WO2020013157A1 - マルチプレクサ - Google Patents

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高田　俊明
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present disclosure relates to a multiplexer, and more specifically, to a technique for improving isolation characteristics between filters included in the multiplexer.
  • ⁇ ⁇ In portable communication devices represented by mobile phones or smartphones, transmission and reception are generally performed using a common antenna. In recent years, multi-band communication for performing communication using a plurality of frequency bands in transmission or reception has been promoted. In such a communication device, in order to transmit and receive signals in different frequency bands, a demultiplexer (multiplexer) for separating transmission signals and reception signals by frequency using a plurality of filters corresponding to each frequency band is provided. Widely used.
  • Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave duplexer in which a transmitting surface acoustic wave filter and a receiving surface acoustic wave filter are connected to a common antenna terminal. .
  • the surface acoustic wave duplexer disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-245310 Patent Document 1
  • impedance matching between a common connection point of a transmitting surface acoustic wave filter and a receiving surface acoustic wave filter and an antenna terminal is performed.
  • a low-pass filter is arranged, and a phase matching element formed of an inductance element is connected between the common connection point and the receiving surface acoustic wave filter.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-245310
  • the present disclosure has been made in order to solve such a problem, and an object of the present disclosure is to provide a multiplexer that separates signals in a plurality of different passbands, by improving the attenuation characteristics outside the passband and by improving the filter characteristics. It is to improve the isolation characteristics.
  • the multiplexer includes an antenna terminal, an inductance element, and a first elastic wave filter and a second elastic wave filter connected to the antenna terminal.
  • the first elastic wave filter has a first pass band
  • the second elastic wave filter has a second pass band.
  • the second acoustic wave filter is connected to an antenna terminal via an inductance element.
  • the center frequency of the second pass band is set higher than the center frequency of the first pass band.
  • the second elastic wave filter includes a plurality of parallel arm resonators including a first parallel arm resonator connected closest to the inductance element.
  • the capacitance of the first parallel arm resonance unit is larger than the capacitance of any other parallel arm resonance unit of the plurality of parallel arm resonance units.
  • the multiplexer in a multiplexer having a configuration in which the first acoustic wave filter (transmitting filter) and the second elastic wave filter (receiving filter) are connected to a common antenna terminal, An inductance element is provided between the first parallel arm resonance unit and the reception side filter, and the capacitance of the first parallel arm resonance unit closest to the antenna terminal of the reception side filter is larger than the capacitance of the other parallel arm resonance units. Is set to This makes it possible to improve the isolation characteristics between the reception-side filter and the transmission-side filter while matching the impedance of each filter of the multiplexer.
  • FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a multiplexer according to an embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating another configuration example of the parallel arm resonance unit in FIG. 1.
  • 5 is an equivalent circuit of a low-pass filter formed by an inductance element and a parallel arm resonance unit. It is a figure showing an example of the cross width of the IDT electrode of the parallel arm resonance part in the receiving side filter of an example and a comparative example. It is a figure showing an example of the number of IDT electrodes of a parallel arm resonance part in a receiving side filter of an example and a comparative example. It is a figure showing an example of the electric capacity of the parallel arm resonance part in the receiving side filter of an example and a comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a difference in the pass characteristics of the low-pass filter when the capacitances of the example and the comparative example are used.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining pass characteristics of the receiving-side filters of the example and the comparative example. It is the figure which expanded the vicinity of area
  • FIG. 7 is a diagram for explaining isolation characteristics between a transmission filter and a reception filter in an example and a comparative example.
  • 5 is a first example of a multiplexer having three or more filters.
  • 5 is a second example of a multiplexer having three or more filters.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a multiplexer 10 according to the embodiment.
  • the multiplexer 10 includes an antenna terminal T1, and a transmitting filter 20 and a receiving filter 30 that are electrically connected to the antenna ANT at the antenna terminal T1.
  • the example of the multiplexer 10 shown in FIG. 1 is a so-called duplexer including two filters.
  • the transmitting filter 20 is a ladder-type filter connected between the antenna terminal T1 and the transmitting terminal T2, and filters a signal received at the transmitting terminal T2 and outputs the filtered signal from the antenna ANT.
  • the transmission-side filter 20 has, for example, a pass band of 1850 to 1915 MHz (first pass band: BND1).
  • the transmission filter 20 includes series arm resonance units S1 to S5 connected in series between the antenna terminal T1 and the transmission terminal T2, and parallel arm resonance units P1 to P4.
  • Each of the series arm resonance units S1 to S5 and the parallel arm resonance units P1 to P4 includes at least one elastic wave resonator.
  • each of the series arm resonance units S1 and S5 and the parallel arm resonance units P1 to P4 is formed of one elastic wave resonator
  • each of the series arm resonance units S2 to S4 is formed of two resonance units.
  • the description is made so as to be constituted by one elastic wave resonator, the number of elastic wave resonators included in each resonance unit is not limited to this, and is appropriately selected according to the characteristics of the filter.
  • the elastic wave resonator for example, a surface acoustic wave (Surface Acoustic Wave) resonator or a bulk acoustic wave (Bulk Acoustic Wave) BAW resonator can be used.
  • One end of the parallel arm resonance part P1 is connected to a connection point between the series arm resonance part S1 and the series arm resonance part S2, and the other end is connected to the ground potential via the inductor L1.
  • One end of the parallel arm resonating unit P2 is connected to a connection point between the series arm resonating unit S2 and the series arm resonating unit S3, and the other end is grounded via the inductor L1 similarly to the parallel arm resonating unit P1. Connected to potential.
  • One end of the parallel arm resonating unit P3 is connected to a connection point between the series arm resonating unit S3 and the series arm resonating unit S4, and the other end is connected via the inductor L1 like the parallel arm resonating units P1 and P2. Connected to ground potential.
  • One end of the parallel arm resonance section P4 is connected to a connection point between the series arm resonance section S4 and the series arm resonance section S5, and the other end is connected to the ground potential via the inductor L2.
  • the receiving filter 30 is a ladder filter connected between the antenna terminal T1 and the receiving terminal T3, and filters a signal received by the antenna ANT and outputs the filtered signal from the receiving terminal T3.
  • the reception-side filter 30 has, for example, a pass band of 1930 to 1995 MHz (second pass band: BND2). That is, the center frequency of the pass band BND2 of the receiving filter 30 is set higher than the center frequency of the pass band BND1 of the transmitting filter 20.
  • the transmission-side filter 20 is connected to the antenna terminal T1 via the inductor L11 for impedance matching.
  • the receiving filter 30 includes series arm resonating units S11 to S14 and parallel arm resonating units P11 to P14 connected in series between the inductor L11 and the receiving terminal T3.
  • Each of the series arm resonance units S11 to S14 and the parallel arm resonance units P11 to P14 includes at least one elastic wave resonator.
  • the number of elastic wave resonators included in each resonance unit is not limited to the case of FIG. 1, and is appropriately selected according to the characteristics of the filter.
  • a SAW resonator or a BAW resonator can be used as an elastic wave resonator to be used. For example, as shown in FIG.
  • the parallel arm resonance part P11 may have a configuration in which a plurality of elastic wave resonators (for example, elastic wave resonators P11a and P11b) are connected in parallel.
  • a configuration in which a plurality of elastic wave resonators (for example, elastic wave resonators P11c and P11d) are connected in series may be employed.
  • a configuration in which series connection and parallel connection are mixed may be employed.
  • One end of the parallel arm resonance part P11 is connected to a connection point between the inductor L11 and the series arm resonance part S11, and the other end is connected to the ground potential.
  • One end of the parallel arm resonance unit P12 is connected to a connection point between the series arm resonance unit S11 and the series arm resonance unit S12, and the other end is connected to the ground potential.
  • One end of the parallel arm resonance section P13 is connected to a connection point between the series arm resonance section S12 and the series arm resonance section S13, and the other end is connected to the ground potential.
  • One end of the parallel arm resonance section P14 is connected to a connection point between the series arm resonance section S13 and the series arm resonance section S14, and the other end is connected to the ground potential.
  • the transmitting filter 20 corresponds to the “first elastic wave filter” in the present disclosure
  • the receiving filter 30 corresponds to the “second elastic wave filter” in the present disclosure.
  • the parallel arm resonance unit in each filter may function as a capacitance in a frequency band other than the frequency band from the resonance frequency of the elastic wave resonator included in the parallel arm resonance unit to the antiresonance frequency.
  • an inductance element in FIG. 1
  • a low-pass filter as shown in FIG. 3 is formed by the inductor L11 and the parallel arm resonance part P11 disposed closest to the antenna terminal T1 side of the receiving filter 30.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter is within the range of the pass band BND1 of the transmitting filter 20 or higher than the pass band BND1 (that is, the pass band of the low-pass filter and the pass band BND1 of the transmitting filter 20 are partially different).
  • the reception filter 30 is viewed from the antenna terminal T1
  • the attenuation in the pass band BND1 of the transmission filter 20 cannot be secured when the reception filter 30 is viewed from the antenna terminal T1. May have a reduced isolation characteristic. Therefore, in order to suppress a decrease in the isolation characteristic between the transmission-side filter 20 and the reception-side filter 30, the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the inductor L11 and the parallel arm resonance part P11 is reduced. In addition, it is necessary to ensure the amount of attenuation in the pass band BND1 of the transmitting filter 20.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter as shown in FIG. 3 is given by the following equation (1), where L is the inductance of the inductor L11 and C is the capacitance of the parallel arm resonance part P11.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter is reduced by increasing the capacitance of the parallel arm resonance part P11.
  • the capacitance of the parallel arm resonance unit P11 is set to be larger than those of the other parallel arm resonance units P12 to P14.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter is most dominated by the capacitance of the parallel arm resonance part P11 closest to the antenna terminal T1 (that is, the inductor L11). Is determined by Further, the influence on the cutoff frequency fc increases as the parallel arm resonance section is closer to the antenna terminal T1. Therefore, it is preferable to increase the capacitance of the parallel arm resonance parts P11 to P14 in order from the antenna terminal T1 side. That is, when the capacitances of the parallel arm resonance parts P11 to P14 are C1 to C4, respectively, the cutoff frequency fc can be set lower by setting C1> C2> C3> C4. it can. Accordingly, the attenuation of the low-pass filter in the pass band BND1 of the transmission filter 20 can be further increased, and the isolation characteristics between the transmission filter 20 and the reception filter 30 can be further improved.
  • each parallel arm resonating portion functions as a capacitance outside the frequency band from the resonance frequency of the elastic wave resonator included in the parallel arm resonating portion to the anti-resonance frequency.
  • the parallel arm resonance section functions as an inductance element.
  • a low-pass filter as shown in FIG. 3 will not be formed. That is, when the resonance frequency of the elastic wave resonator included in the parallel arm resonance section is within the range of the pass band BND1 of the transmission filter 20 or lower than the pass band BND1, the capacitance of the parallel arm resonance section is increased.
  • This configuration is more effective when the band gap between the pass band BND1 of the transmitting filter 20 and the pass band BND2 of the receiving filter 30 is separated by 2% or more, in particular.
  • a multiplexer provided with a plurality of transmitting filters and / or a plurality of receiving filters as described later with reference to FIGS. 12 and 13, the interval between pass bands of each filter is large, and cross isolation characteristics are required. In such cases, the effect is easily exhibited.
  • the insertion loss of the reception-side filter 30 may deteriorate.
  • the band gap is large, even if the resonance frequency of the elastic wave resonator included in the parallel arm resonance unit is set to be higher than the pass band BND1 of the transmission filter 20, the pass band BND2 of the reception filter 30 is set. Can be separated from Therefore, the insertion loss of the reception-side filter 30 is less likely to deteriorate as the band gap is larger.
  • SAW resonators are used as the parallel arm resonators P11 to P14.
  • the cross widths of the IDT electrodes of the parallel arm resonance parts P11 to P14 are 36.3 ⁇ m, 31.0 ⁇ m, 15.3 ⁇ m, and 29.8 ⁇ m in the example, respectively, as shown in FIG. Are 15.3 ⁇ m, 31.0 ⁇ m, 36.3 ⁇ m, and 29.8 ⁇ m, respectively.
  • the number of pairs of IDT electrodes of the parallel arm resonance portions P11 to P14 is 129 pairs, 87 pairs, 145 pairs, and 52 pairs in the example, respectively, and in the comparative example, There are 145 pairs, 87 pairs, 129 pairs, and 52 pairs.
  • the capacitance of a SAW resonator is proportional to the product of the IDT electrode intersection width and logarithm (intersection width ⁇ logarithm).
  • the capacitances of the parallel arm resonance parts P11 to P14 are 2.05 pF, 1.30 pF, 0.97 pF, and 0.14 pF in the example, respectively, as shown in FIG. Are 0.97 pF, 1.30 pF, 2.05 pF, and 0.14 pF, respectively.
  • the capacitance of the parallel arm resonance part P11 closest to the antenna terminal is larger than the other parallel arm resonance parts P12, P13, P14.
  • the capacitance decreases in the order of the parts P12, P13, and P14.
  • the capacitance of the parallel arm resonance part P13 is the largest.
  • the resonance frequencies of the parallel arm resonance parts P11 to P14 are 1884 MHz, 1916 MHz, 1911 MHz and 1911 MHz in the embodiment, respectively, and 1895 MHz, 1916 NHz, 1906 MHz and 1911 MHz in the comparative example, respectively. is there.
  • FIG. 8 is a diagram showing the pass characteristics (insertion loss) of the low-pass filter formed by the inductor L11 and the parallel arm resonance part P11 in the example and the comparative example.
  • a solid line LN1 indicates the pass characteristic of the low-pass filter in the embodiment
  • a broken line LN2 indicates the pass characteristic of the low-pass filter in the comparative example.
  • the attenuation in the example is larger than that in the comparative example over the entire frequency range. Therefore, also in the pass band BND1 of the transmission-side filter 20, the attenuation in the example is larger than that in the comparative example.
  • FIGS. 9 and 10 are diagrams for explaining the pass characteristics of the receiving-side filters 30 of the example and the comparative example. 9 and 10, the horizontal axis indicates frequency, and the vertical axis indicates insertion loss from antenna terminal T1 to receiving terminal T3.
  • FIG. 10 is an enlarged scale of the vertical axis in order to make it easy to understand the difference (area AR) of the pass band BND2 of the reception-side filter 30 in FIG.
  • a solid line LN11 indicates the case of the embodiment
  • a broken line LN12 indicates the case of the comparative example.
  • the solid line LN21 shows the case of the embodiment
  • the broken line LN22 shows the case of the comparative example.
  • the maximum value of the loss in pass band BND2 of receiving filter 30 is 2.32 dB in the case of the embodiment, and 2.66 dB in the case of the comparative example.
  • the loss is smaller in the example than in the comparative example.
  • the loss in the passband BND1 is larger in the example than in the comparative example. That is, the embodiment has better isolation characteristics than the comparative example.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the isolation characteristics between the transmitting filter 20 and the receiving filter 30 in the example and the comparative example.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents insertion loss from the transmitting terminal T2 to the receiving terminal T3.
  • a solid line LN31 shows the case of the embodiment
  • a broken line LN32 shows the case of the comparative example.
  • the passband BND2 of the receiving filter 30 has substantially the same characteristics in both the embodiment and the comparative example.
  • the insertion loss in the example is 58.0 dB at the maximum
  • the insertion loss in the comparative example is 55.9 dB at the maximum.
  • the insertion loss of the example is larger than the insertion loss of the comparative example. That is, it is shown that the example has better isolation characteristics than the comparative example.
  • an inductance element is provided between the reception filter and the antenna terminal, and the reception filter is provided.
  • the multiplexer is a duplexer having one transmission-side filter and one reception-side filter.
  • the number of filters included in the multiplexer is not limited to this, and may be three. It is also applicable to multiplexers with one or more filters.
  • FIG. 12 shows an example of a multiplexer 10A used when receiving signals in two frequency bands.
  • a reception filter 30A is further provided. ing.
  • the detailed configuration of each filter is omitted.
  • a ladder-type filter is employed for each of the receiving-side filters 30 and 30A, the inductors L11 and L11A are respectively arranged between the receiving-side filters 30 and 30A, and the parallel-arm resonance section closest to the antenna terminal T1. Is set larger than the capacitances of the other parallel arm resonance sections, the transmission filter 20 and the reception filters 30, 30A can be connected without deteriorating the loss of each reception filter. The isolation characteristics between them can be improved.
  • inductors L11 and L11B are provided between the reception filters 30 and 30B and the antenna terminal T1, respectively.

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Abstract

マルチプレクサ（１０）は、アンテナ端子（Ｔ１）と、インダクタンス素子（Ｌ１１）と、アンテナ端子（Ｔ１）に接続される送信側フィルタ（２０）および受信側フィルタ（３０）とを備える。送信側フィルタ（２０）は第１通過帯域を有し、受信側フィルタ（３０）は第２通過帯域を有する。受信側フィルタ（３０）は、インダクタンス素子（Ｌ１１）を介してアンテナ端子（Ｔ１）に接続される。第２通過帯域の中心周波数は、第１通過帯域の中心周波数よりも高く設定される。受信側フィルタ（３０）は、インダクタンス素子（Ｌ１１）に最も近く接続された並列腕共振部（Ｐ１１）を含む複数の並列腕共振部（Ｐ１１～Ｐ１４）を備えている。並列腕共振部（Ｐ１１）の静電容量は、他のいずれの並列腕共振部（Ｐ１２～Ｐ１４）の静電容量よりも大きい。

Description

マルチプレクサ
　本開示はマルチプレクサに関し、より特定的には、マルチプレクサに含まれるフィルタ間のアイソレーション特性を向上させる技術に関する。
　携帯電話あるいはスマートフォンに代表される携帯型の通信機器においては、一般的に、共通のアンテナを用いて送信および受信が行なわれる。また、近年では、送信あるいは受信において、複数の周波数帯域を用いて通信を行なうマルチバンド通信が進められている。このような通信機器においては、異なる周波数帯域の信号を送受信するために、各周波数帯域に対応した複数のフィルタを用いて送信信号および受信信号を周波数によって分離するための分波装置（マルチプレクサ）が広く利用されている。
　特開２００８－２４５３１０号公報（特許文献１）には、共通のアンテナ端子に、送信側弾性表面波フィルタと受信側弾性表面波フィルタとが接続された弾性表面波分波器が開示されている。特開２００８－２４５３１０号公報（特許文献１）の弾性表面波分波器においては、送信側弾性表面波フィルタおよび受信側弾性表面波フィルタの共通接続点とアンテナ端子との間にインピーダンス整合用のローパスフィルタが配置されており、さらに、当該共通接続点と受信側弾性表面波フィルタとの間に、インダクタンス素子で構成された位相整合用素子が接続されている。
特開２００８－２４５３１０号公報
　特開２００８－２４５３１０号公報（特許文献１）に記載されたようなマルチプレクサにおいては、異なる複数の通過帯域を有する信号の分離精度をさらに向上させることが求められる。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、異なる複数の通過帯域の信号を分離するマルチプレクサにおいて、通過帯域外の減衰特性を向上させてフィルタ間のアイソレーション特性を改善することである。
　本実施の形態に係るマルチプレクサは、アンテナ端子と、インダクタンス素子と、アンテナ端子に接続される第１弾性波フィルタおよび第２弾性波フィルタとを備える。第１弾性波フィルタは第１通過帯域を有し、第２弾性波フィルタは第２通過帯域を有する。第２弾性波フィルタは、インダクタンス素子を介してアンテナ端子に接続される。第２通過帯域の中心周波数は、第１通過帯域の中心周波数よりも高く設定されている。第２弾性波フィルタは、インダクタンス素子に最も近く接続された第１並列腕共振部を含む複数の並列腕共振部を備えている。第１並列腕共振部の静電容量は、複数の並列腕共振部の他のいずれの並列腕共振部の静電容量よりも大きい。
　本実施の形態に係るマルチプレクサによれば、第１弾性波フィルタ（送信側フィルタ）および第２弾性波フィルタ（受信側フィルタ）とが共通のアンテナ端子に接続された構成を有するマルチプレクサにおいて、アンテナ端子と受信側フィルタとの間にインダクタンス素子が設けられるとともに、受信側フィルタのアンテナ端子に最も近い位置の第１並列腕共振部の静電容量が他の並列腕共振部の静電容量よりも大きくなるように設定される。これにより、マルチプレクサの各フィルタのインピーダンスを整合させつつ、受信側フィルタと送信側フィルタとの間のアイソレーション特性を改善することができる。
実施の形態に従うマルチプレクサの回路構成を示す図である。 図１における並列腕共振部の他の構成例を示す図である。 インダクタンス素子と並列腕共振部とで形成されるローパスフィルタの等価回路である。 実施例および比較例の受信側フィルタにおける並列腕共振部のＩＤＴ電極の交差幅の一例を示す図である。 実施例および比較例の受信側フィルタにおける並列腕共振部のＩＤＴ電極の対数の一例を示す図である。 実施例および比較例の受信側フィルタにおける並列腕共振部の静電容量の一例を示す図である。 実施例および比較例の受信側フィルタにおける並列腕共振部の共振周波数の一例を示す図である。 実施例および比較例の静電容量を用いた場合の、ローパスフィルタの通過特性の違いを説明するための図である。 実施例および比較例の受信側フィルタにおける通過特性を説明するための図である。 図９の領域ＡＲ付近を拡大した図である。 実施例および比較例における送信側フィルタと受信側フィルタとのアイソレーション特性を説明するための図である。 ３つ以上のフィルタを有するマルチプレクサの第１例である。 ３つ以上のフィルタを有するマルチプレクサの第２例である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　（マルチプレクサの構成）
　図１は、実施の形態に従うマルチプレクサ１０の回路構成を示す図である。図１を参照して、マルチプレクサ１０は、アンテナ端子Ｔ１と、アンテナ端子Ｔ１においてアンテナＡＮＴと電気的に接続された送信側フィルタ２０および受信側フィルタ３０とを備える。図１に記載したマルチプレクサ１０の例は、２つのフィルタからなるいわゆるデュプレクサである。
　送信側フィルタ２０は、アンテナ端子Ｔ１と送信用端子Ｔ２との間に接続されたラダー型フィルタであり、送信用端子Ｔ２で受けた信号をフィルタリングしてアンテナＡＮＴから出力する。送信側フィルタ２０は、たとえば１８５０～１９１５ＭＨｚの通過帯域（第１通過帯域：ＢＮＤ１）を有している。
　送信側フィルタ２０は、アンテナ端子Ｔ１と送信用端子Ｔ２との間に直列接続された直列腕共振部Ｓ１～Ｓ５と、並列腕共振部Ｐ１～Ｐ４とを含む。直列腕共振部Ｓ１～Ｓ５および並列腕共振部Ｐ１～Ｐ４の各共振部は、少なくとも１つの弾性波共振子を含んで構成される。図１の例においては、直列腕共振部Ｓ１，Ｓ５および並列腕共振部Ｐ１～Ｐ４の各共振部が１つの弾性波共振子で構成され、直列腕共振部Ｓ２～Ｓ４の各共振部が２つの弾性波共振子で構成されるように記載されているが、各共振部に含まれる弾性波共振子の数はこれに限定されず、フィルタの特性に合わせて適宜選択される。弾性波共振子としては、たとえば弾性表面波（Surface　Acoustic　Wave：ＳＡＷ）共振子あるいはバルク弾性波（Bulk　Acoustic　Wave：ＢＡＷ）共振子などを用いることができる。
　並列腕共振部Ｐ１の一方端は、直列腕共振部Ｓ１と直列腕共振部Ｓ２との間の接続点と接続されており、他方端はインダクタＬ１を介して接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ２の一方端は、直列腕共振部Ｓ２と直列腕共振部Ｓ３との間の接続点と接続されており、他方端は並列腕共振部Ｐ１と同様にインダクタＬ１を介して接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ３の一方端は、直列腕共振部Ｓ３と直列腕共振部Ｓ４との間の接続点と接続されており、他方端は並列腕共振部Ｐ１，Ｐ２と同様にインダクタＬ１を介して接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ４の一方端は、直列腕共振部Ｓ４と直列腕共振部Ｓ５との間の接続点と接続されており、他方端はインダクタＬ２を介して接地電位に接続されている。
　受信側フィルタ３０は、アンテナ端子Ｔ１と受信用端子Ｔ３との間に接続されたラダー型フィルタであり、アンテナＡＮＴで受けた信号をフィルタリングして受信用端子Ｔ３から出力する。受信側フィルタ３０は、たとえば１９３０～１９９５ＭＨｚの通過帯域（第２通過帯域：ＢＮＤ２）を有している。すなわち、受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２の中心周波数は、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１の中心周波数よりも高く設定されている。送信側フィルタ２０は、インピーダンスマッチング用のインダクタＬ１１を介して、アンテナ端子Ｔ１に接続されている。
　受信側フィルタ３０は、インダクタＬ１１と受信用端子Ｔ３との間に直列接続された直列腕共振部Ｓ１１～Ｓ１４と、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４とを含む。直列腕共振部Ｓ１１～Ｓ１４および並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の各共振部は、少なくとも１つの弾性波共振子を含んで構成される。受信側フィルタ３０においても、送信側フィルタ２０と同様に、各共振部に含まれる弾性波共振子の数は図１の場合に限定されず、フィルタの特性に合わせて適宜選択される。また、使用される弾性波共振子についても、ＳＡＷ共振子あるいはＢＡＷ共振子などを用いることができる。たとえば、並列腕共振部Ｐ１１については、図２（ａ）で示されるように、複数の弾性波共振子（たとえば、弾性波共振子Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂ）が並列接続された構成であってもよいし、図２（ｂ）で示されるように、複数の弾性波共振子（たとえば、弾性波共振子Ｐ１１ｃ，Ｐ１１ｄ）が直列接続された構成であってもよい。また、直列接続と並列接続が混在した構成であってもよい。
　並列腕共振部Ｐ１１の一方端は、インダクタＬ１１と直列腕共振部Ｓ１１との間の接続点と接続されており、他方端は接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ１２の一方端は、直列腕共振部Ｓ１１と直列腕共振部Ｓ１２との間の接続点と接続されており、他方端は接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ１３の一方端は、直列腕共振部Ｓ１２と直列腕共振部Ｓ１３との間の接続点と接続されており、他方端は接地電位に接続されている。並列腕共振部Ｐ１４の一方端は、直列腕共振部Ｓ１３と直列腕共振部Ｓ１４との間の接続点と接続されており、他方端は接地電位に接続されている。
　なお、送信側フィルタ２０は本開示における「第１弾性波フィルタ」に対応し、受信側フィルタ３０は本開示における「第２弾性波フィルタ」に対応する。
　このような構成のマルチプレクサにおいて、各フィルタにおける並列腕共振部は、並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数から反共振周波数までの周波数帯域以外においては静電容量として機能することが知られている。図１のマルチプレクサ１０の受信側フィルタ３０のように、アンテナ端子Ｔ１との間にインダクタンス素子（図１ではインダクタＬ１１）が直列に接続されると、受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２の範囲外においては、当該インダクタＬ１１と受信側フィルタ３０のアンテナ端子Ｔ１側に最も近く配置された並列腕共振部Ｐ１１とによって、図３に示されるようなローパスフィルタが形成されることになる。
　このローパスフィルタのカットオフ周波数が、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１の範囲内あるいは通過帯域ＢＮＤ１よりも高くなった場合（すなわち、ローパスフィルタの通過帯域と送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１とが部分的に重なる場合）には、アンテナ端子Ｔ１から受信側フィルタ３０を見た場合の、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１における減衰量が確保できず、送信側フィルタ２０と受信側フィルタ３０との間のアイソレーション特性が低下する可能性がある。したがって、送信側フィルタ２０と受信側フィルタ３０との間のアイソレーション特性の低下を抑制するためには、インダクタＬ１１と並列腕共振部Ｐ１１とによって形成されるローパスフィルタのカットオフ周波数を低くして、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１での減衰量を確保することが必要となる。
　ここで、図３で示されるようなローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、インダクタＬ１１のインダクタンスをＬ、並列腕共振部Ｐ１１の静電容量をＣとすると、以下の式（１）によって与えられる。
　　ｆｃ＝１／２π√（ＬＣ）　…　（１）
　式（１）から、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃを低下させて、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１での減衰量を確保するためには、インダクタＬ１１のインダクタンス、および／または、並列腕共振部Ｐ１１の静電容量を大きくすることが必要となる。しかしながら、インダクタＬ１１のインダクタンスを大きくすると、カットオフ周波数ｆｃは低減されるものの、インダクタＬ１１における損失が増大してしまうため、受信側フィルタ３０全体での挿入損失が悪化する可能性がある。
　そこで、本実施の形態においては、並列腕共振部Ｐ１１の静電容量を大きくすることによって、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃを低下させる。このとき、受信側フィルタ３０の並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の全体の静電容量を増加させると、受信側フィルタ３０の挿入損失の増加の要因となるため、本実施の形態においては、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４のうちで、並列腕共振部Ｐ１１の静電容量を他の並列腕共振部Ｐ１２～Ｐ１４に比べて大きくなるように設定する。これによって、受信側フィルタ３０全体としての並列腕共振部による損失の増加を抑制しつつカットオフ周波数ｆｃを低減し、送信側フィルタ２０と受信側フィルタ３０との間のアイソレーション特性を改善することが可能となる。
　ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、アンテナ端子Ｔ１（すなわち、インダクタＬ１１）に最も近い並列腕共振部Ｐ１１の静電容量が最も支配的ではあるが、正確には受信側フィルタ３０全体での合成容量によって定まる。そして、アンテナ端子Ｔ１に近い並列腕共振部ほど、カットオフ周波数ｆｃへの影響も大きくなる。そのため、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の静電容量を、アンテナ端子Ｔ１側から順に大きくすることが好ましい。すなわち、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の静電容量をそれぞれＣ１～Ｃ４とした場合には、Ｃ１＞Ｃ２＞Ｃ３＞Ｃ４となるようにすることで、カットオフ周波数ｆｃをより低く設定することができる。これにより、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１におけるローパスフィルタの減衰量をさらに大きくして、送信側フィルタ２０と受信側フィルタ３０との間のアイソレーション特性をさらに改善することができる。
　上述のように、各並列腕共振部は、並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数から反共振周波数までの周波数帯域以外においては静電容量として機能する。しかしながら、共振周波数と反共振周波数の間の周波数帯域においては、並列腕共振部はインダクタンス素子として機能する。そうすると、共振周波数と反共振周波数の間の周波数帯域においては、図３に示すようなローパスフィルタが形成されなくなってしまうことになる。すなわち、並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数が、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１の範囲内あるいは通過帯域ＢＮＤ１よりも低い場合には、並列腕共振部の静電容量を大きくしたとしても、ローパスフィルタの通過帯域と送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１とが重なる領域が生じてしまい、アイソレーション特性を効果的に改善できない部分が生じ得る。したがって、並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数を送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１よりも大きくなるように設定することによって、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１の全域が、ローパスフィルタの減衰領域に含まれるようにすることができる。
　このような構成は、特に、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１と受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２のバンドギャップが２％以上離れているような場合に、より効果が発揮されやすい。また、図１２および図１３で後述するような、複数の送信側フィルタ、および／または、複数の受信側フィルタが設けられるマルチプレクサにおいて、各フィルタの通過帯域の間隔が大きく、クロスアイソレーション特性が要求されるような場合にも効果が発揮されやすい。
　並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数が受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２に近づくと、受信側フィルタ３０の挿入損失が悪化する可能性がある。バンドギャップが大きい場合には、並列腕共振部に含まれる弾性波共振子の共振周波数を送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１よりも大きくなるように設定しても、受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２から離すことができる。そのため、バンドギャップが大きいほど、受信側フィルタ３０の挿入損失が悪化し難くなる。
　（シミュレーション結果）
　以下、図４～図１１を用いて、本実施の形態に係るマルチプレクサ（以下、実施例とも称する。）と比較例のマルチプレクサについてのアイソレーション特性をシミュレーションした結果について説明する。なお、実施例および比較例のいずれのマルチプレクサについても、図１に示した基本構成を有しており、図４～図７で示す並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４以外の要素の仕様は共通している。
　シミュレーションにおいては、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４としてＳＡＷ共振子が用いられている。並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４のＩＤＴ電極の交差幅は、図４に示されるように、実施例においては、それぞれ３６．３μｍ，３１．０μｍ，１５．３μｍ，２９．８μｍであり、比較例においては、それぞれ１５．３μｍ，３１．０μｍ，３６．３μｍ，２９．８μｍである。
　また、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４のＩＤＴ電極の対数は、図５に示されるように、実施例においては、それぞれ１２９対，８７対，１４５対，５２対であり、比較例においては、それぞれ１４５対，８７対，１２９対，５２対である。
　ＳＡＷ共振子の静電容量は、一般的に、ＩＤＴ電極の交差幅と対数との積（交差幅×対数）に比例する。これより、並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の静電容量は、図６に示されるように、実施例においては、それぞれ２．０５ｐＦ，１．３０ｐＦ，０．９７ｐＦ，０．１４ｐＦであり、比較例においては、それぞれ０．９７ｐＦ，１．３０ｐＦ，２．０５ｐＦ，０．１４ｐＦである。図６からわかるように、実施例においては、アンテナ端子に最も近い並列腕共振部Ｐ１１の静電容量が他の並列腕共振部Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ１４よりも大きくなっており、さらに、並列腕共振部Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ１４の順に静電容量が小さくなっている。比較例においては、並列腕共振部Ｐ１３の静電容量が最も大きくなっている。
　並列腕共振部Ｐ１１～Ｐ１４の共振周波数は、図７に示されるように、実施例においては、それぞれ１８８４ＭＨｚ，１９１６ＭＨｚ，１９１１ＭＨｚ，１９１１ＭＨｚであり、比較例においては、それぞれ１８９５ＭＨｚ，１９１６ＮＨｚ，１９０６ＭＨｚ，１９１１ＭＨｚである。
　図８は、実施例と比較例において、インダクタＬ１１と並列腕共振部Ｐ１１とで形成されるローパスフィルタの通過特性（挿入損失）を示す図である。図８において、実線ＬＮ１が実施例の場合のローパスフィルタの通過特性であり、破線ＬＮ２が比較例の場合のローパスフィルタの通過特性である。図８に示されるように、周波数全域において実施例の場合の減衰量が比較例の場合の減衰量よりも大きくなっている。したがって、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１においても、実施例の場合の減衰量が比較例の場合の減衰量よりも大きくなる。
　図９および図１０は、実施例および比較例の受信側フィルタ３０における通過特性を説明するための図である。図９および図１０においては、横軸に周波数が示されており、縦軸にはアンテナ端子Ｔ１から受信用端子Ｔ３への挿入損失が示されている。
　なお、図１０は、図９における受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２の部分（領域ＡＲ）の違いをわかりやすくするために、縦軸のスケールを拡大したものである。なお、図９においては、実線ＬＮ１１が実施例の場合を示しており、破線ＬＮ１２が比較例の場合を示している。また、図１０においても、実線ＬＮ２１が実施例の場合を示しており、破線ＬＮ２２が比較例の場合を示している。
　図９および図１０を参照して、受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２における損失の最大値は、実施例の場合で２．３２ｄＢであり、比較例の場合で２．６６ｄＢとなっており、実施例のほうが比較例よりも損失が小さくなっている。
　一方、通過帯域ＢＮＤ１についての損失は、実施例の方が比較例に比べて減衰量が大きくなっている。すなわち、実施例のほうが比較例に比べて良好なアイソレーション特性が得られている。
　図１１は、実施例および比較例における送信側フィルタ２０と受信側フィルタ３０との間のアイソレーション特性を説明するための図である。図１１においては、横軸に周波数が示されており、縦軸には送信用端子Ｔ２から受信用端子Ｔ３への挿入損失が示されている。図１１において、実線ＬＮ３１が実施例の場合を示しており、破線ＬＮ３２が比較例の場合を示している。
　図１１のシミュレーション結果からわかるように、受信側フィルタ３０の通過帯域ＢＮＤ２においては、実施例の場合も比較例の場合もほぼ同様の特性となっている。一方で、送信側フィルタ２０の通過帯域ＢＮＤ１においては、実施例の場合の挿入損失は最大で５８．０ｄＢであり、比較例の場合の挿入損失は最大で５５．９ｄＢとなっており、また、通過帯域ＢＮＤ１の全域で、実施例の挿入損失の方が比較例の挿入損失よりも大きくなっている。すなわち、実施例の方が比較例よりも良好なアイソレーション特性が得られていることが示されている。
　以上のように、ラダー型の送信側フィルタと受信側フィルタとが共通のアンテナ端子に接続された構成を有するマルチプレクサにおいて、受信側フィルタとアンテナ端子との間にインダクタンス素子を設けるとともに、受信側フィルタのアンテナ端子に最も近い並列腕共振部の静電容量を他の並列腕共振部の静電容量よりも大きくなるように設定することで、受信側フィルタの損失を悪化させることなく、送信側フィルタの通過帯域における送信側フィルタと受信側フィルタとの間のアイソレーション特性を改善することができる。
　（変形例）
　上記の実施の形態においては、マルチプレクサが１つの送信側フィルタと１つの受信側フィルタとを備えたデュプレクサである場合の例について説明したが、マルチプレクサに含まれるフィルタの数はこれに限られず、３つ以上のフィルタを備えるマルチプレクサにも適用可能である。
　図１２は、２つの周波数帯域の信号を受信する場合に用いられるマルチプレクサ１０Ａの例であり、図１で示した送信側フィルタ２０および受信側フィルタ３０に加えて、受信側フィルタ３０Ａがさらに設けられている。なお、図１２においては、各フィルタの詳細な構成については省略されている。
　このような構成においても、受信側フィルタ３０，３０Ａの各々についてラダー型フィルタを採用し、アンテナ端子Ｔ１との間にインダクタＬ１１，Ｌ１１Ａをそれぞれ配置するとともに、アンテナ端子Ｔ１に最も近い並列腕共振部の静電容量を他の並列腕共振部の静電容量よりも大きく設定することで、各受信側フィルタの損失を悪化させることなく、送信側フィルタ２０と、各受信側フィルタ３０，３０Ａとの間のアイソレーション特性を改善することができる。
　また、図１３のマルチプレクサ１０Ｂのように、送信側フィルタおよび受信側フィルタを２つずつ備えた構成においても、各受信側フィルタ３０，３０Ｂとアンテナ端子Ｔ１との間にインダクタＬ１１，Ｌ１１Ｂを設け、並列腕共振部の静電容量を適切に設定することで、送信側フィルタ２０，２０Ｂの各通過帯域において、送信側フィルタと受信側フィルタとの間のアイソレーション特性を改善することができる。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０，１０Ａ，１０Ｂ　マルチプレクサ、２０，２０Ｂ　送信側フィルタ、３０，３０Ａ，３０Ｂ　受信側フィルタ、ＡＮＴ　アンテナ、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１Ａ，Ｌ１１，Ｌ１１Ｂ　インダクタ、Ｐ１～Ｐ４，Ｐ１１～Ｐ１４　並列腕共振部、Ｐ１１ａ～Ｐ１１ｄ　弾性波共振子、Ｓ１～Ｓ５，Ｓ１１～Ｓ１４　直列腕共振部、Ｔ１　アンテナ端子、Ｔ２，Ｔ２Ｂ　送信用端子、Ｔ３，Ｔ３Ａ　受信用端子。

Claims (7)

  1. 　アンテナ端子と、
    　インダクタンス素子と、
    　前記アンテナ端子に接続され、第１通過帯域を有する第１弾性波フィルタと、
    　前記インダクタンス素子を介して前記アンテナ端子に接続され、第２通過帯域を有する第２弾性波フィルタとを備え、
    　前記第２通過帯域の中心周波数は、前記第１通過帯域の中心周波数よりも高く設定されており、
    　前記第２弾性波フィルタは、前記インダクタンス素子に最も近く接続された第１並列腕共振部を含む複数の並列腕共振部を備えており、
    　前記第１並列腕共振部の静電容量は、前記複数の並列腕共振部の他のいずれの並列腕共振部の静電容量よりも大きい、マルチプレクサ。
  2. 　前記複数の並列腕共振部は、前記アンテナ端子に近くなるほど静電容量が大きくなるように設定されている、請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第２弾性波フィルタは、ラダー型フィルタで構成されている、請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第１並列腕共振部の共振周波数は、前記第１通過帯域よりも高く設定されている、請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第１弾性波フィルタは送信側フィルタであり、前記第２弾性波フィルタは受信側フィルタである、請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記インダクタンス素子と前記第１並列腕共振部とによりローパスフィルタが形成される、請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記アンテナ端子に接続された、第３フィルタをさらに備える、請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
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