JP4243537B2 - エッジ急峻度の改善されたリアクタンスフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、リアクタンスフィルタ原理に従って構成された体積波フィルタ（バルク音波フィルタ又はＢＡＷフィルタとも呼ばれる）に関する。

ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｄｉｇｅｓｔ，ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ １９９５，ｐ８８３〜８８６に所収のＫ．Ｍ．Ｌａｋｉｎ ｅｔ ａｌ．の論文から、リアクタンスフィルタをＢＡＷ共振器から構成することは公知である。この場合、ＢＡＷ共振器はインピーダンス素子として使用され、例えばはしご型又は格子型フィルタに接続される。フィルタを形成するためのこの接続方法は、分岐技術とも呼ばれる。

ＢＡＷ共振器Ｒは、図１ａによれば、その最も簡単な実施形態においては、上面及び下面にそれぞれ電極Ｅ１，Ｅ２が設けられた圧電材料の薄膜Ｐから成っている。理想的には、この構造の両方の電極側は空気によって包囲されている。電極に電圧を印加すると、圧電層に電界が作用し、その結果、圧電材料は電気エネルギーの一部を音波の形態の力学的エネルギーに変換する。この音波は電界の向きに平行にいわゆる体積波として伝播し、電極／空気の境界面で反射する。共振器は、圧電層の厚さないし体積振動子の厚さに依存する所定の周波数ｆ_ｒで共振し、電気共振器のように振る舞う。

図１ｂによる等価回路図では、ＢＡＷ共振器Ｒは、動的インダクタンスＬ１、動的容量Ｃ１及び動抵抗Ｒ１から成る直列共振回路と、これに並列接続された、ＢＡＷ共振器の静的容量Ｃ０とから構成されている。直列共振回路は共振しているときの、つまり共振周波数ｆ_ｒの領域における共振器の動作を再現する。静的容量Ｃ０はｆ＜＜ｆ_ｒ及びｆ_ｒ＞＞ｆなる領域における動作を再現する。さらに、動的容量Ｃ１はＢＡＷ共振器の静的容量Ｃ０に比例する。

Ｃ１〜Ｃ０ （１．１）
ＢＡＷ共振器の共振周波数ｆ_ｒ及び反共振周波数ｆ_ａに関しては、

が成り立つ。

リアクタンスフィルタは、図７によれば、少なくとも１つの基本エレメントから成っており、この基本エレメントは、直列接続された共振器Ｒ２と、第２の端子に、特にアースに並列接続された共振器Ｒ１とから成っている。ただし、共振器Ｒ２は共振周波数ｆ_ｒｓ及びこれに関連した反共振周波数ｆ_ａｓを有しており、共振器Ｒ１は共振周波数ｆ_ｒｐ及びこれに関連した反共振周波数ｆ_ａｐを有している。帯域通過特性と中間周波数ｆ_０とを有するフィルタを構成するためには、直列枝路と並列枝路の両方の共振器に関して、以下の関係が成り立つ：

図１６ａは、直列共振器のインピーダンスＺｓと並列共振器のアドミタンスＹｐの変化を周波数ｆに従って示している。図１６ｂは、基本エレメントから成るフィルタの通過特性を示している。なお、フィルタの共振周波数は図１６ａと同じに選択されている。図７は、原則的に端子３−１及び３−２（ゲート１）ならびにゲート２の端子３−３及び３−４を備えた四極子と見なされる基本エレメントを示している。同時に、端子３−１は直列共振器の入力側であり、端子３−３は出力側である。並列共振器の入力側は端子３−１に接続されている。端子３−２及び３−４は非対称的動作における基準アースである。基準アースの方を向いた並列共振器の出力側３−５を、以下では、並列共振器の出力側又はアース側と呼ぶ。並列共振器の出力側と基準アースとの間にあるインダクタンスＬ_ｓｅｒは、実際の構造におけるハウジングアースへの接続を反映している。

ＢＡＷ共振器から形成されたリアクタンスフィルタの選択レベルは、一方では並列枝路の静的容量Ｃ０_ｐと直列枝路の静的容量Ｃ０_ｓとの比Ｃ０_ｐ／Ｃ０_ｓによって、他方ではカスケード接続された、つまり相互に直列に接続された基本エレメントの数によって決定される。

複数の基本エレメントを相互に適切に接続してもよい。この場合、隣接する第２の基本エレメントの構造がそれぞれ反映されている。それゆえ、第１の基本エレメント（図２の７−１又は図３の８−１）の出力インピーダンスは第２の基本エレメント（図２の７−１又は図３の８−２）の入力インピーダンスに等しい。その結果、不整合によっても最小の損失しか生じない。複数の基本エレメントの接続に関しては、さまざまな構造が知られている。いくつかの例が図４及び５に示されている。

直列に並んだ同じタイプの共振器（直列共振器又は並列共振器）のリアクタンスフィルタを直接接続して、それぞれ１つの共振器にまとめてもよい。ただし、統合された共振器の容量の全体的な作用は変わらない。

式（１．２）〜（１．４）から、達成可能な最大の帯域幅も、この種のリアクタンスフィルタのエッジ急峻度も、個々の共振器の共振周波数と反共振周波数との差に依存していることが明らかである。一方、この差は動的容量Ｃ１と静的容量Ｃ０との比から生じる。これらの容量は互いに比例しているので、容量比Ｃ１／Ｃ０はこれらの容量の変化によっては変化しない。例えば、Ｃ０は共振器のサイズの変化によって変化しうる。通常は、リアクタンスフィルタのすべての共振器は同じ相対的帯域幅（ｆａ−ｆｒ）／ｆ０を有している。

図６の曲線１は、複数の統合されたＢＡＷ共振器から構成されたリアクタンスフィルタの通過特性を示している。なお、各々のＢＡＷ共振器の動的容量の静的容量に対する比は比較的大きい。それゆえ、個々の共振器は比較的大きな帯域幅を有する。曲線２は、動的容量の静的容量に対する比の小さい、したがって個々の共振器の帯域幅の比較的小さな複数の共振器から成る相応するリアクタンスフィルタの通過曲線である。第１のケース（曲線１）では、帯域幅が大きくエッジ急峻度の低い帯域通過フィルタが得られ、第２のケース（曲線２）では、帯域幅が小さくエッジ急峻度の高い帯域通過フィルタが得られる。

この種のエッジ急峻なフィルタにおいて、直列共振器の中間周波数を上げる及び／又は並列共振器の中間周波数を下げることによって、比較的大きな容量比を有するフィルタのレベルまで帯域幅を上げようとすると、通過帯域の中央に強い不整合が生じる。これは今やｆ_ａｐ＜＜ｆ_ｒｓだからである。したがって、条件（１．４）はもはや満たされない。それゆえ、通過帯域中央における損失もより強く増加する。

エッジ急峻なフィルタの帯域幅を拡げる別の方法は、並列枝路の静的容量Ｃ０ｐと直列枝路の静的容量Ｃ０ｓとの比を小さくすることである。これにより、自己整合及びこれに関連した損失の少なさを失うことなく、帯域幅をある一定の程度増大させることができる。しかし、この措置はＢＡＷリアクタンスフィルタの選択レベルを著しく下げるので、フィルタは可能な選択要求をもはや満たすことができず、不所望な周波数を、例えばもはや十分に抑制することができない。

それゆえ、本発明の課題は、付加的な調整又は選択レベルの低下を要さずに、十分な帯域幅を有し且つエッジ急峻度の改善された、ＢＡＷ共振器から成るリアクタンスフィルタを提供することである。

この課題は本発明に従って請求項１に記載の特徴を備えたリアクタンスフィルタにより解決される。

本発明の有利な実施形態及び本発明の有利な使用形態は他の請求項から得られる。

本発明は、多くの移動通信システムにおけるＨＦフィルタでは、それぞれ二重帯域の対応する他方の帯域のみに帯域を制限することが強く要求されるという事実を利用している。つまり、ＨＦフィルタは、通常、通過帯域の片側においてのみ、他方の二重帯域に割当てられた急峻なエッジを必要とする。ＧＳＭ，ＣＤＭＡ，ＡＭＰＳ又はＴＤＭＡをベースとした現行の移動通信システムでは、これは、受信フィルタの場合であれば左エッジ、それに対して送信フィルタの場合であれば右エッジである。

本発明はこれを利用して、ＢＡＷ型の共振器から構成されたリアクタンスフィルタを提供する。このリアクタンスフィルタは、第１の枝路に第１の共振器を、第２の枝路に第２の共振器を備えた少なくとも１つの基本エレメントを有しており、第１の枝路と第２の枝路は互いに並列に接続されている。ただし、これらの枝路の一方は直列枝路であり、他方の枝路は並列枝路である。各々の共振器は、それに固有の、動的容量Ｃ１の静的容量Ｃ_０に対する比Ｖ_Ｃを有している；
Ｖ_Ｃ＝Ｃ１／Ｃ０
ただし、本発明によれば、第１の枝路の共振器に対する比Ｖ_Ｃは、第２の枝路の共振器の場合よりも低く設定されている。どちらの枝路において比Ｖ_Ｃがより低く設定されるかに依存して、本発明によるリアクタンスフィルタは、一方のエッジが改善されてより急峻になった通過特性を有する。他方のエッジ、ならびに、その他の共振器及びフィルタの特性はこの影響を受けない。例えば、直列枝路の共振器において、比Ｖ_Ｃを並列枝路の共振器における相応する比Ｖ_Ｃに比べて低くすると、通過帯域の右エッジがより急峻に調整される。つまり、このエッジは、より高い周波数に対して通過帯域を境界付ける。これと同様に、並列枝路の共振器の方が直列枝路の共振器よりも小さな比Ｖ_Ｃを有しているリアクタンスフィルタでは、より急峻に調整された左エッジを有する通過帯域が得られる。リアクタンスフィルタの基本エレメントにおいては、並列共振器の共振周波数及び反共振周波数は直列共振器の相応する周波数よりも低いので、例えば通過帯域の右エッジは直列共振器の特性によって決定される。右エッジの急峻度は、直列共振器のインピーダンス曲線がどの程度の速さで共振周波数から反共振周波数へと上昇するかということから見て取れる。（直列）共振器における比較的急峻なインピーダンス上昇は、共振器の共振周波数と反共振周波数との間の間隔が狭くすると生じる。逆に、左エッジの急峻度は実質的に並列枝路の並列共振器又は共振器により決定されるので、左エッジは、並列共振器の共振周波数と反共振周波数との間隔が狭くなるとより急峻になる。

実際のリアクタンスフィルタは通常複数の基本エレメントを接続することにより得られるので、リアクタンスフィルタはふつう複数の直列共振器と複数の並列共振器を有している。本発明によるリアクタンスフィルタは、１つのタイプ（直列又は並列）の個々の共振器に上記変更を行えば得られる。さらに改善されたより急峻なエッジは、１つのタイプの複数の共振器、有利には１つのタイプのすべての共振器の共振周波数と反共振周波数の間隔を小さくすることで得られる。上述した相応する量の相互依存性によって、この間隔は既に述べた動的容量の静的容量に対する比Ｖ_Ｃに従って広がる。このように間隔を狭くした共振器を以下では狭帯域共振器と呼ぶ。相応して共振周波数と反共振周波数の間隔の広い共振器を広帯域共振器と呼ぶ。

フィルタの広帯域性、つまり通過帯域の幅は、第１の枝路に対して少なくとも１つの狭帯域共振器を使用することとは無関係に、第２の枝路において広帯域共振器を使用することにより達成される。

例えば右エッジがより急峻に改善された本発明によるフィルタを使用すれば、結果として、通過帯域の最高周波数よりもいくらか高い周波数における高い選択性が達成される。これは、例えば実際のＧＳＭ又はＣＤＭＡベースの移動通信システムにおいて送信路内のフィルタとして使用されるフィルタにとって、有利である。というのも、送信路内のフィルタは、受信帯域を強く抑制できなければならないからである。

逆に、例えば左エッジがより急峻に改善された本発明によるフィルタは、狭帯域の並列共振器によって得られる。これらの狭帯域並列共振器は、結果として、通過帯域の最低周波数よりもいくら低い周波数における高い選択性をもたらす。このようなフィルタは、有利には、実際のＧＳＭ又はＣＤＭＡベースの移動通信システムの受信路内のフィルタとして使用される。とういのも、受信路内のフィルタは、送信帯域を強く抑制できなければならないからである。

既知の式

に従って有効結合係数Ｋ^２ _ｅｆｆを共振周波数及び反共振周波数と結合することで、狭帯域共振器は有効結合係数Ｋ^２ _ｅｆｆを直接操作することによっても達成されうることが明らかとなる。狭帯域共振器は、低い有効電磁結合係数を有する適切な圧電材料によって実現される。一方、この有効電磁結合係数は、圧電材料内に拡散可能なモードのすべての有効結合の和から得られる。

実際のフィルタでは、通常１つのモードだけが使用され、それに対してその他のモードの中間周波数は通過帯域から十分離れているので、（使用されているモードに対する）有効結合はＢＡＷ共振器の等価回路図から次の式に従って求められる：

この式からは、共振器の動的容量と静的容量との比、厳密に言えば、共振器の考察中又は使用している振動モードの動的容量と静的容量との比に対する、共振器の狭帯域性の従属関係が明らかである。この考察から明らかなことは、より小さな比Ｖ_Ｃを有するＢＡＷ共振器ほど、より低い有効結合ｋ^２ _ｅｆｆを有するということである。共振器の組立に、結合係数の低い、したがって有効結合の低い圧電材料を使用すると、共振周波数と反共振周波数の間隔の狭い共振器が得られる。結合性の高い圧電材料を使用した場合には、共振周波数と反共振周波数の間隔の広い共振器が得られる。

それゆえ、本発明によるリアクタンスフィルタは、例えば、リアクタンスフィルタの直列枝路には高結合性の圧電材料を用いた共振器を有し、これに対してリアクタンスフィルタの並列枝路には低結合性の圧電材料を用いた共振器を有している。このようなフィルタでは、左エッジが高い急峻度を有している。同時に、本発明によるリアクタンスフィルタは大きな帯域幅を有している。この大きな帯域幅は、直列共振器において共振周波数と反共振周波数の間に比較的大きな間隔によって保証される。

有効結合は、ＢＡＷ共振器を備えたリアクタンスフィルタにおいてはさらに、ＢＡＷ共振器の両方の電極の間に、非圧電材料から成る付加的な層を挿入することで低減することもできる。この場合、結合係数は、非圧電材料の層厚と共振器の全層厚との比における非圧電材料の層の割合の分だけ低くなる。いずれにせよ、このような層を用いることで有効結合の低下が得られる。この有効結合の低下は、フィルタないし共振器にとって、比Ｖ_Ｃの低下と同じ意味を有しており、したがってまた、共振周波数と反共振周波数の間隔の減少と同じ意味を有している。

有効結合に影響を与える別の方法は、ＢＡＷ共振器用に適切な電極材料を選択することである。高い電磁結合は、使用されているモードで電極に高い機械的インピーダンスを生じさせる電極材料を使用することにより達成される。（考察中の又は共振器において使用中のモードに対する）有効結合を上げる電極材料は、電極金属の周期系における位置に依存して得られる又は経験値として求められる。それゆえ、本発明によるリアクタンスフィルタは、例えば、第１の枝路において、第２の枝路の共振器の電極材料とは異なる電極材料を使用した共振器を有する。例えば、タングステンのような重い電極材料を使用することによって、有効結合は上がる。この場合、アルミニウム電極を有する共振器と比べて広帯域の共振器が得られる。第１の枝路にタングステン電極を有する共振器を有し、第２の枝路にアルミニウム電極を有する共振器を有するリアクタンスフィルタは、それに応じて、第２の枝路に狭帯域の共振器を有する。第２の枝路が並列枝路である場合には、リアクタンスフィルタの通過帯域の左エッジが改善される。相応して狭帯域の共振器が直列枝路において使用される場合には、リアクタンスフィルタにおいて右エッジが改善される。

ＢＡＷ共振器は、有利には、電極の両側を空気で包囲されている。技術的には、このために、電極層用に互いに離れた２つの支点が設けられる。これは、いわゆるブリッジ共振器である。これらのブリッジ共振器では、音波は固体／空気の移行の際に共振器の両側で反射する。しかしながら、一方の電極が基板上に平面状に置かれているようにＢＡＷ共振器を構成することも可能である。そうすれば、音波の反射は、例えば異なる音響インピーダンスを有する２つの層により実現される音響ミラーにより保証することができる。ここで、層は層材料内部の音波の波長λに対してλ／４の厚さを有している。非常に異なる音響インピーダンスを有する２つの層の移行部での反射の反復によって、異なる境界面で反射した波の成分が打ち消される。これはミラーにとっては高い反射率を意味する。

しかし、音響ミラーを備えた共振器を使用する際、共振器の力学的エネルギーの一部は電極の外部にある。それゆえ、電極／圧電材料／電極の層列の内部では、電気エネルギーと力学的エネルギーとの比、ひいては次の式に従って算定される有効結合が変化する。

ここで、ｕ_Ｅは電気エネルギーの密度を表し、ｕ_Ｍは力学的エネルギーの密度を表している。この式から、音響ミラーを備えた共振器の有効結合は量ｕ_Ｍの分だけブリッジ共振器に比べて低いことが明らかである。このことは、音響ミラーを備えた共振器はブリッジ共振器に比べて有効結合が低い、ひいては共振周波数と反共振周波数の間隔が狭いことを意味する。それゆえ、本発明によるリアクタンスフィルタは、例えば、並列枝路にブリッジ共振器を有し、これに対して直列枝路に音響ミラーを備えた共振器を有している。この場合、通過帯域の右エッジが比較的急峻である通過特性が得られる。

共振器の有効結合ｋ^２ _ｅｆｆをさまざまな音響ミラーの使用によって操作することも可能である。これは、さまざまな厚さのミラー層又はさまざまな材料を用いたミラー層によって行うことができる。本発明によるリアクタンスフィルタの特徴は、第１の枝路において少なくとも部分的に第２の枝路とは異なる音響ミラーを用いた共振器を有していることである。

以下では、実施例及び添付図面に基づいて本発明をより詳細に説明する。

図１ａ〜１ｃは、ＢＡＷ共振器の概略的な断面図、ＢＡＷ共振器の等価回路図及びＢＡＷ共振器の代用記号を示している。

図２及び３は、２つの基本エレメントをフィルタに接続する２つの方式を示している。

図４は３つの基本エレメントを有するリアクタンスフィルタを示している。

図５は４つの基本エレメントを有するリアクタンスフィルタを示している。

図６は広帯域フィルタと狭帯域フィルタの減衰曲線を示している。

図７は、ＢＡＷ共振器から構成された、リアクタンスフィルタの基本エレメントを示している。

図８は、３つの基本エレメントを有する単純化したフィルタ構造を示している。

図９は単純化した構造を有する同じフィルタを示している。

図１０及び１１は、本発明によるリアクタンスフィルタの通過特性を示している。

図１２は、さまざまな電極材料を用いた共振器のインピーダンス曲線を示している。

図１３は、付加的な誘電体層を有する共振器を示している。

図１４は、ブリッジ共振器の概略的な断面図を示している。

図１５は、音響ミラーを有するＢＡＷ共振器を示している。

図１６ａは個々の共振器のアドミタンスとインピーダンスを重ねて示し、図１６ｂはリアクタンスフィルタの減衰特性を示している。
第１の実施例：
図１に従って構成された共振器がリアクタンスフィルタに接続される。各共振器は第１の電極層Ｅ１、圧電層Ｐ及び第２の電極層Ｅ２を有している。図の右側部分には、共振器に対して通常用いられる記号が示されている。

図７には基本エレメントが示されている。基本エレメントは、並列枝路にある第１の共振器Ｒ１と直列枝路にある第２の共振器Ｒ２とから構成されている。端子３−１及び３−２はフィルタの入力側を形成しており、端子３−３及び３−４はフィルタの出力側を形成している。並列枝路又は並列枝路の共振器Ｒ１は、ハウジングアースへの接続のインダクタンスの和から形成された直列インダクタンスを介して、端子３−２及び３−４と接続されている。本発明によれば、この実施例では、共振器Ｒ１は、電磁結合定数Ｋ^２ _ｅｆｆ１を有する酸化亜鉛から成る圧電層によって形成され、共振器Ｒ２は、圧電結合定数Ｋ^２ _ｅｆｆ２を有する窒化アルミニウムによって形成される。ここで、Ｋ^２ _ｅｆｆ１＞Ｋ^２ _ｅｆｆ２。圧電層の厚さ又は共振器全体の厚さを介して、両方の共振器Ｒ１及びＲ２の共振周波数、したがってまた反共振周波数も、Ｒ２の共振周波数がＲ１の反共振周波数とほぼ同じになるように調整される。

図１０の通過曲線２は、この実施例に従って、本発明によるリアクタンスフィルタの減衰特性を示しており、両方の共振器が共振器の圧電層ｐに酸化亜鉛を使用している通常のリアクタンスフィルタの通過曲線１と対置されている。図示のように、曲線２の右エッジは既知のフィルタの右エッジよりも明らかに急峻である。フィルタ全体の帯域幅の減少はほんの少しである。
第２の実施例：
再び、図２に従って接続された基本エレメントを有するリアクタンスフィルタが形成される。なお、２つの共振器は図１の場合と同様に形成されている。第１の実施例とは異なり、両方の共振器は層ｐに対して同じ圧電材料を有している。しかし、この圧電材料は電極Ｅ１及びＥ２に使用される電極材料とは異なっている。共振器Ｒ１に対してはアルミニウムが使用される一方で、共振器Ｒ２の電極材料としてはタングステンが使用される。有効結合ｋ^２ _ｅｆｆに関しては、ｋ^２ _ｅｆｆ２＞ｋ^２ _ｅｆｆ１が成り立つので、結果として、通過曲線として図１１の通過曲線２を有するリアクタンスフィルタが得られる。図示のように、本発明によるフィルタの曲線２は、曲線１の左エッジよりも明らかに急峻な左エッジを有している。なお、曲線１は、両方の共振器が同じ電極材料（タングステン）を使用している既知のリアクタンスフィルタの通過特性を示すものである。

図１２は、共振器のインピーダンス特性に対する電極材料の影響を示している。曲線３及び４は、図１に従って形成された共振器のインピーダンス特性を示している。ここで、曲線３はアルミニウム電極を有する共振器のインピーダンスを表し、それに対して、曲線４はタングステン電極を有する共振器のインピーダンスを表している。図示のように、曲線４によるタングステン電極のより大きな有効結合は、共振周波数と反共振周波数との間のより大きな間隔をもたらす。
第３の実施例：
図１３による共振器が形成される。これは、例えばアルミニウムから成る第１の電極Ｅ１と第２の電極Ｅ２との間に、例えば窒化アルミニウムから成る圧電層Ｐと、例えば酸化ケイ素から成る誘電体層を有している。酸化ケイ素層における酸化ケイ素の割合が１６％である場合、結合係数ｋ^２ _ｅｆｆは、圧電層として窒化アルミニウムを使用した図１による共振器に対して定められた０．０６４５の値から図１３のように形成された本発明による共振器に対する０．０５７の値まで低下する。それゆえ、図１３のように形成された共振器は、共振周波数と反共振周波数の間隔が比較的狭く、従来の共振器（図１参照）と組み合わされる。ここで、（例えば図７による）リアクタンスフィルタにおいて、直列共振器と並列共振器は異なって形成されている。つまり、それぞれ図１ないし図１７に従って形成されている。
第４の実施例：
図１４は、ブリッジ共振器として形成されたＢＡＷ共振器を示している。この共振器は図１と同じ本体を有しているが、さらに、２つの台座構造Ｆを介して基板Ｓと接続されている。共振器の下側電極Ｅ１の大部分は空気が境界面であるので、このブリッジ共振器は近似的に完全な自由振動が可能な共振器と同じように動作する。両方の境界面Ｅ１／空気及びＥ２／空気では、音波の全反射が行われる。

図１５は、音響ミラーＡＳを用いて基板Ｓ上に配置された共振器を示している。

今度は、本発明によるリアクタンスフィルタは（例えば図７による）少なくとも１つの基本エレメントから形成される。ただし、第１の枝路では、ブリッジ構造の共振器が使用され、これに対して、第２の枝路では、音響ミラーを備えた共振器が使用される。図１４による共振器の有効結合係数は図１５による共振器よりも大きいので、音響ミラーを備えた共振器を有する枝路に割当てられた通過帯域のエッジは、より急峻になる。例えば共振器Ｒ１を音響ミラー付きで実施し、共振器Ｒ２をブリッジ共振器として実施した場合、このように構成されたリアクタンスフィルタの通過特性には急峻な左エッジが生じる。

本発明は数個の実施例だけに基づいて示され、説明されているが、もちろんこれらの実施例に限定されるものではない。本発明の可能な実施形態は、個々の共振器の帯域幅を変化させ、それに応じて異なる帯域幅を有する共振器を本発明によるフィルタにおいて使用する別の方法にも関連する。さらに、変更は一方の枝路の個々の共振器、両方の枝路の個々の共振器、一方の枝路のすべての共振器、又は両方の枝路のすべての共振器に及んでもよい。

ＢＡＷ共振器の概略的な断面図を示す。 ＢＡＷ共振器の等価回路図を示す。 ＢＡＷ共振器の代用記号を示す。 ２つの基本エレメントをフィルタに接続する方式を示す。 ２つの基本エレメントをフィルタに接続する方式を示す。 ３つの基本エレメントを有するリアクタンスフィルタを示す。 ４つの基本エレメントを有するリアクタンスフィルタを示す。 広帯域フィルタと狭帯域フィルタの減衰曲線を示す。 ＢＡＷ共振器から構成された、リアクタンスフィルタの基本エレメントを示す。 ３つの基本エレメントを有する単純化したフィルタ構造を示す。 単純化した構造を有する同じフィルタを示す。 本発明によるリアクタンスフィルタの通過特性を示す。 本発明によるリアクタンスフィルタの通過特性を示す。 さまざまな電極材料を用いた共振器のインピーダンス曲線を示す。 付加的な誘電体層を有する共振器を示す。 ブリッジ共振器の概略的な断面図を示す。 音響ミラーを有するＢＡＷ共振器を示す。 個々の共振器のアドミタンスとインピーダンスを重ねて示す。 リアクタンスフィルタの減衰特性を示す。

Claims (13)

1. ＢＡＷ型の共振器から成るリアクタンスフィルタにおいて、
   第１の枝路に第１の共振器を備え、第２の枝路に第２の共振器を備えた少なくとも１つの基本エレメントを有しており、前記枝路の一方は直列枝路であり、他方の枝路は並列枝路であり、
   前記共振器の各々は、それぞれに固有の、動的容量の静的容量に対する比Ｖｃ＝Ｃ１／Ｃ０を有しており、
   前記比Ｖｃは、第２の枝路の共振器に対しては前記第１の枝路の共振器に対してよりも小さく設定されており、
   第１の枝路の共振器と第２の枝路の共振器とでは電極材料が異なっており、第１の枝路の共振器の電極材料は、第２の枝路の共振器の電極材料よりも強い有効結合を生じさせる、ことを特徴とするリアクタンスフィルタ。
2. 第１の枝路の共振器は第１の圧電材料から成っており、第２の枝路の共振器は第１の圧電材料とは異なる第２の圧電材料から成っており、
   第１の材料の結合係数は第２の圧電材料の結合係数よりも大きい、請求項１記載のリアクタンスフィルタ。
3. 第２の枝路の共振器はＢＡＷ共振器を有しており、該ＢＡＷ共振器の２つの電極の間には、圧電材料の層の他に、該圧電材料よりも誘電率の低い別の材料の層がさらに１つ設けられている、請求項１または２のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
4. 第２の枝路の共振器の有効結合係数は、電極層下方の音響ミラーを用いて、第１の枝路の共振器の結合係数に比べて低くしてある、請求項１から３のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
5. 第１及び第２の枝路の共振器は音響ミラーを有しており、該音響ミラーのミラー層の層厚及び／又は反射特性は前記２つの枝路で異なっている、請求項４記載のリアクタンスフィルタ。
6. 第２の枝路の共振器のみが音響ミラーを有しており、第１の枝路の共振器では音波の異なる反射方法が使用される、請求項４記載のリアクタンスフィルタ。
7. 相互に接続された複数の基本エレメントを有しており、該基本エレメントの直列枝路は互いに直列に接続されており、並列枝路は並列に接続されている、請求項１から６のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
8. 直列枝路の少なくとも１つの共振器における動的容量の静的容量に対する比Ｖｃ＝Ｃ１／Ｃ０は、並列枝路の共振器の相応する比とは異なる値に設定されている、請求項７記載のリアクタンスフィルタ。
9. 通過帯域の左エッジが比較的急峻である通過特性を有しており、並列枝路の少なくとも１つの共振器における動的容量の静的容量に対する比Ｖｃ＝Ｃ１／Ｃ０は、直列枝路の共振器に比べて低くしてある、請求項１から８のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
10. 通過帯域の右エッジが比較的急峻である通過特性を有しており、直列枝路の少なくとも１つの共振器における動的容量の静的容量に対する比Ｖｃ＝Ｃ１／Ｃ０は、並列枝路の共振器に比べて低くしてある、請求項１から８のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
11. 並列枝路の共振器はインダクタンスと直列に接続されており、前記共振器の各々は個別にアース端子に接続されている、請求項１から１０のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタ。
12. 送信部と受信部を備えたワイヤレス通信システムにおける、上記請求項のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタの使用において、
    送信部のフィルタに比較的急峻な右エッジを有するリアクタンスフィルタを使用し、受信部のフィルタに比較的急峻な左エッジを有するリアクタンスフィルタを使用することを特徴とするリアクタンスフィルタの使用。
13. ２つの通過帯域フィルタを備えたデュプレクサにおける、上記請求項のいずれか１項記載のリアクタンスフィルタの使用において、
    比較的低い中間周波数を有するフィルタには、比較的急峻な右エッジを有するリアクタンスフィルタを使用し、比較的高い中間周波数を有するフィルタには、比較的急峻な左エッジを有するリアクタンスフィルタを使用すること特徴とするリアクタンスフィルタの使用。

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