JP2001036445A - Ｏｆｄｍ信号のダイバーシティ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号のダイバーシティ受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ方式デジタルＦＰＵ装置のような移
動伝送に用いるＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置
に関し、装置規模の小型化と使用時の敷設容易化を実現
する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ信号を受信アンテナ１〜５で受
信した同一周波数の受信信号を増幅してアナログ乗算器
１６〜２０に入力する。各乗算器１６〜２０にはそれぞ
れ、ＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０より所定周波数間隔のロー
カル信号が入力され、これにより各乗算器１６〜２０
は、各帯域が同一周波数成分を持つことなく、かつ、各
ＩＦ信号の中心周波数の間隔がＯＦＤＭ信号のキャリア
間隔の整数倍に従うように受信信号を異なる帯域の複数
のＩＦ信号に周波数変換する。各ＩＦ信号は合成器２６
〜２８によって一つに合成され、ＩＦ増幅器２９で増幅
出力される。
動伝送に用いるＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置
に関し、装置規模の小型化と使用時の敷設容易化を実現
する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ信号を受信アンテナ１〜５で受
信した同一周波数の受信信号を増幅してアナログ乗算器
１６〜２０に入力する。各乗算器１６〜２０にはそれぞ
れ、ＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０より所定周波数間隔のロー
カル信号が入力され、これにより各乗算器１６〜２０
は、各帯域が同一周波数成分を持つことなく、かつ、各
ＩＦ信号の中心周波数の間隔がＯＦＤＭ信号のキャリア
間隔の整数倍に従うように受信信号を異なる帯域の複数
のＩＦ信号に周波数変換する。各ＩＦ信号は合成器２６
〜２８によって一つに合成され、ＩＦ増幅器２９で増幅
出力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＯＦＤＭ信号のダイ
バーシティ受信装置に関し、特に、ＯＦＤＭ方式デジタ
ルＦＰＵ装置において、複数の異なる受信アンテナを用
いてＯＦＤＭ信号を受信し、同一周波数の複数の受信信
号を用いて帯域分割ダイバーシティ受信を行い、受信性
能を向上させるとともに一括ＦＦＴ方式を用いることで
装置を小型化し機動性を向上させた移動伝送装置のダイ
バーシティ受信装置に関する。
バーシティ受信装置に関し、特に、ＯＦＤＭ方式デジタ
ルＦＰＵ装置において、複数の異なる受信アンテナを用
いてＯＦＤＭ信号を受信し、同一周波数の複数の受信信
号を用いて帯域分割ダイバーシティ受信を行い、受信性
能を向上させるとともに一括ＦＦＴ方式を用いることで
装置を小型化し機動性を向上させた移動伝送装置のダイ
バーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタルＦＰＵ装
置（Field Pick-up Unit）は優れた耐マルチパス特性を
有するため、例えばマラソン中継などの大規模移動中継
において高い性能を示している。一方、ＯＦＤＭ信号
は、特公平９−２８４１９１号公報(発明の名称「ダイ
バーシティ受信装置」)に示されるように帯域分割ダイ
バーシティ受信方式による受信が実現可能であるため、
当該方式によって本来的に高い受信性能を示すＯＦＤＭ
方式デジタルＦＰＵ装置のさらなる受信性能向上が可能
である。
置（Field Pick-up Unit）は優れた耐マルチパス特性を
有するため、例えばマラソン中継などの大規模移動中継
において高い性能を示している。一方、ＯＦＤＭ信号
は、特公平９−２８４１９１号公報(発明の名称「ダイ
バーシティ受信装置」)に示されるように帯域分割ダイ
バーシティ受信方式による受信が実現可能であるため、
当該方式によって本来的に高い受信性能を示すＯＦＤＭ
方式デジタルＦＰＵ装置のさらなる受信性能向上が可能
である。
【０００３】ＯＦＤＭ信号を受信する従来のダイバーシ
ティ受信装置の一例を図１２乃至図１３に示す。
ティ受信装置の一例を図１２乃至図１３に示す。
【０００４】両図に示すように当該受信装置は５個の受
信アンテナ１〜５を備え、併せて５系統の受信が可能で
あるように構成されている。受信アンテナ１〜５に続く
ＲＦ段以降、キャリア合成−選択回路１７０までは、受
信系統の数分だけ各要素を備えている。すなわち、ＲＦ
帯域のバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）６〜１０，ＲＦ
増幅器１１〜１５、乗算器１６〜２０、ＩＦ帯域のバン
ドパス・フィルタ（ＢＰＦ）２１〜２５、ＩＦ増幅器１
０１〜１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６〜１１０、分配器１
１１〜１１５、Ｉ軸乗算器１３１，１３３，１３５，１
３７，１３９、Ｑ軸乗算器１３２，１３４，１３６，１
３８，１４０、Ｉ軸ＬＰＦ１４１，１４３，１４５，１
４７，１４９、Ｑ軸ＬＰＦ１４２，１４４，１４６，１
４８，１５０、ガード・インターバル除去回路１５１〜
１５５、ＦＦＴ処理回路１５６〜１６０を備えている。
信アンテナ１〜５を備え、併せて５系統の受信が可能で
あるように構成されている。受信アンテナ１〜５に続く
ＲＦ段以降、キャリア合成−選択回路１７０までは、受
信系統の数分だけ各要素を備えている。すなわち、ＲＦ
帯域のバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）６〜１０，ＲＦ
増幅器１１〜１５、乗算器１６〜２０、ＩＦ帯域のバン
ドパス・フィルタ（ＢＰＦ）２１〜２５、ＩＦ増幅器１
０１〜１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６〜１１０、分配器１
１１〜１１５、Ｉ軸乗算器１３１，１３３，１３５，１
３７，１３９、Ｑ軸乗算器１３２，１３４，１３６，１
３８，１４０、Ｉ軸ＬＰＦ１４１，１４３，１４５，１
４７，１４９、Ｑ軸ＬＰＦ１４２，１４４，１４６，１
４８，１５０、ガード・インターバル除去回路１５１〜
１５５、ＦＦＴ処理回路１５６〜１６０を備えている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のダイバーシ
ティ受信装置は同一要素を複数系統分備えるため、回路
規模、装置寸法、装置重量が大きくなると同時に、消費
電力も増大するという問題と、各系統の信号の遅延量を
一致させる必要があるという課題があった。
ティ受信装置は同一要素を複数系統分備えるため、回路
規模、装置寸法、装置重量が大きくなると同時に、消費
電力も増大するという問題と、各系統の信号の遅延量を
一致させる必要があるという課題があった。
【０００６】また、上記従来のダイバーシティ受信装置
を用いたＦＰＵ装置による中継番組制作では、受信点に
設置した受信ヘッドと受信制御部の接続に数百メートル
長のケーブルを敷設する場合が多く、ケーブルも受信ヘ
ッド数（受信系統数）分だけ必要となり、装置設営の手
間も多いという別の問題があった。
を用いたＦＰＵ装置による中継番組制作では、受信点に
設置した受信ヘッドと受信制御部の接続に数百メートル
長のケーブルを敷設する場合が多く、ケーブルも受信ヘ
ッド数（受信系統数）分だけ必要となり、装置設営の手
間も多いという別の問題があった。
【０００７】そこで本発明は上述の点に鑑みてなされた
ものであって、ダイバーシティ受信を実現する場合の受
信系統数の増加に起因する上記各課題を解決すること、
すなわち受信系統数にかかわらず装置等の規模の増大を
防ぎ、敷設ケーブル数を１本にすることのできるダイバ
ーシティ受信装置を提供することを目的とする。
ものであって、ダイバーシティ受信を実現する場合の受
信系統数の増加に起因する上記各課題を解決すること、
すなわち受信系統数にかかわらず装置等の規模の増大を
防ぎ、敷設ケーブル数を１本にすることのできるダイバ
ーシティ受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに請求項１の発明は、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アン
テナで受信した同一周波数で複数の受信信号を入力する
受信手段と、所定周波数間隔の複数のローカル信号を生
成するローカル信号生成手段と、各ローカル信号を用い
て前記各受信信号を異なる帯域の複数のＩＦ信号に周波
数変換する手段であって、各帯域が同一周波数成分を持
つことなく、かつ、前記各ＩＦ信号の中心周波数の間隔
が前記ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔の整数倍に従うよう
に周波数変換する変換手段と、前記変換手段からの前記
複数のＩＦ信号を合成するＩＦ合成手段と、当該合成Ｉ
Ｆ信号に基づいてＩＦ周波数の前記ＯＦＤＭ信号に対し
一括的に所定の処理を行う一括処理手段とを備えたＯＦ
ＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
めに請求項１の発明は、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アン
テナで受信した同一周波数で複数の受信信号を入力する
受信手段と、所定周波数間隔の複数のローカル信号を生
成するローカル信号生成手段と、各ローカル信号を用い
て前記各受信信号を異なる帯域の複数のＩＦ信号に周波
数変換する手段であって、各帯域が同一周波数成分を持
つことなく、かつ、前記各ＩＦ信号の中心周波数の間隔
が前記ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔の整数倍に従うよう
に周波数変換する変換手段と、前記変換手段からの前記
複数のＩＦ信号を合成するＩＦ合成手段と、当該合成Ｉ
Ｆ信号に基づいてＩＦ周波数の前記ＯＦＤＭ信号に対し
一括的に所定の処理を行う一括処理手段とを備えたＯＦ
ＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【０００９】また請求項２の発明は、請求項１におい
て、前記一括処理手段は、前記合成ＩＦ信号を直交復調
する復調手段と、当該復調出力のガード・インターバル
を除く有効シンボル期間を抽出し、前記受信アンテナの
数と前記ＯＦＤＭ信号のキャリア数に従い高速フーリエ
変換して周波数軸データを得るＦＦＴ手段と、前記周波
数軸データのシンボル間の差分を計算して得た前記ＯＦ
ＤＭ信号の差動復調後のキャリアデータを選択または合
成して出力する選択合成出力手段とを備えるＯＦＤＭ信
号のダイバーシティ受信装置を提供する。
て、前記一括処理手段は、前記合成ＩＦ信号を直交復調
する復調手段と、当該復調出力のガード・インターバル
を除く有効シンボル期間を抽出し、前記受信アンテナの
数と前記ＯＦＤＭ信号のキャリア数に従い高速フーリエ
変換して周波数軸データを得るＦＦＴ手段と、前記周波
数軸データのシンボル間の差分を計算して得た前記ＯＦ
ＤＭ信号の差動復調後のキャリアデータを選択または合
成して出力する選択合成出力手段とを備えるＯＦＤＭ信
号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１０】また請求項３の発明は、請求項２におい
て、前記復調手段は、前記合成ＩＦ信号をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デジタル信号を直交
復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るデジ
タル直交復調手段とを備え、さらに、前記ローカル信号
生成手段は、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力か
ら生成したクロック信号を基準信号として入力して、各
周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成す
るＰＬＬ手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数および前記
ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単
一周波数信号を前記ＰＬＬ手段からの複数の単一周波数
信号と乗算することで、前記所定周波数間隔とされた前
記複数のローカル信号を生成する信号生成手段とを備え
るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
て、前記復調手段は、前記合成ＩＦ信号をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デジタル信号を直交
復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るデジ
タル直交復調手段とを備え、さらに、前記ローカル信号
生成手段は、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力か
ら生成したクロック信号を基準信号として入力して、各
周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成す
るＰＬＬ手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数および前記
ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単
一周波数信号を前記ＰＬＬ手段からの複数の単一周波数
信号と乗算することで、前記所定周波数間隔とされた前
記複数のローカル信号を生成する信号生成手段とを備え
るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１１】また請求項４の発明は、請求項３におい
て、前記デジタル直交復調手段は、前記デジタル信号を
位相が９０°異なる２つのキャリア信号を用いて復調し
て前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦＤ
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
て、前記デジタル直交復調手段は、前記デジタル信号を
位相が９０°異なる２つのキャリア信号を用いて復調し
て前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦＤ
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１２】また請求項５の発明は、請求項３におい
て、前記デジタル直交復調手段は、所定パターンを所定
周期で繰り返す第１のパターン・データと、前記所定パ
ータンと同一パターンを前記所定周期と同一周期で所定
タイミング遅れて繰り返す第２のパターン・データとを
キャリアデータとして用いて前記デジタル信号を復調し
て、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦ
ＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
て、前記デジタル直交復調手段は、所定パターンを所定
周期で繰り返す第１のパターン・データと、前記所定パ
ータンと同一パターンを前記所定周期と同一周期で所定
タイミング遅れて繰り返す第２のパターン・データとを
キャリアデータとして用いて前記デジタル信号を復調し
て、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦ
ＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１３】
【作用】上記構成の本発明によれば、 所定周波数間隔
の複数のローカル信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受
信アンテナで受信して得られた同一周波数で複数の受信
信号を異なる帯域の、同一周波数成分を持たない複数の
ＩＦ信号に周波数変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号
を合成することにより、ＩＦ周波数の一つの合成信号に
対し一括的に所定の処理を行うことができるので、ＩＦ
合成手段以降、敷設するケーブル数を受信系統数にかか
わらず一本にすることができ、装置サイズ、消費電力、
重量を軽減できる。
の複数のローカル信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受
信アンテナで受信して得られた同一周波数で複数の受信
信号を異なる帯域の、同一周波数成分を持たない複数の
ＩＦ信号に周波数変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号
を合成することにより、ＩＦ周波数の一つの合成信号に
対し一括的に所定の処理を行うことができるので、ＩＦ
合成手段以降、敷設するケーブル数を受信系統数にかか
わらず一本にすることができ、装置サイズ、消費電力、
重量を軽減できる。
【００１４】また、合成ＩＦ信号を変換して生成したデ
ジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を得
て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号とし
て各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生
成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数および
ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単
一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号
と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信号
を生成するので、ＩＦ信号において周波数多重された受
信系統数分の各ＯＦＤＭ信号間の周波数同期を高い精度
で実現でき、良好な帯域分割ダイバーシティ効果が得ら
れる。
ジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を得
て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号とし
て各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生
成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数および
ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単
一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号
と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信号
を生成するので、ＩＦ信号において周波数多重された受
信系統数分の各ＯＦＤＭ信号間の周波数同期を高い精度
で実現でき、良好な帯域分割ダイバーシティ効果が得ら
れる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を詳細に説明する。
施形態を詳細に説明する。
【００１６】(第１実施形態)図１乃至図２は本発明の第
１実施形態に係るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装
置のブロック構成図である。同図の構成は、図１２〜図
１３に示した従来構成における５個の受信アンテナから
の信号を受信するダイバーシティ受信装置に本発明に係
る一括ＦＦＴ（fast Fourier transform）方式を適用し
た構成例である。
１実施形態に係るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装
置のブロック構成図である。同図の構成は、図１２〜図
１３に示した従来構成における５個の受信アンテナから
の信号を受信するダイバーシティ受信装置に本発明に係
る一括ＦＦＴ（fast Fourier transform）方式を適用し
た構成例である。
【００１７】受信アンテナ１〜５に入来する信号は同一
または複数の送信機からの互いに同期したＯＦＤＭ信号
であり、その各キャリアの変調方式はたとえばＤＱＰＳ
Ｋ（差動４相位相シフト・キーイング）である。
または複数の送信機からの互いに同期したＯＦＤＭ信号
であり、その各キャリアの変調方式はたとえばＤＱＰＳ
Ｋ（差動４相位相シフト・キーイング）である。
【００１８】５個の受信アンテナ１〜５は空間的に距離
を置いて配置され、さらに偏波面を変えて配置されても
よい。）からの受信信号は、それぞれＲＦ帯の所定通過
帯域のＢＰＦ６〜１０に入力され、不要な帯域外成分を
除去された後に出力される。所定帯域の信号は、それぞ
れＲＦ増幅器１１〜１５で増幅された後、アナログ乗算
器１６〜２０に入力される。このとき、各アンテナを入
力とする５つの受信系統に対応する各信号は同一周波数
ｆrの信号であるが、伝送路で受ける歪みは各アンテナ
の空間配置が異なるためにそれぞれ異なる。
を置いて配置され、さらに偏波面を変えて配置されても
よい。）からの受信信号は、それぞれＲＦ帯の所定通過
帯域のＢＰＦ６〜１０に入力され、不要な帯域外成分を
除去された後に出力される。所定帯域の信号は、それぞ
れＲＦ増幅器１１〜１５で増幅された後、アナログ乗算
器１６〜２０に入力される。このとき、各アンテナを入
力とする５つの受信系統に対応する各信号は同一周波数
ｆrの信号であるが、伝送路で受ける歪みは各アンテナ
の空間配置が異なるためにそれぞれ異なる。
【００１９】アナログ乗算器１６〜２０に入力された信
号は、従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置で
は（図１２参照）、一つの局部発振器１１９から出力さ
れ分配器１２０で分配された同一周波数のローカル信号
（局部発振信号）を用いて、乗算器１６〜２０が同一Ｉ
Ｆ周波数に周波数変換していた。
号は、従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置で
は（図１２参照）、一つの局部発振器１１９から出力さ
れ分配器１２０で分配された同一周波数のローカル信号
（局部発振信号）を用いて、乗算器１６〜２０が同一Ｉ
Ｆ周波数に周波数変換していた。
【００２０】ここで、図１〜図２に示した本実施形態に
係る一括ＦＦＴ方式を実現したダイバーシティ受信装置
において、アンテナｎ（ｎは１〜５の整数）を入力とす
る受信系統を第ｎ系統（ＣＨｎ）とすると、当該装置で
は、例えば図３中にＣＨ１〜ＣＨ５で示す異なる周波数
ｆL1〜ｆL5の各ローカル信号を用いて、各乗算器１６〜
２０が異なる周波数のＩＦ信号に変換する。
係る一括ＦＦＴ方式を実現したダイバーシティ受信装置
において、アンテナｎ（ｎは１〜５の整数）を入力とす
る受信系統を第ｎ系統（ＣＨｎ）とすると、当該装置で
は、例えば図３中にＣＨ１〜ＣＨ５で示す異なる周波数
ｆL1〜ｆL5の各ローカル信号を用いて、各乗算器１６〜
２０が異なる周波数のＩＦ信号に変換する。
【００２１】これらＣＨ１〜ＣＨ５の各ローカル信号の
周波数は、周波数変換後の各ＩＦ信号スペクトルが重な
らないようにするとともに、それぞれ受信系統に対応す
るＩＦ信号の中心周波数の間隔が、ＯＦＤＭ信号のキャ
リア間隔の整数倍になるように設定する必要がある。
周波数は、周波数変換後の各ＩＦ信号スペクトルが重な
らないようにするとともに、それぞれ受信系統に対応す
るＩＦ信号の中心周波数の間隔が、ＯＦＤＭ信号のキャ
リア間隔の整数倍になるように設定する必要がある。
【００２２】以下、必要とされる上記周波数条件につい
て具体的に説明する。
て具体的に説明する。
【００２３】受信したＯＦＤＭ信号のキャリア数を
Ｎc、キャリア間隔をΔｆとし、さらに、図３に示すよ
うに、受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrと各受信系統
のローカル信号ｆL1〜ｆL5との周波数差をそれぞれｉｆ
1〜ｉｆ5とする。ここでｍは受信系統数とし、本実施形
態では５である。以下の説明では表記の簡単化のために
ｍは奇数とするが、偶数の場合も、本発明に係る一括Ｆ
ＦＴ方式を実現可能である。また、Ｃは次の（数１）式
を満足する整数とする。
Ｎc、キャリア間隔をΔｆとし、さらに、図３に示すよ
うに、受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrと各受信系統
のローカル信号ｆL1〜ｆL5との周波数差をそれぞれｉｆ
1〜ｉｆ5とする。ここでｍは受信系統数とし、本実施形
態では５である。以下の説明では表記の簡単化のために
ｍは奇数とするが、偶数の場合も、本発明に係る一括Ｆ
ＦＴ方式を実現可能である。また、Ｃは次の（数１）式
を満足する整数とする。
【００２４】
【数１】
【００２５】
【数２】
【００２６】
【数３】
【００２７】説明の簡単化のため、直交復調後の複素Ｆ
ＦＴ処理において、正の周波数のキャリア数と負の周波
数のキャリア数が等しくなるように直交復調時のローカ
ル信号周波数ｆQDEMを設定すると、次の（数４）式が成
立する。
ＦＴ処理において、正の周波数のキャリア数と負の周波
数のキャリア数が等しくなるように直交復調時のローカ
ル信号周波数ｆQDEMを設定すると、次の（数４）式が成
立する。
【００２８】
【数４】
【００２９】（数３）式は各受信系統のＩＦ信号のスペ
クトルがお互いに重ならないようにするための条件であ
る。ＣＨ１〜ＣＨ５の隣り合うローカル信号間の周波数
差をｆdi（ｉ＝１〜ｍ−１）と記すると、ｇi（ｉ＝１
〜ｍ−１）を０より大きい整数として次の（数５）式が
成立する。
クトルがお互いに重ならないようにするための条件であ
る。ＣＨ１〜ＣＨ５の隣り合うローカル信号間の周波数
差をｆdi（ｉ＝１〜ｍ−１）と記すると、ｇi（ｉ＝１
〜ｍ−１）を０より大きい整数として次の（数５）式が
成立する。
【００３０】
【数５】
【００３１】さらに、周波数変換に伴って発生するイメ
ージ成分と本来のスペクトルが直交復調時に互いに重な
り合わないようにするための条件を次の（数６）式に示
す。
ージ成分と本来のスペクトルが直交復調時に互いに重な
り合わないようにするための条件を次の（数６）式に示
す。
【００３２】
【数６】
【００３３】ここで、ｇi×Δｆ（ｉ＝１〜ｍ−１）
は、図４に示すＩＦ信号スペクトルにおいて、隣合う受
信系統のスペクトル間（例えば、それぞれ斜線部が示す
ｉｆ1を中心周波数とするスペクトルとｉｆ2を中心周波
数とするスペクトル間）のガードバンドＧｂ１〜Ｇｂ４
に相当する周波数幅である。ｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）は
必ずしも同一値である（各ガードバンドが同一帯域幅で
ある）必要はない。
は、図４に示すＩＦ信号スペクトルにおいて、隣合う受
信系統のスペクトル間（例えば、それぞれ斜線部が示す
ｉｆ1を中心周波数とするスペクトルとｉｆ2を中心周波
数とするスペクトル間）のガードバンドＧｂ１〜Ｇｂ４
に相当する周波数幅である。ｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）は
必ずしも同一値である（各ガードバンドが同一帯域幅で
ある）必要はない。
【００３４】このとき、後段のＦＦＴ（fast Fourier t
ransform）処理回路３８では次の（数７）式で表される
ポイント数の複素ＦＦＴ処理を実行することになる。
（数７）式において、ＬはＦＦＴの次数を表す正の整数
である。
ransform）処理回路３８では次の（数７）式で表される
ポイント数の複素ＦＦＴ処理を実行することになる。
（数７）式において、ＬはＦＦＴの次数を表す正の整数
である。
【００３５】
【数７】
【００３６】アナログ乗算器１６〜２０に入力するＣＨ
１〜ＣＨ５の各ローカル信号の発生方法については後述
する。
１〜ＣＨ５の各ローカル信号の発生方法については後述
する。
【００３７】アナログ乗算器１６〜２０から出力され、
ＩＦ帯の所定通過帯域のＢＰＦ２１〜２５によってイメ
ージ成分を除去された各受信系統の信号は、加算器によ
って加算合成されて一系統の合成信号とされる。すなわ
ち、第１系統（ＣＨ１）と第２系統（ＣＨ２）の信号が
アナログ加算器２６で加算され、その加算結果がアナロ
グ加算器２８に入力される。第３系統（ＣＨ３）の信号
は、そのままアナログ加算器２８に入力される。また、
第４系統（ＣＨ４）と第５系統（ＣＨ５）の信号はアナ
ログ加算器２７で加算され、その加算結果がアナログ加
算器２８に入力される。
ＩＦ帯の所定通過帯域のＢＰＦ２１〜２５によってイメ
ージ成分を除去された各受信系統の信号は、加算器によ
って加算合成されて一系統の合成信号とされる。すなわ
ち、第１系統（ＣＨ１）と第２系統（ＣＨ２）の信号が
アナログ加算器２６で加算され、その加算結果がアナロ
グ加算器２８に入力される。第３系統（ＣＨ３）の信号
は、そのままアナログ加算器２８に入力される。また、
第４系統（ＣＨ４）と第５系統（ＣＨ５）の信号はアナ
ログ加算器２７で加算され、その加算結果がアナログ加
算器２８に入力される。
【００３８】アナログ加算器２８により上記３入力を加
算した出力は、合せて５系統のＩＦ信号が合成された結
果である。合成ＩＦ信号のスペクトルは図４に示すよう
に各チャンネルの中心周波数ｉｆ1〜ｉｆ5が所定周波数
間隔で配置され、それぞれの間に所定幅のガードバンド
Ｇｂ１〜Ｇｂ４が配置されている。当該スペクトルの合
成信号に対して、ＩＦ増幅器２９以降の一系統の処理回
路によって、一括ＦＦＴ、復調を含む処理が行われる。
算した出力は、合せて５系統のＩＦ信号が合成された結
果である。合成ＩＦ信号のスペクトルは図４に示すよう
に各チャンネルの中心周波数ｉｆ1〜ｉｆ5が所定周波数
間隔で配置され、それぞれの間に所定幅のガードバンド
Ｇｂ１〜Ｇｂ４が配置されている。当該スペクトルの合
成信号に対して、ＩＦ増幅器２９以降の一系統の処理回
路によって、一括ＦＦＴ、復調を含む処理が行われる。
【００３９】アナログ加算器２８の出力信号はＩＦ増幅
器２９で増幅された後、図２のＡ／Ｄ変換器３０でデジ
タル信号に変換される。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換の
サンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周波数ｆFFTの
４倍とし、ＩＦ信号の中心周波数、すなわちｆQDEMを、
ＦＦＴクロック周波数ｆFFTに設定している。ＦＦＴク
ロック周波数ｆFFTは、ＦＦＴのポイント数をＮFFT、Ｏ
ＦＤＭ信号のキャリア間隔をΔｆとして次の（数８）式
で表される。
器２９で増幅された後、図２のＡ／Ｄ変換器３０でデジ
タル信号に変換される。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換の
サンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周波数ｆFFTの
４倍とし、ＩＦ信号の中心周波数、すなわちｆQDEMを、
ＦＦＴクロック周波数ｆFFTに設定している。ＦＦＴク
ロック周波数ｆFFTは、ＦＦＴのポイント数をＮFFT、Ｏ
ＦＤＭ信号のキャリア間隔をΔｆとして次の（数８）式
で表される。
【００４０】
【数８】
【００４１】Ａ／Ｄ変換後の信号スペクトルを図５に示
す。
す。
【００４２】Ａ／Ｄ変換器３０から出力された上記スペ
クトルを有するデジタル信号はＩ軸側信号とＱ軸側信号
に２分配され、Ｉ軸側信号はデジタル乗算器３１に、Ｑ
軸側信号はデジタル乗算器３２にそれぞれ入力される。
デジタル乗算器３１および３２にはさらに、キャリア再
生回路４１にて再生された各キャリア信号がそれぞれ入
力される。このとき、Ｉ軸側のデジタル乗算器３１に供
給される再生キャリア信号に対して、Ｑ軸側のデジタル
乗算器３２に供給される再生キャリア信号は９０度の位
相遅れがあり、かつ、両キャリアは互いに直交してい
る。
クトルを有するデジタル信号はＩ軸側信号とＱ軸側信号
に２分配され、Ｉ軸側信号はデジタル乗算器３１に、Ｑ
軸側信号はデジタル乗算器３２にそれぞれ入力される。
デジタル乗算器３１および３２にはさらに、キャリア再
生回路４１にて再生された各キャリア信号がそれぞれ入
力される。このとき、Ｉ軸側のデジタル乗算器３１に供
給される再生キャリア信号に対して、Ｑ軸側のデジタル
乗算器３２に供給される再生キャリア信号は９０度の位
相遅れがあり、かつ、両キャリアは互いに直交してい
る。
【００４３】上記キャリアを用いてデジタル乗算器３
１，３２により周波数変換することでデジタル直交復調
が行われる。復調して得られたＩ軸信号、Ｑ軸信号のス
ペクトルをスカラー表現するとそれぞれ図６に示す通り
になる。すなわち、サンプリング周波数ｆsの周りと周
波数０の周りの成分、および両成分の間のイメージ成分
で表される。
１，３２により周波数変換することでデジタル直交復調
が行われる。復調して得られたＩ軸信号、Ｑ軸信号のス
ペクトルをスカラー表現するとそれぞれ図６に示す通り
になる。すなわち、サンプリング周波数ｆsの周りと周
波数０の周りの成分、および両成分の間のイメージ成分
で表される。
【００４４】デジタル乗算器３１の出力はデジタルＬＰ
Ｆ３３に、デジタル乗算器３２の出力はデジタルＬＰＦ
３４に入力され、それぞれ不要な上記イメージ成分を除
去されて出力される。すなわち、デジタルＬＰＦ３３，
３４はそれぞれ上記イメージ成分を含まない所定帯域を
通過し、それぞれ図７に示すスペクトルの信号を出力す
る。
Ｆ３３に、デジタル乗算器３２の出力はデジタルＬＰＦ
３４に入力され、それぞれ不要な上記イメージ成分を除
去されて出力される。すなわち、デジタルＬＰＦ３３，
３４はそれぞれ上記イメージ成分を含まない所定帯域を
通過し、それぞれ図７に示すスペクトルの信号を出力す
る。
【００４５】デジタルＬＰＦ３３から出力されたＩ軸信
号は２分配され、一方はサブサンプル回路３５に入力さ
れる。もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路
４２とキャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。同
様に、デジタルＬＰＦ３４から出力されたＱ軸信号も２
分配され、一方はサブサンプル回路３６に入力される。
もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路４２と
キャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。
号は２分配され、一方はサブサンプル回路３５に入力さ
れる。もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路
４２とキャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。同
様に、デジタルＬＰＦ３４から出力されたＱ軸信号も２
分配され、一方はサブサンプル回路３６に入力される。
もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路４２と
キャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。
【００４６】分配されてサブサンプル回路３５，３６に
入力されたＩ軸信号とＱ軸信号はそれぞれ４：１に間引
かれ、図８に示す通りサンプリング周波数をｆsの１／
４とされる。
入力されたＩ軸信号とＱ軸信号はそれぞれ４：１に間引
かれ、図８に示す通りサンプリング周波数をｆsの１／
４とされる。
【００４７】サブサンプル回路３５，３６から出力され
たＩ軸信号、Ｑ軸信号はガード・インターバル除去回路
３７にそれぞれ入力され、ここで有効シンボル期間を抽
出されてＦＦＴ処理回路３８に入力される。ＦＦＴ処理
回路３８は、シンボル単位の時間軸信号を周波数軸上の
複素信号に変換する。受信したＯＦＤＭ信号のキャリア
数をＮc、ダイバーシティによる受信系統数をｍとする
と、１シンボルにつきＮc×ｍ個の複素数データが得ら
れ、当該データは差動復調回路３９に入力される。
たＩ軸信号、Ｑ軸信号はガード・インターバル除去回路
３７にそれぞれ入力され、ここで有効シンボル期間を抽
出されてＦＦＴ処理回路３８に入力される。ＦＦＴ処理
回路３８は、シンボル単位の時間軸信号を周波数軸上の
複素信号に変換する。受信したＯＦＤＭ信号のキャリア
数をＮc、ダイバーシティによる受信系統数をｍとする
と、１シンボルにつきＮc×ｍ個の複素数データが得ら
れ、当該データは差動復調回路３９に入力される。
【００４８】ＦＦＴ処理回路３８から出力される複素キ
ャリアデータをＣi，j，k（ｉ：受信系統番号、ｊ：キ
ャリア番号、ｋ：シンボル番号）とすると、差動復調回
路３９では、これらＣi，j，kについて次の（数９）式
で表される演算を行う。（数９）式のＤi，j，kは差動
復調回路３９から出力されるＮc×ｍ個の複素データを
表し、Ｃi，j，k-1に付された＊は複素共役を表す。
ャリアデータをＣi，j，k（ｉ：受信系統番号、ｊ：キ
ャリア番号、ｋ：シンボル番号）とすると、差動復調回
路３９では、これらＣi，j，kについて次の（数９）式
で表される演算を行う。（数９）式のＤi，j，kは差動
復調回路３９から出力されるＮc×ｍ個の複素データを
表し、Ｃi，j，k-1に付された＊は複素共役を表す。
【００４９】
【数９】
【００５０】差動復調回路３９から出力された１シンボ
ル当たりＮc×ｍ個の複素データはキャリア選択／合成
処理回路４０に入力され、ここでは、各受信系統に対し
てキャリア単位で、次の（数１０）式に示すような合成
処理が行われる。
ル当たりＮc×ｍ個の複素データはキャリア選択／合成
処理回路４０に入力され、ここでは、各受信系統に対し
てキャリア単位で、次の（数１０）式に示すような合成
処理が行われる。
【００５１】
【数１０】
【００５２】（数１０）式のＯj，kはキャリア選択／合
成処理回路４０からの出力複素データを表し、ｊ＝１〜
Ｎc、ｋはシンボル番号である。すなわち、キャリア選
択／合成処理回路４０はＮc個の複素データを、以降の
判定復号処理部（図示せず）へと送出する。
成処理回路４０からの出力複素データを表し、ｊ＝１〜
Ｎc、ｋはシンボル番号である。すなわち、キャリア選
択／合成処理回路４０はＮc個の複素データを、以降の
判定復号処理部（図示せず）へと送出する。
【００５３】本実施形態では、ダイバーシティ効果を得
るために、各受信系統のそれぞれのキャリアに対してベ
クトル合成を行ったが、この他に、キャリア振幅が最も
大きい受信系統のキャリアデータを選択して出力する方
式なども考えられる。
るために、各受信系統のそれぞれのキャリアに対してベ
クトル合成を行ったが、この他に、キャリア振幅が最も
大きい受信系統のキャリアデータを選択して出力する方
式なども考えられる。
【００５４】次に、各受信系統のＲＦ信号のＩＦ信号へ
の周波数変換に使用したｆL1〜ｆL5の各ローカル信号の
発生方法について説明する。
の周波数変換に使用したｆL1〜ｆL5の各ローカル信号の
発生方法について説明する。
【００５５】ローカル信号発生の概略動作を説明する
と、デジタル直交復調後のＩ軸信号、Ｑ軸信号を入力し
たクロック再生回路４２は、当該入力に基づきシンボル
・クロック、ＦＦＴクロック、Ａ／Ｄ変換に用いるサン
プリング・クロック等、種々処理の基準として必要な各
種クロック信号を再生し、これらクロックを装置各部に
供給する。クロック再生回路４２におけるクロック再生
は、各種公知技術、すなわちガード・インターバル相関
法やチャープ信号などの基準シンボルを用いる方法によ
り行うことができる。ここでは、これら公知の技術の詳
しい説明は省略する。
と、デジタル直交復調後のＩ軸信号、Ｑ軸信号を入力し
たクロック再生回路４２は、当該入力に基づきシンボル
・クロック、ＦＦＴクロック、Ａ／Ｄ変換に用いるサン
プリング・クロック等、種々処理の基準として必要な各
種クロック信号を再生し、これらクロックを装置各部に
供給する。クロック再生回路４２におけるクロック再生
は、各種公知技術、すなわちガード・インターバル相関
法やチャープ信号などの基準シンボルを用いる方法によ
り行うことができる。ここでは、これら公知の技術の詳
しい説明は省略する。
【００５６】クロック再生回路４２から出力されたシン
ボル・クロック周波数の基準信号は分配器４３で５分配
され、それぞれが基準信号としてＰＬＬ（Phase Locked
Loop）回路４４〜４８に入力される。位相同期ループ
を持つＰＬＬ回路４４〜４８はそれぞれ、入力基準信号
の周波数とそれぞれ異なる整数比の関係を有する周波数
の正弦波信号を生成、出力する。本明細書において整分
数比とは、入力基準信号の周波数のｂ／ａ倍で表される
値を意味し、ここでａとｂはそれぞれ整数である。単一
の周波数成分を持った各正弦波信号はそれぞれ、アナロ
グ乗算器５１〜５５に入力される。
ボル・クロック周波数の基準信号は分配器４３で５分配
され、それぞれが基準信号としてＰＬＬ（Phase Locked
Loop）回路４４〜４８に入力される。位相同期ループ
を持つＰＬＬ回路４４〜４８はそれぞれ、入力基準信号
の周波数とそれぞれ異なる整数比の関係を有する周波数
の正弦波信号を生成、出力する。本明細書において整分
数比とは、入力基準信号の周波数のｂ／ａ倍で表される
値を意味し、ここでａとｂはそれぞれ整数である。単一
の周波数成分を持った各正弦波信号はそれぞれ、アナロ
グ乗算器５１〜５５に入力される。
【００５７】一方、基準局部発振器（Signal Generato
r；ＳＧ）４９から出力された正弦波信号は分配器５０
により５分配され、それぞれがアナログ乗算器５１〜５
５に印加される。各アナログ乗算器５１〜５５では、印
加された正弦波信号とＰＬＬ回路４４〜４８からのそれ
ぞれの正弦波信号をそれぞれ乗算して、異なる周波数へ
の周波数変換を行う。各周波数変換信号は、それぞれ異
なる通過帯域のＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０によって周波数
変換に伴い発生したイメージ成分を除去された後、それ
ぞれ異なる周波数のローカル信号ｆL1〜ｆL5としてアナ
ログ乗算回路１６〜２０に入力される。
r；ＳＧ）４９から出力された正弦波信号は分配器５０
により５分配され、それぞれがアナログ乗算器５１〜５
５に印加される。各アナログ乗算器５１〜５５では、印
加された正弦波信号とＰＬＬ回路４４〜４８からのそれ
ぞれの正弦波信号をそれぞれ乗算して、異なる周波数へ
の周波数変換を行う。各周波数変換信号は、それぞれ異
なる通過帯域のＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０によって周波数
変換に伴い発生したイメージ成分を除去された後、それ
ぞれ異なる周波数のローカル信号ｆL1〜ｆL5としてアナ
ログ乗算回路１６〜２０に入力される。
【００５８】続いて、上述したローカル信号発生に関連
する各部の周波数関係の一例を説明する。
する各部の周波数関係の一例を説明する。
【００５９】説明の簡単化のため、ここではＯＦＤＭ信
号のキャリア数Ｎcを奇数とし、ＩＦ信号スペクトルに
おいて隣合う受信系統のスペクトル間のガードバンド幅
を規定するｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）を同一値ｇとする。
本実施形態では、一例としてＣ番目（５系統のうち３番
目）の受信系統の中心周波数をＩＦ信号の中心周波数と
一致させる場合を想定している。また前述した通り、デ
ジタル直交復調処理を想定しているために、ＩＦ信号の
中心周波数（すなわち、直交復調後に直流に変換される
信号の周波数）はＦＦＴクロック周波数と同一とし、Ａ
／Ｄ変換のサンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周
波数ｆFFTの４倍の周波数４ｆFFTとしている。
号のキャリア数Ｎcを奇数とし、ＩＦ信号スペクトルに
おいて隣合う受信系統のスペクトル間のガードバンド幅
を規定するｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）を同一値ｇとする。
本実施形態では、一例としてＣ番目（５系統のうち３番
目）の受信系統の中心周波数をＩＦ信号の中心周波数と
一致させる場合を想定している。また前述した通り、デ
ジタル直交復調処理を想定しているために、ＩＦ信号の
中心周波数（すなわち、直交復調後に直流に変換される
信号の周波数）はＦＦＴクロック周波数と同一とし、Ａ
／Ｄ変換のサンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周
波数ｆFFTの４倍の周波数４ｆFFTとしている。
【００６０】受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrと各受
信系統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5との
差の周波数ｉｆ1〜ｉｆ5は、周波数変換後のＩＦ信号
（図４参照）におけるそれぞれの受信系統に対応するス
ペクトルの中心周波数に等しい。したがって、各受信系
統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5は、次の
（数１１）式で表される。
信系統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5との
差の周波数ｉｆ1〜ｉｆ5は、周波数変換後のＩＦ信号
（図４参照）におけるそれぞれの受信系統に対応するス
ペクトルの中心周波数に等しい。したがって、各受信系
統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5は、次の
（数１１）式で表される。
【００６１】
【数１１】
【００６２】ここで、ｉｆ1〜ｉｆ5は次の（数１２）式
で表される。
で表される。
【００６３】
【数１２】
【００６４】（数１２）式を（数１１）式に代入して、
次の（数１３）式が得られる。
次の（数１３）式が得られる。
【００６５】
【数１３】
【００６６】一方、各受信系統に対応するローカル信号
は、ＳＧ４９の出力信号を分配器５０で分配し、それぞ
れアナログ乗算器５１〜５５で周波数変換を行った結果
として得られ、その周波数はそれぞれ（数１３）式で表
される。また、アナログ乗算器５１〜５５にそれぞれ入
力されるＰＬＬ回路４４〜４８からの各正弦波信号の周
波数は、クロック再生回路４２からの基準信号周波数と
の比率を前述した通りの整分数比とされている。
は、ＳＧ４９の出力信号を分配器５０で分配し、それぞ
れアナログ乗算器５１〜５５で周波数変換を行った結果
として得られ、その周波数はそれぞれ（数１３）式で表
される。また、アナログ乗算器５１〜５５にそれぞれ入
力されるＰＬＬ回路４４〜４８からの各正弦波信号の周
波数は、クロック再生回路４２からの基準信号周波数と
の比率を前述した通りの整分数比とされている。
【００６７】クロック再生回路４２からの基準信号の周
波数をＦＦＴクロック周波数ｆFFTとし、Ｐi、Ｑi（ｉ
＝１〜ｍ）をそれぞれ整数とすると、ＰＬＬ回路４４〜
４８からの各出力信号の周波数は次の（数１４）式で表
される。
波数をＦＦＴクロック周波数ｆFFTとし、Ｐi、Ｑi（ｉ
＝１〜ｍ）をそれぞれ整数とすると、ＰＬＬ回路４４〜
４８からの各出力信号の周波数は次の（数１４）式で表
される。
【００６８】
【数１４】
【００６９】また、ＳＧ４９からの出力信号である局部
発振の周波数をｆSGとすると、次の（数１５）式が成立
する。
発振の周波数をｆSGとすると、次の（数１５）式が成立
する。
【００７０】
【数１５】
【００７１】（数１５）式に（数１３）式、（数１４）
式を代入すると次の（数１６）式が得られる。
式を代入すると次の（数１６）式が得られる。
【００７２】
【数１６】
【００７３】ここで、ＳＧ４９による局部発振周波数ｆ
SGと受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrとＦＦＴクロッ
ク周波数ｆFFTが次の（数１７）式に示す関係となるよ
うにｆSGの値を設定すると、（数１６）式を書き換えて
続く（数１８）式が得られる。
SGと受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrとＦＦＴクロッ
ク周波数ｆFFTが次の（数１７）式に示す関係となるよ
うにｆSGの値を設定すると、（数１６）式を書き換えて
続く（数１８）式が得られる。
【００７４】
【数１７】
【００７５】
【数１８】
【００７６】次に、Ｑi＝ＮFFT，ｉ＝１〜ｍとすると、
次の（数１９）式の関係を用いて（数１８）式を書き換
えることで、続く（数２０）式が得られる。
次の（数１９）式の関係を用いて（数１８）式を書き換
えることで、続く（数２０）式が得られる。
【００７７】
【数１９】
【００７８】
【数２０】
【００７９】（数２０）式より、ＰＬＬ回路４４〜４８
における基準入力信号周波数ｆFFTと出力信号周波数の
前述した整分数比を求めることができる。また、アナロ
グ乗算器５１〜５５が出力する周波数変換信号には、Ｓ
Ｇ４９からの出力信号周波数であるｆSGとＰＬＬ回路４
４〜４８の出力信号周波数であるｆPi（ｉ＝１〜ｍ）の
和の周波数を持つ信号と、ｆSGとｆPiの差の周波数を持
つ信号の両方が含まれる。
における基準入力信号周波数ｆFFTと出力信号周波数の
前述した整分数比を求めることができる。また、アナロ
グ乗算器５１〜５５が出力する周波数変換信号には、Ｓ
Ｇ４９からの出力信号周波数であるｆSGとＰＬＬ回路４
４〜４８の出力信号周波数であるｆPi（ｉ＝１〜ｍ）の
和の周波数を持つ信号と、ｆSGとｆPiの差の周波数を持
つ信号の両方が含まれる。
【００８０】（数２０）式より求められるＰi（ｉ＝１
〜ｍ）が正の整数の場合は上記和の周波数に相当する信
号成分を、負の整数の場合は上記差の周波数に相当する
信号成分を、それぞれ所定通過帯域とされたＬＯ−ＢＰ
Ｆ５６〜６０により抽出して不要信号成分を除去するこ
とで、前述の、それぞれ異なる所望周波数のｍ個のロー
カル信号を得ることができる。ただし、ｉ＝Ｃの場合は
（数２０）式よりＰi＝Ｏとなるため、ＳＧ４９の出力
信号を直接ＬＯ−ＢＰＦに供給して周波数変換は行わ
ず、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換を行うための
乗算器に当該ＬＯ−ＢＰＦの出力をローカル信号として
供給する。
〜ｍ）が正の整数の場合は上記和の周波数に相当する信
号成分を、負の整数の場合は上記差の周波数に相当する
信号成分を、それぞれ所定通過帯域とされたＬＯ−ＢＰ
Ｆ５６〜６０により抽出して不要信号成分を除去するこ
とで、前述の、それぞれ異なる所望周波数のｍ個のロー
カル信号を得ることができる。ただし、ｉ＝Ｃの場合は
（数２０）式よりＰi＝Ｏとなるため、ＳＧ４９の出力
信号を直接ＬＯ−ＢＰＦに供給して周波数変換は行わ
ず、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換を行うための
乗算器に当該ＬＯ−ＢＰＦの出力をローカル信号として
供給する。
【００８１】なお、ここで説明した周波数関係は一例に
すぎず、本発明を実現可能な周波数パラメータは、例示
した他にも多く存在する。
すぎず、本発明を実現可能な周波数パラメータは、例示
した他にも多く存在する。
【００８２】これらの周波数パラメータの条件として、
各受信系統に相当するスペクトルがＩＦ信号において互
いに重ならないこと、すなわち同一周波数成分を持たな
いことが必要である。さらに、図９に示すような周波数
関係のＩＦ信号スペクトルを得ることで、直交復調後の
各受信系統に相当するＯＦＤＭ信号の各キャリア周波数
をＦＦＴ処理における周波数軸上のサンプリング点の周
波数と一致させることも必要である。図９は一例として
受信系統数ｍ＝５の場合の、ＩＦ信号の各受信系統にお
けるＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数関係を示してい
る。
各受信系統に相当するスペクトルがＩＦ信号において互
いに重ならないこと、すなわち同一周波数成分を持たな
いことが必要である。さらに、図９に示すような周波数
関係のＩＦ信号スペクトルを得ることで、直交復調後の
各受信系統に相当するＯＦＤＭ信号の各キャリア周波数
をＦＦＴ処理における周波数軸上のサンプリング点の周
波数と一致させることも必要である。図９は一例として
受信系統数ｍ＝５の場合の、ＩＦ信号の各受信系統にお
けるＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数関係を示してい
る。
【００８３】(第２実施形態)また、図１０乃至図１１
は、本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号
のダイバーシティ受信装置の第２実施形態を示すブロッ
ク構成図である。
は、本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号
のダイバーシティ受信装置の第２実施形態を示すブロッ
ク構成図である。
【００８４】図１０乃至図１１の構成例では、Ａ／Ｄ変
換器３０の出力に対するデジタル直交復調において、第
１実施形態のようにキャリア再生回路４１（図２）から
の再生キャリア信号を用いるのではなく、２つのパター
ン・データ発生回路６１，６２が発生する一定パターン
のデータを用いた復調方式を採用している。
換器３０の出力に対するデジタル直交復調において、第
１実施形態のようにキャリア再生回路４１（図２）から
の再生キャリア信号を用いるのではなく、２つのパター
ン・データ発生回路６１，６２が発生する一定パターン
のデータを用いた復調方式を採用している。
【００８５】この方式はＩＦ信号の中心周波数がＡ／Ｄ
変換回路のクロック周波数の１／４であることを利用し
たもので、次のようにローカル信号を生成する。パター
ン・データ発生回路６１は、Ａ／Ｄ変換器３０のＡ／Ｄ
変換クロック信号と同期して一定パターン｛１，０，−
１，０．．．．｝のデータを発生してＩ軸側のデジタル
乗算器３１にローカル信号として供給する。パターン・
データ発生回路６２は、当該Ａ／Ｄ変換クロック信号と
同期して一定パターン｛０，１，０，−１．．．．｝
で、Ｉ軸側より遅れたタイミングのデータを発生してＱ
軸側のデジタル乗算器３２にローカル信号として供給す
る。
変換回路のクロック周波数の１／４であることを利用し
たもので、次のようにローカル信号を生成する。パター
ン・データ発生回路６１は、Ａ／Ｄ変換器３０のＡ／Ｄ
変換クロック信号と同期して一定パターン｛１，０，−
１，０．．．．｝のデータを発生してＩ軸側のデジタル
乗算器３１にローカル信号として供給する。パターン・
データ発生回路６２は、当該Ａ／Ｄ変換クロック信号と
同期して一定パターン｛０，１，０，−１．．．．｝
で、Ｉ軸側より遅れたタイミングのデータを発生してＱ
軸側のデジタル乗算器３２にローカル信号として供給す
る。
【００８６】また、実際の伝送系では、送信側の周波数
ずれや受信装置のローカル信号の周波数ドリフトなどが
存在する。このため本実施形態では、第１実施形態で使
用していたキャリア再生回路４１の代わりに周波数／位
相誤差検出回路６３を用い、デジタルＬＰＦ３３，３４
を通過した直交復調後のＩ軸、Ｑ軸信号から周波数誤
差、位相誤差を検出し、ここで得られた周波数誤差情報
に基づきＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）６
４を制御することで、受信信号の周波数ずれを補正する
方式を採用している。
ずれや受信装置のローカル信号の周波数ドリフトなどが
存在する。このため本実施形態では、第１実施形態で使
用していたキャリア再生回路４１の代わりに周波数／位
相誤差検出回路６３を用い、デジタルＬＰＦ３３，３４
を通過した直交復調後のＩ軸、Ｑ軸信号から周波数誤
差、位相誤差を検出し、ここで得られた周波数誤差情報
に基づきＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）６
４を制御することで、受信信号の周波数ずれを補正する
方式を採用している。
【００８７】上記実施形態を開示された本発明に係るＯ
ＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置は、地上デジタル
放送の規格であるＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号にも適用可能で
あり、これにより、著しい装置の大型化や消費電力の増
大なしに、移動受信特性の性能向上を実現することがで
きる。
ＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置は、地上デジタル
放送の規格であるＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号にも適用可能で
あり、これにより、著しい装置の大型化や消費電力の増
大なしに、移動受信特性の性能向上を実現することがで
きる。
【００８８】また、上述した２つの実施形態では直交復
調処理をデジタル回路で実現しているが、アナログ直交
復調回路を用いて直交復調処理を行うことも当然可能で
ある。
調処理をデジタル回路で実現しているが、アナログ直交
復調回路を用いて直交復調処理を行うことも当然可能で
ある。
【００８９】
【発明の効果】以上説明した通り本発明によれば、たと
えばダイバーシティ受信を行うＯＦＤＭ方式デジタルＦ
ＰＵ装置に適用して、所定周波数間隔の複数のローカル
信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信
して得られる同一周波数で複数の受信信号を異なる帯域
の、同一周波数成分を持たない複数のＩＦ信号に周波数
変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号を合成し、ＩＦ周
波数の一つの合成信号に対し一括的に所定の処理を行う
ようにしたので、Ａ／Ｄ変換器、直交復調器、ガード・
インターバル除去回路、ＦＦＴ回路などの処理回路を一
系統に簡略化することが可能で、受信装置のサイズ、重
量、消費電力を大幅に削減するとともに、敷設するケー
ブル数を受信系統数にかかわらず一本にすることで運用
性を改善できる効果がある。
えばダイバーシティ受信を行うＯＦＤＭ方式デジタルＦ
ＰＵ装置に適用して、所定周波数間隔の複数のローカル
信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信
して得られる同一周波数で複数の受信信号を異なる帯域
の、同一周波数成分を持たない複数のＩＦ信号に周波数
変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号を合成し、ＩＦ周
波数の一つの合成信号に対し一括的に所定の処理を行う
ようにしたので、Ａ／Ｄ変換器、直交復調器、ガード・
インターバル除去回路、ＦＦＴ回路などの処理回路を一
系統に簡略化することが可能で、受信装置のサイズ、重
量、消費電力を大幅に削減するとともに、敷設するケー
ブル数を受信系統数にかかわらず一本にすることで運用
性を改善できる効果がある。
【００９０】さらに、合成ＩＦ信号を変換して生成した
デジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を
得て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号と
して各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数
生成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数およ
びＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の
単一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信
号と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信
号を生成するようにしたので、上記効果と併せて、ＩＦ
信号において周波数多重された受信系統数分の各ＯＦＤ
Ｍ信号間の周波数同期を高い精度で実現でき、良好な帯
域分割ダイバーシティ効果が得られる効果がある。
デジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を
得て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号と
して各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数
生成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数およ
びＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の
単一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信
号と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信
号を生成するようにしたので、上記効果と併せて、ＩＦ
信号において周波数多重された受信系統数分の各ＯＦＤ
Ｍ信号間の周波数同期を高い精度で実現でき、良好な帯
域分割ダイバーシティ効果が得られる効果がある。
【図１】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ
信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブ
ロック図である。
信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブ
ロック図である。
【図２】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ
信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブ
ロック図である。
信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブ
ロック図である。
【図３】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
る、受信信号のスペクトルと周波数変換用局部発振器周
波数の関係を示す説明図である。
る、受信信号のスペクトルと周波数変換用局部発振器周
波数の関係を示す説明図である。
【図４】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
る周波数変換および各チャンネル合成後のＩＦ信号スペ
クトルの特性図である。
る周波数変換および各チャンネル合成後のＩＦ信号スペ
クトルの特性図である。
【図５】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
るＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号スペクトルの特性図である。
るＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号スペクトルの特性図である。
【図６】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
るデジタル直交復調後の信号スペクトルの特性図であ
る。
るデジタル直交復調後の信号スペクトルの特性図であ
る。
【図７】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
るＬＰＦ処理後の信号スペクトルの特性図である。
るＬＰＦ処理後の信号スペクトルの特性図である。
【図８】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
る間引き後の信号スペクトルの特性図である。
る間引き後の信号スペクトルの特性図である。
【図９】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけ
る、ＩＦ信号における各受信系統のＯＦＤＭ信号の各キ
ャリアの周波数関係を示す説明図である。
る、ＩＦ信号における各受信系統のＯＦＤＭ信号の各キ
ャリアの周波数関係を示す説明図である。
【図１０】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤ
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示
すブロック図である。
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示
すブロック図である。
【図１１】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤ
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示
すブロック図である。
Ｍ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示
すブロック図である。
【図１２】従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装
置の一例を示すブロック図である。
置の一例を示すブロック図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装
置の一例を示すブロック図である。
置の一例を示すブロック図である。
１〜５ 受信アンテナ ６〜１０ ＲＦ−ＢＰＦ １１〜１５ ＲＦ増幅器 １６〜２０ アナログ乗算器 ２１〜２５ ＩＦ−ＢＰＦ ２６〜２７ ２入力合成器 ２８ ３入力合成器 ２９ ＩＦ増幅器 ３０ Ａ／Ｄ変換器 ３１，３２ デジタル乗算器 ３３，３４ デジタルＬＰＦ ３５，３６ ４：１サブサンプル回路 ３７ ガード・インターバル除去回路 ３８ ＦＦＴ（fast Fourier transform）処理回路 ３９ 差動復調回路 ４０ キャリア選択・合成回路 ４１ キャリア再生回路 ４２ クロック再生回路 ４３，５０ ５分配器 ４４〜４８ ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路 ４９ 基準局部発振器（ＳＧ） ５１〜５５ アナログ乗算器 ５６〜６０ ＬＯ−ＢＰＦ ６１ Ｉ軸用パターン・データ発生回路 ６２ Ｑ軸用パターン・データ発生回路 ６３ 周波数／位相誤差検出回路 ６４ ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 泰宏 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 西田 泰章 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本放 送協会 放送センター内 (72)発明者 合志 清一 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 5K059 CC03 DD36 EE02
Claims (5)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受
信した同一周波数で複数の受信信号を入力する受信手段
と、 所定周波数間隔の複数のローカル信号を生成するローカ
ル信号生成手段と、 各ローカル信号を用いて前記各受信信号を異なる帯域の
複数のＩＦ信号に周波数変換する手段であって、各帯域
が同一周波数成分を持つことなく、かつ、前記各ＩＦ信
号の中心周波数の間隔が前記ＯＦＤＭ信号のキャリア間
隔の整数倍に従うように周波数変換する変換手段と、 前記変換手段からの前記複数のＩＦ信号を合成するＩＦ
合成手段と、 当該合成ＩＦ信号に基づいてＩＦ周波数の前記ＯＦＤＭ
信号に対し一括的に所定の処理を行う一括処理手段とを
備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ
受信装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記一括処理手段は、 前記合成ＩＦ信号を直交復調する復調手段と、 当該復調出力のガード・インターバルを除く有効シンボ
ル期間を抽出し、前記受信アンテナの数と前記ＯＦＤＭ
信号のキャリア数に従い高速フーリエ変換して周波数軸
データを得るＦＦＴ手段と、 前記周波数軸データのシンボル間の差分を計算して得た
前記ＯＦＤＭ信号の差動復調後のキャリアデータを選択
または合成して出力する選択合成出力手段とを備えるこ
とを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装
置。 - 【請求項３】 請求項２において、 前記復調手段は、 前記合成ＩＦ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
手段と、 前記デジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信
号の復調出力を得るデジタル直交復調手段とを備え、さ
らに、 前記ローカル信号生成手段は、 前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力から生成したク
ロック信号を基準信号として入力して、各周波数が所定
の関係にある単一周波数信号を複数生成するＰＬＬ手段
と、 前記ＯＦＤＭ信号の周波数および前記ＦＦＴ手段のクロ
ック周波数と所定の関係にある別の単一周波数信号を前
記ＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号と乗算するこ
とで、前記所定周波数間隔とされた前記複数のローカル
信号を生成する信号生成手段とを備えることを特徴とす
るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 前記デジタル直交復調手段は、前記デジタル信号を位相
が９０°異なる２つのキャリア信号を用いて復調して前
記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得ることを特徴
とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。 - 【請求項５】 請求項３において、 前記デジタル直交復調手段は、所定パターンを所定周期
で繰り返す第１のパターン・データと、前記所定パータ
ンと同一パターンを前記所定周期と同一周期で所定タイ
ミング遅れて繰り返す第２のパターン・データとをキャ
リアデータとして用いて前記デジタル信号を復調して、
前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得ることを特
徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20990999A JP3717038B2 (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | Ｏｆｄｍ信号のダイバーシティ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20990999A JP3717038B2 (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | Ｏｆｄｍ信号のダイバーシティ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001036445A true JP2001036445A (ja) | 2001-02-09 |
| JP3717038B2 JP3717038B2 (ja) | 2005-11-16 |
Family
ID=16580670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20990999A Expired - Fee Related JP3717038B2 (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | Ｏｆｄｍ信号のダイバーシティ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3717038B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004537913A (ja) * | 2001-08-02 | 2004-12-16 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | マルチパスの影響を検出し、信号受信を制御する装置及び方法 |
| JP2006203659A (ja) * | 2005-01-21 | 2006-08-03 | Clarion Co Ltd | ダイバーシティ受信機及びｏｆｄｍ信号処理装置 |
| JP2007528665A (ja) * | 2004-03-11 | 2007-10-11 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | アンテナダイバーシチシステムにおいてフィーダの数を低減させる方法、装置、基地局、及び基地局サイト |
| JP2009095069A (ja) | 2001-08-30 | 2009-04-30 | Thomson Licensing | データストリームの一部を異なるチャネルから同時に取り出すための方法および装置 |
| JP2009524980A (ja) * | 2006-01-25 | 2009-07-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | マルチセクタオムニ基地局におけるコンバイナ損失を低減するための方法と装置 |
| JP2009246956A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-10-22 | Anritsu Corp | 周波数変換装置 |
| JP2010239265A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Anritsu Corp | 周波数変換装置 |
| US7969860B2 (en) | 2003-08-29 | 2011-06-28 | National Institute Of Information And Communications Technology | Transmitter apparatus, receiver apparatus, transmitting method, receiving method, and program |
-
1999
- 1999-07-23 JP JP20990999A patent/JP3717038B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2009095069A (ja) | 2001-08-30 | 2009-04-30 | Thomson Licensing | データストリームの一部を異なるチャネルから同時に取り出すための方法および装置 |
| US7969860B2 (en) | 2003-08-29 | 2011-06-28 | National Institute Of Information And Communications Technology | Transmitter apparatus, receiver apparatus, transmitting method, receiving method, and program |
| JP2007528665A (ja) * | 2004-03-11 | 2007-10-11 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | アンテナダイバーシチシステムにおいてフィーダの数を低減させる方法、装置、基地局、及び基地局サイト |
| JP2006203659A (ja) * | 2005-01-21 | 2006-08-03 | Clarion Co Ltd | ダイバーシティ受信機及びｏｆｄｍ信号処理装置 |
| JP4516433B2 (ja) * | 2005-01-21 | 2010-08-04 | クラリオン株式会社 | ダイバーシティ受信機及びｏｆｄｍ信号処理装置 |
| JP2009524980A (ja) * | 2006-01-25 | 2009-07-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | マルチセクタオムニ基地局におけるコンバイナ損失を低減するための方法と装置 |
| JP2009246956A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-10-22 | Anritsu Corp | 周波数変換装置 |
| JP2010239265A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Anritsu Corp | 周波数変換装置 |
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| JP3717038B2 (ja) | 2005-11-16 |
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