CN110739929A - 滤波器以及多路复用器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种具有较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性的滤波器。滤波器(10)具备：串联臂谐振器(11)，构成连结端子(P1、P2)的信号路径(R)的至少一部分；并联臂谐振器(17)，一端接地；电感器(15)，一端与串联臂谐振器(11)的一端连接且另一端与并联臂谐振器(17)的另一端连接；以及电感器(16)，一端与串联臂谐振器(11)的另一端连接且另一端与并联臂谐振器(17)的上述另一端连接，并联臂谐振器(17)的相对带宽比串联臂谐振器(11)的相对带宽小。

Description

滤波器以及多路复用器
技术领域
本发明涉及滤波器以及多路复用器。
背景技术
有应对多个频带(多频带)以及多个无线方式(多模式)的通信设备。在那样的通信设备的前端电路中，使用对多个频带的信号进行分波以及合波的多路复用器。多路复用器例如由具有相互不同的通带的多个滤波器构成。
专利文献1公开了作为带通滤波器有效的高频电路。
图13是表示专利文献1所公开的高频电路的一个例子的电路图。图13中的参照符号从专利文献1中的参照符号适当地进行了变更。
图13的高频电路由弹性波谐振器91和并联电容补偿电路92构成。并联电容补偿电路92包含电感器95、96以及弹性波谐振器97。
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0191014号
近来，以新的频带的释放以及频带间的窄间隙化为背景，对构成多路复用器的滤波器，要求较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种具有较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性的滤波器以及使用这样的滤波器的多路复用器。
为了实现上述目的，本发明的一个方式的滤波器具备：串联臂谐振器，构成连结第一端子和第二端子的信号路径的至少一部分；并联臂谐振器，一端接地；第一电感器，一端与上述串联臂谐振器的一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的另一端连接；第二电感器，一端与上述串联臂谐振器的另一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的上述另一端连接，上述串联臂谐振器的相对带宽比上述并联臂谐振器的相对带宽宽。
根据本发明的滤波器，与将串联臂谐振器的相对带宽设为与并联臂谐振器等同的较窄的相对带宽的情况相比，能够将串联臂谐振器的谐振频率与通带的高频端更大地分离。由此，即使在通带较宽的情况下，也能够使串联臂谐振器的谐振频率与并联臂谐振器的反谐振频率接近，所以能够改善通带内的反射损耗，并降低滤波器的插入损耗。另外，通带端中的陡峭的衰减特性能够利用相对带宽较窄且在谐振频率的附近阻抗陡峭地降低的并联臂谐振器的频率特性来形成。其结果，可获得具有较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性的滤波器。
附图说明
图1是表示使用实施方式1的滤波器的多路复用器的结构的一个例子的框图。
图2是对实施方式1的滤波器所需的通过特性进行说明的坐标图。
图3是表示比较例的滤波器的结构的一个例子的电路图。
图4是表示比较例的滤波器的通过特性的一个例子的坐标图。
图5是表示比较例的滤波器的部分电路的谐振特性的一个例子的坐标图。
图6A是表示比较例的滤波器的部分电路的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图6B是表示比较例的滤波器的部分电路的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图6C是表示比较例的滤波器整体的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图7是表示实施方式1的滤波器的结构的一个例子的电路图。
图8是表示实施方式1的滤波器的通过特性的一个例子的坐标图。
图9是表示实施方式1的滤波器的部分电路的谐振特性的一个例子的坐标图。
图10A是表示实施方式1的滤波器的部分电路的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图10B是表示实施方式1的滤波器的部分电路的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图10C是表示实施方式1的滤波器整体的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图。
图11是表示实施方式2的多路复用器的结构的一个例子的框图。
图12是表示实施方式2的多路复用器的通过特性的一个例子的坐标图。
图13是表示以往的高频电路的一个例子的电路图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，以下说明的实施方式均表示概括性的或者具体的例子。在以下的实施方式中表示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，并不是对本发明进行限定的主旨。
(实施方式1)
对于实施方式1的滤波器，举出多路复用器中使用的滤波器的例子来进行说明。
图1是表示使用实施方式1的滤波器的多路复用器的结构的一个例子的框图。如图1所示，多路复用器1具备将第一频带设为通带的滤波器10以及将第二频带设为通带的滤波器20。多路复用器1是对第一频带的信号和第二频带的信号进行分波以及合波的双工器。
在图1中，作为一个例子，将第一频带设为2300MHz以上2690MHz以下，并将第二频带设为1427MHz以上2200MHz以下。在本说明书中，为了便于参照，将2300MHz以上2690MHz以下的频带称为高频段HB，并将1427MHz以上2200MHz以下的频带称为中频段MB。
滤波器10的一端和滤波器20的一端与天线端子ANT连接。滤波器10的另一端与高频段端子HB连接，滤波器20的另一端与中频段端子MB连接。
在滤波器10、20相互充分地抑制另一方的通带的信号的情况下，能够利用与天线端子ANT连接的一个天线同时处理通过滤波器10、20分别选择出的高频段HB的信号和中频段MB的信号，而不干扰。换句话说，能够利用一个天线实施属于高频段HB的通信频带和属于中频段MB的通信频带之间的载波聚合。
为了实现这样的载波聚合，例如，滤波器10需要如下的通过特性。
图2是用于对滤波器10(更准确来说，多路复用器1的天线端子ANT－高频段端子HB间)所需的通过特性的一个例子进行说明的坐标图。如图2所示，滤波器10需要较宽的通带(相对带宽为15％以上的高频段HB)、较宽的衰减频带(相对带宽为40％以上的中频段MB)、以及衰减频带与通带之间的较窄的频率间隙100MHz(相对带宽为4％)下的分波性能。在这里，所谓的有关频带的相对带宽是指频带的上端(高频端)与下端(低频端)之差相对于中心频率之比。
本发明人研究了使用以往的高频电路来实现具有这样的通带的滤波器。以下，将该研究的结果作为比较例来进行说明。
图3是表示比较例的滤波器90的结构的一个例子的电路图。如图3所示，滤波器90对由弹性波谐振器91和并联电容补偿电路92构成的图13的高频电路追加匹配用的电感器98、99而构成。并联电容补偿电路92由电感器95、96以及弹性波谐振器97构成。
图4是表示滤波器90的端子P1、P2间的通过特性的一个例子的坐标图。滤波器90的通带作为高频段HB中实际利用的通信频带所处的部分，分为2300MHz以上2400MHz以下的第一部分和2496MHz以上2690MHz以下的第二部分来设定(在图4中用灰色来表示)。对于高频段HB内，示有放大后的波形。
从沿着图4的放大波形的虚线所示可知，滤波器90的通过特性为在高频段HB内较大地凹陷的波形，且在高频段HB的中间的插入损耗较大。此外，在第一部分与第二部分之间出现的凹口是由弹性波谐振器97的非必要波引起的，故意配置于通带间的间隙。
图5是表示滤波器90的部分电路的谐振特性的一个例子的坐标图。在图5中，示有由弹性波谐振器97构成的部分电路B以及由弹性波谐振器91和电感器95、96构成的部分电路C的各自的阻抗的频率特性。通过图5所示的阻抗的合成，形成图4的通过特性。
对图4的通过特性更为详细地进行分析。
图6A是表示滤波器90的部分电路B(换句话说弹性波谐振器97)的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。图6A的反射特性以及通过特性通过根据图5所示的部分电路B的阻抗而信号通过地线来形成。
图6A的附图标记fr、fa分别表示弹性波谐振器97的谐振频率以及反谐振频率。弹性波谐振器97的谐振频率fr配置于高频段HB的下端。
弹性波谐振器的相对带宽通常较窄。例如，具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，并通过在上述基板中传播的瑞利波来传递信号的弹性波谐振器(以下，简称为LN瑞丽)的相对带宽为几％。在这里，所谓的弹性波谐振器的相对带宽是指弹性波谐振器的反谐振频率与谐振频率之差相对于中心频率之比。
通过例如由LN瑞丽等相对带宽较窄的弹性波谐振器构成弹性波谐振器97，能够在高频段HB的下端，在部分电路B的通过特性中形成陡峭的衰减(图6A的(b))。
图6B是表示滤波器90的部分电路C的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。图6B的反射特性以及通过特性通过根据图5的部分电路C的阻抗来抑制信号的通过而形成。
图6B的附图标记fr、fa分别表示部分电路C的谐振频率以及反谐振频率。部分电路C的反谐振频率fa配置于高频段HB的高频侧的频带外。在图6B的例子中，弹性波谐振器91与弹性波谐振器97相同，由相对带宽较窄的LN瑞丽构成。
部分电路C的相对带宽通过电感器95、96，从弹性波谐振器91单独的相对带宽稍微被放大，但若与高频段HB的相对带宽相比则非常窄。因此，部分电路C的谐振频率fr位于高频段HB的靠近上端的部分。由此，部分电路C的反射损耗在高频段HB内，特别是在谐振频率fr的附近，陡峭地并且较大地变化(图6B的(a))。
图6C是表示滤波器90的整体A的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。图6C的反射特性以及通过特性对图6A、图6B的部分电路B、C的特性的组合进一步加上基于电感器98、99的匹配而形成。
从图6C的(a)的虚线圆内可以看出，滤波器90的整体A的反射损耗与高频段HB的两端相比在中间减小。换言之，滤波器90的输入端中的信号的反射在高频段HB的中间增大。这是因为由于部分电路C的反射特性过于陡，所以在高频段HB的中间无法确保充分的反射损耗。
其结果，从图6C的(b)的虚线圆内可以看出，滤波器90的整体A中的插入损耗为在高频段HB内较大地凹陷的波形，且在高频段HB的中间插入损耗增大(劣化)。
基于这样的研究，提出通过缓和滤波器90中的弹性波谐振器91的频率特性的陡峭性，改善了插入损耗的劣化的滤波器。
图7是表示实施方式1的滤波器的结构的一个例子的电路图。如图7所示，滤波器10具有端子P1、P2、信号路径R、弹性波谐振器11、17、电感器15、16、18、19。
弹性波谐振器11构成连结端子P1、P2的信号路径R的一部分。端子P1、P2分别是第一端子以及第二端子的一个例子，弹性波谐振器11是串联臂谐振器的一个例子。
弹性波谐振器17的一端与地线连接。弹性波谐振器17是并联臂谐振器的一个例子。
电感器15的一端与弹性波谐振器11的一端连接，电感器15的另一端与弹性波谐振器17的另一端连接。电感器15是第一电感器的一个例子。
电感器16的一端与弹性波谐振器11的另一端连接，电感器16的另一端与弹性波谐振器17的另一端连接。电感器16是第二电感器的一个例子。
电感器18的一端与端子P1连接，电感器18的另一端与弹性波谐振器11的一端连接，电感器18构成信号路径R的一部分。电感器18是与信号路径的串联臂谐振器与第一端子之间的部分连接的匹配用的第三电感器的一个例子。
电感器19的一端与信号路径R的弹性波谐振器11与端子P2之间的部分连接，电感器19的另一端与地线连接。电感器19是与信号路径的串联臂谐振器与第二端子之间的部分连接的匹配用的第三电感器的一个例子。
滤波器10等于用弹性波谐振器11置换图3的滤波器90中的弹性波谐振器91而成的结构。弹性波谐振器91由LN瑞丽构成，相对于此弹性波谐振器11由LN勒夫构成。滤波器10中的弹性波谐振器17、电感器15、16、18、19对应于滤波器90中的弹性波谐振器97、电感器95、96、98、99。弹性波谐振器17、97均由LN瑞丽构成。
图8是表示滤波器10的端子P1、P2间的通过特性的一个例子的坐标图。滤波器10的通带作为高频段HB中实际利用的通信频带所处的部分，分为2300MHz以上2400MHz以下的第一部分和2496MHz以上2690MHz以下的第二部分来设定(在图8中用灰色来表示)。对于高频段HB的部分表示放大后的波形。
从沿着图8的放大波形的虚线可知，滤波器10的通过特性与图4相比成为凹陷缩小的波形，高频段HB的中间的插入损耗减少(改善)。
图9是表示滤波器10的部分电路的谐振特性的一个例子的坐标图。在图9中，示有由弹性波谐振器17(LN瑞丽)构成的部分电路B、由弹性波谐振器11(LN勒夫)以及电感器15、16构成的部分电路C、以及由弹性波谐振器11(LN勒夫)构成的部分电路D的各自的阻抗的频率特性。根据图9所示的阻抗的合成，形成图8的通过特性。
在这里，通过由相对带宽比LN瑞丽宽的LN勒夫构成弹性波谐振器11，在滤波器10的部分电路C中，与滤波器90的部分电路C(图5)相比，注意到反谐振频率与谐振频率的间隔变宽。
对图8的通过特性，更为详细地进行分析。
图10A是表示滤波器10的部分电路B(换句话说弹性波谐振器17)的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。图10A的附图标记fr、fa分别表示弹性波谐振器17的谐振频率以及反谐振频率。由于图10A的反射特性以及通过特性的特征与在图6A中对滤波器90的部分电路B说明的事项相同，所以省略说明。
如图6A中说明的那样，通过利用相对带宽较窄的LN瑞丽构成弹性波谐振器17，能够在高频段HB的下端，在部分电路B的通过特性中形成陡峭的衰减(图10A的(b))。
图10B是表示滤波器10的部分电路C的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。图10B的附图标记fr、fa表示部分电路C的谐振频率、反谐振频率。通过由LN勒夫构成弹性波谐振器11，滤波器10的部分电路C的反谐振频率与谐振频率的间隔比图6B的(a)所示的滤波器90的部分电路C的反谐振频率与谐振频率的间隔宽。
因此，在滤波器10中能够将部分电路C的反谐振频率fa脱离至高频段HB的高频侧的频带外，并且将部分电路C的谐振频率fr在高频段HB的频带内远离高频端来配置。
图10C是表示滤波器10的整体A的反射特性以及通过特性的一个例子的坐标图，(a)表示反射特性，(b)表示通过特性。
从图10C的(a)的虚线圆内可以看出，与图6C的(a)所示的滤波器90的反射损耗相比，较大地保持有高频段HB的中间的反射损耗。这是因为部分电路C的谐振频率fr在高频段HB的频带内远离高频端配置，在高频段HB的中间确保了充分的反射损耗，从而通过电感器18、19能够在高频段HB的整个区域取得良好的匹配。
其结果，从图10C的(b)的虚线圆内可以看出，滤波器10的整体A中的插入损耗成为在高频段HB内没有较大的凹陷的波形，且在高频段HB的中间插入损耗减少(改善)。
像这样，根据滤波器10，通过由LN勒夫构成弹性波谐振器11，容易获得通带内的匹配，其结果，与由LN瑞丽构成串联臂谐振器的滤波器90相比，通带内的插入损耗减少(改善)。滤波器10的通带的低频端中的陡峭的衰减特性与滤波器90相同，通过由具有陡峭的频率特性的LN瑞丽构成配置于并联臂的弹性波谐振器而形成。
由此，可获得具有较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性的滤波器。
此外，上述的滤波器10的结构是一个例子，也可以对滤波器10施加如下的变形或者限定。
例如，在滤波器10中，也可以由层叠芯片电感器构成电感器15、16。由此，与在基板内由图案导体形成电感器15、16的情况相比，能够提高电感器15、16的Q值。其结果，能够进一步降低滤波器10的插入损耗。
另外，也可以电感器15、16的任意的Q值都高于匹配用的电感器18、19的任意的Q值。
根据这样的结构，由于电感器15、16使用Q值相对较高的(例如，比电感器18、19的Q值高)电感器，所以能够提高通带的低频端中的衰减特性的陡峭性，并且在较宽的通带降低插入损耗。
另外，电感器15的电感值也可以大于电感器16的电感值。
根据这样的结构，能够进一步提高通带的低频端中的衰减特性的陡峭性。
在上述，作为滤波器10的通带举出高频段HB(或者高频段HB所包含的第一部分以及第二部分)的例子进行了说明，但滤波器10的通带并不限于被称为高频段HB的频带。滤波器10能够作为在低域侧具有隔着较窄的频率间隙邻接的其它频带并且将自频带较宽的任意的频带设为通带的滤波器来利用。
(实施方式2)
对于实施方式2的多路复用器，举出使用实施方式1的滤波器构成的三工器的例子进行说明。
图11是表示实施方式2的多路复用器的结构的一个例子的框图。如图11所示，多路复用器2除了在实施方式1中参照的滤波器10、20以外，还具有滤波器30、40。多路复用器2是对滤波器10、20、30的各自的通带的信号进行分波以及合波的三工器。滤波器10、20、30分别是第一滤波器、第二滤波器、第三滤波器的一个例子。
在图11中，作为一个例子，将滤波器30的通带设为617MHz以上960MHz以下。在本说明书中，为了便于参照，将617MHz以上960MHz以下的频带称为低频段LB。
滤波器10的通带是2300MHz以上2690MHz以下的高频段HB，滤波器20的通带是1427MHz以上2200MHz以下的中频段MB。滤波器40具有将高频段HB和中频段MB组合而成的通带。
滤波器30的一端和滤波器40的一端与天线端子ANT连接。滤波器30的另一端与低频段端子LB连接。滤波器10的一端和滤波器20的一端与滤波器40的另一端连接。滤波器10的另一端与高频段端子HB连接，滤波器20的另一端与中频段端子MB连接。换句话说，滤波器10、20、30的各自的一端直接或者经由滤波器40相互连接。
滤波器20由LC谐振电路和弹性波谐振器构成(未图示)。滤波器20的LC谐振电路形成中频段MB的较宽的通带，弹性波谐振器形成中频段MB的高频侧的频带外的陡峭的衰减特性。
滤波器30由LC谐振电路构成。滤波器30的LC谐振电路形成低频段LB的较宽的通带。
图12是表示多路复用器2的通过特性的一个例子的坐标图。在多路复用器2中，在中频段MB用的滤波器20中，利用弹性波谐振器的陡峭的频率特性，形成通带的高频端中的陡峭的衰减特性，并能够充分地阻止高频段HB的信号。通过使用滤波器10、20，由于高频段HB的信号与中频段MB的信号与较窄的频率间隙无关地完全分离，所以两者的信号能够利用单一的天线同时进行收发。由此，能够利用单一的天线执行基于高频段HB所包含的通信频带和中频段MB所包含的通信频带的组合的载波聚合通信。
以上，对本发明的实施方式的滤波器以及多路复用器进行了说明，但本发明并不限定于各个实施方式。只要不脱离本发明的主旨，本领域技术人员对本实施方式施加能够想到的各种变形而成的结构、将不同的实施方式中的构成要素组合而构建的方式也可以包含于本发明的一个或者多个方式的范围内。
(总结)
本发明的一个方式的滤波器具备：串联臂谐振器，构成连结第一端子和第二端子的信号路径的至少一部分；并联臂谐振器，一端接地；第一电感器，一端与上述串联臂谐振器的一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的另一端连接；以及第二电感器，一端与上述串联臂谐振器的另一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的上述另一端连接，上述串联臂谐振器的相对带宽比上述并联臂谐振器的相对带宽宽。
在通常的滤波器中，并联臂谐振器的谐振频率配置于通带的低频端，串联臂谐振器的反谐振频率配置于通带的高频侧的频带外。因此，若串联臂谐振器以及并联臂谐振器的双方使用相对带宽较窄的谐振器，则并联臂谐振器的反谐振频率和串联臂谐振器的谐振频率靠近通带内的两端，且相互较大地分离。其结果，通带内的反射损耗劣化且插入损耗增大。通带越宽，这样的插入损耗的增大越显著。
由于通过相对带宽较窄的谐振器构成并联臂谐振器对于获得通带的低频端中的频率特性的陡峭性有效，所以根据上述的结构，通过与并联臂谐振器相比相对带宽较宽的谐振器构成串联臂谐振器。
根据这样的结构，与通过与并联臂谐振器等同的相对带宽较窄的谐振器构成串联臂谐振器的情况相比，能够使串联臂谐振器的谐振频率与通带的高频端较大地分离。由此，即使在通带较宽的情况下，也能够使串联臂谐振器的谐振频率和并联臂谐振器的反谐振频率接近。
其结果，能够改善通带内的反射损耗，并降低滤波器的插入损耗。另外，通带端中的陡峭的衰减特性能够利用相对带宽较窄且在谐振频率的附近阻抗陡峭地降低的并联臂谐振器的频率特性而形成。其结果，获得具有较宽的通带、较小的插入损耗以及通带端中的陡峭的衰减特性的滤波器。
另外，也可以上述并联臂谐振器具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，通过在上述基板中传播的瑞利波来传递信号，上述串联臂谐振器具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，通过在上述基板中传播的勒夫波来传递信号。
在这样的结构中，已知具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，且通过在上述基板中传播的瑞利波来传递信号的弹性波谐振器(LN瑞丽)的频率特性的陡峭性特别高。因此，通过由LN瑞丽构成并联臂谐振器，能够在滤波器的通带的低频端形成更陡峭的衰减特性。
另外，已知具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，且通过在上述基板中传播的勒夫波来传递信号的弹性波谐振器(LN勒夫)的相对带宽比LN瑞丽宽。因此，通过由LN勒夫构成串联臂谐振器，能够有效地改善通带内的反射损耗，并降低滤波器的插入损耗。
另外，上述滤波器具有与上述信号路径的上述串联臂谐振器与上述第一端子之间的部分或者上述信号路径的上述串联臂谐振器与上述第二端子之间的部分中的至少一个部分连接的匹配用的第三电感器，在上述滤波器的通带中，上述第一电感器的Q值以及上述第二电感器的Q值均高于上述第三电感器的Q值。
根据这样的结构，由于第一电感器以及第二电感器使用Q值相对较高的电感器，所以能够提高通带的低频端中的衰减特性的陡峭性，并且在较宽的通带中降低插入损耗。
另外，也可以上述第一电感器以及上述第二电感器由层叠芯片电感器构成。
根据这样的结构，由层叠芯片电感器构成第一电感器以及第二电感器。由此，与在基板内通过图案导体形成第一电感器以及第二电感器的情况相比，能够提高第一电感器以及第二电感器的Q值。其结果，能够进一步减少滤波器的插入损耗。
另外，也可以上述第一电感器的电感值大于上述第二电感器的电感值。
根据这样的结构，能够进一步提高通带的低频端中的衰减特性的陡峭性。
另外，上述滤波器也可以具有2300MHz以上2400MHz以下以及2496MHz以上2690MHz以下的通带、和1427MHz以上2200MHz以下的阻带。
根据这样的结构，具体而言，获得将在本说明书中提及的高频段以及中频段分别设为通带以及阻带的滤波器。这样的滤波器适合作为对高频段和中频段进行分波以及合波的多路复用器中的高频段用的滤波器。
另外，本发明的一个方式的多路复用器具有：上述的滤波器亦即第一滤波器、具有1427MHz以上2200MHz以下的通带的第二滤波器、以及具有617MHz以上960MHz以下的通带的第三滤波器，上述第一滤波器的一端、上述第二滤波器的一端以及上述第三滤波器的一端相互连接。
根据这样的结构，获得对在上述的高频段以及中频段上，加上在本说明书中提及的低频段所得的3个频带的信号进行分波以及合波的多路复用器。
另外，也可以上述第二滤波器由LC谐振电路和弹性波谐振器构成，上述第三滤波器由LC谐振电路构成。
根据这样的结构，在中频段用的第二滤波器中，能够利用弹性波谐振器的陡峭的频率特性，形成通带的高频端中的陡峭的衰减特性。通过使用第一滤波器和第二滤波器，高频段用的信号与中频段用的信号完全频率分离，从而两者的信号能够利用单一的天线同时进行收发。由此，能够利用单一的天线执行基于高频段所包含的通信频带和中频段所包含的通信频带的组合的载波聚合通信。
本发明例如能够作为滤波器以及多路复用器广泛利用于移动电话等通信设备。
附图标记说明
1、2…多路复用器；10、20、30、40、90…滤波器；11、91…弹性波谐振器(串联臂谐振器)；17、97…弹性波谐振器(并联臂谐振器)；15、16、18、19、95、96、98、99…电感器。

Claims (8)

1.一种滤波器，具备：
串联臂谐振器，构成连结第一端子和第二端子的信号路径的至少一部分；
并联臂谐振器，一端接地；
第一电感器，一端与上述串联臂谐振器的一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的另一端连接；以及
第二电感器，一端与上述串联臂谐振器的另一端连接且另一端与上述并联臂谐振器的上述另一端连接，
上述串联臂谐振器的相对带宽比上述并联臂谐振器的相对带宽宽。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其中，
上述并联臂谐振器具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，通过在上述基板中传播的瑞利波来传递信号，
上述串联臂谐振器具有由含有铌酸锂的压电材料构成的基板，通过在上述基板中传播的勒夫波来传递信号。
3.根据权利要求1或2所述的滤波器，其中，
上述滤波器具有匹配用的第三电感器，上述第三电感器与上述信号路径的上述串联臂谐振器和上述第一端子之间的部分或者上述信号路径的上述串联臂谐振器和上述第二端子之间的部分中的至少一个部分连接，
在上述滤波器的通带中，上述第一电感器的Q值以及上述第二电感器的Q值均高于上述第三电感器的Q值。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的滤波器，其中，
上述第一电感器以及上述第二电感器由层叠芯片电感器构成。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的滤波器，其中，
上述第一电感器的电感值大于上述第二电感器的电感值。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的滤波器，其中，
上述滤波器具有2300MHz以上2400MHz以下以及2496MHz以上2690MHz以下的通带、以及1427MHz以上2200MHz以下的阻带。
7.一种多路复用器，具有：
权利要求6所述的滤波器亦即第一滤波器；
具有1427MHz以上2200MHz以下的通带的第二滤波器；以及
具有617MHz以上960MHz以下的通带的第三滤波器，
上述第一滤波器的一端、上述第二滤波器的一端以及上述第三滤波器的一端相互连接。
8.根据权利要求7所述的多路复用器，其中，
上述第二滤波器由LC谐振电路和弹性波谐振器构成，
上述第三滤波器由LC谐振电路构成。
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