JP3127711B2 - 電子チューナ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受信機や家
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナ（以下チューナ
という）に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】

（従来の技術１）従来のチューナは図４に示すような回
路構成であった。以下、図面を用いて従来の技術１を説
明する。図４において、１ａは入力端子であり、この入
力端子１ａより入力された信号が供給される入力回路２
ａと、この入力回路２ａの出力信号が供給される高周波
増幅回路３ａと、この高周波増幅回路３ａの出力信号が
一方の入力に供給される混合回路４ａと、この混合回路
４ａの他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路５
ａと、前記混合回路４ａの出力信号が供給される中間周
波数増幅回路６ａと、この中間周波数増幅回路６ａの出
力信号が供給される出力端子７ａとで構成されていた。

【０００３】又、前記入力回路２ａは以下のような構成
となっていた。すなわち、入力回路２ａの入力側８ａに
一端が接続された第１のインダクタンス素子９ａと、こ
の第１のインダクタンス素子９ａの他端にアノード側が
接続された第１のバラクタダイオード１０ａと、この第
１のバラクタダイオード１０ａのカソード側とグランド
との間に接続されたコンデンサ１１ａと、第１のバラク
タダイオード１０ａのアノード側とグランドとの間に接
続された第２のインダクタンス素子１２ａと、第１のバ
ラクタダイオード１０ａのカソード側と前記入力回路２
ａの出力側１３ａとの間に接続された第３のインダクタ
ンス素子１４ａと、第１のバラクタダイオード１０ａの
カソード側と電圧印加端子１５ａとの間に接続された抵
抗１６ａとで構成されていた。

【０００４】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたテ
レビジョン信号（以下、ＲＦ信号という）は、チューナ
の入力端子１ａに入力されたあと、第１のインダクタン
ス素子９ａの一端に入力される。この第１のインダクタ
ンス素子９ａの他端よりインピーダンス整合されて出力
されたＲＦ信号は、第２のインダクタンス素子１２ａと
第１のバラクタダイオード１０ａ等により構成される同
調回路に入力される。この同調回路は、電圧印加端子１
５ａの電圧値により第１のバラクタダイオード１０ａの
容量値を制御し、受信チャンネルのＲＦ信号が選択され
る。そして第３のインダクタンス素子１４ａにて高周波
増幅回路３ａと結合がとられ高周波増幅回路３ａにより
増幅される。そして高周波増幅回路３ａより出力された
ＲＦ信号は受信チャンネル用周波数の局部発振回路５ａ
と混合回路４ａで混合され中間周波数に変換される。そ
して、この出力は中間周波数増幅回路６ａで増幅され出
力端子７ａから出力される。

【０００５】次に入力回路２ａを日本向けＵＨＦバンド
として使用するときの受信周波数範囲について図５を参
照にしながら更に詳しく説明する。図４の１７は入力回
路２ａの要部等価回路であり、この要部等価回路１７の
回路部分を図５に示した。図５の要部等価回路１７にお
いて、図４の第３のインダクタンス素子１４ａはＵＨＦ
バンドより高い周波数までは無視できる微小インダクタ
ンス素子のため図示していない。また、１８ａは高周波
増幅回路３ａの入力容量であり、１９ａは実装時の配置
等による浮遊容量である。通常使用される第１のバラク
タダイオード１０ａの容量は第１のバラクタダイオード
１０ａのカソード側への印加電圧１Ｖ時の容量（Ｃ
１_L）２０ｐＦ程度、印加電圧２４Ｖ時の容量（Ｃ１_H）
２．５ｐＦ程度であり、コンデンサ１１ａの容量
（Ｃ_P）は１０ｐＦ程度である。これに同調回路の負荷
となる高周波増幅回路３ａの入力容量１８ａ（Ｃ_L1）２
ｐＦ程度がコンデンサ１１ａに並列接続され、浮遊容量
１９ａ（Ｃ_L2）０．２ｐＦ程度が同調回路に並列接続さ
れる。このため印加電圧１Ｖ〜２４Ｖ時の容量変化比
（以下、容量変化比という）は、（数１）により３．３
９であり、印加電圧１Ｖ〜２４Ｖ時の周波数変化比（以
下、周波数変化比という）にすると一般式である（数
２）により１．８４となり日本向けＵＨＦバンドである
４７０〜７７０ＭHz程度に対し４７０〜８６６ＭHz程度
周波数変化ができる。

【０００６】

【数１】

【０００７】

【数２】

【０００８】しかしながら、このような従来の技術１の
ような構成では、ＵＨＦバンドの周波数変化比を１．８
４以上大きくすることは非常に困難であった。例えばア
メリカ向けＣＡＴＶチャンネル対応の場合、受信周波数
範囲は５５ＭHz〜８００ＭHz程度でありこれを受信する
ために、ＶＨＦバンドをできるかぎり広帯域に受信周波
数範囲を設定するために、例えばチューナ用のバラクタ
ダイオードを選別して周波数変化比を大きくしようとし
ても、容量変化比の大きいバラクタダイオードは印加電
圧の低いところでの容量が大きくなる傾向のため、同調
回路とこれに結合されるインピーダンスの高い負荷（高
周波増幅回路など）との不整合が生じ損失が増加する。
ＶＨＦバンドを２バンドに分けてＨｉバンド、Ｌｏバン
ドとして容量変化範囲の大きいバラクタダイオードを使
ってもＶＨＦバンドは、５５ＭHz〜３６０ＭHz程度の範
囲の受信が総合電気特性から見て限界である。ＶＨＦバ
ンドを３バンドに分けて更にＶＨＦバンドを広帯域化す
る事が可能である。しかし、部品点数の増加にともない
小型化、低コスト化が困難になる。従って図５に示した
入力回路２ａにおいてＵＨＦバンドとしての周波数変化
範囲が３６０ＭHz〜８００ＭHz必要となる。つまり周波
数変化比２．２２以上である。図５のコンデンサ１１ａ
を大きくすれば周波数変化範囲が大きくなるが、先にＶ
ＨＦバンドで述べたと同様に高周波増幅回路３ａとの不
整合が生じ損失が増加してチューナのＮＦが悪化すると
いう問題があった。この問題を解決するために入力回路
２ａにバラクタダイオードを２個使用する従来の技術２
の方法が考えられる。以下図面を用いて従来の技術２に
ついて説明する。

【０００９】（従来の技術２）図６は従来の技術２の要
部等価回路図である。１０ａ，１２ａ，１８ａ，１９ａ
は先に説明した従来の技術１と同一部品のため説明を省
略する。２０ａは結合用の第２のバラクタダイオードで
あり、前記同調回路と高周波増幅回路３ａの間に接続さ
れている。第２のバラクタダイオード２０ａの容量変化
比は第１のバラクタダイオード１０ａと同一であり第２
のバラクタダイオード２０ａのカソード側への印加電圧
は、１Ｖ時の容量（Ｃ２_L）２０ｐＦ程度であり、印加
電圧２４Ｖ時の容量（Ｃ２_H）２．５ｐＦ程度である。
この構成によれば入力容量１８ａが同調回路に対し等価
的に小さくなる。従って従来の技術２による容量変化比
は、（数３）により５．７８になり周波数変化比は２．
４０である。つまり周波数変化範囲は３６０ＭHz〜８６
５ＭHzまであり部品のばらつきを含めても十分である。

【００１０】

【数３】

【００１１】例えば３６０ＭHzを印加電圧１Ｖにて同調
するためには図６の等価容量が（数４）により２２ｐＦ
程度であるため、（数２）の一般式で求められるインダ
クタンス値は、９ｎＨ程度となる。チューナの同調に使
われるような第１のインダクタンス素子１２ａは、部品
ばらつきを調整できるようにする必要があり、調整可能
な黄銅のインダクタンスライン又はポリウレタン銅線の
空芯コイルなどが使用されていた。

【００１２】

【数４】

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の技
術２のような構成では、調整可能な黄銅のインダクタン
スラインはコストが高いため、通常はポリウレタン銅線
による空芯コイルが主に使用される。この空芯コイルを
調整するには調整工数、コイルの弾性回復特性の面から
巻数２回以上であり、かつ線材直径は０．３mm程度、空
芯コイルの内径１．８mm以上は必要である。したがっ
て、この条件を満たす空芯コイルのインダクタンス値
は、従来の技術２に必要な９ｎＨ程度より２倍程度大き
くなってしまい実現が困難であるという問題を有してい
た。

【００１４】本発明は上記従来の技術１および従来の技
術２の問題点を解決するもので、ＵＨＦバンドの周波数
変化比２．２２以上を確保しつつ空芯コイルにて同調用
のインダクタンス素子を形成できるチューナを提供する
ことを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のチューナの入力回路は、その入力側に一端が
接続された第１のインダクタンス素子と、この第１のイ
ンダクタンス素子の他端とグランドとの間に接続された
第２のインダクタンス素子と、この第２のインダクタン
ス素子と前記第１のインダクタンス素子との接続点にア
ノード側が接続された第１のバラクタダイオードと、こ
の第１のバラクタダイオードのカソード側が共にカソー
ド側と接続された第２のバラクタダイオードと、この第
２のバラクタダイオードのアノード側とグランドとの間
に接続されると共に損失を少なくするために挿入された
コンデンサと抵抗の並列接続体と、前記第１のバラクタ
ダイオードと前記第２のバラクタダイオードの接続点に
電圧印加端子から電圧を供給すると共に、この接続点を
前記高周波増幅回路の入力側に接続したものである。

【００１６】

【作用】この構成により、第２のバラクタダイオードと
コンデンサが直列に接続されるので、高周波増幅回路の
入力容量が小さくなり損失を少なくすることができる。
また、第１のバラクタダイオードと第２のバラクタダイ
オードが直列に接続されているため大きな周波数変化を
得ることができる。この結果、周波数変化比２．２２以
上を確保することができる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照
しながら説明する。図１において、１は入力端子であ
り、この入力端子１より入力された信号が供給される入
力回路２１と、この入力回路２１の出力信号が供給され
る高周波増幅回路３と、この高周波増幅回路３の出力信
号が一方の入力に供給される混合回路４と、この混合回
路４の他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路５
と、前記混合回路４の出力信号が供給される中間周波数
増幅回路６と、この中間周波数増幅回路６の出力信号が
供給される出力端子７とで構成されている。

【００１８】又、前記入力回路２１は以下のような構成
となっている。すなわち入力回路２１の入力側８に一端
が接続された第１のインダクタンス素子９と、この第１
のインダクタンス素子９の他端とグランドとの間に接続
された第２のインダクタンス素子１２と、前記第１のイ
ンダクタンス素子９の他端にアノード側が接続された第
１のバラクタダイオード１０と、この第１のバラクタダ
イオード１０のカソード側にカソード側が接続された第
２のバラクタダイオード２０と、この第２のバラクタダ
イオード２０のアノード側をグランドに接続し、前記第
１のバラクタダイオード１０と前記第２のバラクタダイ
オード２０の接続点を前記高周波増幅回路３の入力側に
接続し、第１のバラクタダイオード１０のカソード側と
電圧印加端子１５との間に接続された抵抗１６とで構成
されている。

【００１９】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作を説明する。アンテナ等より入力されたＲ
Ｆ信号は、チューナの入力端子１に入力されたあと、第
１のインダクタンス素子９の一端に入力される。この第
１のインダクタンス素子９の他端よりインピーダンス整
合されて出力されたＲＦ信号は、第２のインダクタンス
素子１２と第１のバラクタダイオード１０等により構成
される同調回路に入力され、電圧印加端子１５の電圧値
により第１のバラクタダイオード１０と第２のバラクタ
ダイオード２０の容量値を制御し、受信チャンネルのＲ
Ｆ信号がこの同調回路で選択される。そして第１のバラ
クタダイオード１０と第２のバラクタダイオード２０の
接続点より出力されたＲＦ信号は高周波増幅回路３に入
力され増幅される。そして高周波増幅回路３より出力さ
れたＲＦ信号は、受信チャンネル用周波数の局部発振回
路５と、混合回路４において混合され中間周波数に変換
される。そして、この出力は中間周波数増幅回路６で増
幅され出力端子７から出力される。

【００２０】次に入力回路２１の受信周波数範囲につい
て図２を参照にしながら更に詳しく説明する。図２は図
１における入力回路２１の要部等価回路２２である。こ
の要部等価回路２２において１８は高周波増幅回路３の
入力容量であり、１９は実装時の配置等による浮遊容量
である。例えばアメリカ向けＣＡＴＶチャンネル対応チ
ューナの場合、先に従来の技術１で説明したように入力
回路２１の同調周波数は、ＵＨＦバンドとしての周波数
変化範囲が３６０ＭHz〜８００ＭHzとなり周波数変化比
が２．２２以上必要となる。第１のバラクタダイオード
１０の容量は第１のバラクタダイオード１０のカソード
側への印加電圧１Ｖ時の容量（Ｃ１_L）２０ｐＦ程度で
あり、印加電圧２４Ｖ時の容量（Ｃ１_H）は２．５ｐＦ
程度である。また、第２のバラクタダイオード２０の容
量は第２のバラクタダイオード２０のカソード側への印
加電圧１Ｖ時の容量（Ｃ２_L）は２０ｐＦ程度であり、
印加電圧２４Ｖ時の容量（Ｃ２_H）は２．５ｐＦ程度で
ある。なお、高周波増幅回路３の入力容量１８（Ｃ_L1）
が２ｐＦ程度であり、浮遊容量１９（Ｃ_L2）は０．２ｐ
Ｆ程度である。このため容量変化比は（数５）により
５．９１であり、周波数変化比にすると（数２）の一般
式により２．４３である。つまり周波数変化範囲は３６
０ＭHz〜８７５ＭHz程度まであり部品のばらつきを含め
ても十分である。

【００２１】

【数５】

【００２２】また、例えば３６０ＭHzを印加電圧１Ｖに
て同調するためには図２の容量が第１のバラクタダイオ
ード１０と第２のバラクタダイオード２０が直列接続し
ているため同調回路全体の容量も小さくなる。つまり
（数６）により１０．７ｐＦ程度であるため、（数２）
の一般式に求められるインダクタンス値は、１８ｎＨ程
度となり、第２のインダクタンス素子１２は巻数２回、
線材直径は０．３mm程度、内径２．６mmの調整可能な空
芯コイルにて実現できる。

【００２３】

【数６】

【００２４】次に図３を用いて、より損失の少ない入力
回路２１について説明する。図３は図２の第２のバラク
タダイオード２０のアノード側とグランドとの間にコン
デンサ２３と抵抗２４を並列に接続したものである。図
３においてコンデンサ２３は４７ｐＦ程度の積層セラミ
ックチップコンデンサであり、抵抗２４は１００ΚΩ程
度であり、これは、第２のバラクタダイオード２０の直
流接地用の炭素被膜チップ抵抗である。このときの同調
回路の容量変化比は５．０８、周波数変化比は２．２５
となり３６０ＭHz〜８１０ＭHzまで周波数変化ができ
る。又、３６０ＭHzのときの第２のバラクタダイオード
２０の容量は９ｐＦ程度であり求められるインダクタン
ス値は、２０ｎＨ程度となる。したがって、第２のイン
ダクタンス素子１２は巻数２回、線材直径は０．３mm程
度、内径２．８mm程度の空芯コイルにて実現でき、部品
のばらつきは調整可能となる。更に高周波増幅回路３か
ら見た入力回路２１は容量値が小さくなるため、インピ
ーダンスの高い高周波増幅回路３との整合が良好にな
る。つまりコンデンサ２３の容量値を設定することによ
って周波数変化範囲の補正が可能であり、同時に入力回
路２１は損失がより少ない回路構成となる。また第１の
バラクタダイオード１０のアノード側と第２のインダク
タンス素子１２の接続点をグランドからできる限り遠ざ
けて配置することにより浮遊容量１９は容量を小さくで
きる。これによって同調回路の周波数可変範囲が広くで
きるためコンデンサ２３を先に決定した容量値より小さ
くして必要な周波数可変範囲に選定すると、高周波増幅
回路３との整合が良好になりより損失の少ない入力回路
２１が実現できる。

【００２５】以上のように本発明によれば、第１のバラ
クタダイオード１０と第２のバラクタダイオード２０の
接続点に高周波増幅回路３が接続されるため、入力回路
２１に接続される高周波増幅回路３の入力容量が等価的
に小さくなる。同時に第１のバラクタダイオード１０と
第２のバラクタダイオード２０が直列接続しているため
入力回路２１全体の容量も小さくなる。この結果、周波
数変化比２．２２以上を確保しつつ調整可能な空芯コイ
ルにて第２のインダクタンス素子１２を形成できる。

【００２６】

【発明の効果】以上のように本発明の電子チューナの入
力回路は、その入力側に一端が接続された第１のインダ
クタンス素子と、この第１のインダクタンス素子の他端
とグランドとの間に接続された第２のインダクタンス素
子と、この第２のインダクタンス素子と前記第１のイン
ダクタンス素子との接続点にアノード側が接続された第
１のバラクタダイオードと、この第１のバラクタダイオ
ードのカソード側が共にカソード側と接続された第２の
バラクタダイオードと、この第２のバラクタダイオード
のアノード側とグランドとの間に接続されると共に損失
を少なくするために挿入されたコンデンサと抵抗の並列
接続体と、前記第１のバラクタダイオードと前記第２の
バラクタダイオードの接続点に電圧印加端子から電圧を
供給すると共に、この接続点を前記高周波増幅回路の入
力側に接続した構成により、第２のバラクタダイオード
とコンデンサが直列に接続されるので、高周波増幅回路
の入力容量が小さくなり損失を少なくすることができ
る。また、第１のバラクタダイオードと第２のバラクタ
ダイオードが直列に接続されているため大きな周波数変
化を得ることができる。したがって、アメリカ向けＣＡ
ＴＶ対応チューナ等の広帯域な受信回路が低コストで実
現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるチューナの回路図

【図２】本発明の一実施例によるチューナの入力回路の
要部等価回路図

【図３】本発明の他の実施例による損失を改善したチュ
ーナの入力回路の要部等価回路図

【図４】従来の技術１によるチューナの回路図

【図５】従来の技術１によるチューナの入力回路の要部
等価回路図

【図６】従来の技術２によるチューナの入力回路の要部
等価回路図

【符号の説明】

１ 入力端子 ３ 高周波増幅回路 ４ 混合回路 ５ 局部発振回路 ６ 中間周波数増幅回路 ７ 出力端子 ８ 入力側 ９ 第１のインダクタンス素子 １０ 第１のバラクタダイオード １２ 第２のインダクタンス素子 １５ 電圧印加端子 ２０ 第２のバラクタダイオード ２１ 入力回路

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−86609（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−76315（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−160815（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−26125（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−20620（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03J 3/08 - 3/20 H04B 1/18

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力端子と、この入力端子に入力された信
   号が供給される入力回路と、この入力回路の出力信号が
   供給される高周波増幅回路と、この高周波増幅回路の出
   力信号が一方の入力に供給される混合回路と、この混合
   回路の他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路
   と、前記混合回路の出力信号が供給される出力端子とを
   備え、前記入力回路は、その入力側に一端が接続された
   第１のインダクタンス素子と、この第１のインダクタン
   ス素子の他端とグランドとの間に接続された第２のイン
   ダクタンス素子と、この第２のインダクタンス素子と前
   記第１のインダクタンス素子との接続点にアノード側が
   接続された第１のバラクタダイオードと、この第１のバ
   ラクタダイオードのカソード側が共にカソード側と接続
   された第２のバラクタダイオードと、この第２のバラク
   タダイオードのアノード側とグランドとの間に接続され
   ると共に損失が少なくするために挿入されたコンデンサ
   と抵抗の並列接続体と、前記第１のバラクタダイオード
   と前記第２のバラクタダイオードの接続点に電圧印加端
   子から電圧を供給すると共に、この接続点を前記高周波
   増幅回路の入力側に接続した電子チューナ。