CN108028641B - 频率可变滤波器、高频前端电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的频率可变滤波器(61)包括串联臂谐振电路(601)和第一、第二并联臂谐振电路(602、603)。串联臂谐振电路(601)连接在第一连接端子(P601)和第二连接端子(P602)之间。第一并联臂谐振电路(602)连接在串联臂谐振电路(601)的第一连接端子(P601)侧。第一并联臂谐振电路(602)将压电谐振器(621)和可变电容器(623)串联连接。第二并联臂谐振电路(603)连接在串联臂谐振电路(601)的第二连接端子(P602)侧。第二并联臂谐振电路(603)将压电谐振器(631)和可变电容器(633)串联连接。压电谐振器(621)的阻抗比压电谐振器(631)的阻抗要低。串联臂谐振电路(601)在第一连接端子(P601)侧具备特性调整用电容器(610)。

Description

频率可变滤波器、高频前端电路
技术领域
本发明涉及具备谐振器和可变电容器的频率可变滤波器、以及包含频率可变滤波器的高频前端电路。
背景技术
对利用了谐振器和可变电容器的频率可变滤波器进行了各种实际应用。例如，专利文献1中记载的频率可变滤波器具备多个将谐振器和可变电容器并联连接的并联谐振电路。
多个并联谐振电路以多级连接在第一端子和第二端子之间作为串联臂谐振电路和并联臂谐振电路。例如，从第一端子侧朝向第二端子侧，串联臂谐振电路、并联臂谐振电路、串联臂谐振电路依次以阶梯形连接。通过像这样以所期望的级数连接并联臂谐振电路和串联臂谐振电路，从而实现所期望的滤波器特性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2013－225945号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
以规定的级数连接了串联臂谐振电路和并联臂谐振电路的频率可变滤波器中，在改善衰减特性方面，以往进一步连接有串联臂谐振电路或并联臂谐振电路。因此，频率可变滤波器的电路规模增大。
从而，本发明的目的在于以简单的结构提供一种具有优良的滤波器特性的频率可变滤波器。
解决技术问题的技术方案
本发明的频率可变滤波器具备输入端子、输出端子、串联臂谐振电路以及第一、第二并联臂谐振电路。串联臂谐振电路串联连接在输入端子和输出端子之间。第一并联臂谐振电路是将串联臂谐振电路的一端和接地电位作为两端的电路。第二并联臂谐振电路是将串联臂谐振电路的另一端和接地电位作为两端的电路。串联臂谐振电路具备电容值固定的固定电容器。串联臂谐振电路、第一并联臂谐振电路以及第二并联臂谐振电路各自具备可变电容器、电感器以及弹性波谐振器。串联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被并联连接。第一并联臂谐振电路和第二并联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被串联连接。固定电容器在串联臂谐振电路中连接于并联臂谐振电路侧，该并联臂谐振电路具备第一并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗和第二并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗中、较低一方的弹性波谐振器。
该结构中，利用所述电路，能在保持通频带的高频侧和低频侧的衰减特性的陡峭性的同时，使通频带的频率变化。
此外，优选地，本发明的频率可变滤波器中，第一并联臂谐振电路的可变电容器和第二并联臂谐振电路的可变电容器由共用的一个可变电容器构成。
该结构中，频率可变滤波器被进一步简化。此外，第一并联臂谐振电路的谐振点和第二并联臂谐振电路的谐振点耦合，通频带的低频侧的衰减特性得到提高。
另外，本发明的频率可变滤波器优选为如下结构。第一并联臂谐振电路包括与第一并联臂谐振电路的弹性波谐振器和可变电容器选择性串联连接的多个电感器或传输线路。第二并联臂谐振电路包括与第二并联臂谐振电路的谐振器和可变电容器选择性串联连接的多个电感器或传输线路。串联臂谐振电路包括与串联臂谐振电路的弹性波谐振器和可变电容器选择性并联连接的多个电感器或传输线路。
该结构中，串联臂谐振电路、第一并联臂谐振电路以及第二并联臂谐振电路中所谓的延伸电感器变得可选择，频率可变幅度变宽。
此外，本发明的频率可变滤波器中，也可以采用如下的结构。频率可变滤波器还具备第二固定电容器。第二固定电容器在串联臂谐振电路中与并联臂谐振电路侧的端部相连接，该并联臂谐振电路包含第一并联臂谐振电路所包含的弹性波谐振器的阻抗和第二并联臂谐振电路所包含的弹性波谐振器的阻抗中、较高一方的弹性波谐振器。固定电容器的电容值小于第二固定电容器的电容值。
该结构中，也能在保持通频带的高频侧和低频侧的衰减特性的陡峭性的同时，使通频带的频率变化。
此外，本发明涉及在由系统中使用的特定的频带内存在的多个通信信道构成的通信频段中，从多个通信信道的空闲通信信道中选择使用信道进行无线通信的高频前端电路，该高频前端电路具有如下特征。高频前端电路包括：固定滤波器，该固定滤波器使系统中使用的特定的频带以外的高频信号衰减；以及可变滤波器，该可变滤波器使根据使用信道发生变化的、特定频带内无用波的高频信号衰减。可变滤波器是所述任一项所记载的频率可变滤波器。
该结构中，使使用信道的高频信号以低损耗通过，使通信频段内的使用信道以外的频带和通信频段外的频带的高频信号有效衰减。
此外，本发明的高频前端电路中，优选采用如下结构。高频前端电路由频率可变型的LC滤波器构成，还包括使特定的频带内的IMD衰减的第二可变滤波器。第二可变滤波器包括：输入端子、输出端子、第一串联臂LC滤波器电路、以及第一、第二并联臂LC滤波器电路。第一串联臂LC滤波器电路被连接于输入端子和输出端子之间。第一并联臂LC滤波器电路是将第一串联臂LC滤波器电路的一端和接地电位作为其两端的电路。第二并联臂LC滤波器电路是将第一串联臂LC滤波器电路的另一端和接地电位作为其两端的电路。第一并联臂LC滤波器电路以及第二并联臂LC滤波器电路具备串联连接的可变电容器和电感器。第一串联臂LC滤波器电路具备固定电容器、LC串联电路以及LC并联电路。固定电容器与LC串联电路并联连接。LC串联电路将输入端子和输出端子作为两端，且具备串联连接的固定电容器和电感器。LC并联电路具备并联连接的可变电容器和电感器。包含于LC串联电路的电感器与输出端子直接连接，或者经由其它电感器与输出端子相连接。
该结构中，第二可变滤波器的插入损耗得以改善，衰减特性变得陡峭。由此，作为高频前端电路的传输特性得到改善。
此外，优选地，本发明的高频前端电路包括：在空闲通信信道有多个的情况下，分别检测多个空闲通信信道的接收电平的检测部；以及将检测出的多个接收电平中接收电平最高的空闲通信信道选择为使用信道的决定部。
该结构中，能利用最适宜的通信信道进行高频信号的收发。从而，高频前端电路的传输特性进一步得到改善。
发明效果
根据本发明，能以简单的结构实现具有优良的滤波器特性的频率可变滤波器。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
图2是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的各谐振电路的阻抗特性图。
图3是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器中特性调整用电容器的位置不同导致特性不同的阻抗特性图。
图4是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的通过特性图。
图5是本发明的第二实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
图6是本发明的第二实施方式涉及的频率可变滤波器的通过特性图。
图7是本发明的第三实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
图8是用于说明本发明的第三实施方式涉及的频率可变滤波器的效果的阻抗特性。
图9是用于说明本发明的第三实施方式涉及的频率可变滤波器的效果的通过特性。
图10是本发明的第四实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
图11是本发明的实施方式涉及的高频前端电路的功能框图。
图12是表示本发明的实施方式涉及的高频前端电路的通过特性的图。
图13是本发明的实施方式涉及的频率可变LC滤波器的电路图。
图14是表示图13所示的频率可变LC滤波器的通过特性的曲线。
具体实施方式
参照附图对本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器进行说明。图1是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。下文中示出的压电谐振器例如为SAW谐振器，但也可以是其它弹性波谐振器。
频率可变滤波器61包括：串联臂谐振电路601、第一并联臂谐振电路602、第二并联臂谐振电路603、第一连接端子P601、以及第二连接端子P602。在频率可变滤波器61中，设定构成串联臂谐振电路601、第一并联臂谐振电路602、第二并联臂谐振电路603的电路元件的元件值，使得从外部电路观察第一连接端子P601侧的阻抗、以及从外部电路观察第二连接端子P602侧的阻抗大致为50[Ω]。
串联臂谐振电路601连接在作为输入端子的第一连接端子P601和作为输出端子的第二连接端子P602之间。第一并联臂谐振电路602连接在串联臂谐振电路610的第一连接端子P601侧与接地电位之间。第二并联臂谐振电路603连接在串联臂谐振电路601的第二连接端子P602侧与接地电位之间。
串联臂谐振电路601包括压电谐振器611、电感器612、可变电容器613、以及特性调整用电容器610。特性调整用电容器610与本发明的“固定电容器”对应。压电谐振器611、电感器612以及可变电容器613被并联连接。电感器612是针对压电谐振器611的所谓的延伸电感器。特性调整用电容器610与由该压电谐振器611、电感器612以及可变电容器613构成的并联电路串联连接。特性调整用电容器610与第一连接端子P601相连接，并联电路与第二连接端子P602相连接。换言之，特性调整用电容器610与第一并联臂谐振电路602相连接，并联电路与第二并联臂谐振电路603相连接。
第一并联臂谐振电路602包括压电谐振器621、电感器622、以及可变电容器623。压电谐振器621、电感器622以及可变电容器623被串联连接。电感器622是针对压电谐振器621的所谓的延伸电感器。该串联谐振电路连接在第一连接端子P601与接地电位之间。
第二并联臂谐振电路603包括压电谐振器631、电感器632、以及可变电容器633。压电谐振器631、电感器632以及可变电容器633被串联连接。电感器632是针对压电谐振器631的所谓的延伸电感器。该串联谐振电路连接在第二连接端子P602与接地电位之间。
第一并联臂谐振电路602的压电谐振器621的阻抗低于第二第并联臂谐振电路603的压电谐振器631的阻抗。这时，第一并联臂谐振电路602的压电谐振器621的阻抗低于频率可变滤波器的阻抗。例如第一并联臂谐振电路602的压电谐振器621的阻抗约为30[Ω]，第二并联臂谐振电路603的压电谐振器631的阻抗约为200[Ω]。这时，串联臂谐振电路601的压电谐振器611的阻抗例如约为40[Ω]。
像这样的结构中，串联臂谐振电路601、第一、第二并联臂谐振电路602、603的阻抗特性如图2所示。图2是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的各谐振电路的阻抗特性图。图2(A)是串联臂谐振电路的阻抗特性，图2(B)是第一并联臂谐振电路的阻抗特性，图2(C)是第二并联臂谐振电路的阻抗特性。图2中，各特性曲线表示可变电容器的电容值不同的情况。
串联臂谐振电路601中，通过与压电谐振器611并联连接的可变电容器613、以及与压电谐振器611串联连接的特性调整用电容器610的合成电容器来决定阻抗特性，如图2(A)所示，根据可变电容器613的电容值，在以较高值维持反谐振点Q的同时，使反谐振点和谐振点在频率轴上以相同水平变动。
第一并联臂谐振电路602中，由于压电谐振器621的阻抗较低，因此如图2(B)所示，根据可变电容器623的电容值可获得如下阻抗特性中的任一个：在反谐振器的高频侧的附近存在副谐振点，且在远离反谐振点的低频侧的位置存在谐振点的特性A1；在远离反谐振点的高频侧的位置存在副谐振点，且在远离反谐振点的低频侧的位置存在谐振点的特性B1；以及在反谐振点的低频特性的附近存在谐振点的特性C1。
第二并联臂谐振电路603中，由于压电谐振器631的阻抗较高，因此如图2(C)所示，根据可变电容器633的电容值可获得如下阻抗特性中的任一个：在远离反谐振点的低频侧的位置存在谐振点的特性A2；以及在反谐振点的低频侧的附近存在谐振点的特性B2。
尤其是，通过将特性调整用电容器610与具有低阻抗的压电谐振器621的第一并联臂谐振电路602侧相连接，从而可获得如图3(A)所示的特性。图3是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器中特性调整用电容器的位置不同导致特性不同的阻抗特性图。图3(A)表示在具有低阻抗的压电谐振器的并联臂谐振电路侧连接了特性调整用电容器的情况，图3(B)表示在具有高阻抗的压电谐振器的并联臂谐振电路侧连接了特性调整用电容器的情况。
通过在具有低阻抗的压电谐振器621的第一并联臂谐振电路602侧连接特性调整用电容器610，从而如图3(A)所示，即使各谐振电路的可变电容器的电容值发生变化，Z比也基本不变。另一方面，如比较例所示，在具有高阻抗的压电谐振器631的第二并联臂谐振电路603侧连接了特性调整用电容器610的电路中，如图3(B)所示，有时会由于各谐振电路的可变电容器的电容值而使Z比减小。
更具体而言，例如将图3(A)所示的多个阻抗特性中、反谐振点的阻抗最高的特性作为特性1。将图3(B)所示的多个阻抗特性中、反谐振点的阻抗最高的特性作为特性2。如图3(A)、图3(B)所示，特性1的反谐振点的阻抗和谐振点的阻抗的比(与图3(A)所示的单点划线的箭头的范围对应)，大于特性2的反谐振点的阻抗和谐振点的阻抗的比(与图3(B)所示的单点划线的箭头的范围对应)。其中，Z比是反谐振点的阻抗和谐振点的阻抗的比((反谐振点的阻抗)/(谐振点的阻抗))。
并且，由于Z比较大，从而可改善作为谐振电路的Q值，因此具有图3(A)所示的阻抗特性的电路中Q值变得更高。
由此，通过在具有低阻抗的压电谐振器的并联臂谐振电路侧连接有特性调整用电容器，从而能改善Q值。
像这样，通过采用本实施方式的结构，能在以较高值保持Z比的同时，使各谐振电路的谐振点和反谐振点的频率变化。
图4是本发明的第一实施方式涉及的频率可变滤波器的通过特性图。图4的各条线分别是可变电容器的电容值不同的情况的滤波器特性。如图4所示，通过对本实施方式利用该结构，能实现即使通频带的频率变化，也不受其变化的影响，具有低损耗的通过特性，通频带的高频侧和低频侧的衰减特性优良的频率可变滤波器61。这里，衰减特性优良是指形成通频带的两侧的衰减特性变得陡峭，衰减极的衰减量较大。
并且，通过利用本实施方式涉及的频率可变滤波器61，从而如图4所示，能实现如下滤波器特性：即，即使通频带的频率发生变化，也使通频带带宽维持约10[MHz]不变，通频带的两侧的衰减陡峭，在通频带的两侧约10[MHz]的范围内具有衰减量较大的衰减极。
接着参照附图，对本发明的第二实施方式涉及的频率可变滤波器进行说明。图5是本发明的第二实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
本实施方式涉及的频率可变滤波器61A相对于第一实施方式涉及的频率可变滤波器61的不同点在于，第一并联臂谐振电路602A、第二并联臂谐振电路603A的结构。
第一并联臂谐振电路602A包括压电谐振器621、电感器622、以及可变电容器623A。第二并联臂谐振电路603A包括压电谐振器631、电感器632、以及可变电容器623A。像这样，第一并联臂谐振电路602A和第二并联臂谐振电路603A包括这两个电路中共用的可变电容器623A。
通过像这样的结构，使第一并联臂谐振电路602A的谐振点和第二并联臂谐振电路603A的谐振点耦合。
图6是本发明的第二实施方式涉及的频率可变滤波器的通过特性图。如图6所示，通过利用本实施方式的结构，能使通频带的低频侧的衰减极的衰减量提高。
接着参照附图，对本发明的第三实施方式涉及的频率可变滤波器进行说明。图7是本发明的第三实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
本实施方式涉及的频率可变滤波器61B相对于第二实施方式涉及的频率可变滤波器61A的不同点在于，可选择各谐振电路的延伸电感器。
频率可变滤波器61B包括串联臂谐振电路601B、第一并联臂谐振电路602B、和第二并联臂谐振电路603B。
串联臂谐振电路601B包括压电谐振器611、电感器6121、6122、可变电容器613、开关614以及特性调整用电容器610。电感器6121、6122的电感值不同。利用开关614，选择如下并联电路中的任一个：压电谐振器611、电感器6121和可变电容器613的并联电路，压电谐振器611、电感器6122和可变电容器613的并联电路，以及压电谐振器611和可变电容器613的并联电路。
第一并联臂谐振电路602B包括压电谐振器621、电感器6221、6222、以及开关624。电感器6221、6222的电感值不同。利用开关624，选择如下串联电路中的任一个：压电谐振器621、电感器6221和可变电容器623B的串联电路，压电谐振器621、电感器6222和可变电容器623B的串联电路，以及压电谐振器621和可变电容器623B的串联电路。
第二并联臂谐振电路603B包括压电谐振器631、电感器6321、6322、可变电容器623B以及开关634。可变电容器623B与第一并联臂谐振电路602B共用。电感器6321、6322的电感值不同。利用开关634，选择如下串联电路中的任一个：压电谐振器631、电感器6321和可变电容器623B的串联电路，压电谐振器631、电感器6322和可变电容器623B的串联电路，以及压电谐振器631和可变电容器623B的串联电路。
像这样，由于能够选择串联臂谐振电路601B、第一并联臂谐振电路602B、第二并联臂谐振电路603B的电感器，从而能获得下文所示的效果。图8是用于说明本实施方式涉及的频率可变滤波器的效果的阻抗特性。图8(A)是本实施方式的频率可变滤波器的阻抗特性，图8(B)是不选择电感器的频率可变滤波器的阻抗特性。
图8(A)由于能使电容器的电容值可变，或利用开关切换电感值，因此可知图8(A)中能应对的频带1～5中，无论是对于具有较近的频带的1～4频带，还是对于具有较远的频带的第五个频带均能应对。另一方面，由于图8(B)中仅能通过使电容器的电容值可变来应对，因此图8(B)中能应对的频带1～5全部为较近的频带。由此可知，作为本实施方式的图7的频率可变滤波器中，能应对各种频带。
由此，能在更宽的频带范围内设定由期望的频带带宽构成的通频带。图9是用于说明本实施方式涉及的频率可变滤波器的效果的通过特性。图9(A)是本实施方式的频率可变滤波器的通过特性，图9(B)是不选择电感器的频率可变滤波器的通过特性。如图9所示，相对于比较例的频率可变滤波器，本实施方式的频率可变滤波器61B能使通频带的可获得频率范围变宽。这时，通过各自的电路结构可获得的通频带的频率宽度大致相同，因此能获得相同水平的衰减特性。
接着，参照附图，对本发明的第四实施方式涉及的频率可变滤波器进行说明。图10是本发明的第四实施方式涉及的频率可变滤波器的电路图。
本实施方式涉及的频率可变滤波器61C相对于第一实施方式涉及的频率可变滤波器61的不同点在于，串联臂谐振电路601C的结构。
串联臂谐振电路601C包括压电谐振器611、电感器612、可变电容器613、以及特性调整用电容器6101、6102。压电谐振器611、电感器612以及可变电容器613被并联连接。
特性调整用电容器6101与该并联电路的第一连接端子P601侧(第一并联臂谐振电路602侧)相连接。特性调整用电容器6102与该并联电路的第二连接端子P602侧(第二并联臂谐振电路603侧)相连接。特性调整用电容器6101的电容值小于特性调整用电容器6102的电容值。即，特性调整用电容器6101的阻抗大于特性调整用电容器6102的阻抗。特性调整用电容器6102与本发明的“第二固定电容器”对应。
这样的结构也能获得与第一实施方式涉及的频率可变滤波器61同样的作用效果。
另外，上述各实施方式示出的频率可变滤波器的结构能适当组合来进行利用。
由像这样的结构构成的频率可变滤波器能用于下文所示的高频前端电路。图11是本发明的实施方式涉及的高频前端电路的功能框图。
高频前端电路10包括：天线ANT、天线匹配电路20、频率固定滤波器30、频率可变LC滤波器40、分波电路50、频率可变滤波器61、62、发送侧放大电路71、接收侧放大电路72、信号处理部80、发送电路91以及接收电路92。信号处理部80包括发送信号生成部801、解调部802以及信道决定部810。频率固定滤波器30对应于本发明的“固定滤波器”。频率可变LC滤波器40对应于本发明的“第二可变滤波器”。频率可变滤波器61、62对应于本发明的“可变滤波器”。高频前端电路10只要至少包括频率固定滤波器30、频率可变LC滤波器40以及频率可变滤波器61即可。该情况下，频率固定滤波器30、频率可变LC滤波器40以及频率可变滤波器61依次串联连接。能将分波电路50、频率可变滤波器62、发送侧放大电路71、接收侧放大电路72、信号处理部80、发送电路91以及接收电路92的一部分或全部的结构要素省略。
天线ANT与天线匹配电路20相连接。天线匹配电路20与频率固定滤波器30相连接。频率固定滤波器30与频率可变LC滤波器40相连接。频率可变LC滤波器40与分波电路50的天线侧端子相连接。分波电路50的发送侧端子与频率可变滤波器61相连接。频率可变滤波器61与发送侧放大电路71相连接。发送侧放大电路71与发送电路91相连接。发送电路91与信号处理部80的发送信号生成部801相连接。分波电路50的接收侧端子与频率可变滤波器62相连接。频率可变滤波器62与接收侧放大电路72相连接。接收侧放大电路72与接收电路92相连接。接收电路92与信号处理部80的解调部802相连接。
高频前端电路10在由多个通信信号构成的通信频段中，利用空闲的通信信道收发高频信号。例如，高频前端电路10基于电视空白频段(TV white space)的规格收发高频信号。在电视空白频段的规格中，电视播放的UHF带、即470[MHz]到790[MHz]的通信频段中设定的各自的频带带宽为6[MHz]的多个通信信道中，将没有传输电视播放的信号的信道作为空闲通信信道进行利用。
图12是表示本发明的实施方式涉及的高频前端电路的通过特性的图。图12中示出了通信频段与各通信信道的关系。其中，图12中示出了通信信道CH64为选择信道(高频前端电路10中进行通信的空闲通信信道)的情况。
天线匹配电路20对天线ANT和从频率固定滤波器30靠信号处理部80侧的电路进行阻抗匹配。天线匹配电路20由电感器和电容器构成。例如，天线匹配电路20设定电感器和电容器的元件值，使得通信频段整体中，天线ANT的反射损耗达到期望值以下。
频率固定滤波器30由电感器和电容器构成。即，频率固定滤波器30为频率固定型的LC滤波器。在频率固定滤波器30中，设定电感器和电容器的元件值，使得通信频段的频带成为通频带内，通信频段之外的频带成为衰减频带内。例如，频率固定滤波器30由低通滤波器构成。如图12的滤波器特性SF30所示，频率固定滤波器30中，通信频段的频带成为通频带内，高于通信频段的频带的高频带成为衰减频带内。由此，频率固定滤波器30将通信频段内的高频信号低损耗地传输，使通信频段外的高频信号衰减。
频率可变LC滤波器40至少具备可变电容器，进一步地，具备电感器和电容器中的至少一个。频率可变LC滤波器40是带通滤波器。频率可变滤波器40的具体的电路结构如下文所述。
频率可变LC滤波器40使通频带和衰减频带根据选择信道发生变化。这时，选择信道的频带包含在通频带中。如图12的滤波器特性SF40所示，频率可变LC滤波器40的通频带的频带带宽比选择信道的频带带宽要宽。例如，频率可变LC滤波器40的通频带的频带带宽为选择信道的频带带宽的10倍左右。
频率可变LC滤波器40在频率轴上的通频带的两侧具有衰减极。如图12的滤波器特性SF40所示，频率可变LC滤波器40的衰减频带中，没有衰减量大幅减小的频带，而在通频带外，无论是通信频段内的何种频率均能获得规定的衰减量。
由此，频率可变LC滤波器40将与包含选择信道的多个信道对应部分的频带的高频信号低损耗地传输，使除此之外的频带的高频信号衰减。从而，频率可变LC滤波器40能使通信频段内远离选择信道的频率的频率中存在的无用波衰减。尤其是，频率可变LC滤波器40能使衰减频带的频率范围变得比后文所述的利用了谐振器的频率可变滤波器61、62要宽，因此对根据使用的通信信道(选择信道)产生变化的、在通信频段内的较宽频带中会产生的IMD的衰减是有效的。
分波电路50由循环器、双工器等构成。分波电路50将从发送侧端子输入的发送信号(高频信号)输出至天线侧端子，将从天线侧端子输入的接收信号(高频信号)输出至接收侧端子。
频率可变滤波器61、62至少具备压电谐振器和可变电容器，进一步地，根据滤波器特性具备电感器和电容器中的至少一个。即，频率可变滤波器61、62是频率可变型的压电谐振滤波器。频率可变滤波器61、62是利用了谐振器的谐振点和反谐振点的带通滤波器。频率可变滤波器61、62的具体的电路结构如下文所述。此外，频率可变滤波器61、62的基本结构相同，因此下面对频率可变滤波器61进行说明。
频率可变滤波器61使通频带和衰减频带根据选择信道发生变化。这时，选择信道的频带包含在通频带中。如图12的滤波器特性SF61所示，频率可变滤波器61的通频带的频带带宽与选择信道的频带带宽大致相同。
频率可变滤波器61在频率轴上的通频带的两侧具有衰减极。由于频率可变滤波器61是压电谐振滤波器，因此如图12的滤波器特性SF61所示，其通频带的衰减特性比LC滤波器要陡峭。
由此，频率可变滤波器61将选择信道的高频信号低损耗地传输，使相邻的通信信道的高频信号衰减。
对该频率可变滤波器61应用上述各实施方式所示的电路结构。
如图12的滤波器特性SF61所示，频率可变滤波器61的衰减频带中具有以衰减极为基准在通频带的相反侧的频带中衰减量变小的频带。然而，在高频信号的传输路径中，通过将频率可变滤波器61、频率可变LC滤波器40以及频率固定滤波器30串联连接，从而即使是利用频率可变滤波器61得不到衰减量的频带，也能够利用频率可变LC滤波器40以及频率固定滤波器30获得足够的衰减量。
由此，如图12的综合滤波器特性SFtx所示，将选择信道的高频信号低损耗地传输，能使包含相邻信道的选择信道以外的频带的高频信号衰减。这样即使切换选择信道也能获得同样的作用效果。
发送侧放大电路71包括放大元件。发送侧放大电路71的具体的电路结构如后文所述。发送侧放大电路71将由发送信号生成部801所生成的发送信号放大，并输出至频率可变滤波器61。接收侧放大电路72包括所谓的LNA(低噪声放大器)。接收侧放大电路72将从频率可变滤波器62输出的接收信号放大，并输出至解调部802。
信号处理部80的信道决定部810检测通信频段内的空闲通信信道。例如，信道决定部810从外部获取空闲信道的映射，基于该映射检测空闲信道。信道决定部810选择至少一个空闲通信信道，设定为选择信道。信道决定部810将选择信道输出至发送信号生成部801。发送信号生成部801利用由选择信道的频率构成的高频信号生成发送信号，输出至发送侧放大电路71。另外，虽然未图示，信道决定部810将选择信道输出至解调部802。解调部802根据基于选择信道的本地信号对接收信号进行解调。
信道决定部810向频率可变LC滤波器40、发送侧放大电路71、频率可变滤波器61、频率可变滤波器62也输出选择信道。频率可变LC滤波器40、频率可变滤波器61、频率可变滤波器62利用该选择信道实现上文所述的滤波器特性。发送侧放大电路71利用该选择信道进行发送信号的放大处理。
如上文所述，通过利用本实施方式的高频前端电路10的结构，在由多个通信信道构成的通信频段中以所选择的通信信道(选择信道)进行无线通信的情况下，利用选择信道，能实现低损耗的无线通信。
另外，通信信道也可以由下文所述的方法来决定。高频前端电路包括检测部。检测部可以与分波电路50的天线ANT侧相连接，也可以与接收电平检测用的其它天线相连接。检测部在空闲通信信道有多个的情况下，分别检测多个空闲通信信道的接收电平。检测部将接收电平输出至信道决定部810。信道决定部810将检测到的多个接收电平中接收电平最高的空闲通信信道选择为通信信道。
接着，对频率可变LC滤波器的具体的结构进行说明。图13是本发明的实施方式涉及的频率可变LC滤波器的电路图。
频率可变LC滤波器40包括：第一串联臂LC滤波器电路41、第一并联臂LC滤波器电路42、第二并联臂LC滤波器电路43以及连接端子P401、P402。
第一串联臂LC滤波器电路41连接在连接端子P401和连接端子P402之间。第一并联臂LC滤波器电路42连接在第一并联臂LC滤波器电路41的连接端子P401侧和接地电位之间。第二并联臂LC滤波器电路43连接在第一串联臂LC滤波器电路41的连接端子P402侧和接地电位之间。
第一串联臂LC滤波器电路41包括电容器411、413、电感器412、414、可变电容器415。电容器411和电感器412串联连接在连接端子P401、P402之间。这时，电感器412与连接端子P402直接连接。电容器413与电容器411和电感器412的串联谐振电路并联连接。电感器414和可变电容器415并联连接。该并联谐振电路连接在电容器411和电感器412的连接点、与接地电位之间。
第一并联臂LC滤波器电路42包括电感器421和可变电容器422。电感器421和可变电容器422的串联谐振电路连接在第一串联臂LC滤波器电路41的连接端子P401侧和接地电位之间。
第二并联臂LC滤波器电路43包括电感器431和可变电容器432。电感器431和可变电容器432的串联谐振电路连接在第一串联臂LC滤波器电路41的连接端子P402侧和接地电位之间。
像这样的结构中，通过使可变电容器415、422、432的电容值发生变化，从而能实现通频带发生变化的带通滤波器。图14是表示图13所示的频率可变LC滤波器的通过特性的曲线图。如图14所示，通过利用频率可变LC滤波器40，使通频带带宽约为100[MHz]，能实现在通频带的两侧具有衰减极的滤波器特性。尤其如图13所示，使第一串联臂LC滤波器电路41的电感器412不经由电容器而与连接端子P402连接，从而能使衰减特性陡峭。换言之，通过使第一串联臂LC滤波器电路41的电感器412与连接端子P402直接连接、或经由其它电感器与连接端子P402连接，能使衰减特性陡峭。
考虑其理由如下文所述。
与电感器直接连接的电容器的频率特性是使低频衰减、使高频通过，即像高通滤波器那样的特性，因此成为使高频中的衰减恶化的主要原因。
此外，与连接端子直接连接的电感器的频率特性是使高频衰减、使低频通过，即像低通滤波器那样的特性，因此成为使高频的衰减变得良好的主要原因。
再有，使电感器经由其它电感器与连接端子相连接时，其成为使高频的衰减进一步变得良好的主要原因。
标号说明
10：高频前端电路
20：天线匹配电路
30：频率固定滤波器
40：频率可变LC滤波器
41：第一串联臂LC滤波器电路
42：第一并联臂LC滤波器电路
43：第二并联臂LC滤波器电路
50：分波电路
61，62，61A，61B，61C：频率可变滤波器
71：发送侧放大电路
72：接收侧放大电路
80：信号处理部
411，413：电容器
412，414，421，431，612，622，632，6121，6122，6221，6222，6321，6322：电感器
415，422，432，613，623，623A，623B，633：可变电容器
601，601B，601C：串联臂谐振电路
602，602A，602B：第一并联臂谐振电路
603，603A，603B：第二并联臂谐振电路
610，6101，6102：特性调整用电容器
611：压电谐振器
614，624，634：开关
621，631：压电谐振器
801：发送信号生成部
802：解调部
810：信道决定部
ANT：天线
P401，P402：连接端子
P601：第一连接端子
P602：第二连接端子

Claims (7)

1.一种频率可变滤波器，其特征在于，包括：
输入端子；
输出端子；
串联臂谐振电路，该串联臂谐振电路串联连接在所述输入端子和所述输出端子之间；
第一并联臂谐振电路，该第一并联臂谐振电路是将所述串联臂谐振电路的一端和接地电位作为两端的电路；以及
第二并联臂谐振电路，该第二并联臂谐振电路是将所述串联臂谐振电路的另一端和所述接地电位作为两端的电路，
所述串联臂谐振电路包括电容值固定的固定电容器，
所述串联臂谐振电路、所述第一并联臂谐振电路以及所述第二并联臂谐振电路各自包括可变电容器、电感器以及弹性波谐振器，
所述串联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被并联连接，
所述第一并联臂谐振电路和第二并联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被串联连接，
所述固定电容器在所述串联臂谐振电路中连接于具备所述第一并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗和所述第二并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗中、较低一方的弹性波谐振器的并联臂谐振电路侧。
2.如权利要求1所述的频率可变滤波器，其特征在于，
所述第一并联臂谐振电路的可变电容器和所述第二并联臂谐振电路的可变电容器由共用的一个可变电容器构成。
3.如权利要求1或2所述的频率可变滤波器，其特征在于，
所述第一并联臂谐振电路包括与所述第一并联臂谐振电路的弹性波谐振器和可变电容器选择性串联连接的多个电感器或传输线路，
所述第二并联臂谐振电路包括与所述第二并联臂谐振电路的弹性波谐振器和可变电容器选择性串联连接的多个电感器或传输线路，
所述串联臂谐振电路包括与所述串联臂谐振电路的弹性波谐振器和可变电容器选择性并联连接的多个电感器或传输线路。
4.如权利要求1或2所述的频率可变滤波器，其特征在于，
还包括第二固定电容器，
所述第二固定电容器在所述串联臂谐振电路中与具备所述第一并联臂谐振电路所包含的所述弹性波谐振器的阻抗和所述第二并联臂谐振电路所包含的所述弹性波谐振器的阻抗中、较高一方的弹性波谐振器的并联臂谐振电路侧的端部相连接，
所述固定电容器的电容值小于所述第二固定电容器的电容值。
5.一种高频前端电路，在由系统中使用的特定的频带内存在的多个通信信道构成的通信频段中，从所述多个通信信道的空闲通信信道中选择使用信道进行无线通信，该高频前端电路的特征在于，包括：
固定滤波器，该固定滤波器使所述系统中使用的特定的频带以外的高频信号衰减；以及
可变滤波器，该可变滤波器使根据所述使用信道变化的、所述特定的频带内的无用波的高频信号衰减，
所述可变滤波器是权利要求1至权利要求4中任一项所述的频率可变滤波器。
6.如权利要求5所述的高频前端电路，其特征在于，
还包括第二可变滤波器，该第二可变滤波器由频率可变型的LC滤波器构成，使所述特定的频带内的IMD衰减，
所述第二可变滤波器包括：
输入端子；
输出端子；
第一串联臂LC滤波器电路，该第一串联臂LC滤波器电路连接在所述输入端子和所述输出端子之间；
第一并联臂LC滤波器电路，该第一并联臂LC滤波器电路是将所述第一串联臂LC滤波器电路的一端和接地电位作为两端的电路；以及
第二并联臂LC滤波器电路，该第二并联臂LC滤波器电路是将所述第一串联臂LC滤波器电路的另一端和接地电位作为两端的电路，
所述第一并联臂LC滤波器电路以及所述第二并联臂LC滤波器电路包括串联连接的可变电容器和电感器，
所述第一串联臂LC滤波器电路包括固定电容器、LC串联电路以及LC并联电路，
所述固定电容器与所述LC串联电路并联连接，
所述LC串联电路将所述输入端子和所述输出端子作为两端，且包括串联连接的固定电容器和电感器，
所述LC并联电路包括并联连接的可变电容器和电感器，
所述LC并联电路连接在所述LC串联电路的固定电容器和电感器的连接点与接地电位之间，
包含于所述LC串联电路的电感器与所述输出端子直接连接，或者经由其它电感器与所述输出端子相连接。
7.如权利要求5或6所述的高频前端电路，其特征在于，包括：
检测部，该检测部在所述空闲通信信道有多个的情况下，分别检测多个空闲通信信道的接收电平；以及
决定部，该决定部将检测到的多个接收电平中接收电平最高的空闲通信信道选择为所述使用信道。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017043155A1 (ja) * 2015-09-09 2017-03-16 株式会社村田製作所 周波数可変ｌｃフィルタ、高周波フロントエンド回路
CN108886349B (zh) * 2016-03-31 2022-06-07 株式会社村田制作所 频率可变滤波器、rf前端电路以及通信终端
US20220399626A1 (en) * 2020-12-17 2022-12-15 Fujikura Ltd. Filter circuit

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5933062A (en) * 1997-11-04 1999-08-03 Motorola Inc. Acoustic wave ladder filter with effectively increased coupling coefficient and method of providing same
JPH11330904A (ja) * 1998-05-13 1999-11-30 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
US7030718B1 (en) * 2002-08-09 2006-04-18 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for extending tuning range of electro-acoustic film resonators
WO2008025456A1 (de) * 2006-08-31 2008-03-06 Transradio Sendersysteme Berlin Ag Sendeanordnung mit einem netzwerk mit ohmschem widerstand zur antennen anpassung
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器
CN103201953A (zh) * 2010-11-09 2013-07-10 株式会社村田制作所 弹性波滤波器装置
CN103858343A (zh) * 2011-09-30 2014-06-11 高通Mems科技公司 横截面扩张模式共振器及基于共振器的梯形滤波器
CN104104354A (zh) * 2013-04-02 2014-10-15 株式会社村田制作所 弹性波谐振装置以及梯子型滤波器
WO2014192754A1 (ja) * 2013-05-28 2014-12-04 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
WO2015119177A1 (ja) * 2014-02-10 2015-08-13 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路および無線通信装置
CN108028635A (zh) * 2015-09-09 2018-05-11 株式会社村田制作所 频率可变lc滤波器、高频前端电路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2222417A (en) * 1938-09-24 1940-11-19 Bell Telephone Labor Inc Wave filter
JP5072642B2 (ja) * 2007-03-28 2012-11-14 京セラ株式会社 弾性表面波装置及びこれを用いた分波器並びに通信装置
CN106031035B (zh) 2014-02-10 2018-11-30 株式会社村田制作所 可变滤波电路及无线通信装置
CN107949988B (zh) * 2015-09-09 2020-11-06 株式会社村田制作所 高频前端电路、通信装置

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5933062A (en) * 1997-11-04 1999-08-03 Motorola Inc. Acoustic wave ladder filter with effectively increased coupling coefficient and method of providing same
JPH11330904A (ja) * 1998-05-13 1999-11-30 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
US7030718B1 (en) * 2002-08-09 2006-04-18 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for extending tuning range of electro-acoustic film resonators
WO2008025456A1 (de) * 2006-08-31 2008-03-06 Transradio Sendersysteme Berlin Ag Sendeanordnung mit einem netzwerk mit ohmschem widerstand zur antennen anpassung
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器
CN103201953A (zh) * 2010-11-09 2013-07-10 株式会社村田制作所 弹性波滤波器装置
CN103858343A (zh) * 2011-09-30 2014-06-11 高通Mems科技公司 横截面扩张模式共振器及基于共振器的梯形滤波器
CN104104354A (zh) * 2013-04-02 2014-10-15 株式会社村田制作所 弹性波谐振装置以及梯子型滤波器
WO2014192754A1 (ja) * 2013-05-28 2014-12-04 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
WO2015119177A1 (ja) * 2014-02-10 2015-08-13 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路および無線通信装置
CN108028635A (zh) * 2015-09-09 2018-05-11 株式会社村田制作所 频率可变lc滤波器、高频前端电路

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Differential bandpass filters with common-mode suppression based on stepped impedance resonators (SIRs);Paris Vélez;《2013 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (MTT)》;20140106;第I-II节 *
串联谐振注入式混合型有源电力滤波器及滤波特性分析;帅智康;《电工技术学报》;20090531;第125-134页 *

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