WO2019230382A1 - フロントエンド回路、テストボード、テストシステム、コンピュータおよびプログラム - Google Patents

フロントエンド回路、テストボード、テストシステム、コンピュータおよびプログラム Download PDF

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WO2019230382A1
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local
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浅見　幸司
隆洋 工藤
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株式会社アドバンテスト
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    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to analysis and evaluation of RF (high frequency) devices.
  • the baseband signal and RF signal are becoming wider as wireless communication capacity increases.
  • a broadband baseband signal ranging from several hundred MHz to several GHz is carried using a millimeter wave band carrier signal.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Division Multiplexing
  • OFDM is a type of multi-carrier modulation scheme in which data is divided into a plurality of carrier waves called subcarriers and transmitted in parallel in the frequency direction.
  • the frequency of subcarriers is selected so as to satisfy orthogonality (ie, the inner product is zero). As a result, even if adjacent subcarriers overlap each other in the frequency domain, they can be separated, and thus there is an advantage that a guard band is unnecessary and frequency utilization efficiency is high.
  • FIGS. 1A and 1B are block diagrams of an OFDM modulator (transmitter) and demodulator (receiver).
  • the modulator 10 will be described with reference to FIG. Here, it is assumed that N subcarriers f 0 to f N ⁇ 1 are used.
  • Serial data s [0] to be transmitted is converted into parallel data by the S / P converter 12 and divided into symbol data sym 0 to sym N ⁇ 1 for each subcarrier.
  • Each of the plurality of modulators MOD 0 to MOD N ⁇ 1 maps the input symbol data sym on the complex plane using QAM (Quadrature Amplitude Modulation) or PSK (Phase Shift Keying).
  • Complex data X 0 to X N ⁇ 1 obtained by the mapping is input to the inverse discrete Fourier transformer 14 and converted into waveform data on the time axis.
  • the real part Re and the imaginary part Im of the digital waveform data obtained by IFFT are converted into an analog in-phase signal I (t) and a quadrature signal Q (t) by the D / A converters 16 and 18, respectively. Converted.
  • the analog quadrature modulator 19 modulates carrier signals having a carrier frequency f C using the outputs I (t) and Q (t) of the D / A converters 16 and 18 as modulation signals, and synthesizes them to perform RF transmission.
  • a signal s (t) is generated. In this description, the insertion and removal of guard intervals are omitted.
  • the demodulator 20 will be described with reference to FIG.
  • the received signal r (t) of the received carrier frequency f C is down-converted by the analog quadrature demodulator 22 into an in-phase signal I (t) and a quadrature signal Q (t).
  • the A / D converters 28 and 30 convert the signals I (t) and Q (t) that have passed through the anti-aliasing filters 24 and 26 into digital waveform data Di (t) and Dq (t).
  • the discrete Fourier transformer 32 converts the data of one symbol length of the waveform data Di (t) and Dq (t) into complex data (spectral data) Y 0 to Y N in the frequency domain by FFT (Fast Fourier Transform). Convert to -1 .
  • the complex data Y # corresponds to the complex data X # of the subcarrier having the frequency f # in the modulator 10 of FIG.
  • the plurality of demodulators DEMOD 0 to DEMOD N-1 perform inverse mapping of the corresponding subcarrier complex data Y 0 to Y N-1 to symbol data sym 0 to sym N-1 .
  • the parallel-serial converter 34 converts the plurality of symbol data sym 0 to sym N-1 into serial data s [n].
  • An RF signal analyzer is used to test an RF device including the modulator 10 of FIG.
  • the RF signal analyzer evaluates an RF signal generated by the RF device, and is also referred to as VSA (Vector Signal Analyzer).
  • VSA Vector Signal Analyzer
  • next generation (5G) mobile communication system it is planned to adopt a carrier frequency of 28 GHz and a baseband bandwidth of 800 MHz. Adoption of a bandwidth of 2 GHz is planned.
  • the A / D converters 28 and 30 are required to have a bandwidth of several hundred MHz to several GHz. Broadband A / D converters generally have low resolution.
  • the A / D converters 28 and 30 need only have a resolution that can demodulate the received signal, that is, can correctly determine the symbol. Also in the RF signal analyzer, as long as the symbol is determined and the bit error rate is measured, the accuracy is comparable to that of the RF device. However, when the EVM (Error Vector Magnitude) is measured by the RF signal analyzer, the A / D converter is required to have sufficiently high accuracy. A wide-band and high-accuracy A / D converter has a problem that the test cost becomes high because there are few choices and it is very expensive. Such a problem can occur not only in the OFDM system but also in a test of an RF device that complies with other communication systems.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • the present invention has been made in such a situation, and one of exemplary purposes of an aspect thereof is to provide a test system capable of measuring a broadband RF signal.
  • An aspect of the present invention relates to a front-end circuit used for testing an RF signal from a device under test.
  • the RF signal is generated by modulating a carrier signal having a carrier frequency f C with a broadband baseband signal.
  • the front-end circuit is a frequency variable oscillator that generates a local signal having a variable local frequency f LO1, and a first frequency that generates an intermediate frequency signal having a frequency f C ⁇ f LO1 by frequency-mixing the local signal and the RF signal.
  • a mixer and a first band-pass filter that filters the intermediate frequency signal.
  • the front end circuit is configured to be able to supply a baseband signal based on the intermediate frequency signal that has passed through the first filter to the digitizer.
  • the local frequency f LO1 can be selected from a plurality of frequencies f 0 , f 1 , f 2 ,... Having a frequency interval ⁇ f that is equal to or narrower than the bandwidth BW of the first filter.
  • FIGS. 1A and 1B are block diagrams of an OFDM modulator and demodulator. It is a block diagram which shows the basic architecture of the test system which concerns on embodiment. It is a figure explaining operation
  • One embodiment disclosed herein relates to a front-end circuit used for testing RF signals from a device under test.
  • the RF signal is generated by modulating a carrier signal having a carrier frequency f C with a broadband baseband signal.
  • the RF signal can be an OFDM signal.
  • the front-end circuit is a frequency variable oscillator that generates a local signal having a variable local frequency f LO1, and a first frequency that generates an intermediate frequency signal having a frequency f C ⁇ f LO1 by frequency-mixing the local signal and the RF signal.
  • a mixer and a band-pass first filter for filtering the intermediate frequency signal are provided.
  • the front end circuit is configured to be able to supply a baseband signal based on the intermediate frequency signal that has passed through the first filter to the digitizer.
  • the local frequency f LO1 can be selected from a plurality of frequencies f 0 , f 1 , f 2 ,... Having a frequency interval ⁇ f that is equal to or narrower than the bandwidth BW of the first filter.
  • the center frequency f IF of the intermediate frequency signal is f C ⁇ f 0 , f C ⁇ f 1 , f C ⁇ . f 2 .
  • this intermediate frequency signal is passed through a band-pass filter having a predetermined bandwidth BW, the original wideband baseband signal can be cut out for each frequency channel (subband) having the bandwidth BW as a unit. Therefore, the frequency band of the signal input to the digitizer can be narrowed, and a high-precision digitizer with a narrow band can be used.
  • the scan interval ⁇ f of the local frequency f LO1 may be narrower than the bandwidth BW of the first filter.
  • the front-end circuit may further include a second frequency mixer that down-converts the intermediate frequency signal and a second filter that filters the output of the second frequency mixer.
  • the baseband signal may be in accordance with the output of the second filter.
  • the front-end circuit may provide a test system along with the digitizer and computer.
  • the digitizer converts the output of the front end circuit into digital waveform data.
  • the computer processes the waveform data obtained by the digitizer.
  • the computer may perform the following processing.
  • the waveform data DW 0 , DW 1 , DW 2 ... Generated by the digitizer for each of a plurality of frequencies f 0 , f 1 , f 2 ... Of the local frequency f LO1 is converted into frequency domain spectrum data DF 0 , DF 1 , DF 2. Convert to...
  • the spectral data DF 0 , DF 1 , DF 2 ... Are shifted on the frequency axis and synthesized.
  • the above-mentioned front end circuit can be mounted on a test board.
  • a test board By using this test board in combination with an existing low-speed and high-precision digitizer, a broadband RF signal can be tested inexpensively and with high precision.
  • the state in which the member A is connected to the member B means that the member A and the member B are electrically connected to each other in addition to the case where the member A and the member B are physically directly connected. It includes cases where the connection is indirectly made through other members that do not substantially affect the general connection state, or that do not impair the functions and effects achieved by their combination.
  • the state in which the member C is provided between the member A and the member B refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as their electric It includes cases where the connection is indirectly made through other members that do not substantially affect the general connection state, or that do not impair the functions and effects achieved by their combination.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a basic architecture of the test system 100 according to the embodiment.
  • the test system 100 evaluates and analyzes a radio frequency (RF) signal generated by the RF device 102 which is a device under test.
  • the RF signal is generated by modulating a carrier signal having a carrier frequency f C with a broadband baseband signal Sb (t).
  • Sb broadband baseband signal
  • the present invention is particularly useful in a communication system in which the band of the baseband signal exceeds 1 GHz.
  • the present invention is particularly useful in a millimeter wave band where the carrier frequency f C is several tens of GHz.
  • the RF signal is divided into a plurality of N subbands FCH 0 to FCH N ⁇ 1 when viewed in the frequency domain.
  • a plurality of subbands FCH 0 to FCH N ⁇ 1 are individually captured in a time division manner.
  • the test system 100 includes a digitizer 110, a digital module 120, a processor 130, and a front end circuit 200.
  • the digital module 120 is connected to the RF device 102 and controls the RF signal generated by the RF device 102.
  • Digitizer 110 converts an analog input signal into a digital signal. Digitizer 110 includes an amplifier 112 and an A / D converter 114, for example.
  • the front-end circuit 200 is provided between the digitizer 110 and the RF device 102 and serves as an interface with the RF device 102 in the test system 100.
  • the processor 130 is a part of the computer and processes digital waveform data generated by the digitizer 110 by executing a software program. A part of the processing of the processor 130 may be performed by hardware processing instead of software.
  • the front-end circuit 200 includes a variable frequency oscillator 202, a first frequency mixer 204, a first filter 206, and a frequency conversion unit 210.
  • the variable frequency oscillator 202 generates a first local (LO1) signal having a variable local frequency f LO1 ( ⁇ f C ).
  • the first frequency mixer 204 frequency-mixes the LO1 signal and the RF signal to generate an intermediate frequency (IF) signal having a frequency f C -f LO1 .
  • the first filter 206 is a band-pass filter that receives the IF signal and passes a component in a predetermined frequency range included in the IF signal.
  • the bandwidth BW of the first filter 206 defines the bandwidth of the subband FCH.
  • the output IF ′ of the first filter 206 includes components in the frequency range f BP ⁇ BW / 2 to f BP + BW / 2 among the input IF.
  • the bandwidth BW of the first filter 206 defines the bandwidth of the signal input to the digitizer 110, the bandwidth BW is the bandwidth of the digitizer 110 (that is, the sampling rate of the A / D converter 114). f s ).
  • the sampling theorem can therefore be designed such that BW ⁇ f s / 2.
  • the bandwidth BW may be narrower than 250 MHz, for example, 200 MHz.
  • the frequency converter 210 receives the IF ′ signal that has passed through the first filter 206 and converts the IF ′ signal into a narrowband baseband signal Sb ⁇ having an optimum frequency to be processed by the subsequent digitizer 110.
  • the narrowband baseband signal Sb ⁇ includes a frequency component of one subband in the baseband signal Sb (t) used for generating the RF signal.
  • the frequency conversion unit 210 includes an oscillator 212, a second frequency mixer 214, and a second filter 216.
  • the second frequency mixer 214 frequency-mixes the IF ′ signal that has passed through the first filter 206 with the second local (LO2) signal generated by the oscillator 212, and down-converts it to a lower frequency region.
  • the frequency f LO2 of the local signal LO2 is determined so that the output Sb ⁇ of the second frequency mixer 214 does not include a negative frequency component. More specifically, a relationship of f BP ⁇ BW / 2 ⁇ f LO2 > 0 may be satisfied, and f BP ⁇ BW / 2> f LO2 is satisfied.
  • the second filter 216 is an anti-aliasing filter, removes the high frequency component of the baseband signal Sb ⁇ which is the output of the second frequency mixer 214, and provides the digitizer 110 with it.
  • the second filter 216 may be designed as a low-pass filter or a band-pass filter.
  • the local frequency f LO1 can be selected from a plurality of frequencies f 0 , f 1 ,.
  • the interval ⁇ f between the plurality of frequencies f 0 , f 1 ,... Is defined to be equal to or narrower than the bandwidth BW of the first filter 206.
  • test system 100 The above is the configuration of the test system 100. Next, the operation will be described based on some embodiments.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operations of the front-end circuit 200 and the digitizer 110 of the test system 100 of FIG.
  • the vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time.
  • Each RF signal is preferably the same signal based on the same serial signal, but the present invention is not limited to this, and different serial signals may be used.
  • the carrier frequency f C 60 GHz
  • the baseband signal bandwidth ⁇ f BB is 2 GHz.
  • the center frequency f BP of the pass band of the first filter 206 is not particularly limited, but considering the availability of the filter, a 2 GHz band or 5 GHz band filter may be employed.
  • the shift amount ⁇ f is equal to the bandwidth BW and is 200 MHz.
  • the frequency of the LO2 signal generated by the oscillator 212 may be equal to the pass frequency f BP of the first filter 206.
  • the second frequency mixer 214 down-converts the output IF ′ of the first filter 206 into a baseband signal Sb ⁇ in the frequency domain near DC.
  • the baseband signal Sb k ⁇ obtained in the kth test cycle corresponds to the kth subband FCH k .
  • the narrowband baseband signal Sb k ⁇ that has passed through the second filter 216 is converted into digital waveform data DW.
  • the waveform data DW 0 to DW 9 corresponding to all the subbands FCH 0 to FCH 9 are acquired by the digitizer 110.
  • the RF signal modulated by the wideband baseband signal is divided into a plurality of subbands and captured by the digitizer 110 for each subband.
  • the bandwidth required for the A / D converter 114 can be narrowed, and an inexpensive and highly accurate A / D converter can be employed.
  • the front end circuit 200 only the first frequency mixer 204 may be designed to operate with a bandwidth of 2 GHz, and the circuit blocks (first filter 206, second frequency mixer 214, second filter) in the subsequent stage may be used. Since the bandwidth handled by 216) may be narrow, the design is easy.
  • the signal handled by the frequency converter 210 has a narrow center bandwidth and a constant center frequency (f BP ). Therefore, the design of the frequency converter 210 is easy also in that respect, which is a great merit.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the processor 130.
  • Processor 130 a plurality of frequency f 0 of the local frequency f LO1, f 1, f 2 , waveform data DW 0 digitizer 110 generates for every ..., DW 1, DW 2 ... and spectral data DF 0 in the frequency domain, Conversion into DF 1 , DF 2 ... (S100).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the processor 130 shifts the spectrum data DF 0 , DF 1 , DF 2 ... On the frequency axis, synthesizes the shifted spectrum data DFs 0 , DFs 1 , DFs 2 .
  • the spectrum (frequency information) of the band signal is reconstructed (S102).
  • the synthesis here is understood as a combination of sequences.
  • the spectrum of the original baseband signal Sb (t) can be acquired. Further, if the spectrum of the baseband signal is subjected to inverse discrete Fourier transform (IDFT), the waveform of the baseband signal can be reproduced.
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • the interval ⁇ f of the local frequency f LO1 is set equal to the bandwidth BW of the first filter 206.
  • the scan interval ⁇ f of the local frequency f LO1 is narrower than the bandwidth BW of the first filter 206. That is, in the k-th test cycle and the (k + 1) -th test cycle, a part of the spectrum of the original baseband signal is captured redundantly. In this specification, this overlapping band (referred to as overlap band OB) is used for inter-channel calibration.
  • the wideband baseband signal includes a plurality of subcarriers Sc, and each subband FCH also includes a plurality (X) of subcarriers Sc.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the band correction process in the second embodiment.
  • FIG. 6 shows three spectral data DFs k ⁇ 1 , DFs k , and DFs k + 1 that are adjacent in the frequency domain.
  • the spectrum data DFs # includes X subcarriers Sc 0 to Sc X ⁇ 1
  • the spectrum data becomes array data with the number of the subcarrier Sc as an index, and DF # ′ [0: X ⁇ 1] and Can be represented.
  • the k-th spectrum data DFs k is a band correction target.
  • DFs ′ k ⁇ 1 represents spectral data that has already been band-corrected.
  • DFs' of k-1 the right end of the Y-number of elements DFs k-1: a [X-Y X-1]
  • CAL_DATA k-1 a [0 Y-1].
  • the leftmost Y elements DFs k [0: Y ⁇ 1] are set to COMP_DATA k [0: Y ⁇ 1].
  • the correction coefficient array COEFF [0: Y-1] is generated using the two arrays CAL_DATA k-1 [0: Y-1] and COMP_DATA k [0: Y-1].
  • An element COEFF [j] of the correction coefficient array COEFF [0: Y-1] is expressed by Expression (1).
  • COEFF [j] CAL_DATA [j] / COMP_DATA [j] (1)
  • Spectral data DFs k is corrected based on the correction coefficient sequence.
  • the corrected spectrum data is expressed as DFs k ′.
  • Y elements DFs k [XY: X ⁇ 1] at the right end of DFs k ′ become CAL_DATA k [0: Y ⁇ 1], and are used for band correction of the next spectrum data DFs k + 1 .
  • Spectral data DFs k obtained by the discrete Fourier transform is a complex number, including amplitude and phase information (or the real part and imaginary part).
  • represents the amplitude of DF k '
  • the amplitude correction amount ⁇ A can be calculated from the difference between the amplitudes of the overlapping subcarriers, and specifically, can be calculated from the absolute value
  • is calculated for Y subcarriers, and is set as a correction coefficient G. If this correction coefficient G is multiplied by
  • phase correction amount ⁇ can be calculated from the phase difference between the overlapping subcarriers, and more specifically, can be calculated from the deviation angle ⁇ COEFF [j] of the correction coefficient array. Similarly, with respect to the phase, an average value of ⁇ COEFF [j] is calculated for Y subcarriers and set as a correction amount ⁇ .
  • ⁇ DFs ′ ⁇ DFs + ⁇ (2) It can be.
  • ⁇ CO [0: X ⁇ 1] may be calculated by extrapolating ⁇ ⁇ COEFF [0: Y ⁇ 1].
  • LSM least square method
  • the band correction can be performed by Expression (3).
  • DFs ′ G ⁇ exp ⁇ i ⁇ ⁇ [j] ⁇ ⁇ DFs (3)
  • FIG. 8 is a flowchart for explaining the processing of the processor 130 according to the second embodiment. Here, the case where it divides
  • test cycle k is set to 1 (S210). While k ⁇ N is satisfied (Y in S212), the following processing is repeated while incrementing k (S228).
  • the local frequency f LO1 is set to f k (S214), and the RF device 102 reproduces an RF signal based on a predetermined baseband signal (S216).
  • spectrum data DFs k of the kth subband FCH k is acquired (S218).
  • the element on the low frequency side of the spectrum data DFs k is acquired as COMP_DATA k (S220).
  • transfer functions H 0 (f) to H N-1 (f) for each of the subbands FCH 0 to FCH N-1 of the test system 100 may be acquired in advance.
  • the transfer functions H 0 (f) to H N-1 (f) can be obtained by measuring the S parameter (S 21 ) from the input end to the output end of the front-end circuit 200 using a network analyzer. Alternatively, the transfer function may be estimated by simulation.
  • the spectral data DF k (or DFs k ) is corrected using the corresponding transfer function H k (f). For example, by multiplying the reciprocal 1 / H k (f) of H k (f) to the spectral data DF k, it can be appropriately corrected.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an aspect (100A) of the test system 100.
  • the measuring instrument 170 is an existing hardware resource originally owned by the user, and includes the digitizer 110 and the arbitrary waveform generator 150.
  • the millimeter wave BOST unit 160 is mounted on a test board 140 to which the RF device 102 is mounted.
  • the millimeter wave BOST unit 160 includes a transmission-side front-end circuit 250 in addition to the reception-side front-end circuit 200 described above.
  • the front end circuit 250 modulates a high frequency carrier using the baseband signal generated by the arbitrary waveform generator 150, and generates a transmission RF signal.
  • the broadband RF signal can be evaluated by adding the test board 140 to the existing test system including the digitizer 110, the digital module 120, and the processor 130.
  • FIG. 10 is a block diagram of a test system 100D according to the first modification.
  • the front-end circuit 200D is obtained by omitting the frequency conversion unit 210 from the test system 100 of FIG. Instead, the digitizer 110D is provided with a sample hold circuit 116 that is provided between the amplifier 112 and the A / D converter 114 and performs undersampling.
  • the A / D converter 114 and the amplifier 112 require a frequency sufficient to cover the modulation band, but in exchange, the oscillator 212 and the second frequency mixer that constitute the frequency converter 210. Since 214 and the second filter 216 can be omitted, the number of parts can be reduced. In particular, since the cut-off frequency of the second filter 216 is low, the size of components constituting the second filter 216 is large, so that the effect of downsizing by omitting is great.
  • FIG. 11 is a block diagram of a test system 100C according to the second modification.
  • the basic configuration of the test system 100C is the same as that of FIG. 2, but the configuration of the frequency converter 210C is different.
  • the frequency conversion unit 210C includes second frequency mixers 214I and 214Q and second filters 216I and 216Q corresponding to the I component and the Q component.
  • IQ separation is performed in the analog domain by incorporating a quadrature demodulator into the frequency converter 210C.
  • the bandwidth of the subsequent digitizers 110I and 110Q can be reduced to half that of the digitizer 110 shown in FIG.
  • a signal with twice the bandwidth can be captured, so that the number of captures can be reduced to 1 ⁇ 2.
  • an A / D converter (digitizer) with lower speed and higher resolution can be employed.
  • FIG. 12 is a block diagram of a test system 100B according to the third modification.
  • the front-end circuit 200B includes a 90 ° phase shifter 220 and shifts the local signal LO1 by 90 °.
  • the first frequency mixer 204Q mixes the RF signal and the output of the phase shifter 220, and extracts the Q component of the RF signal.
  • the frequency conversion unit 210 # receives the output of the corresponding first filter 206 # and supplies the output S # ⁇ to the digitizer 110 #.
  • the frequency converter 210 may be omitted and the frequency f LO1 of the local signal LO1 may be increased to generate the baseband signal Sb ⁇ in the frequency domain near DC directly by the first frequency mixer 204.
  • the frequency f LO1 of the local signal LO1 is increased every test cycle.
  • the frequency of the local signal LO1 may be decreased every test cycle, or may be changed in a random order. Also good.
  • the processor 130 cuts out each waveform data DW for each subband for each symbol on the time axis. Then, it is converted into spectrum data DF in the frequency domain and synthesized in the frequency domain as shown in FIG. However, the center frequency of the combined wideband baseband signal is not DC but IF frequency f IF .
  • the combined wideband baseband signal is multiplied by cos (2 ⁇ f IF ) and ⁇ sin (2 ⁇ f IF ), respectively, and orthogonal demodulation is performed. This calculation may be performed in the frequency domain or in the time domain.
  • the original OFDM symbol can be demodulated by performing discrete Fourier transform on the two obtained signals as a real part and an imaginary part.
  • EVM can be calculated based on signal information (that is, amplitude and phase) obtained by discrete Fourier transform and their expected values.
  • the processor 130 divides the waveform data obtained by the digitizers 110I and 110Q into symbols, and performs discrete Fourier transform using the obtained waveform data as a real part and an imaginary part. By doing so, the original OFDM symbol can be demodulated. Moreover, EVM can be calculated based on signal information (amplitude, phase) obtained by discrete Fourier transform and their expected values.
  • a symbol is assigned to each subcarrier.
  • a PILOT subcarrier for delay correction is necessary for demodulation, and the PILOT subcarrier may be included in other subbands. Is preferably demodulated after being synthesized in the frequency domain. However, if the delay fluctuation for each symbol can be ignored in the LSI test, the PILOT subcarrier is not necessary, and therefore, the demodulation is performed independently for each subband without synthesizing the spectrum data DF in the frequency domain. It is also possible to perform.
  • the present invention is not limited to OFDM, and can be widely applied to a wideband RF signal test.
  • the present invention relates to analysis and evaluation of RF (high frequency) devices.

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Abstract

フロントエンド回路２００は、ＲＦデバイス１０２からのＲＦ信号の試験に使用される。ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号により変調して生成される。周波数可変オシレータ２０２は、可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号ＬＯ１を生成する。第１周波数ミキサ２０４は、ローカル信号ＬＯ１とＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有するＩＦ信号を生成する。バンドパス型の第１フィルタ２０６は、ＩＦ信号を濾過する。ローカル周波数ｆＬＯ１は、第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，…から選択可能である。

Description

フロントエンド回路、テストボード、テストシステム、コンピュータおよびプログラム
　本発明は、ＲＦ（高周波）デバイスの解析、評価に関する。
　無線通信の大容量化にともない、ベースバンド信号およびＲＦ信号の広帯域化が進んでいる。第５世代移動通信システムや、次世代の無線ＬＡＮでは、ミリ波帯域のキャリア信号を利用して、数百ＭＨｚ～数ＧＨｚに及ぶ広帯域のベースバンド信号が搬送される。
　このような高速通信には、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が用いられる場合が多い。ＯＦＤＭは、データをサブキャリアと呼ばれる複数の搬送波に分割し、周波数方向に並列に送信するマルチキャリア変調方式の一種である。
　ＯＦＤＭでは、サブキャリアの周波数が、直交性（Orthogonal、すなわち内積が零）を満たすように選択される。これにより、隣接するサブキャリア同士が周波数領域で重なっていても、それらを分離することが可能となるため、ガードバンドが不要であり、周波数利用効率が高いという利点を有する。
　図１（ａ）、（ｂ）は、ＯＦＤＭの変調器（送信機）および復調器（受信機）のブロック図である。図１（ａ）を参照し、変調器１０について説明する。ここでは、Ｎ個のサブキャリアｆ０～ｆＮ－１を用いるものとする。
　送信すべきシリアルデータｓ［０］は、Ｓ／Ｐ変換器１２によりパラレルデータに変換され、サブキャリアごとのシンボルデータｓｙｍ０～ｓｙｍＮ－１に分割される。複数の変調器ＭＯＤ０～ＭＯＤＮ－１のそれぞれは、入力されたシンボルデータｓｙｍを、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）やＰＳＫ（Phase Shift Keying）を用いて、複素平面上にマッピングする。マッピングにより得られた複素データＸ０～ＸＮ－１は、逆離散フーリエ変換器１４に入力され、時間軸上の波形データに変換される。ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）によって得られるデジタルの波形データの実部Ｒｅ、虚部Ｉｍはそれぞれ、Ｄ／Ａコンバータ１６，１８によってアナログの同相信号Ｉ（ｔ）および直交信号Ｑ（ｔ）に変換される。アナログの直交変調器１９は、Ｄ／Ａコンバータ１６，１８の出力Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を変調信号として、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を変調し、それらを合成してＲＦ送信信号ｓ（ｔ）を生成する。なお、この説明において、ガードインターバルの挿入や除去などは省略している。
　図１（ｂ）を参照し、復調器２０について説明する。受信したキャリア周波数ｆＣの受信信号ｒ（ｔ）は、アナログの直交復調器２２によって同相信号Ｉ（ｔ）および直交信号Ｑ（ｔ）にダウンコンバージョンされる。Ａ／Ｄコンバータ２８，３０は、アンチエイリアシングフィルタ２４，２６を経た信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）をデジタルの波形データＤｉ（ｔ），Ｄｑ（ｔ）に変換する。
　離散フーリエ変換器３２は、波形データＤｉ（ｔ）、Ｄｑ（ｔ）の１シンボル分の長さのデータを、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）によって周波数領域の複素データ（スペクトルデータ）Ｙ０～ＹＮ－１に変換する。複素データＹ＃は、図１（ａ）の変調器１０における周波数ｆ＃のサブキャリアの複素データＸ＃に対応する。複数の復調器ＤＥＭＯＤ０～ＤＥＭＯＤＮ－１は、対応するサブキャリアの複素データＹ０～ＹＮ－１を、シンボルデータｓｙｍ０～ｓｙｍＮ－１に逆マッピングする。パラレルシリアル変換器３４は、複数のシンボルデータｓｙｍ０～ｓｙｍＮ－１をシリアルデータｓ［ｎ］に変換する。
特開２００４－３２４４６号公報 特開２０１２－１７５１７２号公報
　図１（ａ）の変調器１０を含むＲＦデバイスを試験するために、ＲＦ信号解析器が使用される。ＲＦ信号解析器は、ＲＦデバイスが生成するＲＦ信号を評価するものであり、ＶＳＡ（Vector Signal Analyzer）とも称される。
　たとえば次世代（５Ｇ）の移動通信システムでは、キャリア周波数２８ＧＨｚ、ベースバンド帯域幅８００ＭＨｚの採用が予定されており、次世代の無線ＬＡＮ（IEEE802.11ad（WiGig））では、キャリア周波数６０ＧＨｚ、ベースバンド帯域幅２ＧＨｚの採用が予定されている。
　ＲＦ信号解析器を、図１（ｂ）の復調器２０のアーキテクチャにもとづいて設計する場合、Ａ／Ｄコンバータ２８，３０に、数百ＭＨｚ～数ＧＨｚの帯域が要求されることとなるが、広帯域のＡ／Ｄコンバータは一般に分解能が低い。
　ＲＦデバイスに搭載される復調器２０の場合、Ａ／Ｄコンバータ２８，３０は、受信した信号を復調できるだけの、つまりシンボルを正しく判定できるだけの分解能があれば足りる。ＲＦ信号解析器においても、シンボルを判定し、ビットエラーレートを測定する程度であれば、ＲＦデバイスと同程度の精度で足りる。ところが、ＲＦ信号解析器によってＥＶＭ（Error Vector Magnitude）などを測定する場合、Ａ／Ｄコンバータには十分に高い精度が要求される。広帯域かつ高精度なＡ／Ｄコンバータは、選択肢が少ない上に非常に高価であることから、テストコストが高くなるという問題がある。なおこのような問題は、ＯＦＤＭ方式に限らず、その他の通信方式に準拠したＲＦデバイスの試験においても生じうる。
　本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、広帯域ＲＦ信号を測定可能なテストシステムの提供にある。
　本発明のある態様は、被試験デバイスからのＲＦ信号の試験に使用されるフロントエンド回路に関する。ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号で変調して生成される。フロントエンド回路は、可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号を生成する周波数可変オシレータと、ローカル信号とＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数信号を生成する第１周波数ミキサと、中間周波数信号を濾過するバンドパス型の第１フィルタと、を備える。フロントエンド回路は、第１フィルタを通過した中間周波数信号にもとづくベースバンド信号をデジタイザに供給可能に構成される。ローカル周波数ｆＬＯ１は、第１フィルタのバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２，…から選択可能である。
　なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明のある態様によれば、広帯域ＲＦ信号の測定が可能となる。
図１（ａ）、（ｂ）は、ＯＦＤＭの変調器および復調器のブロック図である。 実施の形態に係るテストシステムの基本アーキテクチャを示すブロック図である。 図２のテストシステムのフロントエンド回路およびデジタイザの動作を説明する図である。 プロセッサの動作を示すフローチャートである。 周波数領域における複数のスペクトルデータの合成を説明する図である。 第２実施例における帯域補正処理を説明する図である。 スペクトルデータＤＦｓの帯域補正を説明する図である。 プロセッサの第２実施例の処理を説明するフローチャートである。 テストシステムの一態様を示すブロック図である。 第１変形例に係るテストシステムのブロック図である。 第２変形例に係るテストシステムのブロック図である。 第３変形例に係るテストシステムのブロック図である。
（実施の形態の概要）
　本明細書に開示される一実施の形態は、被試験デバイスからのＲＦ信号の試験に使用されるフロントエンド回路に関する。ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号で変調して生成される。その限りでないがＲＦ信号はＯＦＤＭ信号でありえる。フロントエンド回路は、可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号を生成する周波数可変オシレータと、ローカル信号とＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数信号を生成する第１周波数ミキサと、中間周波数信号を濾過するバンドパス型の第１フィルタを備える。フロントエンド回路は、第１フィルタを通過した中間周波数信号にもとづくベースバンド信号をデジタイザに供給可能に構成される。ローカル周波数ｆＬＯ１は、第１フィルタのバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２，…から選択可能である。
　ローカル周波数ｆＬＯ１を複数の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２…と時分割で変化させると、中間周波数信号の中心周波数ｆＩＦは、ｆＣ－ｆ０，ｆＣ－ｆ１，ｆＣ－ｆ２…と変化する。この中間周波数信号を、所定のバンド幅ＢＷを有するバンドパスフィルタを通過させると、もとの広帯域ベースバンド信号を、バンド幅ＢＷを単位とする周波数チャンネル（サブバンド）ごとに切り出すことができる。したがってデジタイザに入力される信号の周波数帯域を狭めることができ、狭帯域で高精度なデジタイザを用いることが可能となる。
　ローカル周波数ｆＬＯ１のスキャン間隔Δｆは、第１フィルタのバンド幅ＢＷより狭くてもよい。広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアを含んでもよい。ｆＬＯ１＝ｆｋ（ｋ＝０，１，２，…）のときの第１フィルタの出力と、ｆＬＯ１＝ｆｋ＋１のときの第１フィルタの出力には、複数のサブキャリアのうち少なくともひとつが共通して含まれてもよい。これにより同じサブキャリアについて得られた情報にもとづいて、帯域補正が可能となる。
　フロントエンド回路は、中間周波数信号をダウンコンバージョンする第２周波数ミキサと、第２周波数ミキサの出力を濾過する第２フィルタと、をさらに備えてもよい。ベースバンド信号は第２フィルタの出力に応じていてもよい。
　フロントエンド回路は、デジタイザおよびコンピュータとともにテストシステムを提供してもよい。デジタイザは、フロントエンド回路の出力を、デジタルの波形データに変換する。コンピュータは、デジタイザにより得られる波形データを処理する。
　コンピュータは、以下の処理を行ってもよい。
　・ローカル周波数ｆＬＯ１の複数の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２…ごとにデジタイザが生成する波形データＤＷ０，ＤＷ１，ＤＷ２…を、周波数領域のスペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１，ＤＦ２…に変換する。
　・スペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１，ＤＦ２…を周波数軸上でシフトし、合成する。
　コンピュータは、ｋ番目（ｋ＝０，１，２，…）のスペクトルデータＤＦｋと、ｋ＋１番目のスペクトルデータＤＦｋ＋１に含まれる共通のサブキャリアのデータにもとづいて、スペクトルデータＤＦを補正してもよい。これにより、周波数ミキサ、フィルタ、伝送路などの周波数特性を補正することができる。
　上述のフロントエンド回路は、テストボードに実装することができる。このテストボードを、既存の低速かつ高精度なデジタイザと組み合わせて使用することで、広帯域ＲＦ信号を安価かつ高精度に試験できる。
（実施の形態）
　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　図２は、実施の形態に係るテストシステム１００の基本アーキテクチャを示すブロック図である。テストシステム１００は、被試験デバイスであるＲＦデバイス１０２が生成する高周波（ＲＦ）信号を評価、解析する。ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号Ｓｂ（ｔ）で変調して生成される。その限りでないがベースバンド信号の帯域が１ＧＨｚを超えるような通信方式において本発明は特に有用である。またその限りでないが、キャリア周波数ｆＣが数十ＧＨｚであるミリ波帯域において本発明は特に有用である。
　このテストシステム１００では、ＲＦ信号は周波数領域でみたときに、複数Ｎ個のサブバンドＦＣＨ０～ＦＣＨＮ－１に分割される。そして複数のサブバンドＦＣＨ０～ＦＣＨＮ－１を個別に時分割で取り込む。
　テストシステム１００は、デジタイザ１１０、デジタルモジュール１２０、プロセッサ１３０およびフロントエンド回路２００を備える。
　デジタルモジュール１２０は、ＲＦデバイス１０２と接続され、ＲＦデバイス１０２が生成するＲＦ信号を制御する。
　デジタイザ１１０は、アナログの入力信号をデジタル信号に変換する。デジタイザ１１０は、たとえばアンプ１１２とＡ／Ｄコンバータ１１４を含む。フロントエンド回路２００は、デジタイザ１１０とＲＦデバイス１０２の間に設けられ、テストシステム１００におけるＲＦデバイス１０２とのインタフェースの役割を果たす。
　プロセッサ１３０は、コンピュータの一部であり、ソフトウェアプログラムを実行することにより、デジタイザ１１０が生成するデジタルの波形データを処理する。なおプロセッサ１３０の処理の一部は、ソフトウェアでなくハードウェア処理で行ってもよい。
　フロントエンド回路２００は、周波数可変オシレータ２０２、第１周波数ミキサ２０４、第１フィルタ２０６、周波数変換部２１０を備える。
　周波数可変オシレータ２０２は、可変のローカル周波数ｆＬＯ１（＜ｆＣ）を有する第１のローカル（ＬＯ１）信号を生成する。第１周波数ミキサ２０４は、ＬＯ１信号とＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数（ＩＦ）信号を生成する。
　第１フィルタ２０６はＩＦ信号を受け、ＩＦ信号に含まれる所定の周波数範囲の成分を通過させるバンドパスフィルタである。第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷは、サブバンドＦＣＨの帯域幅を規定する。第１フィルタ２０６の中心周波数をｆＢＰとするとき、第１フィルタ２０６の出力ＩＦ’はその入力ＩＦのうち、周波数範囲ｆＢＰ－ＢＷ／２～ｆＢＰ＋ＢＷ／２の成分を含む。また後述するように、第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷは、デジタイザ１１０に入力される信号のバンド幅を規定するから、バンド幅ＢＷは、デジタイザ１１０の帯域（すなわちＡ／Ｄコンバータ１１４のサンプリングレートｆｓ）にもとづいて設計される。より具体的にはサンプリング定理よりＢＷ×２＜ｆｓが成り立たなければならず、したがってＢＷ＜ｆｓ／２となるように設計すればよい。たとえば、５００ＭｓｐｓのＡ／Ｄコンバータ１１４を採用する場合、バンド幅ＢＷは２５０ＭＨｚより狭くすればよく、たとえば２００ＭＨｚとしてもよい。
　周波数変換部２１０は、第１フィルタ２０６を通過したＩＦ’信号を受け、後段のデジタイザ１１０が処理するのに最適な周波数を有する狭帯域のベースバンド信号Ｓｂ＾に変換する。狭帯域ベースバンド信号Ｓｂ＾は、ＲＦ信号の生成に使用されたベースバンド信号Ｓｂ（ｔ）の中のひとつのサブバンドの周波数成分を含む。
　周波数変換部２１０は、オシレータ２１２、第２周波数ミキサ２１４、第２フィルタ２１６を含む。第２周波数ミキサ２１４は、第１フィルタ２０６を通過したＩＦ’信号を、オシレータ２１２が生成する第２のローカル（ＬＯ２）信号と周波数ミキシングし、さらに低い周波数領域にダウンコンバージョンする。ローカル信号ＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、第２周波数ミキサ２１４の出力Ｓｂ＾が、負の周波数成分を含まないように定められる。より具体的には、ｆＢＰ－ＢＷ／２－ｆＬＯ２＞０の関係が成り立てばよく、ｆＢＰ－ＢＷ／２＞ｆＬＯ２を満たす。
　第２フィルタ２１６は、アンチエイリアシングフィルタであり、第２周波数ミキサ２１４の出力であるベースバンド信号Ｓｂ＾の高周波成分を除去し、デジタイザ１１０に提供する。第２フィルタ２１６は、ローパスフィルタとして設計してもよいし、バンドパスフィルタとして設計してもよい。
　周波数可変オシレータ２０２において、ローカル周波数ｆＬＯ１は、複数の周波数ｆ０，ｆ１，…から選択可能である。複数の周波数ｆ０，ｆ１，…の間隔Δｆは、第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭く規定される。
　以上がテストシステム１００の構成である。続いてその動作について、いくつかの実施例をもとに説明する。
（第１実施例）
　図３は、図２のテストシステム１００のフロントエンド回路２００およびデジタイザ１１０の動作を説明する図である。縦軸は周波数を、横軸は時間を表す。ＲＦデバイス１０２は、テストサイクルｋ（ｋ＝０，１…Ｎ－１）ごとに、ＲＦ信号を繰り返し発生する。各ＲＦ信号は、同じシリアル信号にもとづく同じ信号であることが望ましいが、その限りでなく、異なるシリアル信号を用いてもよい。この例において、キャリア周波数ｆＣ＝６０ＧＨｚ、ベースバンド信号のバンド幅ΔｆＢＢは２ＧＨｚとする。また第１フィルタ２０６の通過帯域のセンター周波数ｆＢＰは特に限定されないが、フィルタの入手のしやすさを考慮すると、２ＧＨｚ帯あるいは５ＧＨｚ帯のフィルタを採用するとよい。たとえば、ｆＢＰ＝２．１４ＧＨｚ、通過バンド幅ＢＷ＝２００ＭＨｚのフィルタを用いることができる。この場合、ＲＦ信号は、２ＧＨｚ／２００ＭＨｚ＝１０個のサブバンドＦＣＨ０～ＦＣＨ９に分割される。
　周波数可変オシレータ２０２はテストサイクル毎にΔｆの間隔で、ローカル信号ＬＯ１の周波数ｆＬＯ１をシフトしていく。具体的には、ｋ番目（ｋ＝０，１，２，…８，９）のテストサイクルにおけるローカル周波数ｆｋは、ｋ番目のサブバンドＦＣＨｋが第１フィルタ２０６を通過するように定められる。この実施例においてシフト量Δｆは、バンド幅ＢＷと等しく２００ＭＨｚである。
　オシレータ２１２が生成するＬＯ２信号の周波数は、第１フィルタ２０６の通過周波数ｆＢＰと等しくてもよい。これにより第２周波数ミキサ２１４は、第１フィルタ２０６の出力ＩＦ’を、ＤＣ近傍の周波数領域のベースバンド信号Ｓｂ＾にダウンコンバートする。ｋ番目のテストサイクルにおいて得られるベースバンド信号Ｓｂｋ＾は、ｋ番目のサブバンドＦＣＨｋに対応する。
　各テストサイクルｋにおいて、第２フィルタ２１６を通過した狭帯域ベースバンド信号Ｓｂｋ＾は、デジタルの波形データＤＷに変換される。１０回のテストサイクルが完了すると、すべてのサブバンドＦＣＨ０～ＦＣＨ９に対応する波形データＤＷ０～ＤＷ９がデジタイザ１１０により取得される。
　以上がフロントエンド回路２００およびデジタイザ１１０の動作である。このフロントエンド回路２００によれば、広帯域ベースバンド信号により変調されたＲＦ信号を、複数のサブバンドに分割し、サブバンドごとにデジタイザ１１０によって取り込むこととした。これによりＡ／Ｄコンバータ１１４に必要な帯域を狭めることができ、安価で高精度なＡ／Ｄコンバータを採用することが可能となる。
　またこのフロントエンド回路２００では、第１周波数ミキサ２０４のみ、２ＧＨｚの帯域幅で動作するように設計すればよく、それより後段の回路ブロック（第１フィルタ２０６、第２周波数ミキサ２１４、第２フィルタ２１６）が扱う帯域幅は狭くてよいため、設計が容易である。
　加えて、周波数変換部２１０が扱う信号は帯域幅が狭いことに加えて、センター周波数が一定（ｆＢＰ）である。したがって周波数変換部２１０の設計はその点においても容易であり、大きなメリットである。
　続いてテストシステム１００のプロセッサ１３０の動作を説明する。
　図４は、プロセッサ１３０の動作を示すフローチャートである。プロセッサ１３０は、ローカル周波数ｆＬＯ１の複数の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２，…ごとにデジタイザ１１０が生成する波形データＤＷ０，ＤＷ１，ＤＷ２…を、周波数領域のスペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１，ＤＦ２…に変換する（Ｓ１００）。この変換には、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）のアルゴリズムを用いることができる。
　そしてプロセッサ１３０は、スペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１，ＤＦ２…を周波数軸上でシフトし、シフト後のスペクトルデータＤＦｓ０，ＤＦｓ１，ＤＦｓ２…を周波数領域で合成し、もとの広帯域ベースバンド信号のスペクトル（周波数情報）を再構成する（Ｓ１０２）。ここでの合成は、配列の結合と把握される。
　図５は、周波数領域におけるスペクトルデータの合成を説明する図である。ｉ番目（ｉ＝０，１，２…）のスペクトルデータＤＦｉの周波数軸上のシフト量は、
　Δｆ×ｉ＋ｃｏｎｓｔ
で表される。ｃｏｎｓｔは、もとのベースバンド信号Ｓｂ（ｔ）のスペクトルのセンター周波数が、０Ｈｚとなるように決めてもよい。
　この処理によれば、もとのベースバンド信号Ｓｂ（ｔ）のスペクトルを取得することができる。また、ベースバンド信号のスペクトルを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）すれば、ベースバンド信号の波形を再生できる。
（第２実施例）
　第１実施例では、ローカル周波数ｆＬＯ１の間隔Δｆを、第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷと等しいものとした。これに対して第２実施例では、ローカル周波数ｆＬＯ１のスキャンの間隔Δｆは、第１フィルタ２０６のバンド幅ＢＷより狭い。すなわち、ｋ番目のテストサイクルとｋ＋１番目のテストサイクルにおいて、もとのベースバンド信号のスペクトルの一部が重複して取り込まれる。本明細書において、この重複する帯域（オーバーラップ帯域ＯＢという）は、チャンネル間キャリブレーションに使用される。
　広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアＳｃを含んでおり、各サブバンドＦＣＨにも複数（Ｘ本）のサブキャリアＳｃが含まれる。ｆＬＯ１＝ｆｋ（ｋ＝０，１，２，…）のときの第１フィルタ２０６の出力ＩＦｋ’と、ｆＬＯ１＝ｆｋ＋１のときの第１フィルタ２０６の出力ＩＦｋ＋１’には、Ｘ本のサブキャリアＳｃのうち少なくともひとつが共通して含まれ、したがってスペクトルデータＤＦｋ、ＤＦｋ＋１（あるいはＤＦｓｋ、ＤＦｓｋ＋１）にも、共通のサブキャリアＳｃの情報が含まれる。
　同じサブキャリアＳｃについて測定されたスペクトルデータは、本来一致すべきである。そこでプロセッサ１３０は、隣接する２つのスペクトルデータＤＦｓｋ，ＤＦｓｋ＋１（ｋ＝０，１，２…）それぞれのオーバーラップ帯域に含まれる共通のサブキャリアの値を用いて、スペクトルデータＤＦｓｋ，ＤＦｓｋ＋１の少なくとも一方を補正する（帯域補正処理という）。
　図６は、第２実施例における帯域補正処理を説明する図である。図６には、周波数領域で隣接する３つのスペクトルデータＤＦｓｋ－１，ＤＦｓｋ，ＤＦｓｋ＋１が示される。
　スペクトルデータＤＦｓ＃に、Ｘ本のサブキャリアＳｃ０～ＳｃＸ－１が含まれるとき、スペクトルデータはサブキャリアＳｃの番号をインデックスとする配列データとなり、ＤＦ＃’［０：Ｘ－１］と表すことができる。
　ｋ番目のスペクトルデータＤＦｓｋが帯域補正の対象である。ＤＦｓ’ｋ－１は、すでに帯域補正済みのスペクトルデータを表す。ＤＦｓ’ｋ－１のうち、右端のＹ個の要素ＤＦｓｋ－１［Ｘ－Ｙ：Ｘ－１］を、ＣＡＬ＿ＤＡＴＡｋ－１［０：Ｙ－１］とする。Ｙは、オーバーラップ帯域に含まれるサブキャリアの本数であり、図６ではＹ＝４である。またＤＦｓｋのうち、左端のＹ個の要素ＤＦｓｋ［０：Ｙ－１］を、ＣＯＭＰ＿ＤＡＴＡｋ［０：Ｙ－１］とする。
　２つの配列ＣＡＬ＿ＤＡＴＡｋ－１［０：Ｙ－１］、ＣＯＭＰ＿ＤＡＴＡｋ［０：Ｙ－１］を用いて、補正係数配列ＣＯＥＦＦ［０：Ｙ－１］が生成される。補正係数配列ＣＯＥＦＦ［０：Ｙ－１］の要素ＣＯＥＦＦ［ｊ］は式（１）で表される。
　ＣＯＥＦＦ［ｊ］＝ＣＡＬ＿ＤＡＴＡ［ｊ］／ＣＯＭＰ＿ＤＡＴＡ［ｊ］　…（１）
　スペクトルデータＤＦｓｋは、この補正係数配列にもとづいて補正される。補正後のスペクトルデータをＤＦｓｋ’と表記する。ＤＦｓｋ’の右端のＹ個の要素ＤＦｓｋ［Ｘ－Ｙ：Ｘ－１］は、ＣＡＬ＿ＤＡＴＡｋ［０：Ｙ－１］となり、さらに次のスペクトルデータＤＦｓｋ＋１の帯域補正に利用される。
　図７は、スペクトルデータＤＦｓｋの帯域補正を説明する図である。離散フーリエ変換で得られるスペクトルデータＤＦｓｋは複素数であり、振幅情報と位相情報（あるいは実部と虚部）を含む。｜ＤＦｋ’｜はＤＦｋ’の振幅を、∠ＤＦｋ’はＤＦｋ’の位相を表す。振幅の補正量ΔＡは、重複するサブキャリアの振幅の差分から算出することができ、具体的には補正係数配列の絶対値｜ＣＯＥＦＦ［ｊ］｜から計算できる。
　たとえば、Ｙ本のサブキャリアについて｜ＣＯＥＦＦ［ｊ］｜の平均値を算出し、補正係数Ｇとする。この補正係数Ｇを｜ＤＦｓ｜に乗算すれば、｜ＤＦｓ’｜を得ることができる。
　同様に、位相の補正量Δφは、重複するサブキャリアの位相の差分から算出することができ、具体的には補正係数配列の偏角∠ＣＯＥＦＦ［ｊ］から計算できる。位相についても同様に、Ｙ本のサブキャリアについて∠ＣＯＥＦＦ［ｊ］の平均値を算出し、補正量Δφとする。
　∠ＤＦｓ’＝∠ＤＦｓ＋Δφ　　…（２）
とすることができる。
　なお位相については、Ｘ本のサブキャリアすべてに同じ補正量Δφを適用すると、正しい補正ができない場合がある。この場合には、∠ＣＯＥＦＦ［０：Ｙ－１］を外挿補間し、Δφ［０：Ｘ－１］を計算してもよい。この補間には、最小自乗法（ＬＳＭ：Least Square Method）などを用いることができる。
　∠ＤＦｓ［ｊ］’＝∠ＤＦｓ［ｊ］＋Δφ［ｊ］　　　…（２’）
　帯域補正は、式（３）で行うことができる。
　ＤＦｓ’＝Ｇ・ｅｘｐ｛ｉ×Δφ［ｊ］｝×ＤＦｓ　　　…（３）
　図８は、プロセッサ１３０の第２実施例の処理を説明するフローチャートである。ここでは、Ｎ個のサブバンドに分割する場合を説明する。
　テストサイクルｋが初期化される（ｋ＝０、Ｓ２００）。そしてローカル周波数ｆＬＯ１がｆ０にセットされ（Ｓ２０２）、ＲＦデバイス１０２が所定のベースバンド信号にもとづきＲＦ信号を再生する（Ｓ２０４）。その結果、０番目のサブバンドＦＣＨ０のスペクトルデータＤＦｓ０が取得される。（Ｓ２０６）。このサブバンドＦＣＨ０については帯域補正は省略される。またスペクトルデータＤＦｓ０のうち高周波側の要素がＣＡＬ＿ＤＡＴＡ０として取得される（Ｓ２０８）。
　続いてテストサイクルｋが１にセットされる（Ｓ２１０）。そして、ｋ＜Ｎを満たす間（Ｓ２１２のＹ）、ｋをインクリメントしながら（Ｓ２２８）、以下の処理を繰り返す。
　そしてローカル周波数ｆＬＯ１がｆｋにセットされ（Ｓ２１４）、ＲＦデバイス１０２が所定のベースバンド信号にもとづきＲＦ信号を再生する（Ｓ２１６）。その結果、ｋ番目のサブバンドＦＣＨｋのスペクトルデータＤＦｓｋが取得される（Ｓ２１８）。またスペクトルデータＤＦｓｋの低周波数側の要素が、ＣＯＭＰ＿ＤＡＴＡｋとして取得される（Ｓ２２０）。
　前のテストサイクルｋ－１で得られたＣＡＬ＿ＤＡＴＡｋ－１と、現在のテストサイクルｋで得られたＣＯＭＰ＿ＤＡＴＡｋにもとづいて、ＤＦｓｋを帯域補正し（Ｓ２２２）、補正後のＤＦｓｋ’を保存する（Ｓ２２４）。またＤＦｓｋ’のうち、高周波側の要素が新たなＣＡＬ＿ＤＡＴＡｋとして保存される（Ｓ２２６）。
　ｋ＝Ｎとなると（Ｓ２１２のＮ）、終了する。この処理により、すべての周波数帯域を補正することができる。
（第３実施例）
　図２のテストシステム１００において、フィルタ２０６，２１６はもちろんのこと、第１周波数ミキサ２０４や第２周波数ミキサ２１４、あるいは伝送線路も周波数特性を有する。そこで、測定に先立ち、予めテストシステム１００のサブバンドＦＣＨ０～ＦＣＨＮ－１ごとの伝達関数Ｈ０（ｆ）～ＨＮ－１（ｆ）を取得しておくとよい。伝達関数Ｈ０（ｆ）～ＨＮ－１（ｆ）は、ネットワークアナライザによって、フロントエンド回路２００の入力端から出力端までのＳパラメータ（Ｓ２１）を測定して得ることができる。あるいはシミュレーションによって伝達関数を見積もってもよい。
　そしてスペクトルデータＤＦｋ（もしくはＤＦｓｋ）を、対応する伝達関数Ｈｋ（ｆ）を用いて補正する。たとえば、スペクトルデータＤＦｋにＨｋ（ｆ）の逆数１／Ｈｋ（ｆ）を乗算することで、適切に補正することができる。
　これにより、テストシステム１００のサブバンドごとの伝送特性の違いをキャンセルすることができる。
　続いて、テストシステム１００の具体的な態様を説明する。図９は、テストシステム１００の一態様（１００Ａ）を示すブロック図である。測定器１７０は、ユーザがもともと所有する既存のハードウェア資源であり、デジタイザ１１０および任意波形発生器１５０を含む。
　この測定器１７０に、ミリ波ＢＯＳＴ（build-off self-test）ユニット１６０を追加することで、デジタイザ１１０の帯域を超える広帯域ＲＦ信号の評価が可能となる。ミリ波ＢＯＳＴユニット１６０は、ＲＦデバイス１０２が装着されるテストボード１４０に実装される。ミリ波ＢＯＳＴユニット１６０は、上述した受信側のフロントエンド回路２００に加えて、送信側のフロントエンド回路２５０を備える。フロントエンド回路２５０は、任意波形発生器１５０が生成するベースバンド信号を用いて高周波キャリアを変調し、送信ＲＦ信号を生成する。
　このテストシステム１００Ａによれば、デジタイザ１１０、デジタルモジュール１２０、プロセッサ１３０を含む既存のテストシステムに、テストボード１４０を追加することで、広帯域ＲＦ信号の評価が可能となる。
　以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（第１変形例）
　図１０は、第１変形例に係るテストシステム１００Ｄのブロック図である。このテストシステム１００Ｄにおいて、フロントエンド回路２００Ｄは図２のテストシステム１００から周波数変換部２１０を省略したものである。その代わりに、デジタイザ１１０Ｄには、アンプ１１２とＡ／Ｄコンバータ１１４の間に設けられ、アンダーサンプリングを行うサンプルホールド回路１１６が追加されている。
　この変形例によれば、Ａ／Ｄコンバータ１１４とアンプ１１２には、変調帯域をカバーするだけの周波数が必要となるが、それと引き換えに、周波数変換部２１０を構成するオシレータ２１２、第２周波数ミキサ２１４、第２フィルタ２１６を省略できるため、部品点数を減らすことができる。特に、第２フィルタ２１６のカットオフ周波数は低いため、それを構成する部品のサイズが大きいため、省略することによるダウンサイジングの効果が大きい。
（第２変形例）
　図１１は、第２変形例に係るテストシステム１００Ｃのブロック図である。テストシステム１００Ｃの基本的な構成は、図２のそれと同様であるが、周波数変換部２１０Ｃの構成が異なる。周波数変換部２１０Ｃは、Ｉ成分とＱ成分に対応する第２周波数ミキサ２１４Ｉ，２１４Ｑ、第２フィルタ２１６Ｉ，２１６Ｑを備える。
　周波数変換部２１０Ｃに直交復調器を組み込むことで、ＩＱの分離がアナログ領域で行われる。これにより後段のデジタイザ１１０Ｉ，１１０Ｑの帯域を、図２のデジタイザ１１０の半分とすることができる。その結果、デジタイザ１１０Ｉ，１１０Ｑのセットで、２倍の帯域幅の信号を取り込めるので、取り込み回数を１／２倍に減らすことができる。あるいは取り込み回数を変えない場合には、より低速高分解能のＡ／Ｄコンバータ（デジタイザ）を採用することができる。
（第３変形例）
　図１２は、第３変形例に係るテストシステム１００Ｂのブロック図である。フロントエンド回路２００Ｂは、９０°移相器２２０を含み、ローカル信号ＬＯ１を９０°シフトする。第１周波数ミキサ２０４Ｑは、ＲＦ信号と移相器２２０の出力をミキシングし、ＲＦ信号のＱ成分を抽出する。第１フィルタ２０６＃（＃＝Ｉ，Ｑ）には、対応する第１周波数ミキサ２０４＃の出力が入力される。周波数変換部２１０＃は、対応する第１フィルタ２０６＃の出力を受け、その出力Ｓ＃＾をデジタイザ１１０＃に供給する。
　これにより、複素数の形式でベースバンド信号ＳＩ＾，ＳＱ＾を処理することが可能となる。複素数で信号処理することの利点のひとつは、負の周波数を取り扱うことが可能となることであり、ローカル信号ＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、第２周波数ミキサ２１４の出力ＳＩ＾，ＳＱ＾が、負の周波数成分を含むように決めることができる。たとえばｆＢＰ＝ｆＬＯ２とした場合、ベースバンド信号ＳＩ＾，ＳＱ＾は、０Ｈｚ（ＤＣ）を中心としたスペクトルを有する。Ａ／Ｄコンバータ１１４のサンプリングレートが５００Ｍｓｐｓである場合、１つのサブバンドの帯域幅を２５０ＭＨｚまで広げることができる。
（第４変形例）
　周波数変換部２１０を省略し、ローカル信号ＬＯ１の周波数ｆＬＯ１を高めることで、第１周波数ミキサ２０４により直接、ＤＣ付近の周波数領域のベースバンド信号Ｓｂ＾を生成してもよい。
（第５変形例）
　実施の形態では、ローカル信号ＬＯ１の周波数ｆＬＯ１をテストサイクルごとに増大させたがその限りでなく、ローカル信号ＬＯ１の周波数をテストサイクルごとに減少させてもよいし、ランダムな順序で変化させてもよい。
（第６変形例）
　実施の形態では、複数のサブバンドを周波数領域で合成し、ベースバンド信号Ｓｂ（ｔ）のスペクトルを測定する例を説明したがその限りでない。たとえばテストシステム１００によれば、ＲＦ信号に含まれるシンボルの復調や、ＥＶＭの測定も可能である。
　ＲＦ信号がＯＦＤＭ信号である場合を考える。図２のテストシステム１００においては、プロセッサ１３０によってサブバンドごとの波形データＤＷそれぞれを、時間軸上でシンボルごとに切り出す。そして周波数領域のスペクトルデータＤＦに変換し、図５に示すように周波数領域で合成する。ただし、合成後の広帯域ベースバンド信号のセンター周波数は、ＤＣではなく、ＩＦ周波数ｆＩＦとする。
　デジタル信号処理により、合成後の広帯域ベースバンド信号に対して、ｃｏｓ（２πｆＩＦ）、－ｓｉｎ（２πｆＩＦ）それぞれを乗算し、直交復調を施す。この演算は、周波数領域で行ってもよいし、時間領域で行ってもよい。そして得られた２つの信号を実部、虚部として離散フーリエ変換することにより、もとのＯＦＤＭシンボルを復調できる。
　また、離散フーリエ変換で得られた信号情報（すなわち振幅、位相）と、それらの期待値にもとづいてＥＶＭを計算できる。
　図１２の構成ではアナログ信号処理によって直交復調が行われるため、プロセッサ１３０は、デジタイザ１１０Ｉ，１１０Ｑにより得られる波形データをシンボルごとに区切り、得られた波形データを実部、虚部として離散フーリエ変換することにより、もとのＯＦＤＭシンボルを復調できる。また、離散フーリエ変換で得られた信号情報（振幅、位相）と、それらの期待値にもとづいてＥＶＭを計算できる。
　なおＯＦＤＭでは、サブキャリアごとにシンボルが割り当てられるが、復調には遅延補正のためのＰＩＬＯＴサブキャリアが必要であり、ＰＩＬＯＴサブキャリアは他のサブバンドに含まれる場合があるため、すべてのサブバンドを周波数領域で合成した上で、復調することが好ましい。ただし、ＬＳＩテストにおいて、シンボルごとの遅延ゆらぎが無視できる場合には、ＰＩＬＯＴサブキャリアは不要であるから、周波数領域でのスペクトルデータＤＦの合成を行わずに、サブバンドごとに独立して、復調を行うことも可能である。
　本発明は、ＯＦＤＭには限定されず、広帯域のＲＦ信号の試験に広く適用できる。
　実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
　本発明は、ＲＦ（高周波）デバイスの解析、評価に関する。
　１００　テストシステム
　１０２　ＲＦデバイス
　１１０　デジタイザ
　１１２　アンプ
　１１４　Ａ／Ｄコンバータ
　１２０　デジタルモジュール
　１３０　プロセッサ
　１４０　テストボード
　１５０　任意波形発生器
　１６０　ミリ波ＢＯＳＴユニット
　１７０　測定器
　２００　フロントエンド回路
　２０２　周波数可変オシレータ
　２０４　第１周波数ミキサ
　２０６　第１フィルタ
　２１０　周波数変換部
　２１２　オシレータ
　２１４　第２周波数ミキサ
　２１６　第２フィルタ

Claims (12)

  1. 　被試験デバイスからのＲＦ信号の試験に使用されるフロントエンド回路であって、
    　前記ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号により変調して生成されるものであり、
    　前記フロントエンド回路は、
    　可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号を生成する周波数可変オシレータと、
    　前記ローカル信号と前記ＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数信号を生成する第１周波数ミキサと、
    　前記中間周波数信号を濾過するバンドパス型の第１フィルタと、
    　を備え、
    　前記中間周波数信号にもとづくベースバンド信号を、デジタイザに供給可能に構成され、
    　前記ローカル周波数ｆＬＯ１は、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，…から選択可能であることを特徴とするフロントエンド回路。
  2. 　前記周波数間隔Δｆは、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷより狭く、
    　前記広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアを含み、
    　前記ローカル周波数ｆＬＯ１がｆｋ（ｋ＝０，１，２，…）のときの前記第１フィルタの出力と、ｆＬＯ１がｆｋ＋１のときの前記第１フィルタの出力には、前記複数のサブキャリアのうち少なくともひとつが共通して含まれることを特徴とする請求項１に記載のフロントエンド回路。
  3. 　前記第１フィルタを通過した前記中間周波数信号をダウンコンバージョンする第２周波数ミキサと、
    　前記第２周波数ミキサの出力を濾過する第２フィルタと、
    　をさらに備え、
    　前記ベースバンド信号は前記第２フィルタの出力に応じていることを特徴とする請求項１または２に記載のフロントエンド回路。
  4. 　前記第１フィルタを通過した前記中間周波数信号をダウンコンバージョンし、かつ同相成分と直交成分に分離する第２周波数ミキサのペアと、
    　前記第２周波数ミキサのペアの出力を濾過する第２フィルタのペアと、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載のフロントエンド回路。
  5. 　請求項１から４のいずれかに記載のフロントエンド回路と、
    　前記フロントエンド回路の出力を、デジタルの波形データに変換するデジタイザと、
    　前記波形データを処理するコンピュータと、
    　を備えことを特徴とするテストシステム。
  6. 　前記コンピュータは、
    　前記ローカル周波数ｆＬＯ１の複数の周波数ｆ０，ｆ１，…ごとに前記デジタイザが生成する波形データＤＷ１，ＤＷ２…を、周波数領域のスペクトルデータＤＦ１，ＤＦ２…に変換し、
    　前記スペクトルデータＤＦ１，ＤＦ２…を周波数軸上でシフトし、合成することを特徴とする請求項５に記載のテストシステム。
  7. 　前記ローカル周波数ｆＬＯ１の間隔Δｆは、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷより狭く、
    　前記広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアを含み、
    　前記コンピュータは、
    　ｋ番目（ｋ＝０，１，２，…）のスペクトルデータＤＦｋと、ｋ＋１番目のスペクトルデータＤＦｋ＋１に含まれる共通のサブキャリアのデータにもとづいて、各スペクトルデータＤＦを補正することを特徴とする請求項６に記載のテストシステム。
  8. 　請求項１から４のいずれかに記載のフロントエンド回路を備えることを特徴とするテストボード。
  9. 　被試験デバイスからのＲＦ信号を試験するテストシステムに使用されるコンピュータであって、
    　前記ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号で変調して生成されるものであり、
    　前記テストシステムは、
    　可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号を生成する周波数可変オシレータと、
    　前記ローカル信号と前記ＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数信号を生成する第１周波数ミキサと、
    　前記中間周波数信号を濾過するバンドパス型の第１フィルタと、
    　前記第１フィルタを通過した前記中間周波数信号にもとづくベースバンド信号を、デジタルの波形データに変換するＡ／Ｄコンバータと、
    　を備え、
    　前記コンピュータは、
    　前記ローカル周波数ｆＬＯ１を、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，…で離散的に切り替え、
    　前記複数の周波数ｆ０，ｆ１，…ごとに得られる波形データＤＷ０，ＤＷ１…を、周波数領域のスペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１…に変換し、
    　前記スペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１…を周波数軸上でシフトし、シフト後のスペクトルデータＤＦｓ０，ＤＦｓ１…を合成することを特徴とするコンピュータ。
  10. 　前記周波数間隔Δｆは、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷより狭く、
    　前記広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアを含み、
    　前記コンピュータは、
    　ｋ番目（ｋ＝０，１，２，…）のスペクトルデータＤＦｋと、ｋ＋１番目のスペクトルデータＤＦｋ＋１に含まれる共通のサブキャリアのデータにもとづいて、スペクトルデータＤＦを補正することを特徴とする請求項８に記載のコンピュータ。
  11. 　被試験デバイスからのＲＦ信号を試験するテストシステムに使用されるコンピュータにおいて実行されるプログラムであって、
    　前記ＲＦ信号は、キャリア周波数ｆＣを有するキャリア信号を広帯域ベースバンド信号で変調して生成されるものであり、
    　前記テストシステムは、
    　可変のローカル周波数ｆＬＯ１を有するローカル信号を生成する周波数可変オシレータと、
    　前記ローカル信号と前記ＲＦ信号を周波数ミキシングし、周波数ｆＣ－ｆＬＯ１を有する中間周波数信号を生成する第１周波数ミキサと、
    　前記中間周波数信号を濾過するバンドパス型の第１フィルタと、
    　前記第１フィルタを通過した前記中間周波数信号にもとづくベースバンド信号をデジタルの波形データに変換するＡ／Ｄコンバータと、
    　を備え、
    　前記プログラムは、前記コンピュータに、
    　前記ローカル周波数ｆＬＯ１を、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷと等しいか、またはそれより狭い周波数間隔Δｆを有する複数の周波数ｆ０，ｆ１，…にて離散的に切り替える処理、
    　前記複数の周波数ｆ０，ｆ１，…ごとに得られる波形データＤＷ０，ＤＷ１…を、周波数領域のスペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１…に変換する処理、
    　前記スペクトルデータＤＦ０，ＤＦ１…を周波数軸上でシフトし、合成する処理
    　を実行させることを特徴とするプログラム。
  12. 　前記周波数間隔Δｆは、前記第１フィルタのバンド幅ＢＷより狭く、
    　前記広帯域ベースバンド信号は複数のサブキャリアを含み、
    　前記プログラムは、前記コンピュータに、
    　ｋ番目（ｋ＝０，１，２，…）のスペクトルデータＤＦｋと、ｋ＋１番目のスペクトルデータＤＦｋ＋１に含まれる共通のサブキャリアのデータにもとづいて、各スペクトルデータＤＦを補正する処理
    　をさらに実行させることを特徴とする請求項１１に記載のプログラム。
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