能器对称地分布在滤波器内。

在本发明的一种有利构型中，所述滤波器为了非对称运行又被对称构造，并且具有总数量非偶数的第一换能器和第二换能器。由于第一换能器和第二换能器的对称性和交替布置，两个在DMS滤波器内更靠外的换能器由DMS滤波器内存在数量更多的换能器类型的换能器构成。一种类型的换能器被划分成子换能器。这可以是各个换能器。优选这一类型的所有换能器被划分。也可以是，所有换能器除了两个上述的在DMS滤波器内更靠外的换能器以外都要被划分。

通过所述DMS滤波器的适当设计，这两个更靠外的换能器的信号也可被用于制造额外的衰减极点，所述衰减极点与额外的反谐振相对应。根据本发明，这是通过适当选择各个靠外的这一类型的换能器与相邻反射器的间隙来实现的。因此，在这里，反谐振是通过每个靠外的换能器的换能器信号与由所述反射器反射的信号的交互作用构成的。

根据一种实施方式，除了所述DMS滤波器以外，根据本发明的装置还包含至少一个与所述DMS滤波器串联连接的串联谐振器和与之并联连接的并联谐振器。

借助这两个有利地与所述滤波装置的输入端相连接的谐振器，达到所述装置更好的性能稳定性。如果适当选择所述谐振器的谐振频率，那么，这些谐振器就可另外被用于形成通带以及用于上通带带边的进一步锐化或者说变陡。

所述装置可包括其他的谐振器，其与所述DMS滤波器被串联连接或并联连接。所述其他的谐振器可构成梯形-结构的一个或多个基底段，因而本身就构成了一种电抗滤波器。

在一种构型中，所述滤波装置分别包括线圈，所述线圈与所述装置的输入端和输出端串联连接。借助这些连接线圈，引起阻抗变换。为了这一目的，线圈还可与滤波器输入端或输出端并联连接。

根据一种实施方式，电容与谐振器并联连接，以便减小其极点-零点间隙。通过这种方式，成功地产生更敏锐的谐振，由此上带边可同样构造得更陡峭。优选电容至少与串联谐振器并联连接。

但也可以是，电容要与所有与所述装置错接的谐振器并联连接。

在此另外有利的是，对于在所述装置中所使用的谐振器而言，极点-零点间隙被选择得不同。这可由此实现，即：在所述谐振器的每个谐振器内使用至少一个带宽装置，极点-零点间隙可借助该带宽装置发生改变并且由此针对各谐振器被设计得不同。

作为带宽装置，与所述谐振器并联连接的电容的值可例如被选得不同。也可以是，不同地来调节被涂覆在所述滤波器上以便减少频率的温度系数的补偿层的高度。覆盖所述滤波装置的SiO2层的高度可非常简单地发生改变。

所述装置的并联谐振器分别以并联支路布置，所述并联支路将串行的信号线路与接地端连接起来。并联支路可与接地端通过串联电感相连接。每个并联支路可以单独的串联电感与所述接地端连接起来。替选方案是，也可有更多个并联支路在接地侧被汇总并且通过同一个串联电感与所述接地端连接起来。

在另一种实施方式中，将子换能器分隔的金属镀层被构造为电气浮置的或者被构造为电气短路的条带图样。这一条带图样有利于使得金属镀层厚度的走向沿着换能器的长度尽量构造得没有间断性。为了这一目的，有利的是，改变并且尤其是减小在由一个换能器至相邻换能器或者由一个换能器至反射器或由一个换能器至被构造为条带图样的金属镀层的过渡区域内的指形间隙、指形宽度和由指形中心至指形中心所测得的节距。其中多达n个终端的电极指形在宽度和/或间隙方面发生改变，以便这些由指形至指形的参数的改变被设计得尽可能小。优选与此相关发生改变的电极指形、反射条或者条带图样的条带的数量n被选为3至12之间的值。优选n越大，没有这一变化的终端指形的间隙就与λ/2的多倍之间相差越大。

附图说明

下面参照实施例和附图对本发明予以详述。附图仅为示意性图示，并非完全依照实际尺寸构成。其中的结构为简化示出，由这些附图中，既不能得出相对的尺寸指示，也不能得出绝对的尺寸指示。相同的或作用相同的零件标示有同样的标注。

其中：

图1为一种公知的、具有三个换能器的DMS滤波器；

图2为一种根据本发明的DMS滤波器，具有被划分的、中间的换能器；

图3为一种根据本发明的DMS滤波器，在所述滤波器中，子换能器之间的间隙变得更大；

图4为一种根据本发明的DMS滤波器，在所述滤波器中，子换能器之间的间隙被一种条带图样填充；

图5为一种根据本发明的DMS滤波器，在所述滤波器中，两个换能器被划分成通过金属的条带图样分隔的子换能器；

图6为一种具有DMS滤波器的装置，所述装置包括谐振器、电容和电感的错接；

图7为一种根据本发明的滤波装置的通带特性与一种公知的、具有传统DMS滤波器的滤波装置的通带特性的对比；

图8为一种公知的、具有新换能器的DMS滤波器；

图9为一种根据本发明的DMS滤波器，原具有九个换能器，其中的四个被划分成子换能器；

图10为图9中所示的根据本发明的DMS滤波器的通带特性与图8中所示的已知的DMS滤波器的通带特性的对比；

图11为一种根据本发明的DMS滤波器，原具有七个新换能器，其中的两个被划分成子换能器。

具体实施例

图1以示意性图示示出了一种公知的、具有三个换能器的DMS滤波器。这一滤波器在第一个反射器R1与第二个反射器R2之间具有两个第一换能器W11、W12，在其间布置第二换能器W20。所述第一换能器相互之间并联连接并且例如与滤波器输入端相连接。所述第二换能器W20例如与滤波器输出端相连接。但也可以将与所述DMS滤波器的输入端和输出端的对应互换。

图2示出了一种根据本发明的、具有三个换能器的DMS滤波器的第一种简单的实施方式。与公知的、如图1的三-换能器-DMS所不同的是，一种类型的换能器、在此即第二换能器被划分成两个子换能器T20、T20'，其在本实施例中以电气的方式与所述滤波器的输出端并联连接。所述第一换能器W11、W12以传统的方式位于两个子换能器的侧面。由于分成了子换能器，相对于已知DMS结构的未被划分的换能器而言，用于由第一子换能器和第二子换能器T20、T20'构成的整个单元的电极指形的总数量就有所增加。第一子换能器、第二子换能器T20、T20'之间的间隙被选得大于换能器内的指形-指形间隙，并且也大于已知DMS滤波器的换能器之间的间隙。

图3示出了一种类似的根据本发明的DMS滤波器，具有相同数量的换能器和子换能器，但在其中两个子换能器T20、T20'之间的间隙D进一步变大。所述间隙D可为子换能器与直接相邻的“传统”换能器之间的间隙的多倍。

图4示出了另一种根据本发明的DMS滤波器，原具有三个换能器和一个被划分成子换能器T20、T20'的中间的换能器，在所述滤波器中，在两个子换能器T20、T20'之间，置入金属条带图样形式的金属镀层M。所述条带图样的构造就像传统的反射器一样，但优选具有更少数量的反射条，以便确保透声性。但只要穿透性完全存在，根据本发明的DMS滤波器的可靠性就基本与所述金属镀层M的条带图样的穿透性的程度无关。

图5示出了一种根据本发明的DMS滤波器，原具有三个换能器，如图1中所示，在其中所述两个与在图中被布置在上方的端口相连接的第一换能器被划分成子换能器T11、T11'或T12、T12'。中间的换能器为第二换能器W20，保持未被划分的状态。在每个未被划分的第一换能器的子换能器之间，置入金属镀层M11、M12，其又被构造为电气短路的条带图样。

被划分的换能器的两个子换能器分别以电气的方式并联连接。如在传统的DMS滤波器中那样，还可有两个被划分的第一个换能器以电气的方式并联连接，从而由总共四个并联连接的子换能器T11、T11'、T12、T12'形成单端型端口。但也可以是，两个被划分的第一换能器与对称的滤波器端口连接起来。

图6示出了一种装置，如根据本发明的DMS滤波器与其他的电路元件、尤其是与谐振器可被连接成扩展的滤波装置。所述DMS滤波器DMS仅为示意性示出，并且可被各不相同地实施为具有任意数量的被划分和未被划分的换能器。但根据本发明的滤波装置包括根据本发明的DMS滤波器DMS，在其中所述换能器的至少其中一个被划分成子换能器。在一种具有DMS滤波器DMS的串联电路中，在所述装置的输入端与输出端之间错接三个串联谐振器RS1、RS2和RS3。与这一串联电路相并行地有两个并联臂被接向接地线，在其中分别布置一个并联谐振器RP1、RP2。

至少有串联谐振器RS分别与电容CS并联连接。在所示实施例中，并联谐振器RP还与电容CP并联连接。

所述串联电路或者说所述装置在输入端侧和输出端侧分别与串行的线圈LS1、LS2相连接，其中所述串联的线圈LS1可例如被布置在输出端侧，所述串联线圈LS2可被布置在输出端侧。但所述装置的输入端和输出端也可互换。

并联支路分别通过串联电感LP1、LP2与接地线相连接。但也可以是，两个并联支路与同一个串联电感并联连接，然后才与接地端口连接起来。

图6中所示的滤波装置现借助如图5的DMS滤波器来实施，为了与相对应的装置相对比，与一种公知的如图1的DMS接口进行对比。

图7示出了两种装置的传递函数S21，其中曲线K1即对应一种根据本发明的装置，但曲线K2则对应于具有已知的如图1的DMS滤波器的装置。根据本发明的装置的曲线K1在上通带带边的区域内表现出最大优点，其在此明显要比具有已知DMS滤波器的装置的曲线K2下降得更加陡峭。此外，在邻近的阻带(111)内，抑制效果更好。在通带的区域内，两种装置几乎表现出相同的特性，因此，所述曲线K1和K2在该处几乎全等。

图8示出了一种公知的DMS滤波器，具有九个换能器，在其中五个第一换能器W11至W15交替地与四个第二换能器W21至W24被布置在两个反射器R1、R2之间。所有第一换能器可与所述滤波器的一个端口并联连接，而四个第二换能器则可同样并行地与所述滤波器的第二个端口相连接。

图9现示出了这样一种九-换能器-DMS滤波器的一种根据本发明的构型。为此，所有的第二换能器(图8中的W21至W24)被划分成子换能器T21至T24，其中在每两个子换能器T2之间布置金属镀层M2，其分别可被构造为条带图样。所有子换能器T21至T24可并行地与一个滤波器端口相连接，所有第一换能器W11至W15也是如此。图9中所示的根据本发明的DMS滤波器也可被错接在例如如图6所示的装置中。图10示出了这样一种装置的传递函数与这样一种装置的传递函数的对比，在该装置中，如图6的电路元件与如图8的DMS滤波器相连接。曲线K1表明具有如图9的DMS滤波器的滤波装置，曲线K2则反之表明了具有已知的、如图8的DMS滤波器的滤波装置。

在此，改进也主要表现在通带上方的区域内以及在邻近的阻带内。在邻近阻带内的选择性明显得到了改进。但在通带的右带边的陡度方面，两个曲线K1、K2仅仅表现出不显著的区别，因为通过DMS滤波器内高数量的换能器结合与之错接的谐振器，已经能够达到相应陡峭的带边。

在每两个子换能器之间所构成的反谐振被设置为这样一种频率，该频率会在邻近的阻带内产生额外的衰减极点，所述衰减极点在这一区域内导致更高的抑制水平。

已经表明，借助新型的DMS滤波器，能够获得明显得以改进的滤波装置，其使得这种滤波器能够应用于现代的通信标准、例如LTE。新型滤波装置可很好地满足所提出的对于带宽和带边陡度的要求。

尽管本发明尤其是有利于宽带型滤波器和滤波装置，但其也可给被实施为窄带型的滤波器带来优点。即便是窄通带也必须相对于相邻的通带而言以极小的带隙隔离开来。即便是窄带型滤波器也必须能够实现相应的选择性。这通过根据本发明的装置同样可行。

图11示出了根据本发明的滤波装置的DMS滤波器的另一种变型。在此，在一种公知的、具有七个换能器的DMS滤波器的基础上，在原有的四个第二换能器W21至W24中，仅有两个中间的第二换能器W22、W23被划分成子换能器T22、T22'或T23、T23'。两个靠外的第二换能器W21和W24保持未被划分的状态。在每两个源自换能器分开的子换能器之间，可布置半透性的反射器，就像在图中所示的那样。

为了也借助这两个靠外的第二换能器W21、W24制造额外的反谐振，这种反谐振在邻近阻带的频率下导致信号的抵销，所述靠外的第二换能器W21、W24与分别相邻的反射器R1或R2的间隙被这样设计，使得即便在这里对于邻近阻带的频率而言也会出现所期望的信号触发的效果。那么，在由换能器所产生的、离开反射器的信号与由相同换能器向着反射器的方向所发射的、又由该反射器反射回来的信号之间，就出现了导致触发的同相的信号叠加。因此，即便是借助每个DMS路径(DMS Spur)更少的电极指形，也能够在所示装置中实施所期望的效果，或者说借助更少被划分的换能器，也能够达到所期望的效果。借助这种装置，也获得了一种具有更陡峭的上通带带边和上截止范围得以改进的滤波器。

当然也可以划分两个靠外的第一换能器W21和W24。

因为本发明仅借助极少的实施例示出，但其并非仅限于所示的这些实施方式。根据本发明的滤波装置可包含任意设计的DMS滤波器，只要仅仅其中一个换能器以根据本发明的方式被划分并且具有所期望的额外的、在邻近阻带的频率下导致信号触发的反谐振。

在所述装置内与这样一种DMS滤波器错接的谐振器的数量对于本发明也并不是关键，其在电路中的布置也是同样极少。优选例如可以是，靠近滤波输入端首先设置并联谐振器，而没有如图6中所示，设置串联谐振器。

根据本发明的滤波装置可被构造在不同的压电基板上，但优选被构造在高耦合基板、例如铌酸锂或钽酸锂上。根据本发明的窄带滤波器还可被实施在耦合更弱的基板上，因为能够不取决于所述基板的耦合强度来实现本发明的优点。

标注说明

R1，R2 反射器

W1 第一个换能器

W2 第二个换能器

T，T' 子换能器

D 子换能器之间的间隙

M 子换能器之间的金属镀层

LS 串联线圈

LP 并联线圈

RS 串联谐振器

RP 并联谐振器

CS 串联电容

CP 并联电容

DMS DMS滤波器

LP 串联电感

Claims (13)

1.一种具有DMS滤波器的装置，

-在所述装置中，所述DMS滤波器(DMS)具有第一换能器和第二换能器(W1，W2)，所述换能器被交替地布置在两个反射器(R1，R2)之间的压电基板上并且分别与所述装置的输入端或输出端相连接；

-在所述装置中，所述换能器(W1，W2)的至少其中一个被对称地划分成两个以电气方式并联连接的子换能器；

-其中所述子换能器相互之间相对于其原来的位置而言这样相离分开至少约等于一半波长的量，使得其信号在阻带的频率下相互触发。

2.根据权利要求1所述的装置，

在所述装置中，由所述子换能器的终端的电极指形的相对外边沿所测得的、所述两个子换能器之间的间隙大于一个波长。

3.根据权利要求2所述的装置，

在所述装置中，在所述基板上，在所述两个子换能器之间的间隙内布置非声音刺激的金属镀层。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的装置，

在所述装置中，存在由第一换能器和第二换能器中所选出的一种类型的两个和更多个换能器，并且在所述装置中，这种类型的这些换能器其中的两个或更多个以相同或相似的方式被划分成子换能器。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的装置，

在所述装置中，所述DMS滤波器被对称地构造，并且具有总数非偶数的第一换能器和第二换能器，在其中一个或多个被划分的换能器是与所述DMS滤波器内更靠外的换能器相对应的类型，在其中除了两个更靠外的换能器以外，这种类型的所有换能器均被划分成子换能器。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的装置，

另外包括至少一个与所述DMS滤波器串联连接的串联谐振器和与此并联连接的并联谐振器。

7.根据权利要求6所述的装置，

在所述装置中，在所述装置的输入端和输出端上分别串联连接一个线圈。

8.根据权利要求6或7所述的装置，

在所述装置中，至少与所述串联谐振器的每个谐振器并联连接一个电容。

9.根据权利要求6至8所述的装置，

在所述装置中，所述一个或多个并联谐振器通过各一个或一个共同的串联电感与接地端相连接。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的装置，

-在所述装置中，所述金属镀层被构造为电气浮置或短路的条带图样；

-在所述装置中，分别有多达n个终端的电极指形、反射器指形或所述条带图样的条带在所有那些两个由换能器、反射器和条带图样中所选出的单元相互直接相邻的区域内具有相对于各换能器、反射器或条带图样的其余区域而言减小的间隙，其中所述间隙是自各个指形或条带的中心起测得，并且，3≤n≤12。

11.根据上述权利要求中任一项所述的装置，在所述装置中，所有的第一换能器被并联连接。

12.根据上述权利要求中任一项所述的装置，在所述装置中，所有的第二换能器被并联连接。

13.根据上述权利要求中任一项所述的装置，在所述装置中，由第一换能器和第二换能器中所选出的至少一种类型的换能器与对称的端口相连接。