JP4015750B2 - アクティブアレイアンテナシステム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられる複数の素子アンテナと高周波回路からなるアクティブアレイアンテナシステムに係り、特に高周波回路内の周波数変換回路に供給するローカル信号の位相を制御するための可変移相回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アクティブアレイアンテナシステムは、一般に複数の素子アンテナとこれに接続される高周波回路により構成され、指向性ビームの走査を行ったり、任意の指向性ビームを実現したりする目的で、各素子アンテナの受信ＲＦ信号または送信ＲＦ信号に適当な位相差、あるいは位相差と利得差を与える機能を有するアンテナシステムである。
【０００３】
従来のアクティブアレイアンテナシステムのビーム走査方式として、特開平７−２０２５４８号（以下、これに記載された技術を従来技術という）には、複数の素子アンテナのそれぞれに対応する周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号に対して、所定の位相差を与える可変移相回路を設けることが提案されている。これによると、搬送波のＳ／Ｎは一般に受信信号に比べて大きいため、ＲＦ信号の信号ラインに可変移相回路を設ける場合に比較して、可変移相回路によるＳ／Ｎの劣化がＲＦ信号に与える影響が小さくなる、複数の可変移相器を一ヶ所に集中的に配置でき、制御系の構成を簡単にできる、などの利点が得られるとされている。
【０００４】
しかし、この従来技術ではマイクロ波やミリ波などの高い搬送波周波数を用いる無線通信システムに適用する場合、搬送周波数帯のローカル信号のための可変移相回路は非常に高価な回路となってしまい、アクティブアレイアンテナシステム全体としても比較的高価になる。
【０００５】
また、この従来技術では搬送波周波数は固定されているとしており、ＦＤＭＡシステムやマルチキャリアＴＤＭＡシステムなど、単一のアクティブアレイアンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信あるいは受信に使用したい場合には、給電系の構成が簡単になるという利点が損なわれる。
【０００６】
さらに、この従来技術では搬送波周波数帯のローカル信号のための可変移相回路としてフィルタあるいは遅延素子（遅延線路など）を挙げているが、フィルタあるいは遅延素子に移相量可変機能を設けると一般に高価なものになったり、移相量の可変範囲が限定され、結果としてビーム走査の自由度が小さくなってしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来技術のアクティブアレイアンテナシステムでは、ビーム走査のために搬送周波数帯のローカル信号の位相を可変位相回路で制御する構成となっているため、高い搬送波周波数を用いる無線通信システムに適用すると可変移相回路が非常に高価となり、アクティブアレイアンテナシステムの価格を押し上げてしまうという問題点があり、また搬送波周波数が固定されているため、単一のアクティブアレイアンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信あるいは受信に使用することが難しく、さらに可変移相回路としてフィルタあるいは遅延素子を用いているため、移相量の可変範囲が限定され、結果としてビーム走査の自由度が小さくなってしまうという問題点があった。
【０００８】
本発明の主な目的は、このような従来技術の問題点を解決し、ビーム走査のための可変移相回路を安価に構成でき、もってシステム全体を低価格で実現可能なアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、給電系を複雑にすることなく複数の搬送波周波数を使用した通信に対応可能として、ＦＤＭＡシステムやマルチキャリアＴＤＭＡシステムなどを実現する上で有利なアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【００１０】
本発明のさらに別の目的は、移相量の可変範囲が広くビーム走査の自由度を高めることができるアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は複数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波回路を備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、高周波回路に、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これらの周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを有する。
【００１２】
より具体的には、周波数変換回路として、例えば搬送波周波数帯のローカル信号を用いて搬送波周波数と第１中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第１周波数変換回路と、中間周波数帯のローカル信号を用いて第１中間周波数と第２中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第２周波数変換回路の二種類の周波数変換回路を有する。そして、可変移相回路は複数の第２周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御するために使用される。これにより可変移相回路で扱う周波数が低くなるので、可変移相回路を安価に実現できる。
【００１３】
また、第１周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号の周波数を可変としてもよく、このようにすることにより簡単な給電系の構成で複数の搬送波周波数を使用した通信に対応することが可能となる。
【００１４】
本発明に係る他のアクティブアレイアンテナシステムでは、高周波回路は各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、ローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これら複数の周波数変換回路に供給するローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを有し、可変移相回路は各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ複数の直交変調器を含んで構成され、これらの直交変調器はそれぞれローカル信号と移相量制御信号を入力とする。このような直交変調器を用いた可変位相回路は、安価に構成できるばかりでなく、移相量の制御精度が高いため、アクティブアレイアンテナにおける高精度のビーム制御を可能とすることができる。
【００１５】
この場合、可変移相回路は複数の直交変調器の移相量制御信号入力側にローパスフィルタをそれぞれ有してもよく、また複数の直交変調器の移相量制御信号入力側に、Ｄ／Ａコンバータをそれぞれ有し、かつこれらのＤ／Ａコンバータに共通の基準電圧発生回路から同一の基準電圧を供給するようにしてもよい。
【００１６】
可変移相回路は、差動信号からなるローカル信号を入力とし、２個のキャパシタを対向する二辺に、２個の抵抗を他の対向する二辺にそれぞれ配置して構成され、かつそれぞれのキャパシタおよび抵抗の値が異なる２組のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力する信号選択回路とからなる移相量選択回路を複数個用いて構成してもよいし、ローカル信号を入力として移相量制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を複数個用いて構成してもよい。
【００１７】
また、可変移相回路に入力するローカル信号の周波数を可変としてもよく、これによりチャネル選択を行うようにすれば、周波数可変の搬送波周波数帯のローカル信号を発生するシンセサイザの負担が軽減され、ＳＮＲやＣＮＲなどの信号特性が向上する。
【００１８】
高周波回路は、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられた利得可変回路を有してもよく、これにより信号の振幅制御をローカル信号の位相制御に加えて行うことで、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの向上が図られる。
【００１９】
また、高周波回路は、可変移相回路により位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路と素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分岐手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手段をさらに有していてもよい。このような分岐手段または合成手段あるいはその両方を備えることにより、例えば搬送波帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周波数との間の周波数変換を行う周波数変換回路およびその前後の回路を複数のアクティブアレイアンテナで共用して、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成することが可能となる。
【００２０】
高周波回路としては、素子アンテナからの受信信号を入力する送信側高周波回路と、素子アンテナへの送信信号を出力する受信側高周波回路の両方を有してもよい。その場合、送信側高周波回路および受信側高周波回路の可変移相回路は、それぞれ出力するローカル信号の位相が互いに複素共役となるように移相量が制御される。
【００２１】
また、可変移相回路を受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動するように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいはそれらの無線機への送信が可能となる。
【００２２】
さらに送受信機能を持つアクティブアレイアンテナシステムにおいて、素子アンテナを送受共用としてもよいが、受信用素子アンテナおよび送信用素子アンテナを別々に備えてもよい。その場合、受信用素子アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路内の可変移相回路において、互いに中心から対称の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量制御信号を共用して、制御回路の構成を簡単にすることができる。
【００２３】
さらに、周波数変換回路、特に中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う周波数変換回路（第２周波数変換回路）について、その入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数ＦLOが、ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことによって、ローカル信号の位相制御のために安価で精度の高い比較的低い可変移相回路を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムは受信用アンテナシステムとして構成されているが、本発明は後述するように送信用アンテナシステムとして構成することも可能である。同図において、アレイアンテナシステムを構成する素子アンテナ１０１は、それぞれ単一のアンテナ素子またはサブアレイと呼ばれるアレイ素子であり、所定形状、例えば直線上に複数個（この例では４個）配列されている。これらの素子アンテナ１０１には、以下に述べる高周波回路が接続されている。
【００２５】
各素子アンテナ１０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ１０２で帯域外の雑音成分が除去され、さらに低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０３により増幅された後、第１周波数変換回路１０４によって搬送波周波数から第１中間周波数への周波数変換が行われる。第１周波数変換回路１０４には、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５から分配器１０６を介して搬送波周波数帯域のローカル信号（以下、搬送波周波数ローカル信号という）がそれぞれ入力されている。
【００２６】
ここで、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５を例えばシンセサイザにより構成して搬送波ローカル信号の周波数を可変とすれば、通信システム帯域内で複数の周波数チャネルに切り替えをする必要がある場合でも、第１中間周波数を固定とすることができる。第１中間周波数を固定とする場合、バンドパスフィルタ１０７で所望チャネル外の雑音成分を除去し、増幅器１０８で第１中間周波数信号のみを増幅するようにする。
【００２７】
また、直交ビーム同時形成時に素子アンテナ１０１から増幅器１０８までの高周波回路を複数の中間周波数回路に対して共用する場合には、カプラ１０９のような分岐器を設けて増幅器１０８の出力信号を他の中間周波数回路へ分岐させるようにすればよい。カプラ１０９は、電力分配器などの信号分岐機能を持つ他の回路素子に置き換えることもできる。
【００２８】
カプラ１０９を経て取り出された第１中間周波数信号は、第２中間周波数回路１１０に入力され、第２周波数変換回路１１０によって第１中間周波数から第２中間周波数への周波数変換が行われる。第２周波数変換回路１１０には、中間周波数ローカル信号発生回路１１１から分配器１１２および可変移相回路１１３を介して中間周波数帯域のローカル信号（以下、中間周波数ローカル信号という）がそれぞれ入力されている。可変移相回路１１３は、分配器１１２により分配された中間周波数ローカル信号に対し所定の移相量を与えて出力する回路であり、その具体的な構成については後に詳しく説明する。第２周波数変換回路１１０から出力される第２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ１１１により所定の周波数成分のみが取り出される。
【００２９】
簡単のため、第１中間周波数信号をＡcos(ωI ｔ＋θ）なる正弦波とし、所望の移相量φが与えられた中間周波数ローカル信号をＢcos(ωLOｔ＋φ）なる正弦波とすると、第２周波数変換回路１１０の出力は、
となる。但し、第２周波数変換回路１１０は理想的な乗算特性を持つものとしている。（１）式の右辺の２つの項は異なる周波数を持つため、バンドパスフィルタ１１４で第１項のみを取り出せば、位相を元の位相から−φだけずらせた第２中間周波数信号を得ることができる。
【００３０】
このようにして各素子アンテナ１０１に対応してそれぞれ得られた第２中間周波数信号は、ＲＳＳＩ回路１１５によりレベル測定されると共に、加算器１１６により加算された後、受信回路１１７で復調・検波される。そして、ＲＳＳＩ回路１１５からのレベル測定結果と受信回路１１７からの復調・検波出力は制御回路１１８に入力され、この制御回路１１８により可変移相回路１１３の移相量が制御されると共に、受信信号が取り出される。
【００３１】
図２に、可変移相回路１１３の具体的な構成例を示す。この可変移相回路１１３は、デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１２１と、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）１２２と、Ｄ／Ａコンバータ１２２に供給する基準電圧を発生する共通の基準電圧発生回路１２３と、ローパスフィルタ１２４、および直交変調器１２５からなり、直交変調器１２５の使用により移相量を３６０°の範囲で変化させることができるように構成されている。
【００３２】
直交変調器１２５はローカル信号入力とＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号入力を有し、素子アンテナ１０１の個数Ｎ（第２周波数変換回路１１０の個数も同じ）と同じ数だけ設けられている。Ｄ／Ａコンバータ１２２およびローパスフィルタ１２４は２Ｎ個設けられ、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を直交変調器１２５の移相量制御信号入力に供給する。直交変調器１２５では、中間周波数ローカル信号発生回路１１１から分配器１１２を介して入力される搬送波周波数ローカル信号の位相がＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号に従ってシフトされ、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力に供給される。
【００３３】
一方、制御回路１１８は図３に示されるように構成される。すなわち、受信回路１１７からの復調・検波後の信号は受信信号整形回路１３１で必要に応じて復号化・プリアンブルの除去等が行われ、受信信号が生成される。生成された受信信号は，図示しない次段の回路へ送出されると共に、可変移相回路１１３での移相量を演算するための演算部１３３に入力される。また、復調・検波後の信号のうち参照信号を生成するための部分は、参照信号再生部１３２に送られて参照信号が再生され、この参照信号は受信信号との比較のために演算部１３３に入力される。
【００３４】
演算部１３３では、例えばＬＭＳアルゴリズムのような方法により移相量が計算される。受信信号整形回路１３１、参照信号生成部１３２および演算部１３３は、ＣＰＵ１３４によって制御される。
【００３５】
次に、直交変調器１２５について図４を用いてさらに詳しく説明する。直交変調器１２５は、９０°移相器１４１と二つの乗算器１４２，１４３および加算器１４４からなり、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号と、互いに直交した二つのローカル信号をそれぞれ乗算し、各々の出力結果を加減算することにより、移相量制御信号に従って移相量が制御された中間周波数ローカル信号を出力する。例えば、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号としてそれぞれ信号Ｉを入力した場合、直交変調器１２５の出力は、cos(ωｃｔ）＋sin(ωｃｔ）＝sin(ωｃｔ＋π／４）となる。この操作を図５に示す。
【００３６】
一般に、直交変調器のＩチャネルおよびＱチャネルの入力信号振幅をそれぞれＩ，Ｑとすると、位相φはarctan（Ｑ／Ｉ）となる。図５では、φ＝π／４の場合の例を示している。従って、直交変調器１２５のＩチャネルとＱチャネル入力として適当な移相量制御信号を入力することで、位相φは−１８０°〜１８０°の範囲で変化し、３６０°可変移相器が実現されることになる。このような直交変調器の特徴は、直交した二つのローカル信号を用いることにより、ＩチャネルとＱチャネルの入力信号の精度により出力信号の位相精度が決定されることである。従って、図２に示したようにＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を高精度のＤ／Ａコンバータ１２２により発生させることによって、高精度の位相シフトが可能となる。
【００３７】
次に、本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムの動作を詳しく説明する。
まず、動作開始に当たって、制御回路１１８内の演算部１３３において、可変移相回路１１３に与えるべき移相量の初期値が生成される。この初期値は、単純に全く同じ重みにすることも考えられるし、予め指定された方向に指向性ビームを向けるための重みにすることも考えられる。演算部１３３からは、この移相量を示すＭビットのディジタル信号からなる移相量制御信号と、移相量制御対象の第２周波数変換回路１１０を指定するアドレス信号が出力され、図２のデマルチプレクサ１２１に供給される。
【００３８】
デマルチプレクサ１２１では、Ｍビットの移相量制御信号をアドレス信号に従ってＤ／Ａコンバータ１２２に順次出力する。これらのＤ／Ａコンバータ１２２により移相量制御信号がアナログ信号に変換され、さらに必要に応じてローパスフィルタ１２４でスプリアスが除去された後、直交変調器１２５の一方の入力に制御信号として与えられる。直交変調器１２５の他方の入力には、中間周波数ローカル信号発生器１１１から出力された後に分配器１１２で分配された中間周波数ローカル信号が与えられている。これにより直交変調器１２５からは、所望の移相量を持った中間周波数ローカル信号が出力される。この中間周波数ローカル信号は、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力に与えられる。
【００３９】
なお、可変移相回路１１３の一部として中間周波数ローカル周波数信号と移相量制御信号を入力とする直交変調器１２５を用いる場合の移相量と移相量制御信号Ｉｋ，Ｑｋ（ｋは１からＮまでの整数、Ｎは素子アンテナ１０１の数）との関係については後述する。
【００４０】
また、直交したローカル信号の生成系は図示していないが、フリップフロップによる分周器を用いるか、ＣＲ−ＲＣブリッジを用いて直交した二つのローカル信号を生成することができ、その位相誤差は一般に３°以下である。これらの技術を採用することで、３°程度の位相誤差の３６０°移相器は直交変調器１２５を用いることにより容易に実現できる。
【００４１】
以下に、このように構成された本実施形態によるアクティブアレイアンテナシステムの効果を列挙する。
【００４２】
（１）一般に、中間周波数は搬送波周波数に比べて低い周波数に定められるため、中間周波数ローカル信号のための可変移相回路１１３は、先に述べた従来記述によるアクティブアレイアンテナシステムで用いられている搬送波周波数ローカル信号のための可変移相回路に比べ、安価かつ高精度に実現できるので、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現することが可能となる。
【００４３】
（２）搬送波周波数から中間周波数への周波数変換を行う第１周波数変換回路１０４に対し、周波数が可変の搬送波周波数ローカル信号を入力するための搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５を備えることにより、通信システム帯域内で複数の周波数チャネルに切り替えを行う必要がある場合でも、次に続く第２周波数変換回路１１０へ入力する中間周波数を固定とすることができる。
【００４４】
従って、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力へ与えられるローカル信号の周波数も固定とすることができるので、可変移相回路１１３は従来技術のアクティブアレイアンテナシステムで用いられる搬送波周波数ローカル信号用の移相回路のように、入力のローカル信号の周波数範囲を広くする必要がなく、ローカル信号に関する動作周波数の比帯域は非常に狭いものでよくなるため、低価格化が可能となり、その結果アクティブアレイアンテナシステムのさらなる低価格化を図ることができる。
【００４５】
（３）本実施形態では、可変移相回路１１３に直交変調器１２５を用いることにより、搬送波周波数ローカル信号の位相を移相量制御信号に従ってほぼ連続的に３６０°変化させることができることに加え、移相量制御が容易で、かつ移相量の精度が高いという利点を有しているため、アクティブアレイアンテナシステムの高精度化に有利である。
【００４６】
（４）アクティブアレイアンテナシステムは通信中にもビームを可変させる応用が考えられるが、これには図２に示したようにＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号をＤ／Ａコンバータ１２２により発生させるようにすると都合がよい。これは、Ｄ／Ａコンバータ１２２に入力されるディジタル信号に応じてＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を変化させることができるためであり、結果として通信中においてもアンテナビームを任意に変化させることが可能になる。この場合、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号は可変とされるため、低周波成分を含む信号となる。
【００４７】
（５）Ｄ／Ａコンバータ１２２の出力には、周知のように動作クロック周波数（ｆck）の２以上の整数倍の周波数に折り返し歪みが発生するため、所望の信号以外の折り返し歪みを除去する必要がある。Ｄ／Ａコンバータ１２２の出力に折り返し歪みが存在していると、それが直交変調器１２５により周波数変換され、スプリアスを発生させてしまうためである。
【００４８】
本実施形態では、図２および図４に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２と直交変調器１２５との間に、動作クロック周波数ｆckの半分の周波数ｆck／２で十分な減衰特性を持たせたローパスフィルタ１２４を挿入することにより、この折り返し歪みを除去することができる。図６に、Ｄ／Ａコンバータ１２２で発生する折り返し歪みと、これを除去するのに必要なローパスフィルタ１２４の周波数特性の関係を示す。
【００４９】
（６）ローパスフィルタ１２４は、上述したＤ／Ａコンバータ１２２で発生する折り返し歪みの除去のみならず、本発明のアクティブアレイアンテナシステムをＴＤＭＡ（時分割多元接続）システムに適用する場合の送信時に発生するスプリアスの除去にも有効である。
【００５０】
すなわち、図７に示すように、ＴＤＭＡシステムでは時分割のタイムスロットＴ１，Ｔ２，…によって送信が行われ、各タイムスロットの間のガードタイム区間で、ローカル信号の位相を変化させることが要求される。ここで、図７中の実線のようにローカル信号の位相が急激に変化すると、送信時にスプリアスが発生し、電波環境を悪化させてしまう。
【００５１】
これに対し、本実施形態のようにＤ／Ａコンバータ１２２と直交変調器１２５との間にローパスフィルタ１２４を挿入すると、ローパスフィルタ１２４の時定数によりローカル信号の位相は図７の破線で示すようにガード区間で徐々に変化し、急激な位相変化が生じなくなるので、送信時のスプリアスの発生を低減できる。なお、図４においてはローパスフィルタ１２４の入出力間に接続されたスイッチ１４５が示されているが、これは対象とする無線システムの仕様により上記したスプリアスが問題にならない場合に、ローパスフィルタ１２４の入出力を短絡してローパスフィルタ１２４による誤差を回避するために設けられている。
【００５２】
（７）本実施形態における可変移相回路１１３には、各素子アンテナ１０１に対応して図２に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２〜ローパスフィルタ１２４〜直交変調器１２５からなる移相量制御パスが複数個存在する。アクティブアレイアンテナシステムを精度よく製造し、かつ調整作業を容易にするためには、これら複数の移相量制御パスの特性は同じであることが望ましい。特性を揃えるには、これらのパスに同じ回路構成を用いることが好ましく、特に精度を決定する主な要因であるＤ／Ａコンバータ１２２に対しては、正確に同じ特性が得られるような工夫が必要である。
【００５３】
本実施形態によれば、図２に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２において使用される基準電圧（例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２２に含まれる局部Ａ／Ｄコンバータの出力電圧との比較に用いられる）を共通の基準電圧発生回路１２３から供給する構成としたことにより、Ｄ／Ａコンバータ１２２単体のばらつき以外で発生する特性ばらつきを小さくすることができ、上述の要求に応えることができる。
【００５４】
本実施形態については、次のように種々変形することが可能である。例えば、本実施形態においては、第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナ１０１に対応した高周波回路毎に変化させる可変移相回路１１３を中間周波数ローカル信号と移相制御信号を入力とする直交変換器１２５により構成したが、直交変調器１２５あるいは直交変調器１２５に中間周波数ローカル信号発生回路１１１やローカル信号分配器１１２を加えた部分を位相制御が可能なダイレクトディジタルシンセサイザや、その一部に置き換えるようにすることも可能である。
【００５５】
また、第２周波数変換回路１１０の出力レベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアンテナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば直交変調器１２５と第２周波数変換回路１１０との間に可変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８により制御する構成とすればよい。
【００５６】
また、中間周波数ローカル信号発生回路１１１としては単なる発振器を用いてもよいが、出力周波数を変化できるシンセサイザを用いることにより、第２周波数変換回路１１０に供給する中間周波数ローカル信号の周波数を変更することも可能である。
【００５７】
一般に、搬送波周波数から第１中間周波数への変換に用いる搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５としてシンセサイザを用いた場合、シンセサイザの可変周波数間隔を狭くすると、ＳＮＲ、ＣＮＲなどの信号特性が劣化する。これを避けるため、例えば搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５として用いるシンセサイザの可変周波数間隔を比較的広くとるか、または出力周波数を固定とし、対象とする無線機システムの周波数帯域全体、あるいはその一部を第１周波数変換回路１０４あるいはその後段のバンドパスフィルタ１０７以降に入力し、実際のチャネル選択は第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の周波数を変更することによって行うことが考えられる。
【００５８】
特に、アクティブアレイアンテナシステムのビーム幅を狭くでき、他の無線機（アクティブアレイアンテナシステムを用いていてもよいが、他のアンテナシステムを用いていてもよい）が干渉の原因となる可能性が低くなる場合には、本実施形態の構成をとることにより、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５として用いるシンセサイザを安価に実現でき、アクティブアレイアンテナシステム全体も安価に構成できるという効果が生じる。
【００５９】
また、本実施形態では第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナ１０１に接続された高周波回路毎に変化させる可変移相回路１１３を設けたが、搬送波周波数と第１中間周波数との周波数変換を行う周波数変換回路に与える搬送波周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナに接続された高周波回路毎に変化させる搬送波周波数ローカル信号用の可変移相回路を設けてよい。
【００６０】
その場合、図２と同様に搬送波周波数ローカル信号用の可変移相回路を搬送波周波数ローカル信号と移相量制御信号を入力とする直交変換器により構成することにより、中間周波数ローカル信号用の可変移相回路１１３を図２に示したように直交変調器を用いた場合と同様の効果を得ることができる。
【００６１】
なお、第２周波数変換回路１１０の出力レベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアンテナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば可変位相回路１１３と第２周波数変換回路１１０との間に可変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８により制御する構成とすればよい。
【００６２】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態において第１の実施形態の説明で使用した図中と同一の構成要素については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００６３】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの要部の構成を示す。本実施形態は、ＴＤＤ（時分割双方向伝送）システムにおいて可変移相回路１１３を送受で共用する場合の構成を示している。図８では、直交変調器１２５により位相推移された出力がスイッチ１６２を介して送信側高周波回路内の第２周波数変換回路１１０、または受信側高周波回路内の第２周波数変換回路２１０に選択的に供給されるという構成となっている。
【００６４】
また、中間周波数ローカル信号の位相が送信側高周波回路と受信側高周波回路で複素共役になるように可変移相回路１１３の移相量を設定すればよいので、図８においてはスイッチ１６２と連動するスイッチ１６１により、例えば送信時における直交変調器１２５のＱチャネル制御信号入力の値がＶQ である場合には、受信時におけるＱチャネル制御信号入力の値は−ＶQ となるように制御が行われる。スイッチ１６１，１６２については、同様の機能を持つ制御回路あるいはソフトウェアによって実現することも可能である。
【００６５】
さらに、図８ではスイッチ１６２と周波数変換回路１１０，２１０との間に、フィルタ１６３，１６４がそれぞれ挿入されている。これらのフィルタ１６３，１６４は可変移相回路の高調波スプリアスを除去するものであるが、必ずしも必要なものではない。
【００６６】
このように本実施形態では、可変移相回路１１３を送受共用とすることによって、アクティブアレイアンテナシステム全体で必要な可変移相回路１１３の必要個数を半分にすることができ、また移相量制御回路系も簡略化することができるので、送受信機能を持つアクティブアレイアンテナシステムの低価格化、小型化が可能となる。
【００６７】
ＴＤＤシステムでは送信と受信が異なるタイムスロットで行われるため、たとえ送受信周波数が異なったとしても、可変移相回路１１３を共用することが可能となる。但し、その場合には可変移相回路１１３は送受信の周波数範囲で正常に動作することが要求される。この場合、可変移相回路１１３の構成要素のうち、直交変調器１２５内の９０°移相器１４１の動作周波数範囲が問題となるが、一般に９０°移相器１４１は１オクターブの範囲で高精度に動作するため、普通のシステムでは問題がない。
【００６８】
（第３の実施形態）
次に、図９および図１０を用いて本発明の第３の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３の構成を説明する。
【００６９】
可変移相回路１１３は中間周波数ローカル信号を移相させるものであるため、一般にレベルが低く位相や振幅に情報を乗せている受信ＲＦ信号や、従来のアクティブアレイアンテナシステムのように搬送波周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路に比べ、雑音や歪みの条件が緩和される。そのため、この可変移相回路１１３に利用できる移相器としては図２に示した直交変調器を用いた構成に限られず広い範囲の移相器を使用でき、安価なシリコン集積回路により構成されるｎビットディジタル制御移相器（ｎは任意の自然数）を用いることによっても可変移相回路１１３を実現できる。
【００７０】
図９は、可変移相回路１１３のうち一つの素子アンテナ１０１に対応する部分を示している。この回路は４ビットのディジタル制御移相器を構成しており、ディジタル制御により移相量を２段階に選択可能な０−π移相量選択回路１７１、０−π／２移相量選択回路１７２、０−π／４移相量選択回路１７３および０−π／８移相量選択回路１７４が縦続接続された構成となっている。
【００７１】
移相量選択回路１７１〜１７４での移相量は、例えば図１の制御回路１１８から供給される移相量制御信号によって制御される。このような構成により、中間周波数ローカル信号の位相をπ／８刻みで０〜１５π／８の範囲で１６段階に変化させることができる。可変移相回路１１３としては、実際には図９の４ビットディジタル制御移相器を素子アンテナ１０１の数Ｎだけ必要となる。
【００７２】
なお、５ビットあるいは６ビットといったさらに多段階に移相量を可変できるディジタル制御移相器が必要な場合には、図９にさらに０−π／１６移相量選択回路や、０−π／３２移相量選択回路を追加すればよい。
【００７３】
図１０は、同様にディジタル制御移相器を用いて構成した可変移相回路１１３の別の例である。可変移相回路１１３を構成するために、図９に示したような構成のディジタル制御移相器を各素子アンテナ１０１毎に設けると、ビームパターンの自由度は高くなるが、移相量選択回路１７１〜１７４の総数が増え、移相量選択回路１７１〜１７４に含まれる信号選択回路（後述）内の増幅回路での消費電力が大きくなる。これに対し、図１０に示すように０−π／２移相量選択回路１７５−１，１７５−２および０−π／４移相量選択回路１７６−１〜１７６−４をツリー構造に接続して可変移相回路１１３を構成すると、ビームパターンの自由度は小さくなるが、必要な移相量選択回路の数が少なくなるので、それだけ低消費電力が図られる。図１０における移相量選択回路１７５−１，１７５−２および１７６−１〜１７６−４の移相量は、例えば図１の制御回路１１８から供給される移相量制御信号によって制御される。
【００７４】
図１１に、図９および図１０のディジタル制御移相器で使用される移相量選択回路の構成例を示す。中間周波数ローカル信号発生回路１１１からのローカル信号は差動信号であり、２組のブリッジ回路１８１，１８２に入力される。ブリッジ回路１８１は２個の抵抗Ｒ１と２個のキャパシタＣ１を互いに対向する辺に配置して構成され、ブリッジ回路１８２も同様に、２個の抵抗Ｒ２と２個のキャパシタＣ２を互いに対向する辺に配置して構成される。例えば特願平９−３９４９号で述べられているように、ブリッジ回路１８１，１８２の入出力の位相差（移相量）が９０゜（π／２ラジアン）になる周波数は、ブリッジ回路を構成する抵抗の抵抗値とキャパシタの容量値の積によって決まる。
【００７５】
今、所望の信号周波数において、ブリッジ回路１８１の移相量はπ／２−π／８、ブリッジ回路１８２の移相量はπ／２＋π／８となるようにＲ１，Ｒ２およびＣ１，Ｃ２の値を選ぶと、信号選択回路１８３によって移相量が４５゜（π／４）切り替えられるので、０−π／４移相量選択回路とみなすことができる。０−π／８移相量選択回路や０−π／２移相量選択回路も同様の構成で実現可能であるが、０−π移相量選択回路についてはＲ１＝０、Ｃ１＝０、Ｒ２＝∞、Ｃ２＝∞とすればよく、Ｒ１およびＣ１を短絡、Ｒ２およびＣ２を開放とすることで実現できる。
【００７６】
なお、第２の実施形態で説明したように、ＴＤＤシステムにおいて可変移相回路１１３を送受で共用する場合には、前述したように中間周波数ローカル信号の位相が送信側と受信側で複素共役になるように可変移相回路１１３の移相量を設定する必要がある。本実施形態のようにｎビットのディジタル制御移相器で可変移相回路１１３を構成する場合には、移相量制御信号（ディジタル信号）を送信側と受信側でビット反転させることで、中間周波数ローカル信号の位相を送信側と受信側で複素共役の関係にすることができる。
【００７７】
（第４の実施形態）
次に、図１２〜図１５を用いて本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３の構成を説明する。
【００７８】
本実施形態における可変移相回路１１３は、制御電圧により遅延量が変化する電圧制御遅延回路により構成される。従来から遅延時間固定の遅延線路を用い、周波数を変化させることでアンテナビームを走査する方法は知られていたが、第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムは、中間周波数ローカル信号の位相を制御することから、遅延回路に要求される歪みや雑音の条件がＲＦ移相方式に比べて緩和されるため、電圧などにより電気的に遅延量が変化する遅延回路を利用することができる。
【００７９】
図１２は、本実施形態における可変移相回路１１３の基本的な構成を示す図であり、複数の電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３が縦続接続された構成となっている。この場合、電圧制御遅延回路１９−１〜１９−３は集積回路を用いてほぼ同じ特性にすることができ、これにより位相差が等間隔の信号を生成することができる。電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３は、ほぼ一波長程度の遅延を中心として移相制御電圧に従って遅延量が増減されることにより、アンテナビーム方向を制御する。
【００８０】
図１３は、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３の各々の具体的な構成例であり、複数の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続して構成された多段の差動増幅回路からなっている。一般に、差動増幅回路は大振幅の信号が入力すると振幅制限回路として動作し、出力がクリップされて方形波信号を発生するが、この方形波信号の位相は差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４のバイアス電流の大小によって異なる。そこで、図１３に示すように差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の各々の共通エミッタに接続された電流源を移相量制御信号（制御電圧）により制御してバイアス電流を変化させることで、移相量を制御することができる。
【００８１】
また、バイアス電流が一定の場合でも、差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の負荷回路を抵抗とキャパシタで構成すれば、その時定数によって出力の方形波信号の位相を変化させて移相量を制御することもできる。信号周波数が高い場合は、図１３のように負荷回路にキャパシタを特別に用いなくとも、トランジスタのコレクタ寄生容量のみで所望の遅延量が得られる場合もある。
【００８２】
実際には、単一の差動トランジスタ対では一波長の遅延時間とするのは困難なので、図１３では複数の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続することにより、所望の遅延時間、また所望の遅延時間可変範囲を得るようにしている。
【００８３】
図１４は、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３に供給する移相量制御電圧を発生する移相量制御電圧発生回路の具体例を示している。図１４に示されるように、この移相量制御電圧発生回路は基準位相信号を発生する直交変調器型移相回路１９２と、この基準位相信号と一つの電圧制御遅延回路１９１−３の出力信号との位相差に応じた電圧を移相量制御電圧として発生する位相比較回路１９３からなり、フィードバック制御を行っている。遅延量と移相量制御電圧との関係を正確に設計するのは困難であるが、直交変調器型移相回路１９２による移相量の制御は比較的正確であり、本実施形態ではこの直交変調器型移相回路１９２の移相量を基準に用いたフィードバック制御によって、可変移相回路１１３全体の移相量を正確に制御することができる。
【００８４】
図１５は、移相量制御電圧発生回路のもう一つの具体例を示している。図１４の例のように、複数の電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３を通過した信号を基準位相信号と比較する場合、特に最終段の出力４の位相を３６０゜以上回転させることが難しくなる。
【００８５】
これに対し、図１５では本来の可変移相回路１１３の移相量を決定する一つの電圧制御遅延回路１９１−１と同様に構成され、かつ同様に制御されるレプリカの電圧制御遅延回路１９４を追加し、このレプリカの電圧制御遅延回路１９４の出力信号と直交変調器型移相回路１９２から出力される基準位相信号とを位相比較回路１９３で比較することにより、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３の一回路当たりの遅延量として３６０゜の可変範囲が得られるようにしている。従って、この構成は大きな移相量可変範囲が必要な場合に有効である。
【００８６】
なお、図１４と図１５の直交変調器型移相回路１９２は、図９に示したディジタル制御型移相器に置き換えることも可能である。
【００８７】
（第５の実施形態）
図１６に、本発明の第５の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムを示す。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに、各素子アンテナ１０１に接続された高周波回路毎に信号の利得を変化させる利得可変回路として、可変利得増幅器１１９を追加した点が第１の実施形態と異なっている。
【００８８】
一般に、第１の実施形態のように素子アンテナ１０１毎に信号の位相のみを制御する場合に比べ、本実施形態のように信号の振幅も制御することができるようにすると、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンをより多様に制御することができ、干渉波の抑圧等の性能が向上する。
【００８９】
可変利得増幅器１１９の利得は、制御回路１１８からの利得制御信号に基づいて利得制御回路１２０により制御される。本実施形態の場合、図３に示した制御回路１１８内の演算部１３３では、ＬＭＳアルゴリズムなどにより移相量に加えて振幅ウェイトも計算され、これらを実際に可変移相回路１１３および利得制御回路１２０に与えるためのディジタル信号からなる移相量制御信号および利得制御信号が出力される。
【００９０】
図１７は、利得制御回路１２０の具体例であり、デマルチプレクサ２０２と、Ｄ／Ａコンバータ２０３およびローパスフィルタ２０４から構成される。デマルチプレクサ２０２は、Ｌビットのディジタル信号（利得制御信号）と利得制御対象となる可変利得増幅器１１９を指定するアドレス信号を制御回路１１８から受け、利得制御信号をアドレス信号に従って各Ｄ／Ａコンバータ２０３に順次出力する。Ｄ／Ａコンバータ２０３により利得制御信号がアナログ信号に変換され、さらに第１の実施形態に述べたと同様の理由で、必要に応じてローパスフィルタ２０４によりスプリアスが除去された後、可変利得増幅器１１９に制御電圧として与えられる。これによりＲＳＳＩ回路１１５を介して取り出された第２の中間周波数信号が可変利得増幅器１１９において所望の利得で増幅され、振幅ウェイトが与えられる。
【００９１】
なお、無線機では一般に受信側にダイナミックレンジが限られた検波回路への入力レベルを調整するためＡＧＣ（自動利得制御）回路が備えられている。そこで、このＡＧＣ回路を本実施形態における可変利得増幅器１１９と同じ用途にも用い、振幅ウェイト制御とＡＧＣのための利得制御の両方に用いることが考えられる。その場合には、全ての可変利得増幅器１１９へ一様に与えるＡＧＣによる利得制御量と、個々の素子アンテナ１０１からの信号にそれぞれ与える振幅ウェイトに相当する利得制御量をそれぞれ加算した量を利得制御信号として、制御回路１１８から利得制御回路１２０に与えればよい。
【００９２】
このようにすると、振幅ウェイトをかけるための可変利得増幅器１１９としてＡＧＣ用の可変利得増幅器を共用することができ、回路規模の増大を伴うことなくアクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンの制御性を向上させることができるという効果が得られる。
【００９３】
（第６の実施形態）
図１８に、本発明の第６の実施形態に係る無線機の構成を示す。本実施形態の無線機は、第１の実施形態で説明したようなアクティブアレイアンテナシステムを送信と受信に共用し、また受信側および送信側双方の高周波回路に直交変調器により構成される中間周波数ローカル信号の可変移相回路を用いたものである。さらに、本実施形態ではＴＤＤシステムに適用することを念頭におき、移相量制御信号の符号を反転する回路を送信側に付加することで、移相量制御信号の一部をも受信および送信側双方で共用している。
【００９４】
図１８において、素子アンテナ１００は受信および送信兼用であり、送受切り替えＲＦスイッチ２２３を介して高周波回路に接続される。高周波回路は、送受切り替えＲＦスイッチ２２３を介して素子アンテナ１００に選択的に接続される受信側高周波回路と送信側高周波回路からなる。
【００９５】
受信側高周波回路は、図１で説明した通りＲＦフィルタ１０２、低雑音増幅器１０３、第１周波数変換回路１０４、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５、ローカル信号分配器１０６、バンドパスフィルタ１０７、増幅器１０８、カプラ１０９、第２周波数変換回路１１０、中間周波数ローカル信号発生回路１１１、ローカル信号分配器１１２、可変移相回路１１３、バンドパスフィルタ１１４、ＲＳＳＩ回路１１５、加算器１１６、受信回路１１７および制御回路１１８からなる。
【００９６】
なお、本実施形態では搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５とローカル信号分配器１０６との間に、搬送波周波数ローカル信号を受信側高周波回路と送信側高周波回路へ振り分けるためのローカル信号分配器２１８が挿入され、また中間周波数ローカル信号発生回路１１１とローカル信号分配器１１２との間に、中間周波数ローカル信号を受信側高周波回路と送信側高周波回路へ振り分けるめのローカル信号分配器２１１が挿入されている。
【００９７】
次に、送信側高周波回路について説明する。送信ＩＦ信号生成回路２０８で精製された第１中間周波数の送信信号は、送信ＩＦ信号分配器２０９によりＮ分配（図の例ではＮ＝４）された後、中間周波数回路に入力され、第２周波数変換回路２１０により第１中間周波数から第２中間周波数への周波数変換が行われる。第１周波数変換回路２１０には、中間周波数ローカル信号発生回路１１１からローカル信号分配器２１１，２１２および可変移相回路２１３を介して中間周波数ローカル信号がそれぞれ入力されている。
【００９８】
可変移相回路２１３は、中間周波数ローカル信号発生回路１１１の出力からローカル信号分配器２１１，２１２により分配された中間周波数ローカル信号に対し所定の移相量を付与する回路であり、その具体的な構成については後に詳しく説明する。第２周波数変換回路２１０から出力される第２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ２１４により所定の周波数成分のみが取り出される。
【００９９】
直交ビーム同時形成のために素子アンテナ１００から増幅器２１５までの高周波回路を複数の中間周波数回路に対して共用する場合には、合成器２１５によってバンドパスフィルタ２１４の出力信号が他の中間周波数回路へ分配される。
【０１００】
合成器２１５を経て取り出された第２中間周波数信号は、増幅器２１６により増幅された後、第１周波数変換回路２１７によって第２中間周波数から搬送波周波数帯に周波数変換される。第１周波数変換回路２１７には、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５の出力からローカル信号分配器２１８，２１９により分配された搬送波周波数ローカル信号がそれぞれ入力されている。
【０１０１】
第１周波数変換回路２１７から出力される搬送波周波数帯のＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２２０、送信増幅器２２１、ＲＦフィルタ２２２および送受切り替えスイッチ２２３を順次介して素子アンテナ１００に供給される。
【０１０２】
受信側高周波回路内の可変移相回路１１３は、例えば図２に示した構成となっており、この可変移相回路１１３内から移相量制御信号が送信側高周波回路内の可変移相回路２１３に供給されている。すなわち、移相量制御信号は受信側および送信側高周波回路の可変移相回路１１３および２１３で共用されている。この構成について、以下に詳しく説明する。
【０１０３】
図１９は、図１８における可変移相回路１１３，２１３の構成を詳しく示したものである。可変移相回路１１３は基本的に図２で説明した通りであり、デマルチプレクサ１２１、Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準電圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直交変調器１２５により構成される。一方、送信側の可変移相回路２１３は、補数計算回路２３１、Ｄ／Ａコンバータ２３２、基準電圧発生回路２３３、ローパスフィルタ２３４および直交変調器２３５により構成される。
【０１０４】
ここで、送信側高周波回路内の可変移相回路２１３には、受信側高周波回路内の可変移相回路１１３におけるデマルチプレクサ１２１から移相量制御信号が分岐されて供給されている。前述したように、中間周波数ローカル信号に対する移相量は、中間周波数ローカル信号の位相が送信側高周波回路と受信側高周波回路で複素共役になるように設定すればよい。そこで、本実施形態ではデマルチプレクサ１２１から出力される移相量制御信号のうち、受信側高周波回路の可変移相回路１１３内の直交変調器１２５のＱチャネル側入力に対応する信号を送信側高周波回路の可変移相回路２１３において補数計算回路２３１を介してＤ／Ａコンバータ２３２に入力することにより、送信側高周波回路の可変移相回路１１３内のＤ／Ａコンバータ１２２に入力される移相量制御信号のディジタル値の符号と逆にしている。一方、デマルチプレクサ１２１から出力される移相量制御信号のうち、直交変調器１２５のＩチャネル側入力に対応する信号はそのままＤ／Ａコンバータ２３２に入力している。このようにすることにより、受信側および送信側双方の高周波回路可変移相回路１１３，２１３への位相量制御信号を共用して回路構成を簡略化することができるという効果が得られる。
【０１０５】
なお、本実施形態では送受切り替えＲＦスイッチ２２３によって素子アンテナ１００を送受共用としているが、特に水平方向の距離の違いなどで電波到来状況があまり変化しないと考えられる場合には、受信と送信で別々の素子アンテナを用い、それらを電波到来状況に大きな違いが出ない程度で、かつ相互に大きな電磁結合が生じない程度に離して配置するようにしてもよい。
【０１０６】
また、アクティブアレイアンテナシステムをＦＤＤ（周波数分割双方向伝送）システムに適用する場合などには、送受切り替えＲＦスイッチ２２３に代えてデュプレクサやフィルタなどを用いることも可能である。
【０１０７】
さらに、本実施形態では、受信側高周波回路および送信側高周波回路の可変移相回路１１３，２１３への移相量制御信号を共用することにより構成を簡易化していたが、ＦＤＤシステムに適用する場合などには可変移相回路１１３，２１３への移相量制御信号を別の制御回路で生成することも当然考えられる。
【０１０８】
（第７の実施形態）
図２０に、本発明の第７の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの要部の構成を示す。ここでは、受信アンテナの場合について説明するが、送信アンテナについても電波（信号）の流れが逆になるだけで、全く同様な構成で実現できる。
【０１０９】
第１の実施形態と同様に、各素子アンテナ１０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ１０２で帯域外の雑音成分が除去され、低雑音増幅器１０３により増幅された後、第１周波数変換回路１０４によって、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５から分配器１０６を介して供給される搬送波周波数ローカル信号を用いて搬送波周波数から第１中間周波数への周波数変換が行われ、さらにバンドパスフィルタ１０７で所望チャネル外の雑音成分を除去された後、増幅器１０８で第１中間周波数信号のみが増幅される。
【０１１０】
増幅器１０８からの第１中間周波数信号は、中間周波数信号分配器２４０により３分配され、それぞれビーム形成回路２４１，２４２，２４３に入力される。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３は同一の構成であり、それぞれ第１の実施形態で説明した第２周波数変換回路１１０と、中間周波数ローカル信号発生回路１１１と、ローカル信号分配器１１２と、可変位相回路１１３と、バンドパスフィルタ１１４および加算器１１６からなる。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３からの出力信号は、図示しない受信回路にそれぞれ供給される。
【０１１１】
ビーム形成回路２４１，２４２，２４３内の可変位相回路１１３は、受信回路に接続された図示しない制御回路からの移相量制御信号に基づいて個別に制御され、これにより互いに独立に制御された受信指向性ビームを形成できるようになっている。すなわち、ビーム形成回路２４１，２４２，２４３に接続された受信回路からは、それぞれの受信指向性ビームにより受信された信号が得られる。
【０１１２】
本実施形態によると、第１の実施形態と同様の効果が得られると同時に、以下に列挙するような効果が得られる。
【０１１３】
（１）複数のビーム形成回路２４１，２４２，２４３を設けることにより、複数の受信指向性ビームを互いに独立に制御できるため、複数のユーザと同時に通信を行うことができ、アクティブアレイアンテナシステムを移動通信基地局などに応用する場合、特に有効である。
【０１１４】
（２）ビーム形成回路２４１，２４２，２４３によりそれぞれ形成される受信指向性ビームを同一周波数で動作させ、互いのビーム同志が干渉し合わないようにビーム方向もしくは形状の制御をすることができるので、同一周波数をビームの数だけ再利用することができ、周波数資源を有効活用する上で効果が大きい。この結果、移動通信基地局の場合、収容能力の向上につながり、等価的に低コストになるので、利用価値が高い。
【０１１５】
（３）ビーム形成回路２４１，２４２，２４３をＩＣ化することにより、回路を小型かつ軽量に実現することが可能であり、実用上都合が良い。
【０１１６】
なお、本実施形態は以下のように種々変形して実施できる。例えば、本実施形態ではビーム形成回路２４１，２４２，２４３において中間周波数ローカル信号の移相量制御を行っているが、さらに図１６に示した第５の実施形態のように振幅ウェイトとＡＧＣのための利得制御を行う可変利得増幅器１１９と利得制御回路１２０をビーム形成回路２４１，２４２，２４３に設けてもよい。
【０１１７】
また、中間周波数信号分配器２４０の代わりに分波器を用いてもよい。分波器を用いることにより、ビーム形成回路２４１，２４２，２４３を各々異なる周波数で動作させることができる。また、分配器の使用時に生じた挿入損失を低減させることができ、可変利得増幅器１１９の仕様を緩和させたり、利得を低減させて低コスト化を図ることが可能となる。
【０１１８】
中間周波数信号分配器２４０は、必ずしも等分配を目指したものである必要はなく、例えば複数のユーザからのＲＦ受信信号のうち比較的高レベルの信号を処理するビーム形成回路に対しては入力レベルを下げ、逆に比較的低レベルの信号を処理するビーム形成回路に対しては入力レベルを相対的に上げることにより、全体としての収容能力を向上させることも考えられる。
【０１１９】
（第８の実施形態）
図２１に、本発明の第８の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態は、異なる方向に存在する複数の無線機からのＲＦ信号の受信を可能としたものであり、図１に示した第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに、加算器１１６から出力される第２中間周波数信号を複数、例えば２つに分岐するデマルチプレクサ２５０と、同期信号発生回路２５１および遅延回路２５２を追加し、さらに中間周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路を多重受信用可変移相回路２５３とした構成となっている。
【０１２０】
同期信号発生回路２５１は、受信ＲＦ信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信ＲＦ信号の数の逆数と受信ＲＦ信号の伝送ボーレートの逆数を乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号を発生する回路であり、この同期信号は遅延回路２５２を介してデマルチプレクサ２５０に切り替えタイミング信号として与えられ、さらに多重受信用可変移相回路２５３にも供給される。遅延回路２５２については後述する。
【０１２１】
遅延回路２５２により所定時間遅延された同期信号のタイミングでデマルチプレクサ２５０により２分岐された第２中間周波数信号は、それぞれ受信回路１７−１，１７−２に入力され、これらの受信回路１７−１，１７−２からの受信信号は制御回路１８−１，１８−２にそれぞれ入力される。多重受信用可変移相回路２５３は、同期信号発生回路２５１からの同期信号に同期して変動する中間周波数ローカル信号を発生する。
【０１２２】
図２２は、多重受信用可変移相回路２５３の構成を示している。Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準電圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直交変調器１２５は、図１中の可変移相回路１１３の構成を示した図２と同様である。この多重受信用可変移相回路２５３には、さらに制御回路１１８−１からのアドレス信号および移相量制御信号が入力されるデマルチプレクサ２６１と、制御回路１１８−２からのアドレス信号および移相量制御信号が入力されるデマルチプレクサ２６２と、２Ｎ個（この例ではＮ＝４）のレジスタ２６３、および２入力のマルチプレクサ２６４が設けられている。
【０１２３】
マルチプレクサ２６４は、同期信号発生回路２５１からの同期信号により切り替えられ、レジスタ２６３からの二つの入力のいずれかを選択して出力する。これによって、多重受信用可変移相回路２５３から出力されるローカル信号の移相量が同期信号に同期して変動することになる。遅延回路２５２の遅延時間τは、多重受信用可変移相回路２５３のレジスタ２６３の出力（マルチプレクサ２６４の入力）からデマルチプレクサ２５０の入力までの信号遅延時間と等しい値に選ばれている。
【０１２４】
このような構成により、第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに僅かな構成要素を追加するのみで、異なる方向に存在する複数の無線機からのＲＦ信号の受信を可能とすることができる。以下、本実施形態をスペクトル拡散方式を用いた無線通信システムに適用した場合について、動作を説明する。
【０１２５】
図２３は、この場合の動作を示すタイミング図であり、（ａ）（ｂ）は異なる方向に存在する無線機１および無線機２からの伝送信号の伝送レートクロック、（ｃ）は同期信号発生回路２５１から発生される同期信号、（ｄ）は（ｃ）の同期信号を遅延回路２５２でτだけ遅延した信号、（ｅ）はマルチプレクサ２６４の出力（Ｄ／Ａコンバータ１２２の入力）、（ｆ）はデマルチプレクサ２５０の出力（受信回路１７−１，１７−２の入力）、（ｇ）は無線機１および無線機２からの伝送信号に対応する受信回路１７−１，１７−２からの相関検波後の受信信号をそれぞれ示している。なお、図２３（ｅ）（ｆ）に示される数字「１」および「２」は、それぞれ無線機１および無線機２からの信号に対応することを表している。
【０１２６】
本実施形態のアクティブアンテナシステムによると、上述したように方角の異なる複数の無線機（無線機１、無線機２）から図２３（ａ）（ｂ）に示すように異なる伝送レートで送られてくる複数のＲＦ信号を受信することができる。すなわち、同期信号発生回路２５１からは図２３（ｃ）に示す同期信号が発生され、遅延回路２５２からはレジスタ２６３からデマルチプレクサ２５０までの回路での信号遅延時間τだけ図２３（ｃ）の同期信号より遅れたタイミングで、図２３（ｄ）に示す同期信号が発生される。
【０１２７】
マルチプレクサ２６４は、図２３（ｃ）の同期信号を用いて図２３（ｅ）に示すように入力が切り替えられる。一方、デマルチプレクサ２５０は図２３（ｄ）の同期信号で図２３（ｅ）に示すように出力が切り替えられる。これにより制御回路１８−１で設定された移相量によって得られた第２中間周波数信号は受信回路１７−１へ、制御回路１８−２で設定された移相量によって得られた第２中間周波数信号は受信回路１７−２へそれぞれ入力され、それぞれの受信回路１７−１，１７−２で相関検波が行われて受信信号が再生されることになる。
【０１２８】
受信回路１７−１，１７−２では、第２中間周波数信号が連続的に入力されないため、相関検波後の信号は多少劣化し、結果として検波感度が多少低下することになるが、方角の異なる複数の無線機がアクティブアンテナシステムに十分近い位置にある場合は、これらの無線機からの信号を主要な高周波回路を共用して受信できるため、無線通信システムの加入者容量を増加させることができるという効果が得られる。
【０１２９】
なお、本実施形態の構成を図１８に示した第６の実施形態と組み合わせ、送信側にも図２１および図２２に示した受信側と同様の構成を適用することにより、異なる方向に存在する複数の無線機への送信を可能とすることもできる。また、図１６に示した第５の実施形態と同様に移相量のみでなく利得も制御する構成とすることにより、指向性パターンの制御性を増し、干渉波の抑圧等の性能を向上すること可能である。
【０１３０】
（第９の実施形態）
図２４に、本発明の第９の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態では、図１８に示した第６の実施形態における送受兼用素子アンテナ１００に代えて、受信用素子アンテナ１０１と送信用素子アンテナ２０１を別々に設けている。また、受信側および送信側の搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５，２２５を別々に設け、さらに受信側および送信側の中間周波数ローカル信号発生回路１１１，２１１も別々に設けている。その他の構成は、基本的に図１８と同様である。
【０１３１】
図２５に、本実施形態における受信用素子アンテナ１０１および送信用素子アンテナ２０１の配置の一例を示す。受信用素子アンテナ１０１にある角度をもって入射した角周波数ωRXの電磁波は、入射する角度に対応する位相差を持って受信用素子アンテナ１０１（＃１〜＃Ｎ）（Ｎは２以上の整数）で受信される。ここで、受信用素子アンテナ１０１のうち、アンテナ中心に対して対称な位置に配置された＃Ｍと＃ｍ（Ｍ，ｍは１≦Ｍ，ｍ≦Ｎの整数）に注目して考える。
【０１３２】
アンテナ中心を原点に正面方向をＺ軸とし、電磁波がθO の方向から入射するものと仮定する。受信用素子アンテナ＃Ｍ，＃ｍの位置座標をそれぞれＸI 、−ＸI とすると、受信用素子アンテナ＃Ｍの受信位相はアンテナ中心に対してφM ＝ｋO ＸI ｓｉｎθO だけ進み、受信用素子アンテナ＃ｍの受信位相はアンテナ中心に対してφm ＝−ｋO ＸI ｓｉｎθO ＝−φM だけ進む。ｋO は自由空間における波数であり、ＫO ＝２πωRXと表される。従って、受信用素子アンテナ＃Ｍと＃ｍのアンテナ中心に対する受信位相差は複素共役の関係になることが分かる。受信用素子アンテナ１０１（＃１〜＃Ｎ）で受信されたＲＦ信号は、第１周波数変換回路１０４において角周波数（ωRX−ωIF1 ）の搬送波周波数ローカル信号を用いて、角周波数ωIF1 の第１中間周波数に変換される。このとき、各受信用素子アンテナ１０１のアンテナ中心に対する相対的な受信位相差は保持される。
【０１３３】
受信用素子アンテナ＃Ｍと＃ｍで受信された信号は、第２周波数変換回路１１０の＃Ｍおよび＃ｍに入力される直前ではそれぞれＡM sin(ωIF1 ｔ＋φM ）、Ａm sin(ωIF1 ｔ＋φm ）＝Ａm sin(ωIF1 ｔ−φM ）（但し、ｔは時間）と表される。第１中間周波数信号は、第２周波数変換回路１１０において第２中間周波数ωIF2 に周波数変換される。
【０１３４】
このとき第２周波数変換回路１１０に入力される角周波数（ωIF1 −ωIF2 ）の中間周波数ローカル信号の位相を可変移相回路１１３で制御することにより、素子アンテナ１０１の受信位相差を補正することができる。具体的には、素子アンテナ＃Ｍの受信信号に対しては第２中間周波数信号の位相を＋φM だけ進め、素子アンテナ＃ｍの受信信号に対しては第２中間周波数信号の位相を＋φm ＝−φM だけ進めることにより、全ての第２中間周波数信号の位相を同相にすることが可能となる。この第２周波数変換回路１１０での現象を数式で表現すると、以下のようになる。
【０１３５】
但し、ＣM ，Ｃm は定数係数である。こうして第２周波数変換回路１１０から出力される第２中間周波数信号は加算器１１６で同相合成され、受信回路１１７に伝達される。
【０１３６】
一方、送信側では分配器２０９で第２中間周波数信号ωIF3 がＮ分配され、第２周波数変換回路２１０に入力される。このとき第２周波数変換回路２１０に入力される角周波数（ωIF4 −ωIF3 ）の中間周波数ローカル信号の位相を可変移相回路２１３で制御することにより、各送信用素子アンテナ２０１の送信位相差を補正しつつ、所望方向に送信ビームが向くように各送信用素子アンテナ２０１への送信ＲＦ信号に位相差を与えることが可能である。
【０１３７】
受信ＲＦ信号の到来方向と同じ方向に送信ビームを向けるためには、送信用素子アンテナ＃Ｍ，＃ｍにはそれぞれ−φM ，−φm ＝φM だけ中間周波数ローカル信号の位相を進める必要がある。これにより、次式のように各送信ＲＦ信号に位相差を与えることが可能である。
【０１３８】
但し、ＣM ’，Ｃm ’，ＣM ”，Ｃm ”は定数係数である。
【０１３９】
ここで、送信側および受信側における中間周波数ローカル信号の可変移相回路１１３，２１３での移相量の比較を行うと、互いが共役の関係になっていることが分かる。また、受信用素子アンテナ１０１および送信用素子アンテナ２０１のいずれにおいても、素子アンテナ＃Ｍと＃ｍに対応する中間周波数ローカル信号の移相量は共役の関係になっていることも分かる。
【０１４０】
従って、図１８に示した第６の実施形態のように、送信側および受信側における可変移相回路１１３，２１３に同一構成の回路を用いた場合、素子アンテナ＃Ｍに対応する送信側の中間周波数ローカル信号と素子アンテナ＃ｍに対応する受信側の中間周波数ローカル信号の移相量、および素子アンテナ＃ｍに対応する送信側の中間周波数ローカル信号と素子アンテナ＃Ｍに対応する受信側の中間周波数ローカル信号の移相量はそれぞれ一致することになり、各々同じ移相量制御信号を用いることができる。
【０１４１】
このことにより制御回路１１８は送信と受信でそれぞれ異なる移相量制御信号を発生する必要がなく、同じ信号を共用することができる。また、送信と受信で同じ構成の可変移相回路１１３，２１３を使用でき、部品点数の減少が可能となる。従って、アクティブアレイアンテナシステム全体およびそれを用いた無線機の低価格化が可能となる。
【０１４２】
なお、本実施形態においては素子アンテナ＃１〜＃Ｎを直線上に配列した直線アレイアンテナシステムを用いて説明を行ったが、これに限らず２次元平面上に正方配列あるいは三角配列した２次元アレイアンテナシステムに対しても本実施形態の構成を適用することができる。
【０１４３】
また、本実施形態においては第２周波数変換回路１１０，２１０で中間周波数ωIF1 からωIF2 、ωIF3 からωIF4 への周波数変換を行う際に中間周波数ローカル信号の位相制御を行っているが、これに限らず第１周波数変換回路１０４，２１７で受信ＲＦ信号の搬送波周波数ωRXから第１中間周波数ωIF1 への周波数変換、および中間周波数ωIF4 から送信ＲＦ信号の搬送波周波数ωTXへの周波数変換の際に、搬送波周波数ローカル信号の位相制御を行ってもよく、上記と同様の効果が得られる。
【０１４４】
（第１０の実施形態）
次に、図２４、図２６および図２７を用いて本発明の第１０の実施形態を説明する。なお、本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムの構成は、図１に示した第１の実施形態と基本的に同じであり、周波数変換回路の入力周波数とローカル信号周波数の関係を規定した点が本実施形態の特徴である。図２６は本実施形態における各信号の周波数関係を表す周波数配置を示し、図２７は一般的な周波数配置を示している。
【０１４５】
本実施形態は、第２周波数変換回路１１０の入力である第１中間周波数信号の波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) と中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOがＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことを特徴とする。
【０１４６】
一般に、無線機の中間周波数を選定する場合、第１中間周波数をＦin、ローカル周波数ＦLOと表すと、第２中間周波数は一般に（Ｆin−ＦLO）とする場合が多い。さらに、第２周波数変換回路１１０は非線形特性が大きいため、その出力には中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOとその高調波成分が含まれる。これらの不要成分をバンドパスフィルタ１１４で容易に除去するためには、図２６に示すようにこれら不要成分のうちで最も周波数の低い中間周波数ローカル信号周波数ＦLOが第２中間周波数より大きくなるようにする、つまりＦLO＞Ｆin(max) ／２となるように設定するのが通常である。
【０１４７】
ところが、一般に安価で精度の高い直交変調器は、比較的動作周波数が低いことが多い。これに対し、対象となる無線通信システムの周波数チャネルの１チャネル当たりの帯域幅が大きい場合は、第２中間周波数（Ｆin−ＦLO）を比較的高い周波数にとり、比帯域をなるべく小さくした方がフィルタなどを容易な構成にできる。従って、もし第２中間周波数を比較的高い周波数にするために、ＦLO＜Ｆin(min) ／２とすることで支障がなければ、これらの２つの条件を満たし、先の実施形態のようなアクティブアレイアンテナシステムを安価にかつ容易に実現することができる。
【０１４８】
そこで、まずＦLO＜Ｆin(min) ／２となるように中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOを選定する。この場合、（Ｆin(max) −ＦLO）≧（Ｆin(min) −ＦLO）＞ＦLOとなり、第２周波数変換回路１１０での周波数変換後の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域（Ｆin(min) −ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯域とするバンドパスフィルタ１１４で、第２周波数変換回路１１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周波数ＦLOの成分を除去することができる。
【０１４９】
さらに、ＦLO＜Ｆin(min) ／２の条件下で、図２６に示すように中間周波数ローカル信号周波数ＦLOを第２周波数変換回路１１０の入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) に対して、２以上の全ての整数ｎに関して、（Ｆin(min) −ＦLO）＜（ｎ×ＦLO）＜（Ｆin(max) −ＦLO）とならないように、言い換えれば、２以上の全ての整数ｎに関して、ＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすように設定すれば、周波数変換後の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域（Ｆin(min) −ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯域とするバンドパスフィルタ１１４によって、第２周波数変換回路１１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周波数ＦLOの高調波成分を除去することができる。この結果、受信信号へのスプリアスの混入を防ぎ、前述したような各実施形態のアクティブアレイアンテナシステムを実現することが可能となる。
【０１５０】
このような周波数の設定を採用することにより、安価で精度の高い比較的低い周波数の中間周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路１１３内の直交変調器１２５として、安価で精度の高い比較的低周波数で動作する直交変調器を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現が可能であるという効果を得ることができる。
【０１５１】
なお、以上の各実施形態において、受信用のアクティブアレイアンテナシステムへの適用を念頭において説明した構成は、送信用のアクティブアレイアンテナシステムへの適用も可能である。その場合、受信用のアクティブアレイアンテナシステムとは信号（電波）の方向が逆になるのみで、基本的に同様の効果を得ることができる。
【０１５２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、複数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波回路を備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、高周波回路に、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これらの周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを備えることにより、可変移相回路を安価に実現でき、アクティブアレイアンテナシステム全体の価格低減を図ることが可能となる。
【０１５３】
また、第１周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号の周波数を可変とすれば、簡単な給電系の構成で複数の搬送波周波数を使用した通信に対応することが可能となる。
【０１５４】
また、可変移相回路を各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられたローカル信号と移相量制御信号を入力とする複数の直交変調器を含んで構成するか、キャパシタと抵抗で構成される２組のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力する信号選択回路とからなる移相量選択回路を複数個用いて構成するか、あるいはローカル信号を入力として移相量制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を複数個用いて構成することにより、さらに安価に構成できると同時に、移相量の制御精度が高くしてアクティブアレイアンテナにおける高精度のビーム制御が可能となる。
【０１５５】
また、可変移相回路に入力するローカル信号の周波数を可変としてチャネル選択を行うようにすれば、周波数可変の搬送波周波数帯のローカル信号を発生するシンセサイザの負担が軽減され、ＳＮＲやＣＮＲなどの信号特性を向上させることができる。
【０１５６】
また、高周波回路に各素子アンテナにそれぞれ対応した利得可変回路を設けることにより、信号の振幅制御をローカル信号の位相制御に加えて行うことで、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの向上を図ることもできる。
【０１５７】
また、高周波回路に可変移相回路により位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路と素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分岐手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手段をさらに有していてもよい。このような分岐手段または合成手段あるいはその両方を備えることにより、搬送波帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周波数との間の周波数変換を行う周波数変換回路およびその前後の回路などを複数のアクティブアレイアンテナで共用でき、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成することが可能となる。
【０１５８】
また、可変移相回路を受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動するように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいはそれらの無線機への送信を可能とすることができる。
【０１５９】
さらに、受信用素子アンテナおよび送信用素子アンテナを別々に備えた場合において、受信用素子アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路内の可変移相回路で互いに中心から対称の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量制御信号を共用することにより、制御回路の構成を簡単にすることができる。
【０１６０】
さらに、周波数変換の入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数ＦLOが、ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことによって、ローカル信号の位相制御のために安価で精度の高い比較的低い可変移相回路を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２】 図１における可変移相回路の構成を示すブロック図
【図３】 図１における制御回路の構成を示すブロック図
【図４】 図２における直交変調器およびその周辺回路の構成を示すブロック図
【図５】 図４の直交変調器による信号操作の説明図
【図６】 図２におけるＤ／Ａコンバータの折り返し歪みと折り返し歪み除去のためのローパスフィルタの特性の関係の説明図
【図７】 ＴＤＭＡシステムに第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムを用いる場合のタイムスロット間の位相推移を示す図
【図８】 本発明の第２の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路ををＴＤＤシステムにおいて送受共用する場合の要部の構成を示すブロック図
【図９】 本発明の第３の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路を構成するディジタル制御移相器の一例を示すブロック図
【図１０】 同実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路を構成するディジタル制御移相器の他の例を示すブロック図
【図１１】 図９および図１０における移相量選択回路の具体的な構成を示す回路図
【図１２】 本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける電圧制御遅延回路により構成される可変移相回路の構成を示すブロック図
【図１３】 電圧制御遅延回路の具体的な構成例を示す回路図
【図１４】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる制御電圧発生回路の一例を示すブロック図
【図１５】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる制御電圧発生回路の他の例を示すブロック図
【図１６】 本発明の第５の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１７】 図１６における利得制御回路の構成を示すブロック図
【図１８】 本発明の第６の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１９】 図１８における可変移相回路および利得制御回路の構成を示すブロック図
【図２０】 本発明の第７の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２１】 本発明の第８の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２２】 図２１における多重可変移相回路の構成を示すブロック図
【図２３】 同実施形態のアクティブアレイアンテナシステムをスペクトル拡散方式を用いた無線通信システムに適用した場合の動作を説明するためのタイミング図
【図２４】 本発明の第９の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２５】 図２４における送信用素子アンテナおよび受信用素子アンテナの配置の一例を示す図
【図２６】 本発明の第１０の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの中間周波数とローカル周波数との関係を示す図
【図２７】 一般的な中間周波数とローカル周波数との関係を示す図
【符号の説明】
１００…送受兼用素子アンテナ
１０１…受信用素子アンテナ
１０２…ＲＦフィルタ
１０３…低雑音増幅器
１０４…第１周波数変換回路
１０５…搬送波周波数ローカル信号発生回路
１０６…搬送波周波数ローカル信号分配器
１０７…バンドパスフィルタ
１０８…増幅器
１０９…カプラ
１１０…第２周波数変換回路
１１１…中間周波数ローカル信号発生回路
１１２…中間周波数ローカル信号分配器
１１３…可変移相回路
１１４…バンドパスフィルタ
１１５…ＲＳＳＩ回路
１１６…加算器
１１７，１１７−１，１１７−２…受信回路
１１８，１１８−１，１１８−２…制御回路
１１９…可変利得増幅器
１２０…利得制御回路
１２１…デマルチプレクサ
１２２…Ｄ／Ａコンバータ
１２３…基準電圧発生回路
１２４…ローパスフィルタ
１２５…直交変調器
１３１…受信信号整形回路
１３２…参照信号再生部
１３３…演算部
１４１…９０°移相器
１４２，１４３…乗算器
１４４…加算器
１４５…スイッチ
１６１，１６２…スイッチ
１６３，１６４…フィルタ
１７１〜１７４…移相量選択回路
１７５−１，１７５−２，１７６−１〜１７６−４…移相量選択回路
１８１，１８２…ブリッジ回路
１８３…信号選択回路
１９１−１〜１９１−４…電圧制御遅延回路
１９２…直交変調器型移相回路
１９３…位相比較回路
１９４…電圧制御遅延回路
２０１…送信用素子アンテナ
２０２…デマルチプレクサ
２０３…Ｄ／Ａコンバータ
２０４…ローパスフィルタ
２０８…送信ＩＦ信号生成回路
２０９…ＩＦ信号分配器
２１０…第２周波数変換回路
２１１，２１２…ローカル信号分配器
２１３…可変移相回路
２１４…バンドパスフィルタ
２１５…合成器
２１６…増幅器
２１７…第１周波数変換回路
２１８，２１９…搬送波周波数ローカル信号分配器
２２０…バンドパスフィルタ
２２１…送信増幅器
２２２…ＲＦフィルタ
２２３…送受切り替え用高周波スイッチ
２２５…搬送波周波数ローカル信号発生回路
２３１…補数計算回路
２３２…Ｄ／Ａコンバータ
２３３…基準電圧発生回路
２３４…ローパスフィルタ
２４１〜２４３…ビーム形成回路
２５１…同期信号発生回路
２５２…遅延回路
２５３…多重受信用可変移相回路
２６１，２６２…デマルチプレクサ
２６３…レジスタ
２６４…マルチプレクサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられる複数の素子アンテナと高周波回路からなるアクティブアレイアンテナシステムに係り、特に高周波回路内の周波数変換回路に供給するローカル信号の位相を制御するための可変移相回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アクティブアレイアンテナシステムは、一般に複数の素子アンテナとこれに接続される高周波回路により構成され、指向性ビームの走査を行ったり、任意の指向性ビームを実現したりする目的で、各素子アンテナの受信ＲＦ信号または送信ＲＦ信号に適当な位相差、あるいは位相差と利得差を与える機能を有するアンテナシステムである。
【０００３】
従来のアクティブアレイアンテナシステムのビーム走査方式として、特開平７−２０２５４８号（以下、これに記載された技術を従来技術という）には、複数の素子アンテナのそれぞれに対応する周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号に対して、所定の位相差を与える可変移相回路を設けることが提案されている。これによると、搬送波のＳ／Ｎは一般に受信信号に比べて大きいため、ＲＦ信号の信号ラインに可変移相回路を設ける場合に比較して、可変移相回路によるＳ／Ｎの劣化がＲＦ信号に与える影響が小さくなる、複数の可変移相器を一ヶ所に集中的に配置でき、制御系の構成を簡単にできる、などの利点が得られるとされている。
【０００４】
しかし、この従来技術ではマイクロ波やミリ波などの高い搬送波周波数を用いる無線通信システムに適用する場合、搬送周波数帯のローカル信号のための可変移相回路は非常に高価な回路となってしまい、アクティブアレイアンテナシステム全体としても比較的高価になる。
【０００５】
また、この従来技術では搬送波周波数は固定されているとしており、ＦＤＭＡシステムやマルチキャリアＴＤＭＡシステムなど、単一のアクティブアレイアンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信あるいは受信に使用したい場合には、給電系の構成が簡単になるという利点が損なわれる。
【０００６】
さらに、この従来技術では搬送波周波数帯のローカル信号のための可変移相回路としてフィルタあるいは遅延素子（遅延線路など）を挙げているが、フィルタあるいは遅延素子に移相量可変機能を設けると一般に高価なものになったり、移相量の可変範囲が限定され、結果としてビーム走査の自由度が小さくなってしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来技術のアクティブアレイアンテナシステムでは、ビーム走査のために搬送周波数帯のローカル信号の位相を可変位相回路で制御する構成となっているため、高い搬送波周波数を用いる無線通信システムに適用すると可変移相回路が非常に高価となり、アクティブアレイアンテナシステムの価格を押し上げてしまうという問題点があり、また搬送波周波数が固定されているため、単一のアクティブアレイアンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信あるいは受信に使用することが難しく、さらに可変移相回路としてフィルタあるいは遅延素子を用いているため、移相量の可変範囲が限定され、結果としてビーム走査の自由度が小さくなってしまうという問題点があった。
【０００８】
本発明の主な目的は、このような従来技術の問題点を解決し、ビーム走査のための可変移相回路を安価に構成でき、もってシステム全体を低価格で実現可能なアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、給電系を複雑にすることなく複数の搬送波周波数を使用した通信に対応可能として、ＦＤＭＡシステムやマルチキャリアＴＤＭＡシステムなどを実現する上で有利なアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【００１０】
本発明のさらに別の目的は、移相量の可変範囲が広くビーム走査の自由度を高めることができるアクティブアレイアンテナシステムを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は複数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波回路を備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、高周波回路に、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これらの周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを有する。
【００１２】
より具体的には、周波数変換回路として、例えば搬送波周波数帯のローカル信号を用いて搬送波周波数と第１中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第１周波数変換回路と、中間周波数帯のローカル信号を用いて第１中間周波数と第２中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第２周波数変換回路の二種類の周波数変換回路を有する。そして、可変移相回路は複数の第２周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御するために使用される。これにより可変移相回路で扱う周波数が低くなるので、可変移相回路を安価に実現できる。
【００１３】
また、第１周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号の周波数を可変としてもよく、このようにすることにより簡単な給電系の構成で複数の搬送波周波数を使用した通信に対応することが可能となる。
【００１４】
本発明に係る他のアクティブアレイアンテナシステムでは、高周波回路は各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、ローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これら複数の周波数変換回路に供給するローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを有し、可変移相回路は各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ複数の直交変調器を含んで構成され、これらの直交変調器はそれぞれローカル信号と移相量制御信号を入力とする。このような直交変調器を用いた可変位相回路は、安価に構成できるばかりでなく、移相量の制御精度が高いため、アクティブアレイアンテナにおける高精度のビーム制御を可能とすることができる。
【００１５】
この場合、可変移相回路は複数の直交変調器の移相量制御信号入力側にローパスフィルタをそれぞれ有してもよく、また複数の直交変調器の移相量制御信号入力側に、Ｄ／Ａコンバータをそれぞれ有し、かつこれらのＤ／Ａコンバータに共通の基準電圧発生回路から同一の基準電圧を供給するようにしてもよい。
【００１６】
可変移相回路は、差動信号からなるローカル信号を入力とし、２個のキャパシタを対向する二辺に、２個の抵抗を他の対向する二辺にそれぞれ配置して構成され、かつそれぞれのキャパシタおよび抵抗の値が異なる２組のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力する信号選択回路とからなる移相量選択回路を複数個用いて構成してもよいし、ローカル信号を入力として移相量制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を複数個用いて構成してもよい。
【００１７】
また、可変移相回路に入力するローカル信号の周波数を可変としてもよく、これによりチャネル選択を行うようにすれば、周波数可変の搬送波周波数帯のローカル信号を発生するシンセサイザの負担が軽減され、ＳＮＲやＣＮＲなどの信号特性が向上する。
【００１８】
高周波回路は、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられた利得可変回路を有してもよく、これにより信号の振幅制御をローカル信号の位相制御に加えて行うことで、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの向上が図られる。
【００１９】
また、高周波回路は、可変移相回路により位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路と素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分岐手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手段をさらに有していてもよい。このような分岐手段または合成手段あるいはその両方を備えることにより、例えば搬送波帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周波数との間の周波数変換を行う周波数変換回路およびその前後の回路を複数のアクティブアレイアンテナで共用して、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成することが可能となる。
【００２０】
高周波回路としては、素子アンテナからの受信信号を入力する送信側高周波回路と、素子アンテナへの送信信号を出力する受信側高周波回路の両方を有してもよい。その場合、送信側高周波回路および受信側高周波回路の可変移相回路は、それぞれ出力するローカル信号の位相が互いに複素共役となるように移相量が制御される。
【００２１】
また、可変移相回路を受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動するように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいはそれらの無線機への送信が可能となる。
【００２２】
さらに送受信機能を持つアクティブアレイアンテナシステムにおいて、素子アンテナを送受共用としてもよいが、受信用素子アンテナおよび送信用素子アンテナを別々に備えてもよい。その場合、受信用素子アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路内の可変移相回路において、互いに中心から対称の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量制御信号を共用して、制御回路の構成を簡単にすることができる。
【００２３】
さらに、周波数変換回路、特に中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う周波数変換回路（第２周波数変換回路）について、その入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数ＦLOが、ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことによって、ローカル信号の位相制御のために安価で精度の高い比較的低い可変移相回路を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムは受信用アンテナシステムとして構成されているが、本発明は後述するように送信用アンテナシステムとして構成することも可能である。同図において、アレイアンテナシステムを構成する素子アンテナ１０１は、それぞれ単一のアンテナ素子またはサブアレイと呼ばれるアレイ素子であり、所定形状、例えば直線上に複数個（この例では４個）配列されている。これらの素子アンテナ１０１には、以下に述べる高周波回路が接続されている。
【００２５】
各素子アンテナ１０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ１０２で帯域外の雑音成分が除去され、さらに低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０３により増幅された後、第１周波数変換回路１０４によって搬送波周波数から第１中間周波数への周波数変換が行われる。第１周波数変換回路１０４には、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５から分配器１０６を介して搬送波周波数帯域のローカル信号（以下、搬送波周波数ローカル信号という）がそれぞれ入力されている。
【００２６】
ここで、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５を例えばシンセサイザにより構成して搬送波ローカル信号の周波数を可変とすれば、通信システム帯域内で複数の周波数チャネルに切り替えをする必要がある場合でも、第１中間周波数を固定とすることができる。第１中間周波数を固定とする場合、バンドパスフィルタ１０７で所望チャネル外の雑音成分を除去し、増幅器１０８で第１中間周波数信号のみを増幅するようにする。
【００２７】
また、直交ビーム同時形成時に素子アンテナ１０１から増幅器１０８までの高周波回路を複数の中間周波数回路に対して共用する場合には、カプラ１０９のような分岐器を設けて増幅器１０８の出力信号を他の中間周波数回路へ分岐させるようにすればよい。カプラ１０９は、電力分配器などの信号分岐機能を持つ他の回路素子に置き換えることもできる。
【００２８】
カプラ１０９を経て取り出された第１中間周波数信号は、第２中間周波数回路１１０に入力され、第２周波数変換回路１１０によって第１中間周波数から第２中間周波数への周波数変換が行われる。第２周波数変換回路１１０には、中間周波数ローカル信号発生回路１１１から分配器１１２および可変移相回路１１３を介して中間周波数帯域のローカル信号（以下、中間周波数ローカル信号という）がそれぞれ入力されている。可変移相回路１１３は、分配器１１２により分配された中間周波数ローカル信号に対し所定の移相量を与えて出力する回路であり、その具体的な構成については後に詳しく説明する。第２周波数変換回路１１０から出力される第２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ１１１により所定の周波数成分のみが取り出される。
【００２９】
簡単のため、第１中間周波数信号をＡcos(ωI ｔ＋θ）なる正弦波とし、所望の移相量φが与えられた中間周波数ローカル信号をＢcos(ωLOｔ＋φ）なる正弦波とすると、第２周波数変換回路１１０の出力は、
【００３０】
このようにして各素子アンテナ１０１に対応してそれぞれ得られた第２中間周波数信号は、ＲＳＳＩ回路１１５によりレベル測定されると共に、加算器１１６により加算された後、受信回路１１７で復調・検波される。そして、ＲＳＳＩ回路１１５からのレベル測定結果と受信回路１１７からの復調・検波出力は制御回路１１８に入力され、この制御回路１１８により可変移相回路１１３の移相量が制御されると共に、受信信号が取り出される。
【００３１】
図２に、可変移相回路１１３の具体的な構成例を示す。この可変移相回路１１３は、デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１２１と、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）１２２と、Ｄ／Ａコンバータ１２２に供給する基準電圧を発生する共通の基準電圧発生回路１２３と、ローパスフィルタ１２４、および直交変調器１２５からなり、直交変調器１２５の使用により移相量を３６０°の範囲で変化させることができるように構成されている。
【００３２】
直交変調器１２５はローカル信号入力とＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号入力を有し、素子アンテナ１０１の個数Ｎ（第２周波数変換回路１１０の個数も同じ）と同じ数だけ設けられている。Ｄ／Ａコンバータ１２２およびローパスフィルタ１２４は２Ｎ個設けられ、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を直交変調器１２５の移相量制御信号入力に供給する。直交変調器１２５では、中間周波数ローカル信号発生回路１１１から分配器１１２を介して入力される搬送波周波数ローカル信号の位相がＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号に従ってシフトされ、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力に供給される。
【００３３】
一方、制御回路１１８は図３に示されるように構成される。すなわち、受信回路１１７からの復調・検波後の信号は受信信号整形回路１３１で必要に応じて復号化・プリアンブルの除去等が行われ、受信信号が生成される。生成された受信信号は，図示しない次段の回路へ送出されると共に、可変移相回路１１３での移相量を演算するための演算部１３３に入力される。また、復調・検波後の信号のうち参照信号を生成するための部分は、参照信号再生部１３２に送られて参照信号が再生され、この参照信号は受信信号との比較のために演算部１３３に入力される。
【００３４】
演算部１３３では、例えばＬＭＳアルゴリズムのような方法により移相量が計算される。受信信号整形回路１３１、参照信号生成部１３２および演算部１３３は、ＣＰＵ１３４によって制御される。
【００３５】
次に、直交変調器１２５について図４を用いてさらに詳しく説明する。直交変調器１２５は、９０°移相器１４１と二つの乗算器１４２，１４３および加算器１４４からなり、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号と、互いに直交した二つのローカル信号をそれぞれ乗算し、各々の出力結果を加減算することにより、移相量制御信号に従って移相量が制御された中間周波数ローカル信号を出力する。例えば、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号としてそれぞれ信号Ｉを入力した場合、直交変調器１２５の出力は、cos(ωｃｔ）＋sin(ωｃｔ）＝sin(ωｃｔ＋π／４）となる。この操作を図５に示す。
【００３６】
一般に、直交変調器のＩチャネルおよびＱチャネルの入力信号振幅をそれぞれＩ，Ｑとすると、位相φはarctan（Ｑ／Ｉ）となる。図５では、φ＝π／４の場合の例を示している。従って、直交変調器１２５のＩチャネルとＱチャネル入力として適当な移相量制御信号を入力することで、位相φは−１８０°〜１８０°の範囲で変化し、３６０°可変移相器が実現されることになる。このような直交変調器の特徴は、直交した二つのローカル信号を用いることにより、ＩチャネルとＱチャネルの入力信号の精度により出力信号の位相精度が決定されることである。従って、図２に示したようにＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を高精度のＤ／Ａコンバータ１２２により発生させることによって、高精度の位相シフトが可能となる。
【００３７】
次に、本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムの動作を詳しく説明する。
まず、動作開始に当たって、制御回路１１８内の演算部１３３において、可変移相回路１１３に与えるべき移相量の初期値が生成される。この初期値は、単純に全く同じ重みにすることも考えられるし、予め指定された方向に指向性ビームを向けるための重みにすることも考えられる。演算部１３３からは、この移相量を示すＭビットのディジタル信号からなる移相量制御信号と、移相量制御対象の第２周波数変換回路１１０を指定するアドレス信号が出力され、図２のデマルチプレクサ１２１に供給される。
【００３８】
デマルチプレクサ１２１では、Ｍビットの移相量制御信号をアドレス信号に従ってＤ／Ａコンバータ１２２に順次出力する。これらのＤ／Ａコンバータ１２２により移相量制御信号がアナログ信号に変換され、さらに必要に応じてローパスフィルタ１２４でスプリアスが除去された後、直交変調器１２５の一方の入力に制御信号として与えられる。直交変調器１２５の他方の入力には、中間周波数ローカル信号発生器１１１から出力された後に分配器１１２で分配された中間周波数ローカル信号が与えられている。これにより直交変調器１２５からは、所望の移相量を持った中間周波数ローカル信号が出力される。この中間周波数ローカル信号は、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力に与えられる。
【００３９】
なお、可変移相回路１１３の一部として中間周波数ローカル周波数信号と移相量制御信号を入力とする直交変調器１２５を用いる場合の移相量と移相量制御信号Ｉｋ，Ｑｋ（ｋは１からＮまでの整数、Ｎは素子アンテナ１０１の数）との関係については後述する。
【００４０】
また、直交したローカル信号の生成系は図示していないが、フリップフロップによる分周器を用いるか、ＣＲ−ＲＣブリッジを用いて直交した二つのローカル信号を生成することができ、その位相誤差は一般に３°以下である。これらの技術を採用することで、３°程度の位相誤差の３６０°移相器は直交変調器１２５を用いることにより容易に実現できる。
【００４１】
以下に、このように構成された本実施形態によるアクティブアレイアンテナシステムの効果を列挙する。
【００４２】
（１）一般に、中間周波数は搬送波周波数に比べて低い周波数に定められるため、中間周波数ローカル信号のための可変移相回路１１３は、先に述べた従来記述によるアクティブアレイアンテナシステムで用いられている搬送波周波数ローカル信号のための可変移相回路に比べ、安価かつ高精度に実現できるので、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現することが可能となる。
【００４３】
（２）搬送波周波数から中間周波数への周波数変換を行う第１周波数変換回路１０４に対し、周波数が可変の搬送波周波数ローカル信号を入力するための搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５を備えることにより、通信システム帯域内で複数の周波数チャネルに切り替えを行う必要がある場合でも、次に続く第２周波数変換回路１１０へ入力する中間周波数を固定とすることができる。
【００４４】
従って、第２周波数変換回路１１０のローカル信号入力へ与えられるローカル信号の周波数も固定とすることができるので、可変移相回路１１３は従来技術のアクティブアレイアンテナシステムで用いられる搬送波周波数ローカル信号用の移相回路のように、入力のローカル信号の周波数範囲を広くする必要がなく、ローカル信号に関する動作周波数の比帯域は非常に狭いものでよくなるため、低価格化が可能となり、その結果アクティブアレイアンテナシステムのさらなる低価格化を図ることができる。
【００４５】
（３）本実施形態では、可変移相回路１１３に直交変調器１２５を用いることにより、搬送波周波数ローカル信号の位相を移相量制御信号に従ってほぼ連続的に３６０°変化させることができることに加え、移相量制御が容易で、かつ移相量の精度が高いという利点を有しているため、アクティブアレイアンテナシステムの高精度化に有利である。
【００４６】
（４）アクティブアレイアンテナシステムは通信中にもビームを可変させる応用が考えられるが、これには図２に示したようにＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号をＤ／Ａコンバータ１２２により発生させるようにすると都合がよい。これは、Ｄ／Ａコンバータ１２２に入力されるディジタル信号に応じてＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を変化させることができるためであり、結果として通信中においてもアンテナビームを任意に変化させることが可能になる。この場合、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号は可変とされるため、低周波成分を含む信号となる。
【００４７】
（５）Ｄ／Ａコンバータ１２２の出力には、周知のように動作クロック周波数（ｆck）の２以上の整数倍の周波数に折り返し歪みが発生するため、所望の信号以外の折り返し歪みを除去する必要がある。Ｄ／Ａコンバータ１２２の出力に折り返し歪みが存在していると、それが直交変調器１２５により周波数変換され、スプリアスを発生させてしまうためである。
【００４８】
本実施形態では、図２および図４に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２と直交変調器１２５との間に、動作クロック周波数ｆckの半分の周波数ｆck／２で十分な減衰特性を持たせたローパスフィルタ１２４を挿入することにより、この折り返し歪みを除去することができる。図６に、Ｄ／Ａコンバータ１２２で発生する折り返し歪みと、これを除去するのに必要なローパスフィルタ１２４の周波数特性の関係を示す。
【００４９】
（６）ローパスフィルタ１２４は、上述したＤ／Ａコンバータ１２２で発生する折り返し歪みの除去のみならず、本発明のアクティブアレイアンテナシステムをＴＤＭＡ（時分割多元接続）システムに適用する場合の送信時に発生するスプリアスの除去にも有効である。
【００５０】
すなわち、図７に示すように、ＴＤＭＡシステムでは時分割のタイムスロットＴ１，Ｔ２，…によって送信が行われ、各タイムスロットの間のガードタイム区間で、ローカル信号の位相を変化させることが要求される。ここで、図７中の実線のようにローカル信号の位相が急激に変化すると、送信時にスプリアスが発生し、電波環境を悪化させてしまう。
【００５１】
これに対し、本実施形態のようにＤ／Ａコンバータ１２２と直交変調器１２５との間にローパスフィルタ１２４を挿入すると、ローパスフィルタ１２４の時定数によりローカル信号の位相は図７の破線で示すようにガード区間で徐々に変化し、急激な位相変化が生じなくなるので、送信時のスプリアスの発生を低減できる。なお、図４においてはローパスフィルタ１２４の入出力間に接続されたスイッチ１４５が示されているが、これは対象とする無線システムの仕様により上記したスプリアスが問題にならない場合に、ローパスフィルタ１２４の入出力を短絡してローパスフィルタ１２４による誤差を回避するために設けられている。
【００５２】
（７）本実施形態における可変移相回路１１３には、各素子アンテナ１０１に対応して図２に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２〜ローパスフィルタ１２４〜直交変調器１２５からなる移相量制御パスが複数個存在する。アクティブアレイアンテナシステムを精度よく製造し、かつ調整作業を容易にするためには、これら複数の移相量制御パスの特性は同じであることが望ましい。特性を揃えるには、これらのパスに同じ回路構成を用いることが好ましく、特に精度を決定する主な要因であるＤ／Ａコンバータ１２２に対しては、正確に同じ特性が得られるような工夫が必要である。
【００５３】
本実施形態によれば、図２に示したようにＤ／Ａコンバータ１２２において使用される基準電圧（例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２２に含まれる局部Ａ／Ｄコンバータの出力電圧との比較に用いられる）を共通の基準電圧発生回路１２３から供給する構成としたことにより、Ｄ／Ａコンバータ１２２単体のばらつき以外で発生する特性ばらつきを小さくすることができ、上述の要求に応えることができる。
【００５４】
本実施形態については、次のように種々変形することが可能である。例えば、本実施形態においては、第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナ１０１に対応した高周波回路毎に変化させる可変移相回路１１３を中間周波数ローカル信号と移相制御信号を入力とする直交変換器１２５により構成したが、直交変調器１２５あるいは直交変調器１２５に中間周波数ローカル信号発生回路１１１やローカル信号分配器１１２を加えた部分を位相制御が可能なダイレクトディジタルシンセサイザや、その一部に置き換えるようにすることも可能である。
【００５５】
また、第２周波数変換回路１１０の出力レベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアンテナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば直交変調器１２５と第２周波数変換回路１１０との間に可変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８により制御する構成とすればよい。
【００５６】
また、中間周波数ローカル信号発生回路１１１としては単なる発振器を用いてもよいが、出力周波数を変化できるシンセサイザを用いることにより、第２周波数変換回路１１０に供給する中間周波数ローカル信号の周波数を変更することも可能である。
【００５７】
一般に、搬送波周波数から第１中間周波数への変換に用いる搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５としてシンセサイザを用いた場合、シンセサイザの可変周波数間隔を狭くすると、ＳＮＲ、ＣＮＲなどの信号特性が劣化する。これを避けるため、例えば搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５として用いるシンセサイザの可変周波数間隔を比較的広くとるか、または出力周波数を固定とし、対象とする無線機システムの周波数帯域全体、あるいはその一部を第１周波数変換回路１０４あるいはその後段のバンドパスフィルタ１０７以降に入力し、実際のチャネル選択は第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の周波数を変更することによって行うことが考えられる。
【００５８】
特に、アクティブアレイアンテナシステムのビーム幅を狭くでき、他の無線機（アクティブアレイアンテナシステムを用いていてもよいが、他のアンテナシステムを用いていてもよい）が干渉の原因となる可能性が低くなる場合には、本実施形態の構成をとることにより、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５として用いるシンセサイザを安価に実現でき、アクティブアレイアンテナシステム全体も安価に構成できるという効果が生じる。
【００５９】
また、本実施形態では第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナ１０１に接続された高周波回路毎に変化させる可変移相回路１１３を設けたが、搬送波周波数と第１中間周波数との周波数変換を行う周波数変換回路に与える搬送波周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナに接続された高周波回路毎に変化させる搬送波周波数ローカル信号用の可変移相回路を設けてよい。
【００６０】
その場合、図２と同様に搬送波周波数ローカル信号用の可変移相回路を搬送波周波数ローカル信号と移相量制御信号を入力とする直交変換器により構成することにより、中間周波数ローカル信号用の可変移相回路１１３を図２に示したように直交変調器を用いた場合と同様の効果を得ることができる。
【００６１】
なお、第２周波数変換回路１１０の出力レベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアンテナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば可変位相回路１１３と第２周波数変換回路１１０との間に可変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８により制御する構成とすればよい。
【００６２】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態において第１の実施形態の説明で使用した図中と同一の構成要素については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００６３】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの要部の構成を示す。本実施形態は、ＴＤＤ（時分割双方向伝送）システムにおいて可変移相回路１１３を送受で共用する場合の構成を示している。図８では、直交変調器１２５により位相推移された出力がスイッチ１６２を介して送信側高周波回路内の第２周波数変換回路１１０、または受信側高周波回路内の第２周波数変換回路２１０に選択的に供給されるという構成となっている。
【００６４】
また、中間周波数ローカル信号の位相が送信側高周波回路と受信側高周波回路で複素共役になるように可変移相回路１１３の移相量を設定すればよいので、図８においてはスイッチ１６２と連動するスイッチ１６１により、例えば送信時における直交変調器１２５のＱチャネル制御信号入力の値がＶQ である場合には、受信時におけるＱチャネル制御信号入力の値は−ＶQ となるように制御が行われる。スイッチ１６１，１６２については、同様の機能を持つ制御回路あるいはソフトウェアによって実現することも可能である。
【００６５】
さらに、図８ではスイッチ１６２と周波数変換回路１１０，２１０との間に、フィルタ１６３，１６４がそれぞれ挿入されている。これらのフィルタ１６３，１６４は可変移相回路の高調波スプリアスを除去するものであるが、必ずしも必要なものではない。
【００６６】
このように本実施形態では、可変移相回路１１３を送受共用とすることによって、アクティブアレイアンテナシステム全体で必要な可変移相回路１１３の必要個数を半分にすることができ、また移相量制御回路系も簡略化することができるので、送受信機能を持つアクティブアレイアンテナシステムの低価格化、小型化が可能となる。
【００６７】
ＴＤＤシステムでは送信と受信が異なるタイムスロットで行われるため、たとえ送受信周波数が異なったとしても、可変移相回路１１３を共用することが可能となる。但し、その場合には可変移相回路１１３は送受信の周波数範囲で正常に動作することが要求される。この場合、可変移相回路１１３の構成要素のうち、直交変調器１２５内の９０°移相器１４１の動作周波数範囲が問題となるが、一般に９０°移相器１４１は１オクターブの範囲で高精度に動作するため、普通のシステムでは問題がない。
【００６８】
（第３の実施形態）
次に、図９および図１０を用いて本発明の第３の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３の構成を説明する。
【００６９】
可変移相回路１１３は中間周波数ローカル信号を移相させるものであるため、一般にレベルが低く位相や振幅に情報を乗せている受信ＲＦ信号や、従来のアクティブアレイアンテナシステムのように搬送波周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路に比べ、雑音や歪みの条件が緩和される。そのため、この可変移相回路１１３に利用できる移相器としては図２に示した直交変調器を用いた構成に限られず広い範囲の移相器を使用でき、安価なシリコン集積回路により構成されるｎビットディジタル制御移相器（ｎは任意の自然数）を用いることによっても可変移相回路１１３を実現できる。
【００７０】
図９は、可変移相回路１１３のうち一つの素子アンテナ１０１に対応する部分を示している。この回路は４ビットのディジタル制御移相器を構成しており、ディジタル制御により移相量を２段階に選択可能な０−π移相量選択回路１７１、０−π／２移相量選択回路１７２、０−π／４移相量選択回路１７３および０−π／８移相量選択回路１７４が縦続接続された構成となっている。
【００７１】
移相量選択回路１７１〜１７４での移相量は、例えば図１の制御回路１１８から供給される移相量制御信号によって制御される。このような構成により、中間周波数ローカル信号の位相をπ／８刻みで０〜１５π／８の範囲で１６段階に変化させることができる。可変移相回路１１３としては、実際には図９の４ビットディジタル制御移相器を素子アンテナ１０１の数Ｎだけ必要となる。
【００７２】
なお、５ビットあるいは６ビットといったさらに多段階に移相量を可変できるディジタル制御移相器が必要な場合には、図９にさらに０−π／１６移相量選択回路や、０−π／３２移相量選択回路を追加すればよい。
【００７３】
図１０は、同様にディジタル制御移相器を用いて構成した可変移相回路１１３の別の例である。可変移相回路１１３を構成するために、図９に示したような構成のディジタル制御移相器を各素子アンテナ１０１毎に設けると、ビームパターンの自由度は高くなるが、移相量選択回路１７１〜１７４の総数が増え、移相量選択回路１７１〜１７４に含まれる信号選択回路（後述）内の増幅回路での消費電力が大きくなる。これに対し、図１０に示すように０−π／２移相量選択回路１７５−１，１７５−２および０−π／４移相量選択回路１７６−１〜１７６−４をツリー構造に接続して可変移相回路１１３を構成すると、ビームパターンの自由度は小さくなるが、必要な移相量選択回路の数が少なくなるので、それだけ低消費電力が図られる。図１０における移相量選択回路１７５−１，１７５−２および１７６−１〜１７６−４の移相量は、例えば図１の制御回路１１８から供給される移相量制御信号によって制御される。
【００７４】
図１１に、図９および図１０のディジタル制御移相器で使用される移相量選択回路の構成例を示す。中間周波数ローカル信号発生回路１１１からのローカル信号は差動信号であり、２組のブリッジ回路１８１，１８２に入力される。ブリッジ回路１８１は２個の抵抗Ｒ１と２個のキャパシタＣ１を互いに対向する辺に配置して構成され、ブリッジ回路１８２も同様に、２個の抵抗Ｒ２と２個のキャパシタＣ２を互いに対向する辺に配置して構成される。例えば特願平９−３９４９号で述べられているように、ブリッジ回路１８１，１８２の入出力の位相差（移相量）が９０゜（π／２ラジアン）になる周波数は、ブリッジ回路を構成する抵抗の抵抗値とキャパシタの容量値の積によって決まる。
【００７５】
今、所望の信号周波数において、ブリッジ回路１８１の移相量はπ／２−π／８、ブリッジ回路１８２の移相量はπ／２＋π／８となるようにＲ１，Ｒ２およびＣ１，Ｃ２の値を選ぶと、信号選択回路１８３によって移相量が４５゜（π／４）切り替えられるので、０−π／４移相量選択回路とみなすことができる。０−π／８移相量選択回路や０−π／２移相量選択回路も同様の構成で実現可能であるが、０−π移相量選択回路についてはＲ１＝０、Ｃ１＝０、Ｒ２＝∞、Ｃ２＝∞とすればよく、Ｒ１およびＣ１を短絡、Ｒ２およびＣ２を開放とすることで実現できる。
【００７６】
なお、第２の実施形態で説明したように、ＴＤＤシステムにおいて可変移相回路１１３を送受で共用する場合には、前述したように中間周波数ローカル信号の位相が送信側と受信側で複素共役になるように可変移相回路１１３の移相量を設定する必要がある。本実施形態のようにｎビットのディジタル制御移相器で可変移相回路１１３を構成する場合には、移相量制御信号（ディジタル信号）を送信側と受信側でビット反転させることで、中間周波数ローカル信号の位相を送信側と受信側で複素共役の関係にすることができる。
【００７７】
（第４の実施形態）
次に、図１２〜図１５を用いて本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３の構成を説明する。
【００７８】
本実施形態における可変移相回路１１３は、制御電圧により遅延量が変化する電圧制御遅延回路により構成される。従来から遅延時間固定の遅延線路を用い、周波数を変化させることでアンテナビームを走査する方法は知られていたが、第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムは、中間周波数ローカル信号の位相を制御することから、遅延回路に要求される歪みや雑音の条件がＲＦ移相方式に比べて緩和されるため、電圧などにより電気的に遅延量が変化する遅延回路を利用することができる。
【００７９】
図１２は、本実施形態における可変移相回路１１３の基本的な構成を示す図であり、複数の電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３が縦続接続された構成となっている。この場合、電圧制御遅延回路１９−１〜１９−３は集積回路を用いてほぼ同じ特性にすることができ、これにより位相差が等間隔の信号を生成することができる。電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３は、ほぼ一波長程度の遅延を中心として移相制御電圧に従って遅延量が増減されることにより、アンテナビーム方向を制御する。
【００８０】
図１３は、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３の各々の具体的な構成例であり、複数の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続して構成された多段の差動増幅回路からなっている。一般に、差動増幅回路は大振幅の信号が入力すると振幅制限回路として動作し、出力がクリップされて方形波信号を発生するが、この方形波信号の位相は差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４のバイアス電流の大小によって異なる。そこで、図１３に示すように差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の各々の共通エミッタに接続された電流源を移相量制御信号（制御電圧）により制御してバイアス電流を変化させることで、移相量を制御することができる。
【００８１】
また、バイアス電流が一定の場合でも、差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の負荷回路を抵抗とキャパシタで構成すれば、その時定数によって出力の方形波信号の位相を変化させて移相量を制御することもできる。信号周波数が高い場合は、図１３のように負荷回路にキャパシタを特別に用いなくとも、トランジスタのコレクタ寄生容量のみで所望の遅延量が得られる場合もある。
【００８２】
実際には、単一の差動トランジスタ対では一波長の遅延時間とするのは困難なので、図１３では複数の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続することにより、所望の遅延時間、また所望の遅延時間可変範囲を得るようにしている。
【００８３】
図１４は、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３に供給する移相量制御電圧を発生する移相量制御電圧発生回路の具体例を示している。図１４に示されるように、この移相量制御電圧発生回路は基準位相信号を発生する直交変調器型移相回路１９２と、この基準位相信号と一つの電圧制御遅延回路１９１−３の出力信号との位相差に応じた電圧を移相量制御電圧として発生する位相比較回路１９３からなり、フィードバック制御を行っている。遅延量と移相量制御電圧との関係を正確に設計するのは困難であるが、直交変調器型移相回路１９２による移相量の制御は比較的正確であり、本実施形態ではこの直交変調器型移相回路１９２の移相量を基準に用いたフィードバック制御によって、可変移相回路１１３全体の移相量を正確に制御することができる。
【００８４】
図１５は、移相量制御電圧発生回路のもう一つの具体例を示している。図１４の例のように、複数の電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３を通過した信号を基準位相信号と比較する場合、特に最終段の出力４の位相を３６０゜以上回転させることが難しくなる。
【００８５】
これに対し、図１５では本来の可変移相回路１１３の移相量を決定する一つの電圧制御遅延回路１９１−１と同様に構成され、かつ同様に制御されるレプリカの電圧制御遅延回路１９４を追加し、このレプリカの電圧制御遅延回路１９４の出力信号と直交変調器型移相回路１９２から出力される基準位相信号とを位相比較回路１９３で比較することにより、電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３の一回路当たりの遅延量として３６０゜の可変範囲が得られるようにしている。従って、この構成は大きな移相量可変範囲が必要な場合に有効である。
【００８６】
なお、図１４と図１５の直交変調器型移相回路１９２は、図９に示したディジタル制御型移相器に置き換えることも可能である。
【００８７】
（第５の実施形態）
図１６に、本発明の第５の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムを示す。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに、各素子アンテナ１０１に接続された高周波回路毎に信号の利得を変化させる利得可変回路として、可変利得増幅器１１９を追加した点が第１の実施形態と異なっている。
【００８８】
一般に、第１の実施形態のように素子アンテナ１０１毎に信号の位相のみを制御する場合に比べ、本実施形態のように信号の振幅も制御することができるようにすると、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンをより多様に制御することができ、干渉波の抑圧等の性能が向上する。
【００８９】
可変利得増幅器１１９の利得は、制御回路１１８からの利得制御信号に基づいて利得制御回路１２０により制御される。本実施形態の場合、図３に示した制御回路１１８内の演算部１３３では、ＬＭＳアルゴリズムなどにより移相量に加えて振幅ウェイトも計算され、これらを実際に可変移相回路１１３および利得制御回路１２０に与えるためのディジタル信号からなる移相量制御信号および利得制御信号が出力される。
【００９０】
図１７は、利得制御回路１２０の具体例であり、デマルチプレクサ２０２と、Ｄ／Ａコンバータ２０３およびローパスフィルタ２０４から構成される。デマルチプレクサ２０２は、Ｌビットのディジタル信号（利得制御信号）と利得制御対象となる可変利得増幅器１１９を指定するアドレス信号を制御回路１１８から受け、利得制御信号をアドレス信号に従って各Ｄ／Ａコンバータ２０３に順次出力する。Ｄ／Ａコンバータ２０３により利得制御信号がアナログ信号に変換され、さらに第１の実施形態に述べたと同様の理由で、必要に応じてローパスフィルタ２０４によりスプリアスが除去された後、可変利得増幅器１１９に制御電圧として与えられる。これによりＲＳＳＩ回路１１５を介して取り出された第２の中間周波数信号が可変利得増幅器１１９において所望の利得で増幅され、振幅ウェイトが与えられる。
【００９１】
なお、無線機では一般に受信側にダイナミックレンジが限られた検波回路への入力レベルを調整するためＡＧＣ（自動利得制御）回路が備えられている。そこで、このＡＧＣ回路を本実施形態における可変利得増幅器１１９と同じ用途にも用い、振幅ウェイト制御とＡＧＣのための利得制御の両方に用いることが考えられる。その場合には、全ての可変利得増幅器１１９へ一様に与えるＡＧＣによる利得制御量と、個々の素子アンテナ１０１からの信号にそれぞれ与える振幅ウェイトに相当する利得制御量をそれぞれ加算した量を利得制御信号として、制御回路１１８から利得制御回路１２０に与えればよい。
【００９２】
このようにすると、振幅ウェイトをかけるための可変利得増幅器１１９としてＡＧＣ用の可変利得増幅器を共用することができ、回路規模の増大を伴うことなくアクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンの制御性を向上させることができるという効果が得られる。
【００９３】
（第６の実施形態）
図１８に、本発明の第６の実施形態に係る無線機の構成を示す。本実施形態の無線機は、第１の実施形態で説明したようなアクティブアレイアンテナシステムを送信と受信に共用し、また受信側および送信側双方の高周波回路に直交変調器により構成される中間周波数ローカル信号の可変移相回路を用いたものである。さらに、本実施形態ではＴＤＤシステムに適用することを念頭におき、移相量制御信号の符号を反転する回路を送信側に付加することで、移相量制御信号の一部をも受信および送信側双方で共用している。
【００９４】
図１８において、素子アンテナ１００は受信および送信兼用であり、送受切り替えＲＦスイッチ２２３を介して高周波回路に接続される。高周波回路は、送受切り替えＲＦスイッチ２２３を介して素子アンテナ１００に選択的に接続される受信側高周波回路と送信側高周波回路からなる。
【００９５】
受信側高周波回路は、図１で説明した通りＲＦフィルタ１０２、低雑音増幅器１０３、第１周波数変換回路１０４、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５、ローカル信号分配器１０６、バンドパスフィルタ１０７、増幅器１０８、カプラ１０９、第２周波数変換回路１１０、中間周波数ローカル信号発生回路１１１、ローカル信号分配器１１２、可変移相回路１１３、バンドパスフィルタ１１４、ＲＳＳＩ回路１１５、加算器１１６、受信回路１１７および制御回路１１８からなる。
【００９６】
なお、本実施形態では搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５とローカル信号分配器１０６との間に、搬送波周波数ローカル信号を受信側高周波回路と送信側高周波回路へ振り分けるためのローカル信号分配器２１８が挿入され、また中間周波数ローカル信号発生回路１１１とローカル信号分配器１１２との間に、中間周波数ローカル信号を受信側高周波回路と送信側高周波回路へ振り分けるめのローカル信号分配器２１１が挿入されている。
【００９７】
次に、送信側高周波回路について説明する。送信ＩＦ信号生成回路２０８で精製された第１中間周波数の送信信号は、送信ＩＦ信号分配器２０９によりＮ分配（図の例ではＮ＝４）された後、中間周波数回路に入力され、第２周波数変換回路２１０により第１中間周波数から第２中間周波数への周波数変換が行われる。第１周波数変換回路２１０には、中間周波数ローカル信号発生回路１１１からローカル信号分配器２１１，２１２および可変移相回路２１３を介して中間周波数ローカル信号がそれぞれ入力されている。
【００９８】
可変移相回路２１３は、中間周波数ローカル信号発生回路１１１の出力からローカル信号分配器２１１，２１２により分配された中間周波数ローカル信号に対し所定の移相量を付与する回路であり、その具体的な構成については後に詳しく説明する。第２周波数変換回路２１０から出力される第２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ２１４により所定の周波数成分のみが取り出される。
【００９９】
直交ビーム同時形成のために素子アンテナ１００から増幅器２１５までの高周波回路を複数の中間周波数回路に対して共用する場合には、合成器２１５によってバンドパスフィルタ２１４の出力信号が他の中間周波数回路へ分配される。
【０１００】
合成器２１５を経て取り出された第２中間周波数信号は、増幅器２１６により増幅された後、第１周波数変換回路２１７によって第２中間周波数から搬送波周波数帯に周波数変換される。第１周波数変換回路２１７には、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５の出力からローカル信号分配器２１８，２１９により分配された搬送波周波数ローカル信号がそれぞれ入力されている。
【０１０１】
第１周波数変換回路２１７から出力される搬送波周波数帯のＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２２０、送信増幅器２２１、ＲＦフィルタ２２２および送受切り替えスイッチ２２３を順次介して素子アンテナ１００に供給される。
【０１０２】
受信側高周波回路内の可変移相回路１１３は、例えば図２に示した構成となっており、この可変移相回路１１３内から移相量制御信号が送信側高周波回路内の可変移相回路２１３に供給されている。すなわち、移相量制御信号は受信側および送信側高周波回路の可変移相回路１１３および２１３で共用されている。この構成について、以下に詳しく説明する。
【０１０３】
図１９は、図１８における可変移相回路１１３，２１３の構成を詳しく示したものである。可変移相回路１１３は基本的に図２で説明した通りであり、デマルチプレクサ１２１、Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準電圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直交変調器１２５により構成される。一方、送信側の可変移相回路２１３は、補数計算回路２３１、Ｄ／Ａコンバータ２３２、基準電圧発生回路２３３、ローパスフィルタ２３４および直交変調器２３５により構成される。
【０１０４】
ここで、送信側高周波回路内の可変移相回路２１３には、受信側高周波回路内の可変移相回路１１３におけるデマルチプレクサ１２１から移相量制御信号が分岐されて供給されている。前述したように、中間周波数ローカル信号に対する移相量は、中間周波数ローカル信号の位相が送信側高周波回路と受信側高周波回路で複素共役になるように設定すればよい。そこで、本実施形態ではデマルチプレクサ１２１から出力される移相量制御信号のうち、受信側高周波回路の可変移相回路１１３内の直交変調器１２５のＱチャネル側入力に対応する信号を送信側高周波回路の可変移相回路２１３において補数計算回路２３１を介してＤ／Ａコンバータ２３２に入力することにより、送信側高周波回路の可変移相回路１１３内のＤ／Ａコンバータ１２２に入力される移相量制御信号のディジタル値の符号と逆にしている。一方、デマルチプレクサ１２１から出力される移相量制御信号のうち、直交変調器１２５のＩチャネル側入力に対応する信号はそのままＤ／Ａコンバータ２３２に入力している。このようにすることにより、受信側および送信側双方の高周波回路可変移相回路１１３，２１３への位相量制御信号を共用して回路構成を簡略化することができるという効果が得られる。
【０１０５】
なお、本実施形態では送受切り替えＲＦスイッチ２２３によって素子アンテナ１００を送受共用としているが、特に水平方向の距離の違いなどで電波到来状況があまり変化しないと考えられる場合には、受信と送信で別々の素子アンテナを用い、それらを電波到来状況に大きな違いが出ない程度で、かつ相互に大きな電磁結合が生じない程度に離して配置するようにしてもよい。
【０１０６】
また、アクティブアレイアンテナシステムをＦＤＤ（周波数分割双方向伝送）システムに適用する場合などには、送受切り替えＲＦスイッチ２２３に代えてデュプレクサやフィルタなどを用いることも可能である。
【０１０７】
さらに、本実施形態では、受信側高周波回路および送信側高周波回路の可変移相回路１１３，２１３への移相量制御信号を共用することにより構成を簡易化していたが、ＦＤＤシステムに適用する場合などには可変移相回路１１３，２１３への移相量制御信号を別の制御回路で生成することも当然考えられる。
【０１０８】
（第７の実施形態）
図２０に、本発明の第７の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの要部の構成を示す。ここでは、受信アンテナの場合について説明するが、送信アンテナについても電波（信号）の流れが逆になるだけで、全く同様な構成で実現できる。
【０１０９】
第１の実施形態と同様に、各素子アンテナ１０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ１０２で帯域外の雑音成分が除去され、低雑音増幅器１０３により増幅された後、第１周波数変換回路１０４によって、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５から分配器１０６を介して供給される搬送波周波数ローカル信号を用いて搬送波周波数から第１中間周波数への周波数変換が行われ、さらにバンドパスフィルタ１０７で所望チャネル外の雑音成分を除去された後、増幅器１０８で第１中間周波数信号のみが増幅される。
【０１１０】
増幅器１０８からの第１中間周波数信号は、中間周波数信号分配器２４０により３分配され、それぞれビーム形成回路２４１，２４２，２４３に入力される。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３は同一の構成であり、それぞれ第１の実施形態で説明した第２周波数変換回路１１０と、中間周波数ローカル信号発生回路１１１と、ローカル信号分配器１１２と、可変位相回路１１３と、バンドパスフィルタ１１４および加算器１１６からなる。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３からの出力信号は、図示しない受信回路にそれぞれ供給される。
【０１１１】
ビーム形成回路２４１，２４２，２４３内の可変位相回路１１３は、受信回路に接続された図示しない制御回路からの移相量制御信号に基づいて個別に制御され、これにより互いに独立に制御された受信指向性ビームを形成できるようになっている。すなわち、ビーム形成回路２４１，２４２，２４３に接続された受信回路からは、それぞれの受信指向性ビームにより受信された信号が得られる。
【０１１２】
本実施形態によると、第１の実施形態と同様の効果が得られると同時に、以下に列挙するような効果が得られる。
【０１１３】
（１）複数のビーム形成回路２４１，２４２，２４３を設けることにより、複数の受信指向性ビームを互いに独立に制御できるため、複数のユーザと同時に通信を行うことができ、アクティブアレイアンテナシステムを移動通信基地局などに応用する場合、特に有効である。
【０１１４】
（２）ビーム形成回路２４１，２４２，２４３によりそれぞれ形成される受信指向性ビームを同一周波数で動作させ、互いのビーム同志が干渉し合わないようにビーム方向もしくは形状の制御をすることができるので、同一周波数をビームの数だけ再利用することができ、周波数資源を有効活用する上で効果が大きい。この結果、移動通信基地局の場合、収容能力の向上につながり、等価的に低コストになるので、利用価値が高い。
【０１１５】
（３）ビーム形成回路２４１，２４２，２４３をＩＣ化することにより、回路を小型かつ軽量に実現することが可能であり、実用上都合が良い。
【０１１６】
なお、本実施形態は以下のように種々変形して実施できる。例えば、本実施形態ではビーム形成回路２４１，２４２，２４３において中間周波数ローカル信号の移相量制御を行っているが、さらに図１６に示した第５の実施形態のように振幅ウェイトとＡＧＣのための利得制御を行う可変利得増幅器１１９と利得制御回路１２０をビーム形成回路２４１，２４２，２４３に設けてもよい。
【０１１７】
また、中間周波数信号分配器２４０の代わりに分波器を用いてもよい。分波器を用いることにより、ビーム形成回路２４１，２４２，２４３を各々異なる周波数で動作させることができる。また、分配器の使用時に生じた挿入損失を低減させることができ、可変利得増幅器１１９の仕様を緩和させたり、利得を低減させて低コスト化を図ることが可能となる。
【０１１８】
中間周波数信号分配器２４０は、必ずしも等分配を目指したものである必要はなく、例えば複数のユーザからのＲＦ受信信号のうち比較的高レベルの信号を処理するビーム形成回路に対しては入力レベルを下げ、逆に比較的低レベルの信号を処理するビーム形成回路に対しては入力レベルを相対的に上げることにより、全体としての収容能力を向上させることも考えられる。
【０１１９】
（第８の実施形態）
図２１に、本発明の第８の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態は、異なる方向に存在する複数の無線機からのＲＦ信号の受信を可能としたものであり、図１に示した第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに、加算器１１６から出力される第２中間周波数信号を複数、例えば２つに分岐するデマルチプレクサ２５０と、同期信号発生回路２５１および遅延回路２５２を追加し、さらに中間周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路を多重受信用可変移相回路２５３とした構成となっている。
【０１２０】
同期信号発生回路２５１は、受信ＲＦ信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信ＲＦ信号の数の逆数と受信ＲＦ信号の伝送ボーレートの逆数を乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号を発生する回路であり、この同期信号は遅延回路２５２を介してデマルチプレクサ２５０に切り替えタイミング信号として与えられ、さらに多重受信用可変移相回路２５３にも供給される。遅延回路２５２については後述する。
【０１２１】
遅延回路２５２により所定時間遅延された同期信号のタイミングでデマルチプレクサ２５０により２分岐された第２中間周波数信号は、それぞれ受信回路１７−１，１７−２に入力され、これらの受信回路１７−１，１７−２からの受信信号は制御回路１８−１，１８−２にそれぞれ入力される。多重受信用可変移相回路２５３は、同期信号発生回路２５１からの同期信号に同期して変動する中間周波数ローカル信号を発生する。
【０１２２】
図２２は、多重受信用可変移相回路２５３の構成を示している。Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準電圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直交変調器１２５は、図１中の可変移相回路１１３の構成を示した図２と同様である。この多重受信用可変移相回路２５３には、さらに制御回路１１８−１からのアドレス信号および移相量制御信号が入力されるデマルチプレクサ２６１と、制御回路１１８−２からのアドレス信号および移相量制御信号が入力されるデマルチプレクサ２６２と、２Ｎ個（この例ではＮ＝４）のレジスタ２６３、および２入力のマルチプレクサ２６４が設けられている。
【０１２３】
マルチプレクサ２６４は、同期信号発生回路２５１からの同期信号により切り替えられ、レジスタ２６３からの二つの入力のいずれかを選択して出力する。これによって、多重受信用可変移相回路２５３から出力されるローカル信号の移相量が同期信号に同期して変動することになる。遅延回路２５２の遅延時間τは、多重受信用可変移相回路２５３のレジスタ２６３の出力（マルチプレクサ２６４の入力）からデマルチプレクサ２５０の入力までの信号遅延時間と等しい値に選ばれている。
【０１２４】
このような構成により、第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムに僅かな構成要素を追加するのみで、異なる方向に存在する複数の無線機からのＲＦ信号の受信を可能とすることができる。以下、本実施形態をスペクトル拡散方式を用いた無線通信システムに適用した場合について、動作を説明する。
【０１２５】
図２３は、この場合の動作を示すタイミング図であり、（ａ）（ｂ）は異なる方向に存在する無線機１および無線機２からの伝送信号の伝送レートクロック、（ｃ）は同期信号発生回路２５１から発生される同期信号、（ｄ）は（ｃ）の同期信号を遅延回路２５２でτだけ遅延した信号、（ｅ）はマルチプレクサ２６４の出力（Ｄ／Ａコンバータ１２２の入力）、（ｆ）はデマルチプレクサ２５０の出力（受信回路１７−１，１７−２の入力）、（ｇ）は無線機１および無線機２からの伝送信号に対応する受信回路１７−１，１７−２からの相関検波後の受信信号をそれぞれ示している。なお、図２３（ｅ）（ｆ）に示される数字「１」および「２」は、それぞれ無線機１および無線機２からの信号に対応することを表している。
【０１２６】
本実施形態のアクティブアンテナシステムによると、上述したように方角の異なる複数の無線機（無線機１、無線機２）から図２３（ａ）（ｂ）に示すように異なる伝送レートで送られてくる複数のＲＦ信号を受信することができる。すなわち、同期信号発生回路２５１からは図２３（ｃ）に示す同期信号が発生され、遅延回路２５２からはレジスタ２６３からデマルチプレクサ２５０までの回路での信号遅延時間τだけ図２３（ｃ）の同期信号より遅れたタイミングで、図２３（ｄ）に示す同期信号が発生される。
【０１２７】
マルチプレクサ２６４は、図２３（ｃ）の同期信号を用いて図２３（ｅ）に示すように入力が切り替えられる。一方、デマルチプレクサ２５０は図２３（ｄ）の同期信号で図２３（ｅ）に示すように出力が切り替えられる。これにより制御回路１８−１で設定された移相量によって得られた第２中間周波数信号は受信回路１７−１へ、制御回路１８−２で設定された移相量によって得られた第２中間周波数信号は受信回路１７−２へそれぞれ入力され、それぞれの受信回路１７−１，１７−２で相関検波が行われて受信信号が再生されることになる。
【０１２８】
受信回路１７−１，１７−２では、第２中間周波数信号が連続的に入力されないため、相関検波後の信号は多少劣化し、結果として検波感度が多少低下することになるが、方角の異なる複数の無線機がアクティブアンテナシステムに十分近い位置にある場合は、これらの無線機からの信号を主要な高周波回路を共用して受信できるため、無線通信システムの加入者容量を増加させることができるという効果が得られる。
【０１２９】
なお、本実施形態の構成を図１８に示した第６の実施形態と組み合わせ、送信側にも図２１および図２２に示した受信側と同様の構成を適用することにより、異なる方向に存在する複数の無線機への送信を可能とすることもできる。また、図１６に示した第５の実施形態と同様に移相量のみでなく利得も制御する構成とすることにより、指向性パターンの制御性を増し、干渉波の抑圧等の性能を向上すること可能である。
【０１３０】
（第９の実施形態）
図２４に、本発明の第９の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。本実施形態では、図１８に示した第６の実施形態における送受兼用素子アンテナ１００に代えて、受信用素子アンテナ１０１と送信用素子アンテナ２０１を別々に設けている。また、受信側および送信側の搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５，２２５を別々に設け、さらに受信側および送信側の中間周波数ローカル信号発生回路１１１，２１１も別々に設けている。その他の構成は、基本的に図１８と同様である。
【０１３１】
図２５に、本実施形態における受信用素子アンテナ１０１および送信用素子アンテナ２０１の配置の一例を示す。受信用素子アンテナ１０１にある角度をもって入射した角周波数ωRXの電磁波は、入射する角度に対応する位相差を持って受信用素子アンテナ１０１（＃１〜＃Ｎ）（Ｎは２以上の整数）で受信される。ここで、受信用素子アンテナ１０１のうち、アンテナ中心に対して対称な位置に配置された＃Ｍと＃ｍ（Ｍ，ｍは１≦Ｍ，ｍ≦Ｎの整数）に注目して考える。
【０１３２】
アンテナ中心を原点に正面方向をＺ軸とし、電磁波がθO の方向から入射するものと仮定する。受信用素子アンテナ＃Ｍ，＃ｍの位置座標をそれぞれＸI 、−ＸI とすると、受信用素子アンテナ＃Ｍの受信位相はアンテナ中心に対してφM ＝ｋO ＸI ｓｉｎθO だけ進み、受信用素子アンテナ＃ｍの受信位相はアンテナ中心に対してφm ＝−ｋO ＸI ｓｉｎθO ＝−φM だけ進む。ｋO は自由空間における波数であり、ＫO ＝２πωRXと表される。従って、受信用素子アンテナ＃Ｍと＃ｍのアンテナ中心に対する受信位相差は複素共役の関係になることが分かる。受信用素子アンテナ１０１（＃１〜＃Ｎ）で受信されたＲＦ信号は、第１周波数変換回路１０４において角周波数（ωRX−ωIF1 ）の搬送波周波数ローカル信号を用いて、角周波数ωIF1 の第１中間周波数に変換される。このとき、各受信用素子アンテナ１０１のアンテナ中心に対する相対的な受信位相差は保持される。
【０１３３】
受信用素子アンテナ＃Ｍと＃ｍで受信された信号は、第２周波数変換回路１１０の＃Ｍおよび＃ｍに入力される直前ではそれぞれＡM sin(ωIF1 ｔ＋φM ）、Ａm sin(ωIF1 ｔ＋φm ）＝Ａm sin(ωIF1 ｔ−φM ）（但し、ｔは時間）と表される。第１中間周波数信号は、第２周波数変換回路１１０において第２中間周波数ωIF2 に周波数変換される。
【０１３４】
このとき第２周波数変換回路１１０に入力される角周波数（ωIF1 −ωIF2 ）の中間周波数ローカル信号の位相を可変移相回路１１３で制御することにより、素子アンテナ１０１の受信位相差を補正することができる。具体的には、素子アンテナ＃Ｍの受信信号に対しては第２中間周波数信号の位相を＋φM だけ進め、素子アンテナ＃ｍの受信信号に対しては第２中間周波数信号の位相を＋φm ＝−φM だけ進めることにより、全ての第２中間周波数信号の位相を同相にすることが可能となる。この第２周波数変換回路１１０での現象を数式で表現すると、以下のようになる。
【０１３５】
【０１３６】
一方、送信側では分配器２０９で第２中間周波数信号ωIF3 がＮ分配され、第２周波数変換回路２１０に入力される。このとき第２周波数変換回路２１０に入力される角周波数（ωIF4 −ωIF3 ）の中間周波数ローカル信号の位相を可変移相回路２１３で制御することにより、各送信用素子アンテナ２０１の送信位相差を補正しつつ、所望方向に送信ビームが向くように各送信用素子アンテナ２０１への送信ＲＦ信号に位相差を与えることが可能である。
【０１３７】
受信ＲＦ信号の到来方向と同じ方向に送信ビームを向けるためには、送信用素子アンテナ＃Ｍ，＃ｍにはそれぞれ−φM ，−φm ＝φM だけ中間周波数ローカル信号の位相を進める必要がある。これにより、次式のように各送信ＲＦ信号に位相差を与えることが可能である。
【０１３８】
【０１３９】
ここで、送信側および受信側における中間周波数ローカル信号の可変移相回路１１３，２１３での移相量の比較を行うと、互いが共役の関係になっていることが分かる。また、受信用素子アンテナ１０１および送信用素子アンテナ２０１のいずれにおいても、素子アンテナ＃Ｍと＃ｍに対応する中間周波数ローカル信号の移相量は共役の関係になっていることも分かる。
【０１４０】
従って、図１８に示した第６の実施形態のように、送信側および受信側における可変移相回路１１３，２１３に同一構成の回路を用いた場合、素子アンテナ＃Ｍに対応する送信側の中間周波数ローカル信号と素子アンテナ＃ｍに対応する受信側の中間周波数ローカル信号の移相量、および素子アンテナ＃ｍに対応する送信側の中間周波数ローカル信号と素子アンテナ＃Ｍに対応する受信側の中間周波数ローカル信号の移相量はそれぞれ一致することになり、各々同じ移相量制御信号を用いることができる。
【０１４１】
このことにより制御回路１１８は送信と受信でそれぞれ異なる移相量制御信号を発生する必要がなく、同じ信号を共用することができる。また、送信と受信で同じ構成の可変移相回路１１３，２１３を使用でき、部品点数の減少が可能となる。従って、アクティブアレイアンテナシステム全体およびそれを用いた無線機の低価格化が可能となる。
【０１４２】
なお、本実施形態においては素子アンテナ＃１〜＃Ｎを直線上に配列した直線アレイアンテナシステムを用いて説明を行ったが、これに限らず２次元平面上に正方配列あるいは三角配列した２次元アレイアンテナシステムに対しても本実施形態の構成を適用することができる。
【０１４３】
また、本実施形態においては第２周波数変換回路１１０，２１０で中間周波数ωIF1 からωIF2 、ωIF3 からωIF4 への周波数変換を行う際に中間周波数ローカル信号の位相制御を行っているが、これに限らず第１周波数変換回路１０４，２１７で受信ＲＦ信号の搬送波周波数ωRXから第１中間周波数ωIF1 への周波数変換、および中間周波数ωIF4 から送信ＲＦ信号の搬送波周波数ωTXへの周波数変換の際に、搬送波周波数ローカル信号の位相制御を行ってもよく、上記と同様の効果が得られる。
【０１４４】
（第１０の実施形態）
次に、図２４、図２６および図２７を用いて本発明の第１０の実施形態を説明する。なお、本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムの構成は、図１に示した第１の実施形態と基本的に同じであり、周波数変換回路の入力周波数とローカル信号周波数の関係を規定した点が本実施形態の特徴である。図２６は本実施形態における各信号の周波数関係を表す周波数配置を示し、図２７は一般的な周波数配置を示している。
【０１４５】
本実施形態は、第２周波数変換回路１１０の入力である第１中間周波数信号の波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) と中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOがＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことを特徴とする。
【０１４６】
一般に、無線機の中間周波数を選定する場合、第１中間周波数をＦin、ローカル周波数ＦLOと表すと、第２中間周波数は一般に（Ｆin−ＦLO）とする場合が多い。さらに、第２周波数変換回路１１０は非線形特性が大きいため、その出力には中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOとその高調波成分が含まれる。これらの不要成分をバンドパスフィルタ１１４で容易に除去するためには、図２６に示すようにこれら不要成分のうちで最も周波数の低い中間周波数ローカル信号周波数ＦLOが第２中間周波数より大きくなるようにする、つまりＦLO＞Ｆin(max) ／２となるように設定するのが通常である。
【０１４７】
ところが、一般に安価で精度の高い直交変調器は、比較的動作周波数が低いことが多い。これに対し、対象となる無線通信システムの周波数チャネルの１チャネル当たりの帯域幅が大きい場合は、第２中間周波数（Ｆin−ＦLO）を比較的高い周波数にとり、比帯域をなるべく小さくした方がフィルタなどを容易な構成にできる。従って、もし第２中間周波数を比較的高い周波数にするために、ＦLO＜Ｆin(min) ／２とすることで支障がなければ、これらの２つの条件を満たし、先の実施形態のようなアクティブアレイアンテナシステムを安価にかつ容易に実現することができる。
【０１４８】
そこで、まずＦLO＜Ｆin(min) ／２となるように中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOを選定する。この場合、（Ｆin(max) −ＦLO）≧（Ｆin(min) −ＦLO）＞ＦLOとなり、第２周波数変換回路１１０での周波数変換後の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域（Ｆin(min) −ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯域とするバンドパスフィルタ１１４で、第２周波数変換回路１１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周波数ＦLOの成分を除去することができる。
【０１４９】
さらに、ＦLO＜Ｆin(min) ／２の条件下で、図２６に示すように中間周波数ローカル信号周波数ＦLOを第２周波数変換回路１１０の入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) に対して、２以上の全ての整数ｎに関して、（Ｆin(min) −ＦLO）＜（ｎ×ＦLO）＜（Ｆin(max) −ＦLO）とならないように、言い換えれば、２以上の全ての整数ｎに関して、ＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすように設定すれば、周波数変換後の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域（Ｆin(min) −ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯域とするバンドパスフィルタ１１４によって、第２周波数変換回路１１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周波数ＦLOの高調波成分を除去することができる。この結果、受信信号へのスプリアスの混入を防ぎ、前述したような各実施形態のアクティブアレイアンテナシステムを実現することが可能となる。
【０１５０】
このような周波数の設定を採用することにより、安価で精度の高い比較的低い周波数の中間周波数ローカル信号を移相させる可変移相回路１１３内の直交変調器１２５として、安価で精度の高い比較的低周波数で動作する直交変調器を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現が可能であるという効果を得ることができる。
【０１５１】
なお、以上の各実施形態において、受信用のアクティブアレイアンテナシステムへの適用を念頭において説明した構成は、送信用のアクティブアレイアンテナシステムへの適用も可能である。その場合、受信用のアクティブアレイアンテナシステムとは信号（電波）の方向が逆になるのみで、基本的に同様の効果を得ることができる。
【０１５２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、複数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波回路を備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、高周波回路に、各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、これらの周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを備えることにより、可変移相回路を安価に実現でき、アクティブアレイアンテナシステム全体の価格低減を図ることが可能となる。
【０１５３】
また、第１周波数変換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号の周波数を可変とすれば、簡単な給電系の構成で複数の搬送波周波数を使用した通信に対応することが可能となる。
【０１５４】
また、可変移相回路を各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられたローカル信号と移相量制御信号を入力とする複数の直交変調器を含んで構成するか、キャパシタと抵抗で構成される２組のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力する信号選択回路とからなる移相量選択回路を複数個用いて構成するか、あるいはローカル信号を入力として移相量制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を複数個用いて構成することにより、さらに安価に構成できると同時に、移相量の制御精度が高くしてアクティブアレイアンテナにおける高精度のビーム制御が可能となる。
【０１５５】
また、可変移相回路に入力するローカル信号の周波数を可変としてチャネル選択を行うようにすれば、周波数可変の搬送波周波数帯のローカル信号を発生するシンセサイザの負担が軽減され、ＳＮＲやＣＮＲなどの信号特性を向上させることができる。
【０１５６】
また、高周波回路に各素子アンテナにそれぞれ対応した利得可変回路を設けることにより、信号の振幅制御をローカル信号の位相制御に加えて行うことで、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パターンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの向上を図ることもできる。
【０１５７】
また、高周波回路に可変移相回路により位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路と素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分岐手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナシステム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手段をさらに有していてもよい。このような分岐手段または合成手段あるいはその両方を備えることにより、搬送波帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周波数との間の周波数変換を行う周波数変換回路およびその前後の回路などを複数のアクティブアレイアンテナで共用でき、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成することが可能となる。
【０１５８】
また、可変移相回路を受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動するように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいはそれらの無線機への送信を可能とすることができる。
【０１５９】
さらに、受信用素子アンテナおよび送信用素子アンテナを別々に備えた場合において、受信用素子アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路内の可変移相回路で互いに中心から対称の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量制御信号を共用することにより、制御回路の構成を簡単にすることができる。
【０１６０】
さらに、周波数変換の入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数ＦLOが、ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことによって、ローカル信号の位相制御のために安価で精度の高い比較的低い可変移相回路を用いることができ、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２】 図１における可変移相回路の構成を示すブロック図
【図３】 図１における制御回路の構成を示すブロック図
【図４】 図２における直交変調器およびその周辺回路の構成を示すブロック図
【図５】 図４の直交変調器による信号操作の説明図
【図６】 図２におけるＤ／Ａコンバータの折り返し歪みと折り返し歪み除去のためのローパスフィルタの特性の関係の説明図
【図７】 ＴＤＭＡシステムに第１の実施形態のアクティブアレイアンテナシステムを用いる場合のタイムスロット間の位相推移を示す図
【図８】 本発明の第２の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路ををＴＤＤシステムにおいて送受共用する場合の要部の構成を示すブロック図
【図９】 本発明の第３の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路を構成するディジタル制御移相器の一例を示すブロック図
【図１０】 同実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける可変移相回路を構成するディジタル制御移相器の他の例を示すブロック図
【図１１】 図９および図１０における移相量選択回路の具体的な構成を示す回路図
【図１２】 本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムにおける電圧制御遅延回路により構成される可変移相回路の構成を示すブロック図
【図１３】 電圧制御遅延回路の具体的な構成例を示す回路図
【図１４】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる制御電圧発生回路の一例を示すブロック図
【図１５】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる制御電圧発生回路の他の例を示すブロック図
【図１６】 本発明の第５の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１７】 図１６における利得制御回路の構成を示すブロック図
【図１８】 本発明の第６の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１９】 図１８における可変移相回路および利得制御回路の構成を示すブロック図
【図２０】 本発明の第７の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２１】 本発明の第８の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２２】 図２１における多重可変移相回路の構成を示すブロック図
【図２３】 同実施形態のアクティブアレイアンテナシステムをスペクトル拡散方式を用いた無線通信システムに適用した場合の動作を説明するためのタイミング図
【図２４】 本発明の第９の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２５】 図２４における送信用素子アンテナおよび受信用素子アンテナの配置の一例を示す図
【図２６】 本発明の第１０の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの中間周波数とローカル周波数との関係を示す図
【図２７】 一般的な中間周波数とローカル周波数との関係を示す図
【符号の説明】
１００…送受兼用素子アンテナ
１０１…受信用素子アンテナ
１０２…ＲＦフィルタ
１０３…低雑音増幅器
１０４…第１周波数変換回路
１０５…搬送波周波数ローカル信号発生回路
１０６…搬送波周波数ローカル信号分配器
１０７…バンドパスフィルタ
１０８…増幅器
１０９…カプラ
１１０…第２周波数変換回路
１１１…中間周波数ローカル信号発生回路
１１２…中間周波数ローカル信号分配器
１１３…可変移相回路
１１４…バンドパスフィルタ
１１５…ＲＳＳＩ回路
１１６…加算器
１１７，１１７−１，１１７−２…受信回路
１１８，１１８−１，１１８−２…制御回路
１１９…可変利得増幅器
１２０…利得制御回路
１２１…デマルチプレクサ
１２２…Ｄ／Ａコンバータ
１２３…基準電圧発生回路
１２４…ローパスフィルタ
１２５…直交変調器
１３１…受信信号整形回路
１３２…参照信号再生部
１３３…演算部
１４１…９０°移相器
１４２，１４３…乗算器
１４４…加算器
１４５…スイッチ
１６１，１６２…スイッチ
１６３，１６４…フィルタ
１７１〜１７４…移相量選択回路
１７５−１，１７５−２，１７６−１〜１７６−４…移相量選択回路
１８１，１８２…ブリッジ回路
１８３…信号選択回路
１９１−１〜１９１−４…電圧制御遅延回路
１９２…直交変調器型移相回路
１９３…位相比較回路
１９４…電圧制御遅延回路
２０１…送信用素子アンテナ
２０２…デマルチプレクサ
２０３…Ｄ／Ａコンバータ
２０４…ローパスフィルタ
２０８…送信ＩＦ信号生成回路
２０９…ＩＦ信号分配器
２１０…第２周波数変換回路
２１１，２１２…ローカル信号分配器
２１３…可変移相回路
２１４…バンドパスフィルタ
２１５…合成器
２１６…増幅器
２１７…第１周波数変換回路
２１８，２１９…搬送波周波数ローカル信号分配器
２２０…バンドパスフィルタ
２２１…送信増幅器
２２２…ＲＦフィルタ
２２３…送受切り替え用高周波スイッチ
２２５…搬送波周波数ローカル信号発生回路
２３１…補数計算回路
２３２…Ｄ／Ａコンバータ
２３３…基準電圧発生回路
２３４…ローパスフィルタ
２４１〜２４３…ビーム形成回路
２５１…同期信号発生回路
２５２…遅延回路
２５３…多重受信用可変移相回路
２６１，２６２…デマルチプレクサ
２６３…レジスタ
２６４…マルチプレクサ
Claims (5)
- 複数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、
前記高周波回路は、
前記各素子アンテナからの受信信号をそれぞれ搬送波周波数帯の第１ローカル信号により第１中間周波数信号に変換する複数の受信用第１周波数変換回路と、
前記第１中間周波数信号をそれぞれ中間周波数帯の第２ローカル信号により第２中間周波数信号に変換する複数の受信用第２周波数変換回路と、
前記複数の受信用第２周波数変換回路に供給する第２ローカル信号の位相を個別に制御する第１可変移相回路と、
送信信号を中間周波数帯の第３ローカル信号を用いて第３中間周波数信号に変換する複数の送信用第１周波数変換回路と、
前記複数の送信用第１周波数変換回路に供給する第３ローカル信号の位相を個別に制御する第２可変移相回路と、
前記第３中間周波数信号を搬送波周波数帯の第４ローカル信号を用いて前記各素子アンテナに供給する搬送波周波数帯の信号に変換する複数の送信用第２周波数変換回路とを有し、
前記第１可変移相回路および第２可変移相回路は、
差動信号からなる原ローカル信号を入力とし、２個のキャパシタを対向する二辺に、２個の抵抗を他の対向する二辺にそれぞれ配置して構成され、かつそれぞれのキャパシタおよび抵抗の値が異なる２組のブリッジ回路と、
前記２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力することにより前記複数の第２ローカル信号または前記複数の第３ローカル信号をそれぞれ得る信号選択回路とをそれぞれ有する複数の移相量選択回路によりそれぞれ構成されることを特徴とするアクティブアレイアンテナシステム。 - 前記第１可変移相回路および第２可変移相回路は、前記第２ローカル信号の位相と前記第３ローカル信号の位相とが互いに複素共役となるように前記移相量制御信号が設定されることを特徴とする請求項１記載のアクティブアレイアンテナシステム。
- 前記可変移相回路は、受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動するように構成され、
さらに前記同期信号より所定時間遅れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高周波回路内に備えることを特徴とする請求項１記載のアクティブアレイアンテナシステム。 - 前記複数の素子アンテナとして複数の受信用素子アンテナおよび複数の送信用素子アンテナを有し、
前記高周波回路は、前記受信用素子アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、前記送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路を有し、
前記受信側高周波回路および送信側高周波回路内の前記可変移相回路は、互いに中心から対称の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量制御信号を共用することを特徴とする請求項１記載のアクティブアレイアンテナシステム。 - 前記周波数変換回路の入力周波数帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) と前記ローカル信号の周波数ＦLOがＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことを特徴とする請求項１記載のアクティブアレイアンテナシステム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13198298A JP4015750B2 (ja) | 1998-05-14 | 1998-05-14 | アクティブアレイアンテナシステム |
| US09/310,198 US6249249B1 (en) | 1998-05-14 | 1999-05-12 | Active array antenna system |
| DE69903091T DE69903091T2 (de) | 1998-05-14 | 1999-05-14 | Mehrfrequenzband-Antenne |
| EP99303787A EP0957532B1 (en) | 1998-05-14 | 1999-05-14 | Multiple frequency band antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13198298A JP4015750B2 (ja) | 1998-05-14 | 1998-05-14 | アクティブアレイアンテナシステム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11330841A JPH11330841A (ja) | 1999-11-30 |
| JP4015750B2 true JP4015750B2 (ja) | 2007-11-28 |
Family
ID=15070793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13198298A Expired - Lifetime JP4015750B2 (ja) | 1998-05-14 | 1998-05-14 | アクティブアレイアンテナシステム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6249249B1 (ja) |
| EP (1) | EP0957532B1 (ja) |
| JP (1) | JP4015750B2 (ja) |
| DE (1) | DE69903091T2 (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ATE208110T1 (de) * | 1997-09-22 | 2001-11-15 | Cit Alcatel | Verfahren und vorrichtung zur bestimmung eines taktfehlers in einem mehrträgerübertragungssystem |
| US6989797B2 (en) * | 1998-09-21 | 2006-01-24 | Ipr Licensing, Inc. | Adaptive antenna for use in wireless communication systems |
| JP2000341728A (ja) * | 1999-05-31 | 2000-12-08 | Fujitsu Ltd | 光クロスコネクト装置 |
| US6667715B1 (en) * | 1999-08-18 | 2003-12-23 | Hughes Electronics Corporation | Signal processing circuit for communicating with a modular mobile satellite terminal and method therefor |
| JP2001177864A (ja) * | 1999-12-15 | 2001-06-29 | Toshiba Corp | 無線通信システム、無線通信方法、および無線制御局 |
| JP3597101B2 (ja) * | 2000-02-21 | 2004-12-02 | 埼玉日本電気株式会社 | 受信回路及びアダプティブアレイアンテナシステム |
| US7123882B1 (en) * | 2000-03-03 | 2006-10-17 | Raytheon Company | Digital phased array architecture and associated method |
| US7312739B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-12-25 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US6775529B1 (en) | 2000-07-31 | 2004-08-10 | Marvell International Ltd. | Active resistive summer for a transformer hybrid |
| US7433665B1 (en) | 2000-07-31 | 2008-10-07 | Marvell International Ltd. | Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same |
| US7194037B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-03-20 | Marvell International Ltd. | Active replica transformer hybrid |
| USRE41831E1 (en) | 2000-05-23 | 2010-10-19 | Marvell International Ltd. | Class B driver |
| US7606547B1 (en) | 2000-07-31 | 2009-10-20 | Marvell International Ltd. | Active resistance summer for a transformer hybrid |
| KR20020041609A (ko) * | 2000-11-28 | 2002-06-03 | 김상기 | 무선통신 시스템에서 빔틸트 조절을 위한 위상 가변기 |
| JP3576099B2 (ja) * | 2000-12-22 | 2004-10-13 | 株式会社東芝 | スマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及びビーム形成回路 |
| EP1220475A3 (en) * | 2000-12-25 | 2003-11-19 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Mobile communication terminal apparatus with antenna array |
| JP4028178B2 (ja) * | 2001-02-09 | 2007-12-26 | 株式会社東芝 | 移動体用アンテナ装置 |
| WO2003039054A2 (en) * | 2001-11-02 | 2003-05-08 | At & T Corp. | Wireless lans and neighborhood capture |
| EP1318641A3 (en) * | 2001-12-10 | 2006-10-04 | Alps Electric Co., Ltd. | Carrier recovery with antenna diversity |
| US7079588B1 (en) * | 2001-12-21 | 2006-07-18 | Raytheon Company | Method and apparatus for processing signals in an array antenna system |
| US7212789B2 (en) * | 2002-12-30 | 2007-05-01 | Motorola, Inc. | Tunable duplexer |
| US7139546B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-11-21 | Ami Semiconductor, Inc. | Up-conversion of a down-converted baseband signal in a direct conversion architecture without the baseband signal passing through active elements |
| US7113760B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-09-26 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver for amplitude modulated signals using linear/log filtering |
| US7197091B1 (en) | 2003-05-06 | 2007-03-27 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver with direct current offset correction circuitry |
| US7006809B2 (en) * | 2003-05-06 | 2006-02-28 | Ami Semiconductor, Inc. | Adaptive diversity receiver architecture |
| US7729325B2 (en) * | 2005-04-05 | 2010-06-01 | Toshiba America Research, Inc. | Beamforming and distributed opportunistic scheduling in wireless networks |
| SG161294A1 (en) * | 2005-04-18 | 2010-05-27 | Agency Science Tech & Res | Time delay apparatus |
| US7312662B1 (en) | 2005-08-09 | 2007-12-25 | Marvell International Ltd. | Cascode gain boosting system and method for a transmitter |
| US7577892B1 (en) | 2005-08-25 | 2009-08-18 | Marvell International Ltd | High speed iterative decoder |
| US7342528B2 (en) * | 2006-06-15 | 2008-03-11 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Circuit and method for reducing electromagnetic interference |
| FR2904165B1 (fr) * | 2006-07-18 | 2008-11-28 | Excem Soc Par Actions Simplifiee | Procede et dispositif pour la reception radioelectrique utilisant une pluralite d'antennes |
| US8379698B2 (en) * | 2006-12-05 | 2013-02-19 | Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation | Wireless frequency-domain multi-channel communications |
| US7856215B2 (en) * | 2006-12-06 | 2010-12-21 | Broadcom Corp. | Method and system for using a multi-RF input receiver for diversity selection |
| US7352325B1 (en) * | 2007-01-02 | 2008-04-01 | International Business Machines Corporation | Phase shifting and combining architecture for phased arrays |
| JP5049305B2 (ja) * | 2008-03-10 | 2012-10-17 | アンリツ株式会社 | 周波数変換装置 |
| WO2010035922A1 (en) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | Kmw Inc. | Antenna for base station of mobile communication system |
| US7656214B1 (en) * | 2008-11-18 | 2010-02-02 | Faraday Technology Corp. | Spread-spectrum clock generator |
| JP4996644B2 (ja) * | 2009-03-30 | 2012-08-08 | アンリツ株式会社 | 周波数変換装置 |
| KR100963233B1 (ko) * | 2009-11-13 | 2010-06-10 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 주파수를 이용한 위상 배열 안테나의 빔 조향 시스템 |
| JP5689857B2 (ja) * | 2012-09-06 | 2015-03-25 | アンリツ株式会社 | マイクロ波信号発生器およびその自己注入同期方法 |
| US10033111B2 (en) * | 2013-07-12 | 2018-07-24 | Commscope Technologies Llc | Wideband twin beam antenna array |
| JP6223230B2 (ja) * | 2014-02-28 | 2017-11-01 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置及び目標検出方法 |
| WO2016013143A1 (ja) * | 2014-07-22 | 2016-01-28 | 日本電気株式会社 | 無線送信装置及び無線送信方法 |
| WO2016084975A1 (ja) * | 2014-11-28 | 2016-06-02 | 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 | アレイアンテナ装置 |
| US10256538B2 (en) * | 2015-08-25 | 2019-04-09 | The Boeing Company | Integrated true time delay for broad bandwidth time control systems and methods |
| US9973360B2 (en) * | 2015-12-18 | 2018-05-15 | Nxp Usa, Inc. | Method and apparatus for generating phase shift control signals |
| US10541477B2 (en) * | 2016-07-25 | 2020-01-21 | Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. | Combined omnidirectional and directional antennas |
| US11588240B2 (en) * | 2020-10-07 | 2023-02-21 | The Regents Of The University Of California | Millimeter-wave scalable PLL-coupled array for phased-array applications |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1063831B (it) * | 1975-06-23 | 1985-02-18 | Nippon Electric Co | Impianto ricevente a diversita spaziale |
| US4261056A (en) * | 1979-07-16 | 1981-04-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizing signal combiner |
| US4354276A (en) * | 1980-09-24 | 1982-10-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizing signal combiner |
| US4736455A (en) * | 1985-12-23 | 1988-04-05 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Interference cancellation system |
| CA1320535C (en) * | 1988-02-29 | 1993-07-20 | Kazuzi Watanabe | Interference cancellation circuit |
| JPH031712A (ja) | 1989-05-30 | 1991-01-08 | Clarion Co Ltd | 同相合成回路 |
| JPH03136404A (ja) | 1989-10-23 | 1991-06-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナ装置 |
| US5568158A (en) * | 1990-08-06 | 1996-10-22 | Gould; Harry J. | Electronic variable polarization antenna feed apparatus |
| JP3001712B2 (ja) | 1992-03-30 | 2000-01-24 | 株式会社東芝 | 複合計器 |
| JP2574596B2 (ja) | 1992-06-03 | 1997-01-22 | 松下電器産業株式会社 | 周波数変換装置 |
| JP2713128B2 (ja) * | 1993-12-28 | 1998-02-16 | 日本電気株式会社 | ダイバーシティ受信信号合成回路 |
| JP3212789B2 (ja) | 1993-12-29 | 2001-09-25 | 株式会社東芝 | ビーム走査アンテナ |
| JP3136404B2 (ja) | 1999-03-19 | 2001-02-19 | みのり産業有限会社 | 飼料製造機 |
-
1998
- 1998-05-14 JP JP13198298A patent/JP4015750B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-05-12 US US09/310,198 patent/US6249249B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-05-14 DE DE69903091T patent/DE69903091T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-05-14 EP EP99303787A patent/EP0957532B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0957532B1 (en) | 2002-09-25 |
| US6249249B1 (en) | 2001-06-19 |
| DE69903091T2 (de) | 2003-06-05 |
| JPH11330841A (ja) | 1999-11-30 |
| DE69903091D1 (de) | 2002-10-31 |
| EP0957532A3 (en) | 2000-01-05 |
| EP0957532A2 (en) | 1999-11-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050215 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061116 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061121 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070119 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070410 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070611 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070914 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100921 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100921 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110921 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110921 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120921 Year of fee payment: 5 |