JPH06204803A - 電子チューナ - Google Patents

電子チューナ

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JPH06204803A
JPH06204803A JP5000524A JP52493A JPH06204803A JP H06204803 A JPH06204803 A JP H06204803A JP 5000524 A JP5000524 A JP 5000524A JP 52493 A JP52493 A JP 52493A JP H06204803 A JPH06204803 A JP H06204803A
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inductance element
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Masakazu Suzuki
正教 鈴木
Munenori Muta
宗徳 牟田
Koji Okuda
浩二 奥田
Seiji Matsushita
誠二 松下
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

(57)【要約】 (修正有) 低域受信チャンネルのイメージ妨害特性を解決し、全受
信チャンネル周波数帯域に於いて優れた妨害排除能力を
実現する。 【構成】電子チューナの入力回路2において、第1のイ
ンダクタンス素子9と第1のバラクタダイオード10と
を直列に接続し、この両者の接続点とグランドとの間に
第2のインダクタンス素子12と第2のバラクタダイオ
ード13とを並列に接続する。また、第1のインダクタ
ンス素子の入力側と第1のバラクタダイオードの出力側
との間に第3のバラクタダイオード22と第1のコンデ
ンサ23を直列に接続する。第1と第3の両バラクタダ
イオードの働きにより、共振周波数を受信チャンネルの
周波数の高低に追従させ、この共振周波数をイメージ妨
害周波数に設定することにより、常にほぼ一定したイメ
ージ妨害周波数の選択度特性が得られ、この結果、全受
信チャンネル周波数帯域の妨害排除能力を向上させるこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受信機や家
庭用VTRなどに使用する電子チューナに関するもので
ある。
【0002】
【従来の技術】従来のチューナは図6に示すような回路
構成であった。(例えば特開平3−160815号公
報)以下、図面を用いて従来の技術を説明する。図6に
おいて、1は入力端子である。2aはこの入力端子1か
ら入力された信号が供給される入力回路である。3はこ
の入力回路2aの出力信号が供給される高周波増幅回路
(以下、RF増幅回路という)である。4はこのRF増
幅回路3の出力信号が一方の入力に供給される混合回路
である。5はこの混合回路4の他方の入力に局部発振信
号を供給する局部発振回路である。6は前記混合回路4
の出力信号が供給される中間周波数増幅回路(以下、I
F増幅回路という)である。7はこのIF増幅回路6の
出力信号が供給される出力端子である。
【0003】また、前記入力回路2aは、その入力側8
に一端が接続された第1のインダクタンス素子9と、こ
の第1のインダクタンス素子9の他端にその一端が接続
されたバラクタダイオード10とを有している。そし
て、前記第1のインダクタンス素子9と前記第1のバラ
クタダイオード10との接続点とグランドとの間に、第
2のインダクタンス素子12と第2のバラクタダイオー
ド13とが並列接続されている。そして更に、前記第1
のインダクタンス素子9と並列に第3のコンデンサ14
が接続された構成となっていた。
【0004】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたテレビジョン信号(以下RF信号という)は、チュ
ーナの入力端子1に入力されたあと、入力結合用の第1
のインダクタンス素子9と第3のコンデンサ14により
構成される反共振回路15(図6中の点線で囲まれる部
分)の一端に入力される。この反共振回路15の他端よ
り出力されたRF信号は、同調用の第2のインダクタン
ス素子12と同調用の第2のバラクタダイオード13に
より構成される同調回路に入力され受信チャンネルのR
F信号が選択される。そしてRF増幅回路結合用の第1
のバラクタダイオード10にてRF増幅回路3と結合が
とられ、RF増幅回路3により増幅される。そして、受
信チャンネル用周波数の局部発振回路5からの信号と混
合回路4で混合され、中間周波数に変換され、その出力
はIF増幅回路6で増幅され、出力端子7から出力され
る構成となっていた。
【0005】次に入力結合用の第1のインダクタンス素
子9と入力結合用の第3のコンデンサ14により構成さ
れる反共振回路15の動作を図7を参照にしながら更に
詳しく説明する。図7は反共振回路15の両端のインピ
ーダンス特性である。図7において16は受信チャンネ
ル周波数帯域、17は反共振回路15の共振周波数であ
る。
【0006】受信チャンネル周波数帯域16および受信
チャンネル周波数帯域16より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、反共振回路15の共振周波数17が受
信チャンネル周波数帯域16より高い周波数に設定され
るため、この反共振回路15の両端のインピーダンス特
性は図7に示すごとくインダクタンス成分となる。した
がって反共振回路15は、受信チャンネル周波数帯域1
6および受信チャンネル周波数帯域16より低い周波数
帯域の入力に対してはインピーダンスの低い入力端子1
と、同調用の第2のインダクタンス素子12と同調用の
第2のバラクタダイオード13により構成されるインピ
ーダンスの高い同調回路との接続を行うインピーダンス
マッチングの働きをもっている。
【0007】受信チャンネル周波数帯域16より高い周
波数帯域の信号が入力された時には、図7が示すように
この反共振回路15の両端のインピーダンス特性は共振
周波数17の近辺においてインピーダンスが増大する。
この反共振は同調用の第2のインダクタンス素子12、
同調用の第2のバラクタダイオード13で構成される受
信チャンネル同調回路と入力端子1との間に接続される
ため共振周波数17の近辺におけるRF信号の通過を阻
止するように動作する。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の構成では、受信チャンネル周波数帯域16の伝
達損失を発生させずに選択度特性を向上させるには、共
振周波数17の設定を受信チャンネル周波数帯域16の
少なくとも一番高い周波数より高い周波数に設定しなけ
ればならない。このため通常、共振周波数17は高域受
信チャンネル周波数の(2×局部発振波数)だけ高い周
波数に設定し、イメージ妨害周波数の選択度特性を良好
にしていたが、受信チャンネル周波数帯域16のうち低
域受信周波数ではイメージ妨害周波数の選択度特性が同
調回路のQだけとなり、反共振回路のインピーダンスの
増大の効果が少ない為に、高域受信周波数に比べ悪化し
てしまう。即ち全受信チャンネル周波数帯域のイメージ
妨害周波数の選択度特性を向上させることが困難である
という問題を有していた。
【0009】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたチューナを提供することを
目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のチューナの入力回路は、反共振回路の構成と
して、その入力側に一端が接続された第1のインダクタ
ンス素子に並列に接続したコンデンサに代えて、前記第
1のインダクタンス素子の入力側と第1のバラクタダイ
オードの出力側との間に第3のバラクタダイオードと第
1のコンデンサを直列に接続したものである。
【0011】
【作用】この構成によれば第1のバラクタダイオードと
第3のバラクタダイオードの働きにより、共振周波数を
受信チャンネルの周波数の高低に対し追従させることが
できる。すなわち、受信周波数が低いときには共振周波
数も低下し、受信周波数が高くなると共振周波数も高く
なり、この共振周波数をイメージ妨害周波数に設定する
ことにより、常にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選
択度特性が得られることになる。この結果、全受信チャ
ンネル周波数帯域の妨害排除能力を向上させることがで
きる。
【0012】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図1を参照
しながら説明する。図1において、1は入力端子であ
る。2は入力端子1から入力された信号が供給される入
力回路である。3はこの入力回路2の出力信号が供給さ
れるRF増幅回路である。4はこのRF増幅回路3の出
力信号が一方の入力に供給される混合回路である。5は
この混合回路4の他方の入力に局部発振信号を供給する
局部発振回路である。6は前記混合回路4の出力信号が
供給されるIF増幅回路である。7はこのIF増幅回路
6の出力信号が供給される出力端子である。
【0013】また、前記入力回路2は、その入力側8に
一端が接続された第1のインダクタンス素子9と、この
第1のインダクタンス素子9の他端にその一端(カソー
ド側)が接続された第1のバラクタダイオード10とを
有している。そして、前記第1のインダクタンス素子9
と前記第1のバラクタダイオード10との接続点に第2
のインダクタンス素子12の一端と第2のバラクタダイ
オード13の一端(カソード側)が接続されている。前
記第2のインダクタンス素子12の他端とグランドとの
間に第4のコンデンサ18が直列に接続され、前記第2
のバラクタダイオード13の他端がグランドに接続され
ている。前記第1のバラクタダイオード10と前記第2
のバラクタダイオード13の接続点に第1の抵抗19の
一端が接続され、この第1の抵抗19の他端に電圧印加
端子20が接続されている。この電圧印加端子20に
は、同調電圧が印加される。前記第1のバラクタダイオ
ード10と出力側11の接続点に第2の抵抗21が接続
され、他端は接地されている。そして更に、前記第1の
インダクタンス素子9の一端と前記第1のバラクタダイ
オード10の他端との間に第3のバラクタダイオード2
2と第1のコンデンサ23が直列に接続されている。こ
のとき第1のインダクタンス素子9の一端側がバラクタ
ダイオード22のカソード側となっている。前記第3の
バラクタダイオード22と前記第1のコンデンサ23の
接続点との間に第3の抵抗24が接続され、その他端は
接地されている。
【0014】本実施例においては、入力端子1に入力さ
れる受信チャンネル周波数が170MHz〜470MHzの
場合に入力回路2の各素子の定数は以下に示すような値
を用いることで、良好な結果を得ている。すなわち、入
力結合用として用いた第1のインダクタンス素子9はポ
リウレタン銅線による空芯コイルで65nH程度として
いる。また同調用として用いた第2のインダクタンス素
子12は入力結合用の第1のインダクタンス素子9と同
じ材質で25nH程度としている。第1のバラクタダイ
オード10および第2のバラクタダイオード13は印加
電圧が2V時30pF程度、25V時3pF程度の電圧
印加による容量可変範囲をもっている。第3のバラクタ
ダイオード22は2V時15pF程度、25V時2pF
程度の電圧印加による容量可変範囲をもっている。第1
のコンデンサ23は2.5pF程度である。また、抵抗
19,21,24は27kΩ〜100kΩ程度の高抵抗
である。直流阻止及び容量可変補正用コンデンサの第4
のコンデンサ18は100pF程度である。
【0015】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたチューナのRF信号は、チューナの入力端子1に入
力されたあと入力結合用の第1のインダクタンス素子9
の一端に入力される。この入力結合用の第1のインダク
タンス素子9の他端より出力されたRF信号は、同調用
の第2のインダクタンス素子12と同調用の第2のバラ
クタダイオード13により構成される同調回路に入力さ
れ受信チャンネルのRF信号が選択される。そしてRF
増幅回路結合用の第1のバラクタダイオード10にてR
F増幅回路3と結合がとられ、RF増幅回路3により増
幅される。そして受信チャンネル用周波数の局部発振回
路5の出力と混合回路4で混合されて中間周波数に変換
され、その出力はIF増幅回路6で増幅され、出力端子
7から出力される構成となっている。
【0016】ここで、入力結合用の第1のインダクタン
ス素子9とRF増幅回路結合用の第1のバラクタダイオ
ード10と第3のバラクタダイオード22と第1のコン
デンサ23により構成される可変反共振回路25(図1
中の点線で囲まれた領域)の受信チャンネル周波数が高
域の470MHz付近に合わされた時の動作を図2を参照
しながら更に詳しく説明する。図2は受信チャンネル周
波数が高域の470MHz付近の可変反共振回路25の両
端のインピーダンス特性である。図2において26は高
域受信チャンネル周波数、27は可変反共振回路25の
高域共振周波数である。高域チャンネル受信時には、電
圧印加端子20に供給される電圧が高く設定されるの
で、第1のバラクタダイオード10と、第3のバラクタ
ダイオード22との容量が比較的小さなものとなってい
る。
【0017】高域受信チャンネル周波数26および高域
受信チャンネル周波数26より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、可変反共振回路25の高域共振周波数
27が高域受信チャンネル周波数26より高い周波数に
設定されるため、この可変反共振回路25の両端のイン
ピーダンス特性は図2の高域受信チャンネル周波数26
に示すごとくインダクタンス成分となる。したがって可
変反共振回路25は、高域受信チャンネル周波数26お
よび高域受信チャンネル周波数26より低い周波数帯域
においてはインピーダンスの低い入力端子1と、同調用
インダクタンス素子12と同調用バラクタダイオード1
3により構成されるインピーダンスの高い同調回路との
接続を行うインピーダンスマッチングの働きをもってい
る。
【0018】高域受信チャンネル周波数26より高い周
波数帯域の信号が入力された時には、図2に示すように
この可変反共振回路25の両端のインピーダンス特性は
高域共振周波数27の近辺においてインピーダンスが増
大する。この反共振は同調用の第2のインダクタンス素
子12、同調用の第2のバラクタダイオード13で構成
される受信チャンネル同調回路と入力端子1との間に接
続されるため高域共振周波数27を高域受信チャンネル
周波数26の(2×局部発振波数)だけ高い周波数に設
定し、高域のイメージ妨害周波数の選択度特性を従来の
技術同様に良好にしている。
【0019】次に可変反共振回路25の受信チャンネル
周波数が低域の170MHz付近に合わされた時の動作を
図3を参照にしながら詳しく説明する。図3は受信チャ
ンネル周波数が低域の170MHz付近の可変反共振回路
25の両端のインピーダンス特性である。図3において
28は低域受信チャンネル周波数、29は可変反共振回
路25の低域共振周波数である。低域チャンネル受信時
には、電圧印加端子20に供給される電圧が低くなるの
でRF増幅回路結合用の第1のバラクタダイオード10
と第3のバラクタダイオード22の容量が大きくなる。
すなわち、可変反共振回路25の反共振周波数は、図3
の低域共振周波数29に示すごとく先に述べた図2の高
域共振周波数27より低くなる。したがって可変反共振
回路25は、低域受信チャンネル周波数28および低域
受信チャンネル周波数28より低い周波数帯域において
はインピーダンスマッチングの働きをもつ。そして低域
共振周波数29を第3のバラクタダイオード22の容量
変化比または直列コンデンサ23の容量値を選定するこ
とにより低域受信チャンネル周波数28のイメージ妨害
周波数に設定することにより低域受信チャンネル周波数
28におけるイメージ妨害周波数の選択度特性を良好に
している。
【0020】図4及び図5に本実施例における選択度特
性を示す。図4は高域受信チャンネル時の選択度特性、
図5は低域受信チャンネル時の選択度特性である。そし
て図4及び図5の30は本実施例における選択度特性、
31は従来の回路における選択度特性である。図4及び
図5からも明らかなように、本実施例における選択度特
性30は、従来の回路における選択度特性31と比較
し、図4の高域受信チャンネル時での高域イメージ妨害
選択度特性32は同等であるが、図5の低域受信チャン
ネル時においては、同調回路の選択度のみの特性である
従来の回路より低域イメージ妨害選択度特性33が優れ
た選択度特性であることがわかる。
【0021】また、可変反共振回路25の定数を最適化
することにより300MHz付近の中域受信チャンネル周
波数におけるイメージ妨害周波数の選択度も良好にでき
ることはいうまでもない。
【0022】以上のようにして、可変共振回路25の反
共振を低域から高域にまで亙って受信チャンネル周波数
のイメージ妨害周波数に最適に設定することを可能と
し、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたテレビジョン受信機などに
使用するチューナを実現することができる。
【0023】また、入力端子1に入力される受信チャン
ネル周波数が本実施例より狭い(例えば170MHz〜3
00MHz)場合、第1のバラクタダイオード10の代わ
りに第2のコンデンサを使用する。この場合は受信チャ
ンネル周波数が狭いため第3のバラクタダイオード22
の容量可変のみで可変反共振回路25が構成でき、同様
の効果が得られる。
【0024】
【発明の効果】以上のように本発明のチューナの入力回
路は、その入力側に一端が接続された第1のインダクタ
ンス素子と、この第1のインダクタンス素子の他端にそ
の一端が接続された第1のバラクタダイオードとを有
し、前記第1のインダクタンス素子と前記第1のバラク
タダイオードとの接続点と、グランドとの間に並列に第
2のインダクタンス素子及び第2のバラクタダイオード
を接続し、前記第1のインダクタンス素子の入力側と前
記第1のバラクタダイオードの出力側との間に第3のバ
ラクタダイオードと第1のコンデンサを直列に接続した
構成により、入力回路の可変反共振回路を受信チャンネ
ルの周波数の高低に対し追従させることができる。すな
わち、受信周波数が低いときには共振周波数も低下し、
受信周波数が高くなると共振周波数も高くなり、この共
振周波数をイメージ妨害周波数に設定することにより、
常にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選択度特性が得
られることになる。この結果、全受信チャンネル周波数
帯域の妨害排除能力を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例による電子チューナの回路図
【図2】本発明の一実施例による高域受信チャンネル時
の可変反共振回路の両端のインピーダンス特性図
【図3】本発明の一実施例による低域受信チャンネル時
の可変反共振回路の両端のインピーダンス特性図
【図4】本発明の一実施例及び従来の回路の高域受信チ
ャンネル時の選択度特性図
【図5】本発明の一実施例及び従来の回路の低域受信チ
ャンネルの選択度特性図
【図6】従来の電子チューナの回路図
【図7】従来の反共振回路の両端のインピーダンス特性
【符号の説明】
1 入力端子 2 入力回路 3 RF増幅回路 4 混合回路 5 局部発振回路 6 IF増幅回路 7 出力端子 9 第1のインダクタンス素子 10 第1のバラクタダイオード 12 第2のインダクタンス素子 13 第2のバラクタダイオード 22 第3のバラクタダイオード 23 第1のコンデンサ 25 可変反共振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松下 誠二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】入力端子と、この入力端子に入力された信
    号が供給される入力回路と、この入力回路の出力信号が
    供給される増幅回路と、その出力信号が一方の入力に供
    給される混合回路と、この混合回路の他方の入力に局部
    発振信号を供給する発振回路と、前記混合回路の出力信
    号が供給される出力端子とを備え、前記入力回路は、そ
    の入力側に一端が接続された第1のインダクタンス素子
    と、この第1のインダクタンス素子の他端にその一端が
    接続され、他端が前記入力回路の出力側に接続された第
    1のバラクタダイオードとを有し、前記第1のインダク
    タンス素子と前記第1のバラクタダイオードとの接続点
    と、グランドとの間に、第2のインダクタンス素子と第
    2のバラクタダイオードとを並列接続し、前記第1のイ
    ンダクタンス素子の入力側と前記第1のバラクタダイオ
    ードの出力側との間に第3のバラクタダイオードと第1
    のコンデンサを直列に接続した電子チューナ。
  2. 【請求項2】第1のバラクタダイオードの代わりに第2
    のコンデンサを接続した請求項1記載の電子チューナ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007055175A1 (ja) * 2005-11-09 2007-05-18 Alps Electric Co., Ltd. アンテナ整合回路

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2007055175A1 (ja) * 2005-11-09 2007-05-18 Alps Electric Co., Ltd. アンテナ整合回路

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