CN116683925A - 一种零中频接收阵列的iq不平衡镜像抑制方法 - Google Patents

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CN116683925A CN202310855983.6A CN202310855983A CN116683925A CN 116683925 A CN116683925 A CN 116683925A CN 202310855983 A CN202310855983 A CN 202310855983A CN 116683925 A CN116683925 A CN 116683925A
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Abstract

本发明公开了一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，包括以下步骤：计算每个阵元接收的射频信号；获取移相后的M个射频信号；获取M个混频滤波输出的中频信号；获取M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号；M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号分别进行A/D采样，得到M个基带数字复信号；数字阵列在进行波束合成之前，对M个接收通道的幅相一致性进行标校，得到M个接收通道幅相误差补偿值；对数字阵列的M个基带数字复信号进行通道误差补偿和波束加权补偿，并求和，得到最终的波束形成输出复信号；本发明的优点在于：提高多通道零中频接收数字阵列的IQ不平衡镜像抑制能力。

Description

一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法
技术领域
本发明涉及IQ不平衡镜像抑制领域，具体涉及一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法。
背景技术
零中频接收机，是一种无需经过中频，能直接把射频信号转换为原传送信号的接收机。零中频接收机以其电路结构简单、功耗低、易于集成、体积小、成本低等优点，受到广泛关注和应用。在实际应用时，由于当前器件工艺水平的限制，零中频接收芯片中同相(I支路)和正交(Q支路)支路使用的正交本振频率源无法保证绝对正交，各支路的混频器、低通滤波器等模拟器件的幅频响应也无法保证完全一致，这将同相和正交支路之间存在一定的幅相误差，表现为同相和正交支路合成的基带信号频谱中出现镜像分量。当镜像分量的能量过大时，将会导致原信号严重失真，影响接收通道的整体性能指标。因此，零中频接收机的IQ不平衡镜像抑制方法研究具有非常高的实际意义。
目前，关于单通道零中频接收机的IQ不平衡镜像抑制方法的研究文献非常多，例如中国专利公开号CN115865115A公开的零中频架构软件无线电中镜像干扰的抑制系统和方法。但在数字阵列中使用多通道零中频接收机的IQ不平衡镜像抑制方法却鲜有讨论。若将单通道IQ不平衡镜像抑制方法直接应用于数字阵列，对所有通道IQ不平衡误差分别估计和补偿后，再进行波束合成等处理，系统设计复杂度和计算量均非常大，尤其是在大型数字阵列中。另外，相比于单通道零中频接收，IQ不平衡误差对零中频数字接收阵列的波束合成输出的影响更为复杂，其输出不仅出现频域上的镜像分量，也会在空域出现镜像分量，且空域和频域镜像分量的能量随着波束指向的变化而变化。因此，有必要寻找一种适合大型数字阵列使用的IQ不平衡镜像抑制方法，在不增加数字阵列接收通道设计和通道校正复杂度的前提下，既可以抑制IQ不平衡误差引起的频域的镜像分量，也可以抑制空域镜像分量，解决零中频接收数字阵列的IQ不平衡镜像抑制问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何提供一种多通道的IQ不平衡镜像抑制方法，解决多通道零中频接收数字阵列的IQ不平衡镜像抑制问题。
本发明通过以下技术手段解决上述技术问题的：一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，包括以下步骤：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，计算每个阵元接收的射频信号；
步骤2、每路射频信号经低噪放后，送入移相器，添加事先配置的随机相位，得到移相后的M个射频信号；
步骤3、将移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号进行混频和带通滤波，得到M个混频滤波输出的中频信号；
步骤4、将M个中频模拟信号分别与M个第二级同相本振信号以及M个第二级正交本振信号进行混频和低通滤波，得到M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号；
步骤5、M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号分别进行A/D采样，得到M个基带数字复信号；
步骤6、数字阵列在进行波束合成之前，对M个接收通道的幅相一致性进行标校，得到M个接收通道幅相误差补偿值；
步骤7、对数字阵列的M个基带数字复信号进行通道误差补偿和波束加权补偿，并求和，得到最终的波束形成输出复信号。
进一步地，所述步骤1包括：
第m个阵元接收的射频信号为
sm(t)＝A(t)cos[Ωc(t-τm)+φ(t)]m＝1,…,M
其中，A(t)为幅度调制信息，φ(t)为相位调制信息，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，τm是由阵元坐标和信号入射方向决定的时延差，t为当前时刻，M为阵元总数。
更进一步地，所述步骤2包括：
步骤2-1、事先产生M个在[0,π]内服从均匀分布的随机相位并将这M个随机相位分别配置到M个接收通道的移相器中；
步骤2-2、M个射频信号经低噪放后，送入移相器，进行移相处理，得到移相后的M个射频信号/>即
其中，和/>分别是由各通道低噪放带来幅度误差和相位误差。
更进一步地，所述步骤3包括：
步骤3-1、数字阵列的本振频率源产生第一级本振信号LoF1＝cos[Ω1t]，经功率分配器，功分为M路本振信号第一级本振信号更新为/>其中，Ω1为第一级本振角频率，/>和/>分别是由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤3-2、接收通道中M个带通滤波器的中心频率等于ΩIF＝Ωc-Ω1，中心频率附近的幅度和相位误差分别为和/>m＝1,…,M；
步骤3-3、移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号/>分别进行混频和带通滤波，得M个混频滤波输出的中频模拟信号/>
其中，Acm为通道幅度误差且为通道相位误差且
更进一步地，所述步骤4包括：
步骤4-1、数字阵列的本振频率源产生第二级同相本振信号LoF2_I＝cos[ΩIFt]和第二级正交本振信号LoF2_Q＝-sin[ΩIFt]，第二级同相本振信号LoF2_I经功率分配器，功分为M路同相本振信号且/>其中，/>和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差，第二级正交本振信号LoF2_Q经功率分配器，功分为M路正交本振信号/>且/>其中，/>和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤4-2、将M个中频模拟信号与M个第二级同相本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中同相支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由同相支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差；
步骤4-3、将M个中频模拟信号与M个第二级正交本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中正交支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由正交支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差。
更进一步地，所述步骤5包括：
步骤5-1、A/D采样周期为Ts，采样值的索引为整数n，M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号/>分别进行A/D采样，得M个基带数字同相信号和M个基带数字正交信号/>公式如下
步骤5-2、以同相支路为参考，正交支路相对于同相支路的幅度误差gm和相位误差θm分别为
则M个基带数字复信号计算公式为
其中，
更进一步地，所述步骤6包括：
步骤6-1、单频校正源放置于数字阵列的法向，满足阵列远场条件，校正源辐射的单频信号为sc(t)＝A0cos[(Ωc+Ωd)t+φ0]，其中，φ0为初始相位，A0为单频信号的幅度，Ωd为单频信号的频率偏置且Ωd>0；
步骤6-2、数字阵列接收步单频校正信号，M个接收通道同时采集基带数字复信号的N个样本则有
步骤6-3、对M个通道中的N个样本分别进行傅里叶变换，并分别求M个通道在频率Ωd处的频谱值/>有/>
步骤6-4、以第一通道的频谱值Sp1为参考，计算各接收通道相对于第一通道的幅相误差补偿值即/>
更进一步地，所述步骤7包括：
步骤7-1、利用M个通道的幅相误差补偿值分别对M个基带复信号/>进行补偿，有
步骤7-2、根据信号入射到阵面上产生的延时差τm，构造波束加权系数故最终波束形成输出复信号z(n)为
其中，αm为阵列中第m个阵元的幅度加权值。
更进一步地，所述步骤3省略时，移相后的M个射频信号替代步骤4中M个中频模拟信号/>然后执行步骤4到步骤7的处理过程。
更进一步地，所述步骤3省略时，步骤4中产生的第二级本振信号的频率ΩIF＝Ωc。
本发明的优点在于：
(1)本发明在不增加阵列通道设计和通道校正的复杂度的情况下，仅增加通道移相器，添加事先配置的随机相位，从而实现了对零中频接收输出基带数字复信号(包括目标信号及其镜像干扰信号)的随机相位配置，在通道补偿值估计时仅计算基带数字复信号中目标信号对应的通道间幅相误差补偿值，并以此补偿值对数字阵列的M个基带数字复信号进行补偿，波束合成的过程中镜像干扰信号因随机相位误差翻倍而被抵消，而基带数字复信号中目标信号进行了幅相误差补偿而被保留，从而解决多通道零中频接收数字阵列的IQ不平衡镜像抑制问题，提高IQ不平衡镜像抑制能力。
(2)本发明数字阵列中通道移相器配置灵活，可事先设置为均匀分布的随机相位，阵列工作时无需修改，使用方便。
(3)本发明原理简单，运算量小，不需要复杂的IQ不平衡误差估计与补偿算法，便于工程实现。
(4)本发明数字阵列的IQ不平衡镜像抑制能力与阵元个数有关，随着阵列规模的增大，镜像抑制能力增加，故本发明提供的方法非常适合于大规模数字阵列。
(5)本发明提供的方法既可以用于窄带数字阵列，也可以用于宽带数字阵列的IQ不平衡镜像抑制，且不受阵列结构的限制。
附图说明
图1为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的原理框图；
图2为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中不使用移相器，阵元个数256时的阵列波束图；
图3为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中不使用移相器，阵元个数1024时的阵列波束图；
图4为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中不使用移相器，阵元个数256时的目标与镜像波束图；
图5为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中不使用移相器，阵元个数1024时的目标与镜像波束图；
图6为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中使用移相器，阵元个数256时的阵列波束图；
图7为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中使用移相器，阵元个数1024时的阵列波束图；
图8为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中使用移相器，阵元个数256时的目标与镜像波束图；
图9为本发明实施例所公开的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的仿真实验中使用移相器，阵元个数1024时的目标与镜像波束图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明提供一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，包括以下步骤：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，计算每个阵元接收的射频信号，具体过程为：
第m个阵元接收的射频信号为
sm(t)＝A(t)cos[Ωc(t-τm)+φ(t)]m＝1,…,M
其中，A(t)为幅度调制信息，φ(t)为相位调制信息，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，τm是由阵元坐标和信号入射方向决定的时延差，t为当前时刻，M为阵元总数。
步骤2、每路射频信号经低噪放后，送入移相器，添加事先配置的随机相位，得到移相后的M个射频信号，具体过程为：
步骤2-1、事先产生M个在[0,π]内服从均匀分布的随机相位并将这M个随机相位分别配置到M个接收通道的移相器中；
步骤2-2、M个射频信号经低噪放后，送入移相器，进行移相处理，得到移相后的M个射频信号/>即
其中，和/>分别是由各通道低噪放带来幅度误差和相位误差。
步骤3、将移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号进行混频和带通滤波，得到M个混频滤波输出的中频信号，具体过程为：
步骤3-1、数字阵列的本振频率源产生第一级本振信号LoF1＝cos[Ω1t]，经功率分配器，功分为M路本振信号第一级本振信号更新为/>其中，Ω1为第一本振角频率，/>和/>分别是由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤3-2、接收通道中M个带通滤波器的中心频率等于ΩIF＝Ωc-Ω1，中心频率附近的幅度和相位误差分别为和/>m＝1,…,M；
步骤3-3、移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号/>分别进行混频和带通滤波，得M个混频滤波输出的中频模拟信号/>
其中，Acm为通道幅度误差且为通道相位误差且
步骤4、将M个中频模拟信号分别与M个第二级同相本振信号以及M个第二级正交本振信号进行混频和低通滤波，得到M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号，具体过程为：
步骤4-1、数字阵列的本振频率源产生第二级同相本振信号LoF2_I＝cos[ΩIFt]和第二级正交本振信号LoF2_Q＝-sin[ΩIFt]，第二级同相本振信号LoF2_I经功率分配器，功分为M路同相本振信号且/>其中，/>和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差，第二级正交本振信号LoF2_Q经功率分配器，功分为M路正交本振信号/>且/>其中，/>和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤4-2、将M个中频模拟信号与M个第二级同相本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中同相支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由同相支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差；
步骤4-3、将M个中频模拟信号与M个第二级正交本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中正交支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由正交支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差。
步骤5、M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号分别进行A/D采样，得到M个基带数字复信号，具体过程为：
步骤5-1、A/D采样周期为Ts，采样值的索引为整数n，M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号/>分别进行A/D采样，得M个基带数字同相信号和M个基带数字正交信号/>公式如下
步骤5-2、以同相支路为参考，正交支路相对于同相支路的幅度误差gm和相位误差θm分别为
则M个基带数字复信号计算公式为
其中，
步骤6、数字阵列在进行波束合成之前，对M个接收通道的幅相一致性进行标校，得到M个接收通道幅相误差补偿值，具体过程为：
步骤6-1、单频校正源放置于数字阵列的法向，满足阵列远场条件，校正源辐射的单频信号为sc(t)＝A0cos[(Ωc+Ωd)t+φ0]，其中，φ0为初始相位，A0为单频信号的幅度，Ωd为单频信号的频率偏置且Ωd>0；
步骤6-2、数字阵列接收步单频校正信号，M个接收通道同时采集基带数字复信号的N个样本则有
步骤6-3、对M个通道中的N个样本分别进行傅里叶变换，并分别求M个通道在频率Ωd处的频谱值/>有/>
步骤6-4、以第一通道的频谱值Sp1为参考，计算各接收通道相对于第一通道的幅相误差补偿值即/>
步骤7、对数字阵列的M个基带数字复信号进行通道误差补偿和波束加权补偿，并求和，得到最终的波束形成输出复信号，具体过程为：
步骤7-1、利用M个通道的幅相误差补偿值分别对M个基带复信号/>进行补偿，有
步骤7-2、根据信号入射到阵面上产生的延时差τm，构造波束加权系数故最终波束形成输出复信号z(n)为
其中，αm为阵列中第m个阵元的幅度加权值。
作为本发明的进一步改进，步骤3所述的第一级混频和带通滤波处理是可以省略的，省略以后整个方案还能够实现镜像抑制的功能，不省略步骤3的情况下能够进行带通滤波，从而提升镜像抑制效果。所述步骤3省略时，移相后的M个射频信号替代步骤4中M个中频模拟信号/>然后执行步骤4到步骤7的处理过程。所述步骤3省略时，步骤4中产生的第二级本振信号的频率ΩIF＝Ωc。
以下通过仿真实验的两个场景验证本发明的零中频接收数字阵列的IQ不平衡镜像抑制方法的性能。在仿真实验中，系统工作的射频频率为8GHz，系统带宽30MHz，数字阵列为均匀线阵，阵元间距为11mm，阵元个数分别取256和1024，均匀线阵采用-30dB的泰勒权。波束合成的指向角为60度。
考虑到零中频接收阵列通道(从第一级混频与带通滤波到A/D输出)在实际工程中通常采用集成芯片实现，阵列通道间的幅度Am和相位误差相对较小，这里取通道幅度误差Am在0dB～0.5dB内服从均匀分布，通道相位误差/>在±10度内服从均匀分布。在集成芯片实现时，同相和正交支路之间的IQ不平衡镜像抑制一般在20dB到40dB之间，这里取IQ不平衡的幅度误差gm在0.5dB～1.5dB之间服从均匀分布，相位误差θm在0度～10度之间服从均匀分布，故IQ不平衡幅度和相位误差的平均值带来的镜像抑制比为22.8dB。
场景1：不使用低噪放之后的移相器
将数字阵列通道中低噪放之后的移相器值均设置为0，首先利用单频信号(射频频率为8.001GHz)对数字阵列进行校正，获得通道间幅相误差补偿值。经误差补偿后，计算阵列波束图。阵元个数256和1024时的阵列波束图分别如图2和图3所示。
图中理想波束图为不存在任何误差时的波束图。误差方向图是存在通道和IQ不平衡幅相误差时，经校正补偿后的波束图。与理想方向图相比，校正补偿后的残留误差对副瓣有影响，且在目标波束指向的镜像指向上存在峰值，目标与镜像之间的抑制比约为23.2dB。这与由IQ不平衡幅相平均误差带来的镜像抑制比22.8dB基本匹配。采用副瓣加权无法抑制目标指向镜像处的峰值。
经校正补偿后，如果将目标波束图和镜像波束图分别计算，阵元个数256和1024时对应的波束图分别如图4和图5所示。由图可知，由于通道误差和IQ不平衡误差的存在，镜像波束并未完全合成。当阵元个数为256时，在目标波束指向处，频域镜像抑制达到-51dB，但在波束指向镜像处，空域镜像抑制仅有-23.3dB。当阵元个数为1024时，在目标波束指向处，频域镜像抑制达到-57dB，但在波束指向镜像处，空域镜像抑制仅有-23dB。故单纯使用副瓣加权不能抑制空域镜像分量。系统无法同时抑制频域和空域镜像分量。
场景2：使用低噪放之后的移相器
数字阵列通道中低噪放之后的移相器值在[0,π]内服从均匀分布，首先利用单频信号(射频频率为8.001GHz)对数字阵列进行校正，获得通道间幅相误差补偿值。经误差补偿后，计算阵列波束图。阵元个数256和1024时的阵列波束图分别如图6和图7所示。
图中理想波束图为不存在任何误差时的波束图。误差方向图是存在通道和IQ不平衡幅相误差时，经校正补偿后的波束图。与理想方向图相比，校正补偿后的残留误差对副瓣有影响。由于移相器的使用，空域镜像分量得到抑制，误差方向图的副瓣电平优于-30dB。
经校正补偿后，如果将目标波束图和镜像波束图分别计算，阵元个数256和1024时对应的波束图分别如图8和图9所示。由图可知，当阵元个数为256时，在目标波束指向处，频域镜像抑制达到-48.5dB，空域镜像抑制优于-48dB。当阵元个数为1024时，在目标波束指向处，频域镜像抑制达到--62dB，空域镜像抑制优于-49.7dB。由于阵列通道使用移相器，空域和频域镜像分量均得到抑制，且阵列规模增加，提高了空域和频域镜像抑制能力。
综上所述，零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法原理简单，运算量小，易于工程实现，其性能已通过仿真实验得到验证。本发明所提方案不增加阵列通道设计和校正的复杂度，不但可以抑制IQ不平衡误差引起的频域镜像分量，也可以抑制空域镜像分量，特别适合大型数字阵列使用。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，计算每个阵元接收的射频信号；
步骤2、每路射频信号经低噪放后，送入移相器，添加事先配置的随机相位，得到移相后的M个射频信号；
步骤3、将移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号进行混频和带通滤波，得到M个混频滤波输出的中频信号；
步骤4、将M个中频模拟信号分别与M个第二级同相本振信号以及M个第二级正交本振信号进行混频和低通滤波，得到M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号；
步骤5、M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号分别进行A/D采样，得到M个基带数字复信号；
步骤6、数字阵列在进行波束合成之前，对M个接收通道的幅相一致性进行标校，得到M个接收通道幅相误差补偿值；
步骤7、对数字阵列的M个基带数字复信号进行通道误差补偿和波束加权补偿，并求和，得到最终的波束形成输出复信号。
2.根据权利要求1所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤1包括：
第m个阵元接收的射频信号为
sm(t)＝A(t)cos[Ωc(t-τm)+φ(t)]m＝1,…,M
其中，A(t)为幅度调制信息，φ(t)为相位调制信息，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，τm是由阵元坐标和信号入射方向决定的时延差，t为当前时刻，M为阵元总数。
3.根据权利要求2所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤2包括：
步骤2-1、事先产生M个在[0,π]内服从均匀分布的随机相位并将这M个随机相位分别配置到M个接收通道的移相器中；
步骤2-2、M个射频信号经低噪放后，送入移相器，进行移相处理，得到移相后的M个射频信号/>即
其中，和/>分别是由各通道低噪放带来幅度误差和相位误差。
4.根据权利要求3所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤3包括：
步骤3-1、数字阵列的本振频率源产生第一级本振信号LoF1＝cos[Ω1t]，经功率分配器，功分为M路本振信号第一级本振信号更新为/>其中，Ω1为第一级本振的角频率，/>和/>分别是由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤3-2、接收通道中M个带通滤波器的中心频率等于ΩIF＝Ωc-Ω1，中心频率附近的幅度和相位误差分别为和/>
步骤3-3、移相后的M个射频信号与M个第一级本振信号/>分别进行混频和带通滤波，得M个混频滤波输出的中频模拟信号/>
其中，Acm为通道幅度误差且 为通道相位误差且
5.根据权利要求4所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤4包括：
步骤4-1、数字阵列的本振频率源产生第二级同相本振信号LoF2_I＝cos[ΩIFt]和第二级正交本振信号LoF2_Q＝-sin[ΩIFt]，第二级同相本振信号LoF2_I经功率分配器，功分为M路同相本振信号且/>其中，/>和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差，第二级正交本振信号LoF2_Q经功率分配器，功分为M路正交本振信号/>且/>其中，和/>分别是该过程中由功率分配器带来幅度误差和相位误差；
步骤4-2、将M个中频模拟信号与M个第二级同相本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中同相支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由同相支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差；
步骤4-3、将M个中频模拟信号与M个第二级正交本振信号/>分别进行混频和低通滤波，得M个基带模拟同相信号/>有
其中，为第m个通道中正交支路的低通滤波器实冲激响应，/>和/>分别是由正交支路的低通滤波器引起的幅度误差和相位误差。
6.根据权利要求5所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤5包括：
步骤5-1、A/D采样周期为Ts，采样值的索引为整数n，M个基带模拟同相信号和M个基带模拟正交信号/>分别进行A/D采样，得M个基带数字同相信号/>和M个基带数字正交信号/>公式如下
步骤5-2、以同相支路为参考，正交支路相对于同相支路的幅度误差gm和相位误差θm分别为
则M个基带数字复信号计算公式为
其中，
7.根据权利要求6所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤6包括：
步骤6-1、单频校正源放置于数字阵列的法向获取校正源辐射的单频信号；
步骤6-2、数字阵列接收步单频校正信号，M个接收通道同时采集基带数字复信号的N个样本
步骤6-3、对M个通道中的N个样本分别进行傅里叶变换，并分别求M个通道在频率Ωd处的频谱值/>
步骤6-4、以第一通道的频谱值Sp1为参考，计算各接收通道相对于第一通道的幅相误差补偿值即/>
8.根据权利要求7所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤7包括：
步骤7-1、利用M个通道的幅相误差补偿值分别对M个基带复信号/>进行补偿，有zm(n)·εm；
步骤7-2、根据信号入射到阵面上产生的延时差τm，构造波束加权系数故最终波束形成输出复信号为/>其中，αm为阵列中第m个阵元的幅度加权值。
9.根据权利要求8所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤3省略时，移相后的M个射频信号替代步骤4中M个中频模拟信号然后执行步骤4到步骤7的处理过程。
10.根据权利要求8所述的一种零中频接收阵列的IQ不平衡镜像抑制方法，其特征在于，所述步骤3省略时，步骤4中产生的第二级本振信号的频率ΩIF＝Ωc。
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