JP3102261B2 - 電子チューナ - Google Patents
電子チューナInfo
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- JP3102261B2 JP3102261B2 JP06086754A JP8675494A JP3102261B2 JP 3102261 B2 JP3102261 B2 JP 3102261B2 JP 06086754 A JP06086754 A JP 06086754A JP 8675494 A JP8675494 A JP 8675494A JP 3102261 B2 JP3102261 B2 JP 3102261B2
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- circuit
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受信機や家
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナ（以下チューナ
という）に関するものである。
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナ（以下チューナ
という）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、テレビ、家庭用ＶＴＲは、大画面
化、ハイバンド化等により高画質化が進み、それにとも
ない、ＵＨＦチャンネル数もますます増大している。こ
のため隣接チャンネルからの妨害を排除すべくテレビジ
ョンチューナは、より高い妨害排除能力が求められるよ
うになった。
化、ハイバンド化等により高画質化が進み、それにとも
ない、ＵＨＦチャンネル数もますます増大している。こ
のため隣接チャンネルからの妨害を排除すべくテレビジ
ョンチューナは、より高い妨害排除能力が求められるよ
うになった。
【０００３】従来のこの種のチューナは図５に示すよう
な回路構成であった。以下、図面を用いて従来の技術を
説明する。図５において、従来のチューナは入力端子１
ａと、この入力端子１ａより入力された信号が供給され
る入力回路２ａと、この入力回路２ａの出力信号が供給
される高周波増幅回路３ａと、この高周波増幅回路３ａ
の出力信号が一方の入力に供給される混合回路４ａと、
この混合回路４ａの他方の入力に局部発振信号を供給す
る発振回路５ａと、前記混合回路４ａの出力信号が供給
される中間周波数増幅回路６ａと、この中間周波数増幅
回路６ａの出力信号が供給される出力端子７ａとで構成
されていた。
な回路構成であった。以下、図面を用いて従来の技術を
説明する。図５において、従来のチューナは入力端子１
ａと、この入力端子１ａより入力された信号が供給され
る入力回路２ａと、この入力回路２ａの出力信号が供給
される高周波増幅回路３ａと、この高周波増幅回路３ａ
の出力信号が一方の入力に供給される混合回路４ａと、
この混合回路４ａの他方の入力に局部発振信号を供給す
る発振回路５ａと、前記混合回路４ａの出力信号が供給
される中間周波数増幅回路６ａと、この中間周波数増幅
回路６ａの出力信号が供給される出力端子７ａとで構成
されていた。
【０００４】また、前記入力回路２ａは以下のような構
成となっていた。すなわち、入力端子１ａに一端が接続
された第１のインダクタンス素子８ａと、この第１のイ
ンダクタンス素子８ａの他端にアノード側が接続された
バラクタダイオード９ａと、このバラクタダイオード９
ａのカソード側と前記高周波増幅回路３ａの入力側との
間に接続された第２のインダクタンス素子１０ａと、前
記バラクタダイオード９ａのアノード側とグランドとの
間に接続された第３のインダクタンス素子１１ａと、前
記バラクタダイオード９ａのカソード側とグランドとの
間に接続されたコンデンサ１２ａと、前記バラクタダイ
オード９ａのカソード側に電圧印加端子１３ａから電圧
を供給する抵抗１４ａを有した構成となっていた。
成となっていた。すなわち、入力端子１ａに一端が接続
された第１のインダクタンス素子８ａと、この第１のイ
ンダクタンス素子８ａの他端にアノード側が接続された
バラクタダイオード９ａと、このバラクタダイオード９
ａのカソード側と前記高周波増幅回路３ａの入力側との
間に接続された第２のインダクタンス素子１０ａと、前
記バラクタダイオード９ａのアノード側とグランドとの
間に接続された第３のインダクタンス素子１１ａと、前
記バラクタダイオード９ａのカソード側とグランドとの
間に接続されたコンデンサ１２ａと、前記バラクタダイ
オード９ａのカソード側に電圧印加端子１３ａから電圧
を供給する抵抗１４ａを有した構成となっていた。
【０００５】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたテ
レビジョン信号（以下、ＲＦ信号という）は、チューナ
の入力端子１ａに入力されたあと、第１のインダクタン
ス素子８ａの一端に入力される。この第１のインダクタ
ンス素子８ａの他端よりインピーダンス整合されて出力
されたＲＦ信号は、第３のインダクタンス素子１１ａと
バラクタダイオード９ａとコンデンサ１２ａ等により構
成される同調回路に入力される。この同調回路は、電圧
印加端子１３ａの電圧値により抵抗１４ａを介してバラ
クタダイオード９ａの容量値が制御されることにより、
受信チャンネルのＲＦ信号が選択されるようになってい
る。そして第２のインダクタンス素子１０ａにて高周波
増幅回路３ａと結合がとられこの高周波増幅回路３ａに
より増幅される。そして、高周波増幅回路３ａより出力
されたＲＦ信号は、受信チャンネル用周波数の発振回路
５ａと混合回路４ａで混合され中間周波数に変換され
る。そして、この混合回路４ａの出力は中間周波数増幅
回路６ａで増幅された後、出力端子７ａから出力され
る。
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたテ
レビジョン信号（以下、ＲＦ信号という）は、チューナ
の入力端子１ａに入力されたあと、第１のインダクタン
ス素子８ａの一端に入力される。この第１のインダクタ
ンス素子８ａの他端よりインピーダンス整合されて出力
されたＲＦ信号は、第３のインダクタンス素子１１ａと
バラクタダイオード９ａとコンデンサ１２ａ等により構
成される同調回路に入力される。この同調回路は、電圧
印加端子１３ａの電圧値により抵抗１４ａを介してバラ
クタダイオード９ａの容量値が制御されることにより、
受信チャンネルのＲＦ信号が選択されるようになってい
る。そして第２のインダクタンス素子１０ａにて高周波
増幅回路３ａと結合がとられこの高周波増幅回路３ａに
より増幅される。そして、高周波増幅回路３ａより出力
されたＲＦ信号は、受信チャンネル用周波数の発振回路
５ａと混合回路４ａで混合され中間周波数に変換され
る。そして、この混合回路４ａの出力は中間周波数増幅
回路６ａで増幅された後、出力端子７ａから出力され
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の構成では、チューナの入力回路２ａにおける
妨害排除能力は、入力回路２ａの選択度特性により決定
される。このため、妨害排除能力を向上させるために
は、入力同調回路のＱを上げる以外にはなく、伝達損失
を増大させることなくＱを上げるには、バラクタダイオ
ード９ａの抵抗分に制限されるという問題があった。こ
のため、このような従来の構成により入力回路２ａで
は、妨害排除能力を向上させることが困難であった。
うな従来の構成では、チューナの入力回路２ａにおける
妨害排除能力は、入力回路２ａの選択度特性により決定
される。このため、妨害排除能力を向上させるために
は、入力同調回路のＱを上げる以外にはなく、伝達損失
を増大させることなくＱを上げるには、バラクタダイオ
ード９ａの抵抗分に制限されるという問題があった。こ
のため、このような従来の構成により入力回路２ａで
は、妨害排除能力を向上させることが困難であった。
【０００７】本発明は、このような問題点を解決するも
ので、受信チャンネルより高い周波数帯域において、よ
り高い妨害排除能力を持つチューナの入力回路を提供す
ることを目的とするものである。
ので、受信チャンネルより高い周波数帯域において、よ
り高い妨害排除能力を持つチューナの入力回路を提供す
ることを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の入力回路は、入力端子に一端が接続された第
１のインダクタンス素子と、この第１のインダクタンス
素子の他端にアノード側が接続されたバラクタダイオー
ドと、このバラクタダイオードのカソード側と高周波増
幅回路の入力側との間に接続された第２のインダクタン
ス素子と、前記バラクタダイオードのアノード側に一端
が接続された第３のインダクタンス素子と、前記バラク
タダイオードのカソード側に一端が接続されるとともに
他端が前記第３のインダクタンス素子の他端に接続され
たコンデンサと、前記第３のインダクタンス素子と前記
コンデンサの接続点とグランドとの間に接続されるとと
もにパターンで形成された第４のインダクタンス素子
と、前記バラクタダイオードのカソード側に電圧印加端
子から電圧を供給するインピーダンス素子を有し、前記
コンデンサの静電容量は、前記バラクタダイオードの最
大静電容量より小さくしたものである。
に本発明の入力回路は、入力端子に一端が接続された第
１のインダクタンス素子と、この第１のインダクタンス
素子の他端にアノード側が接続されたバラクタダイオー
ドと、このバラクタダイオードのカソード側と高周波増
幅回路の入力側との間に接続された第２のインダクタン
ス素子と、前記バラクタダイオードのアノード側に一端
が接続された第３のインダクタンス素子と、前記バラク
タダイオードのカソード側に一端が接続されるとともに
他端が前記第３のインダクタンス素子の他端に接続され
たコンデンサと、前記第３のインダクタンス素子と前記
コンデンサの接続点とグランドとの間に接続されるとと
もにパターンで形成された第４のインダクタンス素子
と、前記バラクタダイオードのカソード側に電圧印加端
子から電圧を供給するインピーダンス素子を有し、前記
コンデンサの静電容量は、前記バラクタダイオードの最
大静電容量より小さくしたものである。
【０００９】
【作用】この構成により、第３のインダクタンス素子
と、この第３のインダクタンス素子と並列に接続された
バラクタダイオードとコンデンサの直列体の直列合成容
量とで構成される同調回路と、前記直列体と第４のイン
ダクタンス素子により直列共振回路を構成することがで
きる。そしてこの直列共振回路の直列共振点は受信チャ
ンネルである同調回路の同調周波数より高い周波数帯域
に設定されることになるので、高域の選択度特性を向上
させることができる。よって、受信チャンネルより高い
周波数帯域において、より高い妨害排除能力が得られ
る。
と、この第３のインダクタンス素子と並列に接続された
バラクタダイオードとコンデンサの直列体の直列合成容
量とで構成される同調回路と、前記直列体と第４のイン
ダクタンス素子により直列共振回路を構成することがで
きる。そしてこの直列共振回路の直列共振点は受信チャ
ンネルである同調回路の同調周波数より高い周波数帯域
に設定されることになるので、高域の選択度特性を向上
させることができる。よって、受信チャンネルより高い
周波数帯域において、より高い妨害排除能力が得られ
る。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
しながら説明する。図１は、本発明の一実施例によるチ
ューナの回路図である。図１において、１は入力端子で
あり、この入力端子１より入力された信号が供給される
入力回路１５と、この入力回路１５の出力信号が供給さ
れる高周波増幅回路３と、この高周波増幅回路３の出力
信号が一方の入力に供給される混合回路４と、この混合
回路４の他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路
５と、前記混合回路４の出力信号が供給される中間周波
数増幅回路６と、この中間周波数増幅回路６の出力信号
が供給される出力端子７とで構成されている。
しながら説明する。図１は、本発明の一実施例によるチ
ューナの回路図である。図１において、１は入力端子で
あり、この入力端子１より入力された信号が供給される
入力回路１５と、この入力回路１５の出力信号が供給さ
れる高周波増幅回路３と、この高周波増幅回路３の出力
信号が一方の入力に供給される混合回路４と、この混合
回路４の他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路
５と、前記混合回路４の出力信号が供給される中間周波
数増幅回路６と、この中間周波数増幅回路６の出力信号
が供給される出力端子７とで構成されている。
【００１１】また、前記入力回路１５は以下のような構
成となっている。すなわち、入力端子１に一端が接続さ
れた第１のインダクタンス素子８と、この第１のインダ
クタンス素子８の他端にアノード側が接続されたバラク
タダイオード９と、このバラクタダイオード９のカソー
ド側と前記高周波増幅回路３の入力側との間に接続され
た第２のインダクタンス素子１０と、前記バラクタダイ
オード９のアノード側に一端が接続された第３のインダ
クタンス素子１１と、前記バラクタダイオード９のカソ
ード側に一端が接続されるとともに他端が前記第３のイ
ンダクタンス素子１１の他端とに接続されたコンデンサ
１２、前記第３のインダクタンス素子１１と前記コンデ
ンサ１２の接続点とグランドとの間に接続された第４の
インダクタンス素子１６と、前記バラクタダイオード９
のカソード側に電圧印加端子１３から抵抗１４を介して
電圧を供給する構成となっている。
成となっている。すなわち、入力端子１に一端が接続さ
れた第１のインダクタンス素子８と、この第１のインダ
クタンス素子８の他端にアノード側が接続されたバラク
タダイオード９と、このバラクタダイオード９のカソー
ド側と前記高周波増幅回路３の入力側との間に接続され
た第２のインダクタンス素子１０と、前記バラクタダイ
オード９のアノード側に一端が接続された第３のインダ
クタンス素子１１と、前記バラクタダイオード９のカソ
ード側に一端が接続されるとともに他端が前記第３のイ
ンダクタンス素子１１の他端とに接続されたコンデンサ
１２、前記第３のインダクタンス素子１１と前記コンデ
ンサ１２の接続点とグランドとの間に接続された第４の
インダクタンス素子１６と、前記バラクタダイオード９
のカソード側に電圧印加端子１３から抵抗１４を介して
電圧を供給する構成となっている。
【００１２】本実施例においては、入力端子１にＲＦ信
号として４７０ＭＨｚ〜７６０ＭＨｚの日本のＵＨＦバ
ンドの周波数が入力される場合を示している。この場
合、入力回路１５の定数は以下に示すような値を用いて
良好な結果を得ている。第１のインダクタンス素子８は
ポリウレタン銅線による空心コイルで７０ｎＨ程度、第
２のインダクタンス素子１０はポリウレタン銅線による
空心コイルで１０ｎＨ程度、第３のインダクタンス素子
１１はポリウレタン銅線による空心コイルで２５ｎＨ程
度、第４のインダクタンス素子１６はポリウレタン銅線
による空心コイルで１０ｎＨ程度、バラクタダイオード
９は４７０ＭＨｚ付近受信のとき印加電圧１Ｖで１８ｐ
Ｆ程度であり７６０ＭＨｚ付近受信のときは印加電圧２
４Ｖで３ｐＦ程度のものを使用した。また、コンデンサ
１２は８ｐＦ程度である。
号として４７０ＭＨｚ〜７６０ＭＨｚの日本のＵＨＦバ
ンドの周波数が入力される場合を示している。この場
合、入力回路１５の定数は以下に示すような値を用いて
良好な結果を得ている。第１のインダクタンス素子８は
ポリウレタン銅線による空心コイルで７０ｎＨ程度、第
２のインダクタンス素子１０はポリウレタン銅線による
空心コイルで１０ｎＨ程度、第３のインダクタンス素子
１１はポリウレタン銅線による空心コイルで２５ｎＨ程
度、第４のインダクタンス素子１６はポリウレタン銅線
による空心コイルで１０ｎＨ程度、バラクタダイオード
９は４７０ＭＨｚ付近受信のとき印加電圧１Ｖで１８ｐ
Ｆ程度であり７６０ＭＨｚ付近受信のときは印加電圧２
４Ｖで３ｐＦ程度のものを使用した。また、コンデンサ
１２は８ｐＦ程度である。
【００１３】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたＲ
Ｆ信号は、チューナの入力端子１に入力されたあと、第
１のインダクタンス素子８の一端に入力される。この第
１のインダクタンス素子８の他端よりインピーダンス整
合されて出力されたＲＦ信号は、第３のインダクタンス
素子１１とバラクタダイオード９とコンデンサ１２及び
第４のインダクタンス素子１６等により構成される同調
回路１７に入力される。この同調回路１７では、電圧印
加端子１３の電圧値により抵抗１４を介してバラクタダ
イオード９の容量値が制御され、受信チャンネルのＲＦ
信号が選択される。そして第２のインダクタンス素子１
０にて高周波増幅回路３と結合がとられ高周波増幅回路
３により増幅される。そして高周波増幅回路３より出力
されたＲＦ信号は発振回路５の出力と混合回路４で混合
され受信チャンネルが選択されるとともに中間周波数に
変換される。そして、この出力は中間周波数増幅回路６
で増幅され出力端子７から出力される。
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたＲ
Ｆ信号は、チューナの入力端子１に入力されたあと、第
１のインダクタンス素子８の一端に入力される。この第
１のインダクタンス素子８の他端よりインピーダンス整
合されて出力されたＲＦ信号は、第３のインダクタンス
素子１１とバラクタダイオード９とコンデンサ１２及び
第４のインダクタンス素子１６等により構成される同調
回路１７に入力される。この同調回路１７では、電圧印
加端子１３の電圧値により抵抗１４を介してバラクタダ
イオード９の容量値が制御され、受信チャンネルのＲＦ
信号が選択される。そして第２のインダクタンス素子１
０にて高周波増幅回路３と結合がとられ高周波増幅回路
３により増幅される。そして高周波増幅回路３より出力
されたＲＦ信号は発振回路５の出力と混合回路４で混合
され受信チャンネルが選択されるとともに中間周波数に
変換される。そして、この出力は中間周波数増幅回路６
で増幅され出力端子７から出力される。
【００１４】次に、第３のインダクタンス素子１１とバ
ラクタダイオード９とコンデンサ１２及び第４のインダ
クタンス素子１６等により構成される同調回路１７の動
作を図２（ａ）及び図２（ｂ）を参照しながら更に詳し
く説明する。
ラクタダイオード９とコンデンサ１２及び第４のインダ
クタンス素子１６等により構成される同調回路１７の動
作を図２（ａ）及び図２（ｂ）を参照しながら更に詳し
く説明する。
【００１５】図２（ａ）において、１８は同調周波数、
１９はバラクタダイオード９とコンデンサ１２の直列合
成容量（図２（ｂ）参照）、実線２０は第４のインダク
タンス素子１６を短絡した場合の同調回路１７の両端の
インピーダンス特性曲線、点線２１は第４のインダクタ
ンス素子１６がある場合の同調回路の両端のインピーダ
ンス特性曲線である。同調回路１７の同調周波数１８は
直列合成容量１９と第３のインダクタンス素子１１の並
列共振周波数で決定される。図２（ａ）に示すように、
同調周波数１８より低い周波数帯域においてはインピー
ダンス特性曲線２０に示す通り誘導性となり、同調周波
数１８より高い周波数帯域においては容量性となる。こ
の時、第４のインダクタンス素子１６が直列に接続され
るとインピーダンス特性曲線２１に示すようになる。す
なわち、同調周波数１８より低い周波数帯域ではインピ
ーダンス特性曲線２０と同等だが同調周波数１８より高
い周波数帯域では第４のインダクタンス素子１６により
直列共振周波数２２ができる。同調周波数１８において
はグランドに対し高いインピーダンスの為、ＲＦ信号は
次段の図１に示す第２のインダクタンス素子１０に伝達
するが、直列共振周波数２２においてはインピーダンス
が０ΩとなるのでＲＦ信号はグランドにながれ次段に伝
達されない。この直列共振周波数２２をイメージ周波数
に設定すると、直列合成容量１９が可変するため、同調
周波数１８に対し追従性がある可変イメージトラップを
形成できる。
１９はバラクタダイオード９とコンデンサ１２の直列合
成容量（図２（ｂ）参照）、実線２０は第４のインダク
タンス素子１６を短絡した場合の同調回路１７の両端の
インピーダンス特性曲線、点線２１は第４のインダクタ
ンス素子１６がある場合の同調回路の両端のインピーダ
ンス特性曲線である。同調回路１７の同調周波数１８は
直列合成容量１９と第３のインダクタンス素子１１の並
列共振周波数で決定される。図２（ａ）に示すように、
同調周波数１８より低い周波数帯域においてはインピー
ダンス特性曲線２０に示す通り誘導性となり、同調周波
数１８より高い周波数帯域においては容量性となる。こ
の時、第４のインダクタンス素子１６が直列に接続され
るとインピーダンス特性曲線２１に示すようになる。す
なわち、同調周波数１８より低い周波数帯域ではインピ
ーダンス特性曲線２０と同等だが同調周波数１８より高
い周波数帯域では第４のインダクタンス素子１６により
直列共振周波数２２ができる。同調周波数１８において
はグランドに対し高いインピーダンスの為、ＲＦ信号は
次段の図１に示す第２のインダクタンス素子１０に伝達
するが、直列共振周波数２２においてはインピーダンス
が０ΩとなるのでＲＦ信号はグランドにながれ次段に伝
達されない。この直列共振周波数２２をイメージ周波数
に設定すると、直列合成容量１９が可変するため、同調
周波数１８に対し追従性がある可変イメージトラップを
形成できる。
【００１６】図３に本発明による７６０ＭＨｚの同調周
波数を受信時の選択度特性を示す。図３において２３は
従来の回路の場合の選択度特性曲線、２４は本発明の回
路の場合の選択度特性曲線である。直列共振周波数２２
は同調周波数に対し追従性がある。図３からも明らかな
ように希望の同調周波数を損失することなくイメージ周
波数の選択度特性が２０ｄＢ以上向上し、より高い妨害
排除能力を得ることができる。
波数を受信時の選択度特性を示す。図３において２３は
従来の回路の場合の選択度特性曲線、２４は本発明の回
路の場合の選択度特性曲線である。直列共振周波数２２
は同調周波数に対し追従性がある。図３からも明らかな
ように希望の同調周波数を損失することなくイメージ周
波数の選択度特性が２０ｄＢ以上向上し、より高い妨害
排除能力を得ることができる。
【００１７】また、第４のインダクタンス素子１６は微
小なインダクタンスのためプリントパターンにて形成し
ても同等の性能が得られる。
小なインダクタンスのためプリントパターンにて形成し
ても同等の性能が得られる。
【００１８】図４に他の実施例を示す。図４はより広帯
域な３６０ＭＨｚ〜８００ＭＨｚ程度の周波数を受信す
る際のチューナの入力同調回路である。図４において２
５は図１のコンデンサ１２の代わりにバラクタダイオー
ド２５を用いたことが前記実施例と異なる。このように
バラクタダイオード９とバラクタダイオード２５を直列
に接続しているので、前記実施例より容量可変範囲が広
くなる。したがって、広帯域な受信及び広帯域な可変イ
メージトラップが形成できる。
域な３６０ＭＨｚ〜８００ＭＨｚ程度の周波数を受信す
る際のチューナの入力同調回路である。図４において２
５は図１のコンデンサ１２の代わりにバラクタダイオー
ド２５を用いたことが前記実施例と異なる。このように
バラクタダイオード９とバラクタダイオード２５を直列
に接続しているので、前記実施例より容量可変範囲が広
くなる。したがって、広帯域な受信及び広帯域な可変イ
メージトラップが形成できる。
【００１９】以上のように本発明によれば、第４のイン
ダクタンス素子１６により同調回路１７に直列共振回路
を構成することができ、この直列共振点は受信チャンネ
ルより高い周波数帯域に設定されることになるので高域
の選択度特性を向上させることができる。
ダクタンス素子１６により同調回路１７に直列共振回路
を構成することができ、この直列共振点は受信チャンネ
ルより高い周波数帯域に設定されることになるので高域
の選択度特性を向上させることができる。
【００２０】
【発明の効果】以上のように本発明の電子チューナは、
ＵＨＦバンドの周波数が入力される入力端子と、この入
力端子に入力された信号が供給される入力回路と、この
入力回路の出力信号が増幅される高周波増幅回路と、こ
の高周波増幅回路の出力信号が一方の入力に供給される
混合回路と、この混合回路の他方の入力に局部発振信号
を供給する発振回路と、前記混合回路の出力信号が供給
される出力端子とを備え、前記入力回路は、前記入力端
子に一端が接続された第１のインダクタンス素子と、こ
の第１のインダクタンス素子の他端にアノード側が接続
されたバラクタダイオードと、このバラクタダイオード
のカソード側と前記高周波増幅回路の入力側との間に接
続された第２のインダクタンス素子と、前記バラクタダ
イオードのアノード側に一端が接続された第３のインダ
クタンス素子と、前記バラクタダイオードのカソード側
に一端が接続されるとともに他端が前記第３のインダク
タンス素子の他端に接続されたコンデンサと、前記第３
のインダクタンス素子と前記コンデンサの接続点とグラ
ンドとの間に接続されるとともにパターンで形成された
第４のインダクタンス素子と、前記バラクタダイオード
のカソード側に電圧印加端子から電圧を供給するインピ
ーダンス素子を有し、前記コンデンサの静電容量は、前
記バラクタダイオードの最大静電容量より小さくしたも
のであり、第３のインダクタンス素子と、この第３のイ
ンダクタンス素子と並列に接続されたバラクタダイオー
ドとコンデンサの直列体の直列合成容量で同調回路が形
成されるとともに、前記直列体と前記第４のインダクタ
ンス素子により直列共振回路を形成することができる。
そしてこの直列共振回路の直列共振点は受信チャンネル
である同調回路の同調周波数より高い周波数帯に設定さ
れることになるので、高域の選択度特性を向上させるこ
とができる。よって、受信チャンネルより高い周波数帯
において、より高い妨害排除能力が得られる。
ＵＨＦバンドの周波数が入力される入力端子と、この入
力端子に入力された信号が供給される入力回路と、この
入力回路の出力信号が増幅される高周波増幅回路と、こ
の高周波増幅回路の出力信号が一方の入力に供給される
混合回路と、この混合回路の他方の入力に局部発振信号
を供給する発振回路と、前記混合回路の出力信号が供給
される出力端子とを備え、前記入力回路は、前記入力端
子に一端が接続された第１のインダクタンス素子と、こ
の第１のインダクタンス素子の他端にアノード側が接続
されたバラクタダイオードと、このバラクタダイオード
のカソード側と前記高周波増幅回路の入力側との間に接
続された第２のインダクタンス素子と、前記バラクタダ
イオードのアノード側に一端が接続された第３のインダ
クタンス素子と、前記バラクタダイオードのカソード側
に一端が接続されるとともに他端が前記第３のインダク
タンス素子の他端に接続されたコンデンサと、前記第３
のインダクタンス素子と前記コンデンサの接続点とグラ
ンドとの間に接続されるとともにパターンで形成された
第４のインダクタンス素子と、前記バラクタダイオード
のカソード側に電圧印加端子から電圧を供給するインピ
ーダンス素子を有し、前記コンデンサの静電容量は、前
記バラクタダイオードの最大静電容量より小さくしたも
のであり、第３のインダクタンス素子と、この第３のイ
ンダクタンス素子と並列に接続されたバラクタダイオー
ドとコンデンサの直列体の直列合成容量で同調回路が形
成されるとともに、前記直列体と前記第４のインダクタ
ンス素子により直列共振回路を形成することができる。
そしてこの直列共振回路の直列共振点は受信チャンネル
である同調回路の同調周波数より高い周波数帯に設定さ
れることになるので、高域の選択度特性を向上させるこ
とができる。よって、受信チャンネルより高い周波数帯
において、より高い妨害排除能力が得られる。
【図１】本発明の一実施例によるチューナの回路図
【図２】（ａ）本発明の一実施例による同調回路のイン
ピーダンス特性図 （ｂ）本発明の一実施例による同調回路の回路図
ピーダンス特性図 （ｂ）本発明の一実施例による同調回路の回路図
【図３】本発明の一実施例による選択度特性曲線図
【図４】本発明の他の実施例によるチューナの回路図
【図５】従来のチューナの回路図
１ 入力端子 ３ 高周波増幅回路 ４ 混合回路 ５ 発振回路 ６ 中間周波数増幅回路 ７ 出力端子 ８ 第１のインダクタンス素子 ９ バラクタダイオード １０ 第２のインダクタンス素子 １１ 第３のインダクタンス素子 １２ コンデンサ １３ 電圧印加端子 １５ 入力回路 １６ 第４のインダクタンス素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−19028（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−255726（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−249413（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−114448（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭62−103315（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−94224（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/18 H03J 3/02 H04B 1/10 H04B 1/26
Claims (2)
- 【請求項１】ＵＨＦバンドの周波数が入力される入力端
子と、この入力端子に入力された信号が供給される入力
回路と、この入力回路の出力信号が増幅される高周波増
幅回路と、この高周波増幅回路の出力信号が一方の入力
に供給される混合回路と、この混合回路の他方の入力に
局部発振信号を供給する発振回路と、前記混合回路の出
力信号が供給される出力端子とを備え、前記入力回路
は、前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタ
ンス素子と、この第１のインダクタンス素子の他端にア
ノード側が接続されたバラクタダイオードと、このバラ
クタダイオードのカソード側と前記高周波増幅回路の入
力側との間に接続された第２のインダクタンス素子と、
前記バラクタダイオードのアノード側に一端が接続され
た第３のインダクタンス素子と、前記バラクタダイオー
ドのカソード側に一端が接続されるとともに他端が前記
第３のインダクタンス素子の他端に接続されたコンデン
サと、前記第３のインダクタンス素子と前記コンデンサ
の接続点とグランドとの間に接続されるとともにパター
ンで形成された第４のインダクタンス素子と、前記バラ
クタダイオードのカソード側に電圧印加端子から電圧を
供給するインピーダンス素子を有し、前記コンデンサの
静電容量は、前記バラクタダイオードの最大静電容量よ
り小さくした電子チューナ。 - 【請求項２】ＵＨＦバンドの周波数が入力される 入力端
子と、この入力端子に入力された信号が供給される入力
回路と、この入力回路の出力信号が増幅される高周波増
幅回路と、この高周波増幅回路の出力信号が一方の入力
に供給される混合回路と、この混合回路の他方の入力に
局部発振信号を供給する発振回路と、前記混合回路の出
力信号が供給される出力端子とを備え、前記入力回路は
前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタンス
素子と、この第１のインダクタンス素子の他端と前記高
周波増幅回路の入力側との間にアノード側を第１のイン
ダクタンス素子側として接続された第１のバラクタダイ
オードと、この第１のバラクタダイオードのアノード側
に一端が接続された第２のインダクタンス素子と、前記
第１のバラクタダイオードのカソード側にそのカソード
側が接続されるとともにそのアノード側が前記第２のイ
ンダクタンス素子の他端に接続された第２のバラクタダ
イオードと、前記第２のインダクタンス素子の他端と前
記第２のバラクタダイオードの接続点とグランドとの間
に接続されるとともにパターンで形成された第３のイン
ダクタンス素子と、前記第１のバラクタダイオードと前
記第２のバラクタダイオードのカソード側に電圧印加端
子から電圧を供給するインピーダンス素子を有する電子
チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06086754A JP3102261B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電子チューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06086754A JP3102261B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電子チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07297740A JPH07297740A (ja) | 1995-11-10 |
| JP3102261B2 true JP3102261B2 (ja) | 2000-10-23 |
Family
ID=13895557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06086754A Expired - Fee Related JP3102261B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電子チューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3102261B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3592160B2 (ja) | 1999-11-25 | 2004-11-24 | アルプス電気株式会社 | チューナの複同調回路 |
-
1994
- 1994-04-25 JP JP06086754A patent/JP3102261B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07297740A (ja) | 1995-11-10 |
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