CN106031037B - 可变滤波电路及无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的滤波电路(10)具有：连接在端口(P1‑P2)之间的串联臂(11)；包括串联连接在端口(P1‑P3)之间的谐振器(Re_p1)的并联臂(12)，以及包括串联连接在端口(P2‑P3)之间的谐振器(Re_p2)的并联臂(13)。串联臂(11)包括连接在端口(P1‑P2)之间的第一电感(Ls1)，并联臂(12、13)包括与谐振器(Re_p1、Re_p2)串联连接的可变电容(Cs_p1、Cs_p2)。

Description

可变滤波电路及无线通信装置
技术领域
本发明涉及可变滤波电路、以及具有可变滤波电路的无线通信装置。
背景技术
现有的可变滤波电路中，相对于SAW谐振器、BAW谐振器等的谐振器，通过并联和串联可变电容来构成基本电路，从而形成为组合了多级该基本电路的梯形电路(参照专利文献1)。在该可变滤波电路中，通过对与谐振器并联连接的可变电容的控制来分别调整各个基本电路的反谐振频率，利用对与谐振器并联连接的可变电路和与谐振器串联连接的可变电容这两者的控制来分别调整各个基本电路的谐振频率，由此将所希望的频带作为通频带。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特许第4053504号
发明内容
发明所要解决的问题
现有的可变滤波电路虽然能够利用对可变电容的控制来调整通频带，但是很难得到所希望的衰减特性。具体而言，很难在通频带的高频侧附近得到急剧的衰减特性。另外，由于将2个可变电容连接至1个谐振器来使通频带的频率为可变，所以在设置n个谐振器的情况下，需要2×n个可变电容，导致可变电容的总数变多，从而造成电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
因此，本发明的目的在于提供一种可变滤波电路，较易在通频带的高频侧附近得到急剧的衰减特性，即使进行多级化，也较难造成电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的可变滤波电路具有：连接在第一输入输出端与第二输入输出端之间的串联臂；包括串联连接在所述第一输入输出端与接地连接端之间的谐振器的第一并联臂；以及包括串联连接在所述第二输入输出端与所述接地连接端之间的谐振器的第二并联臂。
所述串联臂包括串联连接在所述第一输入输出端与所述第二输入输出端之间的第一电感。通过适当地调整该第一电容的电容值，能够在通频带的高频侧附近得到急剧的衰减特性。
所述第一并联臂及所述第二并联臂分别包括与所述谐振器串联连接的可变电抗。通过控制可变电抗，在维持提高了通频带的高频侧附近的衰减特性的急剧程度的状态下，能够调整通频带的高频侧的截止频率。
而且，在上述可变滤波电路中，为了增加滤波的衰减特性的急剧性，逐一追加串联臂和并联臂，也可以将所追加的串联臂的一端连接至第一输入输出端或者第二输入输出端，将所追加的并联臂连接至该串联臂的另一端。因此，即使在利用n级的串联臂来构成可变滤波电路的情况下，由于并联臂和可变电抗的总数为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
本发明所涉及的可变滤波电路优选还包括与所述谐振器分别串联连接的第二电感(下面称为串联电感)。如上所述，若将串联电感连接至谐振器，则将谐振器的谐振点调整至低频侧，扩大谐振点与反谐振点之间的频率间隔。
另外，本发明所涉及的可变滤波电路优选还包括与所述谐振器分别串联连接的第三电感(下面称为并联电感)。如上所述，若将并联电感连接至谐振器，则将谐振器的反谐振点调整至高频侧，扩大谐振点与反谐振点之间的频率间隔。
如上所述，若扩大了谐振器的谐振点与反谐振点之间的频率间隔，则能够扩大可利用对可变电抗的控制来调整的通频带的高频侧的截止频率的可变范围。
本发明所涉及的可变滤波电路可以构成为同时具有：与所述谐振器并联连接的第三电感；以及与并联连接所述谐振器和所述第三电感的电路串联连接的第二电感。另外，也可以构成为同时包括：与所述谐振器串联连接的第二电感；以及与串联连接所述谐振器和所述第二电感的电路并联连接的第三电感。由此，若改变第二电感(串联电感)和第三电感(并联电感)的连接结构，则能够调整通频带的高频侧的截止频率的可变范围，能够使通频带的高频侧附近的衰减特性更为急剧。
另外，本发明所涉及的可变滤波电路优选还包括将所述并联电感的连接状态切换成导通或截止的开关。由此，通过切换并联电感的连接状态来改变通过特性。
本发明所涉及的可变滤波电路可构成为还包括：所述第一并联臂和所述第二并联臂分别并联连接至所述谐振器的第三电感(并联电感)，所述第一并联臂包括与所述谐振器串联连接的第二电感(串联电感)，所述第二并联臂中省去了与所述谐振器串联连接的第二电感(串联电感)。如上所述，相比于对第一并联臂和第二并联臂分别设置串联电感和并联电感的情况，能够减小从第二并联臂中省去了串联电感这一部分的电路尺寸。而且，在此情况下，优选相比于所述第二并联臂所包括的谐振器的谐振点和反谐振点，所述第一并联臂所包括的谐振器的谐振点和反谐振点位于高频侧。另外，优选所述第二并联臂所包括的并联电感的电感值小于所述第一并联臂所包括的并联电感的电感值。于是，即使从第二并联臂省去了串联电感，也能够抑制可变滤波电路中的滤波特性的大幅度的劣化，能够抑制截止频率的可变范围大幅度地变窄等。
另外，本发明所涉及的可变滤波电路可构成为包括：多个所述谐振器，以及从多个所述谐振器中选择任意一个并使其与所述可变电抗进行串联连接的选择部。另外，也可以构成为包括多个第二电感或多个第三电感，并利用选择部从谐振器中选择任意一个并使其与可变电抗进行串联连接的结构。在此情况下，通过使各个谐振器所对应的通信频带不同，能够使可变滤波电路对应于多个通信频带，能够利用对选择部的控制来选择通信频带。通常情况下，为了使可变滤波电路能对应于多个通信频带，需要设置与通信频带几乎相同数量的并联臂，但是如上所述，只要设置选择部来选择与可变电抗相连接的谐振器，则无需对每个通信频带单独设置并联臂，能够在若干个通信频带中共用可变电抗。因此，能够抑制可变电抗的总数，能够抑制电路尺寸的大型化和可变电抗的控制的复杂化。
本发明所涉及的无线通信装置优选具有：包括所述可变滤波电路的前置电路；天线；以及经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路。尤其是，所述无线通信装置中，优选所述通信电路对应于多个通信频带，在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的反谐振点的频率高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率。在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的谐振点的频率低于多个所述通信频带中最低频侧的通频带的阻频带的低频侧的下限频率。
需要分别对通信电路所对应的多个通信频带设置阻频带和通频带。如上所述，通过设定多个通信频带与各个并联臂的谐振点、反谐振点之间的关系，能够将可变滤波电路的通频带中的高频侧的截止频率调整至通信电路所对应的多个通信频带各自的通频带的高频侧。另外，在使通信频带的阻频带位于通频带的高频侧附近的情况下，可变滤波电路相对于阻频带能够获得较大的衰减。
或者，所述无线通信装置中，优选所述可变滤波电路包括分别与所述并联臂的谐振器串联连接的第二电感，所述通信电路对应于多个通信频带，在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的副谐振点的频率低于多个所述通信频带中最小的低频侧的通信频带的阻频带的低频侧的下限频率。
若将串联电感连接至谐振器，则在比谐振器的反谐振点更靠近高频侧出现谐振点(称为副谐振点)。于是，在通过特性中，除了低频侧的第一通频带，在高频侧还产生了第二通频带。而且，在高频侧的第二通频带，通过控制可变电抗，能够调整高频侧的截止频率。而且，如上所述，通过设定多个通信频带和各个并联臂的副谐振点之间的关系，能够进行调整以使可变滤波电路的高频侧的第二通频带与通信电路所对应的多个通信频带的通频带相匹配。
发明效果
根据本发明，在通频带的高频侧附近能够得到急剧的衰减特性，利用对可变电抗的控制，能够调整通频带的高频侧的截止频率。而且，即使在利用n级的串联臂来构成可变滤波电路的情况下，由于可变电抗的总数为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
附图说明
图1是本实施方式1所涉及的可变滤波电路的电路图。
图2是说明构成实施方式1所涉及的可变滤波电路的第一电感的功能的特性图。
图3是说明构成实施方式1所涉及的可变滤波电路的可变电容的功能的特性图。
图4是本实施方式2所涉及的可变滤波电路的电路图。
图5是说明构成实施方式2所涉及的可变滤波电路的串联电感的功能的特性图。
图6是说明构成实施方式2所涉及的可变滤波电路的第一电感的功能的特性图。
图7是说明构成实施方式2所涉及的可变滤波电路的可变电容的功能的特性图。
图8是本实施方式3所涉及的可变滤波电路的电路图。
图9是说明构成实施方式3所涉及的可变滤波电路的并联电感和串联电感的功能的特性图。
图10是说明构成实施方式3所涉及的可变滤波电路的第一电感和可变电容的功能的特性图。
图11是变形例所涉及的可变滤波电路的电路图。
图12是本实施方式4所涉及的可变滤波电路的图。
图13是本实施方式4所涉及的可变滤波电路的特性试验的结构的图。
图14是本实施方式5所涉及的可变滤波电路的电路图。
图15是本实施方式6所涉及的可变滤波电路的电路图。
图16是模式地说明本实施方式6所涉及的可变滤波电路的功能的特性图。
图17是本实施方式7所涉及的无线通信装置的电路图。
图18是本实施方式7所涉及的可变滤波电路的电路图。
图19是说明构成实施方式7所涉及的可变滤波电路的开关的功能的特性图。
具体实施方式
下面，参照附图举出几个具体的示例，示出了用于实施本发明的几个实施方式。各图中对相同部分附加相同标号。各实施方式是示例，毫无疑问地，可以将不同实施方式所涉及的结构进行局部置换或组合。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的滤波电路10的电路图。
可变滤波电路10具有端口P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12、13。端口P1是可变滤波电路10的第一输入输出端。端口P2是可变滤波电路10的第二输入输出端。端口P3是可变滤波电路10的接地连接端。串联臂11串联连接于端口P1与端口P2之间。并联臂12串联连接于端口P1与端口P3之间。并联臂13串联连接于端口P2与端口P3之间。
并联臂11具有第一电感Ls1。第一电感Ls1设置于端口P1和端口P2之间，其一端连接至并联臂12的一端，其另一端连接至并联臂13的一端。并联臂12具有谐振器Re_p1和可变电容Cs_p1。可变电容Cs_p1相当于权利要求书中所记载的可变电抗，其一端连接至端口P1。谐振器Re_p1的一端连接至端口P3。可变电容Cs_p1的另一端和谐振器Re_p2的另一端相互连接。并联臂13具有谐振器Re_p2和可变电容Cs_p2。可变电容Cs_p2相当于权利要求书中所记载的可变电抗，其一端连接至端口P2。谐振器Re_p2的一端连接至端口P3。可变电容Cs_p1的另一端和谐振器Re_p1的另一端相互连接。
能够适当地设定第一电感Ls1、谐振器Re_p1、Re_p2以及可变电容Cs_p1、Cs_p2的元件值和特性。
在下面的说明中，除了将谐振器Re_p1和谐振器Re_p2同时设定为谐振点Mfr的频率为约885MHz且反谐振点Mfa的频率为约915MHz的表面弹性波谐振器以外，还将第一电感Ls1设为约8nHz的固定电感值。
图2(A)是说明第一电感Ls1的功能的阻抗特性图。图2(A)中的虚线是谐振器Re_p1的单体的阻抗特性Im1。另外，图2(A)中的实线是连接有第一电感Ls1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im2。
若比较设置有第一电感Ls1的阻抗特性Im2和省略了第一电感Ls1的阻抗特性Im1，则谐振点Mfr在频率约885MHz是相同的，阻抗特性Im1中位于频率约915MHz的反谐振点Mfa相比于阻抗特性Im2中的频率915MHz发生了移动。而且，在阻抗特性Im2中，在谐振点Mfr的低频侧附近约为870MHz的频率出现了副反谐振点Sfa。
因此，第一电感Ls1具有使并联臂12的谐振器Re_p1中的反谐振点从谐振点Mfr的高频侧向着低频侧移动的功能。另外，第一电感Ls1对并联臂13的谐振器Re_p2也具有相同的功能。
图2(B)是说明第一电感Ls1的功能的通过特性图。图2(B)中的虚线是省略了第一电感Ls1和可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置谐振器Re_p1、Re_p2的情况下的通过特性IL1。图2(B)中的实线是省略了可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置第一电感Ls1和谐振器Re_p1、Re_p2的情况下的通过特性IL2。
若比较设置了第一电感Ls1的通过特性IL2和省略了第一电感Ls1的通过特性IL1，则在位于比谐振点Mfr更靠近低频侧的通过特性IL2的通频带中通频带的高频侧附近的衰减特性比通过特性IL1要急剧。如上所述，这是因为在阻抗特性Im2中副反谐振点Sfa出现在谐振点Mfr的低频侧附近。另外，第一电感Ls1的电感值越大，则衰减特性更为急剧，第一电感Ls1的电感值越小，则衰减特性的衰减程度越具有平稳的倾向。
因此，通过设置第一电感Ls1，在位于比谐振点Mfr更靠近低频侧的通频带的高频侧附近，能够提高衰减特性的急剧性。
图3是说明并联臂12中的可变电容Cs_p1的功能的通过特性图。对图3中的实线所示的可变滤波电路10的通过特性IL3、IL4、IL5进行设定，以使得可变电容Cs_p1的电容值不同。通过特性IL3中，可变电容Cs_p1为10.0pF。通过特性IL4中，可变电容Cs_p1为2.5pF。通过特性IL5中，可变电容Cs_p1为1.0pF。
此处，通过将可变电容Cs_p1的电容值控制在1.0pF～10.0pF之间，从而能够将位于比谐振点Mfr更靠近低频侧的通频带的高频侧的截止频率调整至15MHz左右(885～900MHz)的频带。具体而言，若将可变电容Cs_p1的电容值控制得较小，则能够将通频带的高频侧的截止频率调整至更靠近高频侧。若将可变电容Cs_p1的电容值控制得较大，则能够将通频带的高频侧的截止频率调整至更靠近低频侧。
但是，即使将可变电容Cs_p1的电容值控制得极小，无法将位于比谐振点Mfr更靠近低频侧的通频带的高频侧的截止频率调整至超过规定的频率(915MHz)而位于高频侧。更具体而言，通频带的高频侧的截止频率的可变范围被限制于没有可变电容Cs_p1的情况下的谐振点Mfr和反谐振点Mfa直接按的频带、即大约30MHz(885～915MHz)以内。
此处，对并联臂12中的可变电容Cs_p1的功能进行了说明，但是并联臂13中的可变电容Cs_p2的功能也是相同的。
如上所述说明那样的，在可变滤波电路10中，在设置了第一电感Ls1以在通频带的高频侧附近提高了衰减特性的急剧程度的状态下，利用对可变电容Cs_p1、Cs_p2的控制，能够调整通频带的高频侧的截止频率。
在上述的可变滤波特性10中，为了进一步增大滤波器的衰减特性的急剧性，若增加构成滤波器的串联臂、并联臂的级数，则例如需要逐个追加例如新的串联臂14和并联臂15，将所追加的串联臂14的一端连接至端口P1或者端口P2，并且将所追加的串联臂14的另一端连接至并联臂15。此时，可以将所追加的并联臂15的可变电容Cs_p3替换成电容值不变化的固定电容。因此，即使在利用n级的串联臂来构成可变滤波电路10的情况下，由于并联臂和可变电容的总数最多为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。本实施方式的可变滤波电路10也能够设置n+1个并联臂和n个串联臂。
(实施方式2)
图4是本实施方式2所涉及的可变滤波电路10A的电路图。
可变滤波电路10A虽然与上述的实施方式1所涉及的结构几乎相同，但是该可变滤波电路10A对并联臂12、13追加了谐振器Re_p1、Re_p2及可变电容Cs_p1、Cs_p2从而具有串联电感(第二电感)Ls_p1、Ls_p2。串联电感Ls_p1串联连接在谐振器Re_p1与可变电容Cs_p1之间。串联电感Ls_p2串联连接在谐振器Re_p2与可变电容Cs_p2之间。
在下面的说明中，将串联电感Ls_p1、Ls_p2分别设为大约50nH的固定电感值。其它的谐振器Re_p1、Re_p2、可变电容Cs_p1、Cs_p2、第一电感Ls1等与实施方式1具有相同的元件值。
图5(A)是说明串联电感Ls_p1的功能的阻抗特性图。图5(A)中的虚线是谐振器Re_p1的阻抗特性Im1A。另外，图5(A)中的实线是连接有串联电感Ls_p1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im2A。
若比较设置有串联电感Ls_p1的阻抗特性Im2A和省略了串联电感Ls_p1的阻抗特性Im1A，则反谐振点Mfa的频率同为大约915MHz，但是对于阻抗特性Im1A中频率大约为885MHz的谐振点Mfr，其在阻抗特性Im2A中向着更低频侧的约为690MHz的频率移动。而且，在阻抗特性Im2A中，比起反谐振点Mfa，在高频侧附近的约970MHz的频率出现了副谐振点Sfr。
如上所述，在并联臂12中，串联电感Ls_p1具有使谐振点Mfr向着低频侧移动的功能、以及在比反谐振点Mfa更靠近高频侧产生副谐振点Sfr的功能。另外，在并联臂13中串联电感Ls_p2也具有同样的功能。
图5(B)是说明串联电感Ls_p1、Ls_p2的功能的通过特性图。图5(B)中的虚线是省略了第一电感Ls1、可变电容Cs_p1、Cs_p2以及串联电感Ls_p1、Ls_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2的情况下的通过特性IL1A。另外，图5(B)中的实线是省略了第一电感Ls1以及可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2的情况下的通过特性IL2A。
若比较设置了串联电感Ls_p1、Ls_p2的通过特性IL2A和省略了串联电感Ls_p1、Ls_p2的通过特性IL1A，则通过特性IL1A中出现于谐振点Mfr的衰减极会在通过特性IL2A中向着更低频侧移动。由此，出现在比谐振点Mfr更靠近低频侧的通频带、以及该通频带中高频侧的截止频率都向着更低频侧移动。另外，在通过特性IL2A中，在比谐振点Mfr更靠近高频侧的第二通频带中，低频侧的截止频率向着更低频侧移动，并且在高频侧也出现了截止频率。这是因为如上所述，在阻抗特性Im2A中，谐振点Mfr出现在更靠近低频侧，并且还出现了新的副谐振点Sfr。
如上所述，在可变滤波电路10A中，串联电感Ls_p1、Ls_p2具有使第一通频带的高频侧的截止频率向着低频侧移动的功能、以及除了第一通频带以外还产生了第二通频带的功能。
图6(A)是说明该可变滤波电路10A中的第一电感Ls1的功能的阻抗特性图。图6(A)中的虚线是连接有串联电感Ls_p1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im2A。另外，图6(A)中的实线是连接有串联电感Ls_p1和第一电感Ls1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im3A。
若比较设置了第一电感Ls1的阻抗特性Im3A和省略了第一电感Ls1的阻抗特性Im2A，则谐振点Mfr的频率同为约690MHz，副谐振点Sfr的频率也同为约970MHz，但是还阻抗特性Im2A中频率约为915MHz的反谐振点Mfa在阻抗特性Im3A中跟向着高频侧的约930MHz的频率移动。而且，在阻抗特性Im3A中，比起谐振点Mfr，在低频侧附近约为660MHz的频率出现了副反谐振点Sfa。
图6(B)是说明该可变滤波电路10A中的第一电感Ls1的功能的通过特性图。图6(B)中的虚线是省略了第一电感Ls1以及可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2的情况下的通过特性IL2A。另外，图6(B)中的实线是省略了可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2以及第一电感Ls1的情况下的通过特性IL3A。
若比较设置了第一电感Ls1的通过特性IL3A和省略了第一电感Ls1的通过特性IL2A，则在比谐振点Mfr更靠近低频侧的第一通频带中，与通过特性IL2A相比，通过特性IL3A中高频侧附近的衰减特性更加急剧。另外，在比谐振点Mfr更靠近高频侧的第二通频带中，与通过特性IL2A相比，通过特性IL3A中高频侧附近的衰减特性更加急剧。这是因为如上所述，在阻抗特性Im3A中副反谐振点Sfa出现在谐振点Mfr的低频侧的附近，并且反谐振点Mfa移动至副谐振点Sfr的低频侧附近。
如上所述，在该可变滤波电路10A中，第一电感Ls1具有使第一通频带和第二通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧的功能。
图7是说明该可变滤波电路10A中的可变电容Cs_p1、Cs_p2的功能的通过特性图。图7中的实线所示的通过特性IL4A、IL5A、IL6A中的通过特性IL4A中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为10.0pF。通过特性IL5A中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为2.5pF。通过特性IL6A中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为1.0pF。
此处，通过将可变电容Cs_p1、Cs_p2的电容值控制在1.0pF～10.0pF之间，能够将低频侧的第一通频带的高频侧的截止频率调整至150MHz左右(690～840MHz)的频带。另外，能够将高频侧的第二通频带的高频侧的截止频率调整至90MHz左右(970～1060MHz)的频带。如上所述，利用对可变电容Cs_p1、Cs_p2的控制，对于第一通频带的高频侧的截止频率、以及第二通频带的高频侧的截止频率，能够在提高了各自的高频侧附近的衰减特性的急剧程度的状态下，对它们进行调整。
由此，在该可变滤波电路10A中，可变电容Cs_p1、Cs_p2具有调整第一通频带和第二通频带的高频侧的截止频率的功能。
但是，与实施方式1中所说明的一样，实施方式2的结构中，第一通频带的高频侧的截止频率的可变范围也被限制于没有可变电容Cs_p1、Cs_p2的情况下的谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带。然而，如上所述，若设置了串联电感Ls_p1、Ls_p2，则能够扩大未设置可变电容Cs_p1、Cs_p2的状态下的谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带，所以能够扩大第一通频带的高频侧的截止频率的可变范围。在本实施方式中，谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频率间隔扩大成比实施方式1中的30MHz左右的频带宽度更宽的270MHz(690MHz～960MHz)左右的频带宽度，能够扩大第一通频带的高频侧的截止频率的可变范围。
如上所述，在该可变滤波电路10A中，能够扩大第一通频带的高频侧的截止频率的可变范围，而且存在低频侧的第一通频带和高频侧的第二通频带，所以能够同时利用这两个通频带来扩大可对应的通频带的范围。
(实施方式3)
图8是实施方式3所涉及的可变滤波电路10B的电路图。
可变滤波电路10B虽然与上述的实施方式2所涉及的结构几乎相同，但是该可变滤波电路10B对并联臂12、13追加了谐振器Re_p1、Re_p2、串联电感Ls_p1、Ls_p2以及可变电容Cs_p1、Cs_p2从而具有并联电感(第三电感)Lp_p1、Lp_p2。并联电感Lp_p1与谐振器Re_p1并联连接，其一端连接至串联电感Ls_p1与谐振器Re_p1的连接点，其另一端连接至端口P3。并联电感Lp_p2与谐振器Re_p2并联连接，其一端连接至串联电感Ls_p2与谐振器Re_p2的连接点，其另一端连接至端口P3。
在下面的说明中谐振器Re_p1、Re_p2分别设为谐振频率约为835MHz、且反谐振频率约为865MHz的表面弹性波谐振器。并联电感Ls_p1、Ls_p2分别设为约为5nHz的固定电感值。其它的可变电容Cs_p1、Cs_p2、第一电感Ls1、串联电感Ls_p1、Ls_p2等与实施方式2具有相同的元件值。
图9(A)是说明并联电感Lp_p1的功能的阻抗特性图。图9(A)中的虚线是谐振器Re_p1的单体的阻抗特性Im1B。另外，图9(A)中的实线是连接有并联电感Lp_p1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im2B。
若比较设置有并联电感Lp_p1的阻抗特性Im2B和省略了并联电感Lp_p1的阻抗特性Im1B，则谐振点Mfr的频率同为约835MHz，但是对于阻抗特性Im1B中频率约为865MHz的反谐振点Mfa，其在阻抗特性Im2B中会向着高频侧约为920MHz的频率移动。而且，在阻抗特性Im2B中，在比谐振点Mfr更靠近低频侧附近约为660MHz的频率出现了副反谐振点Sfa。
如上所述，在并联臂12中，并联电感Lp_p1具有使反谐振点Mfa向着高频侧移动的功能、以及在比谐振点Mfr更靠近低频侧处产生副反谐振点Sfa的功能。另外，在并联臂13中并联电感Lp_p2也具有同样的功能。
图9(B)是说明该可变滤波电路10B中的串联电感Ls_p1的功能的阻抗特性图。图9(B)中的虚线是连接有并联电感Lp_p1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im2B。另外，图9(B)中的实线是连接有并联电感Lp_p1和串联电感Ls_p1的状态下的谐振器Re_p1的阻抗特性Im3B。
若比较设置有串联电感Ls_p1的阻抗特性Im3B和省略了串联电感Ls_p1的阻抗特性Im2B，则反谐振点Mfa的频率同为大约920MHz，但是对于阻抗特性Im2B中频率大约为835MHz的谐振点Mfr，其在阻抗特性Im3B中向着低频侧的约为710MHz的频率移动。而且，在阻抗特性Im3B中，在比反谐振点Mfa更靠近高频侧附近的约950MHz的频率出现了副谐振点Sfr。
如上所述，在可变滤波电路10B中，串联电感Ls_p1、Ls_p2具有使通频带的高频侧的截止频率向着低频侧移动的功能、以及除了第一通频带以外还产生了第二通频带的功能。
图10(A)是说明该可变滤波电路10B中的第一电感Ls1的功能的通过特性图。图10(A)中的虚线是省略了第一电感Ls1、可变电容Cs_p1、Cs_p2、串联电感Ls_p1、Ls_p2以及并联电感Lp_p1、Lp_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2的情况下的通过特性IL1B。另外，图10(A)中的实线是省略了第一电感Ls1以及可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2和并联电感Lp_p1、Lp_p2的情况下的通过特性IL2B，以及省略了可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2和并联电感Lp_p1、Lp_p2及第一电感Ls1的情况下的通过特性IL3B。
若比较设置了串联电感Ls_p1、Ls_p2和并联电感Lp_p1、Lp_p2的通过特性IL2B和省略了串联电感Ls_p1、Ls_p2和并联电感Lp_p1、Lp_p2的通过特性IL1B，则在通过特性IL2B中，在通过特性IL1B中出现在比谐振点Mfr更靠近低频侧的第一通频带的高频侧的截止频率会向着低频侧移动。或者，在通过特性IL2B中，通过特性IL1B中出现在比谐振点Mfr更靠近高频侧的第二通频带的低频侧的截止频率向着低频侧移动，并且出现高频侧的截止频率。这是因为如上所述，在阻抗特性Im3B中，谐振点Mfr出现在更靠近低频侧，并且还出现了新的副谐振点Sfr。
另外，若比较设置了第一电感Ls1的通过特性IL3B和省略了第一电感Ls1的通过特性IL2B，则在比谐振点Mfr更靠近低频侧的第一通频带中，与通过特性IL2B相比，通过特性IL3B中高频侧附近的衰减特性更加急剧。另外，在比谐振点Mfr更靠近高频侧的第二通频带中，与通过特性IL2B相比，通过特性IL3B中高频侧附近的衰减特性更加急剧。
如上所述，在该可变滤波电路10B中，第一电感Ls1具有使第一通频带和第二通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧的功能。
图10(B)是说明该可变滤波电路10B中的可变电容Cs_p1、Cs_p2的功能的通过特性图。图10(B)中的虚线是省略了第一电感Ls1以及可变电容Cs_p1、Cs_p2而仅设置了谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2以及并联电感Lp_p1、Lp_p2的情况下的通过特性IL2B。另外，图10(B)中的实线是设置了谐振器Re_p1、Re_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2以及第一电感Ls1和并联电感Lp_p1、Lp_p2以及可变电容Cs_p1、Cs_p2的情况下的通过特性IL4B、IL5B、IL6B。通过特性IL4B中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为10.0pF。通过特性IL5B中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为2.0pF。通过特性IL6B中，可变电容Cs_p1、Cs_p2为1.0pF。
此处，通过将可变电容Cs_p1、Cs_p2的电容值控制在1.0pF～10.0pF之间，能够将低频侧的第一通频带的高频侧的截止频率调整至160MHz左右(710～870MHz)的频带。另外，能够将高频侧的第二通频带的高频侧的截止频率调整至150MHz左右(950～1,100MHz)的频带。
由此，在该可变滤波电路10B中，可变电容Cs_p1、Cs_p2具有调整第一通频带和第二通频带的高频侧的截止频率的功能。而且，并联电感Lp_p1、Lp_p2与上述的串联电感Ls_p1、Ls_p2同样地，具有扩大了谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频率间隔、并且扩大了通频带的高频侧的截止频率的可变范围的功能。
另外，在本实施方式中，示出了同时设置并联电感Lp_p1、Lp_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2的示例，但是也可以不设置串联电感Ls_p1、Ls_p2而仅设置并联电感Lp_p1、Lp_p2。
(变形例)
图11是示出了实施方式2或实施方式3所涉及的可变滤波电路的变形例的电路图。
图11(A)所示的可变滤波电路10C虽然与上述的实施方式3所涉及的结构几乎为相同的结构，但是并联电感Lp_p1的一端连接至可变电容Cs_p1与串联电感Ls_p1的连接点，其另一端连接至端口P3。即，并联电感Lp_p1与谐振器Re_p1和串联电感Ls_p1的串联电路并联连接。或者，并联电感Lp_p2的一端连接至可变电容Cs_p2与串联电感Ls_p2的连接点，其另一端连接至端口P3。即，并联电感Lp_p2与谐振器Re_p2和串联电感Ls_p2的串联电路并联连接。
图11(B)所示的可变滤波电路10D与上述实施方式3所涉及的结构具有几乎相同的结构，但是并联电感Lp_p1、Lp_p2并联连接至可变电容Cs_p1、Cs_p2和串联电感Ls_p1、Ls_p2及谐振器Re_p1、Re_p2的串联电路。具体而言，并联电感Lp_p1的一端连接至并联臂12和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。并联电感Lp_p2的一端连接至并联臂13和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。
另外，若比较上述图8所示的可变滤波电路10B和可变滤波电路10C、10D，则可变滤波电路10B在通频带的高频侧附近的衰减特性的衰减程度被优化，而且具有可调整通频带的高频侧的截止频率的较宽频率的倾向。
图11(C)所示的可变滤波电路10E与上述实施方式3所涉及的结构具有几乎相同的结构，但是并联臂12、13中还具有并联电容Cp_p1、Cp_p2。并联电容Cp_p1的一端连接至并联臂12和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。并联电容Cp_p2的一端连接至并联臂13和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。
另外，若比较上述的图8所示的可变滤波电路10B和该可变滤波电路10E，则可变滤波电路10E具有在通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧的倾向。
图11(D)所示的可变滤波电路10F与上述图11(A)所涉及的可变滤波电路10C具有几乎相同的结构，但是并联臂12、13中还具有并联电容Cp_p1、Cp_p2。并联电容Cp_p1的一端连接至并联臂12和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。并联电容Cp_p2的一端连接至并联臂13和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。
另外，若比较上述的图11(A)所示的可变滤波电路10C和该可变滤波电路10F，则可变滤波电路10F具有在通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧的倾向。
图11(E)所示的可变滤波电路10G与上述实施方式2所涉及的结构具有几乎相同的结构，但是并联臂12、13中还具有并联电容Cp_p1、Cp_p2。并联电容Cp_p1的一端连接至并联臂12和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。并联电容Cp_p2的一端连接至并联臂13和串联臂11的连接点，其另一端连接至端口P3。
另外，若比较上述的图4所示的可变滤波电路10A和该可变滤波电路10G，则可变滤波电路10G具有在通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧的倾向。
如上述各个实施方式及各个变形例所示那样，通过设置第一电感，从而相比于没有设置第一电感的情况，能够提高通频带的高频侧附近的衰减特性的急剧性。
(实施方式4)
图12(A)是实施方式4的变形例所涉及的可变滤波电路20的电路图。
可变滤波电路20具有串联臂21、并联臂22、23。并联臂22具有可变电容Cs_p1和谐振器Re_p1。并联臂23具有可变电容Cs_p2和谐振器Re_p2。谐振器Re_p1在比谐振器Re_p2更靠近高频侧具有谐振点和反谐振点，谐振器Re_p2在比谐振器Re_p1更靠近低频侧具有谐振点和反谐振点。即，并联臂22、23之中，并联臂22对应于更靠近高频侧的通信频带，并联臂23对应于更靠近低频侧的通信频带。为了对分别设置的并联臂22、23所对应的通信频带适当地调整通频带的低频侧的截止频率，需要对可变电容Cs_p1、Cs_p2的元件值进行控制。
另外，为了扩大可利用对可变电容Cs_p1的控制来调整的截止频率的可变范围，并联臂22还具有串联电感Ls_p1和并联电感Lp_p1。另外，为了扩大可利用对可变电容Cs_p2的控制来调整的截止频率的可变范围，并联臂23还具有并联电感Lp_p2。如上所述，在本实施方式所涉及的可变滤波电路20中，在一个并联臂22设置有串联电感Ls_p1，从另一个并联臂23省略了串联电感，从而采用非对称的电路结构。如上所述，通过省略了并联臂23的串联电感，能够使可变滤波电路20的电路尺寸小型化。
图12(B)和图12(C)是模式地示出了各个电感对谐振器的阻抗特性起到的作用的概念图。图中虚线所示的阻抗波形分别是并联臂22、23的谐振器各自的波形，实线所示的阻抗波形是对谐振器附加电感Ls_p1、Lp_p1、Lp_p2后得到的波形。
例如，在与高频侧对应的并联臂22中，如图12(B)所示，因并联电感Lp_p1对谐振器Re_p1的阻抗波形的影响而在反谐振点Mfa附近发生的波形变化与因串联电感Ls_p1对谐振器Re_p1的阻抗波形的影响而在谐振点Mfr附近发生的波形变化具有相同的程度。换而言之，在与高频侧对应的并联臂22，串联电感Ls_p1对截止频率的可变范围的延长作用和并联电感Lp_p1对截止频率的可变范围的延伸作用程度相同。
另一方面，在与低频侧对应的并联臂23中，如图12(C)所示，因并联电感Lp_p2对谐振器Re_p2的阻抗波形的影响而在反谐振点Mfa附近发生的波形变化较大，因串联电感(参照图8：Ls_p2)对谐振器Re_p2的阻抗波形的影响而在谐振点Mfr附近发生的波形变化较小。因此，在低频侧的谐振点Mfr的附近，较易维持阻抗变化的急剧性。换而言之，在与低频侧对应的并联臂23中，并联电感Lp_p2对截止频率的可变范围的延长作用更容易起作用，串联电感(Ls_p2)对截止频率的可变范围的延伸作用只能起更小的作用。
因此，作为为了使可变滤波电路20的电路尺寸小型化而省略的电感，最优选与更靠近低频侧对应的并联臂23中的串联电感(Ls_p2)。通过仅省略并联臂23的串联电感(Ls_p2)，从而在不使可变滤波电路20的滤波特性发生大幅度的劣化的情况下，能够抑制可变滤波电路20的电路尺寸。
另外，通过省略并联臂23的串联电感(Ls_p2)，在并联臂23，会导致可利用对可变电容Cs_p2来调整的截止频率的可变范围有变窄的倾向。因此，作为设置于并联臂23的并联电感Lp_p2，比起设置于另一个并联臂22的并联电感Lp_p1，优选设定为电感值较小的电感。如上所述，通过设定并联电感Lp_p2，在并联臂23能够防止可利用对可变电容Cs_p2的控制来调整的截止频率的可变范围大幅度地变窄的情况。
此处，对每个在规定的通信频带中具有通频带的多个不同的电路结构准备了多个样本数据，对使用了该多个样本数据的滤波特性的实验结果进行说明。图13是在为了与相同的通信频带相对应而设定的可变滤波电路的各种结构中，比较地示出了通过频带中的插入损耗的最小点的衰减量的图。图13中的各个区域示出了为每个不同的电路结构所准备的多个样本的数据平均值。另外，对于各个电路结构，准备了使可变电容的调整量(与利用对可变电容的控制而使通频带的中心频率发生变化的比例相对应的频率调整率)逐一相差一定量后得到的多个样本。因此，在实际制造可变滤波电路时，通过对各个可变电容进行微调整，由此得到所希望的滤波特性。此处，比较地示出了实施方式3所涉及的可变滤波电路10B(参照图8)的IL特性和实施方式4所涉及的可变滤波电路20(参照图12(A))的IL特性。
根据该实验结果可知：只要可变滤波电路的频率调整率在15％左右，则即使是省略了与低频侧对应的并联臂23的串联电感(Ls_p2)的可变滤波电路20的结构，与设置了所有电感的可变滤波电路10B相比，也不会大幅度地发生劣化。
如上所述，根据使用了样本数据的实验可以确认：如本实施方式所涉及的可变滤波电路20那样，通过仅省略了并联臂23的串联电感(Ls_p2)，从而在不会使可变滤波电路20的滤波特性发生大幅度的劣化的情况下，能够抑制可变滤波电路20的电路尺寸。
(实施方式5)
图14是实施方式5所涉及的可变滤波电路30的电路图。
可变滤波电路30具有第一电路部30A和第二电路部30B。第一电路部30A和第二电路部30B分别是与上面在实施方式3中所示的可变滤波电路10B相同的电路结构。第一电路部30A具有串联臂31、并联臂32、33。第二电路部30B具有串联臂34、并联臂35、36。
此处，并联臂32具有谐振器Re_p1、可变电容Cs_p1、串联电感器Ls_p1、以及并联电感器Lp_p1。并联臂33具有谐振器Re_p2、可变电容Cs_p2、串联电感器Ls_p2、以及并联电感器Lp_p2。并联臂35具有谐振器Re_p3、可变电容Cs_p3、串联电感器Ls_p3、以及并联电感器Lp_p3。并联臂36具有谐振器Re_p4、可变电容Cs_p4、串联电感器Ls_p4、以及并联电感器Lp_p4。
谐振器Re_p1、Re_p2和谐振器Re_p3、Re_p4分别对应于具有不同的通频带和阻频带的通信频带。另外，为了对相互连接的谐振器Re_p1、Re_p2或者谐振器Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性进行适当的设定，需要将可变电容Cs_p1、Cs_p2和可变电容Cs_p3、Cs_p4控制成适当的元件值。为了对相互连接的谐振器Re_p1、Re_p2或者谐振器Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性进行适当的设定，需要将串联电感Ls_p1、Ls_p2以及串联电感Ls_p3、Ls_p4和并联电感Lp_p1、Lp_p2及并联电感Lp_p3、Lp_p4控制成适当的元件值。
如上所述，能够连接多个与滤波电路10B相对应的电路部30A、30B从而对可变滤波电路进行多级化。通过使电路部30A、30B各自所对应的频带不同，从而能够提高电路部30A、30B各自的滤波特性。其结果是，能够使可变滤波电路对应于更多的通信频带。
此处，虽然使第一电路部30A和第二电路部30B分别构成为与实施方式3所示的可变滤波电路10B相同的电路结构，但是也可以适当地组合其它变形例所涉及的电路结构、或者其它实施方式所涉及的电路结构。另外，也可以连接并利用更多的电路部。
(实施方式6)
图15是实施方式6所涉及的可变滤波电路40的电路图。
可变滤波电路40具有串联臂41、并联臂42、43。并联臂42具有可变电容Cs_p1、选择部SW1、谐振器Re_p1、Re_p3、串联电感器Ls_p1、Ls_p3、以及并联电感器Lp_p1、Lp_p3。并联臂43具有可变电容Cs_p2、选择部SW2、谐振器Re_p2、Re_p4、串联电感器Ls_p2、Ls_p4、以及并联电感器Lp_p2、Lp_p4。
选择部SW1连接至可变电容Cs_p1的端口P3(接地连接端)一侧。选择部SW1具有连接切换端口Psw1和连接切换端口Psw3，能够切换连接切换端口Psw1和连接切换端口Psw3而连接至可变电容Cs_p1。谐振器Re_p1和串联电感Ls_p1及并联电感Lp_p1连接至连接切换端口Psw1。谐振器Re_p3和串联电感Ls_p3及并联电感Lp_p3连接至连接切换端口Psw3。
选择部SW2连接至可变电容Cs_p2的端口P3(接地连接端)一侧。选择部SW2具有连接切换端口Psw2和连接切换端口Psw4，能够切换连接切换端口Psw2和连接切换端口Psw4而连接至可变电容Cs_p2。谐振器Re_p2和串联电感Ls_p2及并联电感Lp_p2连接至连接切换端口Psw2。谐振器Re_p4和串联电感Ls_p4及并联电感Lp_p4连接至连接切换端口Psw4。
即使在本实施方式中，与实施方式5相同地，谐振器Re_p1、Re_p2和谐振器Re_p3、Re_p4分别对应于具有不同的通频带和阻频带的通信频带。另外，为了对相互连接的谐振器Re_p1、Re_p2、Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性进行适当的设定，需要将可变电容Cs_p1、Cs_p2控制成适当的元件值。为了对相互连接的谐振器Re_p1、Re_p2、Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性进行适当的设定，需要将串联电感Ls_p1、Ls_p2、Ls_p3、Ls_p4和并联电感Lp_p1、Lp_p2、Lp_p3、Lp_p4控制成适当的元件值。
而且，在可变滤波电路40中，可控制选择部SW1将连接切换端口Psw1、Psw3中的任一个连接至可变电容Cs_p1，并且可控制选择部SW2将连接切换端口Psw2、Psw4中的任一个连接至可变电容Cs_p2，由此使滤波特性变化，变更所对应的通信频带。图16是模式地说明选择部SW1、SW2的控制状态与可变滤波电路40的滤波特性之间的对应关系的特性图。图16(A)是示出了谐振器选择部SW1、SW2的控制状态的设定示例的图，图16(B)是示出了根据谐振器选择部SW1、SW2的控制状态的设定而确定的通频带的变化的特性图。
例如，在使可变滤波电路40的滤波特性对应于多个通信频带中低频侧的第一频带或者第二频带时，控制选择部SW1、SW2，从而利用选择部SW1来选择并连接连接切换端口Psw1，利用选择部SW2来选择并连接连接切换端口Psw2。而且，利用对可变电容的控制，能够将可变电容电路40的通频带调整成第一频带或者第二频带中的任一个。
另外，在使可变滤波电路40的滤波特性对应于多个通信频带中高频侧的第三频带或者第四频带时，控制选择部SW1、SW2，从而利用选择部SW1来选择并连接连接切换端口Psw3，利用选择部SW2来选择并连接连接切换端口Psw4。而且，利用对可变电容的控制，能够将可变电容电路40的通频带调整成第三频带或者第四频带中的任一个。
如上所述，在可变滤波电路40中，控制选择部SW1来将连接切换端口Psw1、Psw3中的任一个连接至可变电容Cs_p1，控制选择部SW2来将连接切换端口Psw2、Psw4中的任一个连接至可变电容Cs_p2。由此，利用对谐振器选择部SW1、SW2的切换能够决定较大的频率调整，利用对可变电容的调整能够决定较细微的频率调整。因此，能够变更可变滤波电路40的滤波特性，从而能够应对更多的通信频带。
而且，在该可变滤波电路40中，不会增加串联臂的总数、可变电容的总数，而能够应对多个通信频带。例如上面所上面的实施方式5中，需要设置与相对应的多个通信频带几乎相同数量的并联臂，而且各个并联臂所设置的各个元件的总数也会变多，但是，在本实施方式中，设置选择部SW1、SW2且利用多个通信频带来共用可变电容Cs_p1、Cs_p2，所以无需对每个通信频带设置并联臂的各个元件。因此，能够抑制可变电容Cs_p1、Cs_p2的总数，能够防止电路尺寸的大型化，能够防止可变电容Cs_p1、Cs_p2的控制变得复杂。
另外，在本实施方式中，虽然示出了将设置于各个并联臂的串联电感、并联电感连接至选择部的连接切换端口侧的示例，但是也可以将串联电感、并联电感连接至选择部的可变电容一侧。在此情况下，也能够抑制设置于各个并联臂的串联电感、并联电感的总数，能够进一步地抑制电路尺寸。此处，示出了将设置于各个选择部的连接切换端口的总数、谐振器的总数设为2的示例，但是也可以将设置于各个选择部的连接切换端口的总数、所连接谐振器的总数设定为大于2。在此情况下，能够使可变滤波电路应对更多的通信频带。
(实施方式7)
图17是实施方式7所涉及的无线通信装置9的框图。
无线通信装置9具有天线1、前置电路2、发送电路3、以及接收电路4。发送电路3构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来输出发送信号。接收电路4构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来接收接收信号的输入。前置电路2连接至天线1与发送电路3及接收电路4之间，且具有连接至发送电路3的可变滤波电路10H、连接至接收电路4的可变滤波电路10H’、以及循环器5。循环器5在信号传输方向上具有方向性，从而使发送信号从发送电路3传输至天线1，并使接收信号从天线1传输至接收电路4。可变滤波电路10H、10H’的电路结构将在后面叙述。
在上述结构的无线通信装置9中，发送侧的可变滤波电路10H利用对可变电容的控制来使通频带与发送电路3所对应的通信频带的发送频带相匹配，使发送信号通过而截止接收信号。另外，接收侧的可变滤波电路10H’利用对可变电容的控制来使通频带与接收电路4所对应的通信频带的接收频带相匹配，使接收信号通过而截止发送信号。通过设定发送侧的可变滤波电路10H和接收侧的可变滤波电路10H’来使相反侧的频率的信号衰减，从而能够抑制发送信号对接收电路的影响，能够保持良好的接收灵敏度。
另外，在可变滤波电路10H、10H’中，在利用低频侧的第一通频带的情况下，可变滤波电路10H、10H’必须分别满足第一条件和第二条件。第一条件是指，在至少一个并联臂没有可变电容的情况下的反谐振点(Mfa)的频率为高于多个通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率的频率。第二条件是指，在至少一个并联臂没有可变电容的情况下的谐振点(Mfr)的频率为低于多个通信频带中最小的低频侧的通信频带的阻频带的低频侧的下限频率的频率。只要可变滤波电路10H、10H’满足第一条件和第二条件，则从谐振点(Mfr)到反谐振点(Mfa)为止的频带内包含了所有的多个通信频带，通过控制可变滤波电路10H、10H’的可变电容值，能够将可变滤波电路10H、10H’的第一通频带中高频侧的截止频率调整至多个通频带各自的通频带的高频侧。
另外，在利用高频侧的第二通频带的情况下，可变滤波电路10H、10H’所需的条件是指，在至少一个并联臂没有可变电容的情况下的副谐振点(Sfr)为低于多个通信频带中最低频侧的通信频带的阻频带的低频侧的下限频率的频率。只要可变滤波电路10H、10H’满足上述条件，则在高于副谐振点(Sfr)的频带内包含了所有的多个通信频带，通过控制可变滤波电路10H、10H’的可变电容值，能够将可变滤波电路10H、10H’高频侧的第二通频带中的高频侧的截止频率调整至多个通频带各自的通频带的高频侧。
图18是可变滤波电路10H的电路图。
可变滤波电路10H与上述的实施方式3所涉及的结构(尤其是图11(C)所示的可变滤波电路10E)具有几乎相同的结构，但是并联臂12和并联臂13还具有开关14。设置开关14，从而导通或者截止对并联电感Lp_p1、Lp_p2的可变滤波电路10H的连接。由此，通过利用开关14的导通和截止，能够使可变滤波电路10H的衰减特性变化。
此处，参照图19，对利用开关14的导通和截止来使可变滤波电路10H的衰减特性变化的情况的具体的设定示例进行说明。
例如LTE等的通信系统中所规定的通信频带Band17(通信频带17)中，具有发送频带(704MHz－716MHz)低于接收频带(734MHz－746MHz)的关系。另一方面，例如通信频带Band14(通信频带14)中，具有发送频带(788MHz－798MHz)高于接收频带(758MHz－768MHz)的关系。如上所述，各种通信系统中所规定的多个通信频带中，有时因通信频带的不同而造成发送频带与接收频带的频率关系相反的情况。一般而言，相对于通信频带Band17那样的、频率位于发送频带低于接收频带的通信频带，发送侧的滤波电路要求通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧，接收侧的滤波电路要求通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧。另一方面，相对于通信频带Band14那样的、频率位于发送频带高于接收频带的通信频带，发送侧的滤波电路要求通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧，接收侧的滤波电路要求通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧。
因而，本实施方式的可变滤波电路10H中，能够切换低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的状态、和高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的状态。另外，通过调整各个元件的参数值，能够利用开关14的导通和截止来切换低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的状态、和高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的状态。
例如，通过提高第一电感Ls1的电感值，由此，可变滤波电路10H增强低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。相反地，通过减小第一电感Ls1的电感值，由此，可变滤波电路10H增强高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。
或者，通过减小并联电感Lp_p1、Lp_p2的电感值，由此，可变滤波电路10H增强低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。相反地，通过增大并联电感Lp_p1、Lp_p2的电感值，由此，可变滤波电路10H增强高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。
另外，通过增大谐振器Re_p1、Re_p2的阻抗值，由此，可变滤波电路10H增强低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。相反地，通过减小谐振器Re_p1、Re_p2的阻抗值，由此，可变滤波电路10H增强高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的倾向。
图19(A)是导通开关14的状态下的可变滤波电路10H的通过特性图。图19(B)是截止开关14的状态下的可变滤波电路10H的通过特性图。此处，示出了将可变滤波电路10H用作为发送侧的滤波电路的情况。
可变滤波电路10H对具有发送频带低于接收频带的关系的Band17那样的通信频带，必须切断高频侧的接收频带(734MHz－746MHz)，而使低频侧的发送频带(704MHz－716MHz)通过。因此，在与这样的通信频带相对应时，可变滤波电路10H如图19(A)所示那样，被设定为低频侧的第一通频带的高频侧附近的衰减特性较为急剧的状态。具体而言，设定可变滤波电路10H，在导通了开关14的状态下的通过特性中，低频侧的第一通频带与约704MHz至约716MHz的频带相重叠，第一通频带的高频侧附近的阻频带与约734MHz至约746MHz的频带相重叠，第一通频带的高频侧的截止频率位于约716MHz至约734MHz之间，第一通频带的高频侧附近的衰减特性比第二通频带的低频侧附近的衰减特性更为急剧。
另一方面，可变滤波电路10H对具有发送频带高于接收频带的关系的Band14那样的通信频带，必须切断低频侧的接收频带(758MHz－768MHz)，而使高频侧的发送频带(788MHz－798MHz)通过。因此，在与这样的通信频带相对应时，可变滤波电路10H如图19(B)所示那样，被设定为高频侧的第二通频带的低频侧附近的衰减特性较为急剧的状态。具体而言，设定可变滤波电路10H，在截止了开关14的状态下的通过特性中，高频侧的第二通频带与约788MHz至约798MHz的频带相重叠，第二通频带的低频侧附近的阻频带与约758MHz至约768MHz的频带相重叠，并且，设定可变滤波电路10H，从而第二通频带的低频侧的截止频率位于约768MHz至约788MHz之间，第二通频带的低频侧附近的衰减特性比第一通频带的高频侧附近的衰减特性更为急剧。
由此，利用开关14的导通和截止，来切换使通频带的高频侧附近的衰减特性变得急剧、或者使通频带的低频侧附近的衰减特性变得急剧，从而即使要对应的通信频带被规定为低于通频带的阻频带，或者被规定为高于通频带的阻频带，也能够利用可变滤波电路10H适当地使信号通过或者阻止信号。
另外，在本实施方式中，虽然设置为导通或者截止与谐振器Re_p1、Re_p2并联连接的并联电感Lp_p1、Lp_p2，但是开关14的连接位置也可以是其它位置。例如，可以将并联电感Lp_p1、Lp_p2及开关14连接至图11(A)、图11(B)所示的并联电感Lp_p1、Lp_p2的连接位置。或者，可以将并联电容Cp_p1、Cp_p2及开关14连接至并联电容Cp_p1、Cp_p2的连接位置。
如上述说明的那样，能够实施本发明。另外，本发明只要是对应于权利要求书的范围的记载的结构，即使是与上述各个实施方式所示的结构不同的其它结构也能够进行实施。例如，作为可变电抗，能够使用可变电感构成的电路或元件，而非可变电容。
标号说明
9 无线通信装置
1 天线
2 前置电路
3 发送电路
4 接收电路
10 可变滤波电路
11 串联臂
12、13 并联臂
14 开关

Claims (16)

1.一种可变滤波电路，其特征在于，
具有：连接在第一输入输出端与第二输入输出端之间的串联臂；串联连接在所述第一输入输出端与接地连接端之间的第一并联臂；以及串联连接在所述第二输入输出端与所述接地连接端之间的第二并联臂，
所述串联臂包括串联连接在所述第一输入输出端与所述第二输入输出端之间的第一电感，
所述第一并联臂及所述第二并联臂分别包括谐振器，
所述第一并联臂及所述第二并联臂中的至少一个包括与所述谐振器串联连接的可变电抗，
包括所述谐振器的电路包括与所述谐振器连接的第二电感，
所述可变电抗是可变电容。
2.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器串联连接的第二电感。
3.如权利要求1或2所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器并联连接的第三电感。
4.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器并联连接的第三电感，以及与并联连接有所述谐振器和所述第三电感的电路串联连接的第二电感。
5.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括：与所述谐振器串联连接的第二电感；以及与串联连接有所述谐振器和所述第二电感的电路并联连接的第三电感。
6.如权利要求3所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括将所述第三电感的连接状态切换成导通或截止的开关。
7.如权利要求1、2、4、5、6中任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器并联连接的并联电容。
8.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂还分别包括与所述谐振器并联连接的第三电感，
所述第一并联臂包括与所述谐振器串联连接的第二电感，
所述第二并联臂中省去了与所述谐振器串联连接的第二电感。
9.如权利要求8所述的可变滤波电路，其特征在于，
相比于所述第二并联臂所包括的谐振器的谐振点及反谐振点，所述第一并联臂所包括的谐振器的谐振点及反谐振点位于高频侧。
10.如权利要求8或9所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第二并联臂所包括的并联电感的电感值小于所述第一并联臂所包括的并联电感的电感值。
11.如权利要求1、2、4、5、6、8、9中任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个包括：多个所述谐振器；以及从多个所述谐振器中选择任一个并使其与所述可变阻抗进行串联连接的选择部。
12.如权利要求11所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中至少一个包括分别与多个所述谐振器进行串联连接的多个所述串联电感，
所述选择部从多个所述串联电感和多个所述谐振器中选择任意一组，并使其与所述可变电抗进行串联连接。
13.如权利要求11所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一并联臂和所述第二并联臂中至少一个包括分别与多个所述谐振器进行并联连接的多个所述并联电感，
所述选择部从多个所述并联电感和多个所述谐振器中选择任意一组，并使其与所述可变电抗进行串联连接。
14.一种无线通信装置，其特征在于，具有：
包括权利要求1至权利要求13中任一项所述的可变滤波电路的前置电路；
天线；以及
经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路。
15.如权利要求14所述的无线通信装置，其特征在于，
所述通信电路对应于多个通信频带，
在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的反谐振点的频率高于多个所述通信频带中最高频侧的通频带的阻频带的高频侧的上限频率，
在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的谐振点的频率低于多个所述通信频带中最小的低频侧的通频带的阻频带的低频侧的下限频率。
16.如权利要求14所述的无线通信装置，其特征在于，
所述可变滤波电路包括分别与所述谐振器串联连接的第二电感，
所述通信电路对应于多个通信频带，
在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的副谐振点的频率低于多个所述通信频带中最低频侧的通频带的阻频带的低频侧的下限频率。
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