WO2012172909A1 - 分波器 - Google Patents

分波器 Download PDF

Info

Publication number
WO2012172909A1
WO2012172909A1 PCT/JP2012/062503 JP2012062503W WO2012172909A1 WO 2012172909 A1 WO2012172909 A1 WO 2012172909A1 JP 2012062503 W JP2012062503 W JP 2012062503W WO 2012172909 A1 WO2012172909 A1 WO 2012172909A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filter
band
elastic wave
pass filter
wave trap
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/062503
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
康政 谷口
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2013520479A priority Critical patent/JP5673818B2/ja
Priority to DE112012002502.4T priority patent/DE112012002502B4/de
Priority to CN201280027712.1A priority patent/CN103597744B/zh
Publication of WO2012172909A1 publication Critical patent/WO2012172909A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6406—Filters characterised by a particular frequency characteristic
    • H03H9/6409—SAW notch filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer that demultiplexes a plurality of signals having different pass bands, and more particularly to a duplexer in which a high-pass filter including a low-pass filter and an LC filter is connected to an antenna terminal.
  • Patent Document 1 discloses a diplexer in which a high-pass filter and a low-pass filter are connected in parallel to an antenna terminal.
  • the high-pass filter passes the transmission / reception signal in the high frequency band and attenuates the transmission / reception signal in the low frequency band.
  • the low-pass filter passes a low-frequency transmission / reception signal and attenuates a high-frequency transmission / reception signal.
  • each of the high-pass filter and the low-pass filter is configured by an LC filter including an inductor and a capacitor.
  • the following demultiplexing circuit is connected to the antenna circuit.
  • the branching circuit includes a low-pass filter that extracts a high-frequency signal in a first frequency band, a mid-pass filter circuit that extracts a high-frequency signal in a second frequency band higher than the first frequency band, and a second frequency band. And a high-pass filter that extracts a high-frequency signal in the third frequency band that is higher.
  • Each of the low-pass filter, the mid filter, and the high-pass filter is configured by an LC filter including an inductor and a capacitor.
  • Patent Document 2 discloses a circuit configuration in which a duplexer composed of a surface acoustic wave filter is further connected to these filters.
  • Patent Document 3 discloses a multiband antenna switch circuit in which a diplexer is connected to an antenna terminal, and a notch filter is further connected to the diplexer.
  • the diplexer has a low-pass filter and a high-pass filter.
  • Each of the high-pass filter and the low-pass filter is configured by an LC filter including an inductor and a capacitor.
  • the notch filter is also composed of an LC filter.
  • the low-pass filter and the high-pass filter are composed of LC filters.
  • the notch filter and the like are also composed of LC filters. For this reason, it has been difficult to increase the steepness of the filter characteristics.
  • An object of the present invention is to provide a low-pass filter and a high-pass filter, and to form a stop band excellent in steepness without increasing the number of parts and without increasing the size in the pass band of the high-pass filter. It is to provide a duplexer that is possible.
  • the duplexer includes an antenna terminal, a first receiving terminal and a second receiving terminal, and a low pass filter connected between the antenna terminal and the first receiving terminal and having a first passband. And a high-pass filter having a second pass band that is connected between the antenna terminal and the second receiving terminal and located on a higher frequency side than the first pass band, and in the second pass band And an elastic wave trap filter having a stop band whose frequency width is narrower than that of the second pass band.
  • the elastic wave trap filter is connected in series to a high-pass filter. Therefore, a narrow stop band by the elastic wave trap filter can be reliably formed in the pass band of the high pass filter.
  • the real part of the input side impedance is smaller than 50 ⁇ and the imaginary part is 0 within the frequency range of the stop band.
  • the input side impedance of the elastic wave trap filter in the vicinity of the stop band can be reduced. Therefore, it becomes difficult for a signal having a frequency in the stop band of the elastic wave trap filter to flow to the low-pass filter side to which the elastic wave trap filter is not connected. Therefore, an attenuation pole appears in the frequency range corresponding to the stop band on the low-pass filter side.
  • the elastic wave trap filter includes a series arm connecting the input end and the output end, and a plurality of parallel connections connected between the series arm and the ground potential.
  • a ladder-type circuit configuration having an arm, a plurality of inductors connected in series to the series arm, and a plurality of parallel resonators respectively connected to the plurality of parallel arms, the first stage on the input end side being It is a parallel arm resonator. In this case, the input impedance in the stop band of the elastic wave trap filter can be reduced.
  • the elastic wave trap filter is connected between an antenna terminal of the duplexer and the high-pass filter.
  • the elastic wave trap filter having a stop band located in the second pass band formed by the high pass filter is connected in series to the high pass filter, so that the second A narrow stop band can be formed in the pass band.
  • the stop band is formed by the elastic wave trap filter, it is possible to form a stop band having excellent steepness without increasing the number of components and increasing the size.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of an elastic wave trap filter used in the duplexer of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing pass characteristics on the low-pass filter side in the duplexer of the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing the pass characteristics on the high-pass filter side in the duplexer of the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an impedance Smith chart of the elastic wave trap filter used in the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the elastic wave trap filter used in the duplexer of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing an impedance Smith chart of the elastic wave trap filter shown in FIG. FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing the pass characteristic on the low-pass filter side in the duplexer of another embodiment of the present invention using the elastic wave trap filter shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the pass characteristic on the high-pass filter side in the duplexer of another embodiment of the present invention using the elastic wave trap filter shown in FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • a mobile phone equipped with a one-segment tuner receive digital terrestrial broadcasting (ISDB-T) in the UHF band, particularly in the 470 to 710 MHz band.
  • ISDB-T digital terrestrial broadcasting
  • the VHF band that is, 207.5 to 220 MHz
  • ISDB-Tmm terrestrial digital broadcasting
  • the antenna is shared between ISDB-T and ISDB-Tmm. Therefore, when receiving a plurality of terrestrial digital broadcasts having different frequency bands, such as ISDB-T and ISDB-Tmm, a demultiplexer for demultiplexing a plurality of reception band signals input from the same antenna is required. .
  • a transmission band signal of the mobile communication system that is, a signal of 830 to 845 MHz becomes an interference wave. Therefore, it is necessary to remove the transmission band signal, that is, the Tx band signal in the duplexer that demultiplexes the reception band signals of ISDB-T and ISDB-Tmm.
  • the duplexer 1 of the present embodiment passes the ISDB-Tmm reception band signal and passes the ISDB-T reception band signal, and the low-pass filter 2 that attenuates the ISDB-T reception band signal. And a high-pass filter 3 for attenuating the received band signal. That is, the low pass filter 2 is a band filter having a pass band (first pass band) of 207.5 to 220 MHz, and the high pass filter 3 is a band having a pass band (second pass band) of 470 to 710 MHz. It is a filter.
  • One end of the low-pass filter 2 is connected to the antenna terminal 4.
  • the other end of the low-pass filter 2 is connected to the first reception terminal 5. That is, the low pass filter 2 is connected between the antenna terminal 4 and the first receiving terminal 5.
  • the high-pass filter 3 is connected to the antenna terminal 4.
  • the other end of the high pass filter 3 is connected to one end of the elastic wave trap filter 6.
  • the other end of the elastic wave trap filter 6 is connected to the second receiving terminal 7. That is, the high pass filter 3 and the elastic wave trap filter 6 are connected in series between the antenna terminal 4 and the second receiving terminal 7.
  • the elastic wave trap filter 6 is located in the pass band of the high pass filter 3 and has a transmission band of the mobile communication system having a narrower bandwidth than the pass band of the high pass filter 3, that is, a trap filter having a Tx band as a stop band. It is.
  • the low-pass filter 2 has a plurality of inductors L1 to L3 connected in series with each other at a series arm connecting the antenna terminal 4 and the first receiving terminal 5.
  • a capacitor C1 is connected between the connection point of the inductor L2 and the inductor L3 and the ground potential. That is, the low pass filter 2 is an LC filter including a plurality of inductors L1 to L3 and a capacitor C1.
  • the high-pass filter 3 is connected between the capacitor C2 connected to the series arm connecting the antenna terminal 4 and the elastic wave trap filter 6, and the end of the capacitor C2 opposite to the antenna terminal 4 and the ground potential. Inductor L4. Therefore, the high-pass filter 3 is also an LC filter having a capacitor C2 and an inductor L4.
  • the feature of this embodiment is that a stop band having a frequency width narrower than that of the high-pass filter 3 is formed in the pass band of the high-pass filter 3 by the elastic wave trap filter 6.
  • the circuit configuration of the elastic wave trap filter 6 is shown in FIG.
  • the elastic wave trap filter 6 has a ladder-type circuit configuration. More specifically, a plurality of inductors L5 to L7 are connected in series with each other in a series arm connecting the input end 6a and the output end 6b.
  • An elastic wave resonator P1 is connected between the input terminal 6a and the ground potential.
  • the acoustic wave resonator P2 is connected between the connection point between the inductor L5 and the inductor L6 and the ground potential.
  • the acoustic wave resonator P3 is connected between the connection point between the inductor L6 and the inductor L7 and the ground potential.
  • An elastic wave resonator P4 is connected between the output terminal 6b and the ground potential.
  • the elastic wave trap filter 6 has a ladder circuit configuration, and a plurality of parallel arms have elastic wave resonators P1 to P4, respectively. Therefore, it is excellent in the steepness of the trap characteristic as compared with the LC filter. Therefore, a stop band having a steep filter characteristic, that is, a trap band can be formed in the pass band of the high-pass filter 3 to which the elastic wave trap filter 6 is connected in series.
  • acoustic wave resonators P1 to P4 which are surface acoustic wave resonators having an IDT (interdigital transducer) and two reflectors arranged on both sides thereof, were formed.
  • the resonance frequencies of the acoustic wave resonators P1 to P3 are located in the Tx band (830 to 845 MHz) of the mobile communication system.
  • Inductor L1 has an inductance of 12 nH
  • inductor L2 has an inductance of 16 nH
  • inductor L3 has an inductance of 19 nH.
  • FIG. 3 is a diagram showing the pass characteristic at the first receiving terminal 5 in the duplexer 1 of the present embodiment produced according to the above specifications, that is, the pass characteristic of the low-pass filter 2.
  • FIG. 4 shows the pass characteristic of the second receiving terminal 7 in the duplexer 1.
  • the frequency band used by ISDB-T is indicated by A with hatching.
  • the high-pass filter 3 has a very small insertion loss in the frequency band A of ISDB-T.
  • the high pass filter 3 itself attenuates a signal of about 330 MHz or less and passes a signal higher than about 330 MHz.
  • the elastic wave trap filter 6 forms a stop band in the pass band of the high pass filter 3. That is, the elastic wave trap filter 6 has a trap characteristic having an attenuation pole with a large attenuation near 837 MHz. 3 and 4, the Tx band (830 to 845 MHz) of the mobile communication system is denoted by B. As is apparent from FIG. 4, a filter characteristic having a small insertion loss in the frequency band A of ISDB-T and a large attenuation in the Tx band B is obtained.
  • the attenuation is 1.5 dB near 710 MHz, while the attenuation is significantly increased to 51 dB at 830 MHz.
  • the elastic wave trap filter 6 is provided in the Tx band B in order to secure an attenuation amount on the second receiving terminal 7 side.
  • the elastic wave trap filter 6 is superior in the steepness of the trap characteristic. Therefore, as shown in FIG. 4, the Tx band B signal can be selectively attenuated at the second receiving terminal 7. Therefore, since the signal in the Tx band B does not become an interference wave, the signal in the frequency band A of ISDB-T can be received well.
  • the elastic wave trap filter 6 since the elastic wave trap filter 6 is connected to the high-pass filter 3 side, almost no insertion loss occurs in the pass band on the low-pass filter 2 side. That is, as shown in FIG. 3, the low-pass filter 2 greatly attenuates a signal of 400 MHz or higher.
  • an attenuation pole indicated by an arrow C appears in the signal that can be extracted from the first receiving terminal 5 from which the signal of the low-pass filter 2 is extracted. Accordingly, the attenuation in the Tx band B can be increased also in the first receiving terminal 5. This is due to the circuit configuration of the elastic wave trap filter 6.
  • the first stage on the input end 6a side is a parallel arm resonator having a resonance frequency in the Tx band B. Therefore, the input side impedance of the elastic wave trap filter 6 in the vicinity of the Tx band B can be easily reduced.
  • FIG. FIG. 5 is an impedance Smith chart showing the S11 reflection characteristics of the elastic wave trap filter 6.
  • the real part is smaller than 50 ⁇ and the imaginary part is 0 within the frequency range of the stop band (830 to 845 MHz). Therefore, the input side impedance can be reduced. Therefore, the Tx band B signal hardly flows to the low-pass filter 2 side to which the elastic wave trap filter 6 is not connected. Thereby, an attenuation pole indicated by an arrow C shown in FIG. 3 appears on the low-pass filter 2 side.
  • the parallel arm resonator is connected to the resonator at the input side end, that is, the parallel arm resonator is connected to the input terminal. It is desirable that
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a preferred modification of the elastic wave trap filter.
  • a plurality of series arm resonators S1 to S4 are connected in series with each other at the series arm connecting the input end 12 and the output end 13.
  • the series arm resonators S1 to S4 are composed of surface acoustic wave resonators.
  • the first parallel arm resonator P11 is connected between the input terminal 12 and the ground potential.
  • a second parallel arm resonator P12 is connected between the connection point between the series arm resonators S1 and S2 and the ground potential.
  • a third parallel arm resonator P13 is connected between the connection point between the series arm resonators S2 and S3 and the ground potential.
  • a fourth parallel arm resonator P14 is connected between the connection point between the series arm resonators S3 and S4 and the ground potential.
  • a fifth parallel arm resonator P15 is connected between the output terminal 13 and the ground potential.
  • the first to fifth parallel arm resonators P11 to P15 are composed of surface acoustic wave resonators.
  • an inductor L11 is connected between the input terminal 12 and the connection point between the series arm resonators S2 and S3. That is, the inductor L11 is connected in parallel to the series arm resonators S1 and S2.
  • an inductor L12 is connected between the connection point between the series arm resonators S2 and S3 and the output end 13. That is, the inductor L12 is connected in parallel to the series arm resonators S3 and S4, and is connected in series to the inductor L11.
  • the first stage resonator on the input end 12 side is the first parallel arm resonator P11 whose resonance frequency is located in the Tx band. Therefore, as in the above embodiment, the input-side impedance in the vicinity of the Tx band can be reduced.
  • the series arm resonators S1 to S4 and the first to fifth parallel arm resonators P11 to P15 are designed as shown in Table 2 below.
  • the inductors L11 and L12 each have a value of 10 nH.
  • FIG. 7 is a view showing an S11 reflection characteristic impedance Smith chart of the elastic wave trap filter 11 having the above specifications.
  • the point E where the real part is smaller than 50 ⁇ and the imaginary part is 0 exists in the stopband frequency range (830 to 845 MHz), as in the elastic wave trap filter 6 described above. . Therefore, the input side impedance can be reduced.
  • the elastic wave trap filter 6 shown in FIG. 2 does not require a series arm resonator, the elastic wave trap filter 6 can be downsized as compared with the elastic wave trap filter 11.
  • the stop band is formed by the elastic wave trap filter 6 or the elastic wave trap filter 11, so that the stop band of the Tx band is compared to the case where the LC filter is used.
  • the steepness in can be effectively increased.
  • the LC filter is increased in size and the number of parts.
  • the duplexer of the present embodiment can form a steep stop band in the pass band of the high-pass filter without causing much increase in size and number of parts.
  • the surface acoustic wave resonator is used for the elastic wave trap filter, but various elastic wave resonators such as a boundary acoustic wave resonator and a piezoelectric thin film resonator can be used.
  • the duplexer that passes the ISDB-Tmm band signal at the first receiving terminal, passes the ISDB-T band signal at the second receiving terminal, and blocks the Tx band signal has been described.
  • the first and second passbands in the invention are not limited to the specific frequency band.
  • the duplexer according to the present invention is preferably used for a mobile phone provided with a communication system using the 800 to 900 MHz band, a communication system using the 2 GHz band, and a WLAN of 2.5 GHz band. it can.
  • the high-pass filter may attenuate a signal of 1 GHz or lower
  • the low-pass filter may attenuate a signal of 1.8 GHz or higher
  • the trap filter may attenuate a signal in the 2.5 GHz band.
  • the stop band formed in the second pass band having a relatively high frequency band is not limited to the Tx band in the above embodiment, and may be another frequency band.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

　部品点数の増大及び大型化をさほど招くことなく、ハイパスフィルタの通過帯域内において急峻な阻止帯域を形成することが可能とされている分波器を提供する。　アンテナ端子４に、ローパスフィルタ２との一端及びハイパスフィルタ３の一端が接続されており、ハイパスフィルタ３に、ハイパスフィルタ３の通過帯域である第２の通過帯域において第２の通過帯域よりも周波数幅が狭い阻止帯域を形成する弾性波トラップフィルタ６が接続されている、分波器１。

Description

分波器
　本発明は、通過帯域が異なる複数の信号を分波する分波器に関し、より詳細には、アンテナ端子に、ローパスフィルタ及びＬＣフィルタからなるハイパスフィルタが接続されている分波器に関する。
　近年、携帯電話機は複数の移動体通信システムに対応すると同時に、ＧＰＳ、近距離無線通信、モバイルテレビなどの機能も備えている。このような多機能携帯電話機では、周波数帯が異なる複数の送受信信号を取り扱うが、アンテナは可能な限り共用される。従って、複数の送受信信号を分波し得る分波器が求められている。
　例えば、下記の特許文献１には、アンテナ端子にハイパスフィルタと、ローパスフィルタとを並列接続してなるダイプレクサが開示されている。このダイプレクサでは、ハイパスフィルタは、高周波数帯の送受信信号を通過させ、低周波数帯の送受信信号を減衰させる。他方、ローパスフィルタは、低周波数帯の送受信信号を通過させ、高周波数帯の送受信信号を減衰させる。ここでは、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタは、いずれも、インダクタとコンデンサとを含むＬＣフィルタにより構成されている。
　他方、下記の特許文献２には、アンテナ回路に以下の分波回路が接続されている。この分波回路は、第１の周波数帯の高周波信号を取り出すローパスフィルタと、第１の周波数帯よりも高い第２の周波数帯の高周波信号を取り出すミッドパスフィルタ回路と、第２の周波数帯よりも高い第３の周波数帯の高周波信号を取り出すハイパスフィルタとを有する。このローパスフィルタ、ミッドフィルタ及びハイパスフィルタは、いずれも、インダクタとコンデンサとからなるＬＣフィルタにより構成されている。なお、特許文献２では、これらのフィルタに、さらに弾性表面波フィルタからなるデュプレクサを接続した回路構成が開示されている。
　また、下記の特許文献３には、アンテナ端子にダイプレクサが接続されており、ダイプレクサにさらに、ノッチフィルタが接続されているマルチバンドアンテナスイッチ回路が開示されている。このマルチバンドアンテナスイッチ回路では、ダイプレクサはローパスフィルタ及びハイパスフィルタを有する。このハイパスフィルタ及びローパスフィルタは、いずれもインダクタとコンデンサからなるＬＣフィルタにより構成されている。同様にノッチフィルタもＬＣフィルタにより構成されている。
ＷＯ２００８／０８８０４０号公報 特開２００６－８６８７１号公報 特開２００３－１３３９８９号公報
　特許文献１～３においては、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタが、ＬＣフィルタにより構成されている。また、ノッチフィルタなどもＬＣフィルタで構成されている。そのため、フィルタ特性の急峻性を高めることが困難であった。
　本発明の目的は、ローパスフィルタとハイパスフィルタとを備え、ハイパスフィルタの通過帯域内において、部品点数を増大させることなく、かつ大型化を招くことなく、急峻性に優れた阻止帯域を構成することが可能とされている分波器を提供することにある。
　本発明に係る分波器は、アンテナ端子と、 第１受信端子および第２受信端子と、前記アンテナ端子と第１受信端子との間に接続されており、第１の通過帯域を有するローパスフィルタと、前記アンテナ端子と第２受信端子との間に接続されており、前記第１の通過帯域よりも高周波側に位置する第２の通過帯域を有するハイパスフィルタと、前記第２の通過帯域内に位置しており、前記第２の通過帯域よりも周波数幅が狭い阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタとを備えられている。
　本発明に係る分波器のある特定の局面では、上記弾性波トラップフィルタが、ハイパスフィルタに直列に接続されている。従って、ハイパスフィルタの通過帯域内に、弾性波トラップフィルタによる狭い阻止帯域を確実に形成することができる。
　本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記弾性波トラップフィルタのインピーダンス特性において、前記阻止帯域の周波数範囲内に入力側インピーダンスの実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点が存在する。この場合には、阻止帯域付近における弾性波トラップフィルタの入力側インピーダンスを小さくすることができる。そのため、弾性波トラップフィルタの阻止帯域の周波数を有する信号が、弾性波トラップフィルタが接続されていないローパスフィルタ側には流れ難くなる。従って、ローパスフィルタ側に上記阻止帯域に対応する周波数域に減衰極が現れる。
　本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記弾性波トラップフィルタが、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位との間に接続されている複数の並列腕と、直列腕に直列に接続されている複数のインダクタと、複数の並列腕にそれぞれ接続されている複数の並列共振子とを有するラダー型回路構成を有し、前記入力端側の初段が並列腕共振子である。この場合には、弾性波トラップフィルタの阻止帯域における入力インピーダンスを小さくすることができる。
　本発明に係るさらに他の特定の局面では、前記弾性波トラップフィルタが、前記分波器のアンテナ端子と前記ハイパスフィルタとの間に接続されている。
　本発明の分波器によれば、ハイパスフィルタにより形成される第２の通過帯域内に位置している阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタがハイパスフィルタに直列に接続されているため、第２の通過帯域内に狭い阻止帯域を形成することができる。しかも、該阻止帯域が弾性波トラップフィルタにより形成されているので、部品点数の増大及び大型化を招くことなく、急峻性に優れた阻止帯域を形成することが可能となる。
図１は、本発明の一実施形態にかかる分波器の回路図である。 図２は、図１の分波器において用いられている弾性波トラップフィルタの回路図である。 図３は、図１に示した実施例の分波器におけるローパスフィルタ側の通過特性を示す図である。 図４は、図１に示した実施例の分波器におけるハイパスフィルタ側の通過特性を示す図である。 図５は、図１に示した実施例で用いられている弾性波トラップフィルタのインピーダンススミスチャートを示す図である。 図６は、本発明の分波器で用いられる弾性波トラップフィルタの変形例を示す回路図である。 図７は、図６に示した弾性波トラップフィルタのインピーダンススミスチャートを示す図である。 図８は、図６に示した弾性波トラップフィルタを用いた本発明の他の実施例の分波器におけるローパスフィルタ側の通過特性を示す図である。 図９は、図６に示した弾性波トラップフィルタを用いた本発明の他の実施例の分波器におけるハイパスフィルタ側の通過特性を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の一実施形態にかかる分波器の回路図である。
　本実施形態の分波器が必要とされる多機能携帯電話として、例えば、ワンセグ用チューナーを搭載した携帯電話機がある。このような携帯電話機は、ＵＨＦ帯、特に４７０～７１０ＭＨｚ帯で地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ－Ｔ）を受信している。もっとも、アナログ放送の停止に伴い、ＶＨＦ帯、すなわち２０７．５～２２０ＭＨｚも携帯電話機などの移動体通信端末向け地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ－Ｔｍｍ）に用いられる予定となっている。ＩＳＤＢ－Ｔと、ＩＳＤＢ－Ｔｍｍとはアンテナが共用される可能性がある。従って、ＩＳＤＢ－Ｔ及びＩＳＤＢ－Ｔｍｍのように周波数帯が異なる複数の地上波デジタル放送を受信する場合、同一のアンテナから入力される複数の受信帯信号を分波する分波器が必要となる。
　また、ワンセグ用チューナーにとって、移動体通信システムの送信帯信号、すなわち８３０～８４５ＭＨｚの信号が妨害波となる。従って、ＩＳＤＢ－Ｔ及びＩＳＤＢ－Ｔｍｍの受信帯信号を分波する分波器において、送信帯信号すなわちＴｘ帯信号を除去する必要がある。
　本実施形態の分波器１は、ＩＳＤＢ－Ｔｍｍの受信帯信号を通過させ、ＩＳＤＢ－Ｔの受信帯信号を減衰させるローパスフィルタ２と、ＩＳＤＢ－Ｔの受信帯信号を通過させ、ＩＳＤＢ－Ｔｍｍの受信帯信号を減衰させるハイパスフィルタ３とを備える。すなわち、ローパスフィルタ２は、２０７．５～２２０ＭＨｚを通過帯域（第１の通過帯域）とする帯域フィルタであり、ハイパスフィルタ３は、４７０～７１０ＭＨｚを通過帯域（第２の通過帯域）とする帯域フィルタである。
　アンテナ端子４にローパスフィルタ２の一端が接続されている。ローパスフィルタ２の他端は、第１受信端子５に接続されている。すなわち、ローパスフィルタ２はアンテナ端子４と第１受信端子５との間に接続されている。
　ハイパスフィルタ３の一端がアンテナ端子４に接続されている。ハイパスフィルタ３の他端は、弾性波トラップフィルタ６の一端に接続されている。弾性波トラップフィルタ６の他端は、第２受信端子７に接続されている。すなわち、ハイパスフィルタ３と弾性波トラップフィルタ６とはアンテナ端子４と第２受信端子７との間に直列に接続されている。ここで、弾性波トラップフィルタ６は、ハイパスフィルタ３の通過帯域内に位置し、ハイパスフィルタ３の通過帯域よりも帯域幅が狭い移動体通信システムの送信帯すなわちＴｘ帯を阻止帯域とするトラップフィルタである。
　ローパスフィルタ２は、アンテナ端子４と第１受信端子５とを結ぶ直列腕において互いに直列に接続された複数のインダクタＬ１～Ｌ３を有する。インダクタＬ２とインダクタＬ３との接続点とグラウンド電位との間にコンデンサＣ１が接続されている。すなわち、ローパスフィルタ２は、複数のインダクタＬ１～Ｌ３及びコンデンサＣ１からなるＬＣフィルタである。
　他方、ハイパスフィルタ３は、アンテナ端子４と弾性波トラップフィルタ６とを結ぶ直列腕に接続されたコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２のアンテナ端子４とは反対側の端部とグラウンド電位との間に接続されたインダクタＬ４とを有する。従って、ハイパスフィルタ３もまた、コンデンサＣ２とインダクタＬ４とを有するＬＣフィルタからなる。
　本実施形態の特徴は、弾性波トラップフィルタ６によりハイパスフィルタ３の通過帯域内にハイパスフィルタ３の通過帯域よりも周波数幅の狭い阻止帯域が形成されることにある。弾性波トラップフィルタ６の回路構成を図２に示す。
　図２から明らかなように、弾性波トラップフィルタ６は、ラダー型の回路構成を有する。より具体的には、入力端６ａと出力端６ｂとを結ぶ直列腕において、複数のインダクタＬ５～Ｌ７が互いに直列に接続されている。入力端６ａとグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ１が接続されている。インダクタＬ５とインダクタＬ６との接続点とグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ２が接続されている。インダクタＬ６とインダクタＬ７との接続点とグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ３が接続されている。出力端６ｂとグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ４が接続されている。
　弾性波トラップフィルタ６は、ラダー型回路構成を有し、複数の並列腕がそれぞれ弾性波共振子Ｐ１～Ｐ４を有するように構成されている。従って、ＬＣフィルタに比べてトラップ特性の急峻性において優れている。よって、弾性波トラップフィルタ６が直列に接続されているハイパスフィルタ３の通過帯域内において、フィルタ特性の急峻な阻止帯域すなわちトラップ帯域を形成することができる。
　下記の表１に示す仕様に従って、ＩＤＴ（インターディジタルトランスデューサ）とその両側に配置されている２つの反射器とを有する弾性表面波共振子である弾性波共振子Ｐ１～Ｐ４を形成した。これにより、弾性波共振子Ｐ１～Ｐ３の共振周波数が、移動体通信システムのＴｘ帯（８３０～８４５ＭＨｚ）に位置している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　また、インダクタＬ１のインダクタンスは１２ｎＨ、インダクタＬ２のインダクタンスは１６ｎＨ、インダクタＬ３のインダクタンスは１９ｎＨとした。
　図３は上記仕様に従って作製した本実施形態の分波器１における第１受信端子５における通過特性、すなわちローパスフィルタ２の通過特性を示す図である。他方、図４は、分波器１における第２受信端子７の通過特性を示す。図４において、ＩＳＤＢ－Ｔが使用する周波数帯域をハッチングを付したＡで示す。ハイパスフィルタ３は、このＩＳＤＢ－Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が非常に小さい。
　また、ハイパスフィルタ３自体は、約３３０ＭＨｚ以下の信号を減衰させ、約３３０ＭＨｚより高い信号を通過させる。もっとも、本実施形態では、弾性波トラップフィルタ６が、ハイパスフィルタ３の通過帯域内に阻止帯域を形成する。すなわち、弾性波トラップフィルタ６は、８３７ＭＨｚ付近に減衰量が大きな減衰極を有するトラップ特性を有する。図３及び図４において、移動体通信システムのＴｘ帯（８３０～８４５ＭＨｚ）をＢで示すこととする。図４から明らかなように、ＩＳＤＢ－Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が小さく、Ｔｘ帯Ｂにおいて減衰量が大きなフィルタ特性が得られている。具体的には、７１０ＭＨｚ付近の減衰量１．５ｄＢであるのに対し、８３０ＭＨｚでは５１ｄＢと大幅に減衰量が高められている。このように、弾性波トラップフィルタ６は、Ｔｘ帯Ｂにおいて第２受信端子７側における減衰量を確保するために設けられている。
　ＬＣフィルタに比べ、上記弾性波トラップフィルタ６はトラップ特性の急峻性に優れている。従って、図４に示すように、第２受信端子７において、Ｔｘ帯Ｂの信号を選択的に減衰させることができる。よって、Ｔｘ帯Ｂの信号が妨害波とならないため、ＩＳＤＢ－Ｔの周波数帯域Ａの信号を良好に受信することができる。
　また、本実施形態では、ハイパスフィルタ３側に弾性波トラップフィルタ６を接続しているため、ローパスフィルタ２側においては、通過帯域内における挿入損失はほとんど生じない。すなわち、図３に示すように、ローパスフィルタ２は、４００ＭＨｚ以上の信号を大きく減衰させる。加えて、ローパスフィルタ２の信号を取り出す第１受信端子５から取り出せる信号には、矢印Ｃで示す減衰極が現れている。従って、第１受信端子５においても、Ｔｘ帯Ｂにおける減衰量を増大させることができる。これは、弾性波トラップフィルタ６の回路構成によるものである。本実施形態では、弾性波トラップフィルタ６において、入力端６ａ側の初段が、Ｔｘ帯Ｂに共振周波数を位置している並列腕共振子とされている。従って、Ｔｘ帯Ｂ付近の弾性波トラップフィルタ６の入力側インピーダンスを容易に小さくすることができる。これを、図５に示す。図５は、弾性波トラップフィルタ６のＳ１１反射特性を示すインピーダンススミスチャートである。図５から明らかなように、阻止帯域の周波数範囲内（８３０～８４５ＭＨｚ）にインピーダンススミスチャートにおける実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点Ｄが存在する。そのため、入力側インピーダンスを小さくすることができる。従って、Ｔｘ帯Ｂの信号は、弾性波トラップフィルタ６が接続されていないローパスフィルタ２側には流れ難くなる。それによって、ローパスフィルタ２側に、図３に示した矢印Ｃの減衰極が現れている。
　よって、特に限定されるわけではないが、本実施形態のように、弾性波トラップフィルタ６においては、並列腕共振子が入力側端部の共振子、すなわち入力端子に並列腕共振子が接続されていることが望ましい。
　なお、このような好ましい弾性波トラップフィルタの回路構成は、図２に示したものに限定されるものではない。図６は、弾性波トラップフィルタの好ましい変形例の一例を示す回路図である。
　図６に示す弾性波トラップフィルタ１１では、入力端１２と出力端１３とを結ぶ直列腕において、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４が互いに直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４は弾性表面波共振子からなる。
　入力端１２とグラウンド電位との間に第１の並列腕共振子Ｐ１１が接続されている。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点とグラウンド電位との間に第２の並列腕共振子Ｐ１２が接続されている。直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点とグラウンド電位との間に第３の並列腕共振子Ｐ１３が接続されている。直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４間の接続点とグラウンド電位との間に第４の並列腕共振子Ｐ１４が接続されている。また、出力端１３とグラウンド電位との間に第５の並列腕共振子Ｐ１５が接続されている。第１～第５の並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１５は弾性表面波共振子からなる。
　他方、入力端１２と直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点との間にインダクタＬ１１が接続されている。すなわち、インダクタＬ１１は、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２に並列に接続されている。同様に、直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点と出力端１３との間にインダクタＬ１２が接続されている。すなわち、インダクタＬ１２は、直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４に並列に接続されるとともに、インダクタＬ１１と直列に接続されている。
　本変形例の弾性波トラップフィルタ１１においても、入力端１２側の初段の共振子は、Ｔｘ帯に共振周波数が位置している第１の並列腕共振子Ｐ１１である。従って、上記実施形態と同様に、Ｔｘ帯付近における入力側インピーダンスを小さくすることができる。本変形例では、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び第１～第５の並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１５においては以下の表２に示すように設計した。またインダクタＬ１１，Ｌ１２については、それぞれ、１０ｎＨの値とした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図７は、上記仕様の弾性波トラップフィルタ１１のＳ１１反射特性インピーダンススミスチャートを示す図である。弾性波トラップフィルタ１１においても、前述した弾性波トラップフィルタ６と同様に、阻止帯域の周波数範囲内（８３０～８４５ＭＨｚ）に実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点Ｅが存在する。従って、入力側インピーダンスを小さくすることができる。
　図８及び図９は、本変形例の弾性波トラップフィルタ１１を用いたことを除いては、上記実施形態と同様にして構成された分波器における第１受信端子及び第２受信端子の通過特性をそれぞれ示す図である。
　図９から明らかなように、本変形例の分波器においても、図９に示すように、ＩＳＤＢ－Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が非常に小さい。これに対して、Ｔｘ帯Ｂでは、減衰極が８３５ＭＨｚ付近に現れているため、大きな減衰量を得ることが可能とされている。
　他方、図８から明らかなように、ローパスフィルタ側では、４００ＭＨｚ以上の信号を減衰させることができ、ＩＳＤＢ－Ｔｍｍの通過帯域帯２０７．５～２２０ＭＨｚでは挿入損失を小さくすることが可能とされている。加えて、上記弾性波トラップフィルタ１１の入力側インピーダンスが低いため、ローパスフィルタ側に、８３０～８４５ＭＨｚの信号が流れ難い。そのため、図８に示すように、この帯域において、減衰極Ｃが現れている。従って、第１受信端子側においても、Ｔｘ帯Ｂの受信による妨害を効果的に抑制することが可能とされている。
　もっとも、図２に示した弾性波トラップフィルタ６では、直列腕共振子を必要としないため、弾性波トラップフィルタ１１に比べて弾性波トラップフィルタ６では、小型化を進めることができる。
　いずれにしても、本実施形態の分波器では、弾性波トラップフィルタ６または弾性波トラップフィルタ１１により阻止帯域を形成するものであるため、ＬＣフィルタを用いた場合に比べてＴｘ帯の阻止帯域における急峻性を効果的に高めることができる。もちろん、ＬＣフィルタのインダクタやコンデンサの数を増やせば、弾性波トラップフィルタの特性に近づけることはできるが、その場合、ＬＣフィルタの大型化や部品点数の増加を招くことになる。それに対して、本実施形態の分波器は、大型化や部品点数の増加をあまり招くことなく、急峻な阻止帯域をハイパスフィルタの通過帯域内に形成することが可能となる。
　なお、本実施形態では、弾性波トラップフィルタに弾性表面波共振子を用いたが、弾性境界波共振子や圧電薄膜共振子などの様々な弾性波共振子を用いることができる。
　なお、本実施形態では、第１受信端子においてＩＳＤＢ－Ｔｍｍ帯の信号を通過させ、第２受信端子においてＩＳＤＢ－Ｔ帯の信号を通過させ、Ｔｘ帯の信号を阻止する分波器につき説明した。しかしながら、発明における第１，第２の通過帯域は、上記特定の周波数帯域に限定されるものではない。例えば、本発明に係る分波器は、８００～９００ＭＨｚ帯を使用する通信システムと、２ＧＨｚ帯を使用する通信システムと、２．５ＧＨｚ帯のＷＬＡＮとを備えた携帯電話機にも好適に用いることができる。その場合には、ハイパスフィルタは１ＧＨｚ以下の信号を減衰させればよく、ローパスフィルタは１．８ＧＨｚ以上の信号を減衰させればよく、トラップフィルタは２．５ＧＨｚ帯の信号を減衰させればよい。
　なお、本発明においては、相対的に周波数域が高い第２の通過帯域内に形成される阻止帯域についても、上記実施形態におけるＴｘ帯に限らず、他の周波数帯域であってもよい。
１…分波器
２…ローパスフィルタ
３…ハイパスフィルタ
４…アンテナ端子
５…第１受信端子
６…弾性波トラップフィルタ
６ａ…入力端
６ｂ…出力端
７…第２受信端子
１１…弾性波トラップフィルタ
１２…入力端
１３…出力端
Ｌ１～Ｌ３，Ｌ５～Ｌ７，Ｌ１１，Ｌ１２…インダクタ
Ｐ１～Ｐ４…弾性波共振子
Ｐ１１～Ｐ１５…第１～第５の並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ４…直列腕共振子

Claims (5)

  1. 　アンテナ端子と、
    　第１受信端子および第２受信端子と、
    　前記アンテナ端子と第１受信端子との間に接続されており、第１の通過帯域を有するローパスフィルタと、
    　前記アンテナ端子と第２受信端子との間に接続されており、前記第１の通過帯域よりも高周波側に位置する第２の通過帯域を有するハイパスフィルタと、
    　前記第２の通過帯域内に位置しており、前記第２の通過帯域よりも周波数幅が狭い阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタとを備える、分波器。
  2. 　前記弾性波トラップフィルタが、前記ハイパスフィルタに直列に接続されている、請求項１に記載の分波器。
  3. 　前記弾性波トラップフィルタのインピーダンス特性において、前記阻止帯域の周波数範囲内に入力側インピーダンスの実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点が存在する、請求項１または２に記載の分波器。
  4. 　前記弾性波トラップフィルタが、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位との間に接続されている複数の並列腕と、直列腕に直列に接続されている複数のインダクタと、複数の並列腕にそれぞれ接続されている複数の並列共振子とを有するラダー型回路構成を有し、前記入力端側の初段が並列腕共振子である、請求項１～３のいずれか１項に記載の分波器。
  5. 　前記弾性波トラップフィルタが、前記分波器のアンテナ端子と前記ハイパスフィルタとの間に接続されている、請求項１～４のいずれか１項に記載の分波器。
PCT/JP2012/062503 2011-06-17 2012-05-16 分波器 WO2012172909A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013520479A JP5673818B2 (ja) 2011-06-17 2012-05-16 分波器
DE112012002502.4T DE112012002502B4 (de) 2011-06-17 2012-05-16 Demultiplexer
CN201280027712.1A CN103597744B (zh) 2011-06-17 2012-05-16 分波器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-135092 2011-06-17
JP2011135092 2011-06-17

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012172909A1 true WO2012172909A1 (ja) 2012-12-20

Family

ID=47356904

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/062503 WO2012172909A1 (ja) 2011-06-17 2012-05-16 分波器

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JP5673818B2 (ja)
CN (1) CN103597744B (ja)
DE (1) DE112012002502B4 (ja)
WO (1) WO2012172909A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014147925A1 (en) * 2013-03-21 2014-09-25 Sony Corporation Television receiver, television broadcast receiving method and mobile terminal
JPWO2015119178A1 (ja) * 2014-02-10 2017-03-23 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路および無線通信装置
CN109286387A (zh) * 2017-07-21 2019-01-29 株式会社村田制作所 高频滤波器、多路复用器、高频前置电路以及通信装置
GB2613250A (en) * 2018-07-18 2023-05-31 Skyworks Solutions Inc Parallel hybrid acoustic passive filter

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201611552A (zh) 2014-09-09 2016-03-16 鴻海精密工業股份有限公司 訊號分離電路及前端電路
KR102576845B1 (ko) * 2015-06-03 2023-09-11 가부시키가이샤 와이솔재팬 탄성파 장치
DE112017001943T5 (de) * 2016-04-08 2019-04-25 Resonant Inc. Funkfrequenzfilter, Triplexer hoher Selektivität und Kommunikationsvorrichtung
CN110999081B (zh) * 2017-07-25 2023-08-08 株式会社村田制作所 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置
DE102018102832B4 (de) * 2018-02-08 2023-01-05 RF360 Europe GmbH Filterschaltung mit einem Notchfilter
DE102019108852B4 (de) * 2019-04-04 2021-09-09 RF360 Europe GmbH Mikroakustisches Bandsperrfilter
US11387556B2 (en) 2019-04-05 2022-07-12 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Frontend module
KR102260375B1 (ko) * 2019-04-05 2021-06-03 삼성전기주식회사 프론트 엔드 모듈

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004104799A (ja) * 2002-09-12 2004-04-02 Agilent Technol Inc フィルタ
JP2004266361A (ja) * 2003-02-14 2004-09-24 Tdk Corp フロントエンドモジュール
JP2004297369A (ja) * 2003-03-26 2004-10-21 Murata Mfg Co Ltd フィルタ回路、デュプレクサおよび通信装置
WO2010116776A1 (ja) * 2009-03-30 2010-10-14 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2979962B2 (ja) 1994-06-20 1999-11-22 日本電気株式会社 障害検出システム
JP4210978B2 (ja) 2001-08-10 2009-01-21 日立金属株式会社 マルチバンドアンテナスイッチ回路及びマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれを用いた通信装置
US20040227585A1 (en) * 2003-05-14 2004-11-18 Norio Taniguchi Surface acoustic wave branching filter
CN100530958C (zh) 2003-10-16 2009-08-19 京瓷株式会社 复合型分波电路、用其的芯片零件、高频模块及无线通信设备
DE102006022580B4 (de) 2006-05-15 2014-10-09 Epcos Ag Elektrisches Bauelement
WO2008072439A1 (ja) 2006-12-14 2008-06-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性波フィルタ装置
TWI442621B (zh) 2007-01-19 2014-06-21 Murata Manufacturing Co High frequency parts

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004104799A (ja) * 2002-09-12 2004-04-02 Agilent Technol Inc フィルタ
JP2004266361A (ja) * 2003-02-14 2004-09-24 Tdk Corp フロントエンドモジュール
JP2004297369A (ja) * 2003-03-26 2004-10-21 Murata Mfg Co Ltd フィルタ回路、デュプレクサおよび通信装置
WO2010116776A1 (ja) * 2009-03-30 2010-10-14 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014147925A1 (en) * 2013-03-21 2014-09-25 Sony Corporation Television receiver, television broadcast receiving method and mobile terminal
US9479722B2 (en) 2013-03-21 2016-10-25 Sony Semiconductor Solutions Corporation Television receiver, television broadcast receiving method and mobile terminal
JPWO2015119178A1 (ja) * 2014-02-10 2017-03-23 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路および無線通信装置
CN109286387A (zh) * 2017-07-21 2019-01-29 株式会社村田制作所 高频滤波器、多路复用器、高频前置电路以及通信装置
GB2613250A (en) * 2018-07-18 2023-05-31 Skyworks Solutions Inc Parallel hybrid acoustic passive filter
GB2613250B (en) * 2018-07-18 2023-11-01 Skyworks Solutions Inc Parallel hybrid acoustic passive filter

Also Published As

Publication number Publication date
JP5673818B2 (ja) 2015-02-18
DE112012002502T5 (de) 2014-05-15
CN103597744A (zh) 2014-02-19
DE112012002502B4 (de) 2018-06-07
JPWO2012172909A1 (ja) 2015-02-23
CN103597744B (zh) 2016-09-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5673818B2 (ja) 分波器
CN108023568B (zh) 滤波器装置、多路复用器、高频前置电路以及通信装置
CN107210733B (zh) 滤波器装置
US10284163B2 (en) Frequency-variable LC filter and high-frequency front end circuit
JP6439862B2 (ja) 高周波フィルタ、フロントエンド回路、および、通信機器
US9356576B2 (en) Filter device
US9184782B2 (en) High-frequency module and communication device
JP4752914B2 (ja) 弾性波フィルタ装置
WO2011086717A1 (ja) マルチプレクサ
JP5668852B2 (ja) 分波器
KR20160091279A (ko) 래더형 필터
CN107017859B (zh) 分波器
CN111164890A (zh) 高频滤波器、多路复用器、高频前端电路以及通信装置
CN111490749A (zh) 带通滤波电路和多工器
JPWO2006040927A1 (ja) 分波器
US10439582B2 (en) Variable-frequency LC filter, high-frequency frontend module, and communication apparatus
CN109478879B (zh) 梯型频率可变滤波器、多工器、高频前端电路以及通信终端
CN110739929B (zh) 滤波器以及多路复用器
WO2017170071A1 (ja) 周波数可変フィルタ、ｒｆフロントエンド回路、および、通信端末
JPWO2006040923A1 (ja) 分波器
CN212163294U (zh) 提取器
CN108028641B (zh) 频率可变滤波器、高频前端电路
JP2020028013A (ja) フィルタおよびマルチプレクサ
KR102683043B1 (ko) 밴드패스 필터 회로 및 멀티 플렉서
US11929725B2 (en) Bandpass filter circuit and multiplexer

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12801311

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013520479

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1120120025024

Country of ref document: DE

Ref document number: 112012002502

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12801311

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1