JP5271163B2 - マルチキャリヤ変調信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリヤ変調信号受信装置に関し、特に、同期検出のための特殊な信号を挿入することなく、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出するマルチキャリヤ変調信号受信装置に関する。

デジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いるマルチキャリヤ変調方式には、例えばＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）がある。ＯＦＤＭでは、マルチパスに対する耐性を得るために、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）またはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）と呼ばれる期間を設けている。

一方、非特許文献１において、ＯＦＤＭがトランスマルチプレクサの一種であることが指摘されている。図１３は、一般的なトランスマルチプレクサの構成を示すブロック図である。このトランスマルチプレクサ１００は、Ｍ個のインタポレータおよびＭ個の送信フィルタを備えた合成バンクと、Ｍ個の受信フィルタおよびＭ個のデシメータを備えた分析バンクとにより構成されている。合成バンクおよび分析バンクは、チャネル（伝送路）を介して接続される。

図１４は、ＯＦＤＭをトランスマルチプレクサとして表現したときの構成を示すブロック図である。図１４から、ＯＦＤＭは、プロトタイプフィルタのフィルタ係数が全て１であり、かつフィルタ長がサブチャネル数と一致するＤＦＴ変調トランスマルチプレクサであることがわかる。このことは、ＯＦＤＭのパルス形成フィルタが矩形窓関数を用いていることからも明らかである。

しかし、このＯＦＤＭのプロトタイプフィルタは、第１サイドローブレベルが約−１３ｄＢであり、周波数特性が劣悪である。これに対応するため、ＧＩを設定することにより、シンボル間干渉およびキャリヤ干渉の発生を抑制し、チャネル等化を行う必要がある。非特許文献１では、より理想的な周波数分割多重を行うことにより、チャネル（伝送路）の影響をより軽減できることが指摘されている。

ところで、ＤＦＴ変調フィルタバンク（ＤＦＴ変調トランスマルチプレクサの分析バンクと合成バンクが双対になって構成されたシステム）は、サブチャネル数を２のべき乗とすれば、分析および合成のために、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）対を用いることができることから、実用面で有用であることが知られている。

非特許文献２には、ＤＦＴ変調フィルタバンクのデシメーションを２段階にして修正を行うことにより、擬似的に完全再構成条件を満足することが示されている。すなわち、出力信号が入力信号の時間遅れの定数倍とほぼ等しくなることが示されている。

図１５は、修正ＤＦＴ変調合成バンクの構成を示すブロック図であり、図１６は、修正ＤＦＴ変調分析バンクの構成を示すブロック図である。図１５において、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１は、Ｍ個のサブチャネル信号を入力し、サブチャネル信号の実部成分および虚部成分を抽出してそれぞれ第１段階目のインタポレーションを行い、遅延させた実部成分と虚部成分とを合成する。そして、その合成信号に対して第２段階目のインタポレーションを行ってフィルタ処理を施し、全てのサブチャネル信号を合成して等価ベースバンド信号として出力する。図１６において、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２は、等価ベースバンド信号を入力し、Ｍ個の等価ベースバンド信号に分岐させ、それぞれフィルタ処理を施して第１段階目のデシメーションを行い、実部成分および遅延させた虚部成分に対して第２段階目のデシメーションを行い、実部成分と虚部成分とを合成してそれぞれＭ個のサブチャネル信号として出力する。

図１５に示した修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および図１６に示した修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２をマルチキャリヤ変調方式の観点で見ると、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１が変調器となり、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２が復調器となる。すなわち、送受信端でそれぞれ修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２を用いることにより、マルチキャリヤ変調方式による信号伝送を実現することができる。この場合、サブチャネル数よりも長いフィルタ長のプロトタイプフィルタを用いることができるため、より良好な周波数特性を実現することができる。

ところで、マルチキャリヤ変調信号受信装置において、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１により出力されたマルチキャリヤ変調信号を受信し、復調するためには、シンボルタイミングを検出し、適切なタイミングで受信信号を修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２へ入力し、１シンボル毎のブロック変換処理を行う必要がある。また、マルチキャリヤ変調信号送信装置とマルチキャリヤ変調信号受信装置との間で周波数オフセットが存在する場合には、受信特性に劣化を生じさせないようにするため、受信側で周波数オフセットを推定し、補正する必要がある。

従来のサイクリックプレフィックスＯＦＤＭ方式の場合、マルチパスに対する耐性を得るために付加されているＧＩの自己相関性を利用した同期検出方法が広く用いられている。例えば、特許文献１には、シンボル同期およびキャリヤ同期を行うことが可能なＯＦＤＭ同期復調回路が記載されている。

一方、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１によりマルチキャリヤ変調された信号は基底関数が重複しているという点で、従来のＯＦＤＭ方式による信号と異なっている。したがって、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１によりマルチキャリヤ変調された信号は、ＧＩを付加することなく、マルチパスに対する耐性が得られるという利点がある。しかしながら、従来のＯＦＤＭ方式における同期検出方法を用いることができないという問題がある。

また、一般に同期検出を行うためには、非特許文献３に記載されているように、同期検出用の基準信号を送信する方法が用いられることがある。しかしながら、同期検出のための特殊な基準信号を送信することは、周波数利用効率を低下させるという問題がある。

特許第３０７４１０３号公報

Ali N.Akansu, Pierre Duhamel, Xueming Lin, and Marc de Courville.、"Orthogonal transmultiplexers in communications：A review."、IEEE Trans.Signal Process. 46(4)：979-995,April 1998. Tanja Karp and N.J. Fliege.、"Modified DFT filter banks with perfect reconstruction."、IEEE Trans.Circuits and Syst. II,46(11)：1404-1414,November 1999. Timothy M. Schmidl and Donald C. Cox.、"Robust frequency and timing synchronization for OFDM."、IEEE Trans.Commun. 45(12):1613-1621,December 1997.

そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、同期検出のための特殊な信号を用いることなく、受信したマルチキャリヤ変調信号の最適なシンボルタイミング位置および周波数オフセットを検出可能なマルチキャリヤ変調信号受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するため、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、前記同期検出部が、等価ベースバンド信号に含まれる所定のサブキャリヤ位置に配置されたチャネル等化のために用いるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出し、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記シンボル間位相回転量から１フレーム当たりの位相回転数を算出し、前記１フレーム当たりの位相回転数に最も近い整数値を求めて第１のフレーム間位相回転量を算出し、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いて第２のフレーム間位相回転量を検出し、前記第１のフレーム間位相回転量と前記第２のフレーム間位相回転量とを加算して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出することを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、前記同期検出部が、前記等価ベースバンド信号に含まれる所定のサブキャリヤ位置に配置されたチャネル等化のために用いるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、前記同期検出部が、等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するための構成部として、前記等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備え、さらに、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出し、前記同期検出部の同期加算部が、１フレーム当たりのシンボル数をＮ_ｆ、およびキャリヤ数をＭとして、第１の同期加算用遅延器と、同期加算用デシメータと、第１の同期加算用乗算器と、第１の同期加算用加算器と、第２の同期期加算用遅延器と、第２の同期加算用乗算器と、ＭＮ_ｆ個の同期加算用インタポレータと、第３の同期加算用遅延器と、第２の同期加算用加算器とを備え、前記第１の同期加算用遅延器が、前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を１サンプルずつ遅延させ、前記同期加算用デシメータが、前記相関信号の絶対値、および前記第１の同期加算用遅延器により１〜ＭＮ_ｆ−１サンプル遅延したそれぞれの相関信号の絶対値を、前記ＭＮ_ｆを比とした間引き処理を行い、前記第１の同期加算用乗算器が、前記同期加算用デシメータにより間引き処理されたそれぞれの相関信号の絶対値に、所定の定数を乗算し、前記第２の同期加算用遅延器が、前記第１の同期加算用加算器により出力される加算信号を１サンプル遅延させ、前記第２の同期加算用乗算器が、前記第２の同期加算用遅延器により１サンプル遅延した信号に、所定の定数を乗算し、前記第１の同期加算用加算器が、前記第１の同期加算用乗算器による乗算結果と、前記第２の同期加算用乗算器による乗算結果とを加算し、加算信号を出力し、前記同期加算用インタポレータが、前記第１の同期加算用加算器により出力された加算信号を、前記ＭＮ_ｆを比としてインタポレーションを行い、前記第３の同期加算用遅延器が、前記同期加算用インタポレータによりインタポレーションされた信号をＭＮ_ｆ−１〜１サンプル遅延させ、前記第２の同期加算用加算器が、前記第３の同期加算用遅延器によりＭＮ_ｆ−１〜１サンプル遅延した信号をそれぞれ加算することを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、前記同期検出部が、等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するための構成部として、前記等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備え、さらに、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行う構成部として、前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を、１シンボル毎にフィルタ係数に設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第２のマッチドフィルタと、前記第２のマッチドフィルタにより出力された相関信号に対し、キャリヤ数Ｍを比とした間引き処理を行う第１のデシメータと、前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号を、１シンボル遅延させる第１の遅延器と、前記第１の遅延器により１シンボル遅延した相関信号の複素共役値を算出する第１の複素共役部と、前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号に、前記第１の複素共役部により算出された相関信号の複素共役値を乗算し、相関信号のシンボル間差分信号を出力する第１の乗算器と、前記第１の乗算器により出力された相関信号のシンボル間差分信号にフィルタ処理を行う第１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）と、前記第１のＬＰＦによりフィルタ処理された相関信号のシンボル間差分信号に基づいて、シンボル間位相回転量を算出し、周波数オフセットの粗推定を行う第１の位相算出部と、を備え、さらに、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出することを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、前記同期検出部が、キャリヤ数をＭとして、前記第２のマッチドフィルタおよび第１のデシメータの代わりに、前記等価ベースバンド信号を１サンプルずつ遅延させるＭ−１個の第２の遅延器と、前記等価ベースバンド信号、および前記第２の遅延器により１〜Ｍ−１サンプル遅延したそれぞれの等価ベースバンド信号に対し、前記Ｍを比とした間引き処理を行うＭ個の第２のデシメータと、前記第２のデシメータにより間引き処理されたそれぞれの信号に、前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を乗算するＭ個の第２の乗算器と、前記第２の乗算器により乗算された信号をそれぞれ加算し、前記第１の遅延器および第１のＬＰＦに出力する第１の加算器と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、前記同期検出部が、前記第１のマッチドフィルタおよび前記第２のマッチドフィルタの代わりに、前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を、１シンボル毎にフィルタ係数に設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を、前記絶対値算出部および前記第１のデシメータに出力する第３のマッチドフィルタ、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、前記同期検出部が、前記第１の位相算出部により算出されたシンボル間位相回転量に、１フレーム当たりのシンボル数Ｎ_ｆを２πで割った定数を乗算し、フレーム間位相回転数を算出する第３の乗算器と、前記第３の乗算器により算出されたフレーム間位相回転数に対し、最も近い整数値を求める整数化部と、前記整数化部により求めたフレーム間位相回転数の整数値に定数２πを乗算し、フレーム間位相回転量を算出する第４の乗算器と、前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号、または、前記第１の加算器により加算された信号を、１フレーム遅延させる第３の遅延器と、前記第３の遅延器により１フレーム遅延した信号の複素共役値を算出する第２の複素共役部と、前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号、または、前記第１の加算器により加算された信号に、前記第２の複素共役部により算出された信号の複素共役値を乗算し、相関信号のフレーム間差分信号を出力する第５の乗算器と、前記第５の乗算器により出力された相関信号のフレーム間差分信号にフィルタ処理を行う第２のＬＰＦと、前記第２のＬＰＦによりフィルタ処理された相関信号のフレーム間差分信号に基づいて、フレーム間位相回転量を算出する第２の位相算出部と、前記第４の乗算器により算出されたフレーム間位相回転量と、前記第２の位相算出部により算出されたフレーム間位相回転量とを加算し、周波数オフセットの精密推定を行う第２の加算器と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、前記同期検出部が、等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出し、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出し、前記復調部が、前記周波数オフセットが補正され、前記シンボルタイミングが遅延した等価ベースバンド信号を入力し、２段階のデシメーションを行い、キャリヤ数をＭとして、最大間引きレートＭの２倍のレートで前記等価ベースバンド信号を周波数領域信号に変換し、実部成分および虚部成分のサブチャネル信号を出力する分析バンクと、前記分析バンクにより出力されたサブチャネル信号を線形等化し、等化後のキャリヤシンボルを出力する線形等化器と、前記線形等化器により出力された等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、パラレル信号に変換するデマッピング部と、前記デマッピング部により変換されたパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレルシリアル変換部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリヤ変調信号受信装置は、前記ＡＦＣ部が、前記同期検出部により検出された周波数オフセットに基づいて、振幅が１であって、１サンプル毎に符号が逆の位相回転が加わる補正値を算出する数値制御発振器と、前記等価ベースバンド信号に、前記数値制御発振器により算出された補正値を乗算する第６の乗算器と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、パイロット信号のみを変調して得られる基準信号と受信信号との相関を示す信号（相関信号）を生成し、その絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するようにした。また、シンボルタイミングに同期した基準信号と受信信号との相関を示す信号（相関信号）を生成し、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行うようにした。また、相関信号を用い、フレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行うようにした。これにより、同期検出のための特殊な信号を用いることなく、受信したマルチキャリヤ変調信号の最適なシンボルタイミング位置および周波数オフセットを検出することができる。

本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。 同期検出部の第１の構成を示すブロック図である。 同期検出部に含まれる同期加算部の構成を示すブロック図である。 同期検出部の第２の構成を示すブロック図である。 同期検出部の第３の構成を示すブロック図である。 ＡＦＣ部の構成を示すブロック図である。 復調部の構成を示すブロック図である。 復調部に含まれる分析バンクの第１の構成を示すブロック図である。 図８のサブチャネル処理部の構成を示すブロック図である。 復調部に含まれる分析バンクの第２の構成を示すブロック図である。 図１０のポリフェーズ分析バンクの構成を示すブロック図である。 図１０のサブチャネル処理部の構成を示すブロック図である。 一般的なトランスマルチプレクサの構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭをトランスマルチプレクサとして表現したときの構成を示すブロック図である。 修正ＤＦＴ変調合成バンクの構成を示すブロック図である。 修正ＤＦＴ変調分析バンクの構成を示すブロック図である。 計算機シミュレーションにより求めた、マルチパス環境における受信信号の周波数オフセットおよびその推定値の関係を示す図である。 計算機シミュレーションにより求めた、周波数オフセットがある場合のマルチパス環境におけるＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性を示す図である。 周波数領域におけるパイロット信号の配置を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔マルチキャリヤ変調信号受信装置〕
まず、マルチキャリヤ変調信号受信装置の構成について説明する。図１は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。このマルチキャリヤ変調信号受信装置１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、同期検出部５、自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部６、遅延器７および復調部８を備えている．

周波数変換部２は、マルチキャリヤ変調信号受信装置１が受信アンテナを介して受信した信号を入力し、その受信信号をＩＦ信号に周波数変換する。周波数変換部２の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部３へ入力される。Ａ／Ｄ変換部３は、周波数変換部２から入力されるＩＦ信号（アナログＩＦ信号）をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換部３の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部４へ入力される。直交復調部４は、Ａ／Ｄ変換部３から入力されるデジタルＩＦ信号を等価ベースバンド信号に直交復調する。直交復調部４の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が同期検出部５へ、他方がＡＦＣ部６へそれぞれ入力される。

同期検出部５は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号から同期情報を検出する。すなわち、周波数オフセット（推定値）、シンボルタイミング（推定値）およびシンボル番号を検出する。同期検出部５の出力する周波数オフセット（推定値）はＡＦＣ部６へ入力され、シンボルタイミング（推定値）は遅延器７へ入力され、シンボル番号は復調部８へ入力される。

ＡＦＣ部６は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号の周波数オフセットを、同期検出部５から入力される周波数オフセット（推定値）に基づいて補正する。ＡＦＣ部６の出力する等価ベースバンド信号は遅延器７へ入力される。

遅延器７は、ＡＦＣ部６から入力される等価ベースバンド信号を、同期検出部５から入力されるシンボルタイミング（推定値）に基づいて遅延させる。遅延器７の出力する等価ベースバンド信号は復調部８へ入力される。

復調部８は、遅延器７から入力される等価ベースバンド信号に対し、同期検出部５から入力されるシンボル番号にしたがって復調処理を行い、ビット列の信号を外部へ出力する。このように、マルチキャリヤ変調信号受信装置１は、受信信号を入力して周波数変換部２から復調部８までの各種処理を行い、ビット列の信号を外部へ出力する。

〔同期検出部／実施例１〕
次に、図１に示した同期検出部５について説明する。図２は、同期検出部５の第１の構成（実施例１）を示すブロック図である。この実施例１の同期検出部５−１は、マッチドフィルタ７１、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、マッチドフィルタ７５、デシメータ７６、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）８０−１，８０−２、位相算出部（ａｒｇ）８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている。

同期検出部５−１は、後述するように、パイロット信号を用いてシンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する。図１９は、周波数領域において、チャネル等化のために用いる基準信号であるパイロット信号の配置を示す図である。図１９に示すように、パイロット信号は、同一サブキャリヤにおいてはＮ_ｓシンボル毎に伝送され、また、パイロット信号の配置は、Ｎ_ｆシンボル（１フレーム）周期であるとする。一般に、パイロット信号は、同期検出のための信号ではなく、チャネル等化のための基準信号である。本発明の実施形態においては、同期検出のための専用の信号を用いるのではなく、チャネル等化のための基準信号を用いて同期検出を行う。後述する同期検出部５−２，５−３についても同様である。以下、キャリヤ数をＭ、１フレーム当たりのシンボル数をＮ_ｆとする。

（シンボルタイミングの検出処理）
直交復調部４からの等価ベースバンド信号は２分配され、一方がマッチドフィルタ７１へ、他方がマッチドフィルタ７５へそれぞれ入力される。マッチドフィルタ７１は、シンボル番号０におけるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を、シンボル番号０のパイロット信号の配置が反映されたフィルタ長Ｍのフィルタ係数に予め設定し、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をフィルタ処理し、相関信号を出力する。マッチドフィルタ７１の出力する相関信号は絶対値算出部７２へ入力される。絶対値算出部７２は、マッチドフィルタ７１から入力される相関信号の絶対値を算出する。絶対値算出部７２の出力する相関信号の絶対値は同期加算部７３へ入力される。

同期加算部７３は、絶対値算出部７２から入力される相関信号の絶対値を同期加算する。同期加算部７３の出力する、同期加算した相関信号の絶対値は、ピーク検出部７４へ入力される。

図３は、同期加算部７３の構成を示すブロック図である。この同期加算部７３は、遅延器７３１−１〜７３１−（ＭＮ_ｆ−１）、デシメータ７３２−０〜７３２−（ＭＮ_ｆ−１）、乗算器７３３−０〜７３３−（ＭＮ_ｆ−１），加算器７３４−０〜７３４−（ＭＮ_ｆ−１）、遅延器７３５−０〜７３５−（ＭＮ_ｆ−１）、乗算器７３６−０〜７３６−（ＭＮ_ｆ−１）、インタポレータ７３７−０〜７３７−（ＭＮ_ｆ−１）、遅延器７３８−０〜７３８−（ＭＮ_ｆ−１）および加算器７３９−０〜７３９−（ＭＮ_ｆ−２）を備えている。

絶対値算出部７２からの相関信号の絶対値は２分配され、デシメータ７３２−０および遅延器７３１−１へそれぞれ入力される。遅延器７３１−１は、絶対値算出部７２から入力される相関信号の絶対値を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３１−１の出力する相関信号の絶対値は２分配され、一方が遅延器７３１−２へ、他方がデシメータ７３２−１へそれぞれ入力される。

同様に、遅延器７３１−ｋ（２≦ｋ＜ＭＮ_ｆ−１）は、遅延器７３１−（ｋ−１）から入力される相関信号の絶対値を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３１−ｋの出力する相関信号の絶対値は２分配され、一方が遅延器７３１−（ｋ＋１）へ、他方がデシメータ７３２−ｋへそれぞれ入力される。

遅延器７３１−（ＭＮ_ｆ−１）は、遅延器７３１−（ＭＮ_ｆ−２）から入力される相関信号の絶対値を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３１−（ＭＮ_ｆ−１）の出力する相関信号の絶対値はデシメータ７３２−（ＭＮ_ｆ−１）へ入力される。

デシメータ７３２−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、入力した相関信号の絶対値に比Ｍ（キャリヤ数である変換サイズＭ）×Ｎ_ｆのデシメーション（間引き）を行い出力する。デシメータ７３２−ｋの出力する信号は乗算器７３３−ｋへそれぞれ入力される。

乗算器７３３−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、デシメータ７３２−ｋから入力される信号にαを乗算して出力する。ここで、αは０に近い正の定数である。乗算器７３３−ｋの出力する信号は加算器７３４−ｋへ入力される。加算器７３４−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、乗算器７３３−ｋから入力される信号と、後述する乗算器７３６−ｋから入力される信号とを加算して出力する。加算器７３４−ｋの出力する信号は２分配され、一方がインタポレータ７３７−ｋへ、他方が遅延器７３５−ｋへそれぞれ入力される。

遅延器７３５−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、加算器７３４−ｋから入力される信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３５−ｋの出力する信号は乗算器７３６−ｋへ入力される。乗算器７３６−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、遅延器７３５−ｋから入力される信号に１−αを乗算して出力する。乗算器７３６−ｋの出力する信号は加算器７３４−ｋへ入力される。

インタポレータ７３７−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−１）は、加算器７３４−ｋから入力される信号に比Ｍ（キャリヤ数である変換サイズＭ）×Ｎ_ｆのインタポレーションを行い出力する。インタポレータ７３７−ｋ（０≦ｋ≦ＭＮ_ｆ−２）の出力する信号は加算器７３９−ｋへそれぞれ入力される。また、インタポレータ７３７−（ＭＮ_ｆ−１）の出力する信号は遅延器７３８−（ＭＮ_ｆ−１）へ入力される。

遅延器７３８−（ＭＮ_ｆ−１）は、インタポレータ７３７−（ＭＮ_ｆ−１）から入力した信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３８−（ＭＮ_ｆ−１）の出力する信号は加算器７３９−（ＭＮ_ｆ−２）へ入力される。

同様に、遅延器７３８−ｋ（（ＭＮ_ｆ−２）≧ｋ≧１）は、加算器７３９−ｋから入力される信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器７３８−ｋの出力する信号は加算器７３９−（ｋ−１）へ入力される。

加算器７３９−ｋ（（ＭＮ_ｆ−２）≧ｋ≧０）は、遅延器７３８−（ｋ＋１）から入力される信号と、インタポレータ７３７−ｋから入力される信号とを加算して出力する。加算器７３９−ｋ（（ＭＮ_ｆ−２）≧ｋ≧１）の出力する信号は遅延器７３８−ｋへ入力される。加算器７３９−０の出力する信号はピーク検出部７４へ入力される。

このように、同期加算部７３は、相関信号の絶対値を、ＭＮ_ｆサンプル毎に同期加算し、その結果をピーク検出部７４に出力する。ここで、同期加算部７３の出力する加算結果は、ＭＮ_ｆサンプルのうちの、マッチドフィルタ７１に設定されている基準信号であるシンボル番号０のパイロット信号に合致する位置で大きいピーク値となり、その位置が１フレーム内のシンボル同期位置となる。そして、ピーク検出部７４は、ピーク値を検出することにより、１フレーム内のシンボル同期位置を特定し、そのシンボル同期位置に基づいて、１フレームを構成するＮ_ｆシンボルにおけるシンボル毎のシンボルタイミングを推定することができる。

図２に戻って、ピーク検出部７４は、同期加算部７３から入力される、同期加算された相関信号の絶対値について、その絶対値が最大となる時間位置のインデックスをシンボルタイミングとして出力すると共に、マッチドフィルタ７１に設定されている基準信号の複素共役値に相当するシンボルのシンボル番号０を出力する。そして、ピーク検出部７４は、Ｍサンプル毎にシンボルタイミングを出力すると共に、シンボル番号を加算して更新することにより、シンボル番号１〜（Ｎ_ｆ−１）を順番に出力する。ピーク検出部７４の出力するシンボルタイミングは２分配され、一方がマッチドフィルタ７５に、他方が遅延器７へそれぞれ入力される。また、ピーク検出部７４の出力するシンボル番号は２分配され、マッチドフィルタ７５および復調部８へ入力される。

（周波数オフセットの検出処理）
マッチドフィルタ７５は、ピーク検出部７４から入力されるシンボルタイミングに同期して、ピーク検出部７４から入力されるシンボル番号に応じた位置のパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数に設定し、１シンボル毎にフィルタ係数を更新する。また、マッチドフィルタ７５は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号を、設定したフィルタ係数によりフィルタ処理し、相関信号を出力する。マッチドフィルタ７５の出力する相関信号はデシメータ７６へ入力される。

デシメータ７６は、マッチドフィルタ７５から入力される相関信号に比Ｍ（キャリヤ数である変換サイズＭ）のデシメーション（間引き）を行い、相関信号を出力する。デシメータ７６の出力する相関信号は４分配され、乗算器７９−１，７９−２および遅延器７７−１，７７−２へそれぞれ入力される。

遅延器７７−１は、デシメータ７６から入力される相関信号を、間引き後の１サンプル（１シンボル、すなわち間引き前のＭサンプル）遅延させて複素共役部７８−１に出力する。複素共役部７８−１は、遅延器７７−１から入力される、１サンプル遅延した相関信号の複素共役値を算出し、乗算器７９−１に出力する。乗算器７９−１は、デシメータ７６から入力される相関信号に、複素共役部７８−１から入力される相関信号の複素共役値を乗算し、相関信号のシンボル間差分信号を求める。乗算器７９−１の出力する相関信号のシンボル間差分信号はＬＰＦ８０−１へ入力される。

ＬＰＦ８０−１は、乗算器７９−１から入力されるシンボル間差分信号を時間方向に平滑化（平均化）する。ＬＰＦ８０−１の出力するシンボル間差分信号は位相算出部８１−１へ入力される。

位相算出部８１−１は、ＬＰＦ８０−１から入力されるシンボル間差分信号の位相を算出し、シンボル間位相回転量を求める。位相算出部８１−１の出力するシンボル間位相回転量は、周波数オフセットの粗推定の結果として、乗算器８２へ入力される。

乗算器８２は、位相算出部８１−１から入力されるシンボル間位相回転量に、１フレーム当たりのシンボル数Ｎ_ｆを２πで割った定数を乗算し、１フレーム当たりの位相回転数を求める。乗算器８２の出力する１フレーム当たりの位相回転数は整数化部８３へ入力される。

整数化部８３は、乗算器８２から入力される１フレーム当たりの位相回転数を、その位相回転数に最も近い整数値に丸める。整数化部８３の出力する整数値は乗算器８４へ入力される。

乗算器８４は、整数化部８３から入力される、１フレーム当たりの位相回転数に最も近い整数値に２πを乗算し、１フレーム当たりの位相回転量（フレーム間位相回転量）を求める。乗算器８４の出力するフレーム間位相回転量は加算器８５へ入力される。

遅延器７７−２は、デシメータ７６から入力される相関信号を、間引き後のＮサンプル（Ｎ＝Ｎ_ｆサンプル、１フレーム、すなわち間引き前のＮ_ｆ×Ｍサンプル）遅延させて複素共役部７８−２に出力する。複素共役部７８−２は、遅延器７７−２から入力される、１フレーム遅延した相関信号の複素共役値を算出し、乗算器７９−２に出力する。乗算器７９−２は、デシメータ７６から入力される相関信号に、複素共役部７８−２から入力される相関信号の複素共役値を乗算し、相関信号のフレーム間差分信号を求める。乗算器７９−２の出力する相関信号のフレーム間差分信号はＬＰＦ８０−２へ入力される。

ＬＰＦ８０−２は、乗算器７９−２から入力されるフレーム間差分信号を時間方向に平滑化（平均化）する。ＬＰＦ８０−２の出力するフレーム間差分信号は位相算出部８１−２へ入力される。

位相算出部８１−２は、ＬＰＦ８０−２から入力されるフレーム間差分信号の位相を算出し、フレーム間位相回転量を求める。位相算出部８１−２の出力するフレーム間位相回転量は加算器８５へ入力される。

加算器８５は、乗算器８４から入力されるフレーム間位相回転量と位相算出部８１−２から入力されるフレーム間位相回転量とを加算する。加算器８５の出力する加算結果のフレーム間位相回転量は、周波数オフセットの精密推定の結果として、乗算器８６へ入力される。

乗算器８６は、加算器８５から入力されるフレーム間位相回転量に、２πと１フレーム当たりのシンボル数Ｎ_ｆとの乗算結果の逆数を乗算し、シンボル当たりの位相回転量を求める。乗算器８６の出力するシンボル当たりの位相回転量は、周波数オフセットとしてＡＦＣ部６へ入力される。

尚、図２では、説明を簡単にするために、乗算器８６は、加算器８５から入力されるフレーム間位相回転量に、１フレーム当たりのサンプル数（Ｎ_ｆ×Ｍ）の逆数を乗算し、１サンプルの単位時間当たりの位相回転量を求めている。乗算器８６の出力する１サンプルの単位時間当たりの位相回転量は、周波数オフセットとしてＡＦＣ部６へ入力される。これは、シンボル当たりの位相回転量に、２πとシンボル長との乗算結果の逆数を乗算したものが周波数オフセットであり、１サンプルの単位時間当たりの位相回転量が周波数オフセットと等価になるからである。

（シンボルタイミングの検出処理の詳細）
次に、シンボルタイミングの検出について、数式を用いて詳細に説明する。前述のとおり、同期検出部５−１のマッチドフィルタ７１、絶対値算出部７２、同期加算部７３およびピーク検出部７４により、シンボルタイミングが検出される。

マルチキャリヤ変調信号送信装置から伝送される周波数領域信号であるキャリヤシンボルのうち、パイロット信号からなる集合をＳ_ｐとする。このパイロット信号は、マルチキャリヤ変調信号受信装置１においてチャネル等化のために用いる基準信号である。図１５に示した修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１によってパイロット信号のみを変調すると、以下の基準信号ｒ（ｔ）が得られる。

ここで、ｆ_ｋは、合成バンクのｋ番目のフィルタ係数を示す。

シンボルタイミングのメトリックＰ（ｄ）は、受信信号ｘ（ｎ）と式（１）に示した基準信号ｒ（ｔ）との間の相関により、相関信号として、以下のように定められる。

ここで、ｒ^＊（ｔ）は基準信号ｒ（ｔ）の複素共役値を、ｔ_０は０≦ｔ_０＜Ｍを満たすシンボルタイミングからのオフセットを、Ｔはマッチドフィルタ７１のフィルタ長を、Ｍはトランスマルチプレクサの変換サイズを示す。特に、マルチパスによる受信信号のシンボル間での重なりに対する耐性を得るためには、０＜Ｔ≦Ｍを満たすことが望ましい。

図２に示したマッチドフィルタ７１には、式（１）に示した基準信号ｒ（ｔ）の複素共役値ｒ^＊（ｔ）がフィルタ係数として与えられる。そして、式（２）に示したシンボルタイミングのメトリックである相関信号Ｐ（ｄ）は、受信信号ｘ（ｎ）の等価ベースバンド信号をマッチドフィルタ７１に入力することにより求めることができる。

また、伝送シンボルｓが適切なインターリーブ処理などにより、充分に白色であると仮定すると、式（２）に示したシンボルタイミングのメトリックである相関信号Ｐ（ｄ）は、適切なシンボルタイミングで最大値になるから、以下の式により、シンボルタイミングｄ_ｓが推定される。

ここで、ａｒｇは｜Ｅ［Ｐ（ｄ）］｜が最大となるｄを演算する関数、Ｅ［・］は期待値演算の関数を示す。図３に示したように、同期加算部７３において、Ｍ×Ｎ_ｆサンプル毎、すなわち１フレーム毎の同期加算を行い、ピーク検出部７４において同期加算の結果の最大値を検出することにより、シンボルタイミングを推定することができる。

このように、同期検出部５−１のマッチドフィルタ７１、絶対値算出部７２、同期加算部７３およびピーク検出部７４により、シンボルタイミングが検出される。

（周波数オフセットの検出／粗推定処理の詳細）
次に、周波数オフセットの検出について、数式を用いて詳細に説明する。前述のとおり、同期検出部５−１のマッチドフィルタ７５、デシメータ７６、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２、整数化部８３、乗算器８４、加算器８５および乗算器８６により、周波数オフセットが検出される。このうち、位相算出部８１−１により、周波数オフセットの粗推定の結果として、シンボル間位相回転量が出力される。以下、周波数オフセットの粗推定について、数式を用いて詳細に説明する。

図２に示したマッチドフィルタ７５には、式（３）により得られるシンボルタイミングｄ_ｓに同期して、シンボル番号に応じてパイロット信号の位置が反映された基準信号ｒ（ｔ）の複素共役値ｒ^＊（ｔ）がフィルタ係数として与えられる。ここで、受信信号ｘ（ｔ）に、以下の式に示す周波数オフセットΔｆが存在するものとする。

このとき、式（２）に示した、受信信号ｘ（ｎ）と基準信号ｒ（ｔ）との間の相関信号（相関係数）Ｐ（ｄ）にも、同様の周波数オフセットによる位相回転が加わる。

ここで、ｄ_ｎはｎ番目のシンボルタイミングを示す。したがって、シンボル間において式（５）に示した相関信号の位相差を以下の式を用いて求めることにより、周波数オフセットΔｆによるシンボル間位相回転量φ_ｓを検出することができる。

ここで、Ｔ_ｓはシンボル長を、ａｒｇは偏角を表す関数を示す。

式（５）に示した、受信信号ｘ（ｎ）とパイロット信号のみを変調した基準信号ｒ（ｔ）との間の相関信号は、シンボル間でパイロット信号が伝送されるサブキャリヤまたはキャリヤシンボルが異なる場合、信号が理想的な伝送路を通過したとしても、シンボル間では厳密に等しくならない。すなわち、式（６）によって得られる相関信号は、以下の式により表される。

但し、ａは１に近い実数であり、

は０に近い実数である。したがって、式（６）によって得られる相関信号のシンボル間位相回転量（周波数オフセットΔｆによるシンボル間位相回転量）φ_ｓは、以下の式により表される。

このように、周波数オフセットΔｆによるシンボル間位相回転量φ_ｓには、検出手法による誤差

が含まれる。

このように、同期検出部５−１のマッチドフィルタ７５、デシメータ７６、遅延器７７−１、複素共役部７８−１、乗算器７９−１、ＬＰＦ８０−１および位相算出部８１−１により、周波数オフセットの粗推定の結果として、シンボル間位相回転量φ_ｓが推定される。

（周波数オフセットの検出／精密推定処理の詳細）
次に、周波数オフセットの精密推定について、数式を用いて詳細に説明する。前述のとおり、加算器８５により、周波数オフセットの精密推定の結果として、フレーム間位相回転量が出力される。

伝送シンボルｓが充分に白色であると仮定すると、同一のサブキャリヤかつ同一のキャリヤシンボルのパイロット信号が伝送されるフレーム間において、式（２）に示した相関信号は等しくなる。すなわち、以下の式により表される。

したがって、フレーム間において式（９）に示した相関信号の位相差を求め、以下の式により、周波数オフセットΔｆによるフレーム間位相回転量φ_ｆを検出することができる。

ところで、一般に、偏角は−π〜＋πの範囲で定義されるため、絶対値がπ以上の位相差については、２πのあいまいさが存在する。キャリヤ間隔ｆ_ｃは、以下の式で表される

このため、式（６）に示したシンボル間位相回転量φ_ｓでは誤差を含むものの、以下の式のように、ｆ_ｃ／２までの周波数オフセットΔｆを検出することができる。

一方、式（１０）に示したフレーム間位相回転量φ_ｆは精確ではあるものの、以下の式のように、ｆ_ｃ／２Ｎ_ｆまでの周波数オフセットΔｆしか検出することができない。

一般に、シンボル間位相回転量φ_ｓとフレーム間位相回転量φ_ｆと間の関係は、以下の式により表される。

そして、以下の式を用いてフレーム間位相回転量を求めることにより、精密な周波数オフセットを推定することができる。

ここで、ｉｎｔ（・）は整数への丸めの演算を示す。右辺の第１項φ_ｆは、式（１０）により算出されたフレーム間位相回転量であり、第２項は、式（６）により算出された粗推定のシンボル間位相回転量をフレーム間位相回転量に変換したものである。

このように、同期検出部５−１の乗算器８２、整数化部８３、乗算器８４により算出された、周波数オフセットの粗推定の結果であるシンボル間位相回転量φ_ｓから、粗推定によるフレーム間位相回転量が求められる。そして、遅延器７７−２、複素共役部７８−２、乗算器７９−２、ＬＰＦ８０−２および位相算出部８１−２により、フレーム間位相回転量φ_ｆが求められ、加算器８５により、粗推定によるフレーム間位相回転量とフレーム間位相回転量φ_ｆとが加算され、周波数オフセットの精密推定の結果として、フレーム間位相回転量が推定される。

〔同期検出部（ポリフェーズ構成）／実施例２〕
次に、実施例２の同期検出部５について説明する。図４は、同期検出部５の第２の構成（実施例２）を示すブロック図である。この実施例２の同期検出部５−２は、マッチドフィルタ７１、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、遅延器８７−１〜８７−（Ｍ−１）、デシメータ８８−０〜８８−（Ｍ−１）、乗算器８９−０〜８９−（Ｍ−１）、加算器９０−１〜９０−（Ｍ−２）、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている。

図２に示した実施例１の同期検出部５−１と、図４に示す実施例２の同期検出部５−２とを比較すると、同期検出部５−１，５−２は、マッチドフィルタ７１、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている点で同一である。一方、実施例２の同期検出部５−２は、実施例１の同期検出部５−１におけるマッチドフィルタ７５およびデシメータ７６の代わりに、遅延器８７−１〜８７−（Ｍ−１）、デシメータ８８−０〜８８−（Ｍ−１）、乗算器８９−０〜８９−（Ｍ−１）および加算器９０−０〜９０−（Ｍ−２）を備えている点で相違する。以下、図４に示す同期検出部５−２において、図２に示した同期検出部５−１と共通する部分は、説明を省略する。

直交復調部４からの等価ベースバンド信号は３分配され、マッチドフィルタ７１、遅延器８７−１およびデシメータ８８−０へそれぞれ入力される。遅延器８７−１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器８７−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器８７−２へ、他方がデシメータ８８−１へそれぞれ入力される。

同様に、遅延器８７−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、遅延器８７−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器８７−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器８７−（ｋ＋１）へ、他方がデシメータ８８−ｋへそれぞれ入力される。

遅延器８７−（Ｍ−１）は、遅延器８７−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延器８７−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号はデシメータ８８−（Ｍ−１）へ入力される。

デシメータ８８−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、入力した等価ベースバンド信号に比Ｍ（キャリヤ数である変換サイズＭ）のデシメーション（間引き）を行い出力する。デシメータ８８−ｋの出力する信号は乗算器８９−ｋへそれぞれ入力される。

乗算器８９−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）の被演算子は、図２に示したマッチドフィルタ７５のポリフェーズ成分であり、マッチドフィルタ７５のフィルタ長が間引き率よりも小さいとき、定数となるため、乗算器８９−ｋは入力信号の定数倍を出力する。具体的には、乗算器８９−ｋは、ピーク検出部７４から入力されるシンボルタイミングに同期して、デシメータ８８−ｋから入力される信号に、ピーク検出部７４から入力されるシンボル番号に応じた位置のパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を乗算して出力する。乗算器８９−ｋ（０≦ｋ＜Ｍ−１）の出力する信号は加算器９０−ｋへ入力され、乗算器８９−（Ｍ−１）の出力する信号は加算器９０−（Ｍ−２）へ入力される。

加算器９０−（Ｍ−２）は、乗算器８９−（Ｍ−１）から入力される信号と乗算器８９−（Ｍ−２）から入力される信号とを加算し出力する。加算器９０−（Ｍ−２）の出力する信号は加算器９０−（Ｍ−３）へ入力される。加算器９０−ｋ（Ｍ−３≧ｋ≧１）は、加算器９０−（ｋ＋１）から入力される信号と乗算器８９−ｋから入力される信号とを加算し出力する。加算器９０−ｋの出力する信号は加算器９０−（ｋ−１）へ入力される。加算器９０−０は、加算器９０−１から入力される信号と乗算器８９−０から入力される信号とを加算し出力する。加算器９０−０の出力する信号は、４分配され、乗算器７９−１，７９−２および遅延器７７−１，７７−２へそれぞれ入力される。

このような遅延器８７−１〜８７−（Ｍ−１）、デシメータ８８−０〜８８−（Ｍ−１）、乗算器８９−０〜８９−（Ｍ−１）および加算器９０−０〜９０−（Ｍ−２）の構成が、図２に示したＦＩＲ型のマッチドフィルタ７５およびデシメータ７６の構成をＴｙｐｅ１のポリフェーズ構成で実現したものであり、両者が等価であることは明らかである。したがって、実施例２の同期検出部５−２によれば、実施例１の同期検出部５−１と同様に、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出することができる。

〔同期検出部（マッチドフィルタの共有）／実施例３〕
次に、実施例３の同期検出部５について説明する。図５は、同期検出部５の第３の構成（実施例３）を示すブロック図である。この実施例３の同期検出部５−３は、マッチドフィルタ９１、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、デシメータ９２、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている。

図２に示した実施例１の同期検出部５−１と、図５に示す実施例３の同期検出部５−３とを比較すると、同期検出部５−１，５−３は、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている点で同一である。一方、実施例３の同期検出部５−３は、実施例１の同期検出部５−１におけるマッチドフィルタ７１の代わりに、ピーク検出部７４の出力するシンボルタイミングおよびシンボル番号が入力されるマッチドフィルタ９１を備えている点で相違する。また、実施例３の同期検出部５−３は、実施例１の同期検出部５−１におけるマッチドフィルタ７５を備えていない点で相違する。

また、図４に示した実施例２の同期検出部５−２と、図５に示す実施例３の同期検出部５−３とを比較すると、同期検出部５−２，５−３は、絶対値算出部７２、同期加算部７３、ピーク検出部７４、遅延器７７−１，７７−２、複素共役部７８−１，７８−２、乗算器７９−１，７９−２、ＬＰＦ８０−１，８０−２、位相算出部８１−１，８１−２、乗算器８２，８４，８６、整数化部８３および加算器８５を備えている点で同一である。一方、実施例３の同期検出部５−３は、実施例２の同期検出部５−２におけるマッチドフィルタ７１の代わりに、ピーク検出部７４の出力するシンボルタイミングおよびシンボル番号が入力されるマッチドフィルタ９１を備えている点で相違する。また、実施例３の同期検出部５−３は、実施例２の同期検出部５−２における遅延器８７−１〜８７−（Ｍ−１）、デシメータ８８−０〜８８−（Ｍ−１）、乗算器８９−０〜８９−（Ｍ−１）および加算器９０−０〜９０−（Ｍ−２）を備えていない点で相違する。以下、図５に示す同期検出部５−３において、図２に示した同期検出部５−１と共通する部分は、説明を省略する。

直交復調部４からの等価ベースバンド信号はマッチドフィルタ９１へ入力される。また、ピーク検出部７４からのシンボルタイミングおよびシンボル番号はマッチドフィルタ９１へ入力される。マッチドフィルタ９１は、ピーク検出部７４から入力されるシンボルタイミングに同期して、ピーク検出部７４から入力されるシンボル番号に応じた位置のパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数に設定し、１シンボル毎にフィルタ係数を更新する。また、マッチドフィルタ９１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号を、設定したフィルタ係数によりフィルタ処理し、相関信号を出力する。

マッチドフィルタ９１は、フレーム同期が未確立の状態では、任意のシンボル、例えばシンボル番号０におけるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数に設定し、フィルタ処理を行う。この場合、同期加算部７３は、図３に示した構成により、入力した相関信号の絶対値を、ＭＮ_ｆサンプル毎に同期加算する。そして、ピーク検出部７４は、ピーク値を検出することにより、ＭＮ_ｆサンプル内すなわち１フレーム内のシンボル同期位置を特定し、シンボルタイミングおよびシンボル番号０をマッチドフィルタ９１へ出力する。さらに、そのシンボル同期位置に基づいて、１フレームを構成するＮ_ｆシンボルにおけるシンボル毎のシンボルタイミングおよびシンボル番号１〜（Ｎ_ｆ−１）をマッチドフィルタ９１へ出力する。そして、マッチドフィルタ９１は、フレーム同期が確立した後は、すなわち、ピーク検出部７４が有効なピーク値を検出した後、ピーク検出部７４から入力されるシンボルタイミング毎に、ピーク検出部７４から入力されるシンボル番号に応じた位置のパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値にフィルタ係数を変更する。この場合、同期加算部７３は、入力した相関信号の絶対値を、Ｍサンプル毎に同期加算する。フレーム同期が確立する前の同期加算部７３は、図３に示した構成により、ＭＮ_ｆサンプル毎の同期加算を行うが、フレーム同期が確立した後の同期加算部７３は、図３を縮小した構成により、すなわち、遅延器７３１−１〜７３１−（Ｍ−１）、比Ｍのデシメーションを行うデシメータ７３２−０〜７３２−（Ｍ−１）、乗算器７３３−０〜７３３−（Ｍ−１），加算器７３４−０〜７３４−（Ｍ−１）、遅延器７３５−０〜７３５−（Ｍ−１）、乗算器７３６−０〜７３６−（Ｍ−１）、比Ｍのインタポレーションを行うインタポレータ７３７−０〜７３７−（Ｍ−１）、遅延器７３８−０〜７３８−（Ｍ−１）および加算器７３９−０〜７３９−（Ｍ−２）を備えることにより、Ｍサンプル毎の同期加算を行う。ここで、フレーム同期が確立した後の同期加算部７３の出力する加算結果は、Ｍサンプルのうちの、マッチドフィルタ９１に設定されている基準信号であるシンボル番号のパイロット信号に合致する位置で大きいピーク値となり、その位置がシンボル同期位置となる。そして、ピーク検出部７４は、ピーク値を検出することにより、シンボル同期位置を特定し、シンボルタイミングおよびシンボル番号を出力する。これにより、シンボル毎にシンボルタイミングを検出することができる。

デシメータ９２は、マッチドフィルタ９１から入力される相関信号に比Ｍ（キャリヤ数である変換サイズＭ）のデシメーション（間引き）を行い、１シンボル当たり１サンプルの相関信号を出力する。デシメータ９２の出力する相関信号は４分配され、乗算器７９−１，７９−２および遅延器７７−１，７７−２へそれぞれ入力される。

このように、実施例３の同期検出部５−３によれば、実施例１の同期検出部５−１および実施例２の同期検出部５−２と同様に、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出することができる。

〔自動周波数制御（ＡＦＣ）〕
次に、図１に示したＡＦＣ部６について説明する。図６は、ＡＦＣ部６の構成を示すブロック図である。このＡＦＣ部６は、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）６１および乗算器６２を備えている。

数値制御発振器６１は、同期検出部５から入力される周波数オフセット（推定値）に基づいて、１サンプル当たりの位相回転量を算出する。ここで、１サンプル当たりの位相回転量は、式（１５）に示したフレーム間位相回転量に、１フレーム当たりのサンプル数（Ｎ_ｆ×Ｍ）の逆数を乗算することにより算出される。尚、同期検出部５から周波数オフセット（推定値）として１サンプル当たりの位相回転量が入力される場合は、このような算出処理は必要ない。そして、数値制御発振器６１は、振幅が１であって、１サンプル毎に符号が逆の位相回転が加わる補正値、すなわち、周波数オフセットによる位相回転量が１サンプル毎に逆回転する補正値（符号が１サンプル毎に反転する補正値）を算出する。数値制御発振器６１の出力する補正値は乗算器６２へ入力される。

乗算器６２は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号に、数値制御発振器６１から入力される補正値を乗算することにより、等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正する。乗算器６２の出力する等価ベースバンド信号は遅延器７へ入力される。

このように、ＡＦＣ部６によれば、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号の周波数オフセットを、同期検出部５から入力される周波数オフセット（推定値）に基づいて補正することができる。

〔遅延器〕
次に、図１に示した遅延器７について説明する。遅延器７は、ＡＦＣ部６から入力される等価ベースバンド信号を、同期検出部５から入力されるシンボルタイミング分遅延させて出力する。具体的には、シンボル長をＴ_ｓとし、同期検出部５から入力されるシンボルタイミングをｄ_ｓとすると、遅延器７は、ＡＦＣ部６から入力される等価ベースバンド信号のシンボルを、（Ｔ_ｓ−ｄ_ｓ）分遅延させて出力する。遅延器７の出力する等価ベースバンド信号は復調部８へ入力される。

このように、遅延器７によれば、ＡＦＣ部６から入力される等価ベースバンド信号を、同期検出部５から入力されるシンボルタイミング（推定値）に基づいて遅延させることができる。これにより、シンボルタイミングが補正されるから、復調部８において適切なブロック単位で復調処理を実現することができる。

〔復調部〕
次に、図１に示した復調部８について説明する。図７は、復調部８の構成を示すブロック図である。この復調部８は、分析バンク４１、線形等化器４２、等化係数算出部４３、デマッピング部４４およびパラレルシリアル変換部４５を備えている。

分析バンク４１は、遅延器７から入力される、周波数オフセットが補正されシンボル同期がなされた等価ベースバンド信号を、最大間引き率の２倍のレートで周波数領域信号に変換し、図１６に示した通常の修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２における出力信号の実部成分および虚部成分の他に、通常の出力信号と対となる虚部成分および実部成分も合わせてサブチャネル信号として出力する。すなわち、分析バンク４１は、２系統の実部成分および２系統の虚部成分、合わせて４系統の実数信号からなる実部サブチャネル信号ベクトル、および２系統の実部成分および２系統の虚部成分、合わせて４系統の実数信号からなる虚部サブチャネル信号ベクトルをそれぞれ出力する。分析バンク４１の出力する実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトル（以下、総称してサブチャネル信号ベクトルという。）は２分配され、一方が線形等化器４２へ、他方が等化係数算出部４３へ入力される。分析バンク４１の詳細については後述する。

線形等化器４２は、等化係数算出部４３から入力される等化係数を用いて、分析バンク４１から入力されるサブチャネル信号ベクトルを線形等化する。すなわち、サブチャネル毎にチャネル歪みの等化を行う。線形等化器４２の出力する等化後のキャリヤシンボルは２分配され、一方がデマッピング部４４へ、他方が等化係数算出部４３へ入力される。

等化係数算出部４３は、分析バンク４１から入力されるサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器４２から入力される等化後のキャリヤシンボルのうちのパイロット信号を用いて等化係数を算出する。等化係数算出部４３の出力する等化係数は線形等化器４２へ入力される。

デマッピング部４４は、線形等化器４２から入力される等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、パラレル信号に変換する。デマッピング部４４の出力するパラレル信号はパラレルシリアル変換部４５へ入力される。パラレルシリアル変換部４５は、デマッピング部４４から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換する。

このように、復調部８は、遅延器７から等価ベースバンド信号を入力し、分析バンク４１からパラレルシリアル変換部４５までの各種処理を行い、ビット列の信号を外部へ出力する。

（分析バンク（直接構成））
次に、図７に示した分析バンク４１の第１の構成（直接構成）について説明する。図８は、分析バンク４１の第１の構成を示すブロック図である。この分析バンク４１−１は、遅延器１１−１〜１１−（Ｍ−１）、分析フィルタ１２−０〜１２−（Ｍ−１）、デシメータ１３−０〜１３−（Ｍ−１）およびサブチャネル処理部１４−０〜１４−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク４１−１は、遅延器７から等価ベースバンド信号が入力され、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１を生成して出力する。以下、任意のサブチャネルをｋとする。

図１に示した遅延器７から入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器１１−１へ、他方が分析フィルタ１２−０へ入力される。遅延器１１−１は、遅延器７から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が分析フィルタ１２−１へ、他方が遅延器１１−２へ入力される。

同様に、遅延器１１−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、前段の遅延器１１−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が後段の遅延器１１−（ｋ＋１）へ、他方が分析フィルタ１２−ｋへ入力される。

遅延器１１−（Ｍ−１）は、遅延器１１−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号は分析フィルタ１２−（Ｍ−１）へ入力される。

分析フィルタ１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理する。分析フィルタ１２−ｋの出力するフィルタ処理後の等価ベースバンド信号はそれぞれデシメータ１３−ｋへ入力される。

デシメータ１３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、分析フィルタ１２−ｋから入力されるフィルタ処理後の等価ベースバンド信号に対し、比Ｍ／２のデシメーション（間引き）を行う。デシメータ１３−ｋの出力するデシメーション後の等価ベースバンド信号（サブチャネル信号ｋ）はそれぞれサブチャネル処理部１４−ｋへ入力される。

サブチャネル処理部１４−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、デシメータ１３−ｋから入力されるデシメーション後の等価ベースバンド信号（サブチャネル信号ｋ）に、サブチャネル毎の処理を行い、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋ（サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。

なお、図８に示した分析バンク４１−１において、デシメータ１３−ｋの前段に設けられた遅延器１１−ｋおよび分析フィルタ１２−ｋは、最大間引き率のレート（最大間引きレート）のＭ倍で動作する。一方、デシメータ１３−ｋでは間引き率がＭ／２であるから、デシメータ１３−ｋの後段に設けられたサブチャネル処理部１４−ｋは、最大間引きレートの２倍で動作する。

（分析バンク（直接構成）のサブチャネル処理部）
次に、図８に示したサブチャネル処理部１４−ｋについて説明する。図９は、サブチャネル処理部１４−ｋの構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部１４−ｋは、遅延器１５−１〜１５−３、デシメータ１６−１，１６−２、実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２および乗算器１９−１，１９−２を備えている。サブチャネル処理部１４−ｋは、図８に示したデシメータ１３−ｋからサブチャネル信号ｋを入力し、４個の要素からなる実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび４個の要素からなる虚部サブチャネル信号ベクトルｋをそれぞれ生成して出力する。

図８に示したデシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋは２分配され、一方が遅延器１５−１へ、他方がデシメータ１６−１へ入力される。遅延器１５−１は、デシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋを１サンプル遅延させる。なお、遅延器１５−１は最大間引きレートの２倍で動作するから、ここでの１サンプルとは、最大間引きレートの１／２倍の時間をいう。遅延器１５−１の出力するサブチャネル信号はデシメータ１６−２へ入力される。

デシメータ１６−１は、図８に示したデシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋに対し、比２のデシメーションを行う。デシメータ１６−１の出力するデシメーション後のサブチャネル信号は２分配され、一方が実部抽出部１７−１へ、他方が虚部抽出部１８−１へ入力される。

デシメータ１６−２は、遅延器１５−１から入力されるサブチャネル信号に対し、比２のデシメーションを行う。デシメータ１６−２の出力するデシメーション後のサブチャネル信号は２分配され、一方が虚部抽出部１８−２へ、他方が実部抽出部１７−２へ入力される。

実部抽出部１７−１は、デシメータ１６−１から入力されるサブチャネル信号から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部１７−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が遅延器１５−３へ入力される。

虚部抽出部１８−１は、デシメータ１６−１から入力されるサブチャネル信号から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部１８−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が遅延器１５−２へ入力される。

虚部抽出部１８−２は、デシメータ１６−２から入力されるサブチャネル信号から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素として、他方が虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。

実部抽出部１７−２は、デシメータ１６−２から入力されるサブチャネル信号から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部１７−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が乗算器１９−１へ入力される。

乗算器１９−１は、実部抽出部１７−２から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器１９−１の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。

遅延器１５−２は、虚部抽出部１８−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器１５−２の出力する実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。

遅延器１５−３は、実部抽出部１７−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器１５−３の出力する実数サブチャネル信号は乗算器１９−２へ入力される。乗算器１９−２は、遅延器１５−３から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器１９−２の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。

なお、図９に示したサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−２の前段に設けられた遅延器１５−１は、前述のとおり、最大間引きレートの２倍で動作する。一方、デシメータ１６−１，１６−２では間引き率が２であるから、デシメータ１６−１，１６−２の後段に設けられた実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２、遅延器１５−２，１５−３および乗算器１９−１，１９−２は、最大間引きレートで動作する。しかし、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号は２個の信号に分岐しており、分岐した２個のサブチャネル信号に対して同じサンプリングレート（最大間引きレート）で処理が行われている。したがって、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号は、最大間引きレートの２倍で処理されていることになる。デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号についても同様である。つまり、サブチャネル処理部１４−ｋ全体として、実質的に、最大間引きレートの２倍で動作する。

一般に、マルチキャリヤ変調信号送信装置によりマルチキャリヤ変調されて送信された信号のうちの実部成分の信号に着目すると、チャネル（伝送路）のマルチパスなどによる影響は、実部成分に加えて虚部成分にも及んでしまう。そこで、マルチキャリヤ変調信号受信装置１では、分析バンク４１−１のサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号を２分配し、実部抽出部１７−１により実部成分を抽出し、虚部抽出部１８−１により虚部成分を抽出するようにした。つまり、実部成分の信号に対して、マルチパスなどの影響が及ぶ実部成分および虚部成分を抽出するようにした。さらに、デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号を２分配し、実部抽出部１７−２により実部成分を抽出し、虚部抽出部１８−２により虚部成分を抽出するようにした。これらの４つの実数信号を要素とするように実部サブチャネル信号ベクトルｋを構成した。同様に、マルチキャリヤ変調信号送信装置によりマルチキャリヤ変調されて送信された信号のうちの虚部成分の信号に着目すると、チャネル（伝送路）のマルチパスなどによる影響は、虚部成分に加えて実部成分にも及んでしまう。そこで、マルチキャリヤ変調信号受信装置１では、分析バンク４１−１のサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号を２分配し、虚部抽出部１８−２により虚部成分を抽出し、実部抽出部１７−２により実部成分を抽出するようにした。つまり、虚部成分の信号に対して、マルチパスの影響が及ぶ虚部成分および実部成分を抽出するようにした。さらに、実部抽出部１７−１の出力を遅延部１５−２により１サンプル遅延させたサブチャネル信号と、虚部抽出部１８−１の出力を遅延部１５−３により１サンプル遅延させ、乗算器１９−２により−１を乗算することで符号を反転させたサブチャネル信号を生成し、前記実部成分および虚部成分と合わせて４つの実数信号を要素とするように虚部サブチャネル信号ベクトルｋを構成した。これに対し、図１６に示した修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２では、実部成分の信号に対してマルチパスなどの影響を受けた実部成分のみを抽出し、虚部成分の信号に対してマルチパスなどの影響を受けた虚部成分のみを抽出している。本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、線形等化器４２において互いに干渉成分を打ち消すことが可能な実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋを、分析バンク４１−１のサブチャネル処理部１４−ｋにて生成し、擬似的に直交性を取り戻せるようにしている。

このように、実部抽出部１７−１の出力する実数サブチャネル信号、虚部抽出部１８−１の出力する実数サブチャネル信号、虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号、および実部抽出部１７−２の出力する実数サブチャネル信号は、それぞれを要素とする実部サブチャネル信号ベクトルｋとしてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。また、虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号、乗算器１９−１の出力する実数サブチャネル信号、遅延器１５−２の出力する実数サブチャネル信号、および乗算器１９−２の出力する実数サブチャネル信号は、それぞれを要素とする虚部サブチャネル信号ベクトルｋとしてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。

なお、実部抽出部１７−１により抽出される実数サブチャネル信号を

とし、虚部抽出部１８−１により抽出される実数サブチャネル信号を

とし、虚部抽出部１８−２により抽出される実数サブチャネル信号を

とし、実部抽出部１７−２により抽出される実数サブチャネル信号を

とすると、実部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。

ここで、上付きのＴは転置を、下付きのｋはサブチャネルを、上付きのＲおよびＩはそれぞれ実部および虚部を、ｚ^Ｍは最大間引きレートであること、すなわちサンプル間隔がシンボル長の１／Ｍであることを示す。

一方、虚部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。

以上のように、分析バンク４１−１によれば、実部サブチャネル信号ベクトルｋを生成すると共に、この実部サブチャネル信号ベクトルｋに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成するようにした。また、式（１７）に示したように、実部サブチャネル信号ベクトルｋから虚部サブチャネル信号ベクトルｋへの変換は、定数である変換行列により行われる。これにより、後段の線形等化器４２において、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋに対して異なる等化係数を用いることなく、両ベクトルにそれぞれ共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができ好適である。

（分析バンク（ポリフェーズ構成））
次に、図７に示した分析バンク４１の第２の構成（ポリフェーズ構成）について説明する。図１０は、分析バンク４１の第２の構成を示すブロック図である。この分析バンク４１−２は、遅延器２１、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２およびサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク４１−２は、遅延器７から等価ベースバンド信号が入力され、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１を生成して出力する。

図１に示した遅延器７から入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２１へ、他方がポリフェーズ分析バンク２２−１へ入力される。遅延器２１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をＭ／２サンプル遅延させる。遅延器２１の出力する等価ベースバンド信号はポリフェーズ分析バンク２２−２へ入力される。

ポリフェーズ分析バンク２２−１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力するサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。

ポリフェーズ分析バンク２２−２は、遅延器２１から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力するサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。

サブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）は、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２から入力されるそれぞれのサブチャネル信号０〜Ｍ−１に、サブチャネル毎の処理を行い、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１、すなわち実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋ（サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。

（ポリフェーズ分析バンク）
次に、図１０に示したポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２について説明する。図１１は、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２の構成を示すブロック図である。このポリフェーズ分析バンク２２は、遅延器２４−１〜２４−（Ｍ−１）、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）、ポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７および乗算器２８−０〜２８−（Ｍ−１）を備えている。ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成して出力する。

ポリフェーズ分析バンク２２へ入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−１へ、他方がデシメータ２５−０へ入力される。遅延器２４−１は、入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−２へ、他方がデシメータ２５−１へ入力される。

同様に、遅延器２４−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、前段の遅延器２４−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が後段の遅延器２４−（ｋ＋１）へ、他方がデシメータ２５−ｋへ入力される。

遅延器２４−（Ｍ−１）は、遅延器２４−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号はデシメータ２５−（Ｍ−１）へ入力される。

デシメータ２５−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号に対し、比Ｍのデシメーション処理を行う。デシメータ２５−ｋの出力するデシメーション後の等価ベースバンド信号はポリフェーズフィルタ２６−ｋへ入力される。

ポリフェーズフィルタ２６−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、デシメータ２５−ｋから入力されるデシメーション後の等価ベースバンド信号にポリフェーズフィルタ処理を行う。ポリフェーズフィルタ２６−ｋの出力するポリフェーズフィルタ処理後の等価ベースバンド信号はＦＦＴ部２７へ入力される。

ポリフェーズフィルタＥ_ｋ（ｚ）は、プロトタイプフィルタｐ（ｎ）のＴｙｐｅ１のポリフェーズ成分であり、以下の式で表される。

ここで、Ｎはプロトタイプフィルタのフィルタ長を、Ｍはサブチャネル数を示す自然数を、ｋは任意のサブチャネルをそれぞれ示す。

ＦＦＴ部２７は、ポリフェーズフィルタ２６−ｋから入力されるポリフェーズフィルタ処理後のそれぞれの等価ベースバンド信号をＦＦＴ処理する。ＦＦＴ部２７の出力するＭ個のサブチャネル信号はそれぞれ乗算器２８−ｋへ入力される。

乗算器２８−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、ＦＦＴ部２７から入力されるサブチャネル信号にｊ^Ｍ−ｋを乗算する。ただしｊは虚数単位である。乗算器２８−ｋの出力するサブチャネル信号ｋは、図１０に示すサブチャネル処理部２３−ｋへ入力される。

このように、ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成してサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）に出力する。以下、ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力するサブチャネル信号をｋ１とし、ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力するサブチャネル信号をｋ２とする。

（分析バンク（ポリフェーズ構成）のサブチャネル処理部）
次に、図１０に示したサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）について説明する。図１２は、サブチャネル処理部２３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）の構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部２３−ｋは、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２を備えている。サブチャネル処理部２３−ｋは、図１０および図１１に示したポリフェーズ分析バンク２２−１からサブチャネル信号ｋ１を入力すると共に、ポリフェーズ分析バンク２２−２からサブチャネル信号ｋ２を入力し、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成して出力する。

サブチャネル処理部２３−ｋと図９に示したサブチャネル処理部１４−ｋとを比較すると、図９に示したサブチャネル処理部１４−ｋは、サブチャネル信号ｋが入力され、遅延器１５およびデシメータ１６−１，１６−２を備えているのに対し、サブチャネル処理部２３−ｋは、サブチャネル信号ｋ１，ｋ２が入力され、遅延器１５に相当する遅延器およびデシメータ１６−１，１６−２に相当するデシメータを備えていない点で相違する。

サブチャネル処理部２３−ｋの実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２は、それぞれ図９に示したサブチャネル処理部１４−ｋの実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２、遅延器１５−２，１５−３および乗算器１９−１，１９−２に相当する。これらの構成については既に図９において説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

なお、図１０、図１１および図１２において、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の前段に設けられた遅延器２１，２４−１，２４−２は、最大間引きレートのＭ倍で動作する。また、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の後段に設けられたポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７、乗算器２８−０〜２８−（Ｍ−１）、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２は、最大間引きレートで動作する。しかし、ポリフェーズ分析バンク２２−１および２２−２それぞれから最大間引きレートのサブチャネル信号ｋ１，ｋ２が入力され、間引きが行われることなくサブチャネル信号ベクトルｋが出力されるため、サブチャネル処理部２３−ｋ全体として、実質的に、最大間引きレートの２倍で動作する。

以上のように、分析バンク４１−２によれば、分析バンク４１−１と同様に、実部サブチャネル信号ベクトルｋを生成すると共に、この実部サブチャネル信号ベクトルｋに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成するようにした。また、式（１７）に示したように、実部サブチャネル信号ベクトルｋから虚部サブチャネル信号ベクトルｋへの変換は、定数である変換行列により行われる。これにより、後段の線形等化器４２において、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋに対して異なる等化係数を用いることなく、両ベクトルにそれぞれ共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができ好適である。

以上、復調部８について説明したが、さらに詳細については、本特許出願と同一の出願人によりなされた特願２００８−２６６７３９号公報を参照されたい。

〔シミュレーション結果〕
次に、図１に示した本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１について、計算機シミュレーションにより得た結果を説明する。図１７は、計算機シミュレーションにより求めた、マルチパス環境における受信信号の周波数オフセットおよびその推定値の関係を示す図である。図１７において、横軸は、周波数オフセットをキャリヤ間隔ｆ_ｃで正規化した値を示し、縦軸は、図１に示した同期検出部５により検出された周波数オフセットをキャリヤ間隔ｆ_ｃで正規化した推定値を示している。また、Ｃ／Ｎは０〜３０ｄＢとし、マルチパスのＤ／Ｕを０ｄＢとし、遅延時間を０．７５シンボルとしている。

図１７によれば、Ｃ／Ｎが低く、またレベルが大きく、遅延時間が長いマルチパス環境においても、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１の同期検出部５によって、正しい周波数オフセットの推定値が得られていることがわかる。

図１８は、計算機シミュレーションにより求めた、周波数オフセットがある場合のマルチパス環境におけるＢＥＲ特性を示す図である。図１８において、横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）を示し、縦軸はＢＥＲを示している。また、キャリヤ変調を６４ＱＡＭとし、周波数オフセットはキャリヤ間隔で正規化した値で０．４７８とし、マルチパスのＤ／Ｕを３ｄＢとし、遅延時間を０．７５シンボルとしている。図中の点線は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１によりシンボルタイミングおよび周波数オフセットを推定し、ＡＦＣを用いて周波数オフセットを補正した場合のＢＥＲ特性を示し、実線は、点線のＢＥＲ特性との間で比較するために、周波数オフセットがなく同期検出が理想的な場合のＢＥＲ特性を示している。

図１８によれば、マルチパス環境においても、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１の同期検出部５によって同期検出が行われ、ＡＦＣ部６によって周波数オフセットの補正が行われることにより、理想同期の場合とほぼ同等のＢＥＲ特性が得られていることがわかる。

以上のように、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１によれば、パイロット信号のみを変調して得られる基準信号と受信信号との相関を示す信号（相関信号）を生成し、その絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するようにした。また、マルチキャリヤ変調信号受信装置１によれば、シンボルタイミングに同期した基準信号と受信信号との相関を示す信号（相関信号）を生成し、シンボル間位相回転量を検出することにより周波数オフセットの粗推定を行い、生成した相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出することにより周波数オフセットの精密推定を行うようにした。これにより、同期検出のための特殊な信号を用いることなく、受信したマルチキャリヤ変調信号の最適なシンボルタイミング位置および周波数オフセットを検出することができる。

１ マルチキャリヤ変調信号受信装置
２ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４ 直交復調部
５ 同期検出部
６ ＡＦＣ部
７ 遅延器
８ 復調部
１１，１５，２１，２４，３１ 遅延器
１２ 分析フィルタ
１３，１６，２５ デシメータ
１４，２３ サブチャネル処理部
１７，２９ 実部抽出部
１８，３０ 虚部抽出部
１９，２８，３２ 乗算器
２２ ポリフェーズ分析バンク
２６ ポリフェーズフィルタ
２７ ＦＦＴ部
４１ 分析バンク
４２ 線形等化器
４３ 等化係数算出部
４４ デマッピング部
４５ パラレルシリアル変換部
６１ 数値制御発振器
６２ 乗算器
７１，７５，９１ マッチドフィルタ
７２ 絶対値算出部
７３ 同期加算部
７４ ピーク検出部
７６，８８，９２ デシメータ
７７，８７ 遅延器
７８ 複素共役部
７９，８２，８４，８６，８９ 乗算器
８０ ＬＰＦ
８１ 位相算出部
８３ 整数化部
８５，９０ 加算器
１００ トランスマルチプレクサ
１０１ 修正ＤＦＴ変調合成バンク
１０２ 修正ＤＦＴ変調分析バンク
７３１，７３５，７３８ 遅延器
７３２ デシメータ
７３３，７３６，乗算器
７３４，７３９ 加算器
７３７ インタポレータ

Claims (9)

1. 受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
   前記同期検出部は、等価ベースバンド信号に含まれる所定のサブキャリヤ位置に配置されたチャネル等化のために用いるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出し、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記シンボル間位相回転量から１フレーム当たりの位相回転数を算出し、前記１フレーム当たりの位相回転数に最も近い整数値を求めて第１のフレーム間位相回転量を算出し、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いて第２のフレーム間位相回転量を検出し、前記第１のフレーム間位相回転量と前記第２のフレーム間位相回転量とを加算して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出することを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。
2. 前記同期検出部は、
   前記等価ベースバンド信号に含まれる所定のサブキャリヤ位置に配置されたチャネル等化のために用いるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、
   前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、
   前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、
   前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
3. 受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
   前記同期検出部は、
   等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するための構成部として、
   前記等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、
   前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、
   前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、
   前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備え、
   さらに、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出し、
   前記同期検出部の同期加算部は、
   １フレーム当たりのシンボル数をＮ_ｆ、およびキャリヤ数をＭとして、第１の同期加算用遅延器と、同期加算用デシメータと、第１の同期加算用乗算器と、第１の同期加算用加算器と、第２の同期期加算用遅延器と、第２の同期加算用乗算器と、ＭＮ_ｆ個の同期加算用インタポレータと、第３の同期加算用遅延器と、第２の同期加算用加算器とを備え、
   前記第１の同期加算用遅延器は、前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を１サンプルずつ遅延させ、
   前記同期加算用デシメータは、前記相関信号の絶対値、および前記第１の同期加算用遅延器により１〜ＭＮ_ｆ−１サンプル遅延したそれぞれの相関信号の絶対値を、前記ＭＮ_ｆを比とした間引き処理を行い、
   前記第１の同期加算用乗算器は、前記同期加算用デシメータにより間引き処理されたそれぞれの相関信号の絶対値に、所定の定数を乗算し、
   前記第２の同期加算用遅延器は、前記第１の同期加算用加算器により出力される加算信号を１サンプル遅延させ、
   前記第２の同期加算用乗算器は、前記第２の同期加算用遅延器により１サンプル遅延した信号に、所定の定数を乗算し、
   前記第１の同期加算用加算器は、前記第１の同期加算用乗算器による乗算結果と、前記第２の同期加算用乗算器による乗算結果とを加算し、加算信号を出力し、
   前記同期加算用インタポレータは、前記第１の同期加算用加算器により出力された加算信号を、前記ＭＮ_ｆを比としてインタポレーションを行い、
   前記第３の同期加算用遅延器は、前記同期加算用インタポレータによりインタポレーションされた信号をＭＮ_ｆ−１〜１サンプル遅延させ、
   前記第２の同期加算用加算器は、前記第３の同期加算用遅延器によりＭＮ_ｆ−１〜１サンプル遅延した信号をそれぞれ加算することを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。
4. 受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
   前記同期検出部は、
   等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出するための構成部として、
   前記等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値をフィルタ係数として設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第１のマッチドフィルタと、
   前記第１のマッチドフィルタにより出力された相関信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、
   前記絶対値算出部により算出された相関信号の絶対値を、１フレーム毎に同期加算する同期加算部と、
   前記同期加算部により同期加算された相関信号の絶対値から最大値を検出し、その時間位置をシンボルタイミングとして出力するピーク検出部と、を備え、
   さらに、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行う構成部として、
   前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を、１シンボル毎にフィルタ係数に設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を出力する第２のマッチドフィルタと、
   前記第２のマッチドフィルタにより出力された相関信号に対し、キャリヤ数Ｍを比とした間引き処理を行う第１のデシメータと、
   前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号を、１シンボル遅延させる第１の遅延器と、
   前記第１の遅延器により１シンボル遅延した相関信号の複素共役値を算出する第１の複素共役部と、
   前記第１のデシメータにより間引き処理された相関信号に、前記第１の複素共役部により算出された相関信号の複素共役値を乗算し、相関信号のシンボル間差分信号を出力する第１の乗算器と、
   前記第１の乗算器により出力された相関信号のシンボル間差分信号にフィルタ処理を行う第１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）と、
   前記第１のＬＰＦによりフィルタ処理された相関信号のシンボル間差分信号に基づいて、シンボル間位相回転量を算出し、周波数オフセットの粗推定を行う第１の位相算出部と、を備え、
   さらに、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出することを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。
5. 前記同期検出部は、
   キャリヤ数をＭとして、前記第２のマッチドフィルタおよび第１のデシメータの代わりに、
   前記等価ベースバンド信号を１サンプルずつ遅延させるＭ−１個の第２の遅延器と、
   前記等価ベースバンド信号、および前記第２の遅延器により１〜Ｍ−１サンプル遅延したそれぞれの等価ベースバンド信号に対し、前記Ｍを比とした間引き処理を行うＭ個の第２のデシメータと、
   前記第２のデシメータにより間引き処理されたそれぞれの信号に、前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を乗算するＭ個の第２の乗算器と、
   前記第２の乗算器により乗算された信号をそれぞれ加算し、前記第１の遅延器および第１のＬＰＦに出力する第１の加算器と、を備えたことを特徴とする請求項４に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
6. 前記同期検出部は、
   前記第１のマッチドフィルタおよび前記第２のマッチドフィルタの代わりに、
   前記ピーク検出部により出力されるシンボルタイミングに同期して、前記パイロット信号のみを変調して得られる基準信号の複素共役値を、１シンボル毎にフィルタ係数に設定し、前記等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理を行い、相関信号を、前記絶対値算出部および前記第１のデシメータに出力する第３のマッチドフィルタ、を備えたことを特徴とする請求項４に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
7. 前記同期検出部は、
   前記第１の位相算出部により算出されたシンボル間位相回転量に、１フレーム当たりのシンボル数Ｎ_ｆを２πで割った定数を乗算し、フレーム間位相回転数を算出する第３の乗算器と、
   前記第３の乗算器により算出されたフレーム間位相回転数に対し、最も近い整数値を求める整数化部と、
   前記整数化部により求めたフレーム間位相回転数の整数値に定数２πを乗算し、フレーム間位相回転量を算出する第４の乗算器と、
   請求項４の第１のデシメータにより間引き処理された相関信号、または、請求項５の第１の加算器により加算された信号を、１フレーム遅延させる第３の遅延器と、
   前記第３の遅延器により１フレーム遅延した信号の複素共役値を算出する第２の複素共役部と、
   請求項４の第１のデシメータにより間引き処理された相関信号、または、請求項５の第１の加算器により加算された信号に、前記第２の複素共役部により算出された信号の複素共役値を乗算し、相関信号のフレーム間差分信号を出力する第５の乗算器と、
   前記第５の乗算器により出力された相関信号のフレーム間差分信号にフィルタ処理を行う第２のＬＰＦと、
   前記第２のＬＰＦによりフィルタ処理された相関信号のフレーム間差分信号に基づいて、フレーム間位相回転量を算出する第２の位相算出部と、
   前記第４の乗算器により算出されたフレーム間位相回転量と、前記第２の位相算出部により算出されたフレーム間位相回転量とを加算し、周波数オフセットの精密推定を行う第２の加算器と、を備えたことを特徴とする請求項４から６までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
8. 受信したマルチキャリヤ変調信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部と、前記等価ベースバンド信号に基づいて、シンボルタイミングおよび周波数オフセットを検出する同期検出部と、前記検出した周波数オフセットにより前記等価ベースバンド信号の周波数オフセットを補正するＡＦＣ（自動周波数制御）部と、前記検出したシンボルタイミングにより前記等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記周波数オフセットが補正され、前記遅延した等価ベースバンド信号を復調し、ビット列の信号を出力する復調部と、を備えたマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
   前記同期検出部は、等価ベースバンド信号に含まれるパイロット信号のみを変調して得られる基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号を生成し、前記相関信号の絶対値のピークを検出してシンボルタイミングを検出し、前記シンボルタイミングに同期した前記基準信号と、前記等価ベースバンド信号との間の相関信号のシンボル間において、シンボル間位相回転量を検出して周波数オフセットの粗推定を行い、前記等価ベースバンド信号のフレーム間において、前記相関信号を用いてフレーム間位相回転量を検出して周波数オフセットの精密推定を行い、周波数オフセットを検出し、
   前記復調部は、
   前記周波数オフセットが補正され、前記シンボルタイミングが遅延した等価ベースバンド信号を入力し、２段階のデシメーションを行い、キャリヤ数をＭとして、最大間引きレートＭの２倍のレートで前記等価ベースバンド信号を周波数領域信号に変換し、実部成分および虚部成分のサブチャネル信号を出力する分析バンクと、
   前記分析バンクにより出力されたサブチャネル信号を線形等化し、等化後のキャリヤシンボルを出力する線形等化器と、
   前記線形等化器により出力された等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、パラレル信号に変換するデマッピング部と、
   前記デマッピング部により変換されたパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレルシリアル変換部と、を備えたことを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。
9. 前記ＡＦＣ部は、
   前記同期検出部により検出された周波数オフセットに基づいて、振幅が１であって、１サンプル毎に符号が逆の位相回転が加わる補正値を算出する数値制御発振器と、
   前記等価ベースバンド信号に、前記数値制御発振器により算出された補正値を乗算する第６の乗算器と、を備えたことを特徴とする請求項１から８までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。

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