JP4134742B2 - マルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置 - Google Patents
マルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置に関する。本発明はマルチパス環境下でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延時間の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで出願人は特願２００１−２９８０７８を基礎とする特願２００２−２８１８６８において、ヌルキャリアを有するＯＦＤＭ通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチバスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を開示した。本発明者はこれを投稿し、発表した。
【０００５】
【非特許文献１】
N. Suzuki, et al., IEICE Trans. Fundamentals, Vol. E85-A, No. 12 Dec. 2002, p.2859
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
マルチパス環境下においては、上記技術に基づく復調部を複数個用意し、同数個のアンテナを用いてダイバーシチによりエラービットレートを抑制することも考えうる。しかし本発明者は、ダイバーシチ技術を上記技術の内部に組み込むことで、更にエラービットレートを抑制できることを見出し、本願発明を完成させた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願の請求項１に係る発明は、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調方法において、複数個のアンテナごとに設けられた、時間軸上及び周波数軸上のマルチパス伝搬環境を推定する工程と、当該複数個のアンテナごとに設けられ、前記マルチパス伝搬環境を推定する工程で推定した遅延波の遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程と、前記複数個の使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程ごとに設けられた、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、前記複数個の整合フィルタにより分離する工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する工程と、ダイバーシチ合成されたＬ本のサブキャリアの信号を仮判定する小工程と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから前記対応する整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を、マルチパス伝搬環境の周波数特性を考慮して求め、前記対応する整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる小工程と、前記複数個の前記干渉成分を減じる小工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する小工程とからなる１乃至複数段の干渉成分除去工程とを有することを特徴とするマルチキャリアダイバーシチ復調方法である。
【０００８】
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調方法において、前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、前記整合フィルタは、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、前記干渉成分を減じる小工程においては、マルチパス伝搬環境を推定する工程の計算する周波数歪みを用いて、前記仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項３に係る発明は、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調装置において、前記複数個のアンテナごとに設けられた、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、遅延波の遅延時間差及び受信波の周波数歪みを推定する遅延時間差推定部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、前記複数個の整合フィルタの出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部と、前記信号合成部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから対応する整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、対応する整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器と、前記複数個の干渉成分減算器の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置である。
【００１０】
また、請求項４に係る発明は、請求項３に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調装置において、前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、前記整合フィルタ部は前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、前記干渉成分推定器は、マルチパス伝搬環境推定部の計算する周波数歪みを用い、仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器とから成ることを特徴とする。
【００１１】
【作用及び発明の効果】
本願発明のマルチキャリアダイバーシチ復調方法、マルチキャリアダイバーシチ復調装置は、１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号を用いず、Ｎ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を計算する。ここで整合フィルタは、１有効シンボル長の各サブキャリアではなく、当該一部欠けた時間軸上の信号を基に、周波数軸上の信号を概算する働きをする。即ち、Ｌ本の各サブキャリアの１有効シンボル長から一部欠けた時間軸上の波形に対応するＬ個の整合フィルタ群を１個の整合フィルタとして例えば１個の行列演算により実現する。まずこれについて説明する。尚、欠けた部分を有効シンボル長の先頭として説明する。
【００１２】
例えばＮ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式において、Ｎ点フーリエ変換を行列ＦとおくとＮ点フーリエ逆変換の行列は（１／Ｎ）Ｆ*とおくことができる。ただし、行列Ｆ*は行列Ｆの共役転置行列を示し、且つＮ点フーリエ変換の行列Ｆは対称行列であって、行列Ｆのｋ＋１行ｎ＋１列は次の通りである。
【数１】
【００１３】
以下、煩雑さを避けるため、行列の定数倍、ベクトルの定数倍については適宜省略し、例えばＮ点フーリエ逆変換の行列を単にＦ*などと示す。送信側において、Ｎ個のサブキャリアの複素信号（ヌルキャリアに対応するものは０）をＸ(k)（ｋは０からＮ−１までの整数）とおくと、有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）は次の通りとなる。
【数２】
【００１４】
ここで、Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ*の要素を、第１列、第２列、第Ｎ列ごとに縦ベクトルｆ0、ｆ1、…、ｆN-1とおくと、各縦ベクトルｆ0、ｆ1、…、ｆN-1に対応する横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1は、各々第０、第１、第Ｎ−１のサブキャリアの波形になっている。Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ*の共役転置行列Ｆは、当該横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1の複素共役を第１行、第２行、…、第Ｎ行に有するものである。有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）をＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗ずることは、Ｎ本のサブキャリアを抽出する整合フィルタ群に当該有効シンボル長の離散波形ｘ(n)を作用させてキャリア成分の複素信号(複素振幅)を求めることと等価である。
【００１５】
ここで、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を整合フィルタに作用させる場合は次のように考えることができる。上記Ｎ次の各横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1の複素共役について、左からＮ−Ｍ個の欠けたＭ次の横ベクトルを、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号からなる縦ベクトルに左から乗ずることで達成できることは明らかである。
【００１６】
本願発明においてはＮ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式には限定されない。Ｌ個の複素信号で変調されたＬ個のサブキャリアの波形を合成した、Ｎ個の離散波形からＭ個を取り出した、時間軸上のＭ個の複素信号からＬ個のサブキャリアのシンボルを求める。変調側がＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素シンボルからなるベクトルを、Ｍ行Ｌ列の行列Ａに右から乗ずることにより達成されるならば、復調側の整合フィルタの演算としては、Ｍ個の離散波形を示すＭ個の複素信号からなるベクトルを、Ｍ行Ｌ列の行列Ａの共役転置行列であるＬ行Ｍ列の行列Ａ*に右から乗ずることで達成できる。
【００１７】
勿論、ＯＦＤＭ復調側において、Ｎ点フーリエ変換の行列Ｆを用いる場合は、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号の先頭にＮ−Ｍ個の０を加えたＮ次のベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じて、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号を取り出すことで達成できる。
【００１８】
１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号からなるベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じた場合は、各キャリア間の干渉が生じず、得られるＮ個の複素信号はヌルキャリアを含めたＮ本のサブキャリアのシンボルである。しかし、本願は有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号に対して整合フィルタを作用させているので、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号はキャリア間干渉を有する。これを次のように、ダイバーシチ合成をしながらキャリア間干渉を除去していく。
【００１９】
まず、非特許文献１の技術内容を説明する。複数個の整合フィルタの出力のうち、１組のＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号をＬ次のベクトルＸ0で示す。まず、仮判定により、Ｌ次のベクトルＸ0からＬ次のベクトルＸ1を仮判定する。即ち、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭその他の変調方式にあった、複素信号のいずれかに当てはめる。この時、Ｌ次のベクトルＸ0はキャリア間干渉を有するのでＬ次のベクトルＸ1は送信されたＬ本のサブキャリアの複素信号とは一部異なっている可能性が高い。そこで仮判定されたＬ次のベクトルＸ1から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成する。次に、当該Ｎ次のベクトルを変調した時間軸上の波形に変換する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じておく。次にＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、再度周波数軸上の値に変換するためにＮ点フーリエ変換する。次に周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除する。これは行列Ｒを用いてＲＸ1とおくことができる。
【００２０】
前記仮判定されたＬ次のベクトルＸ1に対し、Ｌ次のベクトルＲＸ1がえられたので、これらに差があれば、その差ＲＸ1−Ｘ1は、上記整合フィルタの出力Ｘ0の有するキャリア間干渉成分である可能性が高い。そこで、整合フィルタの出力Ｘ0から、ＲＸ1−Ｘ1を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ2を仮判定する。仮判定されたＬ次のベクトルＸ2は、一段前の仮判定されたＬ次のベクトルＸ1よりもキャリア間干渉が減っていることが下記実施例のシミュレーションで確かめられている。そこで同様に、仮判定されたＬ次のベクトルＸ2から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成する。次に、当該Ｎ次のベクトルを変調した時間軸上の波形に変換する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じておく。次にＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、再度周波数軸上の値に変換するためにＮ点フーリエ変換する。次に周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除する。こうして出力ＲＸ2を求め、整合フィルタの出力Ｘ0からＲＸ2−Ｘ2を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ3を仮判定する。このように、Ｌ本のサブキャリアの複素信号を順次仮判定し、整合フィルタにおけるキャリア間干渉を見積もってＬ個の複素信号をＬ本のサブキャリアの複素信号に近づけていくことができる。これが非特許文献１の技術内容である。
【００２１】
本願発明では、ダイバーシチ合成を各アンテナごとに非特許文献１の技術を適用した最終結果に適用するのではなく、信号合成をシンボル仮判定の前において各段の干渉成分除去工程のシンボル仮判定を一元化する。各段の仮判定されたシンボルはアンテナに対応した複数個の整合フィルタごとに設けられたキャリア間干渉推定小工程、干渉成分減算小工程を通して、元の複数個の整合フィルタの出力よりも確度の高い複数組のＬ本のサブキャリア信号となる。これを次段においてダイバーシチ合成し、その結果である１組のＬ本の信号からＬ本のサブキャリア信号を仮判定する。これを複数個の整合フィルタごとに設けられたキャリア間干渉推定小工程、干渉成分減算小工程を通して、アンテナに対応した元の複数個の整合フィルタの出力よりも確度の高い複数組のＬ本のサブキャリア信号となる。
【００２２】
このような干渉成分除去工程を１乃至複数段有することで、単に各アンテナごとに非特許文献１の技術を適用した最終結果にダイバーシチ合成を適用するよりも、格段にエラービットレートを抑制することが可能となる。
【００２３】
本願発明の復調方法又は復調方式は、ヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号は常に正確に得られるものではないが、後述する通り、通信方式として十分有効性のあるエラービットレートに押えることができる。これは復調に用いる時間軸上のシンボル長を短くすることができることを意味し、ガードインターバルを越える遅延波が到来しても、当該遅延波にあわせた、本来の有効シンボル長よりも短い時間軸上の離散波形からヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を得ることが可能となる。
【００２４】
上記の通り、Ｌ次のベクトルＸ1から、ＲＸ1−Ｘ1を求めるには、予め行列Ｒを求めておいてＲＸ1−Ｘ1と計算することも可能である。また、ＯＦＤＭの場合には、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成して、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じた上でＮ点フーリエ逆変換し、得られるＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、Ｎ点フーリエ変換し、周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択した上で伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除して、ＲＸ1を求めてＸ1を減じてＲＸ1−Ｘ1を計算しても良い。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本発明は、遅延波の電力が小さい場合は、周波数歪みによる補正を行わなくても有効であるが、その場合はダイバーシチを用いた効果も小さい。そこで下記実施例においては当該周波数伝搬特性による複素信号の周波数歪みを修正する部分を省略してまず説明し、シミュレーションで用いた構成は別の図で示すものとする。
【００２６】
〔実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の概略を示すブロック図、図２は構成の詳細を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００は、２つのアンテナに接続され、第ｉ（本実施例ではｉは１又は２）アンテナに対応して各々直交復調部１−ｉ、有効シンボル抽出部２−ｉ、整合フィルタ部３−ｉ、マルチバス伝搬環境推定部４−ｉを有する。また、第１段の干渉成分除去部１０１として、シンボル仮判定部１１１、整合フィルタ３−ｉに対応して設けられた干渉推定部１２１−ｉ及び減算器１３１−ｉ、並びに信号合成部１４１を有する。第２段及び第３段の干渉成分除去部１０２及び１０３には同様に、それぞれシンボル仮判定部１１２と１１３が、整合フィルタ３−ｉに対応して設けられた干渉推定部１２２−ｉと１２３−ｉ及び減算器１３２−ｉと１３３−ｉが、並びに信号合成部１４２と１４３が設けられている。また、第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１の前段には信号合成部５が、第３段の干渉成分除去部１０３の後段にはシンボル判定部６と並直列変換器７が設けられている。
【００２７】
図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のマルチバス伝搬環境推定部４−１は、図２に示すように２つの部分である、時間応答推定部４１−１と周波数応答推定部４２−１で構成される。尚、図２では第２アンテナに対する構成を略しているが、マルチバス伝搬環境推定部４−２も、２つの部分である、時間応答推定部４１−２と周波数応答推定部４２−２で構成される。同様に各段の干渉推定部１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉは、各々２つの部分である、伝搬路特性再現部１５１−ｉ、１５２−ｉ、１５３−ｉと、キャリア間干渉推定部１６１−ｉ、１６２−ｉ、１６３−ｉとで構成される。
【００２８】
本実施例は請求項１乃至４の具体的な実施例に当たる。シンボル仮判定部１１１、１１２、１１３が仮判定器に、干渉推定部１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉが干渉成分推定器に、減算器１３１−ｉ、１３２−ｉ、１３３−ｉが干渉成分減算器に、干渉成分除去部１０１、１０２、１０３が干渉成分除去部に当たる。また、直交復調部１−ｉが直交復調及びサンプリング部に、マルチバス伝搬環境推定部４−ｉが遅延時間差推定部に、有効シンボル抽出部２−ｉが使用シンボル抽出部に当たる。
【００２９】
以下、本実施例ではガードインターバルを有するマルチキャリアダイバーシチ変調波からデータを復調するものとする。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。
【００３０】
マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００においては、受信信号が直交復調部１−ｉでいわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの信号列が形成されたのち、有効シンボル抽出部２−ｉにおいて、シンボルタイミングにより１有効シンボル長ごとにＮ個の複素ディジタル信号が選択され、更にマルチバス伝搬環境推定部４−ｉの時間応答推定部が出力に基づき、遅延波の影響を受けないＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号が抽出される。ここでは本来抽出すべきＮ個の複素ディジタル信号のうち、先頭のＮ−Ｍ個が遅延波の前シンボルの影響を受けたものとする。ガードインターバルを有している場合はここで同時にガードインターバルも除去される。Ｍ個の複素ディジタル信号が整合フィルタ部３−ｉに出力される。
【００３１】
整合フィルタ部３−ｉにおいては、まずＭ個の複素ディジタル信号の先頭に、Ｎ−Ｍ個の０を加えてＮ個の複素信号とする。次に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。この出力の内、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するものを選択して出力する。尚、Ｌ個のヌルキャリアでないサブキャリアによるＭ個の複素ディジタル信号を生成するためのＭ行Ｌ列の行列Ａの共役転置行列Ａ*を用意し、右からＭ個の複素ディジタル信号からなるベクトルを乗ずることによりＬ個の複素信号を求めても良い。マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の整合フィルタ部３−ｉの出力であるＬ個の複素信号は、各サブキャリアに整合したフィルタにより分離することで、ノイズの影響を最小限に抑えたものであるが、他のサブキャリアからの干渉成分（キャリア間干渉）を含んでいる。
【００３２】
２個の整合フィルタ部３−１及び３−２で分離された２組のＬ本のサブキャリアの信号は、信号合成部５においてダイバーシチ合成される。この時、マルチバス伝搬環境推定部４−１及び４−２の周波数応答推定部４２−１、４２−２から各々伝搬路特性が各サブキャリアごとに複素係数として出力される。よってこの複素係数を用いて２組のＬ本のサブキャリアの信号を周波数ごとに位相を調整した上、振幅による最大比合成を行う。尚、ダイバーシチ合成の方法は任意の方法をとり得る。この出力であるＬ個の複素信号が第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１に出力される。
【００３３】
第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１にて仮判定が行われ、その出力は、整合フィルタ３−１に対応した干渉推定部１２１−１の伝搬路特性再現部１５１−１と、整合フィルタ３−２に対応した干渉推定部１２１−２の伝搬路特性再現部１５１−２とに出力される。伝搬路特性再現部１５１−１及び後段のキャリア間干渉推定部１６１−１、減算器１３１−１においては、マルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき次のようにして受信信号を再現する。
【００３４】
まず伝搬路特性再現部１５１−１において、Ｌ個の複素信号に対し、ヌルキャリアの番号に対応してＮ−Ｌ個の０が挿入され、Ｎ個のサブキャリア信号が形成される。これは、そもそもの受信信号とは若干異なるレプリカであり、上述の通り、キャリア間干渉成分による影響が含まれている。これをマルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき周波数歪みをかける（伝送路の伝達関数を乗ずる）。次に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＮ個の時間軸上の複素信号を得る。次にキャリア間干渉推定部１６１−１において、マルチバス伝搬環境推定部４−１の時間応答推定部４１−１の出力する有効シンボル長に基づき、有効シンボル区間抽出ウインドウで先頭のＮ−Ｍ個の複素信号を０に置換したＮ個の複素信号とする。これを高速フーリエ変換して周波数軸上のＮ個の複素信号を得る。次にマルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき周波数歪みを除く（伝送路の伝達関数で除する）。ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。この出力は、Ｌ個の複素数からなり、整合フィルタ部３−１の出力とは若干異なるレプリカがである。ここからＬ個の複素数であるシンボル仮判定部１１１の出力を減算すると、Ｌ個のサブキャリア各々のキャリア間干渉成分を概算することができる。尚、シンボル仮判定部１１１の出力するＬ個の複素信号に対して周波数歪みを加えたのちの、ヌルキャリアの挿入、ＩＦＦＴ処理及び有効シンボル長の選択を、周波数歪みが加わったＬ個の複素信号に対し１の行列Ａを左から乗ずる演算により行って時間軸上のＭ個の複素信号を得ても良い。また、ＦＦＴ処理に変えて、その時間軸上のＭ個の複素信号、又は時間軸上のＮ個の複素信号からＭ個を選択したのち、当該行列Ａの共役転置行列Ａ*を左から乗ずる演算によってＬ個の複素信号を得ても良く、そもそも周波数歪みが加わったＬ個の複素信号に対し行列Ａ*Ａを乗じて新たなＬ個の複素信号を求めても良い。このＬ個の干渉成分を減算器１３１−１でＬ個の複素数からなる整合フィルタ部３−１の出力から減じると、整合フィルタ部３−１の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００３５】
全く同様にして、シンボル仮判定部１１１の出力するＬ個の複素信号に対して伝搬路特性再現部１５１−２、後段のキャリア間干渉推定部１６１−２、減算器１３１−２において、マルチバス伝搬環境推定部４−２の周波数応答推定部４２−２の出力する伝搬路係数に基づき、整合フィルタ部３−２の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。こうして、信号合成部１４１において、減算器１３１−１と１３１−２の出力である２組のＬ個の複素信号を、マルチバス伝搬環境推定部４−１及び４−２の周波数応答推定部４２−１、４２−２から各々出力される伝搬路特性に基づき、最大比合成によりダイバーシチ合成を行う。尚、ダイバーシチ合成は公知の任意の方法を採用できる。
【００３６】
第１段の干渉成分除去部１０１の信号合成部１４１の出力であるＬ個の複素信号は、整合フィルタ３−１、３−２の出力よりも、また、それらをダイバーシチ合成した信号合成部５の出力よりも確度の高い各サブキャリアの信号である。このような干渉成分除去を第２段の干渉成分除去部１０２、第３段の干渉成分除去部１０３で行う。最終段である第３段の干渉成分除去部１０３の信号合成部１４３の出力であるＬ個の複素信号は、整合フィルタ３−１、３−２の出力よりも、また、それらをダイバーシチ合成した信号合成部５の出力よりも、第１段の干渉成分除去部１０１の信号合成部１４１又は第２段の干渉成分除去部１０２の信号合成部１４２の出力よりも確度の高い各サブキャリアの信号である。これをシンボル判定部６で最終判定し、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７で並直列変換して復調データを得る。
【００３７】
図３にマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は、無線ＬＡＮ（８０２．１１ａ）に準拠し、ＤＣキャリアを含む１２本をヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、ガードインターバル長ＴGIを有効シンボル長Ｔの１／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫ、２波レイリーフェージングモデル、遅延時間差を２ＴGIとした。本発明によれば以下に示す比較例に比べ格段にビット誤り率の低いマルチキャリアダイバーシチ復調装置を構成することができる。
【００３８】
〔第１の比較例〕
例えば特開平１１−２０５２０８（東芝）の出願内容である。図４は、図３で比較例１とした、高速フーリエ変換器を２台有するマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置９００はアンテナを２つ接続するものであり、各々のアンテナｉに対し、直交復調部１−ｉ、シンボルタイミング検出部９４１−ｉ、周波数応答推定部９４２−ｉ、ガードインターバル（ＧＩ）除去部９２−ｉ、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）９３−ｉを有する。また、信号合成部９５、シンボル判定部９６、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７を有する。この構成のうち、直交復調部１−ｉと並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７の作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の直交復調部１−ｉと並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７の作用と同一であり、信号合成部９５、シンボル判定部９６は入出力するデータの大きさが異なるものの実質的な作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の信号合成部５、シンボル判定部６と変わらない。また周波数応答推定部９４２−ｉは、図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の周波数応答推定部４２−ｉと比較して出力先のみが異なるだけである。このような構成の通常のＯＦＤＭ受信部を２台設けて１回のダイバーシチ合成を行った場合、図３に示す通り、遅延時間差が２ＴGIに及ぶとビット誤り率は0.04程度と非常に大きな値となる。
【００３９】
〔第２の比較例〕
図５は、図３で比較例２とした、非特許文献１の復調部を２台有するマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０はアンテナを２つ接続するものであり、各々のアンテナｉに対し、直交復調部１−ｉ、有効シンボル抽出部２−ｉ、整合フィルタ部３−ｉ、時間応答推定部４１−ｉ、周波数応答推定部４２−ｉ、第１段の干渉成分除去部９０１−ｉとして、伝搬路特性補償部９７１−ｉ、シンボル仮判定部９１１−ｉ、伝搬路特性再現部９５１−ｉ、キャリア間干渉推定部９６１−ｉ及び減算器９３１−ｉを有する。第２段及び第３段の干渉成分除去部９０２−ｉ及び９０３−ｉには同様に、それぞれ伝搬路特性補償部９７２−ｉと９７３−ｉ、シンボル仮判定部９１２−ｉと９１３−ｉ、伝搬路特性再現部９５２−ｉと９５３−ｉ、キャリア間干渉推定部９６２−ｉと９６３−ｉ、減算器９３２−ｉと９３３−ｉが設けられている。また、最終段である第３段の干渉成分除去部９０３−１及び９０３−２の後段には信号合成部９９５とシンボル判定部６と並直列変換器７が設けられている。この構成のうち、図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００と同一の符号を付したものはその作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の同一の符号のブロックの作用と同一であり、信号合成部９９５はその入力及び出力がＬ個であること以外は図４の信号合成部９５と実質同一である。図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００において信号合成部５、１４１、１４２においてダイバーシチ合成を周波数歪みを除去したのち行うのに替えて、伝搬路特性補償部９７１〜３−ｉを各段のシンボル仮判定部９１１〜３−ｉの前段に設けて周波数歪みを除去する構成とし、シンボル仮判定部９１１〜３−ｉをアンテナごとに設けた。このような構成のマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０は、図３に示す通り、遅延時間差が２ＴGIに及ぶとビット誤り率は0.003程度である。これは図４のマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００に比して1/10以上改善されているが、ダイバーシチ合成を１回しか用いていないため、各段の干渉成分除去部でダイバーシチ合成を行う図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のビット誤り率には及ばない。
【００４０】
〔変形例〕
図６は、図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００を一部変形した、本発明に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置２００の構成を示すブロック図である。本変形例は、図１の構成においてアンテナを２、干渉成分推定部を３段としていたものを、アンテナを３、干渉成分推定部を２段としたものである。符号ｉが１、２又は３になった点を除けば図１と図６とで同一の符号を付してあるものは同一の作用をするブロックである。また、信号合成部２０５、２４１、２４２は、３組のＬ個の複素信号を３つのマルチパス伝搬環境推定部４−１、４−２、４−３からの各周波数の係数を基に最大比合成することを除けば図１の信号合成部５、１４１、１４２と同一の作用をするものである。
【００４１】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００４２】
上述の各実施例では、遅延波の有効シンボル先頭或いはガードインターバル末尾から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部であれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の概略を示すブロック図。
【図２】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の詳細を示すブロック図。
【図３】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の平均ビット誤り率を示すグラフ図。
【図４】第１の比較例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００の構成を示すブロック図。
【図５】第２の比較例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０の構成を示すブロック図。
【図６】実施例の変形例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置２００の構成の概略を示すブロック図。
【符号の説明】
１−ｉ 第ｉアンテナに対応した直交復調部
２−ｉ 第ｉアンテナに対応した有効シンボル抽出部
３−ｉ 第ｉアンテナに対応した整合フィルタ部
４−ｉ 第ｉアンテナに対応したマルチパス伝搬環境推定部
５ 信号合成部
１０１、１０２、１０３、２０１、２０２ 干渉成分除去合成部
１１１、１１２、１１３、２１１、２２１ シンボル仮判定部
１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉ、２２１−ｉ、２２２−ｉ 干渉推定部
１３１−ｉ、１３２−ｉ、１３３−ｉ、２３１−ｉ、２３２−ｉ 減算器
１５１−ｉ、１５２−ｉ、１５３−ｉ キャリア間干渉推定部
１６１−ｉ、１６２−ｉ、１６３−ｉ 伝搬路特性再現部
１４１、１４２、１４３ 信号合成部
６ シンボル判定部
７ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ）
９３−１、９３−２ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置に関する。本発明はマルチパス環境下でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延時間の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで出願人は特願２００１−２９８０７８を基礎とする特願２００２−２８１８６８において、ヌルキャリアを有するＯＦＤＭ通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチバスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を開示した。本発明者はこれを投稿し、発表した。
【０００５】
【非特許文献１】
N. Suzuki, et al., IEICE Trans. Fundamentals, Vol. E85-A, No. 12 Dec. 2002, p.2859
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
マルチパス環境下においては、上記技術に基づく復調部を複数個用意し、同数個のアンテナを用いてダイバーシチによりエラービットレートを抑制することも考えうる。しかし本発明者は、ダイバーシチ技術を上記技術の内部に組み込むことで、更にエラービットレートを抑制できることを見出し、本願発明を完成させた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願の請求項１に係る発明は、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調方法において、複数個のアンテナごとに設けられた、時間軸上及び周波数軸上のマルチパス伝搬環境を推定する工程と、当該複数個のアンテナごとに設けられ、前記マルチパス伝搬環境を推定する工程で推定した遅延波の遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程と、前記複数個の使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程ごとに設けられた、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、前記複数個の整合フィルタにより分離する工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する工程と、ダイバーシチ合成されたＬ本のサブキャリアの信号を仮判定する小工程と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから前記対応する整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を、マルチパス伝搬環境の周波数特性を考慮して求め、前記対応する整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる小工程と、前記複数個の前記干渉成分を減じる小工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する小工程とからなる１乃至複数段の干渉成分除去工程とを有することを特徴とするマルチキャリアダイバーシチ復調方法である。
【０００８】
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調方法において、前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、前記整合フィルタは、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、前記干渉成分を減じる小工程においては、マルチパス伝搬環境を推定する工程の計算する周波数歪みを用いて、前記仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項３に係る発明は、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調装置において、前記複数個のアンテナごとに設けられた、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、遅延波の遅延時間差及び受信波の周波数歪みを推定する遅延時間差推定部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、前記複数個の整合フィルタの出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部と、前記信号合成部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから対応する整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、対応する整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器と、前記複数個の干渉成分減算器の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置である。
【００１０】
また、請求項４に係る発明は、請求項３に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調装置において、前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、前記整合フィルタ部は前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、前記干渉成分推定器は、マルチパス伝搬環境推定部の計算する周波数歪みを用い、仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器とから成ることを特徴とする。
【００１１】
【作用及び発明の効果】
本願発明のマルチキャリアダイバーシチ復調方法、マルチキャリアダイバーシチ復調装置は、１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号を用いず、Ｎ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を計算する。ここで整合フィルタは、１有効シンボル長の各サブキャリアではなく、当該一部欠けた時間軸上の信号を基に、周波数軸上の信号を概算する働きをする。即ち、Ｌ本の各サブキャリアの１有効シンボル長から一部欠けた時間軸上の波形に対応するＬ個の整合フィルタ群を１個の整合フィルタとして例えば１個の行列演算により実現する。まずこれについて説明する。尚、欠けた部分を有効シンボル長の先頭として説明する。
【００１２】
例えばＮ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式において、Ｎ点フーリエ変換を行列ＦとおくとＮ点フーリエ逆変換の行列は（１／Ｎ）Ｆ*とおくことができる。ただし、行列Ｆ*は行列Ｆの共役転置行列を示し、且つＮ点フーリエ変換の行列Ｆは対称行列であって、行列Ｆのｋ＋１行ｎ＋１列は次の通りである。
【数１】
以下、煩雑さを避けるため、行列の定数倍、ベクトルの定数倍については適宜省略し、例えばＮ点フーリエ逆変換の行列を単にＦ*などと示す。送信側において、Ｎ個のサブキャリアの複素信号（ヌルキャリアに対応するものは０）をＸ(k)（ｋは０からＮ−１までの整数）とおくと、有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）は次の通りとなる。
【数２】
ここで、Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ*の要素を、第１列、第２列、第Ｎ列ごとに縦ベクトルｆ0、ｆ1、…、ｆN-1とおくと、各縦ベクトルｆ0、ｆ1、…、ｆN-1に対応する横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1は、各々第０、第１、第Ｎ−１のサブキャリアの波形になっている。Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ*の共役転置行列Ｆは、当該横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1の複素共役を第１行、第２行、…、第Ｎ行に有するものである。有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）をＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗ずることは、Ｎ本のサブキャリアを抽出する整合フィルタ群に当該有効シンボル長の離散波形ｘ(n)を作用させてキャリア成分の複素信号(複素振幅)を求めることと等価である。
【００１５】
ここで、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を整合フィルタに作用させる場合は次のように考えることができる。上記Ｎ次の各横ベクトルtｆ0、tｆ1、…、tｆN-1の複素共役について、左からＮ−Ｍ個の欠けたＭ次の横ベクトルを、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号からなる縦ベクトルに左から乗ずることで達成できることは明らかである。
【００１６】
本願発明においてはＮ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式には限定されない。Ｌ個の複素信号で変調されたＬ個のサブキャリアの波形を合成した、Ｎ個の離散波形からＭ個を取り出した、時間軸上のＭ個の複素信号からＬ個のサブキャリアのシンボルを求める。変調側がＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素シンボルからなるベクトルを、Ｍ行Ｌ列の行列Ａに右から乗ずることにより達成されるならば、復調側の整合フィルタの演算としては、Ｍ個の離散波形を示すＭ個の複素信号からなるベクトルを、Ｍ行Ｌ列の行列Ａの共役転置行列であるＬ行Ｍ列の行列Ａ*に右から乗ずることで達成できる。
【００１７】
勿論、ＯＦＤＭ復調側において、Ｎ点フーリエ変換の行列Ｆを用いる場合は、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号の先頭にＮ−Ｍ個の０を加えたＮ次のベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じて、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号を取り出すことで達成できる。
【００１８】
１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号からなるベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じた場合は、各キャリア間の干渉が生じず、得られるＮ個の複素信号はヌルキャリアを含めたＮ本のサブキャリアのシンボルである。しかし、本願は有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号に対して整合フィルタを作用させているので、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号はキャリア間干渉を有する。これを次のように、ダイバーシチ合成をしながらキャリア間干渉を除去していく。
【００１９】
まず、非特許文献１の技術内容を説明する。複数個の整合フィルタの出力のうち、１組のＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号をＬ次のベクトルＸ0で示す。まず、仮判定により、Ｌ次のベクトルＸ0からＬ次のベクトルＸ1を仮判定する。即ち、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭその他の変調方式にあった、複素信号のいずれかに当てはめる。この時、Ｌ次のベクトルＸ0はキャリア間干渉を有するのでＬ次のベクトルＸ1は送信されたＬ本のサブキャリアの複素信号とは一部異なっている可能性が高い。そこで仮判定されたＬ次のベクトルＸ1から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成する。次に、当該Ｎ次のベクトルを変調した時間軸上の波形に変換する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じておく。次にＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、再度周波数軸上の値に変換するためにＮ点フーリエ変換する。次に周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除する。これは行列Ｒを用いてＲＸ1とおくことができる。
【００２０】
前記仮判定されたＬ次のベクトルＸ1に対し、Ｌ次のベクトルＲＸ1がえられたので、これらに差があれば、その差ＲＸ1−Ｘ1は、上記整合フィルタの出力Ｘ0の有するキャリア間干渉成分である可能性が高い。そこで、整合フィルタの出力Ｘ0から、ＲＸ1−Ｘ1を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ2を仮判定する。仮判定されたＬ次のベクトルＸ2は、一段前の仮判定されたＬ次のベクトルＸ1よりもキャリア間干渉が減っていることが下記実施例のシミュレーションで確かめられている。そこで同様に、仮判定されたＬ次のベクトルＸ2から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成する。次に、当該Ｎ次のベクトルを変調した時間軸上の波形に変換する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じておく。次にＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、再度周波数軸上の値に変換するためにＮ点フーリエ変換する。次に周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。この際、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除する。こうして出力ＲＸ2を求め、整合フィルタの出力Ｘ0からＲＸ2−Ｘ2を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ3を仮判定する。このように、Ｌ本のサブキャリアの複素信号を順次仮判定し、整合フィルタにおけるキャリア間干渉を見積もってＬ個の複素信号をＬ本のサブキャリアの複素信号に近づけていくことができる。これが非特許文献１の技術内容である。
【００２１】
本願発明では、ダイバーシチ合成を各アンテナごとに非特許文献１の技術を適用した最終結果に適用するのではなく、信号合成をシンボル仮判定の前において各段の干渉成分除去工程のシンボル仮判定を一元化する。各段の仮判定されたシンボルはアンテナに対応した複数個の整合フィルタごとに設けられたキャリア間干渉推定小工程、干渉成分減算小工程を通して、元の複数個の整合フィルタの出力よりも確度の高い複数組のＬ本のサブキャリア信号となる。これを次段においてダイバーシチ合成し、その結果である１組のＬ本の信号からＬ本のサブキャリア信号を仮判定する。これを複数個の整合フィルタごとに設けられたキャリア間干渉推定小工程、干渉成分減算小工程を通して、アンテナに対応した元の複数個の整合フィルタの出力よりも確度の高い複数組のＬ本のサブキャリア信号となる。
【００２２】
このような干渉成分除去工程を１乃至複数段有することで、単に各アンテナごとに非特許文献１の技術を適用した最終結果にダイバーシチ合成を適用するよりも、格段にエラービットレートを抑制することが可能となる。
【００２３】
本願発明の復調方法又は復調方式は、ヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号は常に正確に得られるものではないが、後述する通り、通信方式として十分有効性のあるエラービットレートに押えることができる。これは復調に用いる時間軸上のシンボル長を短くすることができることを意味し、ガードインターバルを越える遅延波が到来しても、当該遅延波にあわせた、本来の有効シンボル長よりも短い時間軸上の離散波形からヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を得ることが可能となる。
【００２４】
上記の通り、Ｌ次のベクトルＸ1から、ＲＸ1−Ｘ1を求めるには、予め行列Ｒを求めておいてＲＸ1−Ｘ1と計算することも可能である。また、ＯＦＤＭの場合には、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成して、伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）を乗じた上でＮ点フーリエ逆変換し、得られるＮ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えて、Ｎ点フーリエ変換し、周波数軸上の値においてＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択した上で伝送経路特性（伝送経路の伝達関数）で除して、ＲＸ1を求めてＸ1を減じてＲＸ1−Ｘ1を計算しても良い。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本発明は、遅延波の電力が小さい場合は、周波数歪みによる補正を行わなくても有効であるが、その場合はダイバーシチを用いた効果も小さい。そこで下記実施例においては当該周波数伝搬特性による複素信号の周波数歪みを修正する部分を省略してまず説明し、シミュレーションで用いた構成は別の図で示すものとする。
【００２６】
〔実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の概略を示すブロック図、図２は構成の詳細を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００は、２つのアンテナに接続され、第ｉ（本実施例ではｉは１又は２）アンテナに対応して各々直交復調部１−ｉ、有効シンボル抽出部２−ｉ、整合フィルタ部３−ｉ、マルチバス伝搬環境推定部４−ｉを有する。また、第１段の干渉成分除去部１０１として、シンボル仮判定部１１１、整合フィルタ３−ｉに対応して設けられた干渉推定部１２１−ｉ及び減算器１３１−ｉ、並びに信号合成部１４１を有する。第２段及び第３段の干渉成分除去部１０２及び１０３には同様に、それぞれシンボル仮判定部１１２と１１３が、整合フィルタ３−ｉに対応して設けられた干渉推定部１２２−ｉと１２３−ｉ及び減算器１３２−ｉと１３３−ｉが、並びに信号合成部１４２と１４３が設けられている。また、第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１の前段には信号合成部５が、第３段の干渉成分除去部１０３の後段にはシンボル判定部６と並直列変換器７が設けられている。
【００２７】
図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のマルチバス伝搬環境推定部４−１は、図２に示すように２つの部分である、時間応答推定部４１−１と周波数応答推定部４２−１で構成される。尚、図２では第２アンテナに対する構成を略しているが、マルチバス伝搬環境推定部４−２も、２つの部分である、時間応答推定部４１−２と周波数応答推定部４２−２で構成される。同様に各段の干渉推定部１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉは、各々２つの部分である、伝搬路特性再現部１５１−ｉ、１５２−ｉ、１５３−ｉと、キャリア間干渉推定部１６１−ｉ、１６２−ｉ、１６３−ｉとで構成される。
【００２８】
本実施例は請求項１乃至４の具体的な実施例に当たる。シンボル仮判定部１１１、１１２、１１３が仮判定器に、干渉推定部１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉが干渉成分推定器に、減算器１３１−ｉ、１３２−ｉ、１３３−ｉが干渉成分減算器に、干渉成分除去部１０１、１０２、１０３が干渉成分除去部に当たる。また、直交復調部１−ｉが直交復調及びサンプリング部に、マルチバス伝搬環境推定部４−ｉが遅延時間差推定部に、有効シンボル抽出部２−ｉが使用シンボル抽出部に当たる。
【００２９】
以下、本実施例ではガードインターバルを有するマルチキャリアダイバーシチ変調波からデータを復調するものとする。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。
【００３０】
マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００においては、受信信号が直交復調部１−ｉでいわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの信号列が形成されたのち、有効シンボル抽出部２−ｉにおいて、シンボルタイミングにより１有効シンボル長ごとにＮ個の複素ディジタル信号が選択され、更にマルチバス伝搬環境推定部４−ｉの時間応答推定部が出力に基づき、遅延波の影響を受けないＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号が抽出される。ここでは本来抽出すべきＮ個の複素ディジタル信号のうち、先頭のＮ−Ｍ個が遅延波の前シンボルの影響を受けたものとする。ガードインターバルを有している場合はここで同時にガードインターバルも除去される。Ｍ個の複素ディジタル信号が整合フィルタ部３−ｉに出力される。
【００３１】
整合フィルタ部３−ｉにおいては、まずＭ個の複素ディジタル信号の先頭に、Ｎ−Ｍ個の０を加えてＮ個の複素信号とする。次に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。この出力の内、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するものを選択して出力する。尚、Ｌ個のヌルキャリアでないサブキャリアによるＭ個の複素ディジタル信号を生成するためのＭ行Ｌ列の行列Ａの共役転置行列Ａ*を用意し、右からＭ個の複素ディジタル信号からなるベクトルを乗ずることによりＬ個の複素信号を求めても良い。マルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の整合フィルタ部３−ｉの出力であるＬ個の複素信号は、各サブキャリアに整合したフィルタにより分離することで、ノイズの影響を最小限に抑えたものであるが、他のサブキャリアからの干渉成分（キャリア間干渉）を含んでいる。
【００３２】
２個の整合フィルタ部３−１及び３−２で分離された２組のＬ本のサブキャリアの信号は、信号合成部５においてダイバーシチ合成される。この時、マルチバス伝搬環境推定部４−１及び４−２の周波数応答推定部４２−１、４２−２から各々伝搬路特性が各サブキャリアごとに複素係数として出力される。よってこの複素係数を用いて２組のＬ本のサブキャリアの信号を周波数ごとに位相を調整した上、振幅による最大比合成を行う。尚、ダイバーシチ合成の方法は任意の方法をとり得る。この出力であるＬ個の複素信号が第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１に出力される。
【００３３】
第１段の干渉成分除去部１０１のシンボル仮判定部１１１にて仮判定が行われ、その出力は、整合フィルタ３−１に対応した干渉推定部１２１−１の伝搬路特性再現部１５１−１と、整合フィルタ３−２に対応した干渉推定部１２１−２の伝搬路特性再現部１５１−２とに出力される。伝搬路特性再現部１５１−１及び後段のキャリア間干渉推定部１６１−１、減算器１３１−１においては、マルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき次のようにして受信信号を再現する。
【００３４】
まず伝搬路特性再現部１５１−１において、Ｌ個の複素信号に対し、ヌルキャリアの番号に対応してＮ−Ｌ個の０が挿入され、Ｎ個のサブキャリア信号が形成される。これは、そもそもの受信信号とは若干異なるレプリカであり、上述の通り、キャリア間干渉成分による影響が含まれている。これをマルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき周波数歪みをかける（伝送路の伝達関数を乗ずる）。次に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＮ個の時間軸上の複素信号を得る。次にキャリア間干渉推定部１６１−１において、マルチバス伝搬環境推定部４−１の時間応答推定部４１−１の出力する有効シンボル長に基づき、有効シンボル区間抽出ウインドウで先頭のＮ−Ｍ個の複素信号を０に置換したＮ個の複素信号とする。これを高速フーリエ変換して周波数軸上のＮ個の複素信号を得る。次にマルチバス伝搬環境推定部４−１の周波数応答推定部４２−１の出力する伝搬路係数に基づき周波数歪みを除く（伝送路の伝達関数で除する）。ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。この出力は、Ｌ個の複素数からなり、整合フィルタ部３−１の出力とは若干異なるレプリカがである。ここからＬ個の複素数であるシンボル仮判定部１１１の出力を減算すると、Ｌ個のサブキャリア各々のキャリア間干渉成分を概算することができる。尚、シンボル仮判定部１１１の出力するＬ個の複素信号に対して周波数歪みを加えたのちの、ヌルキャリアの挿入、ＩＦＦＴ処理及び有効シンボル長の選択を、周波数歪みが加わったＬ個の複素信号に対し１の行列Ａを左から乗ずる演算により行って時間軸上のＭ個の複素信号を得ても良い。また、ＦＦＴ処理に変えて、その時間軸上のＭ個の複素信号、又は時間軸上のＮ個の複素信号からＭ個を選択したのち、当該行列Ａの共役転置行列Ａ*を左から乗ずる演算によってＬ個の複素信号を得ても良く、そもそも周波数歪みが加わったＬ個の複素信号に対し行列Ａ*Ａを乗じて新たなＬ個の複素信号を求めても良い。このＬ個の干渉成分を減算器１３１−１でＬ個の複素数からなる整合フィルタ部３−１の出力から減じると、整合フィルタ部３−１の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００３５】
全く同様にして、シンボル仮判定部１１１の出力するＬ個の複素信号に対して伝搬路特性再現部１５１−２、後段のキャリア間干渉推定部１６１−２、減算器１３１−２において、マルチバス伝搬環境推定部４−２の周波数応答推定部４２−２の出力する伝搬路係数に基づき、整合フィルタ部３−２の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。こうして、信号合成部１４１において、減算器１３１−１と１３１−２の出力である２組のＬ個の複素信号を、マルチバス伝搬環境推定部４−１及び４−２の周波数応答推定部４２−１、４２−２から各々出力される伝搬路特性に基づき、最大比合成によりダイバーシチ合成を行う。尚、ダイバーシチ合成は公知の任意の方法を採用できる。
【００３６】
第１段の干渉成分除去部１０１の信号合成部１４１の出力であるＬ個の複素信号は、整合フィルタ３−１、３−２の出力よりも、また、それらをダイバーシチ合成した信号合成部５の出力よりも確度の高い各サブキャリアの信号である。このような干渉成分除去を第２段の干渉成分除去部１０２、第３段の干渉成分除去部１０３で行う。最終段である第３段の干渉成分除去部１０３の信号合成部１４３の出力であるＬ個の複素信号は、整合フィルタ３−１、３−２の出力よりも、また、それらをダイバーシチ合成した信号合成部５の出力よりも、第１段の干渉成分除去部１０１の信号合成部１４１又は第２段の干渉成分除去部１０２の信号合成部１４２の出力よりも確度の高い各サブキャリアの信号である。これをシンボル判定部６で最終判定し、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７で並直列変換して復調データを得る。
【００３７】
図３にマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は、無線ＬＡＮ（８０２．１１ａ）に準拠し、ＤＣキャリアを含む１２本をヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、ガードインターバル長ＴGIを有効シンボル長Ｔの１／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫ、２波レイリーフェージングモデル、遅延時間差を２ＴGIとした。本発明によれば以下に示す比較例に比べ格段にビット誤り率の低いマルチキャリアダイバーシチ復調装置を構成することができる。
【００３８】
〔第１の比較例〕
例えば特開平１１−２０５２０８（東芝）の出願内容である。図４は、図３で比較例１とした、高速フーリエ変換器を２台有するマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置９００はアンテナを２つ接続するものであり、各々のアンテナｉに対し、直交復調部１−ｉ、シンボルタイミング検出部９４１−ｉ、周波数応答推定部９４２−ｉ、ガードインターバル（ＧＩ）除去部９２−ｉ、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）９３−ｉを有する。また、信号合成部９５、シンボル判定部９６、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７を有する。この構成のうち、直交復調部１−ｉと並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７の作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の直交復調部１−ｉと並直列変換器（Ｐ／Ｓ）７の作用と同一であり、信号合成部９５、シンボル判定部９６は入出力するデータの大きさが異なるものの実質的な作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の信号合成部５、シンボル判定部６と変わらない。また周波数応答推定部９４２−ｉは、図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の周波数応答推定部４２−ｉと比較して出力先のみが異なるだけである。このような構成の通常のＯＦＤＭ受信部を２台設けて１回のダイバーシチ合成を行った場合、図３に示す通り、遅延時間差が２ＴGIに及ぶとビット誤り率は0.04程度と非常に大きな値となる。
【００３９】
〔第２の比較例〕
図５は、図３で比較例２とした、非特許文献１の復調部を２台有するマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０の構成を示すブロック図である。マルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０はアンテナを２つ接続するものであり、各々のアンテナｉに対し、直交復調部１−ｉ、有効シンボル抽出部２−ｉ、整合フィルタ部３−ｉ、時間応答推定部４１−ｉ、周波数応答推定部４２−ｉ、第１段の干渉成分除去部９０１−ｉとして、伝搬路特性補償部９７１−ｉ、シンボル仮判定部９１１−ｉ、伝搬路特性再現部９５１−ｉ、キャリア間干渉推定部９６１−ｉ及び減算器９３１−ｉを有する。第２段及び第３段の干渉成分除去部９０２−ｉ及び９０３−ｉには同様に、それぞれ伝搬路特性補償部９７２−ｉと９７３−ｉ、シンボル仮判定部９１２−ｉと９１３−ｉ、伝搬路特性再現部９５２−ｉと９５３−ｉ、キャリア間干渉推定部９６２−ｉと９６３−ｉ、減算器９３２−ｉと９３３−ｉが設けられている。また、最終段である第３段の干渉成分除去部９０３−１及び９０３−２の後段には信号合成部９９５とシンボル判定部６と並直列変換器７が設けられている。この構成のうち、図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００と同一の符号を付したものはその作用は図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の同一の符号のブロックの作用と同一であり、信号合成部９９５はその入力及び出力がＬ個であること以外は図４の信号合成部９５と実質同一である。図１、図２のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００において信号合成部５、１４１、１４２においてダイバーシチ合成を周波数歪みを除去したのち行うのに替えて、伝搬路特性補償部９７１〜３−ｉを各段のシンボル仮判定部９１１〜３−ｉの前段に設けて周波数歪みを除去する構成とし、シンボル仮判定部９１１〜３−ｉをアンテナごとに設けた。このような構成のマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０は、図３に示す通り、遅延時間差が２ＴGIに及ぶとビット誤り率は0.003程度である。これは図４のマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００に比して1/10以上改善されているが、ダイバーシチ合成を１回しか用いていないため、各段の干渉成分除去部でダイバーシチ合成を行う図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００のビット誤り率には及ばない。
【００４０】
〔変形例〕
図６は、図１のマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００を一部変形した、本発明に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置２００の構成を示すブロック図である。本変形例は、図１の構成においてアンテナを２、干渉成分推定部を３段としていたものを、アンテナを３、干渉成分推定部を２段としたものである。符号ｉが１、２又は３になった点を除けば図１と図６とで同一の符号を付してあるものは同一の作用をするブロックである。また、信号合成部２０５、２４１、２４２は、３組のＬ個の複素信号を３つのマルチパス伝搬環境推定部４−１、４−２、４−３からの各周波数の係数を基に最大比合成することを除けば図１の信号合成部５、１４１、１４２と同一の作用をするものである。
【００４１】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００４２】
上述の各実施例では、遅延波の有効シンボル先頭或いはガードインターバル末尾から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部であれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の概略を示すブロック図。
【図２】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の構成の詳細を示すブロック図。
【図３】本願の実施例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置１００の平均ビット誤り率を示すグラフ図。
【図４】第１の比較例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置９００の構成を示すブロック図。
【図５】第２の比較例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置９９０の構成を示すブロック図。
【図６】実施例の変形例に係るマルチキャリアダイバーシチ復調装置２００の構成の概略を示すブロック図。
【符号の説明】
１−ｉ 第ｉアンテナに対応した直交復調部
２−ｉ 第ｉアンテナに対応した有効シンボル抽出部
３−ｉ 第ｉアンテナに対応した整合フィルタ部
４−ｉ 第ｉアンテナに対応したマルチパス伝搬環境推定部
５ 信号合成部
１０１、１０２、１０３、２０１、２０２ 干渉成分除去合成部
１１１、１１２、１１３、２１１、２２１ シンボル仮判定部
１２１−ｉ、１２２−ｉ、１２３−ｉ、２２１−ｉ、２２２−ｉ 干渉推定部
１３１−ｉ、１３２−ｉ、１３３−ｉ、２３１−ｉ、２３２−ｉ 減算器
１５１−ｉ、１５２−ｉ、１５３−ｉ キャリア間干渉推定部
１６１−ｉ、１６２−ｉ、１６３−ｉ 伝搬路特性再現部
１４１、１４２、１４３ 信号合成部
６ シンボル判定部
７ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ）
９３−１、９３−２ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
Claims (4)
- 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調方法において、
複数個のアンテナごとに設けられた、時間軸上及び周波数軸上のマルチパス伝搬環境を推定する工程と、
当該複数個のアンテナごとに設けられ、前記マルチパス伝搬環境を推定する工程で推定した遅延波の遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程と、
前記複数個の使用シンボル部分Ｍ点を取り出す工程ごとに設けられた、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、
前記複数個の整合フィルタにより分離する工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する工程と、
ダイバーシチ合成されたＬ本のサブキャリアの信号を仮判定する小工程と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから前記対応する整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を、マルチパス伝搬環境の周波数特性を考慮して求め、前記対応する整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる小工程と、前記複数個の前記干渉成分を減じる小工程の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する小工程とからなる１乃至複数段の干渉成分除去工程と
を有することを特徴とするマルチキャリアダイバーシチ復調方法。 - 前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、
前記整合フィルタは、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、
前記干渉成分を減じる小工程においては、マルチパス伝搬環境を推定する工程の計算する周波数歪みを用いて、前記仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調方法。 - 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を複数個のアンテナで受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリアダイバーシチ復調装置において、
前記複数個のアンテナごとに設けられた、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
前記複数個のアンテナごとに設けられた、遅延波の遅延時間差及び受信波の周波数歪みを推定するマルチパス伝搬環境推定部と、
前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記マルチパス伝搬環境推定部の推定した遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
前記複数個のアンテナごとに設けられた、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
前記複数個の整合フィルタの出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部と、
前記信号合成部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、仮判定したＬ個のシンボルから対応する整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を、前記マルチパス伝搬環境推定部の推定した周波数歪みを勘案して求める干渉成分推定器と、前記複数個の整合フィルタごとに設けられた、対応する整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器と、前記複数個の干渉成分減算器の出力である複数組のＬ本のサブキャリアの信号をダイバーシチ合成する信号合成部とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。 - 前記マルチャリア変調はＯＦＤＭであり、
前記整合フィルタ部は前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて形成され、
前記干渉成分推定器は、
マルチパス伝搬環境推定部の計算する周波数歪みを用い、
仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、
ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、
逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、
有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、
高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、
キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器とから成る
ことを特徴とする請求項３に記載のマルチキャリアダイバーシチ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003024795A JP4134742B2 (ja) | 2003-01-31 | 2003-01-31 | マルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003024795A JP4134742B2 (ja) | 2003-01-31 | 2003-01-31 | マルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004236188A JP2004236188A (ja) | 2004-08-19 |
| JP4134742B2 true JP4134742B2 (ja) | 2008-08-20 |
Family
ID=32953238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003024795A Expired - Fee Related JP4134742B2 (ja) | 2003-01-31 | 2003-01-31 | マルチキャリアダイバーシチ復調方法及びマルチキャリアダイバーシチ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4134742B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4557160B2 (ja) * | 2005-04-28 | 2010-10-06 | 日本電気株式会社 | 無線通信システム、無線通信装置、受信装置、および無線通信方法 |
| JP4722752B2 (ja) * | 2006-04-11 | 2011-07-13 | 日本電信電話株式会社 | Ｏｆｄｍ信号受信装置 |
| JP4722753B2 (ja) * | 2006-04-12 | 2011-07-13 | 日本電信電話株式会社 | Ｏｆｄｍ信号伝送システム、ｏｆｄｍ信号伝送方法およびｏｆｄｍ信号受信装置 |
-
2003
- 2003-01-31 JP JP2003024795A patent/JP4134742B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004236188A (ja) | 2004-08-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060125 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080331 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080520 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110613 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110613 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613 Year of fee payment: 4 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613 Year of fee payment: 4 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130613 Year of fee payment: 5 |
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