JPH0654890B2

JPH0654890B2 - 干渉補償回路

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Publication number: JPH0654890B2
Application number: JP63047221A
Authority: JP
Inventors: 和二渡辺; 政彦伊藤; 英明松江
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-02-29
Filing date: 1988-02-29
Publication date: 1994-07-20
Anticipated expiration: 2009-07-20
Also published as: JPH01221931A

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、ディジタル無線方式において、他方式からの
干渉を除去する干渉補償回路に関するものである。

「従来の技術」第１３図は、従来の干渉補償回路の構成例（例えば、特
願昭６０−２８７８８１号）を示すものである。

図において、主信号受信号用の主アンテナ１から受信し
た主信号（ここではディジタル信号を考える）は、他方
式から干渉を受けている。この受信信号は、必要に応じ
て帯域通過フィルタ２を通った後、周波数変換器３によ
り中間周波数帯に周波数変換される。

一方、干渉の源となる信号については、補助アンテナ６
０を干渉源の方向に向けることにより受信し、必要に応
じてＳ／Ｎを改善するための帯域通過フィルタ５に通し
た後、主信号と共通の局部発振器７を用いて、周波数変
換器６により中間周波数帯に周波数変換する。

上記干渉信号を、位相および振幅を可変する回路１６，
１８に通して主信号中にもれ込んだ干渉成分と逆位相・
等振幅の補償信号をつくり、加算器１９により主信号と
加算することにより、干渉成分を消去する。

上記可変位相回路１６および可変振幅回路１８を制御す
るためには、まず加算器１９で加算後、残留する干渉成
分の同相および直交分を検出するため、加算した信号を
復調器１２０に通す。この信号は、主信号から再生した
基準搬送波３４を用いて直交位相検波回路３０，３１に
より検波され、同相成分および直交成分に分解される。
これらの信号は、高調波除去フィルタ３２，３３を通し
た後、残留干渉成分を検出するための誤差信号発生回路
１３０，１３１に通され、同相成分および直交成分の誤
差信号が得られる。

一方、干渉信号は、可変位相回路１６を通った後、分配
器１７により２分配され、その一方は上述した可変振幅
回路１８に送られ、その他方が干渉信号を同相成分及び
直交成分に分解するための直交位相検波器４１，４２に
入力される。ここで、基準搬送波３４は、主信号用復調
器１２０と共通のものを使用する。そして、同相成分及
び直交成分に分けられた干渉信号は、高調波除去フィル
タ４３，４４を通った後、識別回路４５，４６を通して
２値化される。これらの識別回路４５，４６は、主信号
用復調器１２０で得られたタイミング信号を用いて２値
化を行っている。ここでは、ディジタル処理を行う場合
を示しているため、２値化のための識別回路が必要とな
るが、アナログ処理を行う場合は、この回路は不要であ
る。

なお、誤差信号発生回路１３０，１３１の出力をディジ
タル信号で出力する場合、Ａ／Ｄ変換器を使用してもよ
い。例えば、主信号が１６ＱＡＭ信号の場合、復調信号
は４値信号となるから、３ビット以上の出力を有するＡ
／Ｄ変換器でサンプリングすれば、第１４図に示すよう
に、上位２ビットが識別結果を表し、上位３ビット目が
誤差の方向を表わす２値信号が得られる。したがって、
この上位３ビット目を誤差信号として使用することがで
きる。なお、上位２ビットのうち最上位ビットは極性信
号である。

こうして、同相、直交成分の誤差信号と、同相、直交成
分の干渉信号とが得られたら、これらの間で相関検出を
行う。

すなわち、直交成分どうし、または同相成分どうしの排
他的論理和を、排他的論理和回路７０，７１でとり、そ
の出力を抵抗６５，６６を介して積分器７７に通すこと
により可変振幅回路１８の制御信号を得る。また、同相
成分と直交成分の排他的論理和を排他的論理和回路７２
でとるとともに、直交成分と同相成分の排他的反転論理
和を排他的反転論理和回路７３でとり、これらの信号を
抵抗６７，６８を介して積分器７６に通すことにより可
変位相回路１６の制御信号を得る。

「発明が解決しようとする課題」上述した従来の干渉補償回路では、干渉補償するために
必要となる干渉信号を、主信号伝搬経路とは異なった方
向に補助アンテナ等を設置し、そのアンテナから得てい
た。

しかし、主信号と干渉信号の伝搬経路が同じである場
合、源となる純度の高い干渉信号が得られず、干渉補償
が不可能となるという問題を有していた。

本発明は、このような背景の下になされたもので、その
目的は、源となる干渉信号が得られない場合において
も、干渉補償ができるようにした干渉補償回路を提供す
ることにある。

「課題を解決するための手段」上記課題を解決するために、この発明は、主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号を合成する第１の合
成器と、可変振幅回路及び可変位相回路から、あるいは直交振幅
変調器からなり、前記主伝送路及び副伝送路の受信信号
のいずれか一方の伝送路の受信信号が供給される第１の
振幅・位相調整回路と、該第１の振幅・位相調整回路の出力と他方の伝送路によ
り受信した受信信号とを合成する第２の合成器と、該第２の合成器に入力される２つの主信号が互いに逆位
相、等振幅となるように前記第１の振幅・位相調整回路
を制御する第１の制御回路と、可変振幅回路及び可変位相回路から、あるいは直交振幅
変調器からなり、前記第２の合成器の出力が供給される
第２の振幅・位相調整回路と、該第２の振幅・位相調整回路の出力と前記第１の合成器
の出力とを合成する第３の合成器と、前記第３の合成器から出力される主信号中の干渉成分が
最小となるように、前記第２の振幅・位相調整回路を制
御する第２の制御回路とを有することを特徴とする。

また、主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号がそれぞれ供給され
る自動利得制御回路と、該２つの自動利得制御回路の出力に接続され主伝送路及
び副伝送路の受信信号から位相差を検出し位相制御情報
を出力する位相制御回路と、前記２つの自動利得制御回
路のうちの一方の自動利得制御回路の出力に接続され、
前記位相制御回路の出力により前記主伝送路及び副伝送
路の受信信号を同相とする移相器と、該移相器の出力と前記２つの自動利得制御回路のうちの
他方の自動利得制御回路の出力とをそれぞれ分配する分
配器と、前記移相器に接続された分配器の出力と前記他方の自動
利得制御回路に接続され分配器の出力とを合成する第１
の合成器と、前記移相器に接続された分配器の出力が入力され、かつ
前記２つの自動利得制御回路の制御電圧を入力とする差
動増幅器の出力により制御される第１の可変振幅回路
と、前記他方の自動利得制御回路に接続された分配器の出力
と前記第１の可変振幅回路の出力とを、それらの位相を
１８０°ずらして合成する第２の合成器と、該第２の合成器の出力を入力とする第１の可変位相回路
と、該第１の可変位相回路の出力を入力とする第２の可変振
幅回路と、前記第１の合成器の出力と、前記第１の可変位相回路及
び第２の可変振幅回路を通った信号とを合成する第３の
合成器と、該第３の合成器から出力された主信号を、該主信号から
再生した基準搬送波により、同相成分と直交成分に分解
する直交位相検波器と、前記同相成分及び直交成分を各々入力とする２つの誤差
信号発生回路と、前記第１の可変位相回路の出力信号を前記直交位相検波
器と同じ基準搬送波により位相検波する位相検波器と、排他的論理和回路および積分器からなり、前記位相検波
器の出力と前記２つの誤差信号発生回路の出力との相関
を各々独立に検出する２つの相関検出回路であって、そ
の出力のうち同相成分に関連する出力により前記第２の
可変振幅回路を制御し、直交成分に関連する出力により
前記第１の可変位相回路を制御する相関検出回路とを有することを特徴とする。

さらに、主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号を合成する第１の合
成器と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号を分配する２つの分
配器と、該２つの分配器のうち一方の分配器の出力を入力信号と
し、その振幅・位相を調整する第１の振幅・位相調整回
路と、該第１の振幅・位相調整回路の出力信号と、前記２つの
分配器のうちの他方の分配器の出力信号とを合成する第
２の合成器と、該第２の合成器の出力信号を入力信号とし、その振幅及
び位相を調整する第２の振幅・位相調整回路と、該第２の振幅・位相調整回路の出力信号と前記第１の合
成器の出力とを合成する第３の合成器と、前記２つの分配器のうちの他方の分配器の出力信号を、
前記第３の合成器の出力信号から再生された搬送波を用
いて直交位相検波する第１の直交位相検波器と、前記第２の合成器の出力信号を前記搬送波を用いて検波
する位相検波器と、該位相検波器の出力信号と、それと同相関係にある前記
第１の直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する
第１の相関検出回路と、該位相検波器の出力信号と、それと直交関係にある前記
第１の直交位相検波器の出力信号の間で相関検出する第
２の相関検出回路と、前記第３の合成器の出力信号を、前記搬送波を用いて直
交位相検波する第２の直交位相検波器と、該第２の直交位相検波器の出力の同相及び直交成分の信
号をそれぞれ入力信号とする２つの誤差信号発生回路
と、該同相側誤差信号発生回路の出力信号と、それと同相の
関係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出
する第３の相関検出回路と、前記直交側誤差信号発生回路の出力信号と、それと直交
関係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出
する第４の相関検出回路とを具備し、前記第１及び第２の相関検出回路により前記第１の振幅
・位相回路を制御するとともに、前記第３及び第４の相
関検出回路の出力により前記第２の振幅・位相回路を制
御することを特徴とする。

なお、この明細書で主伝送路というのは、無線通信にお
ける主アンテナと有線通信における主伝送路を指し、副
伝送路というのは、無線通信における副アンテナと有線
通信における副伝送路を指すものとする。以下の説明で
は、無線通信を例にとって説明するが、有線通信にも同
様に適用することができる。

「作用」本発明は、複数の受信アンテナより受信した主信号を、
互いに逆位相・等振幅で合成する機能を有し、その合成
器から出力される純度の高い干渉信号を用いて、干渉補
償回路の干渉信号とすることも最も主要な特徴とする。

この場合、一の受信アンテナによって受信された主信号
と干渉信号の位相差と、他の受信アンテナによって受信
された主信号と干渉信号の位相差とは、通常、大きさが
違うため、主信号を打ち消しても干渉信号は残留するこ
ととなる。

すなわち、第２の合成器の出力では主信号が大幅に減衰
され、主信号中の干渉成分だけが残った形の干渉信号が
得られ、この干渉信号をもとに干渉補償が可能となる。

従来は、干渉信号だけを受信するような補助アンテナを
干渉方向に設ける必要があった。また、干渉信号の渡来
方向が、主信号と同一方向の場合には、純度の高い干渉
信号を得ることができず、干渉補償が不可能であった
が、本発明による干渉補償回路を用いることにより、こ
れらの問題を解決できる。

「実施例」以下、図面を参照して、この発明の実施例を説明する。

第１実施例第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図で
ある。

図において、主アンテナ１及び副アンテナ４の受信アン
テナは、主信号（ディジタル信号）送信源に向けられて
いる。この場合、干渉源も同一方向にあるため、主信号
の他に干渉信号も同時に受信することとなり、干渉を受
けている。

通常のディジタル無線方式では、スペースダイバーシチ
方式を採用している場合が多く、その場合、そのまま２
つのアンテナを用い、主アンテナ１及び副アンテナ４の
受信信号は、第１の合成器１０にそれぞれ入力されて合
成される。

以下に、主信号に混在する干渉信号を抽出する方法につ
いて説明する。

主アンテナ１の受信信号は、分配されて第２の合成器１
４の入力の一方に入る。また、副アンテナ４の受信信号
も同様に分配され、第１の可変振幅回路１１及び第１の
可変位相回路１２を通り、第２の合成器１４の入力の他
方に入る。

ここで、合成器１４の出力から干渉信号を抽出するに
は、合成器１４の入力の一方と他方において、主信号が
逆位相・等振幅となればよい。このため、副アンテナ４
から分配された受信信号と主アンテナ１から分配された
受信信号との相対的振幅及び位相差を第１の制御回路１
４１により検出し、その出力により第１の可変振幅回路
１１及び第１の可変位相回路１２を制御すればよい。そ
の結果、合成器１４の出力からは、主信号が打ち消され
て残留した形の干渉信号を抽出することができる。

以上により抽出した干渉信号を基に、主信号に混在して
いる干渉信号を消去する方法について説明する。

合成器１４から出力された干渉信号は、第２の可変振幅
回路１８及び第２の可変位相回路１６を通り、第３の合
成器１９の入力の一方に入る。また、第１の合成器１０
から出力された受信信号は、合成器１９の入力の他方に
入る。ここで、合成器１９の出力の中から干渉信号を消
去するには、干渉信号が合成器１９の入力の一方と他方
において、逆位相・等振幅の条件になればよい。

したがって、第２の合成器１４から出力された干渉信号
と、第１の合成器１０から出力された主信号中の干渉成
分との相対的な振幅差及び位相差を第２の制御回路１４
０より検出し、上記干渉信号と干渉成分が等振幅・逆位
相となるように、第２の可変振幅回路１８及び第２の可
変位相回路１６を制御すればよい。

以上により、主信号に混在した干渉信号を自動的に抽出
し、その干渉信号を基にして、自動的に干渉補償を行う
ことができる。

なお、制御回路１４０および１４１の具体的構成は、第
３実施例以降で説明する。

第２実施例第２図は、本発明の第２実施例の構成を示すブロック図
である。

図において、主アンテナ１及び副アンテナ４は主信号
（ディジタル信号）の送信源に向けられているが干渉を
受けている。

通常のディジタル無線方式では、スペースダイバーシチ
方式を採用している場合が多く、その場合、そのまま２
つのアンテナを用いればよい。

両アンテナ１，４が受信した信号は、必要に応じてＳ／
Ｎを良くするための帯域通過フィルタ２，５を通った
後、共通の局部発振器７を用い、周波数変換器３，６に
より各々中間周波数帯に変換される。

中間周波数帯に変換された信号は、各々自動利得制御回
路６１，６２に通され、その両出力は等振幅となる。等
振幅となった出力のうち、自動利得制御回路６１の出力
は分配器８と位相制御回路８６に供給され、自動利得制
御回路６２の出力は可変位相回路６４を介して分配器９
と位相制御回路８６に供給される。

上記可変位相回路６４は、位相制御回路８６によって位
相を調整され、分配器８，９の出力は、それぞれ同相と
なって第１の合成器１０に供給される。

なお、上記構成要素１〜１０および６１，６２，６４，
８６によって同相合成回路１００が構成される。

次に、主信号中に漏れ込んだ干渉信号は、以下のように
抽出される。

まず、２つの自動利得制御回路６１，６２の制御電圧が
差動増幅器６３に入力され、その出力により、分配器９
に接続された可変振幅回路１１が制御され、この可変振
幅回路１１の出力と分配器８の出力とが等振幅とされ
る。可変振幅回路１１の出力と分配器８の出力は、同相
に調整されているので、逆相合成するには、１８０°合
成器１４（第２の合成器）に各々入力することにより実
現できる。１８０°合成器１４からは、主信号が逆相で
打ち消された形の干渉信号だけが出力される。

この干渉信号を用いて、合成器１０で同相合成された主
信号中に残留する干渉成分を消去する。

すなわち、上で得られた干渉信号は、位相を制御する第
１の可変位相回路１６及び振幅を制御する第２の可変振
幅回路１８に順次入力され、可変振幅回路１８の出力と
第１の合成器１０の出力とが第３の合成器１９で合成さ
れる。

ここで、可変振幅回路１８の出力信号は、第１の合成器
１０から出力される主信号中にもれ込んだ干渉成分とほ
ぼ逆相・等振幅となるように制御されているので、合成
器１９の出力においては、干渉成分が消去されている。

なお、この場合、２つの主信号を逆位相・等振幅で合成
する第２の合成器１４において、両者の遅延時間を一致
させる必要がある。

上述した第１の可変位相回路１６、及び第２の可変振幅
回路１８の制御方法について以下に説明する。

合成器１９によって合成された主信号は、復調器１２０
に入力される。復調器１２０では、主信号から再生した
基準搬送波３４を用い、直交位相検波器３０，３１によ
り上記主信号を直交検波し、その出力信号をそれぞれ低
域通過フィルタ３２，３３に通すことにより、同相およ
び直交のベースバンド信号を得る。得られたベースバン
ド信号は、それぞれ誤差信号発生回路１３０，１３１に
入力される。誤差信号発生回路１３０，１３１は、それ
ぞれ識別回路３７，３８と、その入出力差をとる減算器
３９，４０とから構成され、これらの減算器３９，４０
から誤差信号が出力される。

なお、主信号として１６ＱＡＭ信号を使用する場合は、
誤差信号発生回路として３ビット以上のＡ／Ｄ変換器を
使用してもよい。１６ＱＡＭを復調すると、４値のベー
スバンド信号が得られるが、この４値信号を３ビット以
上の出力を有する識別回路（Ａ／Ｄ変換回路）に通す
と、第１４図に示すように、その出力のうち上位２ビッ
トは識別信号、上位３ビット目は誤差信号となるから、
この上位３ビット目から誤差信号を得ることができる。

一方、第２の合成器１４から出力され、可変位相回路１
６、分配器１７を通った干渉信号は、上述した基準搬送
波３４を用いて、位相検波器４１で位相検波され、高調
波成分を除去する低域通過フィルタ４３に通された後、
識別回路４５に通されて２値化され、２値の干渉信号が
得られる。なお、識別回路４５は、主信号復調器１２０
で再生したクロック信号３６を用いて、２値化の動作を
行っている。

次に、主信号復調器１２０で得られた同相及び直交成分
の誤差信号と、前記２値化された干渉信号との間で相関
検出を行う。すなわち、同相成分の誤差信号と干渉信号
を排他的論理和回路７１に通してディジタル乗算し、そ
の出力を積分器７７で積分し、その出力により可変振幅
回路１８を制御する。一方、直交成分の誤差信号と干渉
信号を排他的論理和回路７０に通してディジタル乗算
し、その出力を積分器７６で積分し、その出力信号によ
り、可変位相回路１６を制御する。なお、これらの構成
要素７０，７１，７６，７７によって制御回路１４０が
構成されている。

こうして、自動的に干渉補償を行うことができる。ここ
では、排他的論理和回路７０，７１による２値の乗算を
例に示したが、干渉信号の２値化回路は必ずしも必要で
なく、その場合は、排他的論理和回路に変えてアナログ
乗算器を使用すればよい。

第３実施例第３図は、この発明の第３実施例の構成を示すブロック
図である。

この実施例が、第２図に示す第２実施例と異なる主な点
は、同相合成回路１００の構成と、第１の制御回路１４
１を設けた点である。なお、第２の制御回路１４０の構
成は第２実施例と同様である。

第２図の第２実施例では、主アンテナ１及び副アンテナ
４からの受信信号の位相を揃える同相合成回路１００に
おいて、自動利得制御回路６１，６２の出力を一定にす
るための各制御電圧を差動増幅器６３に入力し、前記出
力が等振幅となるようあらかじめ調整しておき、１８０
°合成器１４により、主信号を打ち消して干渉信号を得
ていたが、第３図に示す本実施例では、主信号の振幅及
び位相を調整する第１の可変振幅回路１１と可変位相回
路１２を用意し、２つのアンテナ１，４により受信した
信号が互いに等振幅・逆位相となるように、両回路１
１，１２をフィードバック制御している。

このフィードバック制御は、次のように行われている。
２つのアンテナ１，４により受信した２つの主信号を、
第２の合成器１４において、互いに逆位相・等振幅とな
るようにして合成し、合成後残留する主信号と、合成す
る前の２つの主信号のうちの一方との間で相関検出を行
い、その相関量が最小となるように、すなわち、残留主
信号が最小となるように、上述した第１の可変振幅回路
１１と可変位相回路１２によって、他方の主信号の振幅
及び位相を制御する。これにより、合成後に残留する主
信号を常に最小にするようにできる。

なお、上述した合成後に残留する主信号についていえ
ば、干渉補償動作が開始された時点では主信号が優勢で
あるが、干渉補償動作が定常動作に進むにしたがって主
信号中に含まれる干渉成分が浮かび上がり、これが干渉
信号とし合成器１４から出力される。

具体的には、主信号復調器１２０で再生した基準搬送波
３４を用いて、合成器１４の出力、すなわち主信号が消
去され残留した干渉信号を、位相検波器４２により位相
検波した後、高調波成分を除去する低域通過フィルタ４
４に通し、このフィルタ４４の出力を、主信号復調器１
２０で再生したクロック信号３６を用いて、識別回路４
６により２値化し、２値化された干渉信号を得る。

また、分配器１３によって、副アンテナ４により受信し
た信号を分配し、その信号を同相成分及び直交成分に分
解する直交位相検波器１２１に入力する。この入力は、
上記基準搬送波３４を用いて位相検波器４８，４９によ
り位相検波され、高調波成分を除去する低域通過フィル
タ５０，５１に通された後、識別回路５２，５３で２値
化され、２値化された同相成分及び直交成分の主信号が
得られる。なお、識別回路５２，５３には、主信号復調
器１２０で再生したクロック信号３６が供給され、これ
により２値化が行われる。

識別回路５３から得られた同相成分の主信号と、これと
相対的に同相関係にある識別回路４６から出力された残
留主信号（干渉信号）とが、排他的論理和回路７９を通
してディジタル乗算され、その結果が積分器８５によっ
て積分され、この積分器８５の出力により可変振幅回路
１１が制御される。

同様に、識別回路５２から出力された直交成分の主信号
と、これと相対的に直交関係にある識別回路４６から出
力された残留主信号（干渉信号）とが、排他的論理和回
路７８を通してディジタル乗算され、その結果が積分器
８４によって積分され、この積分器８４の出力により可
変位相回路１２が制御される。

なお、上記構成要素７８，７９，８４，８５が制御回路
１４１を構成している。また、２値化のための識別回路
４６，５２，５３が、必ずしも必要でないことはいうま
でもない。

以上により、主信号中にもれ込んだ干渉信号を自動的に
抽出し、打ち消すことができる。この場合、２つの主信
号の遅延時間は、合成器１４において一致するよう調整
する必要がある。

第４実施例第４図は、この発明の第４実施例の構成を示すブロック
図である。

この第４実施例が、第３図に示す第３実施例と異なる点
は、主信号の合成後の信号から干渉信号を抽出する位相
検波器（第３図に示す位相検波器４２）と、主信号中の
干渉成分を打ち消すための干渉信号を得るための位相検
波器（第３図の位相検波器４１）とを共通の位相検波器
４１で行うようにした点にあり、干渉補償回路の簡略化
が実現できる利点を有する。

可変振幅回路１１，１８及び可変位相回路１２，１６の
制御方法は、第３実施例の場合と同様である。

第５実施例第５図は、この発明の第５実施例の構成を示すブロック
図である。

この実施例が、第４図の第４実施例と異なる点は、主信
号の振幅、位相、及び干渉信号の振幅、位相を制御する
場合、第４実施例では可変振幅回路及び可変位相回路を
それぞれ用いていたが、本実施例では、その部分を直交
振幅変調器を用いるようにした点である。

すなわち、第４実施例では、積分器８４，８５，７６，
７７からの相関出力により、可変振幅回路１１，１８、
及び可変位相回路１２，１６をそれぞれ制御していた
が、これらに代えて直交振幅変調器１１０，１１１を用
いることにより、同様の機能をはたすことができる。

上記直交振幅変調器１１０は、入力信号を分配する分配
器２０と、この分配器２０の出力の一方を９０度移相す
る９０°移相器２１と、この移相器２１の出力の振幅を
調整するπ／２相の両極性可変減衰器２２と、上記分配
器２０の出力の他方の振幅を調整する０相両極性可変減
衰器２３と、両極性可変減衰器２２，２３の出力を合成
する合成器２４とから構成されている。

直交振幅変調器１１１も、同様に、分配器２５と、９０
°移送器２６と、両極性可変減衰器２７，２８と、合成
器２９とから構成されている。

そして、直交振幅変調器１１０内の０相の両極性可変減
衰器２３が第１の制御回路１４１の積分器８５の出力に
よって制御され、π／２相の両極性可変減衰器２２が積
分器８４の出力によって制御されるようになっている。

他方の直交振幅変調器１１１内の０相両極性可変減衰器
２８及びπ／２相両極性可変減衰器２７も同様に、第２
の制御回路１４０内の積分器７７と積分器７６の出力に
よってそれぞれ制御される。

第６実施例第６図は、この発明の第６実施例の構成を示すブロック
図である。

この第６実施例が、第５図に示す第５実施例と異なる点
は、相関検出に排他的論理回路を使用せず、乗算器９
１，９２，９３，９４を用いてアナログ乗算を行い、制
御利得を増している点にある。

第７実施例第７図は、この発明の第７実施例の構成を示すブロック
図である。

この第７実施例が、第５図に示す第５実施例と異なる点
は、誤差信号発生回路１３０，１３１及び識別回路４
５，５２，５３の代わりに、Ａ／Ｄ変換器５５，５６，
５７，５８，５９を用いた点にある。

主信号として１６ＱＡＭを考える場合、第１４図に示す
ように、３ビット以上の出力を有するＡ／Ｄ変換器を用
いると、その出力のうち、上位２ビットは識別結果を示
し、上位３ビット目は誤差信号表わす。よって、この上
位３ビット目から誤差信号を取り出すことができる。

上記Ａ／Ｄ変換器５５〜５９は、主信号復調器１２０で
再生したクロック信号３６を用いてサンプリングされ
る。そして、干渉信号のベースバンド信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器５７の出力の上位第１ビッ
ト目（極性信号）と、前記Ａ／Ｄ変換器５５，５６の上
位３ビット目（誤差信号）との間の相関検出を行い、そ
の相関信号により、直交振幅変調器１１１の両極性可変
減衰器２７，２８を制御する。これにより、干渉信号を
消去できる。

一方、主信号の分配器１３の出力に接続された直交位相
検波器１２１のＡ／Ｄ変換器５８，５９は、それぞれ直
交成分と同相成分の上位第１ビット（極性信号）を出力
する。該上位第１ビットと前記Ａ／Ｄ変換器５７の上位
第１ビットの間で相関検出を行ない、その相関信号によ
って直交振幅変調器１１０の両極性可変減衰器２２，２
３を制御し、主信号中にもれ込んだ干渉信号を抽出す
る。

第８実施例第８図は、この発明の第８実施例の構成を示すブロック
図である。

この実施例が、第４図の第４実施例と異なる点は、抽出
した干渉信号の２値化を、位相検波器によらず直交位相
検波器１２１によって行うとともに、主信号の分配器１
３の出力の２値化を、直交位相検波器によらず、位相検
波器４８と識別回路５２とにより行い、それぞれの相関
検出を行うようにした点である。

なお、制御回路１４０の構成もやや異なっているが、こ
れは、第１３図に示す従来の干渉補償回路の制御回路１
４０と同様である。

第９実施例第９図は、この発明の第９実施例の構成を示すブロック
図である。

この実施例が、第４図に示す第４実施例と異なる点は、
抽出した干渉信号の２値化に直交位相検波器４１，４２
を用いるようにした点にある。これにより、第４図に比
べて回路規模は大きくなるが、制御利得が２倍となり、
制御の応答性、収束性が良好となる利点を持っている。

なお、制御回路１４０，１４１は、上述した第８実施例
の制御回路と同様である。

第10図は、本発明の効果を示すものである。

受信を希望するＤ信号として１６ＱＡＭ、受信を希望し
ないＵ信号としてＦＭ信号を受信した場合、アンテナ
１，４により受信されたそれぞれの信号強度の比は、Ｄ
／Ｕ＝8.5dBであった。

これらの信号は、制御回路１４１の制御の下に、振幅・
位相制御され、合成器１４において等振幅・逆位相で加
え合わされ、第２の合成器１４の出力としてD₀／U₀＝−
18.8dBの信号を与えた。

したがって、制御回路１４１の動作によって、Ｄ／Ｕの
改善量（すなわち、Ｄｉ／Ｕｉ−Ｄ_０／Ｕ_０）として約
２７dBを得ることができた。

第２の合成器１４の出力は、アンテナ１，４の受信信号
を合成する第１の合成器１０の出力に混在するＦＭ信号
と同振幅・逆位相で、第３の合成器１９に加えられる。
その結果、合成器１９からは、ＦＭ信号がキャンセルさ
れた信号が出力される。なお、同図には、制御回路１４
０，１４１を動作させた場合、止めた場合の出力波形が
示されている。

第１１図は、制御回路１４０，１４１をそれぞれ動作さ
せた場合、あるいは止めた場合のアイパターンを示すも
のである。同図から明らかなように、制御回路１４０，
１４１を動作させた場合がもっとも干渉補償効果があ
る。

第１２図は、本発明の改善効果を示す図である。制御回
路１４０，１４１がＯＦＦ、あるいは制御回路１４１の
みがＯＦＦである場合、ほぼ同じ特性を示す。

これらの特性に対し、制御回路１４０，１４１がすべて
がＯＮである場合は、約１０dBの改善効果があり、本発
明の有効性が表われている。

「発明の効果」以上説明したように、この発明は、ディジタル無線通信
において、主信号の他に干渉信号も主アンテナ及び副ア
ンテナで受信する場合であっても、主信号から干渉信号
のみを抽出し、その抽出した干渉信号を源にして主信号
中にもれ込んだ干渉成分を除去できる。

また干渉信号の渡来方向が主信号と同一方向のような場
合でも、本発明に基づく干渉補償回路により、まず干渉
信号を主信号から検出し、それを基にして干渉成分を消
去できるという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第９図は本発明の第１実施例〜第９実施例の構
成を示すブロック図、第１０図、第１１図、第１２図は
本発明の効果例を示す図、第１３図は従来の干渉補償回
路の構成を示すブロック図、第１４図は４値の識別回路
（Ａ／Ｄ変換器）のレベルダイヤ説明図である。１……主アンテナ、２，５……帯域通過フィルタ、３，
６……周波数変換器、４……副アンテナ、７……局部発
振器、８，９，１３，１５，１７，２０，２５……分配
器、１０，１４，１９，２４，２９……合成器、１１，
１８……可変振幅回路、１２，１６，６４……可変位相
回路、２１，２６，３５，４７，５４……９０°移相
器、２２，２３，２７，２８……両極性可変減衰器、３
０，３１，４１，４２，４８，４９……位相検波器、３
２，３３，４３，４４，５０，５１……低域通過フィル
タ、３４……再生搬送波、３６……再生クロック、３
７，３８，４５，４６，５２，５３……識別回路、３
９，４０……減算器、５５，５６，５７，５８，５９…
…Ａ／Ｄ変換回路、６０……補助アンテナ、６１，６２
……自動利得制御回路、６３……差動増幅器、６４……
可変位相回路、６５，６６，６７，７４，７５，８２，
８３……抵抗回路、７０，７１，７２，７８，７９，８
０……排他的論理和回路、７３，８１……排他的反転論
理和回路、７６，７７，８４，８５……積分器、８６…
…位相制御回路、９１，９２，９３，９４……乗算器、
１００……同相合成回路、１１０，１１１……直交振幅
変調器、１２０……主信号復調器、１２１，１２２……
直交位相検波器、１３０，１３１……誤差信号発生回
路、１４０，１４１……制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、
該主伝送路及び副伝送路の受信信号を合成する第１の合
成器と、可変振幅回路及び可変位相回路から、あるいは直交振幅
変調器からなり、前記主伝送路及び副伝送路の受信信号
のいずれか一方の伝送路の受信信号が供給される第１の
振幅・位相調整回路と、該第１の振幅・位相調整回路の出力と他方の伝送路によ
り受信した受信信号とを合成する第２の合成器と、該第２の合成器に入力される２つの主信号が互いに逆位
相、等振幅となるように前記第１の振幅・位相調整回路
を制御する第１の制御回路と、可変振幅回路及び可変位相回路から、あるいは直交振幅
変調器からなり、前記第２の合成器の出力が供給される
第２の振幅・位相調整回路と、該第２の振幅・位相調整回路の出力と前記第１の合成器
の出力とを合成する第３の合成器と、前記第３の合成器から出力される主信号中の干渉成分が
最小となるように、前記第２の振幅・位相調整回路を制
御する第２の制御回路とを有することを特徴とする干渉補償回路。
【請求項２】主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号がそれぞれ供給され
る自動利得制御回路と、該２つの自動利得制御回路の出力に接続され主伝送路及
び副伝送路の受信信号から位相差を検出し位相制御情報
を出力する位相制御回路と、前記２つの自動利得制御回
路のうちの一方の自動利得制御回路の出力に接続され、
前記位相制御回路の出力により前記主伝送路及び副伝送
路の受信信号を同相とする移相器と、該移相器の出力と前記２つの自動利得制御回路のうちの
他方の自動利得制御回路の出力とをそれぞれ分配する分
配器と、前記移相器に接続された分配器の出力と前記他方の自動
利得制御回路に接続され分配器の出力とを合成する第１
の合成器と、前記移相器に接続された分配器の出力が入力され、かつ
前記２つの自動利得制御回路の制御電圧を入力とする差
動増幅器の出力により制御される第１の可変振幅回路
と、前記他方の自動利得制御回路に接続された分配器の出力
と前記第１の可変振幅回路の出力とを、それらの位相を
１８０°ずらして合成する第２の合成器と、該第２の合成器の出力を入力とする第１の可変位相回路
と、該第１の可変位相回路の出力を入力とする第２の可変振
幅回路と、前記第１の合成器の出力と、前記第１の可変位相回路及
び第２の可変振幅回路を通った信号とを合成する第３の
合成器と、該第３の合成器から出力された主信号を、該主信号から
再生した基準搬送波により、同相成分と直交成分に分解
する直交位相検波器と、前記同相成分及び直交成分を各々入力とする２つの誤差
信号発生回路と、前記第１の可変位相回路の出力信号を前記直交位相検波
器と同じ基準搬送波により位相検波する位相検波器と、排他的論理和回路および積分器からなり、前記位相検波
器の出力と前記２つの誤差信号発生回路の出力との相関
を各々独立に検出する２つの相関検出回路であって、そ
の出力のうち同相成分に関連する出力により前記第２の
可変振幅回路を制御し、直交成分に関連する出力により
前記第１の可変位相回路を制御する相関検出回路とを有することを特徴とする干渉補償回路。
【請求項３】主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号を合成する第１の合
成器と、該主伝送路及び副伝送路の受信信号を分配する２つの分
配器と、該２つの分配器のうち一方の分配器の出力を入力信号と
し、その振幅・位相を調整する第１の振幅・位相調整回
路と、該第１の振幅・位相調整回路の出力信号と、前記２つの
分配器のうちの他方の分配器の出力信号とを合成する第
２の合成器と、該第２の合成器の出力信号を入力信号とし、その振幅及
び位相を調整する第２の振幅・位相調整回路と、該第２の振幅・位相調整回路の出力信号と前記第１の合
成器の出力とを合成する第３の合成器と、前記２つの分配器のうちの他方の分配器の出力信号を、
前記第３の合成器の出力信号から再生された搬送波を用
いて直交位相検波する第１の直交位相検波器と、前記第２の合成器の出力信号を前記搬送波を用いて検波
する位相検波器と、該位相検波器の出力信号と、それと同相関係にある前記
第１の直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する
第１の相関検出回路と、該位相検波器の出力信号と、それと直交関係にある前記
第１の直交位相検波器の出力信号の間で相関検出する第
２の相関検出回路と、前記第３の合成器の出力信号を、前記搬送波を用いて直
交位相検波する第２の直交位相検波器と、該第２の直交位相検波器の出力の同相及び直交成分の信
号をそれぞれ入力信号とする２つの誤差信号発生回路
と、該同相側誤差信号発生回路の出力信号と、それと同相の
関係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出
する第３の相関検出回路と、前記直交側誤差信号発生回路の出力信号と、それと直交
関係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出
する第４の相関検出回路とを具備し、前記第１及び第２の相関検出回路により前記第１の振幅
・位相回路を制御するとともに、前記第３及び第４の相
関検出回路の出力により前記第２の振幅・位相回路を制
御することを特徴とする干渉補償回路。