JP4210978B2 - マルチバンドアンテナスイッチ回路及びマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれを用いた通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品及びこれらを用いた通信装置に関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなＥＧＳＭ（ＥｘｔｅｎｄｅｄＧｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛んなＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されているＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ）方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
【０００３】
前記利用者が複数のシステムを利用したい場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよいが、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このため、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そこで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品が必要になってきた。例えば、ＥＧＳＭとＤＣＳの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２５０８８号公報に、またＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開２０００−１６５２８８号公報にそれぞれ開示されている。
【０００４】
【本発明が解決しようとする課題】
次世代携帯無線システムとしてＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式のサービスが開始されつつあり、データ転送レートの高速化、通信チャネルの多重化などが期待できるため、急速に普及することが予想される。このため現在携帯電話通信システムで大きなウェートを占めている、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳなどとあわせて、Ｗ−ＣＤＭＡにも対応した携帯無線機が必要となってきた。例えばＥＧＳＭ方式（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）とＤＣＳ方式（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）、Ｗ−ＣＤＭＡ方式（送信周波数：１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数：２１１０〜２１７０ＭＨｚ）の３つのシステムに対応した高周波スイッチ回路としては、従来技術より図１８のような回路ブロックが実現できる。図１８において、分波器（ダイプレクサ）ＤｉｐによりＥＧＳＭの周波数帯の信号とＤＣＳあるいはＷ−ＣＤＭＡの周波数帯の信号を２分波した後に、第１の高周波スイッチＳＷ１によりＥＧＳＭの送信信号と受信信号を切り換え、第２の高周波スイッチＳＷ２によりＤＣＳの送信号と受信信号とＷ−ＣＤＭＡの送受信信号とを切り換える回路構成である。しかしながら図１８の回路構成では、Ｗ−ＣＤＭＡの送信信号がＳＷ２を通過する際に、高調波歪みが発生することが問題であった。
【０００５】
一般的にダイオードやＧａＡｓスイッチなどの非線形デバイスに高電力の高周波信号を投入すると、高調波歪みが発生することが知られている。特にＰＩＮダイオードの場合はＯＦＦ状態の時が顕著である。この理由は図１７に示すダイオードのＶ−Ｉ特性からも明らかであり、ＯＮ状態ではコントロール電源の電圧Ｖｃにより比較的線形性の良い動作点でダイオードが駆動しているため、高周波信号による電圧変動に対しても線形的な応答をするため高調波発生量は少ない。これに対して、ＯＦＦ状態ではＶ＝０付近が動作点となり、高周波信号による電圧変動に対しても非線形的な応答をするため高調波発生量が大きくなることに由来する。
【０００６】
図１９に図１８に示したＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路の等価回路の例を示す。また、表１に各動作モードにおけるコントロール電源とＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦ状態を示した。ここでコントロール電源のＨｉｇｈは＋１Ｖ〜＋５Ｖ、Ｌｏｗは−０．５Ｖ〜＋０．５Ｖが望ましい。
【０００７】
【表１】
【０００８】
以上より、ＥＧＳＭ送信（Ｔｘ）モード時にはＥＧＳＭ ＴＸ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＮ状態のダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、ＯＦＦ状態のダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は回路的に離れているため、高調波発生量は少ない。
【０００９】
ＤＣＳ送信（Ｔｘ）モード時も同様にＤＣＳ ＴＸ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＮ状態のダイオードＤ３、Ｄ４が接続され、ＯＦＦ状態のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６は回路的に離れているため、高調波発生量は少ない。
【００１０】
これに対し、Ｗ−ＣＤＭＡモード時にはＷ−ＣＤＭＡ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＦＦ状態のダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が接続されており、高電力の信号がＷ−ＣＤＭＡ端子から入力されるとアンテナＡＮＴ端子から大きな高調波信号が放射される。これは携帯電話のアンテナから本来発信してはいけない信号が発信されることを意味し、従来技術では回避できない問題であった。また、上記した特開平１１−２２５０８８号公報、特開２０００−１６５２８８号公報によっても完全には回避が出来ていなかった。
【００１１】
また、別の問題としてアンテナスイッチ回路で使用されるＰＩＮダイオード、ＧａＡｓ ＦＥＴ、ＳＡＷフィルタなどの高周波部品は静電気に弱く、特に携帯電話の場合、人体からの静電サージがアンテナに入力された場合に上記の高周波部品が破壊されるという問題がある。また、アンテナスイッチ回路自身は破壊まで至らなくても、送信端子に接続されるパワーアンプや、受信端子に接続されるローノイズアンプなどアンテナスイッチ回路の後段に接続される回路を破壊する可能性もあり、静電サージに対する対策を講じることが重要であった。
【００１２】
静電サージ対策に係る従来技術として、例えば特開２００１−１８６０４７号公報に開示された図１６(ａ)に示す回路がある。このものは、２つのダイプレクサのうち低周波数帯側のダイプレクサにグランドに接続したインダクタLを挿入したものであった。つまり静電サージ対策として、ダイプレクサの一部にインダクタを追加したものであるが、静電サージから保護するためにはグランドに落ちるインダクタを５ｎＨ以下に設定する必要がある。しかし、単にアンテナトップに５ｎＨ以下のインダクタを接続した場合９００ＭＨｚ〜１．８ＧＨｚ帯域までの広帯域での整合を取ることが困難になる。また、実際には後述する図１４の減衰特性に示すように３００ＭＨｚ付近での減衰量は５ｄＢ以下と僅かなものしか得られず静電サージを対策するには不十分であった。
【００１３】
また、特開２００１−４４８８３号公報に開示されたものは、アンテナ端子ＡＮＴ、送信端子Ｔｘ、受信端子Ｒｘの各々の信号ラインに図１６(ｂ)に示すようなグランドに接続されたインダクタＬ１とコンデンサＣ１をＬＣフィルタとしてそれぞれ挿入したものであった。しかし、このものでは静電サージ対策として、アンテナ端子、送信端子、受信端子のそれぞれにインダクタおよび容量を必要とするため、小型化、低コスト化の妨げになることはもちろんのこと、挿入損失の劣化の原因にもなっていた。
【００１４】
本発明では以上のような問題に鑑み、高調波発生量を抑制し、さらに静電気破壊に対しても強いマルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれらを用いた通信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＰＩＮダイオードやＧａＡｓスイッチを使用したマルチバンドアンテナスイッチ回路で発生する高調波発生量を抑制するために、ダイプレクサとスイッチ回路との間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間に高調波信号を減衰させる下記するノッチフィルタを挿入したことを要旨とするものである。また本発明では、ＧａＡｓスイッチやＰＩＮダイオードを使用したマルチバンドアンテナスイッチ回路で発生する静電気破壊を防止するために、ダイプレクサとアンテナ端子との間に下記するハイパスフィルタを挿入したものである。
【００１６】
本発明は、アンテナとスイッチ回路との間の信号経路に、５００ＭＨｚ以下での静電サージを対策するハイパスフィルタ回路と、高調波信号を抑制するノッチ回路を備え、前記ハイパスフィルタ回路は、第１のインダクタと、第１の容量と、第２のインダクタと第２の容量とを備えた直列共振回路とを有し、前記第１のインダクタと前記直列共振回路はそれぞれ接地され、前記第１のインダクタと前記直列共振回路との間の信号経路に第１の容量が接続され、前記第１のインダクタと前記第１の容量とは２００ＭＨｚ以下の静電サージを減衰するように構成され、前記直列共振回路は共振周波数が１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚとなるように構成されたことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
【００１７】
本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路においては、アンテナ端子に接続された通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有する構成とし、前記ダイプレクサと前記第１のスイッチ回路との間、あるいは前記ダイプレクサと前記第２のスイッチ回路との間の少なくとも一方が前記ノッチフィルタを介して接続されるのが好ましい。
【００１８】
また本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路においては、通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有するように構成し、前記ダイプレクサとアンテナ端子との間に前記ノッチフィルタを接続するのも好ましい。
【００１９】
また、第２のスイッチ回路にデュプレクサを接続してもよい。
【００２１】
また、本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、および抵抗、容量、インダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品である。
また、本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いたことを特徴とする通信装置である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路は、ダイプレクサとスイッチ回路の間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間にノッチフィルタを挿入したものである。このノッチフィルタは、それぞれのスイッチ回路の送信端子に入力される高調波送信信号の周波数に減衰極を持つように設定したもので、例えば送信信号がＷ−ＣＤＭＡ送信信号（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）の場合はＷ−ＣＤＭＡ送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつノッチフィルタとする。これによりスイッチ回路で発生した高調波歪みがノッチフィルタにより遮断されるため、アンテナから放射される高調波発生量は抑制される。ここでノッチフィルタを挿入する場所により、回路全体の整合が異なる場合がある。このためダイプレクサとスイッチ回路の間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間のうち、全体の整合が取れる方を、適宜選択する必要がある。
尚、ダイプレクサとスイッチ回路と送信端子との間の送信経路に接続されたローパスフィルタは、送信信号の増幅を行うパワーアンプで発生する高調波発生量を抑制する働きをする。よって、上記のノッチフィルタとローパスフィルタの両方が挿入された経路では、高調波発生量の抑制がさらに強化される。
【００２３】
また、別のマルチバンドアンテナスイッチ回路によれば、ＧＳＭ、ＤＣＳ等の第１、第２の送受信端子に加えて、Ｗ−ＣＤＭＡなどのシステムに対応した第３の送受信用の共通端子が得られる。この送受信共通端子に送受信信号の周波数差を利用して送信信号と受信信号を分波するデュプレクサＤｕｐを接続することにより、ＧＳＭ、ＤＣＳなどのＧＳＭ系のシステムとＷ−ＣＤＭＡ系のシステムに対応したマルチバンドアンテナスイッチ回路が得られる。つまり、ＧＳＭ系のシステムは、ＴＤＭＡ方式（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：時分割多元接続）であり、Ｗ−ＣＤＭＡ系のシステムは、その名の通りＣＤＭＡ方式（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重接続）である。このため、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路はマルチモード対応となっている。
【００２４】
さらに、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路では、少なくともダイプレクサとアンテナ端子の間にハイパスフィルタを挿入している。図１２にその等価回路の一例を示す。このハイパスフィルタは、第１のインダクタL1と第１の容量Ｃ１により静電気放電によるサージ電圧をグランド側へ逃がし、さらに第２のインダクタＬ２とグランドに接続された第２の容量Ｃ２からなる直列共振回路により共振周波数帯での静電サージを効果的にグランドへ吸収すると共に、第１のインダクタＬ１、第１の容量Ｃ１、第２のインダクタＬ２、第２の容量Ｃ２の定数値を調整することにより９００ＭＨｚ帯域〜１．８ＧＨｚ帯域までの広帯域での整合を取ることが出来る。
【００２５】
また、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品は、マルチバンドアンテナスイッチ回路を構成するダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路の配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減でき、また両者間の整合調整が容易となる。一方、マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
また、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品とデュプレクサとを組み合わせることで、Ｗ−ＣＤＭＡの送受信の切り換えにも対応でき、ＧＳＭ系システムとＣＤＭＡ系の異なるマルチプルアクセスにも対応した、携帯電話端末に適合したマルチモードのマルチバンドアンテナスイッチ回路を構築できる。
これらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は装置の小型化と低消費電力仕様となる。
【００２６】
以上のことより、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びに通信装置は、パワーアンプでの高調波発生量およびスイッチ回路での高調波発生量の抑制、ＧａＡｓスイッチやＰＩＮダイオード等の高周波部品の静電気破壊の保護及び小型化、低コスト化、低消費電力化を図ることができる。
【００２７】
以下、本発明に係るマルチバンドアンテナスイッチ回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品の実施形態について図面を参照して説明する。
（実施例１）
図１に本発明の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。ダイプレクサＤｉｐはＥＧＳＭ系（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）の８８０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ帯の信号とＤＣＳ系（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）およびＷ−ＣＤＭＡ系（送信周波数：１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数：２１１０〜２１７０ＭＨｚ）の１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ帯のアンテナからの信号を分波する。スイッチ回路ＳＷ１は、ダイプレクサＤｉｐで分波されたＥＧＳＭ系の信号を送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘと受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘへ切り換える。スイッチ回路ＳＷ２は、ダイプレクサＤｉｐで分波されたＤＣＳ系およびＷ−ＣＤＭＡ系の信号を送信端子ＤＣＳ Ｔｘ、受信端子ＤＣＳ Ｒｘ及び送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡへ切り換える。第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、ＥＧＳＭ側のパワーアンプから入力される送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、ＥＧＳＭ送信信号を通過し、ＥＧＳＭ送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。同様に第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、ＤＣＳ側のパワーアンプから入力される送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、ＤＣＳ送信信号を通過し、ＤＣＳ送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。よって、パワーアンプで発生される高調波歪みが第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２により低減される。さらに、ノッチフィルタＮＦは第２の高周波スイッチＳＷ２で発生する高調波歪みを低減するために、Ｗ−ＣＤＭＡ送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつノッチフィルタが用いられ、スイッチ回路からの高調波発生量を低減している。これらによりアンテナＡＮＴから放射される高調波発生量を低減できている。また、ここでのスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したが、このようなダイオードスイッチ回路の他にＧａＡｓスイッチも使用できる。一般的にＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路はＧａＡｓスイッチと比較して低コストで回路を構築できるというメリットがあり、逆にＧａＡｓスイッチはＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路と比較すると低消費電力化が可能になるというメリットがあるので、これらの特徴を生かすように選択することが望ましい。
【００２８】
図２に本実施例の具体的な等価回路の一例を示した。ここで、本実施例におけるＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡの各動作モードとコントロール電源の関係は表１に示した通りである。
ダイプレクサＤｉｐは、伝送線路Ｌ１〜Ｌ４および容量Ｃ１〜Ｃ４により構成される。伝送線路Ｌ２と容量Ｃ１は直列共振回路を形成し、ＤＣＳおよびＷ−ＣＤＭＡ帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では１．９ＧＨｚに減衰極をあわせた。また、伝送線路Ｌ４と容量Ｃ３は直列共振回路を形成し、ＥＧＳＭ帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では０．９ＧＨｚに減衰極をあわせた。この回路により、ＥＧＳＭ系の信号とＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路Ｌ１、Ｌ３はＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号がＥＧＳＭ系の経路へ伝送しにくくなる。逆に容量Ｃ２、Ｃ４はＥＧＳＭ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりＥＧＳＭ系の信号がＤＣＳ／ＷＣＤＭＡ系の経路へ伝送しにくくなる。
【００２９】
第１のスイッチ回路ＳＷ１は、容量Ｃ５、Ｃ６、伝送線路Ｌ５、Ｌ６、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、および抵抗Ｒ１により構成される。伝送線路Ｌ５、Ｌ６はＥＧＳＭの送信周波数帯においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ５はＥＧＳＭの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は１０〜１００ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ１はコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈ状態での第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２００Ωを使用した。容量Ｃ５、Ｃ６はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ２には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すように容量Ｃ６と直列共振させる。容量Ｃ６の容量値は適宜設定する。
以上によりコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時には、第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２は共にＯＮとなり、第２のダイオードＤ２と伝送線路Ｌ６の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ６の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源ＶＣ１がＬｏｗの時には第１のダイオードＤ１もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘ間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードＤ２もＯＦＦであるので、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、ＥＧＳＭ信号の送受信の切り換えが可能となる。
【００３０】
第２のスイッチ回路ＳＷ２は、容量Ｃ７〜Ｃ１０、伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０、ＰＩＮダイオードＤ３〜Ｄ６、および抵抗Ｒ２、Ｒ３により構成される。伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０はＤＣＳ〜Ｗ−ＣＤＭＡの信号の周波数においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ７、Ｌ９はそれぞれＤＣＳの送信周波数において、Ｗ−ＣＤＭＡの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は５〜６０ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ２はコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈ状態での第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２００Ωを使用した。抵抗Ｒ３はコントロール電源ＶＣ３がＨｉｇｈ状態での第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２ｋΩを使用した。容量Ｃ７、Ｃ８、Ｃ１０はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。またコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ４には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ７と直列共振するように容量Ｃ７の容量値を設定する。
以上によりコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時には、第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４は共にＯＮとなり、第４のダイオードＤ４と伝送線路Ｌ８の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ８の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子ＶＣ２がＬｏｗの時には第３のダイオードＤ３もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘ間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードＤ４もＯＦＦであるのでダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子間の経路では信号が通過しやすくなる。
【００３１】
また、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、ＰＩＮダイオードＤ６には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ１０と直列共振するように容量Ｃ１０の容量値を設定する。これによりコントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６は共にＯＮとなり、第６のダイオードＤ６と伝送線路Ｌ１０の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ１０の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時にはＷ−ＣＤＭＡ送受信端子間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードＤ６もＯＦＦであるのでＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時には第５のダイオードＤ５もＯＦＦとなり、ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘ間の経路には信号は通過できず、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘへ、コントロール端子ＶＣ２、ＶＣ３がそれぞれＬｏｗ、Ｈｉｇｈの時にはＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘへ、コントロール端子ＶＣ２およびコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時にはＷ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡへの切り換えが可能となる。
【００３２】
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、伝送線路Ｌ１１および容量Ｃ１１〜Ｃ１３より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでＬ１１とＣ１１は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の２．７ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＥＧＳＭ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
図２において、第１のローパスフィルタＬＰＦ１は第１の高周波スイッチＳＷ１の第１のダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５の間に配置しているが、これはダイプレクサＤｉｐと第１の高周波スイッチＳＷ１との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ５とＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタＬＰＦ１のグランドに接続する容量を伝送線路Ｌ５と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路Ｌ５の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。
【００３３】
第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、伝送線路Ｌ１２および容量Ｃ１４〜Ｃ１６より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Ｌ１２と容量Ｃ１４は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＤＣＳ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．６ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＤＣＳ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第２のローパスフィルタＬＰＦ２も第１のローパスフィルタＬＰＦ１と同様に、ダイプレクサＤｉｐと第２の高周波スイッチＳＷ２との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ７とＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘとの間に配置しても良い。
図２の実施例では第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は、ダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５との間、及びダイオードＤ３と伝送線路Ｌ７との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
【００３４】
ダイプレクサＤｉｐと第２のスイッチ回路ＳＷ２の間に接続されたノッチフィルタＮＦは、伝送線路Ｌ１３および容量Ｃ１７より構成される。ここで伝送線路Ｌ１３と容量Ｃ１７は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＷ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．９ＧＨｚに設定した。Ｗ−ＣＤＭＡモードにおいてはコントロール電源ＶＣ２およびコントロール電源ＶＣ３がＬｏｗとなり、Ｗ−ＣＤＭＡの経路にはＯＦＦ状態のダイオードＤ３〜Ｄ６が接続された状態となる。したがって、高電力のＷＣＤＭＡ送信信号が入力されるとダイオードの非線形性より大きな高調波歪みが発生する。しかし、本実施例ではダイプレクサＤｉｐと高周波スイッチＳＷ２の間に接続されたノッチフィルタＮＦにより高調波歪みが除去されるため、アンテナからの高調波発生量を抑制することができる。
【００３５】
さらに、ＤＣＳの送信周波数の２倍の周波数が３．５ＧＨｚであるのに対し、ノッチフィルタＮＦの共振周波数が３．９ＧＨｚと比較的近いところに減衰極があるため、ＤＣＳの送信周波数の２倍高調波発生量も同時に抑制することができる。表２に図１９の従来技術による回路と図２に示した本発明の回路との特性比較を示した。本実施例ではＤＣＳの送信周波数の２倍および３倍高調波発生量、Ｗ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍および３倍高調波発生量ともに従来技術と比較して１５ｄＢｃ以上の改善効果が得られた。
【００３６】
【表２】
【００３７】
なお、図１のノッチフィルタＮＦは図６のような伝送線路と容量の並列共振回路だけではなく、図７に示した伝送線路と容量の直列共振でも実現可能である。本実施例ではマッチングの関係で、並列共振回路を適用したが、直列共振回路の方が通過帯域の信号の通過経路に直列に伝送線路が追加されることがなく、抵抗損失に伴う挿入損失の劣化が少なくて済む。
【００３８】
（実施例２）
図３は本発明の他の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では実施例１の回路に加えて、ダイプレクサＤｉｐと第１のスイッチ回路ＳＷ１の間に第１のノッチフィルタＮＦ１が挿入されている。ＮＦ１は図６および図７にそれぞれ示した並列共振回路及び／又は直列共振回路を使用することができる。この場合、共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例により第１の高周波スイッチＳＷ１で発生する高調波歪みをノッチフィルタＮＦ１が除去するため、アンテナからの高調波発生量をさらに抑制することができる。
【００３９】
（実施例３）
図４は本発明の他の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では図１８の従来の回路に加えて、アンテナ端子ＡＮＴとダイプレクサＤｉｐの間にノッチフィルタＮＦを挿入した回路構成になっている。ここでの第１、第２のスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路の他に第１のスイッチ回路ＳＷ１をＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｕａｌ Ｔｈｒｏｗ）、ＳＷ２をＳＰ３Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ３ Ｔｈｒｏｗ）と呼ばれるＧａＡｓスイッチも使用できる。一般的にＧａＡｓスイッチはＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路と比較すると低消費電力化が可能になるというメリットがある。
ノッチフィルタＮＦは図６および図７にそれぞれ示した並列共振回路または直列共振回路を使用することができる。この場合、共振周波数はＷ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例により第２の高周波スイッチＳＷ２で発生するＷ−ＣＤＭＡ信号の高調波歪みをノッチフィルタＮＦが除去するため、アンテナからの高調波発生量を抑制することができる。
【００４０】
また、本実施例のノッチフィルタＮＦの共振周波数をＷ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍の周波数（３．９ＧＨｚ）に設定した場合、ＤＣＳ送信周波数の２倍の周波数（３．６ＧＨｚ）およびＥＧＳＭ送信周波数の４倍の周波数（３．４ＧＨｚ）と比較的近くに減衰極を設けることができる。このため、Ｗ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍、ＤＣＳ送信周波数の２倍、およびＥＧＳＭ送信周波数の４倍の高次高調波発生量を同時に抑制することが可能となる。
さらに、本実施例のノッチフィルタＮＦにバラクタダイオードなどの可変容量やＰＩＮダイオードなどを組み込んだ減衰極を外部信号でコントロールできる可変ノッチフィルタを使用することも可能である。これによりノッチフィルタの減衰極をＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡそれぞれの動作モードに最適な周波数に調整可能となるため、高調波発生量を最小限に抑制することが可能となる。
【００４１】
（実施例４）
図５に本発明の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では実施例１の回路に加えて、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子にＷ−ＣＤＭＡの送受信信号を周波数的に切り換えるデュプレクサＤｕｐを接続した回路構成になっている。この場合、デュプレクサＤｕｐはＷ−ＣＤＭＡ帯域（１９２０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ）の送受信信号を送信信号と受信信号の周波数で分波し、Ｗ−ＣＤＭＡの送信と受信を切り換えることができる。すなわちＳＷ２を下端のＷ−ＣＤＭＡに接続したときにはＷ−ＣＤＭＡの送受信の切り換えはＤｕｐで可能となり、それ以外の接続ではＥＧＳＭまたはＤＣＳの送受信が選択される。これによりＴＤＭＡ系とＣＤＭＡ系の異なるシステムにも対応した携帯電話端末に適合したマルチバンドアンテナスイッチ回路を構築できる。
【００４２】
次に、上述してきたマルチバンドアンテナスイッチ回路において静電サージの対策をとることが望ましいことは言うまでもない。特にＧａＡｓ ＦＥＴを用いたスイッチ回路ではＰＩＮダイオードに比べて静電気破壊に対して弱いという一面がある。これを対策するハイパスフィルタについて以下に説明する。
図１２はそのハイパスフィルタの一実施例を示す等価回路図である。インダクタＬ１は入力端子Ｐ１とグランドとの間に接続され、容量Ｃ１は入力端子Ｐ１と出力端子Ｐ２との間に挿入され、さらにインダクタＬ２と容量Ｃ２からなる直列共振回路が出力端子Ｐ２とグランドとの間に接続されている。この場合、インダクタＬ１と容量Ｃ１の値を適宜選択することによって静電サージをグランドへ逃がし、高周波信号については低損失で伝達するようなハイパスフィルタが構成される。ここでインダクタＬ１は５０ｎＨ以下、容量Ｃ１は１０ｐＦ以下が望ましい。これにより約２００ＭＨｚ以下の静電サージをグランドへ逃がすことができる。また、インダクタＬ２および容量Ｃ２からなる直列共振回路は、その共振周波数が１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの間に設定されるようにインダクタＬ２、容量Ｃ２の値を設定する。この場合容量Ｃ２は１０ｐＦ以上、インダクタＬ２は５０ｎＨ以下が望ましい。これにより共振周波数前後の周波数の静電サージをグランドへ逃がすことができる。以上により２００ＭＨｚ以下と１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚ前後のサージ効果を合成することができており、静電破壊で問題となる約５００ＭＨｚ以下での静電サージを十分にグランドへ吸収することができ、静電サージ対策をより効率的に行うことが出来る。
【００４３】
図１３は静電サージ対策用ハイパスフィルタ回路の他の実施例である。図においてインダクタＬ１、Ｌ２、容量Ｃ１、Ｃ２の構成は図１２に示したものと同じである。ここでは、容量Ｃ１と出力端子Ｐ２の間に容量Ｃ３とインダクタＬ３から構成される並列共振回路が挿入されている点が異なる。この並列共振回路はノッチフィルタとして機能し、通過する信号のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の周波数に減衰極を持つように設定することにより、アンテナから発信する高調波ノイズ信号を除去する働きをする。また、ハイパスフィルタを構成するインダクタＬ１、Ｌ２、容量Ｃ１、Ｃ２、に加えて容量Ｃ３、インダクタＬ３も整合回路の一部として機能するため、調整箇所が増えることになり回路全体の整合がより容易に調整可能となる。
【００４４】
実際の携帯端末で起こりうる静電サージによる破壊は、人体が帯電した状態で携帯端末のアンテナに接触した場合が想定される。この状況を実験的に再現する方法としてＨｕｍａｎ Ｂｏｄｙ Ｍｏｄｅｌが一般的に用いられる。このモデルより人体からのサージ波形はＤＣ〜３００ＭＨｚまでの周波数成分が支配的であることが知られている。よって、静電サージ対策部品としてはＤＣ〜３００ＭＨｚまでを除去でき、尚且つ高周波信号を低損失で伝送できるハイパスフィルタが理想的であると言える。そこで、本発明の図１２の静電サージ対策回路と図１６（ａ）（ｂ）で示した従来の対策回路についてＤＣ〜２ＧＨｚまでの減衰特性を測定した。図１４に減衰特性を、図１５に反射特性をそれぞれ示す。特性比較として、通過させる信号は９００ＭＨｚ帯域、１８００ＭＨｚ帯域を想定し、図１５に示すようにそれぞれの帯域での反射特性Ｖ．Ｓ．Ｗ．Ｒが１．５以下となるように設定した。図１４の減衰特性より静電破壊で問題となる３００ＭＨｚ以下の周波数帯での減衰量は、図１６（ａ）（ｂ）の静電サージ対策回路では５ｄＢ以下であるのに対し、本発明の図１２の静電サージ対策回路では３０ｄＢ以上であり、こちらの静電サージ対策回路の方が２５ｄＢ強（１７倍以上）の減衰量（静電サージ除去効果）が確保できることが確認できた。
【００４５】
（実施例５）
図８はＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳ（送信周波数：８２４〜８４９ＭＨｚ、受信周波数：８６９〜８９４ＭＨｚ）、ＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。第１のスイッチ回路ＳＷ１はＥＧＳＭ及びＤＡＭＰＳの送信端子、ＥＧＳＭの受信端子、ＤＡＭＰＳの受信端子へ切り換えを行う。第２のスイッチ回路ＳＷ２はＤＣＳ及びＰＣＳの送信端子、ＤＣＳの受信端子、ＰＣＳの受信端子、Ｗ−ＣＤＭＡの送受信端子へ切り換えを行う。ノッチフィルタＮＦ２はＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡの送信帯域の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例では２倍の周波数として３．７ＧＨｚに減衰極をもつノッチフィルタＮＦを採用した。これにより、ＤＣＳ／ＰＣＳ／Ｗ−ＣＤＭＡの３つの送信モードにおいて、アンテナからの高調波発生量を同時に抑制することが可能となる。ノッチフィルタＮＦ１はＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳの送信帯域の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例では２倍の周波数として１．７ＧＨｚに減衰極をもつノッチフィルタＮＦを採用した。なお、ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したスイッチでも可能であるが、本実施例ではＳＷ１としてＳＰ３Ｔ、ＳＷ２としてＳＰ４ＴのＧａＡｓスイッチを使用した。
【００４６】
静電サージ対策回路はアンテナ端子ＡＮＴとダイプレクサＤｉｐの間に挿入され、アンテナから入力された静電サージをグランドへ吸収する。点線枠内に示したインダクタＬ３と容量Ｃ３で構成される並列共振回路はオプションであるが、この並列共振回路を設けた場合は、減衰極をＤＣＳとＰＣＳの送信周波数の２倍の周波数（３４２０ＭＨｚ〜３８２０ＭＨｚ）に調整することにより、ＥＧＳＭ送信周波数の４倍の周波数（３５２０ＭＨｚ〜３６６０ＭＨｚ）とＤＡＭＰＳ送信周波数の４倍の周波数（３２９６ＭＨｚ〜３３９６ＭＨｚ）もほぼ同時に減衰させることができるため、ＤＣＳとＰＣＳ送信周波数の２倍波減衰量、ＥＧＳＭＧ／ＤＡＭＰＳの送信信号の４倍波減衰量を同時に減衰させることができる。また並列共振回路を構成するインダクタＬ３、容量Ｃ３は整合回路としての機能も兼ね備えているため、アンテナスイッチ全体のマッチング調整用としても有用である。
以上により、ＳＰ３Ｔスイッチ、ＳＰ４Ｔスイッチ、送信端子に接続されるパワーアンプ、受信端子に接続されるローノイズアンプなどの回路を静電サージから効率的に保護することが出来る。
【００４７】
図９は上述した図４のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路に静電サージ対策回路を挿入した例を示している。図４におけるノッチフィルタＮＦとアンテナ端子ＡＮＴとの間に図１３の静電サージ対策回路を挿入したものであるが、この実施例ではインダクタＬ３と容量Ｃ３で構成される並列共振回路の共振周波数をＷ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍の周波数（３．９ＧＨｚ）に設定し、これをノッチフィルタＮＦとしている。従って、インダクタＬ１と容量Ｃ１及びインダクタＬ２と容量Ｃ２からなる回路で５００ＭＨｚ以下の静電サージを対策し、インダクタＬ３と容量Ｃ３の並列共振回路でＧＨｚ帯のノッチフィルタとして兼用している。
他の実施例でも静電サージ対策回路を挿入することができる。但し、上記した例では静電サージ対策回路をアンテナトップに接続する場合を想定して述べているが、この静電サージ対策回路は９００ＭＨｚ〜２ＧＨｚまで十分広い帯域で整合がとれると言う特徴があり、アンテナトップだけでなく複数の場所に挿入することが可能である。例えばダイプレクサＤｉｐとノッチフィルタＮＦの間、ダイプレクサＤｉｐと高周波スイッチＳＷの間、高周波スイッチＳＷとローパスフィルタＬＰＦの間、高周波スイッチＳＷとデュプレクサＤｕｐの間、またはダイプレクサＤｉｐと弾性表面波フィルタＳＡＷの間などに適宜挿入してもよい。
【００４８】
次に、本発明におけるダイプレクサやスイッチ回路、ローパスフィルタおよびノッチフィルタを構成する伝送線路および容量の一部を誘電体積層基板に内蔵し、スイッチ回路の一部を構成するＰＩＮダイオードやＧａＡｓスイッチなどのスイッチ素子、および抵抗、容量、インダクタなどのチップ部品を誘電体積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００４９】
図１０は図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体を構成するグリーンシートおよび電極パターンを示す図である。グリーンシート１〜１２は上から順番に積層されている。最後のシート１３はグリーンシート１２の裏面である。グリーンシート１にはダイオード、チップ抵抗、チップコンデンサを搭載するためのランド電極１４およびメタルシールド（金属ケース）を搭載するためのランド電極１６が印刷されている。また異なるグリーンシートに形成された電極パターン同士を接続するビアホール電極１５（図中黒丸で表示）を形成している。シート１３（グリーンシート１２の底面）にはグランド端子６１〜６７、アンテナ端子６８、ＥＧＳＭ送信端子６９、ＤＣＳ送信端子７０、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子７１、ＤＣＳ受信端子７２、ＥＧＳＭ受信端子７３、および電源端子７４〜７６が形成されている。グリーンシート２、３、４、９、１０には主に伝送線路となるライン電極パターンが印刷されており、グリーンシート５、６、７、８、１１には主に容量を形成する容量用の電極パターンが印刷されている。また、グリーンシート６、８、１２にはグランド電極１７〜１９が印刷されている。
【００５０】
以下では図２の等価回路との対応を説明する。図１０において、２０〜２８はダイプレクサＤｉｐを構成する伝送線路で２１と２３でＬ１、２５と２７でＬ２、２０と２２でＬ３、２６と２８でＬ４を形成している。４５〜５０はダイプレクサＤｉｐを構成する容量用の電極パターンに対応し４５と４６でＣ２、４７と４８でＣ４、４９と１７でＣ１、５０と１７でＣ３を形成している。２９〜３４はスイッチ回路ＳＷ１を構成する伝送線路で２９と３０でＬ１１、３１と３２でＬ５３３と３４でＬ６を形成している。５１〜５４はスイッチ回路ＳＷ１を構成する容量用の電極パターンに対応し５１と５２でＣ１１、５３と１８でＣ１２、５２と１８でＣ１３５４と１８でＣ６を形成している。３５〜４３はスイッチ回路ＳＷ２を構成する伝送線路で３５と３６でＬ１２、３７でＬ７、３８と４１でＬ１０、３９と４２でＬ９、４０と４３でＬ８を形成している。５５〜５９はスイッチ回路ＳＷ２を構成する容量用の電極パターンに対応し５５と５８でＣ１４、５６と１９でＣ１０、５７と１９でＣ７、５８と１８でＣ１５、５９と１７でＣ１６を形成している。４４はノッチフィルタＮＦを構成する伝送線路、６０はノッチ回路ＮＦを構成する容量用の電極パターンに対応する。またスルーホール電極１５は各シート間の電気的な接続を行う。
【００５１】
本実施例で使用したグリーンシートは９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材料を用いており、伝送線路、容量を形成しやすいように、シート厚みが４０〜２００μｍのものを使用した。このセラミックグリーンシート１〜１２を積層し、側面電極７７を印刷した後に、９５０℃で焼成することにより、アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体が得られる。さらに、図１１に示すように積層体上にダイオード７８、チップ抵抗７９、チップコンデンサ８０を実装することにより、図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００５２】
（その他の実施例）
上記した以外にもＰＤＣ８００帯域（８１０〜９６０ＭＨｚ）、ＧＰＳ帯域（１５７５．４２ＭＨｚ）、ＰＨＳ帯域（１８９５〜１９２０ＭＨｚ）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ帯域（２４００〜２４８４ＭＨｚ）や、米国で普及が見込まれるＣＤＭＡ２０００、中国で普及が見込まれるＴＤ−ＳＣＤＭＡなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。したがって、本発明によれば高調波発生量を抑制し静電気破壊を防止した、デュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が得られる。そして、これらの機能を積層体内に集約することができ、このような積層体モジュールを用いた携帯電話などの通信機器は小型で低消費電力化が可能となる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によると、ダイプレクサとスイッチ回路の間またはアンテナとダイプレクサの間にノッチフィルタを挿入することにより、パワーアンプでの高調波発生量およびスイッチ回路での高調波発生量を抑制することができる。
また、静電サージ対策回路を用いればアンテナ端子からの静電サージをグランドに逃がし、かつ広範囲の周波数帯に対して静電サージを吸収し、より完全に静電気破壊対策ができる。
また、ダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整合調整が容易となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載するので、一層小型で安価な積層モジュール複合部品となる。
以上によりこれらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は、従来の装置と比較して小型化と低消費電力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図２】 本発明に係るＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図３】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図４】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図５】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図６】 本発明に用いるノッチフィルタ回路の一例である。
【図７】 本発明に用いるノッチフィルタ回路の一例である。
【図８】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図に静電サージ対策回路を設けた図である。
【図９】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図に静電サージ対策回路を設けた図である。
【図１０】 図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ複合部品の積層体を構成するグリーンシートの電極パターンを示す図である。
【図１１】 図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ複合部品の斜視図である。
【図１２】 本発明に係る静電サージ対策用ハイパスフィルタの実施例の等価回路図である。
【図１３】 本発明に係る他の静電サージ対策用ハイパスフィルタの等価回路図である。
【図１４】 本発明の静電サージ対策回路の減衰特性を示す図である。
【図１５】 本発明の静電サージ対策回路の反射特性を示す図である。
【図１６】 従来の静電サージ対策回路を示す等価回路図である。
【図１７】 ＰＩＮダイオードの動作点を示す図である。
【図１８】 従来のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路の等価回路である。
【図１９】 従来のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ：アンテナ
Ｄｉｐ：ダイプレクサ
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ回路
ＮＦ、ＮＦ１、ＮＦ２：ノッチフィルタ
Ｄｕｐ：デュプレクサ
Ｌ、Ｌ１〜Ｌ１３：伝送線路またはインダクタ
Ｃ、Ｃ１〜Ｃ１７：容量
Ｄ１〜Ｄ６：ＰＩＮダイオード
Ｒ１〜Ｒ３：抵抗
ＶＣ１〜ＶＣ３：コントロール電源
１〜１２：誘電体積層シート
１３：アンテナスイッチ積層部品の底面の電極パターン
１４：搭載部品のランド電極
１５：スルーホール電極
１６：メタルシールド用ランド電極
１７〜１９：グランド電極
２０〜４４：ライン電極
４５〜６０：容量電極
６１〜６７：グランド端子
６８：アンテナ端子
６９：ＥＧＳＭ送信端子
７０：ＤＣＳ送信端子
７１：Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子
７２：ＤＣＳ受信端子
７３：ＥＧＳＭ受信端子
７４〜７６：電源端子
７７：側面電極端子
７８：ＰＩＮダイオード
７９：チップ抵抗
８０：チップコンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品及びこれらを用いた通信装置に関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなＥＧＳＭ（ＥｘｔｅｎｄｅｄＧｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛んなＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されているＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ）方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
【０００３】
前記利用者が複数のシステムを利用したい場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよいが、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このため、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そこで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品が必要になってきた。例えば、ＥＧＳＭとＤＣＳの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２５０８８号公報に、またＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開２０００−１６５２８８号公報にそれぞれ開示されている。
【０００４】
【本発明が解決しようとする課題】
次世代携帯無線システムとしてＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式のサービスが開始されつつあり、データ転送レートの高速化、通信チャネルの多重化などが期待できるため、急速に普及することが予想される。このため現在携帯電話通信システムで大きなウェートを占めている、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳなどとあわせて、Ｗ−ＣＤＭＡにも対応した携帯無線機が必要となってきた。例えばＥＧＳＭ方式（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）とＤＣＳ方式（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）、Ｗ−ＣＤＭＡ方式（送信周波数：１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数：２１１０〜２１７０ＭＨｚ）の３つのシステムに対応した高周波スイッチ回路としては、従来技術より図１８のような回路ブロックが実現できる。図１８において、分波器（ダイプレクサ）ＤｉｐによりＥＧＳＭの周波数帯の信号とＤＣＳあるいはＷ−ＣＤＭＡの周波数帯の信号を２分波した後に、第１の高周波スイッチＳＷ１によりＥＧＳＭの送信信号と受信信号を切り換え、第２の高周波スイッチＳＷ２によりＤＣＳの送信号と受信信号とＷ−ＣＤＭＡの送受信信号とを切り換える回路構成である。しかしながら図１８の回路構成では、Ｗ−ＣＤＭＡの送信信号がＳＷ２を通過する際に、高調波歪みが発生することが問題であった。
【０００５】
一般的にダイオードやＧａＡｓスイッチなどの非線形デバイスに高電力の高周波信号を投入すると、高調波歪みが発生することが知られている。特にＰＩＮダイオードの場合はＯＦＦ状態の時が顕著である。この理由は図１７に示すダイオードのＶ−Ｉ特性からも明らかであり、ＯＮ状態ではコントロール電源の電圧Ｖｃにより比較的線形性の良い動作点でダイオードが駆動しているため、高周波信号による電圧変動に対しても線形的な応答をするため高調波発生量は少ない。これに対して、ＯＦＦ状態ではＶ＝０付近が動作点となり、高周波信号による電圧変動に対しても非線形的な応答をするため高調波発生量が大きくなることに由来する。
【０００６】
図１９に図１８に示したＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路の等価回路の例を示す。また、表１に各動作モードにおけるコントロール電源とＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦ状態を示した。ここでコントロール電源のＨｉｇｈは＋１Ｖ〜＋５Ｖ、Ｌｏｗは−０．５Ｖ〜＋０．５Ｖが望ましい。
【０００７】
【表１】
以上より、ＥＧＳＭ送信（Ｔｘ）モード時にはＥＧＳＭ ＴＸ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＮ状態のダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、ＯＦＦ状態のダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は回路的に離れているため、高調波発生量は少ない。
【０００９】
ＤＣＳ送信（Ｔｘ）モード時も同様にＤＣＳ ＴＸ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＮ状態のダイオードＤ３、Ｄ４が接続され、ＯＦＦ状態のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６は回路的に離れているため、高調波発生量は少ない。
【００１０】
これに対し、Ｗ−ＣＤＭＡモード時にはＷ−ＣＤＭＡ端子からアンテナＡＮＴの経路にはＯＦＦ状態のダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が接続されており、高電力の信号がＷ−ＣＤＭＡ端子から入力されるとアンテナＡＮＴ端子から大きな高調波信号が放射される。これは携帯電話のアンテナから本来発信してはいけない信号が発信されることを意味し、従来技術では回避できない問題であった。また、上記した特開平１１−２２５０８８号公報、特開２０００−１６５２８８号公報によっても完全には回避が出来ていなかった。
【００１１】
また、別の問題としてアンテナスイッチ回路で使用されるＰＩＮダイオード、ＧａＡｓ ＦＥＴ、ＳＡＷフィルタなどの高周波部品は静電気に弱く、特に携帯電話の場合、人体からの静電サージがアンテナに入力された場合に上記の高周波部品が破壊されるという問題がある。また、アンテナスイッチ回路自身は破壊まで至らなくても、送信端子に接続されるパワーアンプや、受信端子に接続されるローノイズアンプなどアンテナスイッチ回路の後段に接続される回路を破壊する可能性もあり、静電サージに対する対策を講じることが重要であった。
【００１２】
静電サージ対策に係る従来技術として、例えば特開２００１−１８６０４７号公報に開示された図１６(ａ)に示す回路がある。このものは、２つのダイプレクサのうち低周波数帯側のダイプレクサにグランドに接続したインダクタLを挿入したものであった。つまり静電サージ対策として、ダイプレクサの一部にインダクタを追加したものであるが、静電サージから保護するためにはグランドに落ちるインダクタを５ｎＨ以下に設定する必要がある。しかし、単にアンテナトップに５ｎＨ以下のインダクタを接続した場合９００ＭＨｚ〜１．８ＧＨｚ帯域までの広帯域での整合を取ることが困難になる。また、実際には後述する図１４の減衰特性に示すように３００ＭＨｚ付近での減衰量は５ｄＢ以下と僅かなものしか得られず静電サージを対策するには不十分であった。
【００１３】
また、特開２００１−４４８８３号公報に開示されたものは、アンテナ端子ＡＮＴ、送信端子Ｔｘ、受信端子Ｒｘの各々の信号ラインに図１６(ｂ)に示すようなグランドに接続されたインダクタＬ１とコンデンサＣ１をＬＣフィルタとしてそれぞれ挿入したものであった。しかし、このものでは静電サージ対策として、アンテナ端子、送信端子、受信端子のそれぞれにインダクタおよび容量を必要とするため、小型化、低コスト化の妨げになることはもちろんのこと、挿入損失の劣化の原因にもなっていた。
【００１４】
本発明では以上のような問題に鑑み、高調波発生量を抑制し、さらに静電気破壊に対しても強いマルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれらを用いた通信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＰＩＮダイオードやＧａＡｓスイッチを使用したマルチバンドアンテナスイッチ回路で発生する高調波発生量を抑制するために、ダイプレクサとスイッチ回路との間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間に高調波信号を減衰させる下記するノッチフィルタを挿入したことを要旨とするものである。また本発明では、ＧａＡｓスイッチやＰＩＮダイオードを使用したマルチバンドアンテナスイッチ回路で発生する静電気破壊を防止するために、ダイプレクサとアンテナ端子との間に下記するハイパスフィルタを挿入したものである。
【００１６】
本発明は、アンテナとスイッチ回路との間の信号経路に、５００ＭＨｚ以下での静電サージを対策するハイパスフィルタ回路と、高調波信号を抑制するノッチ回路を備え、前記ハイパスフィルタ回路は、第１のインダクタと、第１の容量と、第２のインダクタと第２の容量とを備えた直列共振回路とを有し、前記第１のインダクタと前記直列共振回路はそれぞれ接地され、前記第１のインダクタと前記直列共振回路との間の信号経路に第１の容量が接続され、前記第１のインダクタと前記第１の容量とは２００ＭＨｚ以下の静電サージを減衰するように構成され、前記直列共振回路は共振周波数が１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚとなるように構成されたことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
【００１７】
本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路においては、アンテナ端子に接続された通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有する構成とし、前記ダイプレクサと前記第１のスイッチ回路との間、あるいは前記ダイプレクサと前記第２のスイッチ回路との間の少なくとも一方が前記ノッチフィルタを介して接続されるのが好ましい。
【００１８】
また本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路においては、通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有するように構成し、前記ダイプレクサとアンテナ端子との間に前記ノッチフィルタを接続するのも好ましい。
【００１９】
また、第２のスイッチ回路にデュプレクサを接続してもよい。
【００２１】
また、本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、および抵抗、容量、インダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品である。
また、本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いたことを特徴とする通信装置である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路は、ダイプレクサとスイッチ回路の間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間にノッチフィルタを挿入したものである。このノッチフィルタは、それぞれのスイッチ回路の送信端子に入力される高調波送信信号の周波数に減衰極を持つように設定したもので、例えば送信信号がＷ−ＣＤＭＡ送信信号（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）の場合はＷ−ＣＤＭＡ送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつノッチフィルタとする。これによりスイッチ回路で発生した高調波歪みがノッチフィルタにより遮断されるため、アンテナから放射される高調波発生量は抑制される。ここでノッチフィルタを挿入する場所により、回路全体の整合が異なる場合がある。このためダイプレクサとスイッチ回路の間あるいはダイプレクサとアンテナ端子との間のうち、全体の整合が取れる方を、適宜選択する必要がある。
尚、ダイプレクサとスイッチ回路と送信端子との間の送信経路に接続されたローパスフィルタは、送信信号の増幅を行うパワーアンプで発生する高調波発生量を抑制する働きをする。よって、上記のノッチフィルタとローパスフィルタの両方が挿入された経路では、高調波発生量の抑制がさらに強化される。
【００２３】
また、別のマルチバンドアンテナスイッチ回路によれば、ＧＳＭ、ＤＣＳ等の第１、第２の送受信端子に加えて、Ｗ−ＣＤＭＡなどのシステムに対応した第３の送受信用の共通端子が得られる。この送受信共通端子に送受信信号の周波数差を利用して送信信号と受信信号を分波するデュプレクサＤｕｐを接続することにより、ＧＳＭ、ＤＣＳなどのＧＳＭ系のシステムとＷ−ＣＤＭＡ系のシステムに対応したマルチバンドアンテナスイッチ回路が得られる。つまり、ＧＳＭ系のシステムは、ＴＤＭＡ方式（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：時分割多元接続）であり、Ｗ−ＣＤＭＡ系のシステムは、その名の通りＣＤＭＡ方式（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重接続）である。このため、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路はマルチモード対応となっている。
【００２４】
さらに、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路では、少なくともダイプレクサとアンテナ端子の間にハイパスフィルタを挿入している。図１２にその等価回路の一例を示す。このハイパスフィルタは、第１のインダクタL1と第１の容量Ｃ１により静電気放電によるサージ電圧をグランド側へ逃がし、さらに第２のインダクタＬ２とグランドに接続された第２の容量Ｃ２からなる直列共振回路により共振周波数帯での静電サージを効果的にグランドへ吸収すると共に、第１のインダクタＬ１、第１の容量Ｃ１、第２のインダクタＬ２、第２の容量Ｃ２の定数値を調整することにより９００ＭＨｚ帯域〜１．８ＧＨｚ帯域までの広帯域での整合を取ることが出来る。
【００２５】
また、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品は、マルチバンドアンテナスイッチ回路を構成するダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路の配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減でき、また両者間の整合調整が容易となる。一方、マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
また、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品とデュプレクサとを組み合わせることで、Ｗ−ＣＤＭＡの送受信の切り換えにも対応でき、ＧＳＭ系システムとＣＤＭＡ系の異なるマルチプルアクセスにも対応した、携帯電話端末に適合したマルチモードのマルチバンドアンテナスイッチ回路を構築できる。
これらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は装置の小型化と低消費電力仕様となる。
【００２６】
以上のことより、本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びに通信装置は、パワーアンプでの高調波発生量およびスイッチ回路での高調波発生量の抑制、ＧａＡｓスイッチやＰＩＮダイオード等の高周波部品の静電気破壊の保護及び小型化、低コスト化、低消費電力化を図ることができる。
【００２７】
以下、本発明に係るマルチバンドアンテナスイッチ回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品の実施形態について図面を参照して説明する。
（実施例１）
図１に本発明の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。ダイプレクサＤｉｐはＥＧＳＭ系（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）の８８０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ帯の信号とＤＣＳ系（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）およびＷ−ＣＤＭＡ系（送信周波数：１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数：２１１０〜２１７０ＭＨｚ）の１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ帯のアンテナからの信号を分波する。スイッチ回路ＳＷ１は、ダイプレクサＤｉｐで分波されたＥＧＳＭ系の信号を送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘと受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘへ切り換える。スイッチ回路ＳＷ２は、ダイプレクサＤｉｐで分波されたＤＣＳ系およびＷ−ＣＤＭＡ系の信号を送信端子ＤＣＳ Ｔｘ、受信端子ＤＣＳ Ｒｘ及び送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡへ切り換える。第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、ＥＧＳＭ側のパワーアンプから入力される送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、ＥＧＳＭ送信信号を通過し、ＥＧＳＭ送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。同様に第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、ＤＣＳ側のパワーアンプから入力される送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、ＤＣＳ送信信号を通過し、ＤＣＳ送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。よって、パワーアンプで発生される高調波歪みが第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２により低減される。さらに、ノッチフィルタＮＦは第２の高周波スイッチＳＷ２で発生する高調波歪みを低減するために、Ｗ−ＣＤＭＡ送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつノッチフィルタが用いられ、スイッチ回路からの高調波発生量を低減している。これらによりアンテナＡＮＴから放射される高調波発生量を低減できている。また、ここでのスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したが、このようなダイオードスイッチ回路の他にＧａＡｓスイッチも使用できる。一般的にＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路はＧａＡｓスイッチと比較して低コストで回路を構築できるというメリットがあり、逆にＧａＡｓスイッチはＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路と比較すると低消費電力化が可能になるというメリットがあるので、これらの特徴を生かすように選択することが望ましい。
【００２８】
図２に本実施例の具体的な等価回路の一例を示した。ここで、本実施例におけるＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡの各動作モードとコントロール電源の関係は表１に示した通りである。
ダイプレクサＤｉｐは、伝送線路Ｌ１〜Ｌ４および容量Ｃ１〜Ｃ４により構成される。伝送線路Ｌ２と容量Ｃ１は直列共振回路を形成し、ＤＣＳおよびＷ−ＣＤＭＡ帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では１．９ＧＨｚに減衰極をあわせた。また、伝送線路Ｌ４と容量Ｃ３は直列共振回路を形成し、ＥＧＳＭ帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では０．９ＧＨｚに減衰極をあわせた。この回路により、ＥＧＳＭ系の信号とＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路Ｌ１、Ｌ３はＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりＤＣＳ系、Ｗ−ＣＤＭＡ系の信号がＥＧＳＭ系の経路へ伝送しにくくなる。逆に容量Ｃ２、Ｃ４はＥＧＳＭ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりＥＧＳＭ系の信号がＤＣＳ／ＷＣＤＭＡ系の経路へ伝送しにくくなる。
【００２９】
第１のスイッチ回路ＳＷ１は、容量Ｃ５、Ｃ６、伝送線路Ｌ５、Ｌ６、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、および抵抗Ｒ１により構成される。伝送線路Ｌ５、Ｌ６はＥＧＳＭの送信周波数帯においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ５はＥＧＳＭの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は１０〜１００ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ１はコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈ状態での第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２００Ωを使用した。容量Ｃ５、Ｃ６はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ２には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すように容量Ｃ６と直列共振させる。容量Ｃ６の容量値は適宜設定する。
以上によりコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時には、第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２は共にＯＮとなり、第２のダイオードＤ２と伝送線路Ｌ６の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ６の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源ＶＣ１がＬｏｗの時には第１のダイオードＤ１もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘ間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードＤ２もＯＦＦであるので、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ受信端子ＥＧＳＭ Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、ＥＧＳＭ信号の送受信の切り換えが可能となる。
【００３０】
第２のスイッチ回路ＳＷ２は、容量Ｃ７〜Ｃ１０、伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０、ＰＩＮダイオードＤ３〜Ｄ６、および抵抗Ｒ２、Ｒ３により構成される。伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０はＤＣＳ〜Ｗ−ＣＤＭＡの信号の周波数においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ７、Ｌ９はそれぞれＤＣＳの送信周波数において、Ｗ−ＣＤＭＡの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は５〜６０ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ２はコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈ状態での第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２００Ωを使用した。抵抗Ｒ３はコントロール電源ＶＣ３がＨｉｇｈ状態での第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２ｋΩを使用した。容量Ｃ７、Ｃ８、Ｃ１０はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。またコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ４には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ７と直列共振するように容量Ｃ７の容量値を設定する。
以上によりコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時には、第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４は共にＯＮとなり、第４のダイオードＤ４と伝送線路Ｌ８の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ８の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子ＶＣ２がＬｏｗの時には第３のダイオードＤ３もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘ間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードＤ４もＯＦＦであるのでダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子間の経路では信号が通過しやすくなる。
【００３１】
また、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、ＰＩＮダイオードＤ６には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ１０と直列共振するように容量Ｃ１０の容量値を設定する。これによりコントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６は共にＯＮとなり、第６のダイオードＤ６と伝送線路Ｌ１０の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ１０の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時にはＷ−ＣＤＭＡ送受信端子間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードＤ６もＯＦＦであるのでＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時には第５のダイオードＤ５もＯＦＦとなり、ＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘ間の経路には信号は通過できず、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘへ、コントロール端子ＶＣ２、ＶＣ３がそれぞれＬｏｗ、Ｈｉｇｈの時にはＤＣＳ受信端子ＤＣＳ Ｒｘへ、コントロール端子ＶＣ２およびコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時にはＷ−ＣＤＭＡ送受信端子Ｗ−ＣＤＭＡへの切り換えが可能となる。
【００３２】
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、伝送線路Ｌ１１および容量Ｃ１１〜Ｃ１３より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでＬ１１とＣ１１は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の２．７ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＥＧＳＭ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
図２において、第１のローパスフィルタＬＰＦ１は第１の高周波スイッチＳＷ１の第１のダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５の間に配置しているが、これはダイプレクサＤｉｐと第１の高周波スイッチＳＷ１との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ５とＥＧＳＭ送信端子ＥＧＳＭ Ｔｘとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタＬＰＦ１のグランドに接続する容量を伝送線路Ｌ５と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路Ｌ５の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。
【００３３】
第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、伝送線路Ｌ１２および容量Ｃ１４〜Ｃ１６より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Ｌ１２と容量Ｃ１４は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＤＣＳ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．６ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＤＣＳ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第２のローパスフィルタＬＰＦ２も第１のローパスフィルタＬＰＦ１と同様に、ダイプレクサＤｉｐと第２の高周波スイッチＳＷ２との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ７とＤＣＳ送信端子ＤＣＳ Ｔｘとの間に配置しても良い。
図２の実施例では第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は、ダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５との間、及びダイオードＤ３と伝送線路Ｌ７との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
【００３４】
ダイプレクサＤｉｐと第２のスイッチ回路ＳＷ２の間に接続されたノッチフィルタＮＦは、伝送線路Ｌ１３および容量Ｃ１７より構成される。ここで伝送線路Ｌ１３と容量Ｃ１７は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＷ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．９ＧＨｚに設定した。Ｗ−ＣＤＭＡモードにおいてはコントロール電源ＶＣ２およびコントロール電源ＶＣ３がＬｏｗとなり、Ｗ−ＣＤＭＡの経路にはＯＦＦ状態のダイオードＤ３〜Ｄ６が接続された状態となる。したがって、高電力のＷＣＤＭＡ送信信号が入力されるとダイオードの非線形性より大きな高調波歪みが発生する。しかし、本実施例ではダイプレクサＤｉｐと高周波スイッチＳＷ２の間に接続されたノッチフィルタＮＦにより高調波歪みが除去されるため、アンテナからの高調波発生量を抑制することができる。
【００３５】
さらに、ＤＣＳの送信周波数の２倍の周波数が３．５ＧＨｚであるのに対し、ノッチフィルタＮＦの共振周波数が３．９ＧＨｚと比較的近いところに減衰極があるため、ＤＣＳの送信周波数の２倍高調波発生量も同時に抑制することができる。表２に図１９の従来技術による回路と図２に示した本発明の回路との特性比較を示した。本実施例ではＤＣＳの送信周波数の２倍および３倍高調波発生量、Ｗ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍および３倍高調波発生量ともに従来技術と比較して１５ｄＢｃ以上の改善効果が得られた。
【００３６】
【表２】
なお、図１のノッチフィルタＮＦは図６のような伝送線路と容量の並列共振回路だけではなく、図７に示した伝送線路と容量の直列共振でも実現可能である。本実施例ではマッチングの関係で、並列共振回路を適用したが、直列共振回路の方が通過帯域の信号の通過経路に直列に伝送線路が追加されることがなく、抵抗損失に伴う挿入損失の劣化が少なくて済む。
【００３８】
（実施例２）
図３は本発明の他の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では実施例１の回路に加えて、ダイプレクサＤｉｐと第１のスイッチ回路ＳＷ１の間に第１のノッチフィルタＮＦ１が挿入されている。ＮＦ１は図６および図７にそれぞれ示した並列共振回路及び／又は直列共振回路を使用することができる。この場合、共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例により第１の高周波スイッチＳＷ１で発生する高調波歪みをノッチフィルタＮＦ１が除去するため、アンテナからの高調波発生量をさらに抑制することができる。
【００３９】
（実施例３）
図４は本発明の他の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では図１８の従来の回路に加えて、アンテナ端子ＡＮＴとダイプレクサＤｉｐの間にノッチフィルタＮＦを挿入した回路構成になっている。ここでの第１、第２のスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路の他に第１のスイッチ回路ＳＷ１をＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｕａｌ Ｔｈｒｏｗ）、ＳＷ２をＳＰ３Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ３ Ｔｈｒｏｗ）と呼ばれるＧａＡｓスイッチも使用できる。一般的にＧａＡｓスイッチはＰＩＮダイオードを使用したスイッチ回路と比較すると低消費電力化が可能になるというメリットがある。
ノッチフィルタＮＦは図６および図７にそれぞれ示した並列共振回路または直列共振回路を使用することができる。この場合、共振周波数はＷ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例により第２の高周波スイッチＳＷ２で発生するＷ−ＣＤＭＡ信号の高調波歪みをノッチフィルタＮＦが除去するため、アンテナからの高調波発生量を抑制することができる。
【００４０】
また、本実施例のノッチフィルタＮＦの共振周波数をＷ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍の周波数（３．９ＧＨｚ）に設定した場合、ＤＣＳ送信周波数の２倍の周波数（３．６ＧＨｚ）およびＥＧＳＭ送信周波数の４倍の周波数（３．４ＧＨｚ）と比較的近くに減衰極を設けることができる。このため、Ｗ−ＣＤＭＡ送信周波数の２倍、ＤＣＳ送信周波数の２倍、およびＥＧＳＭ送信周波数の４倍の高次高調波発生量を同時に抑制することが可能となる。
さらに、本実施例のノッチフィルタＮＦにバラクタダイオードなどの可変容量やＰＩＮダイオードなどを組み込んだ減衰極を外部信号でコントロールできる可変ノッチフィルタを使用することも可能である。これによりノッチフィルタの減衰極をＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡそれぞれの動作モードに最適な周波数に調整可能となるため、高調波発生量を最小限に抑制することが可能となる。
【００４１】
（実施例４）
図５に本発明の一実施例である、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では実施例１の回路に加えて、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子にＷ−ＣＤＭＡの送受信信号を周波数的に切り換えるデュプレクサＤｕｐを接続した回路構成になっている。この場合、デュプレクサＤｕｐはＷ−ＣＤＭＡ帯域（１９２０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ）の送受信信号を送信信号と受信信号の周波数で分波し、Ｗ−ＣＤＭＡの送信と受信を切り換えることができる。すなわちＳＷ２を下端のＷ−ＣＤＭＡに接続したときにはＷ−ＣＤＭＡの送受信の切り換えはＤｕｐで可能となり、それ以外の接続ではＥＧＳＭまたはＤＣＳの送受信が選択される。これによりＴＤＭＡ系とＣＤＭＡ系の異なるシステムにも対応した携帯電話端末に適合したマルチバンドアンテナスイッチ回路を構築できる。
【００４２】
次に、上述してきたマルチバンドアンテナスイッチ回路において静電サージの対策をとることが望ましいことは言うまでもない。特にＧａＡｓ ＦＥＴを用いたスイッチ回路ではＰＩＮダイオードに比べて静電気破壊に対して弱いという一面がある。これを対策するハイパスフィルタについて以下に説明する。
図１２はそのハイパスフィルタの一実施例を示す等価回路図である。インダクタＬ１は入力端子Ｐ１とグランドとの間に接続され、容量Ｃ１は入力端子Ｐ１と出力端子Ｐ２との間に挿入され、さらにインダクタＬ２と容量Ｃ２からなる直列共振回路が出力端子Ｐ２とグランドとの間に接続されている。この場合、インダクタＬ１と容量Ｃ１の値を適宜選択することによって静電サージをグランドへ逃がし、高周波信号については低損失で伝達するようなハイパスフィルタが構成される。ここでインダクタＬ１は５０ｎＨ以下、容量Ｃ１は１０ｐＦ以下が望ましい。これにより約２００ＭＨｚ以下の静電サージをグランドへ逃がすことができる。また、インダクタＬ２および容量Ｃ２からなる直列共振回路は、その共振周波数が１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの間に設定されるようにインダクタＬ２、容量Ｃ２の値を設定する。この場合容量Ｃ２は１０ｐＦ以上、インダクタＬ２は５０ｎＨ以下が望ましい。これにより共振周波数前後の周波数の静電サージをグランドへ逃がすことができる。以上により２００ＭＨｚ以下と１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚ前後のサージ効果を合成することができており、静電破壊で問題となる約５００ＭＨｚ以下での静電サージを十分にグランドへ吸収することができ、静電サージ対策をより効率的に行うことが出来る。
【００４３】
図１３は静電サージ対策用ハイパスフィルタ回路の他の実施例である。図においてインダクタＬ１、Ｌ２、容量Ｃ１、Ｃ２の構成は図１２に示したものと同じである。ここでは、容量Ｃ１と出力端子Ｐ２の間に容量Ｃ３とインダクタＬ３から構成される並列共振回路が挿入されている点が異なる。この並列共振回路はノッチフィルタとして機能し、通過する信号のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の周波数に減衰極を持つように設定することにより、アンテナから発信する高調波ノイズ信号を除去する働きをする。また、ハイパスフィルタを構成するインダクタＬ１、Ｌ２、容量Ｃ１、Ｃ２、に加えて容量Ｃ３、インダクタＬ３も整合回路の一部として機能するため、調整箇所が増えることになり回路全体の整合がより容易に調整可能となる。
【００４４】
実際の携帯端末で起こりうる静電サージによる破壊は、人体が帯電した状態で携帯端末のアンテナに接触した場合が想定される。この状況を実験的に再現する方法としてＨｕｍａｎ Ｂｏｄｙ Ｍｏｄｅｌが一般的に用いられる。このモデルより人体からのサージ波形はＤＣ〜３００ＭＨｚまでの周波数成分が支配的であることが知られている。よって、静電サージ対策部品としてはＤＣ〜３００ＭＨｚまでを除去でき、尚且つ高周波信号を低損失で伝送できるハイパスフィルタが理想的であると言える。そこで、本発明の図１２の静電サージ対策回路と図１６（ａ）（ｂ）で示した従来の対策回路についてＤＣ〜２ＧＨｚまでの減衰特性を測定した。図１４に減衰特性を、図１５に反射特性をそれぞれ示す。特性比較として、通過させる信号は９００ＭＨｚ帯域、１８００ＭＨｚ帯域を想定し、図１５に示すようにそれぞれの帯域での反射特性Ｖ．Ｓ．Ｗ．Ｒが１．５以下となるように設定した。図１４の減衰特性より静電破壊で問題となる３００ＭＨｚ以下の周波数帯での減衰量は、図１６（ａ）（ｂ）の静電サージ対策回路では５ｄＢ以下であるのに対し、本発明の図１２の静電サージ対策回路では３０ｄＢ以上であり、こちらの静電サージ対策回路の方が２５ｄＢ強（１７倍以上）の減衰量（静電サージ除去効果）が確保できることが確認できた。
【００４５】
（実施例５）
図８はＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳ（送信周波数：８２４〜８４９ＭＨｚ、受信周波数：８６９〜８９４ＭＨｚ）、ＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。第１のスイッチ回路ＳＷ１はＥＧＳＭ及びＤＡＭＰＳの送信端子、ＥＧＳＭの受信端子、ＤＡＭＰＳの受信端子へ切り換えを行う。第２のスイッチ回路ＳＷ２はＤＣＳ及びＰＣＳの送信端子、ＤＣＳの受信端子、ＰＣＳの受信端子、Ｗ−ＣＤＭＡの送受信端子へ切り換えを行う。ノッチフィルタＮＦ２はＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡの送信帯域の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例では２倍の周波数として３．７ＧＨｚに減衰極をもつノッチフィルタＮＦを採用した。これにより、ＤＣＳ／ＰＣＳ／Ｗ−ＣＤＭＡの３つの送信モードにおいて、アンテナからの高調波発生量を同時に抑制することが可能となる。ノッチフィルタＮＦ１はＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳの送信帯域の２倍もしくは３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例では２倍の周波数として１．７ＧＨｚに減衰極をもつノッチフィルタＮＦを採用した。なお、ＳＷ１、ＳＷ２はＰＩＮダイオードを使用したスイッチでも可能であるが、本実施例ではＳＷ１としてＳＰ３Ｔ、ＳＷ２としてＳＰ４ＴのＧａＡｓスイッチを使用した。
【００４６】
静電サージ対策回路はアンテナ端子ＡＮＴとダイプレクサＤｉｐの間に挿入され、アンテナから入力された静電サージをグランドへ吸収する。点線枠内に示したインダクタＬ３と容量Ｃ３で構成される並列共振回路はオプションであるが、この並列共振回路を設けた場合は、減衰極をＤＣＳとＰＣＳの送信周波数の２倍の周波数（３４２０ＭＨｚ〜３８２０ＭＨｚ）に調整することにより、ＥＧＳＭ送信周波数の４倍の周波数（３５２０ＭＨｚ〜３６６０ＭＨｚ）とＤＡＭＰＳ送信周波数の４倍の周波数（３２９６ＭＨｚ〜３３９６ＭＨｚ）もほぼ同時に減衰させることができるため、ＤＣＳとＰＣＳ送信周波数の２倍波減衰量、ＥＧＳＭＧ／ＤＡＭＰＳの送信信号の４倍波減衰量を同時に減衰させることができる。また並列共振回路を構成するインダクタＬ３、容量Ｃ３は整合回路としての機能も兼ね備えているため、アンテナスイッチ全体のマッチング調整用としても有用である。
以上により、ＳＰ３Ｔスイッチ、ＳＰ４Ｔスイッチ、送信端子に接続されるパワーアンプ、受信端子に接続されるローノイズアンプなどの回路を静電サージから効率的に保護することが出来る。
【００４７】
図９は上述した図４のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応のアンテナスイッチ回路に静電サージ対策回路を挿入した例を示している。図４におけるノッチフィルタＮＦとアンテナ端子ＡＮＴとの間に図１３の静電サージ対策回路を挿入したものであるが、この実施例ではインダクタＬ３と容量Ｃ３で構成される並列共振回路の共振周波数をＷ−ＣＤＭＡの送信周波数の２倍の周波数（３．９ＧＨｚ）に設定し、これをノッチフィルタＮＦとしている。従って、インダクタＬ１と容量Ｃ１及びインダクタＬ２と容量Ｃ２からなる回路で５００ＭＨｚ以下の静電サージを対策し、インダクタＬ３と容量Ｃ３の並列共振回路でＧＨｚ帯のノッチフィルタとして兼用している。
他の実施例でも静電サージ対策回路を挿入することができる。但し、上記した例では静電サージ対策回路をアンテナトップに接続する場合を想定して述べているが、この静電サージ対策回路は９００ＭＨｚ〜２ＧＨｚまで十分広い帯域で整合がとれると言う特徴があり、アンテナトップだけでなく複数の場所に挿入することが可能である。例えばダイプレクサＤｉｐとノッチフィルタＮＦの間、ダイプレクサＤｉｐと高周波スイッチＳＷの間、高周波スイッチＳＷとローパスフィルタＬＰＦの間、高周波スイッチＳＷとデュプレクサＤｕｐの間、またはダイプレクサＤｉｐと弾性表面波フィルタＳＡＷの間などに適宜挿入してもよい。
【００４８】
次に、本発明におけるダイプレクサやスイッチ回路、ローパスフィルタおよびノッチフィルタを構成する伝送線路および容量の一部を誘電体積層基板に内蔵し、スイッチ回路の一部を構成するＰＩＮダイオードやＧａＡｓスイッチなどのスイッチ素子、および抵抗、容量、インダクタなどのチップ部品を誘電体積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００４９】
図１０は図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体を構成するグリーンシートおよび電極パターンを示す図である。グリーンシート１〜１２は上から順番に積層されている。最後のシート１３はグリーンシート１２の裏面である。グリーンシート１にはダイオード、チップ抵抗、チップコンデンサを搭載するためのランド電極１４およびメタルシールド（金属ケース）を搭載するためのランド電極１６が印刷されている。また異なるグリーンシートに形成された電極パターン同士を接続するビアホール電極１５（図中黒丸で表示）を形成している。シート１３（グリーンシート１２の底面）にはグランド端子６１〜６７、アンテナ端子６８、ＥＧＳＭ送信端子６９、ＤＣＳ送信端子７０、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子７１、ＤＣＳ受信端子７２、ＥＧＳＭ受信端子７３、および電源端子７４〜７６が形成されている。グリーンシート２、３、４、９、１０には主に伝送線路となるライン電極パターンが印刷されており、グリーンシート５、６、７、８、１１には主に容量を形成する容量用の電極パターンが印刷されている。また、グリーンシート６、８、１２にはグランド電極１７〜１９が印刷されている。
【００５０】
以下では図２の等価回路との対応を説明する。図１０において、２０〜２８はダイプレクサＤｉｐを構成する伝送線路で２１と２３でＬ１、２５と２７でＬ２、２０と２２でＬ３、２６と２８でＬ４を形成している。４５〜５０はダイプレクサＤｉｐを構成する容量用の電極パターンに対応し４５と４６でＣ２、４７と４８でＣ４、４９と１７でＣ１、５０と１７でＣ３を形成している。２９〜３４はスイッチ回路ＳＷ１を構成する伝送線路で２９と３０でＬ１１、３１と３２でＬ５３３と３４でＬ６を形成している。５１〜５４はスイッチ回路ＳＷ１を構成する容量用の電極パターンに対応し５１と５２でＣ１１、５３と１８でＣ１２、５２と１８でＣ１３５４と１８でＣ６を形成している。３５〜４３はスイッチ回路ＳＷ２を構成する伝送線路で３５と３６でＬ１２、３７でＬ７、３８と４１でＬ１０、３９と４２でＬ９、４０と４３でＬ８を形成している。５５〜５９はスイッチ回路ＳＷ２を構成する容量用の電極パターンに対応し５５と５８でＣ１４、５６と１９でＣ１０、５７と１９でＣ７、５８と１８でＣ１５、５９と１７でＣ１６を形成している。４４はノッチフィルタＮＦを構成する伝送線路、６０はノッチ回路ＮＦを構成する容量用の電極パターンに対応する。またスルーホール電極１５は各シート間の電気的な接続を行う。
【００５１】
本実施例で使用したグリーンシートは９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材料を用いており、伝送線路、容量を形成しやすいように、シート厚みが４０〜２００μｍのものを使用した。このセラミックグリーンシート１〜１２を積層し、側面電極７７を印刷した後に、９５０℃で焼成することにより、アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体が得られる。さらに、図１１に示すように積層体上にダイオード７８、チップ抵抗７９、チップコンデンサ８０を実装することにより、図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００５２】
（その他の実施例）
上記した以外にもＰＤＣ８００帯域（８１０〜９６０ＭＨｚ）、ＧＰＳ帯域（１５７５．４２ＭＨｚ）、ＰＨＳ帯域（１８９５〜１９２０ＭＨｚ）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ帯域（２４００〜２４８４ＭＨｚ）や、米国で普及が見込まれるＣＤＭＡ２０００、中国で普及が見込まれるＴＤ−ＳＣＤＭＡなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。したがって、本発明によれば高調波発生量を抑制し静電気破壊を防止した、デュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が得られる。そして、これらの機能を積層体内に集約することができ、このような積層体モジュールを用いた携帯電話などの通信機器は小型で低消費電力化が可能となる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によると、ダイプレクサとスイッチ回路の間またはアンテナとダイプレクサの間にノッチフィルタを挿入することにより、パワーアンプでの高調波発生量およびスイッチ回路での高調波発生量を抑制することができる。
また、静電サージ対策回路を用いればアンテナ端子からの静電サージをグランドに逃がし、かつ広範囲の周波数帯に対して静電サージを吸収し、より完全に静電気破壊対策ができる。
また、ダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整合調整が容易となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載するので、一層小型で安価な積層モジュール複合部品となる。
以上によりこれらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は、従来の装置と比較して小型化と低消費電力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図２】 本発明に係るＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図３】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図４】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図５】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図６】 本発明に用いるノッチフィルタ回路の一例である。
【図７】 本発明に用いるノッチフィルタ回路の一例である。
【図８】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＡＭＰＳ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図に静電サージ対策回路を設けた図である。
【図９】 本発明に係る他の実施例で、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図に静電サージ対策回路を設けた図である。
【図１０】 図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ複合部品の積層体を構成するグリーンシートの電極パターンを示す図である。
【図１１】 図２の等価回路で示されるアンテナスイッチ複合部品の斜視図である。
【図１２】 本発明に係る静電サージ対策用ハイパスフィルタの実施例の等価回路図である。
【図１３】 本発明に係る他の静電サージ対策用ハイパスフィルタの等価回路図である。
【図１４】 本発明の静電サージ対策回路の減衰特性を示す図である。
【図１５】 本発明の静電サージ対策回路の反射特性を示す図である。
【図１６】 従来の静電サージ対策回路を示す等価回路図である。
【図１７】 ＰＩＮダイオードの動作点を示す図である。
【図１８】 従来のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路の等価回路である。
【図１９】 従来のＥＧＳＭ、ＤＣＳ、Ｗ−ＣＤＭＡ対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ：アンテナ
Ｄｉｐ：ダイプレクサ
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ回路
ＮＦ、ＮＦ１、ＮＦ２：ノッチフィルタ
Ｄｕｐ：デュプレクサ
Ｌ、Ｌ１〜Ｌ１３：伝送線路またはインダクタ
Ｃ、Ｃ１〜Ｃ１７：容量
Ｄ１〜Ｄ６：ＰＩＮダイオード
Ｒ１〜Ｒ３：抵抗
ＶＣ１〜ＶＣ３：コントロール電源
１〜１２：誘電体積層シート
１３：アンテナスイッチ積層部品の底面の電極パターン
１４：搭載部品のランド電極
１５：スルーホール電極
１６：メタルシールド用ランド電極
１７〜１９：グランド電極
２０〜４４：ライン電極
４５〜６０：容量電極
６１〜６７：グランド端子
６８：アンテナ端子
６９：ＥＧＳＭ送信端子
７０：ＤＣＳ送信端子
７１：Ｗ−ＣＤＭＡ送受信端子
７２：ＤＣＳ受信端子
７３：ＥＧＳＭ受信端子
７４〜７６：電源端子
７７：側面電極端子
７８：ＰＩＮダイオード
７９：チップ抵抗
８０：チップコンデンサ
Claims (6)
- アンテナとスイッチ回路との間の信号経路に、５００ＭＨｚ以下での静電サージを対策するハイパスフィルタ回路と、高調波信号を抑制するノッチ回路を備え、
前記ハイパスフィルタ回路は、第１のインダクタと、第１の容量と、第２のインダクタと第２の容量とを備えた直列共振回路とを有し、前記第１のインダクタと前記直列共振回路はそれぞれ接地され、前記第１のインダクタと前記直列共振回路との間の信号経路に第１の容量が接続され、
前記第１のインダクタと前記第１の容量とは２００ＭＨｚ以下の静電サージを減衰するように構成され、前記直列共振回路は共振周波数が１００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚとなるように構成されたことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - アンテナ端子に接続された通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、
前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有し、
前記ダイプレクサと前記第１のスイッチ回路との間、あるいは前記ダイプレクサと前記第２のスイッチ回路との間の少なくとも一方が前記ノッチフィルタを介して接続されたことを特徴とする請求項１に記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 通過帯域の異なる信号を分波するダイプレクサと、
前記ダイプレクサで分波された低周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第１のスイッチ回路と、前記ダイプレクサで分波された高周波数側の信号を複数の送受信端子へ切り換える第２のスイッチ回路を有し、
前記ダイプレクサとアンテナ端子との間に前記ノッチフィルタが接続されたことを特徴とする請求項１に記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 請求項２または３記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路において、第２のスイッチ回路にデュプレクサを接続したことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路。
- 請求項１〜４の何れかに記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、および抵抗、容量、インダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品。
- 前記請求項１〜４のいずれかに記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路、又は請求項５記載のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いたことを特徴とする通信装置。
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