JP2007221252A - 受信機入力回路 - Google Patents

Abstract

【課題】使用全周波数帯域内でアンテナ給電線とのインピーダンス整合が維持され、余分な回路部分を用いずに並列共振回路を多段構成できる受信機入力回路を提供する。
【解決手段】定抵抗型分波フィルタ２と結合インダクタ３と同調回路４とを備え、定抵抗型分波フィルタ２は、終端抵抗６（３）、７（３）が接続されたローパスフィルタ６とハイパスフィルタ７からなり、ローパスフィルタ６及びハイパスフィルタ７は、使用周波数帯域よりも若干低い周波数に選んだ等しいカットオフ周波数を持ち、入力端がアンテナ給電線に接続される定抵抗型分波フィルタ２の入力端子１（１）に共有接続され、同調回路４は、同調用インダクタ８（１）と可変容量ダイオード８（２）からなる並列共振回路を有し、結合インダクタ３は、ハイパスフィルタ７ノインダクタ７（２）の中間タップと並列共振回路の入力端間に接続され、並列共振回路の出力端が高周波回路に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信機入力回路に係り、特に、アンテナ給電線と高周波回路との間に接続され、入力インピーダンス整合回路と同調回路とを一体化構成した受信機入力回路に関する。

一般に、受信機入力回路は、アンテナ給電線と高周波回路との間に接続配置されるもので、受信機の機能に応じて種々の回路形式のものが使用されている。この場合、比較的多く用いられている受信機入力回路としては、その１つに、同調回路を構成する並列共振回路の同調用インダクタに中間タップを設け、この中間タップとアンテナ給電線との間に可変容量キャパシタを接続し、並列共振回路の同調周波数が変化するのに従って可変容量キャパシタの容量値を変化させ、並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合を行うようにしたものがあり、また、他の１つに、同調回路を構成する並列共振回路の同調用インダクタに中間タップを設ける代わりに、同調用インダクタを１次巻線としてそれに２次巻線を結合させた変成器構造のものとし、その２次巻線側を同調用インダクタとし、１次巻線側をそれよりも少ない巻数として、１次巻線とアンテナ給電線との間にインピーダンス整合用の可変容量キャパシタを接続し、並列共振回路の同調周波数が変化するのに従って可変容量キャパシタの容量値を変化させ、並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合を行うようにしたものがあり、さらに、他の一つに、同調回路を構成する並列共振回路の同調用インダクタに中間タップを設ける代わりに、同調用インダクタに、小容量値の可変容量キャパシタと大容量値の可変容量キャパシタとを直列接続し、この両可変容量キャパシタの接続点をアンテナ給電線に接続したもので、同調周波数の調整を主として小容量値の可変容量キャパシタの調整により、インピーダンス整合の調整を主として大容量値の可変容量キャパシタの調整によって行うようにしたものがある。

これらの受信機入力回路は、いずれのものも、受信対象となる受信局からの信号を受信する度ごとに、同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整と、この並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整とを行う必要がある。しかるに、同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整と、この並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整とは、互いに独立の状態で調整できるものではなくこれら双方の調整が最良点を得るようにするためには、これら双方の調整を交互に何度か反復実行し、その反復実行の結果として双方の調整の最良点を得る必要がある。したがって、受信機が多くの受信局を次々に受信するような場合には、それぞれの受信局からの電波を受信する毎に、前述の２つの調整を行う必要があるので、これらの調整が完了するまでに多くの時間を要ことになり、かつ、多くの手間がかかることになる。

近年になって、通信需要が増大し、使用可能な電波の周波数帯域が拡がっているのに伴い、電波の使用目的に応じて、それぞれ特定周波数帯の電波の使用が割り当てられる傾向になっている。このため、それぞれの周波数帯域においては、狭い周波数帯域内に少しづつ周波数を異にする多くの受信局が存在するようになり、受信機が特定の受信局を選局する場合、これらの多くの受信局に対して、前述のような同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整及びこの並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整という２つの調整を行いながら所望の電波を探査して行くことは、極めて非現実的な手段であるいえる。このため、ごく最近では、受信機入力回路においては、特にインピーダンス整合の調整は行わず、単に同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整のみを行ったり、あるいは、広帯域バンドパスフィルタを用いるだけで、所望電波に対する選局や受信信号の周波数選択度特性の設定のそれぞれは、受信信号を周波数変換して得られた中間周波信号を処理する中間周波段またはそれ以降の回路部分における選局機能と周波数選択度特性設定機能に委ねるものも多くなってきている。

しかるに、受信機入力回路において、前述のインピーダンス整合の調整は行わず、単に同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整のみを行う回路手段は、インピーダンス整合の調整を近似点に固定したものであるので、選局された受信信号に対する周波数選択度特性は概ね所望の特性が得られるものの、当該受信信号の雑音指数がやや劣化するという欠点を有している。一方、広帯域バンドパスフィルタを用いるだけの回路手段は、多くの異なる周波数の受信信号が同時に周波数変換器に加えられるものであるため、選局された受信信号に対するイメージ選択度特性や混変調特性は必然的に悪化するとともに、雑音指数の改善度も期待できないという欠点を有している。

ところで、受信機入力回路において、選局受信信号に対する周波数選択度を高めるとともに、雑音指数の改善を図るためには、旧来の受信機入力回路のように、同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数の調整及びこの並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整が行われる入力整合回路を設けることが最善の手段であることが判る。そこで、本出願人は、かかる最善の手段を実現するために、受信機入力回路に、並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整が不要な回路手段を配置し、この回路手段の出力で並列共振回路を駆動するようにした受信機入力回路を、特願２００５−２９２７６４号として提案した。

前記提案した受信機入力回路は、並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合の調整を不要とするため、並列共振回路とアンテナ給電線との間に、入力終端抵抗がアンテナ給電線の特性インピーダンス値に等しい抵抗値Ｒを示し、出力終端抵抗が無限大抵抗値を示す４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタを接続したもので、この４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタは、入力側が抵抗値Ｒで終端し、出力側が無限大の抵抗値（抵抗値Ｒに比べてかなり高い抵抗値であってもよい）で終端すればよいことを利用したもので、この４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力が並列同調回路を駆動するとき、選局周波数の変化によって並列同調回路の共振インピーダンス値が変化しても、その共振インピーダンス値が抵抗値Ｒに比べてかなり高いインピーダンス値を保持している限り、信号伝送特性が維持されるものである。
特願２００５−２９２７６４号

前記提案した受信機入力回路に用いられる４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタは、入力側に抵抗値Ｒの終端抵抗を、出力側に無限大の抵抗値の終端抵抗を接続した場合に、入力側及び出力側の双方に抵抗値Ｒの終端抵抗を接続した変換前のローパスフィルタと同一の信号伝送特性を得ることができるという条件だけを用いて導出されたものであるため、信号伝送特性以外の特性、例えば入出力インピーダンス特性については補償されていない。このため、並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合については、アンテナ給電線の長さがが非常に短い場合や、アンテナ給電線中にブースタ増幅器を接続した場合等のように、インピーダンス整合をそれほど重要視しなくてもよい場合を除いて、アンテナ給電線からの反射に留意する必要がある。

また、前記提案した受信機入力回路は、同調回路を構成する並列共振回路の周波数選択度をより鋭敏にしなければならないとき、同調回路を構成する並列共振回路を、２段構成またはそれ以上の段数の多段構成にする必要がある。この場合、中間周波増幅器のように中心周波数が固定していれば、スタガ形式で多段化した中間周波増幅器を採用することは比較的容易である。しかしながら、スタガ形式の多段化回路は、多段構成されている各並列共振回路の共振周波数、Ｑ、前後に配置される並列共振回路との結合度をそれぞれ指定された状態に維持する必要があるが、受信機入力回路のように、受信信号の中心周波数が選局によって変化する場合は、各段の並列共振回路の共振インピーダンス値も変化するから、前後に配置される並列共振回路との結合度も変化してしまい、スタガ形式の多段化回路としての基本的な条件の一つを維持することが困難になる。

この場合、かかる困難を回避したスタガ形式の多段化回路を構成するには、前段の並列共振回路及び次段の並列共振回路との間にそれぞれバッファ増幅器を挿入すればよいが、それぞれの並列共振回路の結合部分にバッファ増幅器を接続すれば、受信機入力回路としての回路規模が増大し、かつ、その分製造コストが上昇してしまう。

本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、使用周波数帯域の全体にわたってアンテナ給電線とのインピーダンス整合を維持することができ、周波数選択度を鋭敏にしたいとき余分な回路部分を用いずに並列共振回路を多段構成することが可能な受信機入力回路を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明による受信機入力回路は、アンテナ給電線と高周波回路との間に接続され、定抵抗型分波フィルタと同調回路と前記定抵抗型分波フィルタと前記同調回路とを結合する結合インダクタとを備えた受信機入力回路であって、前記定抵抗型分波フィルタは、それぞれ終端抵抗が接続されたローパスフィルタとハイパスフィルタとからなり、前記ローパスフィルタ及びハイパスフィルタは、使用周波数帯域よりも若干低い周波数のそれぞれ等しいカットオフ周波数を持ち、それぞれの入力端が前記アンテナ給電線に接続される前記定抵抗型分波フィルタの入力端子を共有するように接続されており、前記同調回路は、同調用インダクタと可変容量ダイオードとからなる並列共振回路を有し、前記結合インダクタは、前記ハイパスフィルタを構成するインダクタの中間タップと前記並列共振回路の入力端との間に接続され、前記並列共振回路の出力端が前記受信機入力端に接続される構成手段を備える。

前記構成手段において、前記同調回路は、単一の並列共振回路からなるもの、または、縦続接続された第１段及び第２段の並列共振回路からなるもので、前記第１段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端と前記第２段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの大容量コンデンサを通して接地接続しているもの、もしくは、縦続接続された第１段、第２段及び第３段の並列共振回路からなるもので、前記第１段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端と前記第２段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの第１の大容量コンデンサを通して接地接続するとともに、前記第２段の並列共振回路の同調用インダクタの接地端と前記第３段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの第２の大容量コンデンサを通して接地接続しているものが用いられる。

ここで、前記構成手段を備えた受信機入力回路を得るに至った経緯について説明すると、次の通りである。

一般に、アンテナ給電線の特性インピーダンスは、受信信号周波数の変化に対してほぼ一定値を維持しているが、同調回路を構成する並列共振回路の共振インピーダンス値は、受信信号周波数の変化に対してほぼ２乗に比例して変化する。そこで、本発明においては、並列共振回路とアンテナ給電線とを接続するインピーダンス整合回路に定入力抵抗分波フィルタを用いるようにしたものである。

この定入力抵抗分波フィルタは、カットオフ周波数（クロスオーバー周波数ともいう）の等しいローパスフィルタとハイパスフィルタの入力端子を共通接続し、これらのローパスフィルタ及びハイパスフィルタを受信信号によって同時駆動する回路であって、これらのローパスフィルタ及びハイパスフィルタは、それぞれ終端抵抗によって終端されているので、受信信号周波数が変化した場合にローパスフィルタ及びハイパスフィルタの各入力インピーダンスが相互に補完し合うようになり、使用周波数帯域全体において入力インピーダンスが一定に維持されるものである。この場合、定入力抵抗分波フィルタの出力は、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタの何れからも取り出すことができるが、本発明においては、以下に述べるような理由によってハイパスフィルタの出力が用いられている。

すなわち、ハイパスフィルタは、その通過帯域が使用されていることから、ハイパスフィルタのクロスオーバ周波数を使用周波数帯域よりも低い周波数に設定する必要がある。このとき、ハイパスフィルタのクロスオーバ周波数を使用周波数帯域の下端にできるだけ近い周波数に設定すれば、ハイパスフィルタの減衰特性に基づく減衰と同調回路を構成する並列共振回路の減衰特性に基づく減衰とを加算できるので、低域周波数の選択度を改善することができる。

一般に、同調回路を構成する並列共振回路を駆動するときに用いられる駆動結合素子としては、通常、小容量値のキャパシタが用いられているが、本発明においては、以下に述べる理由によってインダクタを用いている。

すなわち、同調回路を構成する並列共振回路の共振インピーダンス値は、ほぼ受信周波数の２乗に比例して変化する。このとき、並列共振回路を駆動する駆動結合素子にキャパシタを用いると、そのインピーダンスは受信周波数に反比例して変化するので、受信周波数の変化に対する並列共振回路の共振インピーダンス値とキャパシタのインピーダンス値の変化方向は逆方向になる。これに対して、駆動結合素子にインダクタを用いると、そのインピーダンスは受信周波数に比例して変化するので、並列共振回路の共振インピーダンスの変化と同方向になる。このため、受信周波数が変化したときの信号利得の変化は、駆動結合素子にキャパシタを用いたときよりも、同素子にインダクタを用いたときの方が少なくなるので、本発明においては、駆動結合素子にインダクタを用いている。

ハイパスフィルタの出力で同調回路を構成する並列共振回路を駆動するとき、通常、並列共振回路の共振インピーダンス値はハイパスフィルタの終端抵抗値よりもかなり高くなっているため、ハイパスフィルタの出力と並列共振回路とを駆動結合素子で結合させる場合、できるだけ高インピーダンス値を持つインダクタを通して結合させることが必要である。このとき、ハイパスフィルタの出力と並列共振回路とを結合する場合、ハイパスフィルタの本来の出力を用いるのではなく、低インピーダンス状態にある箇所、すなわちハイパスフィルタを構成するインダクタの中間タップの出力を用いるようにすれば、結合インダクタと並列共振回路との総合インピーダンス値が並列共振回路の共振周波数の変化によって大幅に変化しても、ハイパスフィルタの出力に殆ど影響を与えないようにすることが可能になる。

また、駆動結合素子にインダクタを用いると、インダクタと同調回路を構成する並列共振回路との総合周波数特性は、結合インダクタがローパス特性を呈するように働くため、共振周波数よりも低域周波数側の減衰量が高域側の減衰量よりも少なくなり、定抵抗分波フィルタのハイパスフィルタの出力を用いることにより、並列共振回路の共振周波数の上下の周波数に対する減衰量を平衡状態に近づけることができるようになる。

さらに、一般に、同調回路は、並列共振回路が用いられ、その同調回路を構成する並列共振回路を多段接続する場合、前段の並列共振回路の電圧信号を次段の並列共振回路に伝達するようにしているが、並列共振の共振周波数が変化する場合には共振周波数とともに共振インピーダンスが変化し、それに伴って信号利得も変化するので、電圧出力を伝達する方式では、前段の並列共振回路と次段の並列共振回路との間の相互干渉量が変化するようになる。このような事態を避けるためには、電流出力を伝達させるようにすればよい。すなわち、同調回路を構成する並列共振回路を直列共振回路として動作させるようにすれば、共振周波数が変化しても、共振点ではリアクタンス成分が打ち消され、抵抗分のみになるため、この抵抗分の抵抗値に比例した電流出力を伝達させることができるもので、並列共振回路を２段接続したときだけでなく、並列共振回路を３段接続したときも同様に電流出力を伝達させることができる。なお、最終段の並列共振回路からの出力は、通常の並列共振回路の出力と同じように、その並列共振回路の一端（ホット側端子）から電圧出力として取り出せばよい。

以上、詳細に説明したように、本発明に係る受信機入力回路によれば、定抵抗型分波フィルタと、同調回路と、定抵抗型分波フィルタと同調回路とを結合する結合インダクタとを備えたもので、定抵抗型分波フィルタは、それぞれ終端抵抗が接続されたローパスフィルタとハイパスフィルタとからなり、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタは、使用周波数帯域よりも若干低い周波数のそれぞれ等しいカットオフ周波数を持ち、それぞれの入力端がアンテナ給電線に接続される定抵抗型分波フィルタの入力端子を共有するように接続されたものであるので、比較的簡単な回路構成の定抵抗型分波フィルタを用いたにも係わらず、同調回路を構成する並列共振回路の共振周波数を変化させたときでも、調整を行うことなく並列共振回路とアンテナ給電線とのインピーダンス整合を達成することができ、しかも、同調回路の周波数選択特性を高めるための並列共振回路の多段化を容易実現することができ、周波数選択度及び雑音指数をそれぞれ改善した受信機入力回路が得られるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は、本発明による受信機入力回路の第１の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。

図１に図示されるように、第１の実施の形態による受信機入力回路は、一対の入力端子１（１）、１（２）と、定抵抗分波フィルタ２と、結合インダクタ３と、単一段の同調回路を構成する並列共振回路４と、一対の出力端子５（１）、５（２）とを備える。そして、定抵抗分波フィルタ２は、直列インダクタ６（１）と分路キャパシタ６（２）と終端抵抗６（３）とからなるローパスフィルタ６と、直列キャパシタ７（１）と中間タップ付きの分路インダクタ７（２）と終端抵抗７（３）とからなるハイパスフィルタ７とを備えている。また、並列共振回路４は、同調用インダクタ８（１）と同調用バラクタダイオード８（２）との並列接続回路からなっっている。

この場合、定抵抗分波フィルタ２は、ローパスフィルタ６の入力端とハイパスフィルタ７と入力端とが共通に入力端子１（１）に接続されており、ハイパスフィルタ７を構成する分路インダクタ７（２）の中間タップが結合インダクタ３を通して並列共振回路４の一端（ホット側端子）に接続され、並列共振回路４の一端（ホット側端子）は、出力端子５（１）に接続される。この他に、一対の入力端子１（１）、１（２）は、図示されていないアンテナ給電線に接続され、一対の出力端子５（１）、５（２）は、同じく図示されていない高周波回路に接続される。

定抵抗分波フィルタ２を構成するローパスフィルタ６及びハイパスフィルタ７は、使用周波数帯域よりも若干低い周波数の同じカットオフ周波数を有するように構成されており、それにより使用周波数帯域内の受信信号が入力されると、ローパスフィルタ６は当該受信信号の遮断領域にあるので、その受信信号はローパスフィルタ６によって遮断されるのに対し、ハイパスフィルタ７は当該受信信号の通過領域にあるので、その受信信号はハイパスフィルタ７を通過して分路インダクタ７（２）に供給される。

前記構成を備えた受信機入力回路は、次のように動作する。

いま、アンテナ給電線を通して受信信号が入力端子１（１）、１（２）に供給され、入力端子１（１）、１（２）を通して定抵抗分波フィルタ２に印加されると、その受信信号は、定抵抗分波フィルタ２におけるハイパスフィルタ７を通過してその分路インダクタ７（２）に供給される。この後、受信信号は、接地点に対して低インピーダンスを呈する分路インダクタ７（２）の中間タップから導出され、大きなインダクタンス値を持つ結合インダクタ３を通して並列共振回路４に供給され、並列共振回路４を駆動する。このとき、並列共振回路４は、同調用バラクタダイオード８（２）に図示されていない可変直流バイアス回路から選局電圧が供給されてその容量値が制御され、それにより、同調用インダクタ８（１）のインダクタンス値と同調用バラクタダイオード８（２）の容量値で決まる共振周波数で並列共振するので、駆動供給された受信信号の中の並列共振周波数に該当する受信信号だけが選択され、選択された受信信号は並列共振回路４から出力端子５（１）、５（２）を通して図示されていない高周波回路に供給される。

ここで、図２は、図１に図示された受信機入力回路における周波数選択度の一例を示す特性図である。

図２において、横軸はＭＨｚで表した受信信号周波数であり、縦軸はｄＢで表した受信信号利得を示すものである。

図２に図示された周波数選択度特性は、定抵抗分波フィルタ２を構成するローパスフィルタ６及びハイパスフィルタ７において、ローパスフィルタ６は、直列インダクタ６（１）のインダクタンスを５６ｎＨ、分路キャパシタ６（２）の容量を１１ｐＦ、終端抵抗６（３）の抵抗値を５０Ωとし、ハイパスフィルタ７は、直列キャパシタ７（１）の容量を１１ｐＦ、中間タップ付きの分路インダクタ７（２）のインダクタンスを４２ｎＨ、１５ｎＨ、終端抵抗７（３）の抵抗値を５０Ωとしてローパスフィルタ６及びハイパスフィルタ７のカットオフ周波数をともに２００ＭＨｚに設定し、アンテナ給電線の特性インピーダンスを５０Ω、結合インダクタ３のインダクタンスを１μＨ、同調用インダクタ８（１）のインダクタンスを２０ｎＨとし、同調用バラクタダイオード８（２）の容量を５ｐＦ（曲線ａ）、１０ｐＦ（曲線ｂ）、２０ｐＦ（曲線ｃ）の３段階に変化させた際の各周波数選択度特性を示すものである。

図２に図示された曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃに示されるように、最大利得が得られる周波数は、同調用バラクタダイオード８（２）の容量の変化によって変化しているものの、その周波数選択度特性を表す各曲線ａ、ｂ、ｃの立上り急峻度はほぼ同じ形になっており、その周波数選択度に大きな変化がないことを表すものである。また、各曲線ａ、ｂ、ｃにおける最大利得は、並列共振回路４の共振周波数を変化させたときに最大１０ｄＢ程度の利得変化を生じているが、これは共振周波数の変化に伴って並列共振回路４のＱが変化したことによるもので、この程度の利得変化であれば、受信機内のＡＧＣによって簡単に補正することができる。

また、図２に図示された各曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃが得られたときの受信機入力回路の入力インピーダンスは、それぞれの同調点前後において５０Ω±１．５Ω程度の範囲内に収まっていることが確かめられた。そして、この５０Ω±１．５Ωという値は、反射係数で約０．０１５に相当し、ＳＷＲで約１．０３に相当するものであり、インピーダンス整合の状態は極めて良好であるということができる。

次に、図３は、本発明による受信機入力回路の第２の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。

図３において、図１に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。

図３に図示されるように、第２の実施の形態による受信機入力回路は、一対の入力端子１（１）、１（２）と、定抵抗分波フィルタ２と、結合インダクタ３と、２段の同調回路を構成する第１の並列共振回路４（１）と、第２の並列共振回路４（２）と、一対の出力端子５（１）、５（２）と、結合キャパシタ１０とを備える。そして、第１の並列共振回路４（１）は、第１の同調用インダクタ９（１）と第１の同調用バラクタダイオード９（２）との並列接続回路からなり、第２の並列共振回路４（２）は、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）と第２の同調用インダクタ１１（２）との並列接続回路からなっている。また、定抵抗分波フィルタ２は、図１に図示された定抵抗分波フィルタ２と同じ構成のものである。

この場合、第１の並列共振回路４（１）及び第２の並列共振回路４（２）は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）及び第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の接地側端子と接地間に大容量の結合キャパシタ１０が接続され、それによって第１の並列共振回路４（１）と第２の並列共振回路４（２）とが結合される。また、第１の並列共振回路４（１）の一端（ホット側端子）は、結合インダクタ３を通してハイパスフィルタ７を構成する分路インダクタ７（２）の中間タップに接続され、第２の並列共振回路４（２）の一端（ホット側端子）は出力端子５（１）に接続される。その他の回路部分の構成及び接続状態は、図１に図示された対応する回路部分の構成及び接続状態と同じである。

前記構成による第２の実施の形態による受信機入力回路の動作は、基本的に第１の実施の形態による受信機入力回路の動作と同じであって、アンテナ給電線を通して受信信号が入力端子１（１）、１（２）に供給され、入力端子１（１）、１（２）を通して定抵抗分波フィルタ２に印加されると、その受信信号は、定抵抗分波フィルタ２におけるハイパスフィルタ７を通過してその分路インダクタ７（２）に供給される。この後、受信信号は、接地点に対して低インピーダンスを呈する分路インダクタ７（２）の中間タップから導出され、大きなインダクタンス値を持つ結合インダクタ３を通して第１の並列共振回路４（１）に供給され、次いで第２の並列共振回路４（２）にも供給され、第１の並列共振回路４（１）及び第２の並列共振回路４（２）を駆動する。

このとき、第１及び第２の並列共振回路４（１）、４（２）は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）及び第２の同調用バラクタダイオード１１（１）が、図示されていない可変直流バイアス回路からそれぞれ選局電圧が供給されてその容量値が制御され、それにより、第１の同調用インダクタ９（１）のインダクタンス値と第１の同調用バラクタダイオード９（２）の容量値で決まる共振周波数で並列共振し、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の容量値と第２の同調用インダクタ１１（２）のインダクタンス値とで決まる共振周波数で並列共振するので、駆動供給された受信信号の中の並列共振周波数に該当する受信信号だけがそれぞれ選択され、選択された受信信号は第２の並列共振回路４（２）から出力端子５（１）、５（２）を通して受信機入力端に供給される。

次いで、図４は、図３に図示された受信機入力回路における周波数選択度の一例を示す特性図である。

図４において、横軸はＭＨｚで表した受信信号周波数であり、縦軸はｄＢで表した受信信号利得を示す。

図４に図示された周波数選択度特性は、第１の同調用インダクタ９（１）のインダクタンスを２０ｎＨ、第２の同調用インダクタ１１（２）のインダクタンスを１９ｎＨ、結合キャパシタ１０の容量値を０．００２μＦにし、第１の同調用バラクタダイオード９（２）の容量及び第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の容量をそれぞれ５ｐＦ（曲線ａ）、それぞれ１０ｐＦ（曲線ｂ）、それぞれ２０ｐＦ（曲線ｃ）の３段階に変化させた際の各周波数選択度特性を示すものである。なお、それ以外の各構成要素の抵抗値及びインピーダンス値は、図２に図示された特性図で用いている対応する各構成要素の抵抗値及びインピーダンス値と同じである。

図４に図示された曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃに示されるように、最大利得が得られる周波数は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）及び第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の各容量の変化によって変化しているが、その周波数選択度特性を表す各曲線ａ、ｂ、ｃの立上り急峻度はほぼ同じ形になっていて、その周波数選択度に変化がないことを表しており、しかも、各曲線ａ、ｂ、ｃにおける最大利得は、第１の並列共振回路４（１）及び第２の並列共振回路４（２）の共振周波数を変化させたときでも殆ど利得変化を生じていないものである。なお、曲線ａ、ｂ、ｃで示される周波数選択特性は、図２に図示された対応する曲線ａ、ｂ、ｃに比べて通過帯域幅が若干広くなっているが、これは第１の並列共振回路４（１）と第２の並列共振回路４（２）との間で相互干渉が生じているためであって、この相互干渉の度合いは結合キャパシタ１０の容量によって決まる。そして、結合キャパシタ１０の容量を大きくすればするほど相互干渉は低減するが、同時に信号利得も小さくなるので、その容量は通過帯域幅と信号利得とを勘案して決めればよい。

また、図４に図示された各曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃが得られたときの受信機入力回路の入力インピーダンスは、それぞれの同調点前後において５０Ω±１．５Ω程度の範囲内に収まっていることが確かめられた。

続いて、図５は、本発明による受信機入力回路の第３の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。

図５において、図２に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。

図５に図示されるように、第３の実施の形態による受信機入力回路は、一対の入力端子１（１）、１（２）と、定抵抗分波フィルタ２と、結合インダクタ３と、３段の同調回路を構成する第１の並列共振回路４（１）と、第２の並列共振回路４（２）と、第３の並列共振回路４（３）と、一対の出力端子５（１）、５（２）と、２つの結合キャパシタ１０、１２とを備える。そして、第１の並列共振回路４（１）は、第１の同調用インダクタ９（１）と第１の同調用バラクタダイオード９（２）との並列接続回路からなり、第２の並列共振回路４（２）は、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）と第２の同調用インダクタ１１（２）との並列接続回路からなり、第３の並列共振回路４（３）は、第３の同調用バラクタダイオード１３（１）と第３の同調用インダクタ１３（２）の並列接続回路からなっている。また、この例においても、定抵抗分波フィルタ２は、図１または図３に図示された定抵抗分波フィルタ２と同じ構成のものである。

この場合、第１の並列共振回路４（１）及び第２の並列共振回路４（２）は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）及び第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の接地側端子と接地間に大容量の結合キャパシタ１０が接続され、それによって第１の並列共振回路４（１）と第２の並列共振回路４（２）とが結合される。また、第２の並列共振回路４（２）及び第３の並列共振回路４（３）は、第２の同調用インダクタ１１（２）及び第３の同調用バラクタダイオード１３（１）の接地側端子と接地間に大容量の結合キャパシタ１２が接続され、それによって第２の並列共振回路４（２）と第３の並列共振回路４（３）とが結合される。本実施の形態においても、第１の並列共振回路４（１）の一端（ホット側端子）は、結合インダクタ３を通してハイパスフィルタ７を構成する分路インダクタ７（２）の中間タップに接続され、第３の並列共振回路４（３）の一端（ホット側端子）は出力端子５（１）に接続される。その他の回路部分の構成及び接続状態は、図１及び図３に図示された対応する回路部分の構成及び接続状態と同じである。

前記構成による第３の実施の形態による受信機入力回路の動作は、基本的に第１または第２の実施の形態による受信機入力回路の動作と同じであって、受信信号が第１の並列共振回路４（１）に供給されるまでの動作経緯は、第１または第２の実施の形態による受信機入力回路の同動作経緯と同じであるので、ここでは、第１の並列共振回路４（１）、第２の並列共振回路４（２）それに第３の並列共振回路４（３）が受信信号によって駆動されるときの動作について説明する。

すなわち、第１乃至第３の並列共振回路４（１）乃至４（３）は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）、第３の同調用バラクタダイオード１３（１）のそれぞれが、図示されていない可変直流バイアス回路からそれぞれ選局電圧が供給されてその容量値が制御され、それにより、第１の並列共振回路４（１）においては第１の同調用インダクタ９（１）のインダクタンス値と第１の同調用バラクタダイオード９（２）の容量値で決まる共振周波数で並列共振し、第２の並列共振回路４（２）においては第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の容量値と第２の同調用インダクタ１１（２）のインダクタンス値とで決まる共振周波数で並列共振し、第３の並列共振回路４（３）においては第３の同調用バラクタダイオード１３（１）の容量値と第３の同調用インダクタ１３（２）のインダクタンス値とで決まる共振周波数で並列共振するので、駆動供給された受信信号の中の並列共振周波数に該当する受信信号だけがそれぞれ選択され、選択された受信信号は第３の並列共振回路４（３）から出力端子５（１）、５（２）を通して高周波回路に供給される。

続く、図６は、図５に図示された受信機入力回路における周波数選択度の一例を示す特性図である。

図６において、横軸はＭＨｚで表した受信信号周波数であり、縦軸はｄＢで表した受信信号利得を示す。

図６に図示された周波数選択度特性は、第１の同調用インダクタ９（１）のインダクタンスを２０ｎＨ、第２の同調用インダクタ１１（２）及び第３の同調用インダクタ１３（１）の各インダクタンスを１９ｎＨ、２つの結合コンデンサ１０、１２の容量値を０．００２μＦとし、第１の同調用バラクタダイオード９（２）の容量、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）の容量及び第３の同調用バラクタダイオード１３（１）の容量をそれぞれ５ｐＦ（曲線ａ）、それぞれ１０ｐＦ（曲線ｂ）、それぞれ２０ｐＦ（曲線ｃ）の３段階に変化させた際の各周波数選択度特性を示すものである。なお、それ以外の各構成要素の抵抗値及びインピーダンス値は、図２または図４に図示された特性図で用いている対応する各構成要素の抵抗値及びインピーダンス値と同じである。

図６に図示された曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃに示されるように、最大利得が得られる周波数は、第１の同調用バラクタダイオード９（２）、第２の同調用バラクタダイオード１１（１）、第３の同調用バラクタダイオード１３（１）の各容量の変化によって変化しているが、その周波数選択度特性を表す各曲線ａ、ｂ、ｃの立上り急峻度はほぼ同じ形でその周波数選択度に変化がないことを表し、かつ、いずれも図４に図示の対応する曲線よりも急峻になっており、その上に、各曲線ａ、ｂ、ｃにおける最大利得は、第１の並列共振回路４（１）乃至第３の並列共振回路４（３）の共振周波数を変化させたときでも殆ど利得変化を生じていないものである。

また、図６に図示された各曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃが得られたときの受信機入力回路の入力インピーダンスは、それぞれの同調点前後において５０Ω±１．５Ω程度の範囲内に収まっていることが確かめられた。

本発明による受信機入力回路の第１の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。 図１に図示された受信機入力回路において得られる周波数選択度の一例を示す特性図である。 本発明による受信機入力回路の第２の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。 図３に図示された受信機入力回路において得られる周波数選択度の一例を示す特性図である。 本発明による受信機入力回路の第３の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。 図５に図示された受信機入力回路において得られる周波数選択度の一例を示す特性図である。

符号の説明

１（１）、１（２） 入力端子
２ 定抵抗分波フィルタ２
３ 結合インダクタ
４ 並列共振回路
４（１） 第１の並列共振回路
４（２） 第２の並列共振回路
４（３） 第３の並列共振回路
５（１）、５（２） 出力端子
６ ローパスフィルタ
６（１） 直列インダクタ
６（２） 分路キャパシタ
６（３） 終端抵抗
７ ハイパスフィルタ
７（１） 直列キャパシタ
７（２） 中間タップ付きの分路インダクタ
７（３） 終端抵抗
８（１） 同調用インダクタ
８（２） 同調用バラクタダイオード
９（１） 第１の同調用インダクタ
９（２） 第１の同調用バラクタダイオード
１０ 結合キャパシタ
１１（１） 第２の同調用バラクタダイオード
１１（２） 第２の同調用インダクタ
１２ 結合キャパシタ
１３（１） 第３の同調用バラクタダイオード
１３（２） 第３の同調用インダクタ

Claims (4)

1. アンテナ給電線と高周波回路との間に接続され、定抵抗型分波フィルタと同調回路と前記定抵抗型分波フィルタと前記同調回路とを結合する結合インダクタとを備えた受信機入力回路であって、前記定抵抗型分波フィルタは、それぞれ終端抵抗が接続されたローパスフィルタとハイパスフィルタとからなり、前記ローパスフィルタ及びハイパスフィルタは、使用周波数帯域よりも若干低い周波数のそれぞれ等しいカットオフ周波数を持ち、それぞれの入力端が前記アンテナ給電線に接続される前記定抵抗型分波フィルタの入力端子を共有するように接続されており、前記同調回路は、同調用インダクタと可変容量ダイオードとからなる並列共振回路を有し、前記結合インダクタは、前記ハイパスフィルタを構成するインダクタの中間タップと前記並列共振回路の入力端との間に接続され、前記並列共振回路の出力端が前記高周波回路に接続されることを特徴とする受信機入力回路。
2. 前記同調回路は、単一の並列共振回路からなるものであることを特徴とする請求項１に記載の受信機入力回路。
3. 前記同調回路は、縦続接続された第１段及び第２段の並列共振回路からなるもので、前記第１段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端と前記第２段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの大容量コンデンサを通して接地接続していることを特徴とする請求項１に記載の受信機入力回路。
4. 前記同調回路は、縦続接続された第１段、第２段及び第３段の並列共振回路からなるもので、前記第１段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端と前記第２段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの第１の大容量コンデンサを通して接地接続するとともに、前記第２段の並列共振回路の同調用インダクタの接地端と前記第３段の並列共振回路の可変容量ダイオードの接地端とを共通接続し、その共通接続点を使用周波数に対して略ゼロインピーダンスの第２の大容量コンデンサを通して接地接続していることを特徴とする請求項１に記載の受信機入力回路。

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