JPH11330841A - アクティブアレイアンテナシステム - Google Patents

アクティブアレイアンテナシステム

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JPH11330841A
JPH11330841A JP10131982A JP13198298A JPH11330841A JP H11330841 A JPH11330841 A JP H11330841A JP 10131982 A JP10131982 A JP 10131982A JP 13198298 A JP13198298 A JP 13198298A JP H11330841 A JPH11330841 A JP H11330841A
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章二 大高
Hiroki Shiyouki
裕樹 庄木
Yasushi Murakami
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】ビーム走査のための可変移相回路を安価に構成
でき、もってシステム全体を低価格で実現可能なアクテ
ィブアレイアンテナシステムを提供する。 【解決手段】複数の素子アンテナ１０１と各素子アンテ
ナ１０１に接続される高周波回路とからなるアクティブ
アレイアンテナシステムにおいて、高周波回路は各素子
アンテナ１０１にそれぞれ対応して設けられ、搬送波周
波数ローカル信号発生回路１０５からのローカル信号を
用いて搬送波周波数と第１中間周波数との間の周波数変
換を行う複数の第１周波数変換回路１０４と、各素子ア
ンテナ１０１にそれぞれ対応して設けられ、中間周波数
ローカル信号を用いて第１中間周波数と第２中間周波数
との間の周波数変換を行う複数の第２周波数変換回路１
１０と、第２周波数変換回路１１０に供給する中間周波
数ローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路１
１３をそれぞれ有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信に用いら
れる複数の素子アンテナと高周波回路からなるアクティ
ブアレイアンテナシステムに係り、特に高周波回路内の
周波数変換回路に供給するローカル信号の位相を制御す
るための可変移相回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】アクティブアレイアンテナシステムは、
一般に複数の素子アンテナとこれに接続される高周波回
路により構成され、指向性ビームの走査を行ったり、任
意の指向性ビームを実現したりする目的で、各素子アン
テナの受信ＲＦ信号または送信ＲＦ信号に適当な位相
差、あるいは位相差と利得差を与える機能を有するアン
テナシステムである。
【０００３】従来のアクティブアレイアンテナシステム
のビーム走査方式として、特開平７−２０２５４８号
（以下、これに記載された技術を従来技術という）に
は、複数の素子アンテナのそれぞれに対応する周波数変
換回路に供給する搬送波周波数帯のローカル信号に対し
て、所定の位相差を与える可変移相回路を設けることが
提案されている。これによると、搬送波のＳ／Ｎは一般
に受信信号に比べて大きいため、ＲＦ信号の信号ライン
に可変移相回路を設ける場合に比較して、可変移相回路
によるＳ／Ｎの劣化がＲＦ信号に与える影響が小さくな
る、複数の可変移相器を一ヶ所に集中的に配置でき、制
御系の構成を簡単にできる、などの利点が得られるとさ
れている。
【０００４】しかし、この従来技術ではマイクロ波やミ
リ波などの高い搬送波周波数を用いる無線通信システム
に適用する場合、搬送周波数帯のローカル信号のための
可変移相回路は非常に高価な回路となってしまい、アク
ティブアレイアンテナシステム全体としても比較的高価
になる。
【０００５】また、この従来技術では搬送波周波数は固
定されているとしており、ＦＤＭＡシステムやマルチキ
ャリアＴＤＭＡシステムなど、単一のアクティブアレイ
アンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信あるいは
受信に使用したい場合には、給電系の構成が簡単になる
という利点が損なわれる。
【０００６】さらに、この従来技術では搬送波周波数帯
のローカル信号のための可変移相回路としてフィルタあ
るいは遅延素子（遅延線路など）を挙げているが、フィ
ルタあるいは遅延素子に移相量可変機能を設けると一般
に高価なものになったり、移相量の可変範囲が限定さ
れ、結果としてビーム走査の自由度が小さくなってしま
う。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来技
術のアクティブアレイアンテナシステムでは、ビーム走
査のために搬送周波数帯のローカル信号の位相を可変位
相回路で制御する構成となっているため、高い搬送波周
波数を用いる無線通信システムに適用すると可変移相回
路が非常に高価となり、アクティブアレイアンテナシス
テムの価格を押し上げてしまうという問題点があり、ま
た搬送波周波数が固定されているため、単一のアクティ
ブアレイアンテナシステムで複数の搬送波周波数を送信
あるいは受信に使用することが難しく、さらに可変移相
回路としてフィルタあるいは遅延素子を用いているた
め、移相量の可変範囲が限定され、結果としてビーム走
査の自由度が小さくなってしまうという問題点があっ
た。
【０００８】本発明の主な目的は、このような従来技術
の問題点を解決し、ビーム走査のための可変移相回路を
安価に構成でき、もってシステム全体を低価格で実現可
能なアクティブアレイアンテナシステムを提供すること
にある。
【０００９】本発明の他の目的は、給電系を複雑にする
ことなく複数の搬送波周波数を使用した通信に対応可能
として、ＦＤＭＡシステムやマルチキャリアＴＤＭＡシ
ステムなどを実現する上で有利なアクティブアレイアン
テナシステムを提供することにある。
【００１０】本発明のさらに別の目的は、移相量の可変
範囲が広くビーム走査の自由度を高めることができるア
クティブアレイアンテナシステムを提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
続される高周波回路を備えるアクティブアレイアンテナ
システムにおいて、高周波回路に、各素子アンテナにそ
れぞれ対応して設けられ、中間周波数帯のローカル信号
を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、こ
れらの周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカ
ル信号の位相を個別に制御する可変移相回路とを有す
る。
【００１２】より具体的には、周波数変換回路として、
例えば搬送波周波数帯のローカル信号を用いて搬送波周
波数と第１中間周波数との間の周波数変換を行う複数の
第１周波数変換回路と、中間周波数帯のローカル信号を
用いて第１中間周波数と第２中間周波数との間の周波数
変換を行う複数の第２周波数変換回路の二種類の周波数
変換回路を有する。そして、可変移相回路は複数の第２
周波数変換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号
の位相を個別に制御するために使用される。これにより
可変移相回路で扱う周波数が低くなるので、可変移相回
路を安価に実現できる。
【００１３】また、第１周波数変換回路に供給する搬送
波周波数帯のローカル信号の周波数を可変としてもよ
く、このようにすることにより簡単な給電系の構成で複
数の搬送波周波数を使用した通信に対応することが可能
となる。
【００１４】本発明に係る他のアクティブアレイアンテ
ナシステムでは、高周波回路は各素子アンテナにそれぞ
れ対応して設けられ、ローカル信号を用いて周波数変換
を行う複数の周波数変換回路と、これら複数の周波数変
換回路に供給するローカル信号の位相を個別に制御する
可変移相回路とを有し、可変移相回路は各素子アンテナ
にそれぞれ対応して設けられ複数の直交変調器を含んで
構成され、これらの直交変調器はそれぞれローカル信号
と移相量制御信号を入力とする。このような直交変調器
を用いた可変位相回路は、安価に構成できるばかりでな
く、移相量の制御精度が高いため、アクティブアレイア
ンテナにおける高精度のビーム制御を可能とすることが
できる。
【００１５】この場合、可変移相回路は複数の直交変調
器の移相量制御信号入力側にローパスフィルタをそれぞ
れ有してもよく、また複数の直交変調器の移相量制御信
号入力側に、Ｄ／Ａコンバータをそれぞれ有し、かつこ
れらのＤ／Ａコンバータに共通の基準電圧発生回路から
同一の基準電圧を供給するようにしてもよい。
【００１６】可変移相回路は、差動信号からなるローカ
ル信号を入力とし、２個のキャパシタを対向する二辺
に、２個の抵抗を他の対向する二辺にそれぞれ配置して
構成され、かつそれぞれのキャパシタおよび抵抗の値が
異なる２組のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回
路の一方の出力を移相量制御信号に従って選択的に出力
する信号選択回路とからなる移相量選択回路を複数個用
いて構成してもよいし、ローカル信号を入力として移相
量制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を
複数個用いて構成してもよい。
【００１７】また、可変移相回路に入力するローカル信
号の周波数を可変としてもよく、これによりチャネル選
択を行うようにすれば、周波数可変の搬送波周波数帯の
ローカル信号を発生するシンセサイザの負担が軽減さ
れ、ＳＮＲやＣＮＲなどの信号特性が向上する。
【００１８】高周波回路は、各素子アンテナにそれぞれ
対応して設けられた利得可変回路を有してもよく、これ
により信号の振幅制御をローカル信号の位相制御に加え
て行うことで、アクティブアレイアンテナシステムの指
向性パターンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの
向上が図られる。
【００１９】また、高周波回路は、可変移相回路により
位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路
と素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブ
アレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分
岐手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナ
システム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手
段をさらに有していてもよい。このような分岐手段また
は合成手段あるいはその両方を備えることにより、例え
ば搬送波帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周
波数との間の周波数変換を行う周波数変換回路およびそ
の前後の回路を複数のアクティブアレイアンテナで共用
して、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成する
ことが可能となる。
【００２０】高周波回路としては、素子アンテナからの
受信信号を入力する送信側高周波回路と、素子アンテナ
への送信信号を出力する受信側高周波回路の両方を有し
てもよい。その場合、送信側高周波回路および受信側高
周波回路の可変移相回路は、それぞれ出力するローカル
信号の位相が互いに複素共役となるように移相量が制御
される。
【００２１】また、可変移相回路を受信信号または送信
信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受
信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信
信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい
時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動す
るように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅
れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデ
マルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異
なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいは
それらの無線機への送信が可能となる。
【００２２】さらに送受信機能を持つアクティブアレイ
アンテナシステムにおいて、素子アンテナを送受共用と
してもよいが、受信用素子アンテナおよび送信用素子ア
ンテナを別々に備えてもよい。その場合、受信用素子ア
ンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路と、
送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側高周
波回路内の可変移相回路において、互いに中心から対称
の位置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナ
に対応する移相量制御信号を共用して、制御回路の構成
を簡単にすることができる。
【００２３】さらに、周波数変換回路、特に中間周波数
帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う周波数変換
回路（第２周波数変換回路）について、その入力周波数
帯域Ｆin(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数Ｆ
LOが、ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての
整数ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、ま
たはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たす
ことによって、ローカル信号の位相制御のために安価で
精度の高い比較的低い可変移相回路を用いることがで
き、高精度のアクティブアレイアンテナシステムを容易
に実現できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１に、本発明の第１の実施形態に
係るアクティブアレイアンテナシステムの構成を示す。
本実施形態のアクティブアレイアンテナシステムは受信
用アンテナシステムとして構成されているが、本発明は
後述するように送信用アンテナシステムとして構成する
ことも可能である。同図において、アレイアンテナシス
テムを構成する素子アンテナ１０１は、それぞれ単一の
アンテナ素子またはサブアレイと呼ばれるアレイ素子で
あり、所定形状、例えば直線上に複数個（この例では４
個）配列されている。これらの素子アンテナ１０１に
は、以下に述べる高周波回路が接続されている。
【００２５】各素子アンテナ１０１からの受信ＲＦ信号
は、それぞれＲＦフィルタ１０２で帯域外の雑音成分が
除去され、さらに低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０３により
増幅された後、第１周波数変換回路１０４によって搬送
波周波数から第１中間周波数への周波数変換が行われ
る。第１周波数変換回路１０４には、搬送波周波数ロー
カル信号発生回路１０５から分配器１０６を介して搬送
波周波数帯域のローカル信号（以下、搬送波周波数ロー
カル信号という）がそれぞれ入力されている。
【００２６】ここで、搬送波周波数ローカル信号発生回
路１０５を例えばシンセサイザにより構成して搬送波ロ
ーカル信号の周波数を可変とすれば、通信システム帯域
内で複数の周波数チャネルに切り替えをする必要がある
場合でも、第１中間周波数を固定とすることができる。
第１中間周波数を固定とする場合、バンドパスフィルタ
１０７で所望チャネル外の雑音成分を除去し、増幅器１
０８で第１中間周波数信号のみを増幅するようにする。
【００２７】また、直交ビーム同時形成時に素子アンテ
ナ１０１から増幅器１０８までの高周波回路を複数の中
間周波数回路に対して共用する場合には、カプラ１０９
のような分岐器を設けて増幅器１０８の出力信号を他の
中間周波数回路へ分岐させるようにすればよい。カプラ
１０９は、電力分配器などの信号分岐機能を持つ他の回
路素子に置き換えることもできる。
【００２８】カプラ１０９を経て取り出された第１中間
周波数信号は、第２中間周波数回路１１０に入力され、
第２周波数変換回路１１０によって第１中間周波数から
第２中間周波数への周波数変換が行われる。第２周波数
変換回路１１０には、中間周波数ローカル信号発生回路
１１１から分配器１１２および可変移相回路１１３を介
して中間周波数帯域のローカル信号（以下、中間周波数
ローカル信号という）がそれぞれ入力されている。可変
移相回路１１３は、分配器１１２により分配された中間
周波数ローカル信号に対し所定の移相量を与えて出力す
る回路であり、その具体的な構成については後に詳しく
説明する。第２周波数変換回路１１０から出力される第
２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ１１１により
所定の周波数成分のみが取り出される。
【００２９】簡単のため、第１中間周波数信号をＡcos
(ωI ｔ＋θ）なる正弦波とし、所望の移相量φが与え
られた中間周波数ローカル信号をＢcos(ωLOｔ＋φ）な
る正弦波とすると、第２周波数変換回路１１０の出力
は、 ＡＢcos(ωI ｔ＋θ）cos(ωLOｔ＋φ） ＝（ＡＢ／２）×｛cos(（ωI −ωLO）ｔ＋θ−φ） ＋cos(（ωI ＋ωLO）ｔ＋θ＋φ)} （１） となる。但し、第２周波数変換回路１１０は理想的な乗
算特性を持つものとしている。（１）式の右辺の２つの
項は異なる周波数を持つため、バンドパスフィルタ１１
４で第１項のみを取り出せば、位相を元の位相から−φ
だけずらせた第２中間周波数信号を得ることができる。
【００３０】このようにして各素子アンテナ１０１に対
応してそれぞれ得られた第２中間周波数信号は、ＲＳＳ
Ｉ回路１１５によりレベル測定されると共に、加算器１
１６により加算された後、受信回路１１７で復調・検波
される。そして、ＲＳＳＩ回路１１５からのレベル測定
結果と受信回路１１７からの復調・検波出力は制御回路
１１８に入力され、この制御回路１１８により可変移相
回路１１３の移相量が制御されると共に、受信信号が取
り出される。
【００３１】図２に、可変移相回路１１３の具体的な構
成例を示す。この可変移相回路１１３は、デマルチプレ
クサ（ＤＥＭＵＸ）１２１と、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡ
Ｃ）１２２と、Ｄ／Ａコンバータ１２２に供給する基準
電圧を発生する共通の基準電圧発生回路１２３と、ロー
パスフィルタ１２４、および直交変調器１２５からな
り、直交変調器１２５の使用により移相量を３６０°の
範囲で変化させることができるように構成されている。
【００３２】直交変調器１２５はローカル信号入力とＩ
チャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号入力を有
し、素子アンテナ１０１の個数Ｎ（第２周波数変換回路
１１０の個数も同じ）と同じ数だけ設けられている。Ｄ
／Ａコンバータ１２２およびローパスフィルタ１２４は
２Ｎ個設けられ、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量
制御信号を直交変調器１２５の移相量制御信号入力に供
給する。直交変調器１２５では、中間周波数ローカル信
号発生回路１１１から分配器１１２を介して入力される
搬送波周波数ローカル信号の位相がＩチャネルおよびＱ
チャネルの移相量制御信号に従ってシフトされ、第２周
波数変換回路１１０のローカル信号入力に供給される。
【００３３】一方、制御回路１１８は図３に示されるよ
うに構成される。すなわち、受信回路１１７からの復調
・検波後の信号は受信信号整形回路１３１で必要に応じ
て復号化・プリアンブルの除去等が行われ、受信信号が
生成される。生成された受信信号は，図示しない次段の
回路へ送出されると共に、可変移相回路１１３での移相
量を演算するための演算部１３３に入力される。また、
復調・検波後の信号のうち参照信号を生成するための部
分は、参照信号再生部１３２に送られて参照信号が再生
され、この参照信号は受信信号との比較のために演算部
１３３に入力される。
【００３４】演算部１３３では、例えばＬＭＳアルゴリ
ズムのような方法により移相量が計算される。受信信号
整形回路１３１、参照信号生成部１３２および演算部１
３３は、ＣＰＵ１３４によって制御される。
【００３５】次に、直交変調器１２５について図４を用
いてさらに詳しく説明する。直交変調器１２５は、９０
°移相器１４１と二つの乗算器１４２，１４３および加
算器１４４からなり、ＩチャネルおよびＱチャネルの移
相量制御信号と、互いに直交した二つのローカル信号を
それぞれ乗算し、各々の出力結果を加減算することによ
り、移相量制御信号に従って移相量が制御された中間周
波数ローカル信号を出力する。例えば、Ｉチャネルおよ
びＱチャネルの移相量制御信号としてそれぞれ信号Ｉを
入力した場合、直交変調器１２５の出力は、cos(ωｃ
ｔ）＋sin(ωｃｔ）＝sin(ωｃｔ＋π／４）となる。こ
の操作を図５に示す。
【００３６】一般に、直交変調器のＩチャネルおよびＱ
チャネルの入力信号振幅をそれぞれＩ，Ｑとすると、位
相φはarctan（Ｑ／Ｉ）となる。図５では、φ＝π／４
の場合の例を示している。従って、直交変調器１２５の
ＩチャネルとＱチャネル入力として適当な移相量制御信
号を入力することで、位相φは−１８０°〜１８０°の
範囲で変化し、３６０°可変移相器が実現されることに
なる。このような直交変調器の特徴は、直交した二つの
ローカル信号を用いることにより、ＩチャネルとＱチャ
ネルの入力信号の精度により出力信号の位相精度が決定
されることである。従って、図２に示したようにＩチャ
ネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を高精度のＤ／
Ａコンバータ１２２により発生させることによって、高
精度の位相シフトが可能となる。
【００３７】次に、本実施形態のアクティブアレイアン
テナシステムの動作を詳しく説明する。まず、動作開始
に当たって、制御回路１１８内の演算部１３３におい
て、可変移相回路１１３に与えるべき移相量の初期値が
生成される。この初期値は、単純に全く同じ重みにする
ことも考えられるし、予め指定された方向に指向性ビー
ムを向けるための重みにすることも考えられる。演算部
１３３からは、この移相量を示すＭビットのディジタル
信号からなる移相量制御信号と、移相量制御対象の第２
周波数変換回路１１０を指定するアドレス信号が出力さ
れ、図２のデマルチプレクサ１２１に供給される。
【００３８】デマルチプレクサ１２１では、Ｍビットの
移相量制御信号をアドレス信号に従ってＤ／Ａコンバー
タ１２２に順次出力する。これらのＤ／Ａコンバータ１
２２により移相量制御信号がアナログ信号に変換され、
さらに必要に応じてローパスフィルタ１２４でスプリア
スが除去された後、直交変調器１２５の一方の入力に制
御信号として与えられる。直交変調器１２５の他方の入
力には、中間周波数ローカル信号発生器１１１から出力
された後に分配器１１２で分配された中間周波数ローカ
ル信号が与えられている。これにより直交変調器１２５
からは、所望の移相量を持った中間周波数ローカル信号
が出力される。この中間周波数ローカル信号は、第２周
波数変換回路１１０のローカル信号入力に与えられる。
【００３９】なお、可変移相回路１１３の一部として中
間周波数ローカル周波数信号と移相量制御信号を入力と
する直交変調器１２５を用いる場合の移相量と移相量制
御信号Ｉｋ，Ｑｋ（ｋは１からＮまでの整数、Ｎは素子
アンテナ１０１の数）との関係については後述する。
【００４０】また、直交したローカル信号の生成系は図
示していないが、フリップフロップによる分周器を用い
るか、ＣＲ−ＲＣブリッジを用いて直交した二つのロー
カル信号を生成することができ、その位相誤差は一般に
３°以下である。これらの技術を採用することで、３°
程度の位相誤差の３６０°移相器は直交変調器１２５を
用いることにより容易に実現できる。
【００４１】以下に、このように構成された本実施形態
によるアクティブアレイアンテナシステムの効果を列挙
する。
【００４２】（１）一般に、中間周波数は搬送波周波数
に比べて低い周波数に定められるため、中間周波数ロー
カル信号のための可変移相回路１１３は、先に述べた従
来記述によるアクティブアレイアンテナシステムで用い
られている搬送波周波数ローカル信号のための可変移相
回路に比べ、安価かつ高精度に実現できるので、高精度
のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現する
ことが可能となる。
【００４３】（２）搬送波周波数から中間周波数への周
波数変換を行う第１周波数変換回路１０４に対し、周波
数が可変の搬送波周波数ローカル信号を入力するための
搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５を備えること
により、通信システム帯域内で複数の周波数チャネルに
切り替えを行う必要がある場合でも、次に続く第２周波
数変換回路１１０へ入力する中間周波数を固定とするこ
とができる。
【００４４】従って、第２周波数変換回路１１０のロー
カル信号入力へ与えられるローカル信号の周波数も固定
とすることができるので、可変移相回路１１３は従来技
術のアクティブアレイアンテナシステムで用いられる搬
送波周波数ローカル信号用の移相回路のように、入力の
ローカル信号の周波数範囲を広くする必要がなく、ロー
カル信号に関する動作周波数の比帯域は非常に狭いもの
でよくなるため、低価格化が可能となり、その結果アク
ティブアレイアンテナシステムのさらなる低価格化を図
ることができる。
【００４５】（３）本実施形態では、可変移相回路１１
３に直交変調器１２５を用いることにより、搬送波周波
数ローカル信号の位相を移相量制御信号に従ってほぼ連
続的に３６０°変化させることができることに加え、移
相量制御が容易で、かつ移相量の精度が高いという利点
を有しているため、アクティブアレイアンテナシステム
の高精度化に有利である。
【００４６】（４）アクティブアレイアンテナシステム
は通信中にもビームを可変させる応用が考えられるが、
これには図２に示したようにＩチャネルおよびＱチャネ
ルの移相量制御信号をＤ／Ａコンバータ１２２により発
生させるようにすると都合がよい。これは、Ｄ／Ａコン
バータ１２２に入力されるディジタル信号に応じてＩチ
ャネルおよびＱチャネルの移相量制御信号を変化させる
ことができるためであり、結果として通信中においても
アンテナビームを任意に変化させることが可能になる。
この場合、ＩチャネルおよびＱチャネルの移相量制御信
号は可変とされるため、低周波成分を含む信号となる。
【００４７】（５）Ｄ／Ａコンバータ１２２の出力に
は、周知のように動作クロック周波数（ｆck）の２以上
の整数倍の周波数に折り返し歪みが発生するため、所望
の信号以外の折り返し歪みを除去する必要がある。Ｄ／
Ａコンバータ１２２の出力に折り返し歪みが存在してい
ると、それが直交変調器１２５により周波数変換され、
スプリアスを発生させてしまうためである。
【００４８】本実施形態では、図２および図４に示した
ようにＤ／Ａコンバータ１２２と直交変調器１２５との
間に、動作クロック周波数ｆckの半分の周波数ｆck／２
で十分な減衰特性を持たせたローパスフィルタ１２４を
挿入することにより、この折り返し歪みを除去すること
ができる。図６に、Ｄ／Ａコンバータ１２２で発生する
折り返し歪みと、これを除去するのに必要なローパスフ
ィルタ１２４の周波数特性の関係を示す。
【００４９】（６）ローパスフィルタ１２４は、上述し
たＤ／Ａコンバータ１２２で発生する折り返し歪みの除
去のみならず、本発明のアクティブアレイアンテナシス
テムをＴＤＭＡ（時分割多元接続）システムに適用する
場合の送信時に発生するスプリアスの除去にも有効であ
る。
【００５０】すなわち、図７に示すように、ＴＤＭＡシ
ステムでは時分割のタイムスロットＴ１，Ｔ２，…によ
って送信が行われ、各タイムスロットの間のガードタイ
ム区間で、ローカル信号の位相を変化させることが要求
される。ここで、図７中の実線のようにローカル信号の
位相が急激に変化すると、送信時にスプリアスが発生
し、電波環境を悪化させてしまう。
【００５１】これに対し、本実施形態のようにＤ／Ａコ
ンバータ１２２と直交変調器１２５との間にローパスフ
ィルタ１２４を挿入すると、ローパスフィルタ１２４の
時定数によりローカル信号の位相は図７の破線で示すよ
うにガード区間で徐々に変化し、急激な位相変化が生じ
なくなるので、送信時のスプリアスの発生を低減でき
る。なお、図４においてはローパスフィルタ１２４の入
出力間に接続されたスイッチ１４５が示されているが、
これは対象とする無線システムの仕様により上記したス
プリアスが問題にならない場合に、ローパスフィルタ１
２４の入出力を短絡してローパスフィルタ１２４による
誤差を回避するために設けられている。
【００５２】（７）本実施形態における可変移相回路１
１３には、各素子アンテナ１０１に対応して図２に示し
たようにＤ／Ａコンバータ１２２〜ローパスフィルタ１
２４〜直交変調器１２５からなる移相量制御パスが複数
個存在する。アクティブアレイアンテナシステムを精度
よく製造し、かつ調整作業を容易にするためには、これ
ら複数の移相量制御パスの特性は同じであることが望ま
しい。特性を揃えるには、これらのパスに同じ回路構成
を用いることが好ましく、特に精度を決定する主な要因
であるＤ／Ａコンバータ１２２に対しては、正確に同じ
特性が得られるような工夫が必要である。
【００５３】本実施形態によれば、図２に示したように
Ｄ／Ａコンバータ１２２において使用される基準電圧
（例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２２に含まれる局部Ａ／
Ｄコンバータの出力電圧との比較に用いられる）を共通
の基準電圧発生回路１２３から供給する構成としたこと
により、Ｄ／Ａコンバータ１２２単体のばらつき以外で
発生する特性ばらつきを小さくすることができ、上述の
要求に応えることができる。
【００５４】本実施形態については、次のように種々変
形することが可能である。例えば、本実施形態において
は、第２周波数変換回路１１０に与える中間周波数ロー
カル信号の位相を各素子アンテナ１０１に対応した高周
波回路毎に変化させる可変移相回路１１３を中間周波数
ローカル信号と移相制御信号を入力とする直交変換器１
２５により構成したが、直交変調器１２５あるいは直交
変調器１２５に中間周波数ローカル信号発生回路１１１
やローカル信号分配器１１２を加えた部分を位相制御が
可能なダイレクトディジタルシンセサイザや、その一部
に置き換えるようにすることも可能である。
【００５５】また、第２周波数変換回路１１０の出力レ
ベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて
変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１
１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付
加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した
指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアン
テナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相
回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば直
交変調器１２５と第２周波数変換回路１１０との間に可
変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８により
制御する構成とすればよい。
【００５６】また、中間周波数ローカル信号発生回路１
１１としては単なる発振器を用いてもよいが、出力周波
数を変化できるシンセサイザを用いることにより、第２
周波数変換回路１１０に供給する中間周波数ローカル信
号の周波数を変更することも可能である。
【００５７】一般に、搬送波周波数から第１中間周波数
への変換に用いる搬送波周波数ローカル信号発生回路１
０５としてシンセサイザを用いた場合、シンセサイザの
可変周波数間隔を狭くすると、ＳＮＲ、ＣＮＲなどの信
号特性が劣化する。これを避けるため、例えば搬送波周
波数ローカル信号発生回路１０５として用いるシンセサ
イザの可変周波数間隔を比較的広くとるか、または出力
周波数を固定とし、対象とする無線機システムの周波数
帯域全体、あるいはその一部を第１周波数変換回路１０
４あるいはその後段のバンドパスフィルタ１０７以降に
入力し、実際のチャネル選択は第２周波数変換回路１１
０に与える中間周波数ローカル信号の周波数を変更する
ことによって行うことが考えられる。
【００５８】特に、アクティブアレイアンテナシステム
のビーム幅を狭くでき、他の無線機（アクティブアレイ
アンテナシステムを用いていてもよいが、他のアンテナ
システムを用いていてもよい）が干渉の原因となる可能
性が低くなる場合には、本実施形態の構成をとることに
より、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５として
用いるシンセサイザを安価に実現でき、アクティブアレ
イアンテナシステム全体も安価に構成できるという効果
が生じる。
【００５９】また、本実施形態では第２周波数変換回路
１１０に与える中間周波数ローカル信号の位相を各素子
アンテナ１０１に接続された高周波回路毎に変化させる
可変移相回路１１３を設けたが、搬送波周波数と第１中
間周波数との周波数変換を行う周波数変換回路に与える
搬送波周波数ローカル信号の位相を各素子アンテナに接
続された高周波回路毎に変化させる搬送波周波数ローカ
ル信号用の可変移相回路を設けてよい。
【００６０】その場合、図２と同様に搬送波周波数ロー
カル信号用の可変移相回路を搬送波周波数ローカル信号
と移相量制御信号を入力とする直交変換器により構成す
ることにより、中間周波数ローカル信号用の可変移相回
路１１３を図２に示したように直交変調器を用いた場合
と同様の効果を得ることができる。
【００６１】なお、第２周波数変換回路１１０の出力レ
ベルが入力する中間周波数ローカル信号レベルに応じて
変化する場合には、この性質を利用して可変移相回路１
１３の出力レベルを制御する機能を制御回路１１８に付
加することにより、妨害波の到来方向にヌルを形成した
指向性パターンを形成するなど、アクティブアレイアン
テナシステムの機能向上を図ることもできる。可変移相
回路１１３の出力レベルを制御するためには、例えば可
変位相回路１１３と第２周波数変換回路１１０との間に
可変利得増幅器を設け、その利得を制御回路１１８によ
り制御する構成とすればよい。
【００６２】次に、本発明の他の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態において第１の実施形態の説明で
使用した図中と同一の構成要素については、同一符号を
付して詳細な説明を省略する。
【００６３】（第２の実施形態）図８に、本発明の第２
の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの
要部の構成を示す。本実施形態は、ＴＤＤ（時分割双方
向伝送）システムにおいて可変移相回路１１３を送受で
共用する場合の構成を示している。図８では、直交変調
器１２５により位相推移された出力がスイッチ１６２を
介して送信側高周波回路内の第２周波数変換回路１１
０、または受信側高周波回路内の第２周波数変換回路２
１０に選択的に供給されるという構成となっている。
【００６４】また、中間周波数ローカル信号の位相が送
信側高周波回路と受信側高周波回路で複素共役になるよ
うに可変移相回路１１３の移相量を設定すればよいの
で、図８においてはスイッチ１６２と連動するスイッチ
１６１により、例えば送信時における直交変調器１２５
のＱチャネル制御信号入力の値がＶQ である場合には、
受信時におけるＱチャネル制御信号入力の値は−ＶQ と
なるように制御が行われる。スイッチ１６１，１６２に
ついては、同様の機能を持つ制御回路あるいはソフトウ
ェアによって実現することも可能である。
【００６５】さらに、図８ではスイッチ１６２と周波数
変換回路１１０，２１０との間に、フィルタ１６３，１
６４がそれぞれ挿入されている。これらのフィルタ１６
３，１６４は可変移相回路の高調波スプリアスを除去す
るものであるが、必ずしも必要なものではない。
【００６６】このように本実施形態では、可変移相回路
１１３を送受共用とすることによって、アクティブアレ
イアンテナシステム全体で必要な可変移相回路１１３の
必要個数を半分にすることができ、また移相量制御回路
系も簡略化することができるので、送受信機能を持つア
クティブアレイアンテナシステムの低価格化、小型化が
可能となる。
【００６７】ＴＤＤシステムでは送信と受信が異なるタ
イムスロットで行われるため、たとえ送受信周波数が異
なったとしても、可変移相回路１１３を共用することが
可能となる。但し、その場合には可変移相回路１１３は
送受信の周波数範囲で正常に動作することが要求され
る。この場合、可変移相回路１１３の構成要素のうち、
直交変調器１２５内の９０°移相器１４１の動作周波数
範囲が問題となるが、一般に９０°移相器１４１は１オ
クターブの範囲で高精度に動作するため、普通のシステ
ムでは問題がない。
【００６８】（第３の実施形態）次に、図９および図１
０を用いて本発明の第３の実施形態に係るアクティブア
レイアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３
の構成を説明する。
【００６９】可変移相回路１１３は中間周波数ローカル
信号を移相させるものであるため、一般にレベルが低く
位相や振幅に情報を乗せている受信ＲＦ信号や、従来の
アクティブアレイアンテナシステムのように搬送波周波
数ローカル信号を移相させる可変移相回路に比べ、雑音
や歪みの条件が緩和される。そのため、この可変移相回
路１１３に利用できる移相器としては図２に示した直交
変調器を用いた構成に限られず広い範囲の移相器を使用
でき、安価なシリコン集積回路により構成されるｎビッ
トディジタル制御移相器（ｎは任意の自然数）を用いる
ことによっても可変移相回路１１３を実現できる。
【００７０】図９は、可変移相回路１１３のうち一つの
素子アンテナ１０１に対応する部分を示している。この
回路は４ビットのディジタル制御移相器を構成してお
り、ディジタル制御により移相量を２段階に選択可能な
０−π移相量選択回路１７１、０−π／２移相量選択回
路１７２、０−π／４移相量選択回路１７３および０−
π／８移相量選択回路１７４が縦続接続された構成とな
っている。
【００７１】移相量選択回路１７１〜１７４での移相量
は、例えば図１の制御回路１１８から供給される移相量
制御信号によって制御される。このような構成により、
中間周波数ローカル信号の位相をπ／８刻みで０〜１５
π／８の範囲で１６段階に変化させることができる。可
変移相回路１１３としては、実際には図９の４ビットデ
ィジタル制御移相器を素子アンテナ１０１の数Ｎだけ必
要となる。
【００７２】なお、５ビットあるいは６ビットといった
さらに多段階に移相量を可変できるディジタル制御移相
器が必要な場合には、図９にさらに０−π／１６移相量
選択回路や、０−π／３２移相量選択回路を追加すれば
よい。
【００７３】図１０は、同様にディジタル制御移相器を
用いて構成した可変移相回路１１３の別の例である。可
変移相回路１１３を構成するために、図９に示したよう
な構成のディジタル制御移相器を各素子アンテナ１０１
毎に設けると、ビームパターンの自由度は高くなるが、
移相量選択回路１７１〜１７４の総数が増え、移相量選
択回路１７１〜１７４に含まれる信号選択回路（後述）
内の増幅回路での消費電力が大きくなる。これに対し、
図１０に示すように０−π／２移相量選択回路１７５−
１，１７５−２および０−π／４移相量選択回路１７６
−１〜１７６−４をツリー構造に接続して可変移相回路
１１３を構成すると、ビームパターンの自由度は小さく
なるが、必要な移相量選択回路の数が少なくなるので、
それだけ低消費電力が図られる。図１０における移相量
選択回路１７５−１，１７５−２および１７６−１〜１
７６−４の移相量は、例えば図１の制御回路１１８から
供給される移相量制御信号によって制御される。
【００７４】図１１に、図９および図１０のディジタル
制御移相器で使用される移相量選択回路の構成例を示
す。中間周波数ローカル信号発生回路１１１からのロー
カル信号は差動信号であり、２組のブリッジ回路１８
１，１８２に入力される。ブリッジ回路１８１は２個の
抵抗Ｒ１と２個のキャパシタＣ１を互いに対向する辺に
配置して構成され、ブリッジ回路１８２も同様に、２個
の抵抗Ｒ２と２個のキャパシタＣ２を互いに対向する辺
に配置して構成される。例えば特願平９−３９４９号で
述べられているように、ブリッジ回路１８１，１８２の
入出力の位相差（移相量）が９０゜（π／２ラジアン）
になる周波数は、ブリッジ回路を構成する抵抗の抵抗値
とキャパシタの容量値の積によって決まる。
【００７５】今、所望の信号周波数において、ブリッジ
回路１８１の移相量はπ／２−π／８、ブリッジ回路１
８２の移相量はπ／２＋π／８となるようにＲ１，Ｒ２
およびＣ１，Ｃ２の値を選ぶと、信号選択回路１８３に
よって移相量が４５゜（π／４）切り替えられるので、
０−π／４移相量選択回路とみなすことができる。０−
π／８移相量選択回路や０−π／２移相量選択回路も同
様の構成で実現可能であるが、０−π移相量選択回路に
ついてはＲ１＝０、Ｃ１＝０、Ｒ２＝∞、Ｃ２＝∞とす
ればよく、Ｒ１およびＣ１を短絡、Ｒ２およびＣ２を開
放とすることで実現できる。
【００７６】なお、第２の実施形態で説明したように、
ＴＤＤシステムにおいて可変移相回路１１３を送受で共
用する場合には、前述したように中間周波数ローカル信
号の位相が送信側と受信側で複素共役になるように可変
移相回路１１３の移相量を設定する必要がある。本実施
形態のようにｎビットのディジタル制御移相器で可変移
相回路１１３を構成する場合には、移相量制御信号（デ
ィジタル信号）を送信側と受信側でビット反転させるこ
とで、中間周波数ローカル信号の位相を送信側と受信側
で複素共役の関係にすることができる。
【００７７】（第４の実施形態）次に、図１２〜図１５
を用いて本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレ
イアンテナシステムに用いられる可変移相回路１１３の
構成を説明する。
【００７８】本実施形態における可変移相回路１１３
は、制御電圧により遅延量が変化する電圧制御遅延回路
により構成される。従来から遅延時間固定の遅延線路を
用い、周波数を変化させることでアンテナビームを走査
する方法は知られていたが、第１の実施形態のアクティ
ブアレイアンテナシステムは、中間周波数ローカル信号
の位相を制御することから、遅延回路に要求される歪み
や雑音の条件がＲＦ移相方式に比べて緩和されるため、
電圧などにより電気的に遅延量が変化する遅延回路を利
用することができる。
【００７９】図１２は、本実施形態における可変移相回
路１１３の基本的な構成を示す図であり、複数の電圧制
御遅延回路１９１−１〜１９１−３が縦続接続された構
成となっている。この場合、電圧制御遅延回路１９−１
〜１９−３は集積回路を用いてほぼ同じ特性にすること
ができ、これにより位相差が等間隔の信号を生成するこ
とができる。電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３
は、ほぼ一波長程度の遅延を中心として移相制御電圧に
従って遅延量が増減されることにより、アンテナビーム
方向を制御する。
【００８０】図１３は、電圧制御遅延回路１９１−１〜
１９１−３の各々の具体的な構成例であり、複数の差動
トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続して構成された多
段の差動増幅回路からなっている。一般に、差動増幅回
路は大振幅の信号が入力すると振幅制限回路として動作
し、出力がクリップされて方形波信号を発生するが、こ
の方形波信号の位相は差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の
バイアス電流の大小によって異なる。そこで、図１３に
示すように差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の各々の共通
エミッタに接続された電流源を移相量制御信号（制御電
圧）により制御してバイアス電流を変化させることで、
移相量を制御することができる。
【００８１】また、バイアス電流が一定の場合でも、差
動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４の負荷回路を抵抗とキャパ
シタで構成すれば、その時定数によって出力の方形波信
号の位相を変化させて移相量を制御することもできる。
信号周波数が高い場合は、図１３のように負荷回路にキ
ャパシタを特別に用いなくとも、トランジスタのコレク
タ寄生容量のみで所望の遅延量が得られる場合もある。
【００８２】実際には、単一の差動トランジスタ対では
一波長の遅延時間とするのは困難なので、図１３では複
数の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ４を縦続接続すること
により、所望の遅延時間、また所望の遅延時間可変範囲
を得るようにしている。
【００８３】図１４は、電圧制御遅延回路１９１−１〜
１９１−３に供給する移相量制御電圧を発生する移相量
制御電圧発生回路の具体例を示している。図１４に示さ
れるように、この移相量制御電圧発生回路は基準位相信
号を発生する直交変調器型移相回路１９２と、この基準
位相信号と一つの電圧制御遅延回路１９１−３の出力信
号との位相差に応じた電圧を移相量制御電圧として発生
する位相比較回路１９３からなり、フィードバック制御
を行っている。遅延量と移相量制御電圧との関係を正確
に設計するのは困難であるが、直交変調器型移相回路１
９２による移相量の制御は比較的正確であり、本実施形
態ではこの直交変調器型移相回路１９２の移相量を基準
に用いたフィードバック制御によって、可変移相回路１
１３全体の移相量を正確に制御することができる。
【００８４】図１５は、移相量制御電圧発生回路のもう
一つの具体例を示している。図１４の例のように、複数
の電圧制御遅延回路１９１−１〜１９１−３を通過した
信号を基準位相信号と比較する場合、特に最終段の出力
４の位相を３６０゜以上回転させることが難しくなる。
【００８５】これに対し、図１５では本来の可変移相回
路１１３の移相量を決定する一つの電圧制御遅延回路１
９１−１と同様に構成され、かつ同様に制御されるレプ
リカの電圧制御遅延回路１９４を追加し、このレプリカ
の電圧制御遅延回路１９４の出力信号と直交変調器型移
相回路１９２から出力される基準位相信号とを位相比較
回路１９３で比較することにより、電圧制御遅延回路１
９１−１〜１９１−３の一回路当たりの遅延量として３
６０゜の可変範囲が得られるようにしている。従って、
この構成は大きな移相量可変範囲が必要な場合に有効で
ある。
【００８６】なお、図１４と図１５の直交変調器型移相
回路１９２は、図９に示したディジタル制御型移相器に
置き換えることも可能である。
【００８７】（第５の実施形態）図１６に、本発明の第
５の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステム
を示す。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態の
アクティブアレイアンテナシステムに、各素子アンテナ
１０１に接続された高周波回路毎に信号の利得を変化さ
せる利得可変回路として、可変利得増幅器１１９を追加
した点が第１の実施形態と異なっている。
【００８８】一般に、第１の実施形態のように素子アン
テナ１０１毎に信号の位相のみを制御する場合に比べ、
本実施形態のように信号の振幅も制御することができる
ようにすると、アクティブアレイアンテナシステムの指
向性パターンをより多様に制御することができ、干渉波
の抑圧等の性能が向上する。
【００８９】可変利得増幅器１１９の利得は、制御回路
１１８からの利得制御信号に基づいて利得制御回路１２
０により制御される。本実施形態の場合、図３に示した
制御回路１１８内の演算部１３３では、ＬＭＳアルゴリ
ズムなどにより移相量に加えて振幅ウェイトも計算さ
れ、これらを実際に可変移相回路１１３および利得制御
回路１２０に与えるためのディジタル信号からなる移相
量制御信号および利得制御信号が出力される。
【００９０】図１７は、利得制御回路１２０の具体例で
あり、デマルチプレクサ２０２と、Ｄ／Ａコンバータ２
０３およびローパスフィルタ２０４から構成される。デ
マルチプレクサ２０２は、Ｌビットのディジタル信号
（利得制御信号）と利得制御対象となる可変利得増幅器
１１９を指定するアドレス信号を制御回路１１８から受
け、利得制御信号をアドレス信号に従って各Ｄ／Ａコン
バータ２０３に順次出力する。Ｄ／Ａコンバータ２０３
により利得制御信号がアナログ信号に変換され、さらに
第１の実施形態に述べたと同様の理由で、必要に応じて
ローパスフィルタ２０４によりスプリアスが除去された
後、可変利得増幅器１１９に制御電圧として与えられ
る。これによりＲＳＳＩ回路１１５を介して取り出され
た第２の中間周波数信号が可変利得増幅器１１９におい
て所望の利得で増幅され、振幅ウェイトが与えられる。
【００９１】なお、無線機では一般に受信側にダイナミ
ックレンジが限られた検波回路への入力レベルを調整す
るためＡＧＣ（自動利得制御）回路が備えられている。
そこで、このＡＧＣ回路を本実施形態における可変利得
増幅器１１９と同じ用途にも用い、振幅ウェイト制御と
ＡＧＣのための利得制御の両方に用いることが考えられ
る。その場合には、全ての可変利得増幅器１１９へ一様
に与えるＡＧＣによる利得制御量と、個々の素子アンテ
ナ１０１からの信号にそれぞれ与える振幅ウェイトに相
当する利得制御量をそれぞれ加算した量を利得制御信号
として、制御回路１１８から利得制御回路１２０に与え
ればよい。
【００９２】このようにすると、振幅ウェイトをかける
ための可変利得増幅器１１９としてＡＧＣ用の可変利得
増幅器を共用することができ、回路規模の増大を伴うこ
となくアクティブアレイアンテナシステムの指向性パタ
ーンの制御性を向上させることができるという効果が得
られる。
【００９３】（第６の実施形態）図１８に、本発明の第
６の実施形態に係る無線機の構成を示す。本実施形態の
無線機は、第１の実施形態で説明したようなアクティブ
アレイアンテナシステムを送信と受信に共用し、また受
信側および送信側双方の高周波回路に直交変調器により
構成される中間周波数ローカル信号の可変移相回路を用
いたものである。さらに、本実施形態ではＴＤＤシステ
ムに適用することを念頭におき、移相量制御信号の符号
を反転する回路を送信側に付加することで、移相量制御
信号の一部をも受信および送信側双方で共用している。
【００９４】図１８において、素子アンテナ１００は受
信および送信兼用であり、送受切り替えＲＦスイッチ２
２３を介して高周波回路に接続される。高周波回路は、
送受切り替えＲＦスイッチ２２３を介して素子アンテナ
１００に選択的に接続される受信側高周波回路と送信側
高周波回路からなる。
【００９５】受信側高周波回路は、図１で説明した通り
ＲＦフィルタ１０２、低雑音増幅器１０３、第１周波数
変換回路１０４、搬送波周波数ローカル信号発生回路１
０５、ローカル信号分配器１０６、バンドパスフィルタ
１０７、増幅器１０８、カプラ１０９、第２周波数変換
回路１１０、中間周波数ローカル信号発生回路１１１、
ローカル信号分配器１１２、可変移相回路１１３、バン
ドパスフィルタ１１４、ＲＳＳＩ回路１１５、加算器１
１６、受信回路１１７および制御回路１１８からなる。
【００９６】なお、本実施形態では搬送波周波数ローカ
ル信号発生回路１０５とローカル信号分配器１０６との
間に、搬送波周波数ローカル信号を受信側高周波回路と
送信側高周波回路へ振り分けるためのローカル信号分配
器２１８が挿入され、また中間周波数ローカル信号発生
回路１１１とローカル信号分配器１１２との間に、中間
周波数ローカル信号を受信側高周波回路と送信側高周波
回路へ振り分けるめのローカル信号分配器２１１が挿入
されている。
【００９７】次に、送信側高周波回路について説明す
る。送信ＩＦ信号生成回路２０８で精製された第１中間
周波数の送信信号は、送信ＩＦ信号分配器２０９により
Ｎ分配（図の例ではＮ＝４）された後、中間周波数回路
に入力され、第２周波数変換回路２１０により第１中間
周波数から第２中間周波数への周波数変換が行われる。
第１周波数変換回路２１０には、中間周波数ローカル信
号発生回路１１１からローカル信号分配器２１１，２１
２および可変移相回路２１３を介して中間周波数ローカ
ル信号がそれぞれ入力されている。
【００９８】可変移相回路２１３は、中間周波数ローカ
ル信号発生回路１１１の出力からローカル信号分配器２
１１，２１２により分配された中間周波数ローカル信号
に対し所定の移相量を付与する回路であり、その具体的
な構成については後に詳しく説明する。第２周波数変換
回路２１０から出力される第２中間周波数信号は、バン
ドパスフィルタ２１４により所定の周波数成分のみが取
り出される。
【００９９】直交ビーム同時形成のために素子アンテナ
１００から増幅器２１５までの高周波回路を複数の中間
周波数回路に対して共用する場合には、合成器２１５に
よってバンドパスフィルタ２１４の出力信号が他の中間
周波数回路へ分配される。
【０１００】合成器２１５を経て取り出された第２中間
周波数信号は、増幅器２１６により増幅された後、第１
周波数変換回路２１７によって第２中間周波数から搬送
波周波数帯に周波数変換される。第１周波数変換回路２
１７には、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５の
出力からローカル信号分配器２１８，２１９により分配
された搬送波周波数ローカル信号がそれぞれ入力されて
いる。
【０１０１】第１周波数変換回路２１７から出力される
搬送波周波数帯のＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２２
０、送信増幅器２２１、ＲＦフィルタ２２２および送受
切り替えスイッチ２２３を順次介して素子アンテナ１０
０に供給される。
【０１０２】受信側高周波回路内の可変移相回路１１３
は、例えば図２に示した構成となっており、この可変移
相回路１１３内から移相量制御信号が送信側高周波回路
内の可変移相回路２１３に供給されている。すなわち、
移相量制御信号は受信側および送信側高周波回路の可変
移相回路１１３および２１３で共用されている。この構
成について、以下に詳しく説明する。
【０１０３】図１９は、図１８における可変移相回路１
１３，２１３の構成を詳しく示したものである。可変移
相回路１１３は基本的に図２で説明した通りであり、デ
マルチプレクサ１２１、Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準
電圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直
交変調器１２５により構成される。一方、送信側の可変
移相回路２１３は、補数計算回路２３１、Ｄ／Ａコンバ
ータ２３２、基準電圧発生回路２３３、ローパスフィル
タ２３４および直交変調器２３５により構成される。
【０１０４】ここで、送信側高周波回路内の可変移相回
路２１３には、受信側高周波回路内の可変移相回路１１
３におけるデマルチプレクサ１２１から移相量制御信号
が分岐されて供給されている。前述したように、中間周
波数ローカル信号に対する移相量は、中間周波数ローカ
ル信号の位相が送信側高周波回路と受信側高周波回路で
複素共役になるように設定すればよい。そこで、本実施
形態ではデマルチプレクサ１２１から出力される移相量
制御信号のうち、受信側高周波回路の可変移相回路１１
３内の直交変調器１２５のＱチャネル側入力に対応する
信号を送信側高周波回路の可変移相回路２１３において
補数計算回路２３１を介してＤ／Ａコンバータ２３２に
入力することにより、送信側高周波回路の可変移相回路
１１３内のＤ／Ａコンバータ１２２に入力される移相量
制御信号のディジタル値の符号と逆にしている。一方、
デマルチプレクサ１２１から出力される移相量制御信号
のうち、直交変調器１２５のＩチャネル側入力に対応す
る信号はそのままＤ／Ａコンバータ２３２に入力してい
る。このようにすることにより、受信側および送信側双
方の高周波回路可変移相回路１１３，２１３への位相量
制御信号を共用して回路構成を簡略化することができる
という効果が得られる。
【０１０５】なお、本実施形態では送受切り替えＲＦス
イッチ２２３によって素子アンテナ１００を送受共用と
しているが、特に水平方向の距離の違いなどで電波到来
状況があまり変化しないと考えられる場合には、受信と
送信で別々の素子アンテナを用い、それらを電波到来状
況に大きな違いが出ない程度で、かつ相互に大きな電磁
結合が生じない程度に離して配置するようにしてもよ
い。
【０１０６】また、アクティブアレイアンテナシステム
をＦＤＤ（周波数分割双方向伝送）システムに適用する
場合などには、送受切り替えＲＦスイッチ２２３に代え
てデュプレクサやフィルタなどを用いることも可能であ
る。
【０１０７】さらに、本実施形態では、受信側高周波回
路および送信側高周波回路の可変移相回路１１３，２１
３への移相量制御信号を共用することにより構成を簡易
化していたが、ＦＤＤシステムに適用する場合などには
可変移相回路１１３，２１３への移相量制御信号を別の
制御回路で生成することも当然考えられる。
【０１０８】（第７の実施形態）図２０に、本発明の第
７の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステム
の要部の構成を示す。ここでは、受信アンテナの場合に
ついて説明するが、送信アンテナについても電波（信
号）の流れが逆になるだけで、全く同様な構成で実現で
きる。
【０１０９】第１の実施形態と同様に、各素子アンテナ
１０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ１
０２で帯域外の雑音成分が除去され、低雑音増幅器１０
３により増幅された後、第１周波数変換回路１０４によ
って、搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５から分
配器１０６を介して供給される搬送波周波数ローカル信
号を用いて搬送波周波数から第１中間周波数への周波数
変換が行われ、さらにバンドパスフィルタ１０７で所望
チャネル外の雑音成分を除去された後、増幅器１０８で
第１中間周波数信号のみが増幅される。
【０１１０】増幅器１０８からの第１中間周波数信号
は、中間周波数信号分配器２４０により３分配され、そ
れぞれビーム形成回路２４１，２４２，２４３に入力さ
れる。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３は同一の
構成であり、それぞれ第１の実施形態で説明した第２周
波数変換回路１１０と、中間周波数ローカル信号発生回
路１１１と、ローカル信号分配器１１２と、可変位相回
路１１３と、バンドパスフィルタ１１４および加算器１
１６からなる。ビーム形成回路２４１，２４２，２４３
からの出力信号は、図示しない受信回路にそれぞれ供給
される。
【０１１１】ビーム形成回路２４１，２４２，２４３内
の可変位相回路１１３は、受信回路に接続された図示し
ない制御回路からの移相量制御信号に基づいて個別に制
御され、これにより互いに独立に制御された受信指向性
ビームを形成できるようになっている。すなわち、ビー
ム形成回路２４１，２４２，２４３に接続された受信回
路からは、それぞれの受信指向性ビームにより受信され
た信号が得られる。
【０１１２】本実施形態によると、第１の実施形態と同
様の効果が得られると同時に、以下に列挙するような効
果が得られる。
【０１１３】（１）複数のビーム形成回路２４１，２４
２，２４３を設けることにより、複数の受信指向性ビー
ムを互いに独立に制御できるため、複数のユーザと同時
に通信を行うことができ、アクティブアレイアンテナシ
ステムを移動通信基地局などに応用する場合、特に有効
である。
【０１１４】（２）ビーム形成回路２４１，２４２，２
４３によりそれぞれ形成される受信指向性ビームを同一
周波数で動作させ、互いのビーム同志が干渉し合わない
ようにビーム方向もしくは形状の制御をすることができ
るので、同一周波数をビームの数だけ再利用することが
でき、周波数資源を有効活用する上で効果が大きい。こ
の結果、移動通信基地局の場合、収容能力の向上につな
がり、等価的に低コストになるので、利用価値が高い。
【０１１５】（３）ビーム形成回路２４１，２４２，２
４３をＩＣ化することにより、回路を小型かつ軽量に実
現することが可能であり、実用上都合が良い。
【０１１６】なお、本実施形態は以下のように種々変形
して実施できる。例えば、本実施形態ではビーム形成回
路２４１，２４２，２４３において中間周波数ローカル
信号の移相量制御を行っているが、さらに図１６に示し
た第５の実施形態のように振幅ウェイトとＡＧＣのため
の利得制御を行う可変利得増幅器１１９と利得制御回路
１２０をビーム形成回路２４１，２４２，２４３に設け
てもよい。
【０１１７】また、中間周波数信号分配器２４０の代わ
りに分波器を用いてもよい。分波器を用いることによ
り、ビーム形成回路２４１，２４２，２４３を各々異な
る周波数で動作させることができる。また、分配器の使
用時に生じた挿入損失を低減させることができ、可変利
得増幅器１１９の仕様を緩和させたり、利得を低減させ
て低コスト化を図ることが可能となる。
【０１１８】中間周波数信号分配器２４０は、必ずしも
等分配を目指したものである必要はなく、例えば複数の
ユーザからのＲＦ受信信号のうち比較的高レベルの信号
を処理するビーム形成回路に対しては入力レベルを下
げ、逆に比較的低レベルの信号を処理するビーム形成回
路に対しては入力レベルを相対的に上げることにより、
全体としての収容能力を向上させることも考えられる。
【０１１９】（第８の実施形態）図２１に、本発明の第
８の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステム
の構成を示す。本実施形態は、異なる方向に存在する複
数の無線機からのＲＦ信号の受信を可能としたものであ
り、図１に示した第１の実施形態のアクティブアレイア
ンテナシステムに、加算器１１６から出力される第２中
間周波数信号を複数、例えば２つに分岐するデマルチプ
レクサ２５０と、同期信号発生回路２５１および遅延回
路２５２を追加し、さらに中間周波数ローカル信号を移
相させる可変移相回路を多重受信用可変移相回路２５３
とした構成となっている。
【０１２０】同期信号発生回路２５１は、受信ＲＦ信号
の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受信Ｒ
Ｆ信号の数の逆数と受信ＲＦ信号の伝送ボーレートの逆
数を乗じた時間より小さい時間間隔で変動する同期信号
を発生する回路であり、この同期信号は遅延回路２５２
を介してデマルチプレクサ２５０に切り替えタイミング
信号として与えられ、さらに多重受信用可変移相回路２
５３にも供給される。遅延回路２５２については後述す
る。
【０１２１】遅延回路２５２により所定時間遅延された
同期信号のタイミングでデマルチプレクサ２５０により
２分岐された第２中間周波数信号は、それぞれ受信回路
１７−１，１７−２に入力され、これらの受信回路１７
−１，１７−２からの受信信号は制御回路１８−１，１
８−２にそれぞれ入力される。多重受信用可変移相回路
２５３は、同期信号発生回路２５１からの同期信号に同
期して変動する中間周波数ローカル信号を発生する。
【０１２２】図２２は、多重受信用可変移相回路２５３
の構成を示している。Ｄ／Ａコンバータ１２２、基準電
圧発生回路１２３、ローパスフィルタ１２４および直交
変調器１２５は、図１中の可変移相回路１１３の構成を
示した図２と同様である。この多重受信用可変移相回路
２５３には、さらに制御回路１１８−１からのアドレス
信号および移相量制御信号が入力されるデマルチプレク
サ２６１と、制御回路１１８−２からのアドレス信号お
よび移相量制御信号が入力されるデマルチプレクサ２６
２と、２Ｎ個（この例ではＮ＝４）のレジスタ２６３、
および２入力のマルチプレクサ２６４が設けられてい
る。
【０１２３】マルチプレクサ２６４は、同期信号発生回
路２５１からの同期信号により切り替えられ、レジスタ
２６３からの二つの入力のいずれかを選択して出力す
る。これによって、多重受信用可変移相回路２５３から
出力されるローカル信号の移相量が同期信号に同期して
変動することになる。遅延回路２５２の遅延時間τは、
多重受信用可変移相回路２５３のレジスタ２６３の出力
（マルチプレクサ２６４の入力）からデマルチプレクサ
２５０の入力までの信号遅延時間と等しい値に選ばれて
いる。
【０１２４】このような構成により、第１の実施形態の
アクティブアレイアンテナシステムに僅かな構成要素を
追加するのみで、異なる方向に存在する複数の無線機か
らのＲＦ信号の受信を可能とすることができる。以下、
本実施形態をスペクトル拡散方式を用いた無線通信シス
テムに適用した場合について、動作を説明する。
【０１２５】図２３は、この場合の動作を示すタイミン
グ図であり、（ａ）（ｂ）は異なる方向に存在する無線
機１および無線機２からの伝送信号の伝送レートクロッ
ク、（ｃ）は同期信号発生回路２５１から発生される同
期信号、（ｄ）は（ｃ）の同期信号を遅延回路２５２で
τだけ遅延した信号、（ｅ）はマルチプレクサ２６４の
出力（Ｄ／Ａコンバータ１２２の入力）、（ｆ）はデマ
ルチプレクサ２５０の出力（受信回路１７−１，１７−
２の入力）、（ｇ）は無線機１および無線機２からの伝
送信号に対応する受信回路１７−１，１７−２からの相
関検波後の受信信号をそれぞれ示している。なお、図２
３（ｅ）（ｆ）に示される数字「１」および「２」は、
それぞれ無線機１および無線機２からの信号に対応する
ことを表している。
【０１２６】本実施形態のアクティブアンテナシステム
によると、上述したように方角の異なる複数の無線機
（無線機１、無線機２）から図２３（ａ）（ｂ）に示す
ように異なる伝送レートで送られてくる複数のＲＦ信号
を受信することができる。すなわち、同期信号発生回路
２５１からは図２３（ｃ）に示す同期信号が発生され、
遅延回路２５２からはレジスタ２６３からデマルチプレ
クサ２５０までの回路での信号遅延時間τだけ図２３
（ｃ）の同期信号より遅れたタイミングで、図２３
（ｄ）に示す同期信号が発生される。
【０１２７】マルチプレクサ２６４は、図２３（ｃ）の
同期信号を用いて図２３（ｅ）に示すように入力が切り
替えられる。一方、デマルチプレクサ２５０は図２３
（ｄ）の同期信号で図２３（ｅ）に示すように出力が切
り替えられる。これにより制御回路１８−１で設定され
た移相量によって得られた第２中間周波数信号は受信回
路１７−１へ、制御回路１８−２で設定された移相量に
よって得られた第２中間周波数信号は受信回路１７−２
へそれぞれ入力され、それぞれの受信回路１７−１，１
７−２で相関検波が行われて受信信号が再生されること
になる。
【０１２８】受信回路１７−１，１７−２では、第２中
間周波数信号が連続的に入力されないため、相関検波後
の信号は多少劣化し、結果として検波感度が多少低下す
ることになるが、方角の異なる複数の無線機がアクティ
ブアンテナシステムに十分近い位置にある場合は、これ
らの無線機からの信号を主要な高周波回路を共用して受
信できるため、無線通信システムの加入者容量を増加さ
せることができるという効果が得られる。
【０１２９】なお、本実施形態の構成を図１８に示した
第６の実施形態と組み合わせ、送信側にも図２１および
図２２に示した受信側と同様の構成を適用することによ
り、異なる方向に存在する複数の無線機への送信を可能
とすることもできる。また、図１６に示した第５の実施
形態と同様に移相量のみでなく利得も制御する構成とす
ることにより、指向性パターンの制御性を増し、干渉波
の抑圧等の性能を向上すること可能である。
【０１３０】（第９の実施形態）図２４に、本発明の第
９の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステム
の構成を示す。本実施形態では、図１８に示した第６の
実施形態における送受兼用素子アンテナ１００に代え
て、受信用素子アンテナ１０１と送信用素子アンテナ２
０１を別々に設けている。また、受信側および送信側の
搬送波周波数ローカル信号発生回路１０５，２２５を別
々に設け、さらに受信側および送信側の中間周波数ロー
カル信号発生回路１１１，２１１も別々に設けている。
その他の構成は、基本的に図１８と同様である。
【０１３１】図２５に、本実施形態における受信用素子
アンテナ１０１および送信用素子アンテナ２０１の配置
の一例を示す。受信用素子アンテナ１０１にある角度を
もって入射した角周波数ωRXの電磁波は、入射する角度
に対応する位相差を持って受信用素子アンテナ１０１
（＃１〜＃Ｎ）（Ｎは２以上の整数）で受信される。こ
こで、受信用素子アンテナ１０１のうち、アンテナ中心
に対して対称な位置に配置された＃Ｍと＃ｍ（Ｍ，ｍは
１≦Ｍ，ｍ≦Ｎの整数）に注目して考える。
【０１３２】アンテナ中心を原点に正面方向をＺ軸と
し、電磁波がθO の方向から入射するものと仮定する。
受信用素子アンテナ＃Ｍ，＃ｍの位置座標をそれぞれＸ
I 、−ＸI とすると、受信用素子アンテナ＃Ｍの受信位
相はアンテナ中心に対してφM＝ｋO ＸI ｓｉｎθO だ
け進み、受信用素子アンテナ＃ｍの受信位相はアンテナ
中心に対してφm ＝−ｋO ＸI ｓｉｎθO ＝−φM だけ
進む。ｋO は自由空間における波数であり、ＫO ＝２π
ωRXと表される。従って、受信用素子アンテナ＃Ｍと＃
ｍのアンテナ中心に対する受信位相差は複素共役の関係
になることが分かる。受信用素子アンテナ１０１（＃１
〜＃Ｎ）で受信されたＲＦ信号は、第１周波数変換回路
１０４において角周波数（ωRX−ωIF1 ）の搬送波周波
数ローカル信号を用いて、角周波数ωIF1 の第１中間周
波数に変換される。このとき、各受信用素子アンテナ１
０１のアンテナ中心に対する相対的な受信位相差は保持
される。
【０１３３】受信用素子アンテナ＃Ｍと＃ｍで受信され
た信号は、第２周波数変換回路１１０の＃Ｍおよび＃ｍ
に入力される直前ではそれぞれＡM sin(ωIF1 ｔ＋
φM ）、Ａm sin(ωIF1 ｔ＋φm ）＝Ａm sin(ωIF1 ｔ
−φM ）（但し、ｔは時間）と表される。第１中間周波
数信号は、第２周波数変換回路１１０において第２中間
周波数ωIF2 に周波数変換される。
【０１３４】このとき第２周波数変換回路１１０に入力
される角周波数（ωIF1 −ωIF2 ）の中間周波数ローカ
ル信号の位相を可変移相回路１１３で制御することによ
り、素子アンテナ１０１の受信位相差を補正することが
できる。具体的には、素子アンテナ＃Ｍの受信信号に対
しては第２中間周波数信号の位相を＋φM だけ進め、素
子アンテナ＃ｍの受信信号に対しては第２中間周波数信
号の位相を＋φm ＝−φM だけ進めることにより、全て
の第２中間周波数信号の位相を同相にすることが可能と
なる。この第２周波数変換回路１１０での現象を数式で
表現すると、以下のようになる。
【０１３５】 ＡM sin(ωIF1 ｔ＋φM ）・Ｂsin{（ωIF1 −ωIF2 ）ｔ＋φM ｝ →ＣM ＡM Ｂｓｉｎ（ωIF2 ｔ） （２） Ａm sin(ωIF1 ｔ＋φm ）・Ｂsin{（ωIF1 −ωIF2 ）ｔ＋φm ｝ ＝Ａm sin(ωIF1 ｔ−φM ）・Ｂsin{（ωIF1 −ωIF2 ）ｔ−φM ｝ →Ｃm Ａm Ｂsin(ωIF2 ｔ） （３） 但し、ＣM ，Ｃm は定数係数である。こうして第２周波
数変換回路１１０から出力される第２中間周波数信号は
加算器１１６で同相合成され、受信回路１１７に伝達さ
れる。
【０１３６】一方、送信側では分配器２０９で第２中間
周波数信号ωIF3 がＮ分配され、第２周波数変換回路２
１０に入力される。このとき第２周波数変換回路２１０
に入力される角周波数（ωIF4 −ωIF3 ）の中間周波数
ローカル信号の位相を可変移相回路２１３で制御するこ
とにより、各送信用素子アンテナ２０１の送信位相差を
補正しつつ、所望方向に送信ビームが向くように各送信
用素子アンテナ２０１への送信ＲＦ信号に位相差を与え
ることが可能である。
【０１３７】受信ＲＦ信号の到来方向と同じ方向に送信
ビームを向けるためには、送信用素子アンテナ＃Ｍ，＃
ｍにはそれぞれ−φM ，−φm ＝φM だけ中間周波数ロ
ーカル信号の位相を進める必要がある。これにより、次
式のように各送信ＲＦ信号に位相差を与えることが可能
である。
【０１３８】 ＥM sin(ωIF3 ｔ）・ＤM sin{（ωIF4 −ωIF3 ）ｔ−φM ｝ →ＣM ’ＥM ＤM sin(ωIF4 ｔ−φM ） →ＣM ”ＥM ＤM ｓｉｎ（ωTXｔ−φM ） （４） Ｅm sin(ωIF3 ｔ）・Ｄm sin{（ωIF4 −ωIF3 ）ｔ−φm ｝ ＝Ｅm sin(ωIF3 ｔ）・Ｄm sin{（ωIF4 −ωIF3 ）ｔ−φM ｝ →Ｃm ’Ｅm Ｄm ｓｉｎ（ωIF4 ｔ−φm ） ＝Ｃm ’Ｅm Ｄm ｓｉｎ（ωIF4 ｔ＋φM ） →Ｃm ”Ｅm Ｄm ｓｉｎ（ωTXｔ＋φM ） （５） 但し、ＣM ’，Ｃm ’，ＣM ”，Ｃm ”は定数係数であ
る。
【０１３９】ここで、送信側および受信側における中間
周波数ローカル信号の可変移相回路１１３，２１３での
移相量の比較を行うと、互いが共役の関係になっている
ことが分かる。また、受信用素子アンテナ１０１および
送信用素子アンテナ２０１のいずれにおいても、素子ア
ンテナ＃Ｍと＃ｍに対応する中間周波数ローカル信号の
移相量は共役の関係になっていることも分かる。
【０１４０】従って、図１８に示した第６の実施形態の
ように、送信側および受信側における可変移相回路１１
３，２１３に同一構成の回路を用いた場合、素子アンテ
ナ＃Ｍに対応する送信側の中間周波数ローカル信号と素
子アンテナ＃ｍに対応する受信側の中間周波数ローカル
信号の移相量、および素子アンテナ＃ｍに対応する送信
側の中間周波数ローカル信号と素子アンテナ＃Ｍに対応
する受信側の中間周波数ローカル信号の移相量はそれぞ
れ一致することになり、各々同じ移相量制御信号を用い
ることができる。
【０１４１】このことにより制御回路１１８は送信と受
信でそれぞれ異なる移相量制御信号を発生する必要がな
く、同じ信号を共用することができる。また、送信と受
信で同じ構成の可変移相回路１１３，２１３を使用で
き、部品点数の減少が可能となる。従って、アクティブ
アレイアンテナシステム全体およびそれを用いた無線機
の低価格化が可能となる。
【０１４２】なお、本実施形態においては素子アンテナ
＃１〜＃Ｎを直線上に配列した直線アレイアンテナシス
テムを用いて説明を行ったが、これに限らず２次元平面
上に正方配列あるいは三角配列した２次元アレイアンテ
ナシステムに対しても本実施形態の構成を適用すること
ができる。
【０１４３】また、本実施形態においては第２周波数変
換回路１１０，２１０で中間周波数ωIF1 からωIF2 、
ωIF3 からωIF4 への周波数変換を行う際に中間周波数
ローカル信号の位相制御を行っているが、これに限らず
第１周波数変換回路１０４，２１７で受信ＲＦ信号の搬
送波周波数ωRXから第１中間周波数ωIF1 への周波数変
換、および中間周波数ωIF4 から送信ＲＦ信号の搬送波
周波数ωTXへの周波数変換の際に、搬送波周波数ローカ
ル信号の位相制御を行ってもよく、上記と同様の効果が
得られる。
【０１４４】（第１０の実施形態）次に、図２４、図２
６および図２７を用いて本発明の第１０の実施形態を説
明する。なお、本実施形態のアクティブアレイアンテナ
システムの構成は、図１に示した第１の実施形態と基本
的に同じであり、周波数変換回路の入力周波数とローカ
ル信号周波数の関係を規定した点が本実施形態の特徴で
ある。図２６は本実施形態における各信号の周波数関係
を表す周波数配置を示し、図２７は一般的な周波数配置
を示している。
【０１４５】本実施形態は、第２周波数変換回路１１０
の入力である第１中間周波数信号の波数帯域Ｆin(min)
〜Ｆin(max) と中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOが
ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ２以上の全ての整数ｎに
関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦLO
＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことを特
徴とする。
【０１４６】一般に、無線機の中間周波数を選定する場
合、第１中間周波数をＦin、ローカル周波数ＦLOと表す
と、第２中間周波数は一般に（Ｆin−ＦLO）とする場合
が多い。さらに、第２周波数変換回路１１０は非線形特
性が大きいため、その出力には中間周波数ローカル信号
の周波数ＦLOとその高調波成分が含まれる。これらの不
要成分をバンドパスフィルタ１１４で容易に除去するた
めには、図２６に示すようにこれら不要成分のうちで最
も周波数の低い中間周波数ローカル信号周波数ＦLOが第
２中間周波数より大きくなるようにする、つまりＦLO＞
Ｆin(max) ／２となるように設定するのが通常である。
【０１４７】ところが、一般に安価で精度の高い直交変
調器は、比較的動作周波数が低いことが多い。これに対
し、対象となる無線通信システムの周波数チャネルの１
チャネル当たりの帯域幅が大きい場合は、第２中間周波
数（Ｆin−ＦLO）を比較的高い周波数にとり、比帯域を
なるべく小さくした方がフィルタなどを容易な構成にで
きる。従って、もし第２中間周波数を比較的高い周波数
にするために、ＦLO＜Ｆin(min) ／２とすることで支障
がなければ、これらの２つの条件を満たし、先の実施形
態のようなアクティブアレイアンテナシステムを安価に
かつ容易に実現することができる。
【０１４８】そこで、まずＦLO＜Ｆin(min) ／２となる
ように中間周波数ローカル信号の周波数ＦLOを選定す
る。この場合、（Ｆin(max) −ＦLO）≧（Ｆin(min) −
ＦLO）＞ＦLOとなり、第２周波数変換回路１１０での周
波数変換後の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域
（Ｆin(min) −ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯
域とするバンドパスフィルタ１１４で、第２周波数変換
回路１１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周
波数ＦLOの成分を除去することができる。
【０１４９】さらに、ＦLO＜Ｆin(min) ／２の条件下
で、図２６に示すように中間周波数ローカル信号周波数
ＦLOを第２周波数変換回路１１０の入力周波数帯域Ｆ
in(min)〜Ｆin(max) に対して、２以上の全ての整数ｎ
に関して、（Ｆin(min) −ＦLO）＜（ｎ×ＦLO）＜（Ｆ
in(max) −ＦLO）とならないように、言い換えれば、２
以上の全ての整数ｎに関して、ＦLO＜（Ｆin(min) ／
（ｎ＋１））、またはＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋
１））の条件を満たすように設定すれば、周波数変換後
の所望の第２中間周波数信号の周波数帯域（Ｆin(min)
−ＦLO）〜（Ｆin(max) −ＦLO）を通過帯域とするバン
ドパスフィルタ１１４によって、第２周波数変換回路１
１０の出力に含まれる中間周波数ローカル信号周波数Ｆ
LOの高調波成分を除去することができる。この結果、受
信信号へのスプリアスの混入を防ぎ、前述したような各
実施形態のアクティブアレイアンテナシステムを実現す
ることが可能となる。
【０１５０】このような周波数の設定を採用することに
より、安価で精度の高い比較的低い周波数の中間周波数
ローカル信号を移相させる可変移相回路１１３内の直交
変調器１２５として、安価で精度の高い比較的低周波数
で動作する直交変調器を用いることができ、高精度のア
クティブアレイアンテナシステムを容易に実現が可能で
あるという効果を得ることができる。
【０１５１】なお、以上の各実施形態において、受信用
のアクティブアレイアンテナシステムへの適用を念頭に
おいて説明した構成は、送信用のアクティブアレイアン
テナシステムへの適用も可能である。その場合、受信用
のアクティブアレイアンテナシステムとは信号（電波）
の方向が逆になるのみで、基本的に同様の効果を得るこ
とができる。
【０１５２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、複
数の素子アンテナと各素子アンテナに接続される高周波
回路を備えるアクティブアレイアンテナシステムにおい
て、高周波回路に、各素子アンテナにそれぞれ対応して
設けられ、中間周波数帯のローカル信号を用いて周波数
変換を行う複数の周波数変換回路と、これらの周波数変
換回路に供給する中間周波数帯のローカル信号の位相を
個別に制御する可変移相回路とを備えることにより、可
変移相回路を安価に実現でき、アクティブアレイアンテ
ナシステム全体の価格低減を図ることが可能となる。
【０１５３】また、第１周波数変換回路に供給する搬送
波周波数帯のローカル信号の周波数を可変とすれば、簡
単な給電系の構成で複数の搬送波周波数を使用した通信
に対応することが可能となる。
【０１５４】また、可変移相回路を各素子アンテナにそ
れぞれ対応して設けられたローカル信号と移相量制御信
号を入力とする複数の直交変調器を含んで構成するか、
キャパシタと抵抗で構成される２組のブリッジ回路と、
これら２組のブリッジ回路の一方の出力を移相量制御信
号に従って選択的に出力する信号選択回路とからなる移
相量選択回路を複数個用いて構成するか、あるいはロー
カル信号を入力として移相量制御信号により遅延時間が
制御される可変遅延回路を複数個用いて構成することに
より、さらに安価に構成できると同時に、移相量の制御
精度が高くしてアクティブアレイアンテナにおける高精
度のビーム制御が可能となる。
【０１５５】また、可変移相回路に入力するローカル信
号の周波数を可変としてチャネル選択を行うようにすれ
ば、周波数可変の搬送波周波数帯のローカル信号を発生
するシンセサイザの負担が軽減され、ＳＮＲやＣＮＲな
どの信号特性を向上させることができる。
【０１５６】また、高周波回路に各素子アンテナにそれ
ぞれ対応した利得可変回路を設けることにより、信号の
振幅制御をローカル信号の位相制御に加えて行うこと
で、アクティブアレイアンテナシステムの指向性パター
ンを多様に制御でき、干渉波抑圧特性などの向上を図る
こともできる。
【０１５７】また、高周波回路に可変移相回路により位
相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換回路と
素子アンテナとの間を通過する信号を他のアクティブア
レイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐させる分岐
手段、または該信号と他のアクティブアレイアンテナシ
ステム内の高周波回路からの信号とを合成する合成手段
をさらに有していてもよい。このような分岐手段または
合成手段あるいはその両方を備えることにより、搬送波
帯のローカル信号により搬送波周波数と中間周波数との
間の周波数変換を行う周波数変換回路およびその前後の
回路などを複数のアクティブアレイアンテナで共用で
き、安価な構成で複数の直交ビームを同時に形成するこ
とが可能となる。
【０１５８】また、可変移相回路を受信信号または送信
信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、受
信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送信
信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さい
時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動す
るように構成し、さらに、この同期信号より所定時間遅
れたタイミングで受信信号または送信信号を分岐するデ
マルチプレクサを高周波回路内に備えることにより、異
なる方向に存在する複数の無線機からの受信、あるいは
それらの無線機への送信を可能とすることができる。
【０１５９】さらに、受信用素子アンテナおよび送信用
素子アンテナを別々に備えた場合において、受信用素子
アンテナからの受信信号を入力する受信側高周波回路
と、送信用素子アンテナへの送信信号を出力する送信側
高周波回路内の可変移相回路で互いに中心から対称の位
置にある送信用素子アンテナと受信用素子アンテナに対
応する移相量制御信号を共用することにより、制御回路
の構成を簡単にすることができる。
【０１６０】さらに、周波数変換の入力周波数帯域Ｆ
in(min) 〜Ｆin(max) とローカル信号の周波数ＦLOが、
ＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数ｎ
に関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、またはＦ
LO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすことに
よって、ローカル信号の位相制御のために安価で精度の
高い比較的低い可変移相回路を用いることができ、高精
度のアクティブアレイアンテナシステムを容易に実現で
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態に係るアクティブア
レイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２】 図１における可変移相回路の構成を示すブロ
ック図
【図３】 図１における制御回路の構成を示すブロック
図
【図４】 図２における直交変調器およびその周辺回路
の構成を示すブロック図
【図５】 図４の直交変調器による信号操作の説明図
【図６】 図２におけるＤ／Ａコンバータの折り返し歪
みと折り返し歪み除去のためのローパスフィルタの特性
の関係の説明図
【図７】 ＴＤＭＡシステムに第１の実施形態のアクテ
ィブアレイアンテナシステムを用いる場合のタイムスロ
ット間の位相推移を示す図
【図８】 本発明の第２の実施形態に係るアクティブア
レイアンテナシステムにおける可変移相回路ををＴＤＤ
システムにおいて送受共用する場合の要部の構成を示す
ブロック図
【図９】 本発明の第３の実施形態に係るアクティブア
レイアンテナシステムにおける可変移相回路を構成する
ディジタル制御移相器の一例を示すブロック図
【図１０】 同実施形態に係るアクティブアレイアンテ
ナシステムにおける可変移相回路を構成するディジタル
制御移相器の他の例を示すブロック図
【図１１】 図９および図１０における移相量選択回路
の具体的な構成を示す回路図
【図１２】 本発明の第４の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムにおける電圧制御遅延回路によ
り構成される可変移相回路の構成を示すブロック図
【図１３】 電圧制御遅延回路の具体的な構成例を示す
回路図
【図１４】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる
制御電圧発生回路の一例を示すブロック図
【図１５】 図１２の可変移相回路に組み合わせられる
制御電圧発生回路の他の例を示すブロック図
【図１６】 本発明の第５の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１７】 図１６における利得制御回路の構成を示す
ブロック図
【図１８】 本発明の第６の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図１９】 図１８における可変移相回路および利得制
御回路の構成を示すブロック図
【図２０】 本発明の第７の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２１】 本発明の第８の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２２】 図２１における多重可変移相回路の構成を
示すブロック図
【図２３】 同実施形態のアクティブアレイアンテナシ
ステムをスペクトル拡散方式を用いた無線通信システム
に適用した場合の動作を説明するためのタイミング図
【図２４】 本発明の第９の実施形態に係るアクティブ
アレイアンテナシステムの概略構成を示すブロック図
【図２５】 図２４における送信用素子アンテナおよび
受信用素子アンテナの配置の一例を示す図
【図２６】 本発明の第１０の実施形態に係るアクティ
ブアレイアンテナシステムの中間周波数とローカル周波
数との関係を示す図
【図２７】 一般的な中間周波数とローカル周波数との
関係を示す図
【符号の説明】
１００…送受兼用素子アンテナ １０１…受信用素子アンテナ １０２…ＲＦフィルタ １０３…低雑音増幅器 １０４…第１周波数変換回路 １０５…搬送波周波数ローカル信号発生回路 １０６…搬送波周波数ローカル信号分配器 １０７…バンドパスフィルタ １０８…増幅器 １０９…カプラ １１０…第２周波数変換回路 １１１…中間周波数ローカル信号発生回路 １１２…中間周波数ローカル信号分配器 １１３…可変移相回路 １１４…バンドパスフィルタ １１５…ＲＳＳＩ回路 １１６…加算器 １１７，１１７−１，１１７−２…受信回路 １１８，１１８−１，１１８−２…制御回路 １１９…可変利得増幅器 １２０…利得制御回路 １２１…デマルチプレクサ １２２…Ｄ／Ａコンバータ １２３…基準電圧発生回路 １２４…ローパスフィルタ １２５…直交変調器 １３１…受信信号整形回路 １３２…参照信号再生部 １３３…演算部 １４１…９０°移相器 １４２，１４３…乗算器 １４４…加算器 １４５…スイッチ １６１，１６２…スイッチ １６３，１６４…フィルタ １７１〜１７４…移相量選択回路 １７５−１，１７５−２，１７６−１〜１７６−４…移
相量選択回路 １８１，１８２…ブリッジ回路 １８３…信号選択回路 １９１−１〜１９１−４…電圧制御遅延回路 １９２…直交変調器型移相回路 １９３…位相比較回路 １９４…電圧制御遅延回路 ２０１…送信用素子アンテナ ２０２…デマルチプレクサ ２０３…Ｄ／Ａコンバータ ２０４…ローパスフィルタ ２０８…送信ＩＦ信号生成回路 ２０９…ＩＦ信号分配器 ２１０…第２周波数変換回路 ２１１，２１２…ローカル信号分配器 ２１３…可変移相回路 ２１４…バンドパスフィルタ ２１５…合成器 ２１６…増幅器 ２１７…第１周波数変換回路 ２１８，２１９…搬送波周波数ローカル信号分配器 ２２０…バンドパスフィルタ ２２１…送信増幅器 ２２２…ＲＦフィルタ ２２３…送受切り替え用高周波スイッチ ２２５…搬送波周波数ローカル信号発生回路 ２３１…補数計算回路 ２３２…Ｄ／Ａコンバータ ２３３…基準電圧発生回路 ２３４…ローパスフィルタ ２４１〜２４３…ビーム形成回路 ２５１…同期信号発生回路 ２５２…遅延回路 ２５３…多重受信用可変移相回路 ２６１，２６２…デマルチプレクサ ２６３…レジスタ ２６４…マルチプレクサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 庄木 裕樹 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝研究開発センター内 (72)発明者 村上 康 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝研究開発センター内

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
    続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテ
    ナシステムにおいて、 前記高周波回路は、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間
    周波数帯のローカル信号を用いて周波数変換を行う複数
    の周波数変換回路と、 前記複数の周波数変換回路に供給する前記中間周波数帯
    のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回路と
    をそれぞれ有することを特徴とするアクティブアレイア
    ンテナシステム。
  2. 【請求項２】複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
    続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテ
    ナシステムにおいて、 前記高周波回路は、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、搬送
    波周波数帯のローカル信号を用いて搬送波周波数と第１
    中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第１周波数
    変換回路と、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、中間
    周波数帯のローカル信号を用いて前記第１中間周波数と
    第２中間周波数との間の周波数変換を行う複数の第２周
    波数変換回路と、 前記複数の第２周波数変換回路に供給する前記中間周波
    数帯のローカル信号の位相を個別に制御する可変移相回
    路とをそれぞれ有することを特徴とするアクティブアレ
    イアンテナシステム。
  3. 【請求項３】前記搬送波周波数帯のローカル信号の周波
    数を可変としたことを特徴とする請求項２記載のアクテ
    ィブアレイアンテナシステム。
  4. 【請求項４】前記可変移相回路は、前記各素子アンテナ
    にそれぞれ対応して設けられ、ローカル信号と移相量制
    御信号を入力とする複数の直交変調器を含んで構成され
    ることを特徴とする請求項１または２記載のアクティブ
    アレイアンテナシステム。
  5. 【請求項５】複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
    続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテ
    ナシステムにおいて、 前記高周波回路は、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、ロー
    カル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回
    路と、 前記複数の周波数変換回路に供給する前記ローカル信号
    の位相を個別に制御する可変移相回路とを有し、 前記可変移相回路は、前記各素子アンテナにそれぞれ対
    応して設けられ、ローカル信号と移相量制御信号を入力
    とする複数の直交変調器を含んで構成されることを特徴
    とするアクティブアレイアンテナシステム。
  6. 【請求項６】前記可変移相回路は、前記複数の直交変調
    器の移相量制御信号入力側にローパスフィルタをそれぞ
    れ有することを特徴とする請求項４または５記載のアク
    ティブアレイアンテナシステム。
  7. 【請求項７】前記可変移相回路は、前記複数の直交変調
    器の移相量制御信号入力側に、Ｄ／Ａコンバータをそれ
    ぞれ有し、かつこれらのＤ／Ａコンバータに同一の基準
    電圧を供給する共通の基準電圧発生回路を有することを
    特徴とする請求項４〜６のいずれか１項記載のアクティ
    ブアレイアンテナシステム。
  8. 【請求項８】複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
    続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテ
    ナシステムにおいて、 前記高周波回路は、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、ロー
    カル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回
    路と、 前記複数の周波数変換回路に供給する前記ローカル信号
    の位相を個別に制御する可変移相回路とを有し、 前記可変移相回路は、差動信号からなるローカル信号を
    入力とし、２個のキャパシタを対向する二辺に、２個の
    抵抗を他の対向する二辺にそれぞれ配置して構成され、
    かつそれぞれのキャパシタおよび抵抗の値が異なる２組
    のブリッジ回路と、これら２組のブリッジ回路の一方の
    出力を移相量制御信号に従って選択的に出力する信号選
    択回路とからなる移相量選択回路を複数個用いて構成さ
    れることを特徴とするアクティブアレイアンテナシステ
    ム。
  9. 【請求項９】複数の素子アンテナと各素子アンテナに接
    続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテ
    ナシステムにおいて、 前記高周波回路は、 前記各素子アンテナにそれぞれ対応して設けられ、ロー
    カル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回
    路と、 前記複数の周波数変換回路に供給する前記ローカル信号
    の位相を個別に制御する可変移相回路とを有し、 前記可変移相回路は、ローカル信号を入力とし、移相量
    制御信号により遅延時間が制御される可変遅延回路を複
    数個用いて構成されることを特徴とするアクティブアレ
    イアンテナシステム。
  10. 【請求項１０】前記可変移相回路に入力するローカル信
    号の周波数を可変としたことを特徴とする請求項１〜９
    のいずれか１項記載のアクティブアレイアンテナシステ
    ム。
  11. 【請求項１１】前記高周波回路は、前記各素子アンテナ
    にそれぞれ対応して設けられた利得可変回路を有するこ
    とを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項記載のア
    クティブアレイアンテナシステム。テナシステム。
  12. 【請求項１２】前記高周波回路は、前記可変移相回路に
    より位相が制御されるローカル信号を用いる周波数変換
    回路と前記素子アンテナとの間を通過する信号を他のア
    クティブアレイアンテナシステム内の高周波回路へ分岐
    させる分岐手段、または該信号と他のアクティブアレイ
    アンテナシステム内の高周波回路からの信号とを合成す
    る合成手段をさらに有することを特徴とする請求項１〜
    １１のいずれか１項記載のアクティブアレイアンテナシ
    ステム。
  13. 【請求項１３】前記高周波回路として、前記素子アンテ
    ナからの受信信号を入力する送信側高周波回路と、前記
    素子アンテナへの送信信号を出力する受信側高周波回路
    とを有することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか
    １項記載のアクティブアレイアンテナシステム。
  14. 【請求項１４】前記高周波回路として、前記素子アンテ
    ナからの受信信号を入力する送信側高周波回路と、前記
    素子アンテナへの送信信号を出力する受信側高周波回路
    とを有し、 これら送信側高周波回路および受信側高周波回路内の前
    記可変移相回路は、出力するローカル信号の位相が互い
    に複素共役となるように移相量が制御されることを特徴
    とする請求項１〜１３のいずれか１項記載のアクティブ
    アレイアンテナシステム。
  15. 【請求項１５】前記可変移相回路は、受信信号または送
    信信号の伝送ボーレートの逆数より小さい周期を持ち、
    受信信号または送信信号の数の逆数と受信信号または送
    信信号の伝送ボーレートの逆数とを乗じた時間より小さ
    い時間間隔で変動する同期信号に同期して移相量が変動
    するように構成され、 さらに前記同期信号より所定時間遅れたタイミングで受
    信信号または送信信号を分岐するデマルチプレクサを高
    周波回路内に備えることを特徴とする請求項１〜１４の
    いずれか１項記載のアクティブアレイアンテナシステ
    ム。
  16. 【請求項１６】それぞれ複数の受信用素子アンテナおよ
    び送信用素子アンテナを有し、 前記高周波回路は、前記受信用素子アンテナからの受信
    信号を入力する受信側高周波回路と、前記送信用素子ア
    ンテナへの送信信号を出力する送信側高周波回路を有
    し、 前記受信側高周波回路および送信側高周波回路内の前記
    可変移相回路は、互いに中心から対称の位置にある送信
    用素子アンテナと受信用素子アンテナに対応する移相量
    制御信号を共用することを特徴とする請求項１〜１５の
    いずれか１項記載のアクティブアレイアンテナシステ
    ム。
  17. 【請求項１７】前記周波数変換回路の入力周波数帯域Ｆ
    in(min) 〜Ｆin(max) と前記ローカル信号の周波数ＦLO
    がＦLO＜Ｆin(min) ／２で、かつ、２以上の全ての整数
    ｎに関してＦLO＜（Ｆin(min) ／（ｎ＋１））、または
    ＦLO＞（Ｆin(max) ／（ｎ＋１））の条件を満たすこと
    を特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項記載のアク
    ティブアレイアンテナシステム。
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