JP2010239265A - 周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波帯の広帯域信号の実時間のスペクトラム情報を、デジタル処理しやすいより低い周波数帯へ高いダイナミックレンジで且つ精度よく変換する。
【解決手段】信号を信号分波部２１により複数の帯域成分に分けて、ローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍとともに周波数変換部２６に入力し中間周波数帯にそれぞれ変換し、その各変換出力をデジタル信号列に変換する構成を有している。変換対象信号の代わりに校正用信号Ｃａを分岐回路４２を介して信号分波部２１と校正用周波数変換部４４に与え、校正用周波数変換部４４の特性を基準とする周波数変換部２６の各帯域の特性差を求め、その特性差を無くすための補正係数を算出して補正係数メモリ３６に記憶し、校正用信号の代わりに変換対象信号が入力されたときに、周波数特性補正処理部３７により前記周波数特性差を補正し、信号再生部５０で所望周波数領域のデジタルの信号として再生する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば移動体通信で用いられる高周波で且つ広帯域なアナログ信号の波形解析やスペクトラム解析を、デジタル型解析装置で行う際に用いる周波数変換装置において、広帯域な信号の瞬時パワーによる歪を低減させ、広帯域で且つ高いダイナミックレンジを実現するための技術に関する。

例えば、移動体通信で用いられる無線信号は、数ＧＨｚ以上の高周波帯でかつ数１０ＭＨｚ以上の広帯域な変調波である。このような高周波帯で且つ広帯域な信号の解析、例えばスペクトラム解析を行うための装置として従来からアナログ方式のスペクトラムアナライザが用いられている。

アナログ方式のスペクトラムアナライザとしては、図１７に示すように、測定対象のアナログ信号ｘ（ｔ）をミキサ１２に入力してローカル信号発生器１１からのローカル信号Ｌと混合し、そのミキサ１２の出力からアナログ信号ｘ（ｔ）とローカル信号Ｌとの差周波数成分を狭帯域なフィルタに１３により抽出する構成とし、ローカル信号Ｌの周波数を広帯域に掃引して、アナログ信号ｘ（ｔ）に含まれる各周波数成分のレベルを検出するのが一般的である（例えば、次の特許文献１の図７参照）。

特開平２−４７５６３号公報

しかし、測定対象のアナログ信号ｘ（ｔ）が前記したような広帯域な変調波の場合、その尖頭電力対平均電力比が非常に大きくなり、その全ての電力がミキサ１２に入力されることになり、ミキサ１２の適正な動作範囲を越え、混変調歪を発生させ、測定結果にエラーを生じさせる。

これを防ぐために、通常はミキサ１２の前段に減衰器を設けて、入力信号の尖頭電力が適正範囲となるように減衰させているが、この減衰器によって平均電力レベルも低下し、結果的に信号のＳ／Ｎが低下して、測定ダイナミックレンジが狭くなるという問題がある。

また、上記問題を解決する方法として、ミキサ１２の前段に、帯域が異なる複数のフィルタを選択可能に設け、ミキサ１２へのローカル信号Ｌの周波数に応じて前段のフィルタを選択するフィルタ選択方式や、一つの周波数可変型のフィルタをミキサ１２の前段に設け、そのフィルタの周波数をローカル信号の周波数に追従変化させるトラッキング方式がある。

しかし、いずれの方式でもローカル信号Ｌの掃引により入力信号のスペクトラム情報を得る方式であるため、原理的に実時間測定ができない。

本発明は、上記問題を解決して、高周波帯の広帯域信号の実時間のスペクトラム情報を、デジタル処理しやすいより低い周波数帯へ高いダイナミックレンジで且つ精度よく変換する周波数変換装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の周波数変換装置は、
アナログの変換対象の信号を２分岐する分岐回路（４２）と、
前記変換対象の信号が存在する所定周波数領域（ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷ）を複数（Ｍ）の帯域に分割し、前記分岐回路で分岐された一方の信号から前記分割した各帯域の信号成分を抽出して並列的に出力する信号分波部（２１）と、
前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号にそれぞれ対応して設けられ、該各帯域の中心周波数（ｆｃ_１〜ｆｃ_Ｍ）に対して所定中間周波数（ｆ_ｉ）だけ差のある周波数（ｆｃ_１±ｆ_ｉ、ｆｃ_２±ｆ_ｉ、…、ｆｃ_Ｍ±ｆ_ｉ）の複数（Ｍ）のローカル信号をそれぞれ出力する複数（Ｍ）のローカル信号発生器（２５（１）〜２５（Ｍ））と、
前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換し、該中間周波数帯の信号をデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する周波数変換部（２６）と、
前記周波数変換部から出力されるデジタルの信号列の前記各帯域間に生じる周波数特性差を補正するための補正係数を記憶するための補正係数メモリ（３６）と、
前記補正係数メモリに記憶された補正係数にしたがって、前記周波数変換部から出力されるデジタルの信号列の前記各帯域間に生じる周波数特性差を補正する周波数特性補正処理部（３７）と、
前記周波数特性補正処理部によって補正されたデジタルの各信号列に対する周波数変換処理を行い、該周波数変換処理された信号列を合成して、前記所定周波数領域に含まれる信号を、該所定周波数領域と等しい幅の周波数領域（ｆ_０′〜ｆ_０′＋ｆ_ＢＷ）のデジタルの信号として再生する信号再生部（５０）と、
前記複数のローカル信号発生器が出力する各ローカル信号と同一周波数の校正用ローカル信号を選択的に出力可能な校正用ローカル信号発生器（４３）と、
前記分岐回路で分岐された他方の信号と前記校正用ローカル信号とを混合し、前記分岐回路で分岐された他方の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯に変換し、該中間周波数帯に変換した信号をデジタルの信号列に変換して出力する校正用周波数変換部（４４）と、
前記所定周波数領域の範囲を周波数掃引される校正用信号が前記変換対象の信号に代わって前記分岐回路に入力されたときに、前記周波数変換部から出力される各帯域の信号と前記校正用周波数変換部の出力信号とを取得し、該取得した信号から前記校正用周波数変換部の周波数特性に対する前記信号分波部と前記周波数変換部とを含む各帯域の信号経路の周波数特性の差を求める周波数特性差算出部（４７）と、
前記周波数特性差算出部によって得られた周波数特性差に基づいて、前記各帯域の信号経路の周波数特性を前記校正用周波数変換部の周波数特性に合わせるために必要な補正係数を算出して前記補正係数メモリに記憶する補正係数算出部（３５）とを備えている。

また、本発明の請求項２の周波数変換装置は、請求項１記載の周波数変換装置において、
前記ローカル信号発生器が出力する各ローカル信号は、所定の基準信号に位相同期し、且つ該基準信号の整数倍（ｕ_１〜ｕ_Ｍ）の周波数に設定されており、
前記基準信号に位相同期し、前記各ローカル信号の周波数の公約数の周波数の信号を位相差検出タイミング信号として出力する位相差検出タイミング信号発生器（２９）と、
前記補正係数が前記補正係数メモリに記憶された後に、前記各帯域の交差部に等しい周波数の校正用信号が入力された状態で、前記周波数特性補正処理部の出力のうち前記校正用信号の周波数を挟む帯域に対応した出力同士の位相差を、前記位相差検出タイミング信号の周期で検出する位相差検出部（４９）と、
前記位相差検出部が検出した帯域交差部における位相差の情報を記憶する位相情報メモリ（５５）と、
前記校正用信号に代わって前記変換対象の信号が入力された状態で、前記信号再生部の周波数変換処理後の各帯域の信号の位相を前記位相情報メモリに記憶された位相分シフト補正する位相補正部（５３）とを備えたことを特徴とする。

また、本発明の請求項３の周波数変換装置は、請求項２記載の周波数変換装置において、
前記位相差検出タイミング信号に同期したタイミングのうちの所望タイミングを位相補正タイミングとして検出するタイミング検出部（４８）を有し、
前記位相補正部は、前記タイミング検出部によって検出された位相補正タイミングに、前記信号再生部の周波数変換処理後の各帯域の信号の位相を、前記位相情報メモリに記憶された位相分シフト補正することを特徴とする。

また、本発明の請求項４の周波数変換装置は、請求項１〜３のいずれかに請求項２記載の周波数変換装置において
前記信号分波部は、
変換対象の信号を複数（Ｍ）に分岐し、該分岐された信号を、前記分割した各帯域の信号成分のみをそれぞれ通過させる複数（Ｍ）のバンドパスフィルタ（２２（１）〜２２（Ｍ））にそれぞれ入力し、該各バンドパスフィルタから前記各帯域の信号成分を並列に出力させることを特徴とする。

また、本発明の請求項５の周波数変換装置は、請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換装置において、
前記信号分波部は、
前記分割した各帯域の信号成分のみをそれぞれ通過させる複数（Ｍ）のバンドパスフィルタ（２２（１）〜２２（Ｍ））が、その通過帯域が隣接しない同士の組合せで複数（Ｎ）のグループに分けられ、
該各グループに属するバンドパスフィルタは、各グループに設けられたサーキュレータ（２３（１）〜２３（Ｎ））の入力ポートから信号伝達方向にみて近い方の第１入出力ポートに並列的に接続され、さらに、該複数（Ｎ）のサーキュレータは、一つのサーキュレータの入力ポートから信号伝達方向にみて遠い方の第２入出力ポートと、別のサーキュレータの入力ポートとの間が接続されるように縦列接続されており、その初段のサーキュレータの入力ポートに前記変換対象の信号が与えられていることを特徴とする。

また、本発明の請求項６の周波数変換装置は、請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換装置において、
前記信号分波部は、
サーキュレータ（２３′）と、該サーキュレータの入力ポートから信号伝達方向にみて近い方の第１入出力ポートに接続され、前記所定周波数領域より狭い通過帯域で且つ前記分割した各帯域の少なくとも一つの帯域の信号成分を抽出するバンドパスフィルタ（２２′）とで形成され、前記サーキュレータの入力ポートに入力された信号を、前記バンドパスフィルタにより抽出された信号成分と、前記サーキュレータの前記入力ポートから信号伝達方向にみて遠い方の第２入出力ポートから出力される信号成分とに分ける分波ユニット（２４）を有し、
前記分波ユニットを、通過帯域幅が後段に向かうほど狭くなる状態でツリー状に複数段接続し、最終段の各分波ユニットから前記各帯域の信号成分をそれぞれ並列出力するように構成されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項７の周波数変換装置は、請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換装置において、
前記周波数変換部は、
前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換する複数の周波数変換器（２７（１）〜２７（Ｍ））と、
前記複数の周波数変換器によってそれぞれ前記中間周波数帯に変換された信号を、共通のサンプリングクロックによってデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する複数（Ｍ）のＡ／Ｄ変換器（３０（１）〜３０（Ｍ））とにより構成され、
前記各周波数変換器は、
前記各帯域の信号をそれぞれ複数（Ｋ）に同相分岐する入力信号同相分配器（２７ｃ）と、
前記ローカル信号を複数（Ｋ）に同相分岐するローカル信号同相分配器（２７ｄ）と、
前記入力信号同相分配器によって同相分岐された信号と、前記ローカル信号同相分配器によって同相分岐されたローカル信号とをそれぞれ受けて混合する複数（Ｋ）のミキサ（２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋ）と、
前記複数のミキサの出力を加算合成する合成器（２７ｆ）とにより構成されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項８の周波数変換装置は、請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換装置において、
前記周波数変換部は、
前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換し、該中間周波数帯に変換された信号をデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する複数（Ｍ）の周波数変換器（２７（１）′〜２７（Ｍ）′）により構成され、
前記各周波数変換器は、
前記各帯域の信号をそれぞれ複数（Ｋ）に同相分岐する入力信号同相分配器（２７ｃ）と、
前記ローカル信号を複数（Ｋ）に同相分岐するローカル信号同相分配器（２７ｄ）と、
前記入力信号同相分配器によって同相分岐された信号と、前記ローカル信号同相分配器によって同相分岐されたローカル信号とをそれぞれ受けて混合する複数（Ｋ）のミキサ（２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋ）と、
前記複数のミキサの出力を、共通のサンプリングクロックによりデジタルの信号列に変換する複数（Ｋ）のＡ／Ｄ変換器（２７ｇ_１〜２７ｇ_Ｋ）と、
前記複数のＡ／Ｄ変換器の出力を加算合成する合成器（２７ｆ）とにより構成されていることを特徴とする。

このように構成したため、本発明の周波数変換装置は、広帯域な信号が入力された場合であっても、その信号が複数の帯域に分けられてそれぞれ周波数変換処理を受けることになるので、周波数変換器のミキサの飽和による歪の発生が抑制され、高いダイナミックレンジで高Ｓ／Ｎの実時間信号処理が可能となる。

また、帯域制限を受けていない信号に対する周波数変換処理を行う校正用周波数変換部の出力と、各帯域の周波数変換部の出力とから各帯域の周波数特性を算出し、それに基づいて、帯域間の補正処理に必要な係数を算出し、その算出した係数により各帯域の周波数変換部の出力を補正してから合成して元の入力信号を別の周波数領域上で再生させているので、入力信号を各帯域に分波して周波数変換処理をしたことによる誤差を極めて少なくでき、入力信号の特性を変化させない高精度な周波数変換処理が行える。

また、周波数変換部が用いる各ローカル信号の位相差によって生じる帯域交差部の位相誤差を補正することができ、さらに精度の高い周波数変換処理が行える。

また、信号分波部として、サーキュレータとバンドパスフィルタを用いたものでは、帯域が隣接あるいは重複するフィルタ同士の影響を低減し、フィルタの設計が容易になり、周波数可変型のフィルタにも対応しやすくなる。

また、周波数変換部を構成するアナログ型の各周波数変換器として、一つの帯域についての入力信号を同相分岐して複数のミキサに入力して同相のローカル信号で周波数変換処理を行い、その出力を合成する構成のものでは、ミキサへの過大入力がさらに軽減され、それによって高調波歪や相互変調歪がさらに抑制される。また、信号成分については同相加算されるのでミキサの個数倍に増加するのに対し、ミキサによって発生するランダム性のノイズ成分は、ミキサの個数の平方根分しか増加しないので、Ｓ／Ｎ比が改善される。

また、上記周波数変換器の各ミキサの出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号列に変換してから加算合成する構成のものでは、上記ミキサへの過大入力の防止、Ｓ／Ｎ比の改善効果の他に、Ａ／Ｄ変換器への過大入力も抑制することができ、さらにダイナミックレンジが広くなる。

本発明の実施形態の構成を示す図 実施形態の動作を説明するための図 実施形態の要部の構成図 実施形態の要部の構成図 実施形態の要部の構成図 実施形態の要部の処理手順を示すフローチャート 実施形態の要部の処理手順を示すフローチャート 実施形態の補正処理を説明するための図 信号分波部の別の構成例を示す図 図９の各バンドパスフィルタの通過帯域を示す図 信号分波部の別の構成例を示す図 図１１の各バンドパスフィルタの通過帯域を示す図 信号分波部の別の構成例を示す図 図１３の各バンドパスフィルタの通過帯域を示す図 周波数変換部の周波数変換器の別の構成例を示す図 周波数変換部の周波数変換器の別の構成例を示す図 従来装置の構成図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した周波数変換装置２０の構成を示している。

この周波数変換装置２０は、移動帯通信で用いられるＯＦＤＭ方式のような数ＧＨｚの高周波帯の数１０ＭＨｚにおよぶ広帯域なアナログ信号を、デジタル信号処理が行えるより低い周波数帯（例えば数１００ＭＨｚ）に変換するためのものであり、アナログの変換対象の入力信号ｘ（ｔ）は、後述するスイッチ４１、分岐回路４２を介して、信号分波部２１に入力される。

信号分波部２１は、アナログの変換対象の信号ｘ（ｔ）が存在する所定周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷを複数Ｍの帯域に分割し、その分割した各帯域の信号成分を抽出して並列的に出力するものであり、この実施形態では、入力信号ｘ（ｔ）が複数Ｍに並列分岐されて、複数Ｍのバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）にそれぞれ入力される。

複数Ｍのバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）は、図２の（ａ）に示すように、変換対象の信号が存在する可能性のある所定周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷ（例えばｆ_０＝２ＧＨｚ、ｆ_ＢＷ＝１００ＭＨｚ）を、Ｍ個の等しい周波数幅ｆ_Ｗ＝ｆ_ＢＷ／Ｍ（例えばＭ＝１０の場合、１００／１０＝１０ＭＨｚ）の帯域に分割し、分割した各帯域の信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）をそれぞれ選択的に抽出して、後述の周波数変換部２６の複数Ｍの周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）にそれぞれ入力させる。

ここで、バンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）の中心周波数をｆｃ_１〜ｆｃ_Ｍとすると、上記関係から各バンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）の通過帯域は、それぞれ、ｆｃ_１±ｆ_Ｗ／２、ｆｃ_２±ｆ_Ｗ／２、…、ｆｃ_Ｍ±ｆ_Ｗ／２となる。

一方、周波数変換部２６は、信号分波部２１から出力される各帯域の信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）と、その各帯域の信号に対応したローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）から出力されたローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍとをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を中間周波数ｆｃ_１〜ｆｃ_Ｍを中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換し、それらの中間周波数帯の信号をデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力するものである。

ここで、周波数変換部２６は、複数の周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）とＡ／Ｄ変換器３０（１）〜３０（Ｍ）により構成されている。

周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）には、各バンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）を通過する信号にそれぞれ対応して設けられたローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）で発生したローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍがそれぞれ入力される。

ローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）は、周波数ｆｒの共通の基準信号Ｒを用いた位相同期ループ（ＰＬＬ）回路で構成されており、ローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍは、各バンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）の中心周波数ｆｃ_１〜ｆｃ_Ｍに対して、所定の中間周波数ｆ_ｉ（例えばｆ_ｉ＝５０ＭＨｚ）だけ差のある周波数ｆ_Ｌ１〜ｆ_ＬＭ（ｆ_Ｌ１＝ｆｃ_１＋ｆ_ｉ、ｆ_Ｌ２＝ｆｃ_２＋ｆ_ｉ、…、ｆ_ＬＭ＝ｆｃ_Ｍ＋ｆ_ｉ、または、ｆ_Ｌ１＝ｆｃ_１−ｆ_ｉ、ｆ_Ｌ２＝ｆｃ_２−ｆ_ｉ、…、ｆ_ＬＭ＝ｆｃ_Ｍ−ｆ_ｉ）に正確に設定されている。なお、中間周波数ｆ_ｉは、前記所定周波数領域の下限周波数ｆ_０より低い周波数である。

各周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）は、例えば図３のように、ミキサ２７ａとバンドパスフィルタ２７ｂにより構成されており、各ハンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）の出力信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）と、そのバンドパスフィルタに対応したローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）から出力されたローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍとをそれぞれのミキサ２７ａで混合し、その混合成分から差の周波数成分、即ち、図２の（ｂ）のように、中間周波数ｆ_ｉを中心とする中間周波数帯ｆ_ｉ±ｆ_Ｗ／２の成分をバンドパスフィルタ２７ｂにより抽出して、各信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）を中間周波数帯ｆ_ｉ±ｆ_Ｗ／２の信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｍ（ｔ）にそれぞれ変換する。

各周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）から出力される信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｍ（ｔ）は、それぞれＡ／Ｄ変換器３０（１）〜３０（Ｍ）に入力され、クロック発生器２８から出力された共通のクロック信号Ｃｓによってサンプリングされてデジタルの信号列Ｙ_１（ｋ）〜Ｙ_Ｍ（ｋ）にそれぞれ変換される。このクロック信号Ｃｓも、前記した基準信号Ｒに位相同期した周波数ｆｓ（＝ｐ・ｆｒ）の信号である（ｐは整数）。

ここで、各信号を数式で表す。各バンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）の出力信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）を、そのフィルタの中心周波数の信号として次のように表す。ただし、θ_１〜θ_Ｍは、各信号の初期位相である。

ｘ_１（ｔ）＝sin （２πｆｃ_１・ｔ＋θ_１）
ｘ_２（ｔ）＝sin （２πｆｃ_２・ｔ＋θ_２）
……
ｘ_Ｍ（ｔ）＝sin （２πｆｃ_Ｍ・ｔ＋θ_Ｍ）

また、各ローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍを次のように表す。ただし、φ_１〜φ_Ｍは、各ローカル信号の初期位相である。

Ｌ_１＝sin （２πｆ_Ｌ１・ｔ＋φ_１）
Ｌ_２＝sin （２πｆ_Ｌ２・ｔ＋φ_２）
……
Ｌ_Ｍ＝sin （２πｆ_ＬＭ・ｔ＋φ_Ｍ）

上記各信号ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｍ（ｔ）と各ローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍに対して各周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）から出力される信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｍ（ｔ）は、以下のように表される。ただし、αは、周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）の変換係数で定まる値である。

ｙ_１（ｔ）＝α・cos （２πｆ_ｉｔ＋θ_１−φ_１）
ｙ_２（ｔ）＝α・cos （２πｆ_ｉｔ＋θ_２−φ_２）
……
ｙ_Ｍ（ｔ）＝α・cos （２πｆ_ｉｔ＋θ_Ｍ−φ_Ｍ）

よって各Ａ／Ｄ変換器３０（１）〜３０（Ｍ）から出力される信号列Ｙ_１（ｋ）〜Ｙ_Ｍ（ｋ）は、次のように表される。ただし、ΔｔはＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期であり、ｋはサンプリング順を示す数０、１、２、…である。

Ｙ_１（ｋ）＝α・cos （２πｆ_ｉｋΔｔ＋θ_１−φ_１）
Ｙ_２（ｋ）＝α・cos （２πｆ_ｉｋΔｔ＋θ_２−φ_２）
……
Ｙ_Ｍ（ｋ）＝α・cos （２πｆ_ｉｋΔｔ＋θ_Ｍ−φ_Ｍ）

このデジタルの信号列Ｙ_１（ｋ）〜Ｙ_Ｍ（ｋ）は全て中間周波数ｆ_ｉを中心とする幅ｆ_Ｗの中間周波数帯に変換されているが、これを後述の信号再生部５０により、図２の（ｃ）に示すように、元の周波数差の関係を保った状態でデジタル処理が可能な所望周波数帯（ｆ_０′〜ｆ_０′＋ｆ_ＢＷ）の信号Ｘoutへ変換する（例えばｆ_０′＝１５０ＭＨｚ）。

この周波数変換処理は、信号列Ｙ_１（ｋ）については、ｆ_０′＋（ｆ_Ｗ／２）−ｆ_ｉに相当する周波数のシフトを行い、信号列Ｙ_２（ｋ）については、ｆ_０′＋（３ｆ_Ｗ／２）−ｆ_ｉに相当する周波数のシフトを行い、信号列Ｙ_３（ｋ）については、ｆ_０′＋（５ｆ_Ｗ／２）−ｆ_ｉに相当する周波数のシフトを行うことで実現でき、これはデジタル型の直交変調技術で実現できる。またこの処理は精度の高いデジタル演算処理なので、各帯域間の信号に新たな誤差を生じさせない。

ただし、単純に周波数のシフト処理を行った場合、上記各信号列Ｙ_１（ｋ）〜Ｙ_Ｍ（ｋ）に含まれる初期位相項（θ_１−φ_１）、（θ_２−φ_２）、…、（θ_Ｍ−φ_Ｍ）がそのまま変換されてしまう。

つまり、元の信号の初期位相の情報θの他にローカル信号の初期位相の情報φが含まれている。各ローカル信号の初期位相の情報φが全て等しい（φ_１＝φ_２＝…＝φ_Ｍ）場合には、元の信号の位相関係は保持されるが、位相は周波数に依存するのでローカル信号の周波数を任意に設定した場合にはローカル信号の初期位相を一致させることは困難である。

そこで、ローカル信号の位相差の影響がでないタイミングで帯域間の位相誤差を求める必要がある。そのためにこの実施形態では、全てのローカル信号の周波数ｆ_Ｌ１〜ｆ_ＬＭを前記したように、基準信号Ｒの整数倍の周波数に同期させ、整数ｕ_１〜ｕ_Ｍに対して次の式が成り立つようにしている。

ｆ_Ｌ１＝ｕ_１・ｆｒ
ｆ_Ｌ２＝ｕ_２・ｆｒ
……
ｆ_ＬＭ＝ｕ_Ｍ・ｆｒ

したがって、各ローカル信号の位相関係は、整数ｕ_１〜ｕ_Ｍの公約数Ｕに基準信号Ｒの周波数を乗じた周波数の周期で繰り返されることになる。例えば、基準信号Ｒの周波数ｆｒを１Ｍｚとし、Ｍ＝１０とすると、次のようになる。

ｆ_Ｌ１＝１８９０ＭＨｚ ｕ_１＝１８９０
ｆ_Ｌ２＝１９１０ＭＨｚ ｕ_２＝１９１０
……
ｆ_Ｌ９＝２０５０ＭＨｚ ｕ_９＝２０５０
ｆ_Ｌ１０＝２０７０ＭＨｚ ｕ_１０＝２０７０

この場合の最大公約数Ｕは１０であるから、１０×１ＭＨＺの周期０．１μＳ毎に同一の位相関係が繰り返されることになる。

したがって、基準信号Ｒに位相同期し、且つ各ローカル信号の周波数の公約数の周波数をもつ位相差検出タイミング信号Ｈを生成し、各ローカル信号の位相が揃うタイミング、例えば位相差検出タイミング信号Ｈの立ち上がりタイミング（あるいは立ち下がりタイミング）における各信号列の情報に基づいて、帯域間の位相誤差の情報を検出して記憶し、変換対象の入力信号が入力された状態で、その記憶した情報に基づいて位相補正処理することで、前記したローカル信号の初期位相差や信号経路の差による位相差の影響を受けない状態で、元の信号の周波数変換処理が行える。その処理については後述する。

また、上記のように、入力信号を複数の経路に分けて周波数変換処理する構成の場合、各フィルタ、ミキサ、Ａ／Ｄ変換間の周波数特性の違い等により、帯域間の位相および振幅の周波数特性の差が生じる。

この周波数特性の差を補正するために、この実施形態では、周波数特性補正処理部３７により、周波数変換部２６から出力される各帯域の信号に対して周波数特性差を補正するための処理（デジタルフィルタによるフリタリング処理）を行う。

また、この周波数特性差の補正処理がなされた各帯域の信号Ｙ′を、図４に示す信号再生部５０の周波数変換器５１_１〜５１_Ｍに入力し所望帯域へのシフト処理を行い、それを合成器５２で加算合成して、所望周波数帯へ変換した信号Ｘoutを再生する。ただしその周波数シフトされた信号Ｚに対して周波数変換部２６の隣接帯域間に生じる位相誤差分のシフト処理を後述する位相補正部５３の各位相シフタ５４_１〜５４_Ｍによって行っている。この位相補正部５３の各位相シフタ５４_１〜５４_Ｍは、タイミング検出部４８によって検出された位相補正タイミングに位相シフト処理を行う。

タイミング検出部４８は、前記した位相差検出タイミング信号Ｈの立ち上がりと同期したタイミングのうち、所望タイミングを位相補正タイミングとして検出する。

なお、周波数変換器５１_１〜５１_Ｍは、図５に示すデジタル型の直交変調回路で実現できる。即ち、入力信号Ｙ（ｋ）′を移相器５１ａにより直交成分Ｉ、Ｑに分けてミキサ５１ｂ、５１ｃに入力し、変換する帯域にそれぞれ対応した周波数ｆ_Ｌ′で互いに９０度の位相差を有するローカル信号Ｌａ、Ｌｂを入力して乗算処理を行い、その乗算結果から所望帯域の信号（複素信号）をフィルタ５１ｄ、５１ｅにより抽出する。

上記補正処理を行うために、実施形態の周波数変換装置２０は、前記した位相差検出タイミング信号Ｈを出力する位相差検出タイミング信号発生器２９、補正情報算出部３５、補正係数メモリ３６および周波数特性補正処理部３７を有している。

また、補正に必要な情報を得るために、変換対象の入力信号ｘ（ｔ）の代わりにスイッチ４１により校正用信号（無変調キャリア信号とする）Ｃａを入力させ、その入力された校正用信号Ｃａを分岐回路４２によって２分岐（同相分岐）して信号分波部２１と校正用周波数変換部４４に与えている。

校正用周波数変換部４４には、校正用ローカル信号発生器４３から校正用ローカル信号Ｌｐが入力される。校正用ローカル信号Ｌｐの周波数ｆｐは、複数のローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）が出力する各ローカル信号Ｌ_１〜Ｌ_Ｍのいずれかと同一であり、それらを選択的に出力できるようになっている。したがって、この校正用ローカル信号発生器４３は、ローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）と同一構成のものであってもよいし、ローカル信号発生器２５（１）〜２５（Ｍ）の出力信号をスイッチで選択して出力する構成のものであってもよい。

校正用周波数変換部４４は、分岐回路４２で分岐された校正用信号Ｃａと、校正用ローカル信号発生器４３から出力された校正用ローカル信号Ｌｐとを混合し、校正用信号Ｃａを前記中間周波数を中心とする中間周波数帯に変換し、その中間周波数帯に変換した信号をデジタルの信号列に変換して出力する。

校正用周波数変換部４４の構成は周波数変換部２６の１帯域分の構成と同等であり、この実施形態では、周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）と同等の周波数変換器４５と、Ａ／Ｄ変換器３０（１）〜３０（Ｍ）と同等のＡ／Ｄ変換器４５により構成されている。

この校正用周波数変換部４４の出力Ｙｐは、周波数変換部２６の各出力Ｙ_１〜Ｙ_Ｍとともに、周波数特性差算出部４７に入力される。

周波数特性差算出部４７は、所望周波数領域を周波数掃引される校正用信号Ｃａ（無変調キャリア信号）が入力されたときに、周波数変換部２６の出力の各帯域の出力Ｙｉと校正用周波数変換部４４の出力Ｙｐを取得して、校正用周波数変換部４４の出力の周波数特性を基準とする各帯域の出力の周波数特性差を求める。

そして、この周波数特性差算出部４７によって得られた周波数特性差をキャンセルするような周波数特性をもつフィルタの係数を、補正情報算出部３５が算出して補正係数メモリ３６に記憶する。

周波数特性補正処理部３７は、変換対象の入力信号ｘ（ｔ）が入力されたときの周波数変換部２６の各出力Ｙ_１〜Ｙ_Ｍに対して、補正係数メモリ３６に記憶された補正係数に基づく補正処理を行い、各帯域の出力信号が、校正用周波数変換部４４を通過したのと同等となるように補正される。

また、位相差検出部４９は、補正係数が補正係数メモリ３６に記憶された後に、各帯域の交差部に等しい周波数の校正用信号が入力された状態で、周波数特性補正処理部３７の出力のうち校正用信号Ｃａの周波数を挟む帯域に対応した出力同士の位相差を、各ローカル信号の周波数の公約数Ｕの周波数の位相差検出タイミング信号Ｈの周期で検出して、位相情報メモリ５５に記憶する。なお、ここでは位相差検出タイミング信号Ｈを矩形波とし、その立ち上がりのタイミング（または立ち下がりタイミング）に各ローカル信号の位相が揃い、これを検出タイミングとする。

そして、この位相差検出部４９によって検出されて位相情報メモリ５５に記憶された帯域交差部における位相差に応じて、信号再生部５０の周波数変換処理後の各帯域の信号の位相が位相補正部５３によりシフト補正される。

なお、ここでは、校正用信号発生器４０とスイッチ４１を装置内に設け、その校正用信号の周波数やスイッチの制御を、図示しないタイミング制御部により行う場合について説明するが、周波数変換装置２０としては、校正用信号発生器４０を外部装置として接続する構成としてもよく、その場合には、スイッチ４１を省略して、変換対象の入力信号ｘ（ｔ）を入力する代わりに、外部の校正用信号発生器４０から出力された校正用信号Ｃａを入力すればよい。

次に、校正処理について説明する。
広帯域な入力信号をＸ（ω）、信号分波器２１の各帯域の出力周波数特性をＨｍ（ω）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）、各帯域の周波数変換器２７とＡ／Ｄ変換器３０とを合わせた周波数特性をＧｍ（ω）とする。

このとき、ローカル信号の周波数をω_ＬＯｍ＝２πｆ_ＬＯｍとすると、各Ａ／Ｄ変換器３０の出力信号の周波数特性は、以下のようになる。

Ｙｍ（ω−ω_ＬＯｍ）》
＝Ｈｍ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）・Ｘ（ω）》 ……（１）

なお、上記式（１）で、記号》は、周波数ω_ｍ〜ω_ｍ−１の帯域成分であることを示すものである（以下同様）。

各周波数特性Ｈｍ（ω）、Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）が既知であれば、補正処理部３７においてイコライザ｛Ｈ（ω）｝^−１および｛Ｇ（ω−ω_ＬＯｍ）｝^−１により補正することで、以下のように、各帯域の信号Ｘ（ω）》を算出することができる。

Ｙｍ（ω−ω_ＬＯｍ）》・｛Ｈ（ω）｝^−１・｛Ｇ（ω−ω_ＬＯｍ）｝^−１
＝Ｈｍ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）・Ｘ（ω）》
・｛Ｈ（ω）｝^−１・｛Ｇ（ω−ω_ＬＯｍ）｝^−１
＝Ｘ（ω）》 ……（２）

最終的に、Ｘ（ω）は、各帯域のＸ（ω）》を全て加算することにより、再生することが可能となる。

以上のように、入力される信号を複数の帯域の信号に分波することで、入力される信号の電力を１／Ｍに改善することが可能となり、入力レベルにより発生する非線形性歪の発生を抑えることが可能となり、その結果、周波数変換全体の歪にかかわるＩＰ３等の性能が改善することとなる。

次に、位相同期処理について説明する。
周波数変換部２６の各ローカル信号の周波数をｆ_ＬＯｍ、初期位相をφ_ｍ とすると、各ローカル信号の時刻ｔ における位相θ_ｍ（ｔ） は、以下のように表すことができる。

θ_ｍ（ｔ）＝２π・ｆ_ＬＯｍ・ｔ＋φ_ｍ ……（３）

このように、各ローカル信号の位相θ_ｍ（ｔ） は、異なる速度２π・ｆ_ＬＯｍで変化しているため、各ローカル信号の位相関係を一意に定めるためには、上記式第１項の（２π・ｆ_ＬＯｍ・ｔ）が０となる時刻ｔ０において、位相関係を測定するか、時刻ｔ０から一定時刻ｔｃ後に位相関係を測定する必要がある。

そこで、前記したように、各ローカル信号それぞれに同期し、次のように各ローカル信号の周波数の公約数となる周波数ｆ_Ｈを持つ信号を位相差検出タイミング信号Ｈとして使用している。
ｆ_Ｈ＝（１／ｕ_ｍ）ｆ_ＬＯｍ

各周波数変換器の出力信号の位相は、低域側の周波数成分の場合、各ローカル信号の初期位相φ_ｍ と入力信号の初期位相ψの差となるから、式（３）は、ｆ_Ｈを用いて以下のように表すことができる。

θ_ｍ（ｔ）＝ψ＋２π・ｕ_ｍ・ｆ_Ｈ・ｔ＋φ_ｍ ……（４）

ここで、各Ａ／Ｄ変換器３０より取得したデータの解析を、位相差検出タイミング信号Ｈの立ち上がり（各ローカル信号の位相が揃ったタイミング）に同期した時刻ｔ０に開始すると仮定とすると、（２π・ｕ_ｍ・ｆ_Ｈ・ｔ）は０となり、各ローカル信号の位相θ_ｍ（ｔ） は、毎回の解析開始タイミングにおいて常に一定の値φ_ｍ となり、解析に依存する位相変化を抑えることができる。

次に周波数特性に関する校正処理について説明する。
校正に必要な処理は、前記各周波数特性Ｈ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）を算出し、補正用のイコライザ｛Ｈ（ω）｝^−１・｛Ｇ（ω−ω_ＬＯｍ）｝^−１のインパルス応答を算出する処理となる。

この校正処理のために、上記実施形態では、校正用信号を帯域制限しないで校正用周波数変換部４４に入力し、ローカル信号のいずれかと同一周波数の校正用ローカル信号Ｌｐにより周波数変換を行う信号処理系を基準用の理想回路と仮定し、その理想回路に対する各帯域の信号の誤差を周波数特性Ｈ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）として算出する方法を採用している。

以下、その手順を図６のフローチャートに基づいて説明する。
始めに、各周波数特性Ｈｍ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）を算出するため、帯域を指定する数ｉを１に設定して（Ｓ１）、校正用ローカル信号の周波数ｆｐをｉ番目の帯域のローカル信号周波数ｆ_ＬＯ１と同一の周波数に設定する（Ｓ２）。

次に、校正用信号Ｃａの周波数ｆａをｉ番目の帯域内で掃引しながら、周波数変換部２６のｉ番目の帯域の出力および校正用周波数変換部４４の出力を取得する（Ｓ３）。

上記処理において取得された周波数変換部２６および校正用周波数変換部４４からのデータそれぞれについてＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施し、それぞれのＦＦＴ処理結果（この結果は複素データ）より、校正用信号Ｃａの各周波数ｆａにおける振幅比、位相比（差）を算出する（Ｓ４）。

ここで振幅比は、
｜｛Ｙｉ（２πｆａ−ω_ＬＯｉ）》｝／｛Ｙｐ（２πｆａ−ω_ＬＯｉ）》｝｜
で表される。

また、位相比は、
∠［｛Ｙｉ（２πｆａ−ω_ＬＯｉ）》｝／｛Ｙｐ（２πｆａ−ω_ＬＯｉ）》｝］
で表される。

上記処理を全ての帯域について行い、周波数変換部２６の全ての帯域の周波数特性比
［Ｙｍ（ω−ω_ＬＯｍ）》］／［Ｙｐ（ω−ω_ＬＯｍ）》］を算出する（Ｓ５、Ｓ６）。

［Ｙｍ（ω−ω_ＬＯｍ）》］／［Ｙｐ（ω−ω_ＬＯｍ）》］
＝［Ｈｍ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）］／［Ｈｐ（ω）・Ｇｐ（ω−ω_ＬＯｍ）］
…………（５）

校正用周波数変換部４４の系を理想特性と仮定すると、上式（５）は、以下のようになり、各周波数特性Ｈｍ（ω）、Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）をそれぞれ合わせた特性を算出することができる。

［Ｙｍ（ω−ω_ＬＯｍ）》］／［Ｙｐ（ω−ω_ＬＯｍ）》］
＝Ｈｍ（ω）・Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ） ……（６）

そして、上式（６）より、各帯域毎に｛Ｈｍ（ω）｝^−１・｛Ｇｍ（ω−ω_ＬＯｍ）｝^−１のインパルス応答を算出（補正情報算出部３５による）し、そのインパルス応答を満たす補正係数データを補正係数メモリ３６に記憶させる（Ｓ７）。

次に、図７に示す位相差算出処理に移行する。
始めに、帯域を指定する数ｉを１に設定し（Ｓ１１）、例えば図８に示しているように、ｉ番目とｉ＋１番目の帯域の交差する周波数ｆ_ＣＡ１に校正用信号Ｃａの周波数を信号分波器２１の帯域が交差する周波数ｆ_ＣＡ１に設定する（Ｓ１２）。

次に、周波数ｆ_ＣＡ１で交差するｉ番目とｉ＋１番目の帯域についての周波数特性補正処理部３７からの出力を、位相差検出タイミング信号Ｈの例えば立ち上がりタイミングに取得する（Ｓ１３）。ここで、周波数特性補正処理部３７では、先に算出した補正係数に基づいて周波数特性が補正された結果が出力される。

次に、位相差検出タイミング信号Ｈの立ち上がりで取得した前記２つの帯域についての出力データの位相差Δφ_ｉを算出して記憶する（Ｓ１４）。
上記の処理を、隣接帯域を順次変更して繰り返し行い、全ての隣接帯域間の位相差Δφ_ｉ〜Δφ_Ｍ−１を記憶する（Ｓ１５、Ｓ１６）。

そして、帯域間の位相差の和、即ち、
０、Δφ_１、Δφ_１＋Δφ_２、Δφ_２＋Δφ_３、…、Δφ_Ｍ−２＋Δφ_Ｍ−１
を補正用の位相情報として求めて、位相情報メモリ５５に記憶し、その記憶した位相情報を位相補正部５３の各位相シフタ５４_１〜５４_Ｍに設定させ（Ｓ１７）、変換対象の信号に対して位相補正処理が可能な状態にする。

以上のようにして求めた補正係数データおよび補正用位相情報を用いて、所望の周波数領域に存在する変換対象の信号ｘ（ｔ）が入力された場合で、周波数特性補正処理部３７で各帯域の周波数特性を補正し、さらに、位相差検出タイミング信号Ｈに同期したタイミングのうち、所望のタイミング（例えば、位相差検出タイミング信号Ｈの周期の整数倍のタイミング等）に信号再生部５０において各帯域間の信号の位相差をシフト補正して加算合成することで、図２の（ｃ）に示しているように、元の入力信号ｘ（ｔ）の各周波数成分がその振幅、位相関係を正確に保持した状態で所望の周波数帯（ｆ_０′〜ｆ_０′＋ｆ_ＢＷ）へ変換されたデジタル信号列Ｘout（ｋ）となる。

なお、周波数特性差補正処理のために必要な補正係数は、一度求めて記憶しておけば装置起動時に毎回取得する必要はないが、各ローカル信号の初期位相に依存する位相差の情報は、装置起動時や各ローカル信号の周波数変更時に毎回行う必要があり、その都度位相情報メモリの内容を更新する。

上記処理では、隣り合う帯域の境界周波数の単一の校正用信号を用いて位相差の情報を得ていたが、固定の周波数差Δｆをもち且つ互いの位相関係が既知の２つの校正用信号を同時に入力して、この２信号に対して得られた信号列の位相差を検出し、その位相差が元の２信号の位相差に等しくなるように補正してもよい。

このように、実施形態の周波数変換装置２０では、広帯域な信号ｘ（ｔ）が入力された場合であっても、その信号が信号分波部２１により複数の帯域に分割されてそれぞれ周波数変換処理を受けることになるので、周波数変換器のミキサの飽和による歪の発生が抑制され、高いダイナミックレンジで且つ高Ｓ／Ｎの実時間信号処理が可能となる。

また、信号分波部２１で複数の帯域毎に周波数変換とＡ／Ｄ変換処理を行っていることによる帯域毎の周波数特性差を、周波数特性補正処理部３７において補正してから所望帯域への信号再生処理を行っているので、元の信号の振幅・位相情報を正確に再現することができ、デジタル変調信号の再生処理も正確に行うことができる。

さらに、各ローカル信号の位相差および帯域分割によって生じる帯域間の位相誤差を検出し補正処理しているので、さらに精度の高い周波数変換処理が可能となる。

なお、前記実施形態の信号分波部２１では、分割された各帯域の幅を等しくすることで、各帯域についての周波数変換後の信号に対するＡ／Ｄ変換処理を等しい周波数領域で行うことができ、その特性合わせが容易となるようにしていたが、分割された各帯域の幅は、必ずしも等しく設定する必要はなく、例えば周波数が高い程、帯域幅を広くすればフィルタの製造が容易となる。

また、前記実施形態の信号分波部２１では、アナログの変換対象の信号が存在する所定周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷを複数Ｍの帯域に分割し、その分割した各帯域の信号成分を抽出して並列的に出力する構成として、入力信号をＭ系列に並列分岐してそれぞれの帯域の信号を通過させるＭ個のバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（Ｍ）に入力していたが、信号分波部２１の構成としては、上記構成の他に、例えば図９のように、サーキュレータとバンドパスフィルタとの組合せにより構成することもできる。

図９に示す信号分波部２１は、Ｍ＝８の例であり、前記同様のバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（８）と、Ｎ個（この場合Ｎ＝２）のサーキュレータ２３（１）、２３（２）により構成されている。

ここでバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（８）は、その通過帯域が隣接しない同士の組合せで複数（Ｎ＝２）のグループに分けられている。

即ち、この例では、通過帯域が低い方から数えて奇数番目のバンドパスフィルタ２２（１）、２２（３）、２２（５）、２２（７）の組合せの第１グループと、偶数番目のバンドパスフィルタ２２（２）、２２（４）、２２（６）、２２（８）の組合せの第２グループに別れる。図１０はグルーブ毎の通過帯域を示すものであり、同じグルーブに属するフィルタの通過帯域はそれぞれ離間している。

サーキュレータ２３（１）、２３（２）は、所定周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷの信号を低損失に通過させる特性を有しており、入力ポート（内部に示した矢印の基部に位置するポート）から入力された信号は、その入力ポートから信号伝達方向にみて近い方の第１の入出力ポート（内部に示した矢印の中間部に位置するポート）へ向かって伝搬され出力される。また、この第１の入出力ポートから入力された信号は、入力ポートから信号伝達方向にみて遠い方の第２の入出力ポート（内部に示した矢印の先端部に位置するポート）へ向かって伝搬され出力される。

そして、サーキュレータ２３（１）の第１入出力ポートには前記第１グルーブのバンドパスフィルタ２２（１）、２２（３）、２２（５）、２２（７）が並列に接続され、サーキュレータ２３（２）の第１入出力ポートには前記第２グルーブのバンドパスフィルタ２２（２）、２２（４）、２２（６）、２２（８）が並列に接続され、さらに、二つのサーキュレータ２３（１）、２３（２）は、一つのサーキュレータ２３（１）の第２の入出力ポートと、別のサーキュレータ２３（２）の入力ポートとの間が接続されるように縦列接続されており、その初段のサーキュレータ２３（１）の入力ポートに変換対象の信号ｘ（ｔ）が与えられている。

このようなサーキュレータを介して複数のフィルタを接続する構成の場合、入力信号ｘ（ｔ）は、サーキュレータ２３（１）の第１入出力ポートから第１グルーブの各バンドパスフィルタに入力され、信号ｘ（ｔ）のうち、第１グループの各バンドパスフィルタの帯域成分がそれぞれのフィルタを通過する。

一方、信号ｘ（ｔ）のうち、第１グループの各バンドパスフィルタを通過できない周波数成分は、インピーダンス不整合により全反射されてサーキュレータ２３（１）の第１入出力ポートに入力される。

したがって、この第１グループの各バンドパスフィルタを通過できない周波数成分は、サーキュレータ２３（１）の第２入出力ポートから出力され、次段のサーキュレータ２３（２）の入力ポートに入力され、その第２入出力ポートから第２グルーブの各バンドパスフィルタに入力され、それらの各バンドパスフィルタを通過することになる。

なお、最終段のサーキュレータ２３（２）の第２入出力ポートはサーキュレータの特性インピーダンスに対応した抵抗Ｒで終端されており、サーキュレータを通過でき、且つ周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷに含まれない不要信号成分はこの抵抗Ｒで終端される。

上記例はＮ＝２の場合であったが、例えばＭ＝１６の場合、Ｎ＝２とすれば、第１グループは、通過帯域を周波数順にみて奇数番目の８個（＝Ｍ／Ｎ）のバンドパスフィルタ２２（１）〜２２（１５）となり、第２グループは、偶数番目の８つのバンドパスフィルタ２２（２）〜２２（１６）となり、これらを前記同様に２段接続した２つのサーキュレータ２３（１）、２３（２）の第１入出力ポートに並列接続すればよい。

また、例えばＭ＝１６の場合、Ｎ＝４とすれば、第１グループは、通過帯域が隣接しない４つのバンドパスフィルタ２２（１）、２２（５）、２２（９）、２２（１３）となり、第２グループは、通過帯域が隣接しない４つのバンドパスフィルタ２２（２）、２２（６）、２２（１０）、２２（１４）となり、第３グループは、通過帯域が隣接しない４つのバンドパスフィルタ２２（３）、２２（７）、２２（１１）、２２（１５）となり、第４グループは、通過帯域が隣接しない４つのバンドパスフィルタ２２（４）、２２（８）、２２（１２）、２２（１６）となる。そして、これらの各グループのフィルタを前記同様に４段接続したサーキュレータ２３（１）〜２３（４）の第１入出力ポートに並列接続すればよい。

上記構成の整数Ｍ、Ｎは任意であり、最小構成単位は、Ｍ＝Ｎ＝２の場合であって、二つのバンドパスフィルタ２２（１）、２２（２）の一方がサーキュレータ２３（１）の第１入出力ポートに接続され、他方がサーキュレータ２３（２）の第１入出力ポートに接続される構造となる。

このように、互いに通過帯域が隣接しないハンドパスフィルタをサーキュレータにより分離した構造の信号分波部２１では、通過帯域が隣接するフィルタ同士の通過帯域の境界部分の特性が互いに影響し合うことによる設計の困難性を排除することができ、しかも、各バンドパスフィルタを周波数可変型にする場合でも容易に設計できる。

サーキュレータとバンドパスフィルタを用いた信号分波部２１としては、図１１の構成例も可能であり、この図１１の構成の場合、通過帯域が重複するフィルタ同士の特性が互いに影響し合うことによる設計の困難性を排除することができる。

この構成例は、サーキュレータ２３′と、その第１入出力ポートに接続され、前記所定周波数領域より狭い通過帯域で且つ前記分割した各帯域の少なくとも一つの帯域の信号成分を抽出する一つのバンドパスフィルタ２２′とで構成され、サーキュレータ２３′の入力ポートに入力された信号を、バンドパスフィルタ２２′を通過する信号成分と、そのバンドパスフィルタ２２′を通過できずに反射されてサーキュレータ２３′の第２入出力ポートから出力される信号成分とに分ける分波ユニット２４を、ツリー状に複数段接続するとともに、各分波ユニットの通過帯域を後段に向かうほど狭めていくことにより、最終段の各分波ユニットから前記各帯域の信号成分をそれぞれ並列出力するように構成されている。なお、図１１の構成例は前記同様にＭ＝８の例を示している。

初段の分波ユニット２４（１）のサーキュレータ２３（１）′の入力ポートに入力された信号ｘ（ｔ）は、第１入出力ポートからバンドパスフィルタ２２（１）′に入力される。このバンドパスフィルタ２２（１）′の通過帯域は、前記所定周波数領域の例えば半分ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷとなっており、その帯域の周波数成分はこのバンドパスフィルタ２２（１）′を通過して後段の分波ユニット２４（２）に入力される。またバンドパスフィルタ２２（１）′を通過できなかったｆ_０〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）の周波数成分は、サーキュレータ２３（１）′の第２入出力ポートからサーキュレータ２３（０）を介して後段の分波ユニット２４（３）に入力される。

分波ユニット２４（２）は、サーキュレータ２３（２）′とバンドパスフィルタ２２（２）′により構成され、入力されたｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷの周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷの周波数成分をバンドパスフィルタ２２（２）′により抽出して最終段の分波ユニット２４（４）に入力し、そのバンドパスフィルタ２２（２）′を通過できないｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）〜ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分を最終段の分波ユニット２４（５）に入力する。

一方、分波ユニット２４（３）は、サーキュレータ２３（３）′とバンドパスフィルタ２２（３）′により構成され、入力されたｆ_０〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）の周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）の周波数成分をバンドパスフィルタ２２（３）′により抽出して最終段分波ユニット２４（６）に入力し、そのバンドパスフィルタ２２（３）′を通過できないｆ_０〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分を最終段の分波ユニット２４（７）に入力する。

最終段の分波ユニット２４（４）は、入力されたｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷの周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（７ｆ_ＢＷ／８）〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷの周波数成分をバンドパスフィルタ２２（４）′により抽出して出力し、バンドパスフィルタ２２（４）′を通過できないｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋（７ｆ_ＢＷ／８）の周波数成分をサーキュレータ２３（４）′の第２入出力ポートから出力する。

また、分波ユニット２４（５）は、入力されたｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）〜ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（５ｆ_ＢＷ／８）〜ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分をバンドパスフィルタ２２（５）′により抽出して出力し、バンドパスフィルタ２２（５）′を通過できないｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）〜ｆ_０＋（５ｆ_ＢＷ／８）の周波数成分をサーキュレータ２３（５）′の第２入出力ポートから出力する。

また、分波ユニット２４（６）は、入力されたｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）の周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／８）〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／２）の周波数成分をバンドパスフィルタ２２（６）′により抽出して出力し、バンドパスフィルタ２２（６）′を通過できないｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）〜ｆ_０＋（３ｆ_ＢＷ／８）の周波数成分をサーキュレータ２３（６）′の第２入出力ポートから出力する。

さらに、分波ユニット２４（７）は、入力されたｆ_０〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分のうちの例えば半分の帯域ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／８）〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／４）の周波数成分をバンドパスフィルタ２２（７）′により抽出して出力し、バンドパスフィルタ２２（７）′を通過できないｆ_０〜ｆ_０＋（ｆ_ＢＷ／８）の周波数成分をサーキュレータ２３（７）′の第２入出力ポートから出力する。

なお、サーキュレータ２３（０）の第２入出力ポートはサーキュレータの特性インピーダンスに対応した抵抗Ｒで終端されており、サーキュレータを通過でき、且つ周波数領域ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷに含まれない不要信号成分はこの抵抗Ｒで終端される。

この構成の信号分波部２１においては、図１２に示すように、前段（図で上段側）の分波ユニットのフィルタ通過帯域の一部に、後段（図で下段側）の分波ユニットのフィルタ通過帯域が重複することになるが、その間にサーキュレータが存在しているので、その帯域が重複するフィルタ間の相互の影響は小さく、それらの設計が容易となる。

なお、上記構成例で例えばＭ＝１６に対応させる場合には、図１１の最終段の４つの分波ユニットの各出力にそれぞれ分波ユニットを設けて、さらに帯域を細分化すればよい。つまり、必要な帯域数Ｍに対して（Ｍ−１）の分波ユニットを用いることで対応できる。

前記したように、上記のようなサーキュレータを用いた信号分波部ではバンドパスフィルタの通過帯域を可変して、変換対象信号の周波数領域を可変することができるが、この周波数領域の可変は、バンドパスフィルタの数を増加させ、それをスイッチで選択することで実現することもできる。

図１３はその一例を示すものであり、変換対象信号の周波数領域を３バンドに可変でき、且つ各バンド内を４つの帯域に分割した場合の構成を示している。

この場合、バンド１を４分割するバンドパスフィルタ２２（１，１）〜２２（１，４）のうちの帯域が隣接しない同士の組合せ、即ち、バンドパスフィルタ２２（１，１）、２２（１，３）の組とバンドパスフィルタ２２（１，２）、２２（１，４）の組に分けている。他のバンドについても同様に分け、各バンドについての一方の組をなすフィルタ群をサーキュレータ２３（１）の第１入出力ポートに接続し、他方の組をなすフィルタ群をサーキュレータ２３（２）の第１入出力ポートに接続している。そして、スイッチ６０により、所望バンド（ｉ）のフィルタの出力ｘ（ｉ，１）〜ｘ（ｉ，４）を選択的に出力する。

図１４は、この構成の信号分波部２１の第１グルーブと第２グループの通過帯域とスイッチ選択の関係を示す図であり、この場合も、第１グループと第２グループのフィルタは互いに帯域が離間しているので、並列接続されたフィルタ同士の影響は少なく、それによる特性の乱れが僅少であるため、フィルタ設計が容易となる。

また、上記実施形態では、周波数変換部２６の周波数変換器２７（１）〜２７（Ｍ）として、図３にミキサ２７ａとバンドパスフィルタ２７ｂの構成例を示したが、この周波数変換器２７としては、図１５のような構成例も採用できる（一つの周波数変換器２７（ｉ）についてのみを示すが他も同一構成とする）。

この周波数変換器２７（ｉ）は、前記各帯域の信号をそれぞれ複数Ｋ（この例ではＫ＝４）に同相分岐する入力信号同相分配器２７ｃと、ローカル信号Ｌｉを複数Ｋに同相分岐するローカル信号同相分配器２７ｄと、入力信号同相分配器２７ｃによって同相分岐された信号ｘ（ｉ，１）〜ｘ（ｉ，Ｋ）と、ローカル信号同相分配器２７ｄによって同相分岐されたローカル信号Ｌ（ｉ，１）〜Ｌ（ｉ，Ｋ）とをそれぞれ受けて混合する複数Ｋのミキサ２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋと、これら複数のミキサ２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋの出力を加算合成する合成器２７ｆとにより構成されており、この周波数変換器２７（ｉ）の出力ｙｉが対応するＡ／Ｄ変換器３０（ｉ）によってデジタル信号列にＹｉに変換される。

このように、一つの帯域の信号を複数Ｋのミキサに分配入力することで、個々のミキサへの過大入力を防止することができ、過大入力によって生じる高調波歪や相互変調歪を低減することができる。

また、信号成分については同相で相関があるので、それらを加算合成した場合ミキサの個数Ｋ倍の出力が得られるのに対し、ミキサで生じるノイズ成分は非相関であるのでこれを加算合成するとノイズ自体は√Ｋ倍しか増加しない。つまりＫ＝４の場合、Ｓ／Ｎ比は約６ｄＢ改善されることになる。

上記した周波数変換部２６は、アナログ型の各周波数変換器２７の出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器３０によってデジタル値に変換しているが、図１６に示す周波数変換器２７（ｉ）′のように、各ミキサ２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋの出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器２７ｇ_１〜２７ｇ_Ｋに入力し、共通のクロック信号Ｃｓによってデジタル信号列Ｙ（ｉ，１）〜Ｙ（ｉ，Ｋ）に変換してから、デジタル型の合成器２７ｈ（数値加算器）により加算合成して、デジタル信号列Ｙｉを得ることもできる。この場合、周波数変換部２６は、複数の周波数変換器２７（１）′〜２７（Ｍ）′のみで構成され、前記したＡ／Ｄ変換器３０（１）〜３０（Ｍ）は不要となる。

この構成の場合には、ミキサへの過大入力の防止効果やＳ／Ｎ比の改善効果だけでなく各Ａ／Ｄ変換器２７ｇ_１〜２７ｇ_Ｋに対する過大入力も防止できる。

なお、周波数変換部２６を、図１５、図１６に示した構成にする場合には、周波数特性の基準となる校正用周波数変換部４４も周波数変換部２６と同等の構成にする必要がある。

２０……周波数変換装置、２１……信号分波部、２２（１）〜２２（Ｍ）……バンドパスフィルタ、２２（１）′〜２２（７）′……バンドパスフィルタ、２３（１）、２３（２）、２３（１）′〜２３（７）′……サーキュレータ、２５（１）〜２５（Ｍ）……ローカル信号発生器、２６……周波数変換部、２７（１）〜２７（Ｍ）、２７（１）′〜２７（Ｍ）′……周波数変換器、２８……クロック信号発生器、２９……位相差検出タイミング信号発生器、３０（１）〜３０（Ｍ）……Ａ／Ｄ変換器、３５……補正情報算出部、３６……補正係数メモリ、３７……補正処理部、４０……校正用信号発生器、４１……スイッチ、４２……分岐回路、４３……校正用ローカル信号発生器、４４……校正用周波数変換部、４５……周波数変換器、４６……Ａ／Ｄ変換器、４７……周波数特性差算出部、４８……タイミング検出部、４９……位相差検出部、５０……信号再生部、５１（１）〜５１（Ｍ）……周波数変換器、５２……合成器、５３……位相補正部、５４……位相シフタ、５５……位相情報メモリ、６０……スイッチ

Claims (8)

1. アナログの変換対象の信号を２分岐する分岐回路（４２）と、
   前記変換対象の信号が存在する所定周波数領域（ｆ_０〜ｆ_０＋ｆ_ＢＷ）を複数（Ｍ）の帯域に分割し、前記分岐回路で分岐された一方の信号から前記分割した各帯域の信号成分を抽出して並列的に出力する信号分波部（２１）と、
   前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号にそれぞれ対応して設けられ、該各帯域の中心周波数（ｆｃ_１〜ｆｃ_Ｍ）に対して所定中間周波数（ｆ_ｉ）だけ差のある周波数（ｆｃ_１±ｆ_ｉ、ｆｃ_２±ｆ_ｉ、…、ｆｃ_Ｍ±ｆ_ｉ）の複数（Ｍ）のローカル信号をそれぞれ出力する複数（Ｍ）のローカル信号発生器（２５（１）〜２５（Ｍ））と、
   前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換し、該中間周波数帯の信号をデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する周波数変換部（２６）と、
   前記周波数変換部から出力されるデジタルの信号列の前記各帯域間に生じる周波数特性差を補正するための補正係数を記憶するための補正係数メモリ（３６）と、
   前記補正係数メモリに記憶された補正係数にしたがって、前記周波数変換部から出力されるデジタルの信号列の前記各帯域間に生じる周波数特性差を補正する周波数特性補正処理部（３７）と、
   前記周波数特性補正処理部によって補正されたデジタルの各信号列に対する周波数変換処理を行い、該周波数変換処理された信号列を合成して、前記所定周波数領域に含まれる信号を、該所定周波数領域と等しい幅の周波数領域（ｆ_０′〜ｆ_０′＋ｆ_ＢＷ）のデジタルの信号として再生する信号再生部（５０）と、
   前記複数のローカル信号発生器が出力する各ローカル信号と同一周波数の校正用ローカル信号を選択的に出力可能な校正用ローカル信号発生器（４３）と、
   前記分岐回路で分岐された他方の信号と前記校正用ローカル信号とを混合し、前記分岐回路で分岐された他方の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯に変換し、該中間周波数帯に変換した信号をデジタルの信号列に変換して出力する校正用周波数変換部（４４）と、
   前記所定周波数領域の範囲を周波数掃引される校正用信号が前記変換対象の信号に代わって前記分岐回路に入力されたときに、前記周波数変換部から出力される各帯域の信号と前記校正用周波数変換部の出力信号とを取得し、該取得した信号から前記校正用周波数変換部の周波数特性に対する前記信号分波部と前記周波数変換部とを含む各帯域の信号経路の周波数特性の差を求める周波数特性差算出部（４７）と、
   前記周波数特性差算出部によって得られた周波数特性差に基づいて、前記各帯域の信号経路の周波数特性を前記校正用周波数変換部の周波数特性に合わせるために必要な補正係数を算出して前記補正係数メモリに記憶する補正係数算出部（３５）とを備えた周波数変換装置。
2. 前記ローカル信号発生器が出力する各ローカル信号は、所定の基準信号に位相同期し、且つ該基準信号の整数倍（ｕ_１〜ｕ_Ｍ）の周波数に設定されており、
   前記基準信号に位相同期し、前記各ローカル信号の周波数の公約数の周波数の信号を位相差検出タイミング信号として出力する位相差検出タイミング信号発生器（２９）と、
   前記補正係数が前記補正係数メモリに記憶された後に、前記各帯域の交差部に等しい周波数の校正用信号が入力された状態で、前記周波数特性補正処理部の出力のうち前記校正用信号の周波数を挟む帯域に対応した出力同士の位相差を、前記位相差検出タイミング信号の周期で検出する位相差検出部（４９）と、
   前記位相差検出部が検出した帯域交差部における位相差の情報を記憶する位相情報メモリ（５５）と、
   前記校正用信号に代わって前記変換対象の信号が入力された状態で、前記信号再生部の周波数変換処理後の各帯域の信号の位相を前記位相情報メモリに記憶された位相分シフト補正する位相補正部（５３）とを備えたことを特徴とする請求項１記載の周波数変換装置。
3. 前記位相差検出タイミング信号に同期したタイミングのうちの所望タイミングを位相補正タイミングとして検出するタイミング検出部（４８）を有し、
   前記位相補正部は、前記タイミング検出部によって検出された位相補正タイミングに、前記信号再生部の周波数変換処理後の各帯域の信号の位相を、前記位相情報メモリに記憶された位相分シフト補正することを特徴とする請求項２記載の周波数変換装置。
4. 前記信号分波部は、
   変換対象の信号を複数（Ｍ）に分岐し、該分岐された信号を、前記分割した各帯域の信号成分のみをそれぞれ通過させる複数（Ｍ）のバンドパスフィルタ（２２（１）〜２２（Ｍ））にそれぞれ入力し、該各バンドパスフィルタから前記各帯域の信号成分を並列に出力させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換装置。
5. 前記信号分波部は、
   前記分割した各帯域の信号成分のみをそれぞれ通過させる複数（Ｍ）のバンドパスフィルタ（２２（１）〜２２（Ｍ））が、その通過帯域が隣接しない同士の組合せで複数（Ｎ）のグループに分けられ、
   該各グループに属するバンドパスフィルタは、各グループに設けられたサーキュレータ（２３（１）〜２３（Ｎ））の入力ポートから信号伝達方向にみて近い方の第１入出力ポートに並列的に接続され、さらに、該複数（Ｎ）のサーキュレータは、一つのサーキュレータの入力ポートから信号伝達方向にみて遠い方の第２入出力ポートと、別のサーキュレータの入力ポートとの間が接続されるように縦列接続されており、その初段のサーキュレータの入力ポートに前記変換対象の信号が与えられていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換装置。
6. 前記信号分波部は、
   サーキュレータ（２３′）と、該サーキュレータの入力ポートから信号伝達方向にみて近い方の第１入出力ポートに接続され、前記所定周波数領域より狭い通過帯域で且つ前記分割した各帯域の少なくとも一つの帯域の信号成分を抽出するバンドパスフィルタ（２２′）とで形成され、前記サーキュレータの入力ポートに入力された信号を、前記バンドパスフィルタにより抽出された信号成分と、前記サーキュレータの前記入力ポートから信号伝達方向にみて遠い方の第２入出力ポートから出力される信号成分とに分ける分波ユニット（２４）を有し、
   前記分波ユニットを、通過帯域幅が後段に向かうほど狭くなる状態でツリー状に複数段接続し、最終段の各分波ユニットから前記各帯域の信号成分をそれぞれ並列出力するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換装置。
7. 前記周波数変換部は、
   前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換する複数の周波数変換器（２７（１）〜２７（Ｍ））と、
   前記複数の周波数変換器によってそれぞれ前記中間周波数帯に変換された信号を、共通のサンプリングクロックによってデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する複数（Ｍ）のＡ／Ｄ変換器（３０（１）〜３０（Ｍ））とにより構成され、
   前記各周波数変換器は、
   前記各帯域の信号をそれぞれ複数（Ｋ）に同相分岐する入力信号同相分配器（２７ｃ）と、
   前記ローカル信号を複数（Ｋ）に同相分岐するローカル信号同相分配器（２７ｄ）と、
   前記入力信号同相分配器によって同相分岐された信号と、前記ローカル信号同相分配器によって同相分岐されたローカル信号とをそれぞれ受けて混合する複数（Ｋ）のミキサ（２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋ）と、
   前記複数のミキサの出力を加算合成する合成器（２７ｆ）とにより構成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換装置。
8. 前記周波数変換部は、
   前記信号分波部から出力される前記各帯域の信号と、該各帯域の信号に対応した前記ローカル信号発生器から出力されたローカル信号とをそれぞれ混合し、当該帯域の信号を前記中間周波数を中心とする中間周波数帯にそれぞれ変換し、該中間周波数帯に変換された信号をデジタルの信号列に変換してそれぞれ出力する複数（Ｍ）の周波数変換器（２７（１）′〜２７（Ｍ）′）により構成され、
   前記各周波数変換器は、
   前記各帯域の信号をそれぞれ複数（Ｋ）に同相分岐する入力信号同相分配器（２７ｃ）と、
   前記ローカル信号を複数（Ｋ）に同相分岐するローカル信号同相分配器（２７ｄ）と、
   前記入力信号同相分配器によって同相分岐された信号と、前記ローカル信号同相分配器によって同相分岐されたローカル信号とをそれぞれ受けて混合する複数（Ｋ）のミキサ（２７ｅ_１〜２７ｅ_Ｋ）と、
   前記複数のミキサの出力を、共通のサンプリングクロックによりデジタルの信号列に変換する複数（Ｋ）のＡ／Ｄ変換器（２７ｇ_１〜２７ｇ_Ｋ）と、
   前記複数のＡ／Ｄ変換器の出力を加算合成する合成器（２７ｈ）とにより構成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換装置。

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