TW202005342A - 前端電路、測試板、測試系統、電腦以及電腦可讀記錄媒體 - Google Patents

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Abstract

前端電路(200)用於來自射頻元件(102)的射頻信號的測試。射頻信號是藉由寬頻基帶信號將具有載波頻率(fC )的載波信號調變而生成。頻率可變振盪器(202)生成具有可變的局部頻率(fLO1 )的局部信號(LO1 )。第一混頻器(204)將局部信號(LO1 )與射頻信號混頻，生成具有頻率等於載波頻率減去局部頻率(fC -fLO1 )的中間頻率信號。帶通型的第一濾波器(206)對中間頻率信號進行過濾。局部頻率(fLO1 )可自具有與第一濾波器(206)的帶寬(BW)相等或更窄的頻率間隔(Δf)的多個頻率(f0 、f1 …)中選擇。

Description

前端電路、測試板、測試系統、電腦以及電腦可讀記錄媒體
本發明是有關於一種射頻（Radio Freqency，RF）（高頻）元件（device）的分析、評價。
伴隨無線通信的大容量化，正推進基帶（base band）信號及RF信號的寬頻化。於第5代移動通信系統或下一代的無線區域網路（Local Area Network，LAN）中，利用毫米波（millimeter wave）頻帶的載波信號來搬送高達幾百兆赫（MHz）～幾吉赫（GHz）的寬頻的基帶信號。
對於此種高速通信，大多情況下使用正交頻分多工（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）。OFDM為將資料分割至被稱為副載波的多個載波，並按頻率方向並列發送的多載波調變方式的一種。
OFDM中，副載波的頻率是以滿足正交性（Orthogonal，即內積為零）的方式選擇。藉此，即便鄰接的副載波彼此於頻域中重疊，亦可將該些副載波加以分離，故而有無需保護帶（guard band）而頻率利用效率高等優點。
圖1（a）、圖1（b）為OFDM的調變器（發送機）及解調器（接收機）的方塊圖。參照圖1（a）對調變器10加以說明。此處，設使用N個副載波s0 ～sN-1 。
需發送的串列資料（serial data）s[n]由串列平行（Serial-Parallel，S/P）轉換器12轉換成平行資料（parallel data），而分割成每個副載波的符號資料sym0 ～symN-1 。多個調變器MOD0 ～MODN-1 各自使用正交調幅（Quadrature Amplitude Modulation，QAM）或相移鍵控（Phase Shift Keying，PSK），將所輸入的符號資料sym0 ～symN-1 映射於複平面上。藉由映射所得的複數資料X0 ～XN-1 輸入至逆離散傅立葉轉換器14，被轉換成時間軸上的波形資料。藉由逆高速傅立葉轉換（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）所得的數位的波形資料的實部Re、虛部Im分別由數位類比（Digital-Analog，D/A）轉換器16、18轉換成類比的同相信號I（t）及正交信號Q（t）。類比的正交調變器19將D/A轉換器16、18的輸出I（t）、Q（t）作為調變信號，對具有載波頻率fC 的載波信號進行調變，並將該些信號合成而生成RF發送信號s（t）。另外，該說明中，省略保護間隔（guard interval）的插入或去除等。
參照圖1（b）對解調器20加以說明。所接收的載波頻率fC 的接收信號r（t）由類比的正交解調器22降頻（down conversion）至同相信號I（t）及正交信號Q（t）。類比數位（Analog-Digital，A/D）轉換器28、30將經由去頻疊濾波器（anti-aliasing filter）24、26的信號I（t）、Q（t）轉換成數位的波形資料Di（t）、Dq（t）。
離散傅立葉轉換器32藉由高速傅立葉轉換（Fast Fourier Transform，FFT），將波形資料Di（t）、Dq（t）的1符號長度的資料轉換成頻域的複數資料（頻譜資料）Y0 ～YN-1 。複數資料Y＃ 對應於圖1（a）的調變器10中的頻率f＃ 的副載波的複數資料X＃ 。多個解調器DEMOD0 ～DEMODN-1 將對應的副載波的複數資料Y0 ～YN-1 逆映射為符號資料sym0 ～symN-1 。平行串列轉換器34將多個符號資料sym0 ～symN-1 轉換成串列資料s[n]。 現有技術文獻 專利文獻
專利文獻1：日本專利特開2004-32446號公報 專利文獻2：日本專利特開2012-175172號公報
[發明所欲解決之問題]為了測試包含圖1（a）的調變器10的RF元件，而使用RF信號分析器。RF信號分析器對RF元件生成的RF信號進行評價，亦被稱為向量信號分析儀（Vector Signal Analyzer，VSA）。
例如於下一代（5G）的移動通信系統中，預定採用載波頻率28 GHz、基帶頻寬800MHz，於下一代的無線LAN（美國電機電子工程師學會（Institute of Electrical and Electronics Engineers，IEEE）802.11ad（WiGig））中，預定採用載波頻率60GHz，基帶頻寬2GHz。
於基於圖1（b）的解調器20的架構（architecture）來設計RF信號分析器的情形時，對A/D轉換器28、30要求幾百MHz～幾GHz的頻帶，但寬頻的A/D轉換器通常解析度低。
搭載於RF元件的解調器20的情況下，A/D轉換器28、30只要僅具有可將所接收的信號解調、亦即可正確判定符號的解析度便足矣。於RF信號分析器中，亦只要為判定符號並測定位元錯誤率（bit error rate）的程度，則與RF元件相同程度的精度便足矣。然而，於藉由RF信號分析器來測定誤差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）等的情形時，對A/D轉換器要求充分高的精度。寬頻且高精度的A/D轉換器的選項少而且非常昂貴，故而有測試成本變高等問題。另外，此種問題不限於OFDM方式，於依據其他通信方式的RF元件的測試中亦可能產生。
本發明是鑒於該狀況而成，其某態樣的一個例示性目的在於提供一種可測定寬頻RF信號的測試系統。 [解決問題之技術手段]
本發明的某態樣是有關於一種前端電路，用於來自被測試元件的RF信號的測試。RF信號是利用寬頻基帶信號將具有載波頻率的載波信號調變而生成。前端電路包括：頻率可變振盪器（oscillator），生成具有可變的局部頻率的局部信號；第一混頻器，將局部信號與RF信號混頻，生成具有頻率等於載波頻率減去局部頻率的中間頻率信號；及帶通型的第一濾波器，對中間頻率信號進行過濾。前端電路構成為可將基於通過第一濾波器的中間頻率信號的基帶信號供給於數化器（digitizer）。局部頻率可自具有與第一濾波器的帶寬相等或更窄的頻率間隔的多個頻率中選擇。
另外，以上的結構要素的任意組合或者將本發明的結構要素或表述於方法、裝置等之間相互置換而得者亦作為本發明的態樣而有效。 [發明的效果]
根據本發明的某態樣，可測定寬頻RF信號。
（實施形態的概要） 本說明書所揭示的一實施形態是有關於一種前端電路，其用於來自被測試元件的RF信號的測試。RF信號為利用寬頻基帶信號將具有載波頻率fC 的載波信號調變而生成。不限於此，RF信號可為OFDM信號。前端電路具備：頻率可變振盪器，生成具有可變的局部頻率fLO1 的局部信號；第一混頻器，將局部信號與RF信號混頻，生成具有頻率fC -fLO1 的中間頻率信號；及帶通型的第一濾波器，對中間頻率信號進行過濾。前端電路構成為可將基於通過第一濾波器的中間頻率信號的基帶信號供給於數化器。局部頻率fLO1 可自具有與第一濾波器的帶寬BW相等或更窄的頻率間隔Δf的多個頻率f0 、f1 、f2 …中選擇。
若使局部頻率fLO1 分時變化為多個頻率f0 、f1 、 f2 …，則中間頻率信號的中心頻率fIF 變化為fC -f0 、fC -f1 、fC -f2 …。若使該中間頻率信號通過具有規定的帶寬BW的帶通濾波器，則可將原本的寬頻基帶信號依以帶寬BW為單位的頻率通道（子帶（sub-band））分別切出。因此，可使輸入數化器的信號的頻帶變窄，從而可使用窄頻且高精度的數化器。
局部頻率fLO1 的掃描間隔Δf亦可窄於第一濾波器的帶寬BW。寬頻基帶信號亦可包含多個副載波。於fLO1 =fk （k=0、1、2…）時的第一濾波器的輸出、與fLO1 =fk ＋ 1 時的第一濾波器的輸出，亦可共同地包含多個副載波中的至少一個。藉此，可基於關於相同的副載波所得的資訊來修正頻帶。
前端電路亦可更具備將中間頻率信號降頻的第二混頻器、及對第二混頻器的輸出進行過濾的第二濾波器。基帶信號亦可與第二濾波器的輸出相應。
前端電路亦可與數化器及電腦一起提供測試系統。數化器將前端電路的輸出轉換成數位的波形資料。電腦對藉由數化器所得的波形資料進行處理。
電腦亦可進行以下的處理。 ·將數化器依局部頻率fLO1 的多個頻率f0 、f1 、f2 …分別生成的波形資料DW0 、DW1 、DW2 …轉換成頻域的頻譜資料DF0 、DF1 、DF2 …。 ·使頻譜資料DF0 、DF1 、DF2 …於頻率軸上移動並合成。
電腦亦可基於第k個（k=0、1、2…）頻譜資料DFk 、與第k＋1個頻譜資料DFk ＋ 1 所含的共同的副載波的資料，來修正頻譜資料DF。藉此，可修正混頻器、濾波器、傳輸路等的頻率特性。
所述的前端電路可安裝於測試板。藉由將該測試板與現有的低速且高精度的數化器組合使用，可廉價且高精度地測試寬頻RF信號。
（實施形態） 以下，對本發明基於較佳實施形態一方面參照圖式一方面進行說明。對於各圖式所示的相同或同等的結構要素、構件、處理，標註相同符號，適當省略重複的說明。而且，實施形態為例示而未限定發明，實施形態所記述的所有特徵或其組合未必為發明的本質。
本說明書中，所謂「構件A與構件B連接的狀態」，除了構件A與構件B於物理上直接連接的情形以外，亦包括下述情形，即：構件A與構件B經由不對該些構件的電性連接狀態造成實質上的影響、或者不損及藉由該些構件的結合所發揮的功能或效果的其他構件而間接連接。
同樣地，所謂「構件C設於構件A與構件B之間的狀態」，除了構件A與構件C、或者構件B與構件C直接連接的情形以外，亦包括下述情形，即：經由不對該些構件的電性連接狀態造成實質上的影響、或者不損及藉由該些構件的結合所發揮的功能或效果的其他構件而間接連接。
圖2為表示實施形態的測試系統100的基本架構的方塊圖。測試系統100對作為被測試元件的RF元件102生成的高頻（RF）信號進行評價、分析。RF信號是利用寬頻基帶信號Sb（t）將具有載波頻率fC 的載波信號調變而生成。不限於此，本發明於基帶信號的頻帶超過1 GHz般的通信方式中特別有用。另外，不限於此，本發明於載波頻率fC 為幾十GHz的毫米波頻帶中特別有用。
該測試系統100中，RF信號於以頻域來看時，分割為N個的子帶FCH0 ～FCHN-1 。而且，將多個子帶FCH0 ～FCHN-1 分別分時擷取。
測試系統100具備數化器110、數位模組120、處理器130及前端電路200。
數位模組120與RF元件102連接，對RF元件102生成的RF信號進行控制。
數化器110將類比的輸入信號轉換成數位信號。數化器110例如包含放大器112及A/D轉換器114。前端電路200設於數化器110與RF元件102之間，發揮測試系統100中的與RF元件102的介面的作用。
處理器130為電腦的一部分，通過執行儲存於電腦可讀記錄媒體的軟體程式，而對數化器110生成的數位的波形資料進行處理。另外，處理器130的處理的一部分亦可藉由硬體處理而非軟體來進行。
前端電路200具備頻率可變振盪器202、第一混頻器204、第一濾波器206及頻率轉換部210。
頻率可變振盪器202生成具有可變的局部頻率fLO1 （＜fC ）的第一局部（LO1 ）信號。第一混頻器204將LO1 信號與RF信號混頻，生成具有頻率fC -fLO1 的中間頻率（IF）信號。
第一濾波器206為接收IF信號，並使IF信號所含的規定的頻率範圍的成分通過的帶通濾波器。第一濾波器206的帶寬BW規定子帶FCH的頻寬。於將第一濾波器206的中心頻率設為fBP 時，第一濾波器206的輸出IF'包含該輸入IF中的頻率範圍fBP -BW/2～fBP ＋BW/2的成分。另外，如後所述，第一濾波器206的帶寬BW規定輸入數化器110的信號的帶寬，因而帶寬BW是基於數化器110的頻帶（即A/D轉換器114的取樣率fs ）而設計。更具體而言，根據取樣定理而BW×2＜fs 必須成立，因此只要以成為BW＜fs /2的方式設計即可。例如，於採用500 Msps的A/D轉換器114的情形時，帶寬BW只要窄於250 MHz即可，例如亦可設為200 MHz。
頻率轉換部210接收通過第一濾波器206的IF'信號，並轉換成具有後段的數化器110進行處理的最佳頻率的窄頻的基帶信號Sb＾。窄頻基帶信號Sb＾包含用於生成RF信號的基帶信號Sb（t）中的一個子帶的頻率成分。
頻率轉換部210包含振盪器212、第二混頻器214及第二濾波器216。第二混頻器214將通過了第一濾波器206的IF'信號與振盪器212生成的第二局部（LO2 ）信號混頻，降頻至更低的頻域。局部信號LO2 的頻率fLO2 是以第二混頻器214的輸出Sb＾不包含負頻率成分的方式設定。更具體而言，只要fBP -BW/2-fLO2 ＞0的關係成立即可，滿足fBP -BW/2＞fLO2 。
第二濾波器216為去頻疊濾波器，將作為第二混頻器214的輸出的基帶信號Sb＾的高頻成分去除，提供給數化器110。第二濾波器216可設計成低通濾波器，亦可設計成帶通濾波器。
頻率可變振盪器202中，局部頻率fLO1 可自多個頻率f0 、f1 …中選擇。規定多個頻率f0 、f1 …的間隔Δf與第一濾波器206的帶寬BW相等或更窄。
以上為測試系統100的結構。繼而，基於若干實施例來說明其動作。
（第一實施例） 圖3為對圖2的測試系統100的前端電路200及數化器110的動作進行說明的圖。縱軸表示頻率f，橫軸表示時間t。RF元件102在每個測試循環k（k=0、1…N-1）重複產生RF信號。各RF信號較理想為基於相同串列信號的相同信號，但不限於此，亦可使用不同的串列信號。該例中，設載波頻率fC =60 GHz，基帶信號的帶寬ΔfBB 為2 GHz。另外，第一濾波器206的通過頻帶的中心頻率fBP 並無特別限定，若考慮濾波器的獲取容易程度，則可採用2 GHz段或者5 GHz段的濾波器。例如，可使用fBP =2.14 GHz、通過帶寬BW=200 MHz的濾波器。此時，RF信號分割為2 GHz/200 MHz=10個子帶FCH0 ～FCH9 。
頻率可變振盪器202在每個測試循環，使局部信號LO1 的頻率fLO1 以Δf的間隔逐漸移動。具體而言，第k個（k=0、1、2…8、9）測試循環中的局部頻率fk 是以第k個子帶FCHk 通過第一濾波器206的方式設定。該實施例中，移動量Δf與帶寬BW相等而為200 MHz。
振盪器212生成的LO2 信號的頻率亦可與第一濾波器206的通過頻率fBP 相等。藉此，第二混頻器214將第一濾波器206的輸出IF'降頻至DC附近的頻域的基帶信號Sb＾。第k個測試循環中獲得的基帶信號Sbk ＾對應於第k個子帶FCHk 。
各測試循環k中，通過第二濾波器216的窄頻基帶信號Sbk ＾轉換為數位的波形資料DW。若10次測試循環完成，則由數化器110獲取與所有子帶FCH0 ～FCH9 對應的波形資料DW0 ～DW9 。
以上為前端電路200及數化器110的動作。根據該前端電路200，將藉由寬頻基帶信號調變而成的RF信號分割成多個子帶，並藉由數化器110擷取每個子帶。藉此可使A/D轉換器114所需要的頻帶變窄，從而可採用廉價且高精度的A/D轉換器。
另外，該前端電路200中，只要以僅第一混頻器204以2GHz的頻寬動作的方式設計即可，更靠後段的電路塊（第一濾波器206、第二混頻器214、第二濾波器216）處理的頻寬亦可窄，故而設計容易。
此外，頻率轉換部210處理的信號除了頻寬窄以外，中心頻率一定（fBP ）。因此，頻率轉換部210的設計於該方面而言亦容易，優勢大。
繼而，對測試系統100的處理器130的動作加以說明。
圖4為表示處理器130的動作的流程圖。處理器130將數化器110依局部頻率fLO1 的多個頻率f0 、f1 、f2 …分別生成的波形資料DW0 、DW1 、DW2 …轉換成頻域的頻譜資料DF0 、DF1 、DF2 …（S100）。關於該轉換，可使用FFT（高速傅立葉轉換）的運算法則。
繼而，處理器130使頻譜資料DF0 、DF1 、DF2 …於頻率軸上移動，將移動後的頻譜資料DFs0 、DFs1 、DFs2 …於頻域中合成，再次構成原本的寬頻基帶信號的頻譜（頻率資訊）（S102）。此處的合成理解為排列的結合。
圖5為對頻域中的頻譜資料的合成進行說明的圖。第i個（i=0、1、2…）頻譜資料DFi 的頻率軸上的移動量是以 Δf×i＋const 表示。const(常數)也能以原本的基帶信號Sb（t）的頻譜的中心頻率成為0 Hz的方式決定。
根據該處理，可獲取原本的基帶信號Sb（t）的頻譜。而且，若將基帶信號的頻譜進行逆離散傅立葉轉換（IDFT），則可再生基帶信號的波形。
（第二實施例） 第一實施例中，設局部頻率fLO1 的間隔Δf與第一濾波器206的帶寬BW相等。相對於此，第二實施例中，局部頻率fLO1 的掃描的間隔Δf窄於第一濾波器206的帶寬BW。即，於第k個測試循環與第k＋1個測試循環中，重複擷取原本的基帶信號的頻譜的一部分。本說明書中，該重複的頻帶（稱為交疊頻帶OB）用於通道間校正（calibration）。
寬頻基帶信號包含多個副載波Sc，於各子帶FCH亦包含多個（X條）副載波Sc。於fLO1 =fk （k=0、1、2…）時的第一濾波器206的輸出IFk '、與fLO1 =fk ＋ 1 時的第一濾波器206的輸出IFk ＋ 1 '，共同包含X條副載波Sc中的至少一個，因此於頻譜資料DFk 、DFk ＋ 1 （或者DFsk 、DFsk ＋ 1 ）亦包含共同的副載波Sc的資訊。
對相同的副載波Sc所測定的頻譜資料原本應一致。因此，處理器130使用鄰接的2個頻譜資料DFsk 、DFsk ＋ 1 （k=0、1、2…）各自的交疊頻帶所含的共同的副載波的值，修正頻譜資料DFsk 、DFsk ＋ 1 的至少一者（稱為頻帶修正處理）。
圖6為對第二實施例的頻帶修正處理進行說明的圖。圖6中，表示於頻域中鄰接的3個頻譜資料DFsk-1 、DFsk 、DFsk ＋ 1 。
於頻譜資料DFs＃ 包含X條副載波Sc0 ～ScX-1 時，頻譜資料成為以副載波Sc的編號為索引的排列資料，可表示為DF＃ '[0：X-1]。
第k個頻譜資料DFsk 為頻帶修正的對象。DFsk-1 '表示所有已修正頻帶的頻譜資料。將DFsk-1 '中右端的Y個要素DFsk-1 [X-Y：X-1]設為CAL_DATAk-1 [0：Y-1]。Y為交疊頻帶所含的副載波的條數，圖6中為Y=4。另外，將DFsk 中左端的Y個要素DFsk [0：Y-1]設為COMP_DATAk [0：Y-1]。
使用2個排列CAL_DATAk-1 [0：Y-1]、COMP_DATAk [0：Y-1]來生成修正係數排列COEFF[0：Y-1]。修正係數排列COEFF[0：Y-1]的要素COEFF[j]是以式（1）表示。 COEFF[j]=CAL_DATA[j]/COMP_DATA[j]…（1）
頻譜資料DFsk 是基於該修正係數排列而修正。將修正後的頻譜資料表述為DFsk '。DFsk '的右端的Y個要素DFsk [X-Y：X-1]成為CAL_DATAk [0：Y-1]，進而用於下一頻譜資料DFsk ＋ 1 的頻帶修正。
圖7為對頻譜資料DFsk 的頻帶修正進行說明的圖。藉由離散傅立葉轉換所得的頻譜資料DFsk 為複數，包含振幅資訊及相位資訊（或者實部與虛部）。｜DFk '｜表示DFk '的振幅，∠DFk '表示DFk '的相位。振幅的修正量ΔA可由重複的副載波的振幅的差量而算出，具體而言可由修正係數排列的絕對值｜COEFF[j]｜來計算。
例如，對Y條副載波算出｜COEFF[j]｜的平均值，作為修正係數G。若將該修正係數G乘以｜DFs｜，則可獲得｜DFs'｜。
同樣地，相位的修正量Δφ可由重複的副載波的相位的差量而算出，具體而言可由修正係數排列的偏角∠COEFF[j]來計算。關於相位，亦同樣地對Y條副載波算出∠COEFF[j]的平均值，作為修正量Δφ。 可設為∠DFs'=∠DFs＋Δφ…（2）。
另外，關於相位，若對X條副載波全部適用相同的修正量Δφ，則有時無法進行正確的修正。此時，亦可將∠COEFF[0：Y-1]外推插補而計算Δφ[0：X-1]。關於該插補，可使用最小平方法（Least Square Method，LSM）等。 ∠DFs[j]'=∠DFs[j]＋Δφ[j]…（2'）
頻帶修正可利用式（3）來進行。 DFs'=G·exp｛i×Δφ[j]｝×DFs…（3）
圖8為對處理器130的第二實施例的處理進行說明的流程圖。此處，對分割成N個子帶的情形進行說明。
將測試循環k初始化（k=0，S200）。繼而，將局部頻率fLO1 設置為f0 （S202），RF元件102基於規定的基帶信號而再生RF信號（S204）。其結果，獲取第0個子帶FCH0 的頻譜資料DFs0 （S206）。對該子帶FCH0 省略頻帶修正。另外，獲取頻譜資料DFs0 中高頻側的要素作為CAL_DATA0 （S208）。
繼而將測試循環k設置為1（S210）。並且，於滿足k＜N的期間中（S212的是），一方面將k遞增（S228），一方面重複以下的處理。
繼而將局部頻率fLO1 設置為fk （S214），RF元件102基於規定的基帶信號而再生RF信號（S216）。其結果，獲取第k個子帶FCHk 的頻譜資料DFsk （S218）。另外，獲取頻譜資料DFsk 的低頻率側的要素作為COMP_DATAk （S220）。
基於前一測試循環k-1中所得的CAL_DATAk-1 、與當前的測試循環k中所得的COMP_DATAk ，對DFsk 進行頻帶修正（S222），保存修正後的DFsk '（S224）。而且，保存DFsk 中高頻側的要素作為新的CAL_DATAk （S226）。
若成為k=N（S212的否），則結束。可藉由該處理來修正所有頻帶。
（第三實施例） 圖2的測試系統100中，濾波器206、216當然具有頻率特性，第一混頻器204或第二混頻器214、或者傳輸線路也具有頻率特性。因此，可在測定之前，預先獲取測試系統100的每個子帶FCH0 ～FCHN-1 的傳遞函數H0 （f）～HN-1 （f）。傳遞函數H0 （f）～HN-1 （f）可藉由網路分析器來測定自前端電路200的輸入端至輸出端為止的S參數（S21 ）而獲得。或者亦可藉由模擬而估算傳遞函數。
繼而，對頻譜資料DFk （或DFsk ）使用對應的傳遞函數Hk （f）進行修正。例如，藉由將頻譜資料DFk 乘以Hk （f）的倒數1/Hk （f），可適當地修正。
藉此，可消除測試系統100的每個子帶的傳輸特性的差異。
繼而，對測試系統100的具體態樣進行說明。圖9是表示測試系統100的一態樣（100A）的方塊圖。測定器170為用戶原本所持有的現有的硬體資源，包含數化器110及任意波形產生器150。
藉由對該測定器170追加毫米波外建自測（build-off self-test，BOST）單元160，可評價超過數化器110的頻帶的寬頻RF信號。毫米波BOST單元160安裝於安裝RF元件102的測試板140。毫米波BOST單元160除了所述的接收側的前端電路200以外，具備發送側的前端電路250。前端電路250使用任意波形產生器150生成的基帶信號對高頻載波進行調變，生成發送RF信號。
根據該測試系統100A，藉由對包含數化器110、數位模組120及處理器130的現有的測試系統追加測試板140，可評價寬頻RF信號。
以上，對本發明基於實施形態進行了說明。該實施形態為例示，本領域技術人員應理解，該些各結構要素或各處理製程的組合可具有各種變形例，而且此種變形例亦處於本發明的範圍。以下，對此種變形例加以說明。
（第一變形例） 圖10為表示第一變形例的測試系統100D的方塊圖。該測試系統100D中，前端電路200D自圖2的測試系統100中省略頻率轉換部210。取而代之，於數化器110D，追加有設於放大器112與A/D轉換器114之間且進行低取樣（undersampling）的抽樣保持（sample-hold）電路116。
根據該變形例，對於A/D轉換器114及放大器112，需要僅覆蓋調變頻帶的頻率，但作為交換，可省略構成頻率轉換部210的振盪器212、第二混頻器214及第二濾波器216，因而可減少零件數。尤其，第二濾波器216的截止頻率低，故而構成該第二濾波器216的零件的尺寸大，因此由省略該第二濾波器216所帶來的尺寸縮減（down sizing）的效果大。
（第二變形例） 圖11為第二變形例的測試系統100C的方塊圖。測試系統100C的基本結構與圖2的基本結構相同，但頻率轉換部210C的結構不同。頻率轉換部210C具備與I成分及Q成分對應的第二混頻器214I、214Q及第二濾波器216I、216Q。
藉由對頻率轉換部210C組入正交解調器，而於類比區域中進行IQ的分離。藉此，可使後段的數化器110I、110Q的頻帶成為圖2的數化器110的一般。其結果，藉由設置數化器110I、110Q而擷取2倍頻寬的信號，故而可將擷取次數減少至1/2倍。或者於不改變擷取次數的情形時，可採用更為低速高解析度的A/D轉換器（數化器）。
（第三變形例） 圖12為第三變形例的測試系統100B的方塊圖。前端電路200B包含90°移相器220，將局部信號LO1 移動90°。第一混頻器204Q將RF信號與移相器220的輸出混合，提取RF信號的Q成分。對第一濾波器206＃（＃=I、Q）輸入對應的第一混頻器204＃的輸出。頻率轉換部210＃接收對應的第一濾波器206＃的輸出，並將其輸出S＃ ＾供給於數化器110＃。
藉此，能以複數的形式對基帶信號SI ＾、SQ ＾進行處理。以複數進行信號處理的一個優點為可處理負頻率，局部信號LO2 的頻率fLO2 能以第二混頻器214的輸出SI ＾、SQ ＾包含負頻率成分的方式決定。例如於設為fBP =fLO2 的情形時，基帶信號SI ＾、SQ ＾具有以0 Hz（DC）為中心的頻譜。於A/D轉換器114的取樣率為500 Msps的情形時，可將1個子帶的頻寬擴大至250 MHz。
（第四變形例） 亦可藉由省略頻率轉換部210，提高局部信號LO1 的頻率fLO1 ，而藉由第一混頻器204直接生成DC附近的頻域的基帶信號Sb＾。
（第五變形例） 於實施形態中，不限於使局部信號LO1 的頻率fLO1 在每個測試循環中增大，亦可使局部信號LO1 的頻率在每個測試循環中減小，或亦可以無規的順序變化。
（第六變形例） 實施形態中，說明了將多個子帶於頻域中合成而測定基帶信號Sb（t）的頻譜的例子，但不限於此。例如根據測試系統100，亦可進行RF信號所含的符號的解調、或EVM的測定。
考慮RF信號為OFDM信號的情形。於圖2的測試系統100中，藉由處理器130將每個子帶的波形資料DW分別於時間軸上以每個符號切出。繼而，轉換成頻域的頻譜資料DF，如圖5所示於頻域中合成。其中，合成後的寬頻基帶信號的中心頻率並非DC，而設為IF頻率fIF 。
藉由數位信號處理，對合成後的寬頻基帶信號分別乘以cos（2πfIF ）、-sin（2πfIF ），實施正交解調。該運算可於頻域中進行，亦可於時間區域中進行。繼而將所得的2個信號作為實部、虛部進行離散傅立葉轉換，藉此可解調成原本的OFDM符號。 而且，可基於由離散傅立葉轉換所得的信號資訊（即振幅、相位）、及該些信號資訊的期待值而計算EVM。
圖12的結構中藉由類比信號處理來進行正交解調，故而處理器130將藉由數化器110I、110Q所得的波形資料以每個符號劃分，並將所得的波形資料作為實部、虛部進行離散傅立葉轉換，藉此可解調成原本的OFDM符號。而且，可基於由離散傅立葉轉換所得的信號資訊（振幅、相位）及該些信號資訊的期待值而計算EVM。
另外，OFDM中對每個副載波分配符號，但解調需要用以修正延遲的引示（PILOT）副載波，引示副載波有時包含於其他子帶，故而較佳為將所有子帶於頻域中合成後，進行解調。然而，於LSI測試中可忽視每個符號的延遲波動的情形時，不需要引示副載波，故而亦可不進行頻域中的頻譜資料DF的合成，而對每個子帶獨立地進行解調。
本發明不限定於OFDM，可廣泛地適用於寬頻的RF信號的測試。
基於實施形態對本發明進行了說明，但實施形態僅表示本發明的原理、應用，對於實施形態，可於不偏離申請專利範圍所規定的本發明的思想的範圍內，進行多種變形例或配置的變更。 [產業上的可利用性]
本發明是有關於一種RF（高頻）元件的分析、評價。
10、MOD0～MODN-1‧‧‧調變器 12‧‧‧S/P轉換器 14‧‧‧逆離散傅立葉轉換器 16、18‧‧‧D/A轉換器 19‧‧‧正交調變器 20‧‧‧解調器 22‧‧‧正交解調器 24、26‧‧‧去頻疊濾波器 28、30、114‧‧‧A/D轉換器 32‧‧‧離散傅立葉轉換器 34‧‧‧平行串列轉換器 100、100A、100B、100C、100D‧‧‧測試系統 102‧‧‧RF元件 110、110D、110I、110Q‧‧‧數化器 112‧‧‧放大器 116‧‧‧抽樣保持電路 120‧‧‧數位模組 130‧‧‧處理器 140‧‧‧測試板 150‧‧‧任意波形產生器 160‧‧‧毫米波BOST單元 170‧‧‧測定器 200、200B、200C、200D、250‧‧‧前端電路 202‧‧‧頻率可變振盪器 204、204I、204Q‧‧‧第一混頻器 206、206I、206Q‧‧‧第一濾波器 210、210C、210I、210Q‧‧‧頻率轉換部 212‧‧‧振盪器 214、214I、214Q‧‧‧第二混頻器 216、216I、216Q‧‧‧第二濾波器 A‧‧‧振幅BW、ΔfBB‧‧‧帶寬 const‧‧‧常數 COMP_DATAk、COMP_DATAk+1、CAL_DATAk-1、CAL_DATAk‧‧‧資料 DEMOD0 ～DEMODN-1 ‧‧‧解調器 DF0～DF9、DFs0～DFs9、DFsk-1'、DFsk、DFsk'、DFsk ＋ 1、DFsk ＋ 1'‧‧‧頻譜資料 Di（t）、Dq（t）、DW、DW0 ～DW9‧‧‧波形資料 FCH0～FCH9 ‧‧‧子帶 s0～sN-1‧‧‧副載波 f、fP、f0～fN-1 、DC‧‧‧頻率 fBP‧‧‧中心頻率 fC‧‧‧載波頻率 G‧‧‧修正係數 Im‧‧‧虛部 LO1、LO2‧‧‧局部信號 I（t）‧‧‧同相信號 OB‧‧‧交疊頻帶 Q（t）‧‧‧正交信號 Re‧‧‧實部 r（t）‧‧‧接收信號 RF、IF、IF0~IF9、IF0'~IF9'、IF'‧‧‧信號 S100、S102、S200～S228‧‧‧步驟 Sb＾、SI＾、SQ＾‧‧‧基帶信號 sym0～symN-1‧‧‧符號資料s（t）‧‧‧RF發送信號 s[n]‧‧‧串列資料 t‧‧‧時間 X0～XN-1‧‧‧複數資料 Y0～YN-1‧‧‧複數資料（頻譜資料） ∠DFsk、∠DFsk'、∠DFsk-1‧‧‧相位 Δf‧‧‧頻率間隔 Δφ‧‧‧修正量 φ‧‧‧相位
圖1（a）、圖1（b）為OFDM的調變器及解調器的方塊圖。 圖2為實施形態的測試系統的基本架構的方塊圖。 圖3為對圖2的測試系統的前端電路及數化器的動作進行說明的圖。 圖4為表示處理器的動作的流程圖。 圖5為對頻域中的多個頻譜資料的合成進行說明的圖。 圖6為對第二實施例的頻帶修正處理進行說明的圖。 圖7為對頻譜資料DFs的頻帶修正進行說明的圖。 圖8為對處理器的第二實施例的處理進行說明的流程圖。 圖9為表示測試系統的一態樣的方塊圖。 圖10為第一變形例的測試系統的方塊圖。 圖11為第二變形例的測試系統的方塊圖。 圖12為第三變形例的測試系統的方塊圖。
100‧‧‧測試系統
102‧‧‧射頻元件
110‧‧‧數化器
112‧‧‧放大器
114‧‧‧A/D轉換器
120‧‧‧數位模組
130‧‧‧處理器
200‧‧‧前端電路
202‧‧‧頻率可變振盪器
204‧‧‧第一混頻器
206‧‧‧第一濾波器
210‧‧‧頻率轉換部
212‧‧‧振盪器
214‧‧‧第二混頻器
216‧‧‧第二濾波器
RF、IF、IF'‧‧‧信號
Sb＾‧‧‧基帶信號
DW‧‧‧波形資料
LO1、LO2‧‧‧局部信號
f0~fN-1‧‧‧頻率
fBP‧‧‧中心頻率

Claims (12)

  1. 一種前端電路，用於來自被測試元件的射頻信號的測試， 所述射頻信號是藉由寬頻基帶信號將具有載波頻率的載波信號調變而生成， 所述前端電路包括： 頻率可變振盪器，生成具有可變的局部頻率的局部信號； 第一混頻器，將所述局部信號與所述射頻信號混頻，生成具有頻率等於所述載波頻率減去所述局部頻率的中間頻率信號；及 帶通型的第一濾波器，對所述中間頻率信號進行過濾， 所述前端電路構成為能夠將基於所述中間頻率信號的基帶信號供給於數化器， 所述局部頻率能夠從具有與所述第一濾波器的帶寬相等或更窄的頻率間隔的多個頻率中選擇。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的前端電路，其中所述頻率間隔窄於所述第一濾波器的帶寬， 所述寬頻基帶信號包含多個副載波， 於所述局部頻率為第k個測試循環中的局部頻率時的所述第一濾波器的輸出、與所述局部頻率為第k+1個測試循環中的局部頻率時的所述第一濾波器的輸出，共同地包含所述多個副載波中的至少一個，k為0或正整數。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的前端電路，更包括： 第二混頻器，將通過所述第一濾波器的所述中間頻率信號降頻；及 第二濾波器，對所述第二混頻器的輸出進行過濾， 所述基帶信號與所述第二濾波器的輸出相應。
  4. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的前端電路，更包括： 第二混頻器對，將通過所述第一濾波器的所述中間頻率信號降頻，且分離為同相成分與正交成分；及 第二濾波器對，對所述第二混頻器對的輸出進行過濾。
  5. 一種測試系統，包括： 如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述的前端電路； 數化器，將所述前端電路的輸出轉換成數位的波形資料；及 電腦，對所述波形資料進行處理。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的測試系統，其中所述電腦將所述數化器依所述局部頻率的所述多個頻率分別生成的多個波形資料轉換成頻域的多個頻譜資料， 使所述多個頻譜資料於頻率軸上移動並合成。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的測試系統，其中所述局部頻率的間隔窄於所述第一濾波器的帶寬， 所述寬頻基帶信號包含多個副載波， 所述電腦基於第k個頻譜資料、及第k＋1個頻譜資料所含的共同的副載波的資料，來修正各頻譜資料，k為0或正整數。
  8. 一種測試板，包括如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述的前端電路。
  9. 一種電腦，用於對來自被測試元件的射頻信號進行測試的測試系統， 所述射頻信號是利用寬頻基帶信號將具有載波頻率的載波信號調變而生成， 所述測試系統包括： 頻率可變振盪器，生成具有可變的局部頻率的局部信號； 第一混頻器，將所述局部信號與所述射頻信號混頻，生成具有頻率等於所述載波頻率減去所述局部頻率的中間頻率信號； 帶通型的第一濾波器，對所述中間頻率信號進行過濾；及 類比數位轉換器，將基於通過所述第一濾波器的所述中間頻率信號的基帶信號轉換成數位的波形資料， 所述電腦以具有與所述第一濾波器的帶寬相等或更窄的頻率間隔的多個頻率對所述局部頻率離散地進行切換， 將依所述多個頻率分別獲得的多個波形資料轉換成頻域的多個頻譜資料， 使所述多個頻譜資料於頻率軸上移動，合成移動後的多個頻譜資料。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的電腦，其中所述頻率間隔窄於所述第一濾波器的帶寬， 所述寬頻基帶信號包含多個副載波， 所述電腦基於第k個的頻譜資料、與第k＋1個頻譜資料所含的共同的副載波的資料，來修正頻譜資料，k為0或正整數。
  11. 一種儲存程式的電腦可讀記錄媒體，所述程式於電腦中執行，所述電腦用於對來自被測試元件的射頻信號進行測試的測試系統， 所述射頻信號是利用寬頻基帶信號將具有載波頻率的載波信號調變而生成， 所述測試系統包括： 頻率可變振盪器，生成具有可變的局部頻率的局部信號； 第一混頻器，將所述局部信號與所述射頻信號混頻，生成具有頻率等於所述載波頻率減去所述局部頻率的中間頻率信號； 帶通型的第一濾波器，對所述中間頻率信號進行過濾；及 類比數位轉換器，將基於通過所述第一濾波器的所述中間頻率信號的基帶信號轉換成數位的波形資料， 所述程式使所述電腦執行下述處理： 以具有與所述第一濾波器的帶寬相等或更窄的頻率間隔的多個頻率對所述局部頻率離散地進行切換； 將依所述多個頻率分別獲得的多個波形資料轉換成頻域的多個頻譜資料；及 使所述多個頻譜資料於頻率軸上移動並進行合成。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的電腦可讀記錄媒體，所述頻率間隔窄於所述第一濾波器的帶寬， 所述寬頻基帶信號包含多個副載波， 所述程式使所述電腦更執行下述處理： 基於第k個頻譜資料、與第k＋1個頻譜資料所含的共同的副載波的資料，來修正各頻譜資料，k為0或正整數。
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