JP2006129057A - 弾性表面波装置 - Google Patents

Abstract

【課題】通過帯域での特性劣化を生じることなく、通過帯域外で広い減衰域を得る。
【解決手段】 入力端子１と、出力端子２と、音響結合する複数の交差指状電極（ＩＤＴ）とを含む弾性表面波装置で、ＩＤＴの１以上に位相回転素子（線路又はインダクタ）１３を並列に接続する。音響結合する前記ＩＤＴは、入出力端子間に直列に接続する。或いは、音響結合する前記ＩＤＴが、位相回転素子が接続されかつ入出力端子間に直列に接続された直列ＩＤＴと、この直列ＩＤＴと音響結合しかつ入出力端子間の伝送路から基準電位へ分岐する伝送路上に配される分岐ＩＤＴとを含むようにしても良い。前記複数のＩＤＴのうち、位相回転素子を接続したＩＤＴの電極周期をλａ、接続していないＩＤＴの電極周期をλｂとした場合にλａ≧λｂとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、弾性表面波装置に係り、特に複数の交差指状電極を音響結合させた共振器を含む音響結合型の弾性表面波装置に関する。

圧電効果によって発生する弾性表面波（Surface Acoustic Wave／ＳＡＷ）を利用した弾性表面波装置（以下、ＳＡＷ装置という）は、小型軽量で信頼性に優れることから、携帯電話機の送受信フィルタやアンテナ分波器などに近年広く使用されている。

かかるＳＡＷ装置は、一般に、弾性表面波を励振する複数の交差指状電極（インターデジタルトランスデューサ：Interdigital Transducer／以下、ＩＤＴという）と、このＩＤＴで励起される弾性表面波を閉じ込める反射器とを圧電基板上に形成し、ＩＤＴを電気的にあるいは音響的に接続することにより構成される。

ＩＤＴの接続構造としては、梯子形に複数のＩＤＴを接続するラダー型構造や、複数のＩＤＴを弾性表面波の伝播経路内に配して音響的に結合させる音響結合型構造が知られている。ＩＤＴの接続個数は、当該ＳＡＷ装置が目的とする特性に対応して適宜選択されるが、音響結合型構造は、ラダー型構造に較べ、一般に反射器の配設数が少なく、また、共振器同士を繋ぐ配線を短くできることから小型化に有利であり、同時に、反射器内や配線抵抗によるロスを省いて挿入損失を小さく抑えることが出来る特徴を有する。

また、このようなＳＡＷ装置を開示するものとして下記特許文献がある。
特開平８−２４２１４０号公報 特表平９−５０５９７４号公報 特開２００４−１１２２３８号公報

ところで、ＳＡＷ装置として代表的な帯域通過フィルタを考えた場合、帯域通過フィルタは、所定の通過帯域で挿入損失を低く抑え、かつ通過帯域外では大きな減衰が得られることが望まれる。

ところが、従来のＳＡＷフィルタには、通過帯域に至近の周波数領域では大きな減衰を得ることが出来るものの、通過帯域から周波数が離れるに従い急激に減衰量が低下する特性があり、広範な減衰域を形成することが難しいという側面がある。一方、通過帯域外における減衰特性を改善しようとすると、通過帯域における挿入損失が増大し、通過帯域での特性劣化を引き起こすという問題が生じる。

このため、フィルタを構成する共振器（ＩＤＴや反射器）自体の構造や接続個数、配置構成などで様々な設計上の工夫が従来からなされているが、通過帯域外で幅広くかつ大きな減衰を得るためにさらなる改良の余地が残っている。

他方、上記特許文献１（特開平８−２４２１４０）には、音響結合型フィルタの端子の少なくとも１つに直列にインダクタンス素子を接続する構成が記載されている（同文献：図１５，明細書段落００３７）。ところが、この文献記載の発明は、通過帯域外の特性について考慮するものではない。また、同文献のようにインダクタンス素子を直列に接続した場合には、当該素子分だけ挿入損失が増大する難がある。

また、上記特許文献２（特表平９−５０５９７４）も、音響結合型フィルタの基本的な構成を開示するものであって、上記特許文献１と同様に、通過帯域外におけるフィルタ特性の改善の手段を示すものではない。

さらに、上記特許文献３（特開２００４−１１２２３８）において本出願人は、ＳＡＷ共振器と基準電位電極との間にインダクタンス素子を接続することにより、通過帯域外における減衰量を大きくし、良好な周波数特性を得ることを開示した（同文献：明細書段落００８４）。しかしながら、この文献記載の構成は、通過帯域外において減衰を広帯域に形成できるものではない。

したがって、本発明の目的は、通過帯域外における減衰特性を良好にする点にあり、特に、通過帯域における特性劣化を引き起こすことなく、通過帯域外において減衰を広帯域に形成することにある。

上記課題を解決し目的を達成するため、本発明のＳＡＷ（弾性表面波）装置は、信号入力端子と、信号出力端子と、音響結合する複数の交差指状電極とを含むＳＡＷ装置であって、前記複数の交差指状電極のうちの少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続した。

上記音響結合する複数の交差指状電極は、信号入力端子と信号出力端子との間に直列に接続されることがある。

また、上記音響結合する複数の交差指状電極は、位相回転素子が接続されかつ信号入力端子と信号出力端子との間に直列に接続された直列交差指状電極と、この直列交差指状電極と音響結合しかつ信号入力端子と信号出力端子との間の伝送路から基準電位へ分岐する伝送路上に配される分岐交差指状電極とを含むことがある。

ＳＡＷフィルタのようなＳＡＷ装置では、既に述べたように、通過帯域の至近領域では大きな減衰を得ることが出来るものの、通過帯域から離れると急速に減衰量が小さくなる傾向があり、広範な減衰域を形成することが従来難しかった。本発明者は、通過帯域外における広帯域の減衰を得るため、種々検討した結果、上記本発明のように音響結合する複数の交差指状電極のうちの少なくとも１つに位相回転素子を並列に接続することで、通過帯域外に新たな減衰極を形成することができ、これにより通過帯域外で従来より大きな（より広範な）減衰域を形成できることを見い出した。尚、この点については、後の実施形態の説明において図面を参照しつつ詳しく述べる。

交差指状電極に接続する上記位相回転素子としては、伝送線路またはインダクタンス素子（コイル）を用いることが出来る。また、伝送線路とインダクタンス素子を組み合わせて使用しても良い。

また、上記ＳＡＷ装置では、信号入力端子と信号出力端子との間に複数の交差指状電極を直列に接続し、これら複数の交差指状電極のうち、少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続し、前記複数の交差指状電極のうち、前記位相回転素子を接続した交差指状電極の電極周期をλａ、位相回転素子を接続していない交差指状電極の電極周期をλｂとした場合に、λａ≧λｂとすることが望ましい。

このような構成によれば、上述のように通過帯域外における減衰特性を改善できるだけでなく、通過帯域における挿入損失を低減し、通過帯域内における特性も良好にすることが出来る。

さらに、本発明の別のＳＡＷ装置は、信号入力端子と、信号出力端子と、前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列に接続された１つ以上の直列交差指状電極と、前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の伝送路から基準電位へ分岐する伝送路上に配された１つ以上の分岐交差指状電極とを備え、前記直列交差指状電極および分岐交差指状電極のうちの少なくとも２つの交差指状電極が音響結合するＳＡＷ装置であって、前記直列交差指状電極のうちの少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続するとともに、当該位相回転素子を接続した直列交差指状電極の反共振周波数をＦas1、前記分岐交差指状電極の共振周波数Ｆrpとした場合に、Ｆas1＜Ｆrpとなるように前記位相回転素子の素子値を設定したものである。

信号入出力端子間に直列に接続された直列交差指状電極と、信号入出力端子間から基準電位へ分岐する伝送路上に配された分岐交差指状電極とにより帯域通過フィルタのようなＳＡＷ装置を形成する構成が従来から知られている。このようなＳＡＷフィルタでは通常、直列交差指状電極の共振点と分岐交差指状電極の反共振点とを略一致させることにより通過帯域を形成する一方、直列交差指状電極の反共振点により高域側の減衰極を、また分岐交差指状電極の共振点（共振周波数Ｆrp）により低域側の減衰極を形成する。

このようなＳＡＷフィルタにおいて、直列交差指状電極の少なくとも１つに位相回転素子を並列に接続すれば、この位相回転素子を接続した直列交差指状電極の反共振点（反共振周波数Ｆas1）によって低域側の減衰域に新たな減衰極を形成することができ、これにより通過帯域外における減衰域の広帯域化を図ることが可能となる。この場合、より平坦で広い減衰域を形成するため、直列交差指状電極の反共振周波数Ｆas1が分岐交差指状電極の共振周波数Ｆrpより小さくなるように（Ｆas1＜Ｆrp）位相回転素子の素子値を設定する。

また、本発明に係るＳＡＷ装置は、フィルタを構成することが可能で、本発明に係るＳＡＷ（弾性表面波）フィルタは、上記本発明に係るいずれかのＳＡＷ装置を１つ以上含む。

さらに、本発明に係る分波器は、アンテナに接続される共通端子と、この共通端子に接続された送信側フィルタと、受信側フィルタとを備える分波器であって、前記送信側フィルタおよび受信側フィルタのいずれか一方または双方が、本発明に係るいずれかのＳＡＷ装置を含む。

このような分波器構造によれば、相手側（送信側または受信側）フィルタの通過帯域で平坦かつより大きな減衰域を形成し、良好な特性の分波器を構成することが出来る。

本発明によれば、通過帯域における特性を劣化させることなく、通過帯域外で平坦でより大きな減衰特性を得ることが可能となる。

本発明の他の特徴および利点は、以下の本発明の実施の形態の説明により明らかにする。

以下、添付図面を参照しつつ本発明の実施の形態を説明する。尚、各図中、同一の符号は、同一又は相当部分を示す。

〔実施形態１〕
図１は、本発明の第一の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。同図に示すようにこの音響結合型ＳＡＷフィルタは、信号入力端子１と信号出力端子２との間に直列に挿入された直列共振器１１と、信号入力端子１と信号出力端子２間の伝送路からグランド（基準電位端子３）へ分岐する分岐路上に接続された分岐共振器１２とを備えている。

直列共振器１１は、音響結合する２つの交差指状電極２１，２２（以下、ＩＤＴという）と、これらのＩＤＴ２１，２２を挟むように両側に配置された２つの反射器２３，２４とを圧電基板上に設けてなる。一方、分岐共振器１２は、音響結合する２つのＩＤＴ３１，３２と、これらのＩＤＴ３１，３２を挟むように両側に配置された２つの反射器３３，３４とを圧電基板上に設けてなる。ここで、圧電基板は、ＬｉＮｂＯ₃，ＬｉＴａＯ₃ や水晶などの圧電単結晶、あるいはチタン酸ジルコン酸鉛系圧電セラミックスのような圧電セラミックスにより形成されている。但し、絶縁基板上にＺｎＯ薄膜などの圧電薄膜を形成したものを圧電基板として用いても良い。

直列共振器１１を構成する第一のＩＤＴ２１（以下、第一直列ＩＤＴという）は、一方の電極２１ａが信号入力端子１に接続され、他方の電極２１ｂは、当該第一直列ＩＤＴ２１と音響結合して直列共振器１１を構成する第二のＩＤＴ２２（以下、第二直列ＩＤＴという）と共通の電極となっている。また、直列共振器１１を構成する第二直列ＩＤＴ２２は、一方の電極２２ａが信号出力端子２に接続され、他方の電極は前記第一直列ＩＤＴと共通の電極２１ｂとなっている。

一方、分岐共振器１２を構成する第一のＩＤＴ３１（以下、第一分岐ＩＤＴという）は、一方の電極３１ａが直列共振器１１の上記共通電極２１ｂに接続され、他方の電極３１ｂは、当該第一分岐ＩＤＴ３１と音響結合して分岐共振器１２を構成する第二のＩＤＴ３２（以下、第二分岐ＩＤＴという）と共通の電極とされている。この共通電極３１ｂは、基準電位電極３に接続してある。また、分岐共振器１２を構成する第二分岐ＩＤＴ３２は、一方の電極３２ａが信号出力端子２に接続され、他方の電極は、前記第一分岐ＩＤＴと共通の電極３１ｂとされて基準電位電極３に接続されている。

さらに、本実施形態では、直列共振器内の上記第一直列ＩＤＴ２１に、位相回転素子として伝送線路１３を並列に接続する。この位相回転用の伝送線路１３を接続することで、以下のように通過帯域外でより広い減衰域が形成される。

すなわち、図２は本実施形態のＳＡＷフィルタの比較例である音響結合型ＳＡＷフィルタの一構成例を示すものである。このフィルタは、本実施形態のフィルタと同様に直列共振器１１と分岐共振器１２を備えるが、直列共振器１１に位相回転素子が接続されていない点のみで本実施形態のフィルタと異なるものである。

図３および図４は、音響結合型ＳＡＷフィルタにおける周波数−減衰特性、並びに、当該フィルタを構成する各共振器およびＩＤＴの共振点および反共振点を示す概念図であり、図３は上記図２に示した比較例のＳＡＷフィルタに関するものであり、図４は第一実施形態のＳＡＷフィルタに関するものである。またこれらの図において、Ｆrsは直列共振器の共振周波数を、Ｆasは直列共振器の反共振周波数を、Ｆrpは分岐共振器の共振周波数を、Ｆapは分岐共振器の反共振周波数を、Ｆrs1は位相回転素子が並列接続されたＩＤＴ（第一直列ＩＤＴ）の共振周波数を、Ｆas1は位相回転素子が並列接続されたＩＤＴ（第一直列ＩＤＴ）の反共振周波数を、Ｆ0は当該フィルタの通過帯域の中心周波数をそれぞれ示している。

これらの図に示すように、直列共振器１１と分岐共振器１２とを有する上記構造のフィルタでは、通過帯域は、直列共振器１１の共振周波数Ｆrsと、分岐共振器１２の反共振周波数Ｆapとを略一致させることにより形成することが出来る。一方、減衰域は、直列共振器１１の反共振周波数Ｆas位置に減衰極が生じることにより高域側の減衰域が形成され、分岐共振器１２の共振周波数Ｆrp位置に減衰極が生じることにより低域側の減衰域が形成される。

本実施形態では、さらに図４に示すように、直列共振器１１（第一直列ＩＤＴ２１）に位相回転素子１３を並列に接続することにより、当該第一直列ＩＤＴ２１の反共振点Ｆas1に減衰極が生じ、これにより比較例（図３）より広い減衰域を低域側に形成することが可能となる。尚、位相回転素子１３は、第二直列ＩＤＴ２２に並列に接続（共通電極２１ｂおよび第一分岐ＩＤＴの電極３１ａ間の接続線路と、信号出力端子２との間に接続）しても、あるいは両方のＩＤＴ２１，２２に接続しても良く、これらの構成によっても同様の特性を得ることが出来る。

図５は上記比較例（図２）のＳＡＷフィルタの周波数特性を測定した結果を、また図６は本実施形態（図１）のフィルタの周波数特性を測定した結果をそれぞれ示すものである。これらの線図から、比較例のＳＡＷフィルタに較べ、本実施形態のフィルタは、低域側の減衰域でより広範な減衰域が形成されていることが分かる。

さらに、図７および図８は、本実施形態のＳＡＷフィルタの比較例として、音響結合型ＳＡＷフィルタの別の構成例とその周波数特性を示すものである。このフィルタは、上記実施形態のフィルタと同様に直列共振器１１と分岐共振器１２を備えるものであるが、直列共振器１１に位相回転素子を有しない点、および分岐共振器１２と基準電位電極３との間にインダクタンス素子５を直列に接続している点で上記実施形態のフィルタと異なる。この比較例（図８）と較べても、上記実施形態に係るフィルタは、低域側の減衰域でより広範な減衰域を形成できることが分かる。

さらに、本実施形態のＳＡＷフィルタでは、直列共振器１１の電極周期について、第一直列ＩＤＴ２１の電極周期λ１が、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２と略同一かそれより大きくなる（λ１≧λ２）ように設定することが望ましい。通過帯域における挿入損失を低減し、減衰域だけでなく、通過帯域におけるフィルタ特性も良好にするためである。この点につき詳しく述べる。

前記図３および図４を再び参照して、通過帯域は、直列共振器１１の共振周波数Ｆrsと、分岐共振器１２の反共振周波数Ｆapとを略一致させることにより形成することが出来ることは既に述べたとおりである。また、各共振器１１，１２の共振周波数および反共振周波数は、当該共振器を構成するＩＤＴの電極周期を適宜設定することにより、所望の値に決定することが可能である。また、上記実施形態のようにＩＤＴに位相回転素子１３を並列に接続した場合でも、当該位相回転素子を接続したＩＤＴ２１の共振周波数Ｆrs1は、当該ＩＤＴ２１の電極周期（λ１／図１２に基づいて後に述べる第一直列ＩＤＴ５１の電極周期λ６についても同様）でほぼ決定される。

ここで、当該位相回転素子１３を接続したＩＤＴ２１は、共振周波数Ｆrs1のときに最も低インピーダンスとなり、フィルタの挿入損失への影響は小さい。一方、共振周波数Frs1よりも周波数が低くなるにつれ、位相回転素子１３を接続したＩＤＴ２１のインピーダンスは増加し、反共振周波数Ｆas1で最も高インピーダンスとなり、フィルタの減衰極を形成する。

このように、位相回転素子１３が並列接続されたＩＤＴ２１が入出力に対して直列に配置されている上記フィルタ構造にあっては、位相回転素子１３を接続したＩＤＴ２１の反共振周波数Ｆas1に近づくに従い、フィルタとしての損失が著しく増加することになる。このため、λ１＜λ２（後に述べる図１２のフィルタでは、λ６＜λ５）とすると、反共振周波数Ｆrs1がフィルタの中心周波数よりも高周波側に位置することとなり、またこれにつれ反共振周波数Ｆas1もフィルタの通過帯域側に近づき、フィルタの通過帯域における挿入損失が大きくなって、通過帯域でのフィルタ特性が悪化する。

したがって、上述のように第一直列ＩＤＴ２１の電極周期λ１が、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２と略同一かそれより大きくなるように（λ１≧λ２となるように）設定することが、通過帯域における挿入損失を低減し、通過帯域におけるフィルタ特性を良好にする点から好ましい。

図９は、上記本実施形態のフィルタの第一直列ＩＤＴ２１の電極周期λ１と、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２の関係を、λ１≧λ２とした場合（実線）と、λ１＜λ２とした場合（破線）について、周波数特性を測定した結果を示すものであるが、λ１≧λ２とすることにより、通過帯域で良好な特性が得られることが分かる。

尚、分岐共振器１２については、分岐ＩＤＴ３１，３２の電極周期λ３が、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２より大きくなるように（λ３＞λ２）すれば良い。

また、直列共振器１１に並列接続する位相回転素子は、伝送線路１３のほかにもインダクタンス素子とすることも可能である。図１０および図１１は、この構成例と周波数特性をそれぞれ示すもので、前記実施形態において伝送線路１３に代え、直列共振器１１の第一直列ＩＤＴ２１にインダクタンス素子１４を並列に接続したものである。このような構成によっても、図１１から明らかなように比較例（図８）と較べ、低域側の減衰域でより広範な減衰域を形成することが出来る。

〔実施形態２〕
図１２は、本発明の第二の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。同図に示すようにこの音響結合型ＳＡＷフィルタは、前記第一の実施形態のフィルタにおいて、直列共振器１１に含まれ位相回転素子１３を接続した第一直列ＩＤＴ２１を、基準電位電極に接続された分岐共振器内のＩＤＴ３１，３２と音響結合させたものである。

すなわち、このＳＡＷフィルタは、信号入力端子１と信号出力端子２との間に直列に挿入されたＩＤＴ２２の両側に反射器２３，２４を備えた第一共振器４１と、信号入力端子１と信号出力端子２間の伝送路からグランド（基準電位端子３）へ分岐する分岐路上に接続された２つのＩＤＴ３１，３２（第一分岐ＩＤＴ３１および第二分岐ＩＤＴ３２）並びに信号入力端子１と信号出力端子２との間に直列に挿入された１つのＩＤＴ５１（以下、第一直列ＩＤＴという）を有する第二共振器４２とを備えている。

第二共振器４２内の各ＩＤＴ５１，３１，３２は、音響結合され、これらＩＤＴ５１，３１，３２を挟むように両側に反射器３３，３４を設けてある。また、第二共振器内の第一直列ＩＤＴ５１には、位相回転素子として伝送線路１３を並列に接続する。

また、第二共振器４２内に配される第一直列ＩＤＴ５１は、一方の電極５１ａが信号入力端子１に接続され、他方の電極５１ｂは、第一共振器４１内のＩＤＴ２２（以下、第二直列ＩＤＴという）の一方の電極２２ｂに接続される。また、第二直列ＩＤＴ２２の他方の電極２２ａは、信号出力端子２に接続されている。

さらに、第二共振器４２内に配された第一分岐ＩＤＴ３１は、一方の電極３１ａが第二直列ＩＤＴ２２の一方の電極２２ｂに接続され、他方の電極３１ｂは当該第一分岐ＩＤＴ３１と音響結合する第二分岐ＩＤＴ３２と共通の電極とされている。この共通電極３１ｂは、基準電位電極３に接続してある。また、第二分岐ＩＤＴ３２の一方の電極３２ａは、信号出力端子２に接続され、他方の電極は、前記第一分岐ＩＤＴ３１と共通の電極３１ｂとされて基準電位電極３に接続されている。

本実施形態における各ＩＤＴの電極周期は、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期をλ５、第一直列ＩＤＴ５１の電極周期をλ６、第一および第二分岐ＩＤＴ３１，３２の電極周期を共にλ７としたときに、λ６がλ５より大きく（λ６＞λ５）、かつλ６がλ７にほぼ等しく（λ６≒λ７）なるように設定することが望ましい。

図１３は、本実施形態に係るフィルタの周波数特性を示すものであるが、第二共振器内の第一直列ＩＤＴ５１に、位相回転用の伝送線路１３を並列に接続することで、前記第一の実施形態と同様に、通過帯域外でより広い減衰域を形成することが可能である。

さらに図１４は、通過帯域の周波数特性を示すもので、実線が本実施形態のフィルタ、破線が前記第一実施形態のフィルタに関するものであるが、本実施形態によれば、前記第一実施形態より通過帯域においてより良好な特性となっている。これは、第二共振器４２において、上述のように第一直列ＩＤＴ５１の電極周期λ６と、分岐ＩＤＴ３１，３２の電極周期λ７がほぼ等しい（大きく変化しない）ことから、第二共振器４２内における損失が小さいことによる。

したがって、本実施形態（第二実施形態）と前記第一実施形態は、いずれも通過帯域外の減衰特性を改善できるものであるが、いずれを採用するか（位相回転素子１３を並列接続した直列ＩＤＴ２１，５１を、直列ＩＤＴと分岐ＩＤＴのどちらに音響結合させるか）の判断として、位相回転素子を並列接続した直列ＩＤＴ２１，５１の電極周期（λ１，λ６）に近い電極周期を有する方のＩＤＴに対して当該位相回転素子を並列接続した直列ＩＤＴ２１，５１を音響結合させることが、通過帯域においても良好な特性を得る点で好ましい。

より具体的には、位相回転素子を接続した第一直列ＩＤＴ２１，５１の電極周期λ１，λ６が、第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２，λ５より分岐ＩＤＴ３１，３２の電極周期λ３，λ７に近ければ、分岐ＩＤＴ３１，３２に対して第一直列ＩＤＴを音響結合させる第二実施形態（図１２）の構成を採り、逆に、第一直列ＩＤＴ２１，５１の電極周期λ１，λ６が、分岐ＩＤＴ３１，３２の電極周期λ３，λ７より第二直列ＩＤＴ２２の電極周期λ２，λ５に近ければ、第二直列ＩＤＴ２２に対して第一直列ＩＤＴ２１，５１を音響結合させる第一実施形態（図１）の構成を採用すれば良い。

また、上記第二実施形態のフィルタでは、前記第一実施形態と同様に、図１５に示すように伝送線路１３に代え、インダクタンス素子１４を位相回転素子として接続しても良い。

〔実施形態３〕
さらに図１６は、本発明の第三の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。同図に示すようにこの音響結合型ＳＡＷフィルタは、前記図１５に示すフィルタにおいて第二共振器内の分岐ＩＤＴ３１，３２の共通電極３１ｂと基準電位電極３との間にインダクタンス素子５を直列に挿入したものである。

図１７は、上記第三実施形態に係るフィルタの周波数特性を示すもので、実線は第三実施形態（第一直列ＩＤＴ５１に並列にインダクタンス素子１４を接続するとともに上記直列接続のインダクタンス素子５を設けたもの）に関するものであり、破線は並列接続のインダクタンス素子１４のみを設けた場合（前記図１５のフィルタ構成）、一点鎖線は上記直列インダクタンス素子５のみを設けた場合を示す。

同図から明らかなように、上記第三実施形態に係るフィルタによれば、上記直列インダクタンス素子５のみを設けたフィルタ構成に較べて、さらに並列接続のインダクタンス素子１４のみ設けた図１５のフィルタ構成と較べても、減衰量をより大きくとることが出来る。

〔実施形態４〕
さらに、図１８は、本発明に係る分波器の一例を示すものである。この分波器は、共通端子Ｃに接続された互いに異なる帯域中心周波数を有する２つのＳＡＷフィルタによって送信側フィルタ６１と受信側フィルタ６２とを形成したもので、これら送信側フィルタ６１および受信側フィルタ６２のいずれか一方または双方を、前記変形例を含む第一から第三実施形態のいずれかのＳＡＷフィルタにより構成したものである。

分波器を構成する送信側および送信側の各フィルタ６１，６２は、所定の通過帯域で挿入損失を低く抑えるとともに、通過帯域外では大きな減衰が得られることが望まれる。本実施形態によれば、これらのフィルタを本発明に係るＳＡＷフィルタで構成することにより、従来より良好な特性を有する分波器を構成することが出来る。

以上、本発明の実施の形態について図面に基づいて説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で種々の変更を行うことが出来る。

例えば、前記実施形態では、位相回転素子を１つ接続したが、２以上のＩＤＴにそれぞれ並列に接続するようにしても良い。また、前記直列共振器および分岐共振器内におけるＩＤＴの配設個数（例えば１個としてもあるいは３個以上としても良い）は、実施形態に示したほかにも変更が可能である。さらにＩＤＴの電極指の数（図面では簡略化した形で示している）や電極周期等は、前記実施形態以外にも様々に設定することが可能である。また、共振器（ＩＤＴ）の接続数についても要求されるフィルタの特性に応じて各種の形態をとることがある。

本発明の第一の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。 前記第一実施形態の比較例の構成を示す概念図である。 前記比較例（図２）に係るフィルタの周波数特性、並びに、当該フィルタを構成する各共振器の共振点および反共振点を示す概念図である。 前記第一実施形態（図１）に係るフィルタの周波数特性、並びに、当該フィルタを構成する各共振器およびＩＤＴの共振点および反共振点を示す概念図である。 前記比較例（図２）に係るフィルタの周波数特性を測定した結果を示す線図である。 前記第一実施形態（図１）に係るフィルタの周波数特性を測定した結果を示す線図である。 前記第一実施形態の別の比較例の構成を示す概念図である。 前記別の比較例（図７）に係るフィルタの周波数特性を示す線図である。 前記第一実施形態に係るフィルタにおいて、第一直列ＩＤＴの電極周期λ１と、第二直列ＩＤＴの電極周期λ２の関係を、λ１≧λ２とした場合（実線）と、λ１＜λ２とした場合（破線）について周波数特性を測定した結果を示す線図である。 前記第一実施形態の変形例を示す概念図である。 前記第一実施形態の変形例に係るフィルタ（図１０）の周波数特性を示す線図である。 本発明の第二の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。 前記第二実施形態に係るフィルタの周波数特性を示す線図である。 前記第二実施形態に係るフィルタの通過帯域の周波数特性を示す線図である。 前記第二実施形態の変形例を示す概念図である。 本発明の第三の実施形態に係る音響結合型ＳＡＷフィルタの構成を示す概念図である。 前記第三実施形態に係るフィルタの周波数特性を示す線図である。 本発明に係る分波器の一例（第四実施形態）を示す図である。

符号の説明

１ 信号入力端子
２ 信号出力端子
３ 基準電位端子
５ インダクタンス素子（コイル）
１１ 直列共振器
１２ 分岐共振器
１３ 伝送線路（位相回転素子）
１４ インダクタンス素子（位相回転素子）
２１，２２，５１ 交差指状電極（直列ＩＤＴ）
３１，３２ 交差指状電極（分岐ＩＤＴ）
２３，２４，３３，３４ 反射器
４１ 第一共振器
４２ 第二共振器

Claims (8)

1. 信号入力端子と、信号出力端子と、音響結合する複数の交差指状電極とを含む弾性表面波装置であって、
   前記複数の交差指状電極のうちの少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続した
   ことを特徴とする弾性表面波装置。
2. 前記音響結合する複数の交差指状電極が、前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列に接続された
   請求項１に記載の弾性表面波装置。
3. 前記音響結合する複数の交差指状電極は、
   前記位相回転素子が接続されかつ前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列に接続された直列交差指状電極と、
   この直列交差指状電極と音響結合しかつ前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の伝送路から基準電位へ分岐する伝送路上に配される分岐交差指状電極と、
   を含む請求項１に記載の弾性表面波装置。
4. 信号入力端子と信号出力端子との間に複数の交差指状電極を直列に接続し、
   これら複数の交差指状電極のうち、少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続し、
   前記複数の交差指状電極のうち、前記位相回転素子を接続した交差指状電極の電極周期をλａ、位相回転素子を接続していない交差指状電極の電極周期をλｂとした場合に、λａ≧λｂとした
   請求項２または３に記載の弾性表面波装置。
5. 信号入力端子と、
   信号出力端子と、
   前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列に接続された１つ以上の直列交差指状電極と、
   前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の伝送路から基準電位へ分岐する伝送路上に配された１つ以上の分岐交差指状電極と、
   を備え、
   前記直列交差指状電極および分岐交差指状電極のうちの少なくとも２つの交差指状電極が音響結合する弾性表面波装置であって、
   前記直列交差指状電極のうちの少なくとも１つの交差指状電極に位相回転素子を並列に接続するとともに、
   当該位相回転素子を接続した直列交差指状電極の反共振周波数をＦas1、前記分岐交差指状電極の共振周波数Ｆrpとした場合に、Ｆas1＜Ｆrpとなるように前記位相回転素子の素子値を設定した
   ことを特徴とする弾性表面波装置。
6. 前記位相回転素子は、伝送線路およびインダクタンス素子のいずれか一方または双方を含む
   請求項１から５のいずれか一項に記載の弾性表面波装置。
7. 前記請求項１から６のいずれか一項に記載の弾性表面波装置を１つ以上含む弾性表面波フィルタ。
8. アンテナに接続される共通端子と、この共通端子に接続された送信側フィルタと、受信側フィルタとを備える分波器であって、
   前記送信側フィルタおよび受信側フィルタのいずれか一方または双方が、前記請求項１から６のいずれか一項に記載の弾性表面波装置を含む分波器。

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