JP3042230B2 - 電子チューナ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受信機や家
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナに関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来この種のチューナは図５に示すよう
な回路構成であった（例えば英国特許第２０３８５８０
号明細書および図面）。以下、図面を用いて従来の技術
を説明する。図５において、１は入力端子であり、この
入力端子１より入力された信号が供給される入力回路２
と、この入力回路２の出力信号が供給される高周波増幅
回路３（以下、ＲＦ増幅回路という。）と、このＲＦ増
幅回路３の出力信号が一方の入力に供給される混合回路
４と、この混合回路４の他方の入力に局部発振信号を供
給する発振回路５と、前記混合回路４の出力信号が供給
される中間周波数増幅回路６（以下、ＩＦ増幅回路とい
う。）と、このＩＦ増幅回路の６の出力信号が供給され
る出力端子７とで構成されていた。

【０００３】また、前記入力回路２は以下のような構成
となっていた。すなわち、その入力側８に一端が接続さ
れた第１のインダクタンス素子９と、この第１のインダ
クタンス素子９の他端にアノード側が接続されたバラク
タダイオード１０と、このバラクタダイオード１０カソ
ード側とグランドとの間に接続されたコンデンサ１１
と、バラクタダイオード１０のアノード側とグランドと
の間に接続された第２のインダクタンス素子１２と、バ
ラクタダイオード１０のカソード側と入力回路２の出力
側１３との間に接続された第３のインダクタンス素子１
４と、バラクタダイオード１０のカソード側と電圧印加
端子１６との間に接続された抵抗１５と、前記バラクタ
ダイオード１０のアノード側に一端が接続された第４の
インダクタンス素子１７と、この第４のインダクタンス
素子１７の他端と前記バラクタダイオード１０のカソー
ド側との間に接続された直流阻止用コンデンサ１８とで
構成されていた。

【０００４】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作を説明する。アンテナ等より出力されたテ
レビジョン信号（以下、ＲＦ信号という。）は、チュー
ナの入力端子１に入力されたあと、第１のインダクタン
ス素子９の一端に入力される。この第１のインダクタン
ス素子９の他端よりインピーダンス整合されて出力され
たＲＦ信号は、第２のインダクタンス素子１２とバラク
タダイオード１０等により構成される同調回路に入力さ
れ、電圧印加端子１６からの電圧値により、バラクタダ
イオード１０の容量値を制御することにより、受信チャ
ンネルのＲＦ信号が選択される。そして第３のインダク
タンス素子１４にてＲＦ増幅回路３と結合がとられＲＦ
増幅回路３により増幅される。そして、受信チャンネル
用周波数の局部発振回路５と混合回路４で混合され中間
周波数に変換される。そして、その出力はＩＦ増幅回路
６で増幅されて出力端子７から出力される。

【０００５】次に図５の高域周波数補正回路１９につい
て説明する。入力回路２に入力されるＲＦ信号は欧州向
けのＵＨＦバンドの場合、４７０ＭHz〜８６０ＭHzであ
るが、素子のばらつきにより特に高域周波数の８６０Ｍ
Hz程度で同調周波数がばらつきやすくなるため、高域周
波数補正回路１９で調整している。

【０００６】次に高域周波数補正回路１９の調整につい
て図６を参照にしながら更に詳しく説明する。図６は、
８６０ＭHzのＲＦ信号を受信している場合の図５の高域
周波数補正回路１９の両端のインピーダンス特性図であ
る。図６の高域周波数補正回路１９において図５の直流
阻止用コンデンサ１８は当該周波数において無視できる
容量値なので図示していない。また、第４のインダクタ
ンス素子１７は空芯コイルで形成（以下空芯コイル１７
という。）されている。曲線２０は空芯コイル１７を閉
じているときの高域周波数補正回路１９の両端のインピ
ーダンス特性図、曲線２１は空芯コイル１７を開いてい
るときの高域周波数補正回路１９の両端のインピーダン
ス特性図である。空芯コイル１７を開くことにより、図
６からも明らかなように８６０ＭHzの容量性リアクタン
ス（１／ωＣ）は、曲線２０より曲線２１のほうが大き
くなる。したがって容量値は小さくなり、一般式

【０００７】

【数１】

【０００８】により決定される入力回路２の同調周波数
は高くなる。これにより高域周波数でのばらつきを高域
周波数補正回路１９を調整することにより補正してい
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の構成では、図５の高域周波数補正回路１９の
空芯コイル１７が入力回路２のバラクタダイオード１０
に対し並列に構成しているので、高域周波数補正回路１
９の反共振周波数２２が生じ、この反共振点が同調周波
数の下側（低周波数側）に形成され、本チューナにおい
ては周波数の低いＶＨＦバンドなどの信号が入力された
とき、この反共振により下側周波数妨害特性が悪いとい
う問題があった。

【００１０】本発明は、このような問題点を解決するも
ので下側選択度特性のすぐれたチューナを提供すること
を目的としたものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のチューナの入力回路は、その入力側に一端が
接続されたインピーダンス整合用の第１のインダクタン
ス素子と、この第１のインダクタンス素子の他端にアノ
ード側が接続されたバラクタダイオードと、このバラク
タダイオードのカソード側とグランドとの間に直接接続
されたコンデンサと、前記バラクタダイオードのアノー
ド側とグランドとの間に接続された第２のインダクタン
ス素子と、前記バラクタダイオードのカソード側にその
一端が接続された第３のインダクタンス素子とを有し、
この第３のインダクタンス素子の他端を直接前記高周波
増幅回路の入力側に接続し、前記第３のインダクタンス
素子のインダクタンス値を調整可能にするとともに、前
記コンデンサと前記第２のインダクタンス素子と前記高
周波増幅回路の等価入力容量値で高域周波数を補正する
高域周波数補正回路を形成したものである。

【００１２】

【作用】この構成により、同調回路を形成するバラクタ
ダイオードと直列に調整可能な第３のインダクタンス素
子が接続されるので、この第３のインダクタンス素子に
より高域の同調周波数を調整することができるととも
に、入力回路において同調周波数の下側に反共振周波数
が発生せず、この結果として下側選択度特性のすぐれた
チューナを実現できる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
しながら説明する。図１は、本発明の一実施例における
電子チューナの回路図である。図１において示すごとく
本実施例のものは、入力端子２３と、この入力端子２３
より入力された信号が供給される入力回路２４と、この
入力回路２４の出力信号が供給されるＲＦ増幅回路２５
と、このＲＦ増幅回路２５の出力信号が一方の入力に供
給される混合回路２６と、この混合回路２６の他方の入
力に局部発振信号を供給する発振回路２７と、前記混合
回路２６の出力信号が供給されるＩＦ増幅回路２８と、
このＩＦ増幅回路２８の出力信号が供給される出力端子
２９とで構成されている。

【００１４】ここで、前記入力回路２４は、その入力側
３０に一端が接続された第１のインダクタンス素子３１
と、この第１のインダクタンス素子３１の他端にアノー
ド側が接続されたバラクタダイオード３２と、このバラ
クタダイオード３２のカソード側とグランドとの間に接
続されたコンデンサ３３と、前記第１のインダクタンス
素子３１の他端と前記バラクタダイオード３２のアノー
ド側の接続点とグランドとの間に接続された第２のイン
ダクタンス素子３４と、前記バラクタダイオード３２の
カソード側と前記コンデンサ３３との接続点と前記入力
回路２４の出力側３５との間に接続された第３のインダ
クタンス素子３６と、前記バラクタダイオード３２のカ
ソード側と電圧印加端子３８との間に接続された抵抗３
７とで構成されている。また、入力回路２４の出力側３
５は前記ＲＦ増幅回路２５の入力側に接続されている。
ここで、前記第３のインダクタンス素子３６のインダク
タンス値は調整可能な素子で構成されている。

【００１５】本実施例においては、入力端子２３に入力
されるＲＦ信号が４７０ＭHz〜８６０ＭHzの欧州向けＵ
ＨＦバンド周波数帯域の場合に入力回路２４の定数は以
下に示すような値を用いて良好な結果を得ている。第１
のインダクタンス素子３１はポリウレタン銅線による空
芯コイルで３５ｎＨ程度、第２のインダクタンス素子３
４はポリウレタン銅線による空芯コイルで１５ｎＨ程
度、バラクタダイオード３２は印加電圧１Ｖ時２５ｐＦ
程度で２５Ｖ時３ｐＦ程度、コンデンサ３３は１２ｐＦ
程度、第３のインダクタンス素子３６はポリウレタン銅
線による線材の直径０．３mm，内経２．４mm，巻き数
１．５ターンのピッチ巻きの空芯コイル（以下空芯コイ
ル３６という。）である。

【００１６】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作について説明する。アンテナ等より出力さ
れたＲＦ信号は、チューナの入力端子２３に入力された
あと、第１のインダクタンス素子３１の一端に入力され
る。この第１のインダクタンス素子３１の他端よりイン
ピーダンス整合されて出力されたＲＦ信号は、第２のイ
ンダクタンス素子３４とバラクタダイオード３２等によ
り構成される同調回路に入力され、電圧印加端子３８か
らの電圧値により、バラクタダイオード３２の容量値を
制御することにより、受信チャンネルのＲＦ信号が選択
される。そして空芯コイル３６にてＲＦ増幅回路２５と
結合がとられＲＦ増幅回路２５により増幅される。そし
て、受信チャンネル用周波数の発振回路２７と混合回路
２６で混合され中間周波数に変換され、その出力はＩＦ
増幅回路２８で増幅されて出力端子２９から出力され
る。

【００１７】次に図１の高域周波数補正回路３９につい
て説明する。従来の技術で説明した通り、入力回路２４
に入力されるＲＦ信号は欧州向けのＵＨＦバンドの場
合、４７０ＭHz〜８６０ＭHzであるが、素子のばらつき
により特に高域周波数の８６０ＭHz程度で同調周波数が
ばらつきやすくなるため、高域周波数補正回路３９で調
整している。

【００１８】次に高域周波数補正回路３９の調整につい
て図２を参照にしながら更に詳しく説明する。図２は、
８６０ＭHzのＲＦ信号を受信している場合の図１の高域
周波数補正回路３９の両端のインピーダンス特性図であ
る。図２において、４０はＲＦ増幅回路２５の等価入力
容量値である。曲線４１は空芯コイル３６を閉じている
ときの高域周波数補正回路３９の両端のインピーダンス
特性図、４２は空芯コイル３６を開いているときの高域
周波数補正回路３９の両端のインピーダンス特性図であ
る。このときの図１の高域周波数補正回路３９の容量
（ＣＰ）は次式により求められる。

【００１９】 ＣＰ＝Ｃ１＋Ｃ２／（−ω・Ｌ１・Ｃ２＋１） ［ｐＦ］ ＜但し、１／（ｊ・ω・Ｃ２）≧ｊ・ω・Ｌ１＞本実施
例においてのＣＰは図１の高域周波数補正回路３９の容
量、Ｃ１はコンデンサ３３の容量であり１２ｐＦ、Ｃ２
はＲＦ増幅回路２５の等価入力容量４０の容量であり
２．５ｐＦ、ωは２・π・ｆで求められる角周波数、Ｌ
１は空芯コイル３６のインダクタンスである。空芯コイ
ル３６を開閉して調整することによりインダクタンス値
を最大１０ｎＨ、最小８ｎＨにできる。このとき同調周
波数が高域周波数である８６０ＭHzのＣＰは上式より最
大２１．３ｐＦ、最小１８．０ｐＦになる。また同調周
波数が低域周波数である４７０ＭHzのＣＰは、上式より
最大１５．２ｐＦ、最小１５．０ｐＦになる。図２のイ
ンピーダンス特性図にも示しているが高域周波数では容
量性リアクタンスの変化量が大きく、低域周波数での容
量性リアクタンスの変化量が少ない。つまり、一般式

【００２０】

【数２】

【００２１】により決定される入力回路２４の同調周波
数の高域でのばらつきを空芯コイル３６を調整すること
により補正している。図２において４３は高域周波数補
正回路３９の反共振周波数である。

【００２２】図３に本実施例における入力回路２４の通
過特性測定時の等価回路図を示す。図３において４４は
高域周波数補正回路３９の通過特性測定時の等価回路で
ある。

【００２３】また、図４に本実施例における入力回路２
４の選択度特性を示す。図４において４５は本実施例に
おける入力回路２４の選択度特性、４６は従来の電子チ
ューナにおける入力回路２の選択度特性である。図４に
おいて同調周波数８６０ＭHzより高い周波数領域におい
ては、図３の等価回路４４によりπ型の低域通過型フィ
ルタを構成し、信号を減衰させている。

【００２４】以上のように本実施例では同調周波数の下
側に反共振を有さないので、例えば図４からも明らかな
ように２５０ＭHz付近の選択度特性が従来例と比べ２０
ｄＢ以上優れている。このように、特に本チューナにお
いてＶＨＳバンドなどを受信する場合下側周波数妨害の
良好なチューナが実現できる。また、第３のインダクタ
ンス素子３６をトリミング調整可能な配線パターンにて
形成しても同様な結果が得られる。この場合には、パタ
ーンで形成するため特性が安定するとともに部品の低減
が図れる。

【００２５】

【発明の効果】以上のように本発明のチューナの入力回
路は、その入力側に一端が接続されたインピーダンス整
合用の第１のインダクタンス素子と、この第１のインダ
クタンス素子の他端にアノード側が接続されたバラクタ
ダイオードと、このバラクタダイオードのカソード側と
グランドとの間に直接接続されたコンデンサと、前記バ
ラクタダイオードのアノード側とグランドとの間に接続
された第２のインダクタンス素子と、前記バラクタダイ
オードのカソード側にその一端が接続された第３のイン
ダクタンス素子とを有し、この第３のインダクタンス素
子の他端を直接前記高周波増幅回路の入力側に接続し、
前記第３のインダクタンス素子のインダクタンス値を調
整可能としているので、第３のインダクタンス素子が前
記バラクタダイオードに対し直列に接続されることにな
り同調周波数の下側に反共振周波数が発生しない下側信
号選択特性の良好なチューナが提供できるという効果を
持つことができる。また、前記コンデンサと前記第２の
インダクタンス素子と前記高周波増幅回路の等価入力容
量値で高域周波数を補正する高域周波数補正回路を形成
しているので、部品点数が少なくなるとともに小型化も
実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例による電子チューナの回路図

【図２】本発明の一実施例による高域周波数補正回路の
両端のインピーダンス特性図

【図３】本発明の一実施例による入力回路の通過特性測
定時の等価回路と特性を示す図

【図４】本発明の一実施例による入力回路の選択度特性
図及び従来の回路による入力回路の選択度特性図

【図５】従来の電子チューナの回路図

【図６】従来の高域周波数補正回路の両端のインピーダ
ンス特性図

【符号の説明】

２３ 入力端子 ２４ 入力回路 ２５ 高周波増幅回路 ２６ 混合回路 ２７ 発振回路 ２９ 出力端子 ３０ 入力側 ３１ 第１のインダクタンス素子 ３２ バラクタダイオード ３３ コンデンサ ３４ 第２のインダクタンス素子 ３５ 出力側 ３６ 空芯コイル

フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭51−156703（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03J 3/08 - 3/26 H04B 1/18

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力端子と、この入力端子に入力された信
   号が供給される入力回路と、この入力回路の出力信号が
   増幅される高周波増幅回路と、この高周波増幅回路の出
   力信号が一方の入力に供給される混合回路と、この混合
   回路の他方の入力に局部発振信号を供給する発振回路
   と、前記混合回路の出力信号が供給される出力端子とを
   備え、前記入力回路は、その入力側に一端が接続された
   インピーダンス整合用の第１のインダクタンス素子と、
   この第１のインダクタンス素子の他端にアノード側が接
   続されたバラクタダイオードと、このバラクタダイオー
   ドのカソード側とグランドとの間に直接接続されたコン
   デンサと、前記バラクタダイオードのアノード側とグラ
   ンドとの間に接続された第２のインダクタンス素子と、
   前記バラクタダイオードのカソード側にその一端が接続
   された第３のインダクタンス素子とを有し、この第３の
   インダクタンス素子の他端を直接前記高周波増幅回路の
   入力側に接続し、前記第３のインダクタンス素子のイン
   ダクタンス値を調整可能にするとともに、前記コンデン
   サと前記第２のインダクタンス素子と前記高周波増幅回
   路の等価入力容量値で高域周波数を補正する高域周波数
   補正回路を形成した電子チューナ。
2. 【請求項２】第３のインダクタンス素子は空芯コイルで
   形成した請求項１記載の電子チューナ。
3. 【請求項３】第３のインダクタンス素子は配線パターン
   で形成した請求項１記載の電子チューナ。