JP2001060936A - 直交周波数分割多重信号の送受信方法及びその装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号の送受信方法及びその装置Info
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 直交周波数分割多重化方式を改善した信号伝
送方法及びその装置を提供する。 【解決手段】 送信方法は、（ａ）直交周波数分割多重
信号を符号化する段階と、（ｂ）符号化されたＮ個のコ
ードデータを１つのブロックにまとめ、ブロックに分け
る段階と、（ｃ）小ブロックを高速フーリエ逆変換する
段階と、（ｄ）小ブロックを結合し逆変換ブロックを生
成する段階と、（ｅ）循環プリフィックスを付加する段
階と、（ｆ）アナログ信号に変換して伝送する段階とを
含む。受信方法は、（ａ）受信された直交周波数分割多
重信号をデジタル変換して信号サンプルを得る段階と、
（ｂ）循環プリフィックスを除去する段階と、（ｃ）サ
ンプルブロックを分ける段階と、（ｄ）小ブロックを高
速フーリエ変換する段階と、（ｅ）小ブロックを結合し
て、変換ブロックを生成する段階と、（ｆ）変換ブロッ
クからデータを検出し、復号化する段階とを含む。
送方法及びその装置を提供する。 【解決手段】 送信方法は、（ａ）直交周波数分割多重
信号を符号化する段階と、（ｂ）符号化されたＮ個のコ
ードデータを１つのブロックにまとめ、ブロックに分け
る段階と、（ｃ）小ブロックを高速フーリエ逆変換する
段階と、（ｄ）小ブロックを結合し逆変換ブロックを生
成する段階と、（ｅ）循環プリフィックスを付加する段
階と、（ｆ）アナログ信号に変換して伝送する段階とを
含む。受信方法は、（ａ）受信された直交周波数分割多
重信号をデジタル変換して信号サンプルを得る段階と、
（ｂ）循環プリフィックスを除去する段階と、（ｃ）サ
ンプルブロックを分ける段階と、（ｄ）小ブロックを高
速フーリエ変換する段階と、（ｅ）小ブロックを結合し
て、変換ブロックを生成する段階と、（ｆ）変換ブロッ
クからデータを検出し、復号化する段階とを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は信号伝送方法及びそ
の装置に係り、特に、直交周波数分割多重化方式が改善
された信号伝送方法及びその装置に関する。
の装置に係り、特に、直交周波数分割多重化方式が改善
された信号伝送方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線または有線チャンネルを介してデー
タを伝送する場合、伝送速度が高まるほどマルチパスフ
ェーディング（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｆａｄｉｎｇ）ま
たはシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔ
ｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、以下、ＩＳＩと称する）が増大さ
れ、信頼性のあるデータ伝送が困難になる。直交周波数
分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以
下、ＯＦＤＭと称する）及び離散多重トーン（Ｄｉｓｃ
ｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ、以下、ＤＭＴと称す
る）はマルチパスフェーディング及びＩＳＩに強く、し
かも帯域効率が高いという理由から、ヨーロッパではデ
ジタルオーディオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ
Ｂｒｏａｄｃａｓｔ；ＤＡＢ）及びデジタルテレビ（Ｄ
ｉｇｉｔａｌ ＴＶ）の信号伝送方式として採択され、
米国では非対称デジタル加入者ライン（Ａｓｙｍｍｅｔ
ｒｉｃＤｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎ
ｅ；ＡＤＳＬ）及び汎用の非対称デジタル加入者ライン
（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ；ＵＡＤＳ
Ｌ）で使われる。
タを伝送する場合、伝送速度が高まるほどマルチパスフ
ェーディング（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｆａｄｉｎｇ）ま
たはシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔ
ｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、以下、ＩＳＩと称する）が増大さ
れ、信頼性のあるデータ伝送が困難になる。直交周波数
分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以
下、ＯＦＤＭと称する）及び離散多重トーン（Ｄｉｓｃ
ｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ、以下、ＤＭＴと称す
る）はマルチパスフェーディング及びＩＳＩに強く、し
かも帯域効率が高いという理由から、ヨーロッパではデ
ジタルオーディオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ
Ｂｒｏａｄｃａｓｔ；ＤＡＢ）及びデジタルテレビ（Ｄ
ｉｇｉｔａｌ ＴＶ）の信号伝送方式として採択され、
米国では非対称デジタル加入者ライン（Ａｓｙｍｍｅｔ
ｒｉｃＤｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎ
ｅ；ＡＤＳＬ）及び汎用の非対称デジタル加入者ライン
（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ；ＵＡＤＳ
Ｌ）で使われる。
【０００３】図１は、通常のＯＦＤＭ信号伝送のプロセ
スを示すものである。一連の入力データビットｂｎは、
符号化器１０２によってサブシンボルＸｎに符号化され
る。この一連の符号化されたサブシンボルＸｎは、シリ
アル−パラレル変換器１０４によってサイズがＮである
ブロックまたはベクトルに変換される。パイロットトー
ン付加器１０５は、受信側におけるチャンネル推定のた
めに、前記符号化されたサブシンボルＸｎにＭ個のパイ
ロットトーンＰｉ（ｉ−１，…，Ｍ）を付加する。パイ
ロットトーン付加器１０５の出力は、Ｎ−点高速フーリ
エ逆変換器（Ｎ−ｐｏｉｎｔ Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓ
ｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ、以下、
Ｎ−ＩＦＦＴと称する）１０６によってＮ−点高速フー
リエ逆変換されて時間領域信号ｘｋに変換される。この
時間領域信号ｘｋは、下記式（１）のように表わし得
る。 式（１）中、ｎは周波数領域インデックスを表わし、ｋ
は時間領域インデックスを表わす。
スを示すものである。一連の入力データビットｂｎは、
符号化器１０２によってサブシンボルＸｎに符号化され
る。この一連の符号化されたサブシンボルＸｎは、シリ
アル−パラレル変換器１０４によってサイズがＮである
ブロックまたはベクトルに変換される。パイロットトー
ン付加器１０５は、受信側におけるチャンネル推定のた
めに、前記符号化されたサブシンボルＸｎにＭ個のパイ
ロットトーンＰｉ（ｉ−１，…，Ｍ）を付加する。パイ
ロットトーン付加器１０５の出力は、Ｎ−点高速フーリ
エ逆変換器（Ｎ−ｐｏｉｎｔ Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓ
ｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ、以下、
Ｎ−ＩＦＦＴと称する）１０６によってＮ−点高速フー
リエ逆変換されて時間領域信号ｘｋに変換される。この
時間領域信号ｘｋは、下記式（１）のように表わし得
る。 式（１）中、ｎは周波数領域インデックスを表わし、ｋ
は時間領域インデックスを表わす。
【０００４】パラレル−シリアル変換器１０８は、Ｎ個
の構成要素からなるブロックまたはベクトルを一連の時
間領域信号ｘｋに変換する。循環プリフィックス付加器
１１０は、Ｎ個の信号のうち最後のＧ個の信号を複写し
てＮ個の信号の最初位置に付加する。このＧ個の信号を
循環プリフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）と
呼ぶ。この（Ｎ＋Ｇ）個の信号サンプルは、時間領域に
おいて１つのＯＦＤＭシンボルブロックをなす。このよ
うなＯＦＤＭシンボルブロックが連続的にデジタル−ア
ナログ変換器１１２を介してアナログ信号に変換され、
適宜な中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ、以下、Ｉ／Ｆと称する）及び無線周波数
（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以下、Ｒ／Ｆと称
する）処理過程を経て出力される。以上の過程は、既存
のＯＦＤＭシステムにおける通常の信号伝送過程であ
る。 ここで、符号化器１０２及びシリアル−パラレル
変換器１０４は、その配置順序が逆になっていても良
い。
の構成要素からなるブロックまたはベクトルを一連の時
間領域信号ｘｋに変換する。循環プリフィックス付加器
１１０は、Ｎ個の信号のうち最後のＧ個の信号を複写し
てＮ個の信号の最初位置に付加する。このＧ個の信号を
循環プリフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）と
呼ぶ。この（Ｎ＋Ｇ）個の信号サンプルは、時間領域に
おいて１つのＯＦＤＭシンボルブロックをなす。このよ
うなＯＦＤＭシンボルブロックが連続的にデジタル−ア
ナログ変換器１１２を介してアナログ信号に変換され、
適宜な中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ、以下、Ｉ／Ｆと称する）及び無線周波数
（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以下、Ｒ／Ｆと称
する）処理過程を経て出力される。以上の過程は、既存
のＯＦＤＭシステムにおける通常の信号伝送過程であ
る。 ここで、符号化器１０２及びシリアル−パラレル
変換器１０４は、その配置順序が逆になっていても良
い。
【０００５】図２は、通常のＯＦＤＭ信号受信のプロセ
スを示すものである。受信されるアナログ信号は、適宜
なＲ／Ｆ及びＩ／Ｆ処理によってベースバンド信号ｒ
（ｔ）に変形され、さらにアナログ−デジタル変換器２
０２を介してサンプリングされてデジタル信号ｒｋに変
換される。循環プリフィックス除去器２０４は、受信さ
れる信号でＯＦＤＭシンボルブロックの開始点を探して
循環プリフィックスを除去した後に、Ｎ個の信号サンプ
ルを出力する。シリアル−パラレル変換器２０６は、さ
らに一連の信号サンプルをサイズがＮであるベクトルま
たはブロックに変換してＮ−点高速フーリエ変換器（Ｎ
−ｐｏｉｎｔ Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆ
ｏｒｍｅｒ）以下、Ｎ−ＦＦＴと称する）２０８に出力
する。Ｎ−ＦＦＴ ２０８は、時間領域信号ｒｋを周波
数領域信号Ｒｎに変換する。この周波数領域信号Ｒ
ｎは、下記式（２）のように表わし得る。 さらに、前記Ｒｎは下記式（３）のように表わし得る。 Ｒｎ＝Ｘｎ・Ｈｎ＋Ｉｎ＋Ｗｎ ‥（３） 式（３）中、Ｘｎはデータ及びパイロットトーンＰｉを
含むデータ、Ｈｎはチャンネル応答、Ｉｎは搬送波間干
渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎ
ｃｅ）、そしてＷｎは加算白色ガウス雑音（Ａｄｄｉｔ
ｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ；
ＡＷＧＮ）を表わす。
スを示すものである。受信されるアナログ信号は、適宜
なＲ／Ｆ及びＩ／Ｆ処理によってベースバンド信号ｒ
（ｔ）に変形され、さらにアナログ−デジタル変換器２
０２を介してサンプリングされてデジタル信号ｒｋに変
換される。循環プリフィックス除去器２０４は、受信さ
れる信号でＯＦＤＭシンボルブロックの開始点を探して
循環プリフィックスを除去した後に、Ｎ個の信号サンプ
ルを出力する。シリアル−パラレル変換器２０６は、さ
らに一連の信号サンプルをサイズがＮであるベクトルま
たはブロックに変換してＮ−点高速フーリエ変換器（Ｎ
−ｐｏｉｎｔ Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆ
ｏｒｍｅｒ）以下、Ｎ−ＦＦＴと称する）２０８に出力
する。Ｎ−ＦＦＴ ２０８は、時間領域信号ｒｋを周波
数領域信号Ｒｎに変換する。この周波数領域信号Ｒ
ｎは、下記式（２）のように表わし得る。 さらに、前記Ｒｎは下記式（３）のように表わし得る。 Ｒｎ＝Ｘｎ・Ｈｎ＋Ｉｎ＋Ｗｎ ‥（３） 式（３）中、Ｘｎはデータ及びパイロットトーンＰｉを
含むデータ、Ｈｎはチャンネル応答、Ｉｎは搬送波間干
渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎ
ｃｅ）、そしてＷｎは加算白色ガウス雑音（Ａｄｄｉｔ
ｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ；
ＡＷＧＮ）を表わす。
【０００６】チャンネル推定器２０９は、Ｎ−ＦＦＴ
２０８の出力Ｒｎから既に知っているパイロットトーン
Ｐｉを使って下記式（４）のようにＭ個のチャンネル応
答を求め得る。 線形補間（ｌｉｎｅａｒ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏ
ｎ）して歪みの生じたチャンネルを推定する。
２０８の出力Ｒｎから既に知っているパイロットトーン
Ｐｉを使って下記式（４）のようにＭ個のチャンネル応
答を求め得る。 線形補間（ｌｉｎｅａｒ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏ
ｎ）して歪みの生じたチャンネルを推定する。
【０００７】周波数領域等化器（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ；ＦＥＱ）２１０
は、各周波数インデックスｎ別にチャンネル推定器２０
９の出力をＦＥＱ２１０のタップ係数としてＮ−ＦＦＴ
２０８の出力Ｒｎに対してチャンネルで生じた信号変
形を補償する。
Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ；ＦＥＱ）２１０
は、各周波数インデックスｎ別にチャンネル推定器２０
９の出力をＦＥＱ２１０のタップ係数としてＮ−ＦＦＴ
２０８の出力Ｒｎに対してチャンネルで生じた信号変
形を補償する。
【０００８】検出器２１２は、ＦＥＱ２１０の出力Ｚｎ
から伝送された原サブシンボル 復号化する。以上は、既存のＯＦＤＭシステムにおける
通常の信号受信過程である。ここで、パラレル−シリア
ル変換器２１４及び復号化器２１６は、その配置順序が
逆になっていても良く、さらに、検出器２１２及び復号
化器２１６を１つの組み合わせ体にしても良い。
から伝送された原サブシンボル 復号化する。以上は、既存のＯＦＤＭシステムにおける
通常の信号受信過程である。ここで、パラレル−シリア
ル変換器２１４及び復号化器２１６は、その配置順序が
逆になっていても良く、さらに、検出器２１２及び復号
化器２１６を１つの組み合わせ体にしても良い。
【０００９】多数個のサブシンボルＸｎを前記式（１）
のように和したため、時間領域ＯＦＤＭ信号ｘｋは中央
限界の整理（ｃｅｎｔｒａｌ ｌｉｍｉｔ ｔｈｅｏｒ
ｅｍ）によってガウス分布を有する。その結果、信号の
ピーク対平均電力比（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ
ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ；以下、ＰＡＲと称する）が
極めて大となる。
のように和したため、時間領域ＯＦＤＭ信号ｘｋは中央
限界の整理（ｃｅｎｔｒａｌ ｌｉｍｉｔ ｔｈｅｏｒ
ｅｍ）によってガウス分布を有する。その結果、信号の
ピーク対平均電力比（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ
ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ；以下、ＰＡＲと称する）が
極めて大となる。
【００１０】図３は、Ｎ＝２５６であり、Ｘｎが４相Ｐ
ＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ；ＱＰＳＫ）シンボルであるときの時間
領域ＯＦＤＭ信号の振幅を表わす。信号のＰＡＲが大で
あれば、送信端のデジタル−アナログ変換器でクリッピ
ングが生じたり、量子化ノイズが大いに生じる。さらに
信号を伝送するとき、Ｒ／Ｆ端の高電力増幅器（Ｈｉｇ
ｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下、ＨＰＡと
称する）でクリッピング及び非線形歪みが生じ、性能が
格段に低下する。この間題を避けるために、故意にＨＰ
Ａが極めて低い電力で動作するように制限する場合、Ｈ
ＰＡの効率が格段に低下され、しかも、全体システムの
性能が低下される問題が生じる。
ＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ；ＱＰＳＫ）シンボルであるときの時間
領域ＯＦＤＭ信号の振幅を表わす。信号のＰＡＲが大で
あれば、送信端のデジタル−アナログ変換器でクリッピ
ングが生じたり、量子化ノイズが大いに生じる。さらに
信号を伝送するとき、Ｒ／Ｆ端の高電力増幅器（Ｈｉｇ
ｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下、ＨＰＡと
称する）でクリッピング及び非線形歪みが生じ、性能が
格段に低下する。この間題を避けるために、故意にＨＰ
Ａが極めて低い電力で動作するように制限する場合、Ｈ
ＰＡの効率が格段に低下され、しかも、全体システムの
性能が低下される問題が生じる。
【００１１】あるｊ番目のＯＦＤＭシンボルｘｉ，ｋの
ＰＡＲは、下記式（５）のように表わされる。
ＰＡＲは、下記式（５）のように表わされる。
【００１２】時間領域ＯＦＤＭ信号は、毎シンボルにピ
ーク電力値が異なるため、ＰＡＲ値を予め求め得ず、統
計的な特性のみ求め得る。図４は、Ｎ＝２、４、８、１
６、・・・、１０２４のときに与えられたＯＦＤＭシス
テムの信号のＰＡＲ値がある値ζ０よりも大きい確率Ｐ
ｒ｛ζｊ≧ζ０｝を表わす。
ーク電力値が異なるため、ＰＡＲ値を予め求め得ず、統
計的な特性のみ求め得る。図４は、Ｎ＝２、４、８、１
６、・・・、１０２４のときに与えられたＯＦＤＭシス
テムの信号のＰＡＲ値がある値ζ０よりも大きい確率Ｐ
ｒ｛ζｊ≧ζ０｝を表わす。
【００１３】与えられたＯＦＤＭシステムにおいて生じ
得る最大のＰＡＲはパーセバルの整理（Ｐａｒｓｅｖａ
ｌ′ｓ ｔｈｅｏｒｅｍ）をよって容易に求め得る。Ｎ
個のサブシンボルを有するＯＦＤＭ信号で生じ得る最大
のＰＡＲは下記式の通りである。 ンボルＸｎの配列（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）から
簡単に求め得る。したがって、前記式（５）のＰＡＲは
下記式（９）から求め得る。 式（９）中、ζｘ＝Ｃ／σｘは与えられたサブシンボル
ＸｎのＰＡＲを表わす。既存の単一搬送波方式ではシン
ボルをそのまま伝送するため、ζｘは既存の単一搬送波
方式のＰＡＲ値でもあった。したがって、前記式（９）
は、多重搬送波方式であるＯＦＤＭシステムの信号が既
存の単一搬送波伝送方式の信号に比べてＰＡＲがどれほ
ど大きいかを表わす数式である。
得る最大のＰＡＲはパーセバルの整理（Ｐａｒｓｅｖａ
ｌ′ｓ ｔｈｅｏｒｅｍ）をよって容易に求め得る。Ｎ
個のサブシンボルを有するＯＦＤＭ信号で生じ得る最大
のＰＡＲは下記式の通りである。 ンボルＸｎの配列（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）から
簡単に求め得る。したがって、前記式（５）のＰＡＲは
下記式（９）から求め得る。 式（９）中、ζｘ＝Ｃ／σｘは与えられたサブシンボル
ＸｎのＰＡＲを表わす。既存の単一搬送波方式ではシン
ボルをそのまま伝送するため、ζｘは既存の単一搬送波
方式のＰＡＲ値でもあった。したがって、前記式（９）
は、多重搬送波方式であるＯＦＤＭシステムの信号が既
存の単一搬送波伝送方式の信号に比べてＰＡＲがどれほ
ど大きいかを表わす数式である。
【００１４】以上のように、既存のＯＦＤＭシステム
は、Ｎ−点ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用するため、信号のＰ
ＡＲが極めて大であり、システムの具現に際し極めて重
大な問題をもたらす。このため、ＯＦＤＭ信号のＰＡＲ
を減らすための方法への研究が盛んになされつつある。
ＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減らすための従来の方法を調べ
ると、ＯＦＤＭシンボルの大きさＮが小さい場合、アル
ゴリズムが簡単ながらも極めて効果的であるが、同一の
方法をＮが大きい場合には適用できない問題がある。ま
た、Ｎが大きい場合に適用されるアルゴリズムはＰＡＲ
を大幅に減らすほど複雑度及び情報損失が大幅に増大す
る問題がある。
は、Ｎ−点ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用するため、信号のＰ
ＡＲが極めて大であり、システムの具現に際し極めて重
大な問題をもたらす。このため、ＯＦＤＭ信号のＰＡＲ
を減らすための方法への研究が盛んになされつつある。
ＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減らすための従来の方法を調べ
ると、ＯＦＤＭシンボルの大きさＮが小さい場合、アル
ゴリズムが簡単ながらも極めて効果的であるが、同一の
方法をＮが大きい場合には適用できない問題がある。ま
た、Ｎが大きい場合に適用されるアルゴリズムはＰＡＲ
を大幅に減らすほど複雑度及び情報損失が大幅に増大す
る問題がある。
【００１５】研究論文［Ａ．Ｅ．Ｊｏｎｅｓ，Ｔ．Ａ．
Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ ａｎｄ Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏ
ｎ，″Ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏ
ｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｔｏ ｍｅ
ａｎ ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｏ
ｆ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉ
ｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ″，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌ
ｅｔｔｅｒｓ， ｖｏｌ．３０，ｎｏ．２５，ｐｐ．２
０９８−２０９９，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９４］，
［Ｓ．Ｊ．Ｓｈｅｐｈｅｒｄ，Ｐ．Ｗ．Ｊ．Ｖａｎ Ｅ
ｅｔｖｅｌｔ，Ｃ．Ｗ．Ｗｙａｔｔ−Ｍｉｌｌｉｎｇｔ
ｏｎ ａｎｄ Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏｎ，″Ｓｉｍｐｌｅ
ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ
ｐｅａｋ ｆａｃｔｏｒ ｉｎ ＱＰＳＫ ｍｕｌｔｉ
ｃａｒｒｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ″，Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．３１，ｎｏ．
１４，ｐｐ．１１３−１１４，Ｊｕｌｙ １９９５］，
［Ｒｉｃｈａｒｄ Ｄ．Ｊ．ｖａｎ Ｎｅｅ，″ＯＦＤ
Ｍ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａ
ｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｒ
ｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ″，ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｇ
ｌｏｂｅｃｏｍ’９６，ｐｐ．７４０−７４４Ｌｏｎｄ
ｏｎ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９９６］に開示された方法
は、コーディングを使ってＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減ら
しているが、Ｎが１６よりも大きいＯＦＤＭシンボルの
場合に適用できない問題がある。
Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ ａｎｄ Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏ
ｎ，″Ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏ
ｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｔｏ ｍｅ
ａｎ ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｏ
ｆ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉ
ｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ″，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌ
ｅｔｔｅｒｓ， ｖｏｌ．３０，ｎｏ．２５，ｐｐ．２
０９８−２０９９，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９４］，
［Ｓ．Ｊ．Ｓｈｅｐｈｅｒｄ，Ｐ．Ｗ．Ｊ．Ｖａｎ Ｅ
ｅｔｖｅｌｔ，Ｃ．Ｗ．Ｗｙａｔｔ−Ｍｉｌｌｉｎｇｔ
ｏｎ ａｎｄ Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏｎ，″Ｓｉｍｐｌｅ
ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ
ｐｅａｋ ｆａｃｔｏｒ ｉｎ ＱＰＳＫ ｍｕｌｔｉ
ｃａｒｒｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ″，Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．３１，ｎｏ．
１４，ｐｐ．１１３−１１４，Ｊｕｌｙ １９９５］，
［Ｒｉｃｈａｒｄ Ｄ．Ｊ．ｖａｎ Ｎｅｅ，″ＯＦＤ
Ｍ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａ
ｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｒ
ｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ″，ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｇ
ｌｏｂｅｃｏｍ’９６，ｐｐ．７４０−７４４Ｌｏｎｄ
ｏｎ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９９６］に開示された方法
は、コーディングを使ってＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減ら
しているが、Ｎが１６よりも大きいＯＦＤＭシンボルの
場合に適用できない問題がある。
【００１６】米国特許第５７８７１１３号公報及び第５
６２３５１３号公報に記載の″Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ
ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ
ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ″、及び論文［″Ｍｉ
ｔｉｇａｔｉｎｇ ｃｌｉｐｐｉｎｇ ｎｏｉｓｅｉｎ
Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ″、ｐ
ｒｏｃ．ｏｆ ＩＣＣ’９７，ｐｐ．７１５−７１９，
１９９７］に開示された方法は、信号のサイズを減少さ
せて雑音電力を減少させる方法であるが、結局として信
号のサイズを減少させなければならないため、受信端に
おいて信号対雑音比が減少される問題が生じ、ＰＡＲの
減少程度も大きくない限界がある。
６２３５１３号公報に記載の″Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ
ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ
ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ″、及び論文［″Ｍｉ
ｔｉｇａｔｉｎｇ ｃｌｉｐｐｉｎｇ ｎｏｉｓｅｉｎ
Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ″、ｐ
ｒｏｃ．ｏｆ ＩＣＣ’９７，ｐｐ．７１５−７１９，
１９９７］に開示された方法は、信号のサイズを減少さ
せて雑音電力を減少させる方法であるが、結局として信
号のサイズを減少させなければならないため、受信端に
おいて信号対雑音比が減少される問題が生じ、ＰＡＲの
減少程度も大きくない限界がある。
【００１７】米国特許第５６１０９０８号公報に記載
の″Ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓ
ｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｕｓｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ″方法
は、周波数領域信号で所望の信号の位相は復元し、バン
ドエッジ近傍の信号を減衰させてピーク電力を減少させ
る方法であるが、ピーク電力を大幅に減少させるには、
情報損失が大でなければならない短所がある。
の″Ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓ
ｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｕｓｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ″方法
は、周波数領域信号で所望の信号の位相は復元し、バン
ドエッジ近傍の信号を減衰させてピーク電力を減少させ
る方法であるが、ピーク電力を大幅に減少させるには、
情報損失が大でなければならない短所がある。
【００１８】参考文献［Ａｌｌａｎ Ｇａｔｈｅｒｅｒ
ａｎｄ Ｍｉｃｈａｅｌ Ｐｏｌｌｅｙ，″Ｃｌｉｐ
ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏ
ｒＴ１．４１３ Ｉｓｓｕｅ３″，ＴＩＥＬ．４／９７
−３９７，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９７］及び［Ｊｏｓ
ｅ Ｔｅｌｌａｄｏ ａｎｄ Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆ
ｆｉ，″ＰＡＲ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｉｎ ｍｕｌｔ
ｉ−ｃａｒｒｉｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓ
ｔｅｍｓ″，Ｔ１Ｅ１．４ ＶＤＳＬ，Ｔ１Ｅ１．４／
９７−３６７，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ８，１９９７］は、
余分の周波数インデックスに適切な値を指定して時間領
域ＯＦＤＭ信号のピークを消去する方法である。この方
法において、ピーク電力の減少効果を大きくするには、
余分の周波数を増やさなければならず、情報損失がこれ
に応じて増やされなければならない。
ａｎｄ Ｍｉｃｈａｅｌ Ｐｏｌｌｅｙ，″Ｃｌｉｐ
ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏ
ｒＴ１．４１３ Ｉｓｓｕｅ３″，ＴＩＥＬ．４／９７
−３９７，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９７］及び［Ｊｏｓ
ｅ Ｔｅｌｌａｄｏ ａｎｄ Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆ
ｆｉ，″ＰＡＲ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｉｎ ｍｕｌｔ
ｉ−ｃａｒｒｉｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓ
ｔｅｍｓ″，Ｔ１Ｅ１．４ ＶＤＳＬ，Ｔ１Ｅ１．４／
９７−３６７，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ８，１９９７］は、
余分の周波数インデックスに適切な値を指定して時間領
域ＯＦＤＭ信号のピークを消去する方法である。この方
法において、ピーク電力の減少効果を大きくするには、
余分の周波数を増やさなければならず、情報損失がこれ
に応じて増やされなければならない。
【００１９】参考文献［Ｓｔｅｆａｎ Ｈ．Ｍｕｌｌｅ
ｒ ａｎｄ Ｊｏｈａｎｎｅｓ Ｂ．Ｈｕｂｅｒ，″Ａ
ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｐｏｗｅｒ
ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ＯＦ
ＤＭ″，ｐｒｏｃ． ｏｆＧｌｏｂｅｃｏｍ’９７，ｐ
ｐ．１−５，１９９７］は、ＯＦＤＭ信号の周波数領域
位相を変えて時間領域ピーク電力を減らす２種類の方法
を比較した。この方法は、多数のＮ−点ＩＦＦＴを同時
に行なわなければならないため、ハードウェアの構成が
極めて複雑であり、位相変化情報をデータと共に伝送し
なければならないため、情報損失が生じ、しかも、受信
端において位相変化情報を誤りなしに検出しなければな
らない問題がある。
ｒ ａｎｄ Ｊｏｈａｎｎｅｓ Ｂ．Ｈｕｂｅｒ，″Ａ
ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｐｏｗｅｒ
ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ＯＦ
ＤＭ″，ｐｒｏｃ． ｏｆＧｌｏｂｅｃｏｍ’９７，ｐ
ｐ．１−５，１９９７］は、ＯＦＤＭ信号の周波数領域
位相を変えて時間領域ピーク電力を減らす２種類の方法
を比較した。この方法は、多数のＮ−点ＩＦＦＴを同時
に行なわなければならないため、ハードウェアの構成が
極めて複雑であり、位相変化情報をデータと共に伝送し
なければならないため、情報損失が生じ、しかも、受信
端において位相変化情報を誤りなしに検出しなければな
らない問題がある。
【００２０】既存の単一搬送波伝送方式はＰＡＲが大で
ないため、ＯＦＤＭシステムで生じる前記の問題がな
い。既存の単一搬送波方式は、等化器を時間領域で学習
し且つ動作させる。ところで、データ伝送速度が高まる
と、チャンネルによる信号干渉が急激に大きくなり、受
信部における等化器タップ数が極めて多くならなければ
ならない。この場合、等化器の学習が極めて長びき、し
かも、動作が極めて複雑となる問題が生じる。これに比
べて、ＯＦＤＭシステムのＦＥＱは、周波数領域で学習
し且つ動作するが、各周波数別に１つのタップのみが存
在するので、学習及び動作が極めて簡単な長所がある。
したがって、高速データ伝送にあってはＯＦＤＭ方式が
より適しているが、信号のＰＡＲが大きいという欠点に
よって実用化に困難さがある。
ないため、ＯＦＤＭシステムで生じる前記の問題がな
い。既存の単一搬送波方式は、等化器を時間領域で学習
し且つ動作させる。ところで、データ伝送速度が高まる
と、チャンネルによる信号干渉が急激に大きくなり、受
信部における等化器タップ数が極めて多くならなければ
ならない。この場合、等化器の学習が極めて長びき、し
かも、動作が極めて複雑となる問題が生じる。これに比
べて、ＯＦＤＭシステムのＦＥＱは、周波数領域で学習
し且つ動作するが、各周波数別に１つのタップのみが存
在するので、学習及び動作が極めて簡単な長所がある。
したがって、高速データ伝送にあってはＯＦＤＭ方式が
より適しているが、信号のＰＡＲが大きいという欠点に
よって実用化に困難さがある。
【００２１】さらに、ＯＦＤＭシステムにおいては、送
信信号がチャンネルの特性及びＡＷＧＮなどに影響され
て歪まれて受信されるため、歪みの生じた受信信号から
送信信号を検出するために、正確なチャンネル推定が必
要である。特に、フェーディングが激しいチャンネル環
境下ではチャンネルの変化が一層激しいため、チャンネ
ルを正常に推定できなければ、多くの送信情報が復調で
きなくなる。
信信号がチャンネルの特性及びＡＷＧＮなどに影響され
て歪まれて受信されるため、歪みの生じた受信信号から
送信信号を検出するために、正確なチャンネル推定が必
要である。特に、フェーディングが激しいチャンネル環
境下ではチャンネルの変化が一層激しいため、チャンネ
ルを正常に推定できなければ、多くの送信情報が復調で
きなくなる。
【００２２】研究論文［Ａ．Ｌｅｋｅ ａｎｄ Ｊｏｈ
ｎ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ，”Ｉｍｐａｃｔｏｆ Ｉｍｐｅ
ｒｆｅｃｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ ｏ
ｎｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉ
ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ″，ＧＬＯＢＥＣＯ
Ｍ’９８］は、ＯＦＤＭシステムにおいて正確なチャン
ネル推定がなされない場合の信号対雑音比（ＳＮＲ）影
響に関する研究であって、チャンネル推定の重要性を強
調している。しかし、具体的なチャンネル推定の方法に
ついては何ら触れていない。
ｎ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ，”Ｉｍｐａｃｔｏｆ Ｉｍｐｅ
ｒｆｅｃｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ ｏ
ｎｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉ
ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ″，ＧＬＯＢＥＣＯ
Ｍ’９８］は、ＯＦＤＭシステムにおいて正確なチャン
ネル推定がなされない場合の信号対雑音比（ＳＮＲ）影
響に関する研究であって、チャンネル推定の重要性を強
調している。しかし、具体的なチャンネル推定の方法に
ついては何ら触れていない。
【００２３】ＯＦＤＭシステムにおいてチャンネルを推
定する既存の方法では、基準シンボルを利用したり、パ
イロットトーンを利用する方法がある。米国特許第５７
７１２２３号公報に記載の［″Ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ Ｒ
ｅｃｅｉｖｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎ
ｇ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈｅ
ｒｅｏｆ″］は、基準シンボルを用いた発明に関するも
のであり、米国特許第５７７１２２４号公報に記載
の［″Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｌｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｔｒａｎ
ｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄＴｒａｎｓｍ
ｉｔｔｅｒ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈｅｒｅｏ
ｆ″］は、基準シンボル及びヌル（ｎｕｌｌ）シンボル
を使ってチャンネルを推定する発明に関するものであ
る。ところで、基準シンボルを使ってチャンネルを推定
する方法は、チャンネルの変化がほとんどない環境下で
は適したチャンネル推定方法であるが、フェーディング
が激しいチャンネル環境下では多くのチャンネル推定誤
りを生じさせる。
定する既存の方法では、基準シンボルを利用したり、パ
イロットトーンを利用する方法がある。米国特許第５７
７１２２３号公報に記載の［″Ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ Ｒ
ｅｃｅｉｖｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎ
ｇ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈｅ
ｒｅｏｆ″］は、基準シンボルを用いた発明に関するも
のであり、米国特許第５７７１２２４号公報に記載
の［″Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｌｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｔｒａｎ
ｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄＴｒａｎｓｍ
ｉｔｔｅｒ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈｅｒｅｏ
ｆ″］は、基準シンボル及びヌル（ｎｕｌｌ）シンボル
を使ってチャンネルを推定する発明に関するものであ
る。ところで、基準シンボルを使ってチャンネルを推定
する方法は、チャンネルの変化がほとんどない環境下で
は適したチャンネル推定方法であるが、フェーディング
が激しいチャンネル環境下では多くのチャンネル推定誤
りを生じさせる。
【００２４】米国特許第５４０６５５１号公報に記載の
［″Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏ
ｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓ
ｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ
ｉｎｇ″］は、既に知っている周波数領域におけるパイ
ロットトーンを情報データに一定の間隔にて挿入して送
信し、受信段階ではパイロットトーンを周波数領域にお
いて検出し線形補間を介してチャンネルの減衰程度を推
定且つ補償する。線形補間方法は、パイロットトーンを
利用する通常のチャンネル推定方法であって、チャンネ
ルの変化がのろい環境下に適している。しかし、チャン
ネルの変化が激しくなると、送信段階の周波数領域にお
いて一定の間隔にて挿入したパイロットトーンどうしの
間にも多くの揺動が生じるため、チャンネル推定誤りが
大になる。これを補完するために、米国特許第５７７４
４５０号公報に記載の［″Ｍｏｔｈｏｄ ｏｆ Ｔｒａ
ｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈ
ｅｒｅｏｆ″］及び研究論文［Ｆ．Ｔｕｆｖｅｓｓｏｎ
ａｎｄ Ｔ．Ｍａｓｅｎｇ，″ＰｉｌｏｔＡｓｓｉｓ
ｔｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏ
ｒ ＯＦＤＭ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｅｌｌｕｌａｒ
Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏ
ｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｎｃｅ，１９９７］、研究論文
［Ｍ．Ｊ．Ｆ．Ｇａｒｃｉａ，Ｊ．Ｍ．Ｐａｅｚ−Ｂｏ
ｒｒａｌｌｏ ａｎｄ Ｓ．Ｚａｚｏ，″Ｎｏｖｅｌ
Ｐｉｌｏｔ Ｐａｔｔｅｒｎｓ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅ
ｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｍｏｂｉ
ｌｅ Ｓｙｓｔｅｍｓｏｖｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ
ｓ″，ＰＩＭＲＣ，１９９９］は、線形補間方法を用い
つつ、チャンネルの変化が激しい環境下でチャンネル推
定誤りを低減するためにパイロットトーンを変形させ
る。
［″Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏ
ｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓ
ｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ
ｉｎｇ″］は、既に知っている周波数領域におけるパイ
ロットトーンを情報データに一定の間隔にて挿入して送
信し、受信段階ではパイロットトーンを周波数領域にお
いて検出し線形補間を介してチャンネルの減衰程度を推
定且つ補償する。線形補間方法は、パイロットトーンを
利用する通常のチャンネル推定方法であって、チャンネ
ルの変化がのろい環境下に適している。しかし、チャン
ネルの変化が激しくなると、送信段階の周波数領域にお
いて一定の間隔にて挿入したパイロットトーンどうしの
間にも多くの揺動が生じるため、チャンネル推定誤りが
大になる。これを補完するために、米国特許第５７７４
４５０号公報に記載の［″Ｍｏｔｈｏｄ ｏｆ Ｔｒａ
ｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｔｈ
ｅｒｅｏｆ″］及び研究論文［Ｆ．Ｔｕｆｖｅｓｓｏｎ
ａｎｄ Ｔ．Ｍａｓｅｎｇ，″ＰｉｌｏｔＡｓｓｉｓ
ｔｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏ
ｒ ＯＦＤＭ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｅｌｌｕｌａｒ
Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏ
ｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｎｃｅ，１９９７］、研究論文
［Ｍ．Ｊ．Ｆ．Ｇａｒｃｉａ，Ｊ．Ｍ．Ｐａｅｚ−Ｂｏ
ｒｒａｌｌｏ ａｎｄ Ｓ．Ｚａｚｏ，″Ｎｏｖｅｌ
Ｐｉｌｏｔ Ｐａｔｔｅｒｎｓ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅ
ｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｍｏｂｉ
ｌｅ Ｓｙｓｔｅｍｓｏｖｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ
ｓ″，ＰＩＭＲＣ，１９９９］は、線形補間方法を用い
つつ、チャンネルの変化が激しい環境下でチャンネル推
定誤りを低減するためにパイロットトーンを変形させ
る。
【００２５】さらに、米国特許第５９１２８７６号公報
に記載の［″Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄＡｐｐａｒａｔｕｓ
ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏ
ｎ″］、米国特許第５７３２０６８号公報に記載の［″
Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ａｐｐａｒ
ａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ
Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｕｓｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａ
ｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｘｉｎｇ″］は夫々符号化されたパイロット信号
発生器及びクロック／パイロット信号発生器に関する発
明であって、符号化を通じてパイロット信号を発生さ
せ、これを送信段階のＮ−ＩＦＦＴの時間領域出力信号
に付加して送信することである。これは、符号化を通し
たマージンのため、他の発明に比べてより良好なチャン
ネル推定性能が得られる。しかし、この発明は、ＰＡＲ
は全く考慮していないため、実際のシステム具現には多
くの問題がある。
に記載の［″Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄＡｐｐａｒａｔｕｓ
ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏ
ｎ″］、米国特許第５７３２０６８号公報に記載の［″
Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ａｐｐａｒ
ａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ
Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｕｓｉｎｇ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａ
ｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｘｉｎｇ″］は夫々符号化されたパイロット信号
発生器及びクロック／パイロット信号発生器に関する発
明であって、符号化を通じてパイロット信号を発生さ
せ、これを送信段階のＮ−ＩＦＦＴの時間領域出力信号
に付加して送信することである。これは、符号化を通し
たマージンのため、他の発明に比べてより良好なチャン
ネル推定性能が得られる。しかし、この発明は、ＰＡＲ
は全く考慮していないため、実際のシステム具現には多
くの問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記事情に鑑
みて成されたものであり、その目的は、既存のＯＦＤＭ
方式に比べてＰＡＲが格段に減少された信号を生成し、
既存の単一搬送波方式に比べて等化器の構造が簡単なＯ
ＦＤＭ信号の送受信方法及びその装置を提供することで
ある。本発明の他の目的は、パイロット信号を送信端の
時間領域で付加して送信し、受信端では周波数領域にお
いて仮想パイロットトーンを挿入してチャンネルを推定
するＯＦＤＭ信号の送受信装置及びその方法を提供する
ことである。
みて成されたものであり、その目的は、既存のＯＦＤＭ
方式に比べてＰＡＲが格段に減少された信号を生成し、
既存の単一搬送波方式に比べて等化器の構造が簡単なＯ
ＦＤＭ信号の送受信方法及びその装置を提供することで
ある。本発明の他の目的は、パイロット信号を送信端の
時間領域で付加して送信し、受信端では周波数領域にお
いて仮想パイロットトーンを挿入してチャンネルを推定
するＯＦＤＭ信号の送受信装置及びその方法を提供する
ことである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る信号送信方法は、（ａ）直交周波数分
割多重信号を符号化する段階と、（ｂ）符号化されたＮ
個のコードデータを１つのブロックにまとめ、さらに、
サイズがＭであるＬ個のブロックに分ける段階（ここ
で、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／
Ｍ）と、（ｃ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速
フーリエ逆変換する段階と、（ｄ）Ｌ個のＭ−点高速フ
ーリエ逆変換された小ブロックを結合して、サイズがＮ
である逆変換ブロックを生成する段階と、（ｅ）前記逆
変換ブロックに循環プリフィックスを付加する段階と、
（ｆ）循環プリフィックスが付加された逆変換ブロック
をアナログ信号に変換して伝送する段階とを含むことを
特徴とする。
に、本発明に係る信号送信方法は、（ａ）直交周波数分
割多重信号を符号化する段階と、（ｂ）符号化されたＮ
個のコードデータを１つのブロックにまとめ、さらに、
サイズがＭであるＬ個のブロックに分ける段階（ここ
で、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／
Ｍ）と、（ｃ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速
フーリエ逆変換する段階と、（ｄ）Ｌ個のＭ−点高速フ
ーリエ逆変換された小ブロックを結合して、サイズがＮ
である逆変換ブロックを生成する段階と、（ｅ）前記逆
変換ブロックに循環プリフィックスを付加する段階と、
（ｆ）循環プリフィックスが付加された逆変換ブロック
をアナログ信号に変換して伝送する段階とを含むことを
特徴とする。
【００２８】前記目的を達成するために、本発明に係る
信号受信方法は、（ａ）受信された直交周波数分割多重
信号をデジタル変換して信号サンプルを得る段階と、
（ｂ）前記信号サンプルからサイズがＮである信号サン
プルブロックの開始点を探し、循環プリフィックスを除
去する段階と、（ｃ）前記信号サンプルブロックをサイ
ズがＭであるＬ個の小ブロックに分ける段階（ここで、
Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）
と、（ｄ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フー
リエ変換する段階と、（ｅ）Ｌ個のＭ−点高速フーリエ
変換された小ブロックを結合して、サイズがＮである変
換ブロックを生成する段階と、（ｆ）前記変換ブロック
からデータを検出し、且つ復号化する段階とを含むこと
を特徴とする。
信号受信方法は、（ａ）受信された直交周波数分割多重
信号をデジタル変換して信号サンプルを得る段階と、
（ｂ）前記信号サンプルからサイズがＮである信号サン
プルブロックの開始点を探し、循環プリフィックスを除
去する段階と、（ｃ）前記信号サンプルブロックをサイ
ズがＭであるＬ個の小ブロックに分ける段階（ここで、
Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）
と、（ｄ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フー
リエ変換する段階と、（ｅ）Ｌ個のＭ−点高速フーリエ
変換された小ブロックを結合して、サイズがＮである変
換ブロックを生成する段階と、（ｆ）前記変換ブロック
からデータを検出し、且つ復号化する段階とを含むこと
を特徴とする。
【００２９】前記目的を達成するために、本発明に係る
信号送信装置は、直交周波数分割多重信号を符号化する
符号化器と、符号化されたＮ個のコードデータを１つの
ブロックにまとめ、さらにサイズがＭであるＬ個の小ブ
ロックに分ける送信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫
々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、前記Ｌ個の小
ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ逆変換するＬ個のＭ
−点逆高速フーリエ逆変器と、Ｌ個のＭ−点高速フーリ
エ逆変換された小ブロックを結合して、サイズがＮであ
る逆変換ブロックを生成する送信結合器と、前記逆変換
ブロックに循環プリフィックスを付加する循環プリフィ
ックス付加器と、前記循環プリフィックスが付加された
逆変換ブロックをアナログ信号に変換して伝送するデジ
タル／アナログ変換器とを含むことを特徴とする。
信号送信装置は、直交周波数分割多重信号を符号化する
符号化器と、符号化されたＮ個のコードデータを１つの
ブロックにまとめ、さらにサイズがＭであるＬ個の小ブ
ロックに分ける送信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫
々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、前記Ｌ個の小
ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ逆変換するＬ個のＭ
−点逆高速フーリエ逆変器と、Ｌ個のＭ−点高速フーリ
エ逆変換された小ブロックを結合して、サイズがＮであ
る逆変換ブロックを生成する送信結合器と、前記逆変換
ブロックに循環プリフィックスを付加する循環プリフィ
ックス付加器と、前記循環プリフィックスが付加された
逆変換ブロックをアナログ信号に変換して伝送するデジ
タル／アナログ変換器とを含むことを特徴とする。
【００３０】前記目的を達成するために、本発明に係る
信号受信装置は、受信された直交周波数分割多重信号を
デジタル変換して信号サンプルを得るアナログ／デジタ
ル変換器と、前記信号サンプルからサイズがＮである信
号サンプルブロックの開始点を探し、循環プリフィック
スを除去する循環プリフィックス除去器と、前記信号サ
ンプルブロックをサイズがＭであるＬ個の小ブロックに
分ける受信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上
の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、前記Ｌ個の小ブロック
を夫々Ｍ−点高速フーリエ変換するＬ個のＭ−点高速フ
ーリエ変換器と、Ｌ個のＭ−点高速フーリエ変換された
小ブロックを結合して、サイズがＮである変換ブロック
を生成する受信結合器と、前記変換ブロックからデータ
を検出する検出器と、前記検出されたデータを復号化す
る復号化器とを含むことを特徴とする。
信号受信装置は、受信された直交周波数分割多重信号を
デジタル変換して信号サンプルを得るアナログ／デジタ
ル変換器と、前記信号サンプルからサイズがＮである信
号サンプルブロックの開始点を探し、循環プリフィック
スを除去する循環プリフィックス除去器と、前記信号サ
ンプルブロックをサイズがＭであるＬ個の小ブロックに
分ける受信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上
の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、前記Ｌ個の小ブロック
を夫々Ｍ−点高速フーリエ変換するＬ個のＭ−点高速フ
ーリエ変換器と、Ｌ個のＭ−点高速フーリエ変換された
小ブロックを結合して、サイズがＮである変換ブロック
を生成する受信結合器と、前記変換ブロックからデータ
を検出する検出器と、前記検出されたデータを復号化す
る復号化器とを含むことを特徴とする。
【００３１】前記目的を達成するために、本発明に係る
ＯＦＤＭ信号の送信装置は、入力データシーケンスを符
号化し、符号化されたデータを並列に変換する前処理器
と、符号化されたデータを所定サイズのブロックに分
け、各ブロックの最初のデータ位置に″０″を挿入し
て、各ブロックを時間領域信号に変換して結合するブロ
ック信号領域変換器と、前記ブロック信号領域変換器
で″０″が挿入された位置のうち所定位置を除いた位置
に挿入されるパイロットトーンを時間領域のパイロット
信号に変換し、前記ブロック信号領域変換器から出力さ
れた時間領域信号に前記パイロット信号を付加するパイ
ロット信号付加器と、前記パイロット信号付加器の出力
信号を直列信号に変換し、変換された信号に循環プリフ
ィックスを付加し、その結果信号をアナログ信号に変換
して伝送する後処理器とを含むことを特徴とする。
ＯＦＤＭ信号の送信装置は、入力データシーケンスを符
号化し、符号化されたデータを並列に変換する前処理器
と、符号化されたデータを所定サイズのブロックに分
け、各ブロックの最初のデータ位置に″０″を挿入し
て、各ブロックを時間領域信号に変換して結合するブロ
ック信号領域変換器と、前記ブロック信号領域変換器
で″０″が挿入された位置のうち所定位置を除いた位置
に挿入されるパイロットトーンを時間領域のパイロット
信号に変換し、前記ブロック信号領域変換器から出力さ
れた時間領域信号に前記パイロット信号を付加するパイ
ロット信号付加器と、前記パイロット信号付加器の出力
信号を直列信号に変換し、変換された信号に循環プリフ
ィックスを付加し、その結果信号をアナログ信号に変換
して伝送する後処理器とを含むことを特徴とする。
【００３２】前記目的を達成するために、本発明に係る
ＯＦＤＭ信号の受信装置は、受信された信号をデジタル
信号に変換し、変換された信号から循環プリフィックス
を除去し、その結果信号を所定サイズの並列信号に変換
し、各並列信号を周波数領域信号に変換する前処理器
と、周波数領域信号の所定位置に仮想パイロットトーン
を挿入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時に付加
されたパイロットトーンを抽出し、抽出された仮想パイ
ロットトーン及びパイロットトーンからチャンネル特性
を推定するチャンネル推定器と、推定されたチャンネル
特性に応じて前記前処理器の出力信号に対してチャンネ
ルで生じた歪みを補正する等化器と、前記等化器の出力
信号を時間領域信号に変換し、時間領域信号からパイロ
ット信号を除去する中間処理器と、前記中間処理器の出
力信号を周波数領域信号に変換する信号領域変換器と、
変換された周波数領域信号から送信データを検出し、検
出されたデータを直列データに変換して復号化する後処
理器とを含むことを特徴とする。
ＯＦＤＭ信号の受信装置は、受信された信号をデジタル
信号に変換し、変換された信号から循環プリフィックス
を除去し、その結果信号を所定サイズの並列信号に変換
し、各並列信号を周波数領域信号に変換する前処理器
と、周波数領域信号の所定位置に仮想パイロットトーン
を挿入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時に付加
されたパイロットトーンを抽出し、抽出された仮想パイ
ロットトーン及びパイロットトーンからチャンネル特性
を推定するチャンネル推定器と、推定されたチャンネル
特性に応じて前記前処理器の出力信号に対してチャンネ
ルで生じた歪みを補正する等化器と、前記等化器の出力
信号を時間領域信号に変換し、時間領域信号からパイロ
ット信号を除去する中間処理器と、前記中間処理器の出
力信号を周波数領域信号に変換する信号領域変換器と、
変換された周波数領域信号から送信データを検出し、検
出されたデータを直列データに変換して復号化する後処
理器とを含むことを特徴とする。
【００３３】前記目的を達成するために、本発明に係る
ＯＦＤＭ信号の送信方法は、（ａ）入力データシーケン
スを符号化し、符号化されたデータを並列に変換する段
階と、（ｂ）符号化されたデータを所定サイズのブロッ
クに分け、各ブロックの最初データ位置に″０″を挿入
する段階と、（ｃ）″０″が挿入された各ブロックを時
間領域信号に変換して結合する段階と、（ｄ）″０″が
挿入された位置のうち所定位置を除いた位置に挿入され
るパイロットトーンを時間領域のパイロット信号に変換
し、前記各ブロックの時間領域信号に前記パイロット信
号を付加する段階と、（ｅ）前記（ｄ）段階の結果信号
を直列信号に変換し、変換された信号に循環プリフィッ
クスを付加し、その結果信号をアナログ信号に変換して
伝送する段階とを含むことを特徴とする。
ＯＦＤＭ信号の送信方法は、（ａ）入力データシーケン
スを符号化し、符号化されたデータを並列に変換する段
階と、（ｂ）符号化されたデータを所定サイズのブロッ
クに分け、各ブロックの最初データ位置に″０″を挿入
する段階と、（ｃ）″０″が挿入された各ブロックを時
間領域信号に変換して結合する段階と、（ｄ）″０″が
挿入された位置のうち所定位置を除いた位置に挿入され
るパイロットトーンを時間領域のパイロット信号に変換
し、前記各ブロックの時間領域信号に前記パイロット信
号を付加する段階と、（ｅ）前記（ｄ）段階の結果信号
を直列信号に変換し、変換された信号に循環プリフィッ
クスを付加し、その結果信号をアナログ信号に変換して
伝送する段階とを含むことを特徴とする。
【００３４】前記目的を達成するために、本発明に係る
ＯＦＤＭ信号の受信方法は、（ａ）受信された信号をデ
ジタル信号に変換し、変換された信号から循環プリフィ
ックスを除去し、その結果信号を所定サイズの並列信号
に変換し、各並列信号を周波数領域信号に変換する段階
と、（ｂ）周波数領域信号の所定位置に仮想パイロット
トーンを挿入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時
に付加されたパイロットトーンを抽出する段階と、
（ｃ）抽出された仮想パイロットトーン及びパイロット
トーンからチャンネル特性を推定する段階と、（ｄ）推
定されたチャンネル特性に応じて周波数領域信号に対し
てチャンネルで生じた歪みを補正する段階と、（ｅ）歪
みの補正された信号を時間領域信号に変換し、時間領域
信号からパイロット信号を除去する段階と、（ｆ）前記
（ｅ）段階の結果信号を周波数領域信号に変換して送信
データを検出し、検出されたデータを直列データに変換
して復号化する段階とを含むことを特徴とする。
ＯＦＤＭ信号の受信方法は、（ａ）受信された信号をデ
ジタル信号に変換し、変換された信号から循環プリフィ
ックスを除去し、その結果信号を所定サイズの並列信号
に変換し、各並列信号を周波数領域信号に変換する段階
と、（ｂ）周波数領域信号の所定位置に仮想パイロット
トーンを挿入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時
に付加されたパイロットトーンを抽出する段階と、
（ｃ）抽出された仮想パイロットトーン及びパイロット
トーンからチャンネル特性を推定する段階と、（ｄ）推
定されたチャンネル特性に応じて周波数領域信号に対し
てチャンネルで生じた歪みを補正する段階と、（ｅ）歪
みの補正された信号を時間領域信号に変換し、時間領域
信号からパイロット信号を除去する段階と、（ｆ）前記
（ｅ）段階の結果信号を周波数領域信号に変換して送信
データを検出し、検出されたデータを直列データに変換
して復号化する段階とを含むことを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき、本
発明についてさらに詳細に説明する。図５は、本発明の
一実施例による信号送信装置である。図５を参照する
と、本発明の一実施例による信号送信装置は、符号化器
５０２、シリアル−パラレル変換器５０４、Ｌ分配Ｍ−
点高速フーリエ逆変換器（以下、Ｌ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）
と称する）５０６、パラレルーシリアル変換器５０８、
循環プリフィックス付加器５１０及びデジタル−アナロ
グ変換器５１２を含んでなる。図５による本発明の構成
は、図１による従来の技術の構成において、Ｎ−ＩＦＦ
Ｔ １０６をＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５０６に代えたもの
と同様である。すなわち、本発明の信号送信装置におい
て、符号化器５０２、シリアル−パラレル変換器５０
４、パラレル−シリアル変換器５０８、循環プリフィッ
クス付加器５１０及びデジタル−アナログ変換器５１２
は夫々、図１の符号化器１０２、シリアル−パラレル変
換器１０４、パラレル−シリアル変換器１０８、循環プ
リフィックス付加器１１０及びデジタル−アナログ変換
器１１２に対応している。
発明についてさらに詳細に説明する。図５は、本発明の
一実施例による信号送信装置である。図５を参照する
と、本発明の一実施例による信号送信装置は、符号化器
５０２、シリアル−パラレル変換器５０４、Ｌ分配Ｍ−
点高速フーリエ逆変換器（以下、Ｌ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）
と称する）５０６、パラレルーシリアル変換器５０８、
循環プリフィックス付加器５１０及びデジタル−アナロ
グ変換器５１２を含んでなる。図５による本発明の構成
は、図１による従来の技術の構成において、Ｎ−ＩＦＦ
Ｔ １０６をＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５０６に代えたもの
と同様である。すなわち、本発明の信号送信装置におい
て、符号化器５０２、シリアル−パラレル変換器５０
４、パラレル−シリアル変換器５０８、循環プリフィッ
クス付加器５１０及びデジタル−アナログ変換器５１２
は夫々、図１の符号化器１０２、シリアル−パラレル変
換器１０４、パラレル−シリアル変換器１０８、循環プ
リフィックス付加器１１０及びデジタル−アナログ変換
器１１２に対応している。
【００３６】図６は、図５のＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５０
６の一実施例であって、その作用について説明すれば、
下記の通りである。送信分配器５０６ａは、サイズがＮ
である入力信号ブロックをサイズがＭであるＬ個の小ブ
ロックに分ける。次に、各ブロックはＬ個のＭ−ＩＦＦ
Ｔ ５０６ｂ−１、５０６ｂ−２、…、５０６ｂ−Ｌに
よってＭ−点高速フーリエ逆変換される。ここで、ＭＸ
Ｌ＝Ｎである。次に、送信結合器５０６ｃは、Ｌ個のＭ
−ＩＦＦＴ出力をインターリブしてさらにサイズがＮで
ある１つのブロックにまとめる。
６の一実施例であって、その作用について説明すれば、
下記の通りである。送信分配器５０６ａは、サイズがＮ
である入力信号ブロックをサイズがＭであるＬ個の小ブ
ロックに分ける。次に、各ブロックはＬ個のＭ−ＩＦＦ
Ｔ ５０６ｂ−１、５０６ｂ−２、…、５０６ｂ−Ｌに
よってＭ−点高速フーリエ逆変換される。ここで、ＭＸ
Ｌ＝Ｎである。次に、送信結合器５０６ｃは、Ｌ個のＭ
−ＩＦＦＴ出力をインターリブしてさらにサイズがＮで
ある１つのブロックにまとめる。
【００３７】図７は、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のときの
送信分配器５０６ａの動作の一例を示す。図８及び図９
はそれぞれ、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のときの送信結合
器５０６ｃの動作の一例及び他例を示す。
送信分配器５０６ａの動作の一例を示す。図８及び図９
はそれぞれ、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のときの送信結合
器５０６ｃの動作の一例及び他例を示す。
【００３８】この過程を数式にて表わすと、次の式（１
０）の通りである。Ｌ個の小ブ
０）の通りである。Ｌ個の小ブ
【００３９】Ｌ個のＭ−ＩＦＦＴ ５０６ｂ−１、５０
６ｂ−２、…、５０６ｂ−Ｌは
６ｂ−２、…、５０６ｂ−Ｌは
【００４０】送信結合器５０６ｃは、Ｌ個のＭ−ＩＦＦ
Ｔ ５０６ｂ−１、５０６ｂ−２、 ｘｋ（ｋ＝０，１…，Ｎ−１）を出力する。下記式（１
２）は、図８の第１実施例を表わす数式であり、下記式
（１３）は、図９の第２実施例を表わす数式である。
Ｔ ５０６ｂ−１、５０６ｂ−２、 ｘｋ（ｋ＝０，１…，Ｎ−１）を出力する。下記式（１
２）は、図８の第１実施例を表わす数式であり、下記式
（１３）は、図９の第２実施例を表わす数式である。
【００４１】本発明に係る信号送信装ｓ置は、このよう
に生成されたＮ個の時間領域信号サンプルｘｋ（ｋ＝
０，１，…，Ｎ−１）の最後のＧ個のケサンプルを複写
してＮ個のサンプルの最初位置に循環プリフィックスと
して付加し、１つの時間領域ＯＦＤＭシンボルブロック
を作った後に、アナログ信号に変換して送信する。
に生成されたＮ個の時間領域信号サンプルｘｋ（ｋ＝
０，１，…，Ｎ−１）の最後のＧ個のケサンプルを複写
してＮ個のサンプルの最初位置に循環プリフィックスと
して付加し、１つの時間領域ＯＦＤＭシンボルブロック
を作った後に、アナログ信号に変換して送信する。
【００４２】図１０は、本発明に係るＯＦＤＭ信号の送
信装置に対する他の実施例である。図１０によるＯＦＤ
Ｍ信号の送信装置は、符号化器５０２、シリアル−パラ
レル変換器５０４、ブロック信号領域変換器１０００、
パイロット信号付加器１００２、パラレル−シリアル変
換器５０８、循環プリフィックス付加器５１０及びデジ
タル−アナログ変換器５１２を含む。
信装置に対する他の実施例である。図１０によるＯＦＤ
Ｍ信号の送信装置は、符号化器５０２、シリアル−パラ
レル変換器５０４、ブロック信号領域変換器１０００、
パイロット信号付加器１００２、パラレル−シリアル変
換器５０８、循環プリフィックス付加器５１０及びデジ
タル−アナログ変換器５１２を含む。
【００４３】前記符号化器５０２、シリアル−パラレル
変換器５０４、パラレル−シリアル変換器５０８、循環
プリフィックス付加器５１０及びデジタル−アナログ変
換器５１２の動作は、図５に示された各構成要素の動作
と同様である。
変換器５０４、パラレル−シリアル変換器５０８、循環
プリフィックス付加器５１０及びデジタル−アナログ変
換器５１２の動作は、図５に示された各構成要素の動作
と同様である。
【００４４】前記ブロック信号領域変換器１０００は、
図１１に示されたように、送信分配器１１０１、″０″
挿入器１１０２、Ｌ個のＭ−ＩＦＦＴ １１０３及び送
信結合器１１０４を具備する。
図１１に示されたように、送信分配器１１０１、″０″
挿入器１１０２、Ｌ個のＭ−ＩＦＦＴ １１０３及び送
信結合器１１０４を具備する。
【００４５】ブロック信号領域変換器１０００において
送信分配器１１０１は、サイズがＮであるベクトルまた
はブロックをサイズがＭであるＬ個のベクトルまたはブ
ロックに分ける。すなわち、ＭＸＬ＝Ｎである。Ｌ個の
ブロック ″０″挿入器１１０２は、ＤＣオフセットを避けるよう
に、各ブロックの最初のデータに″０″を挿入する。図
１２は、各ブロックの最初の位置に″０″が挿入された
状態を示すものである。Ｌ個のＭ−ＩＦＦＴ １１０３
は、各ブロッ
送信分配器１１０１は、サイズがＮであるベクトルまた
はブロックをサイズがＭであるＬ個のベクトルまたはブ
ロックに分ける。すなわち、ＭＸＬ＝Ｎである。Ｌ個の
ブロック ″０″挿入器１１０２は、ＤＣオフセットを避けるよう
に、各ブロックの最初のデータに″０″を挿入する。図
１２は、各ブロックの最初の位置に″０″が挿入された
状態を示すものである。Ｌ個のＭ−ＩＦＦＴ １１０３
は、各ブロッ
【００４６】送信結合器１１０４は、Ｌ個のＭ−ＩＦＦ
Ｔ １１０３の出力 によって前式（１２）及び前式（１３）のように表わし
得る。
Ｔ １１０３の出力 によって前式（１２）及び前式（１３）のように表わし
得る。
【００４７】図１３は、Ｍ−ＩＦＦＴされた信号が合計
された結果例を示すものである。パイロット信号付加器
１００２は、予め指定したパイロットトーンを時間領域
のパイロット信号に変換し、Ｍ−ＩＦＦＴされた信号の
うちブロック信号領域変換器１０００で″０″が挿入さ
れた部分のうちＭ＝１、Ｌ＝１の位置を除いた残りの位
置にパイロット信号を付加する。図１４は、パイロット
信号が付加される例を周波数領域で示すものである。
された結果例を示すものである。パイロット信号付加器
１００２は、予め指定したパイロットトーンを時間領域
のパイロット信号に変換し、Ｍ−ＩＦＦＴされた信号の
うちブロック信号領域変換器１０００で″０″が挿入さ
れた部分のうちＭ＝１、Ｌ＝１の位置を除いた残りの位
置にパイロット信号を付加する。図１４は、パイロット
信号が付加される例を周波数領域で示すものである。
【００４８】図１５は、本発明に係る信号受信装置の実
施例であって、図５に示された送信装置に対応する受信
装置を示すブロック図である。受信されたアナログ信号
ｒ（ｔ）は、アナログーデジタル変換器１５０２によっ
てサンプリングされてデジタル信号ｒｋに変換される。
循環プリフィックス除去器１５０４は、受信された信号
において各ＯＦＤＭシンボルブロックの開始点を探して
循環プリフィックスを除去した後に、Ｎ個の信号サンプ
ルを出力する。シリアル−パラレル変換器１５０６は、
一連の信号サンプルをサイズがＮであるベクトルに変換
してＮ−ＦＦＴ１５０８に出力する。Ｎ−ＦＦＴ １５
０８は、時間領域信号ｒｋを周波数領域信号Ｒｎに変換
する。ＦＥＱ １５１０は、Ｎ−ＦＦＴ １５０８の出
力Ｒｎに各周波数インデックスｎ別に自身のタップ係数
をかけてチャンネルで生じた信号変形を補償し、Ｗｎを
出力する。Ｎ−ＩＦＦＴ １５２０は、入力信号Ｗｎを
Ｎ−点高速フーリエ逆変換して時間領域信号ｗｋに変換
する。ここで、Ｎ−ＦＦＴ １５０８、ＦＥＱ １５１
０及びＮ−ＩＦＦＴ １５２０によって処理される一連
の過程は、受信信号ｒｋからチャンネルの歪みを補正し
た信号ｗｋを得るための手段を例にとって示すものであ
り、他のフィルタリング過程を通じて同じ効果を達成し
ても、本発明の具現においては何ら問題ない。
施例であって、図５に示された送信装置に対応する受信
装置を示すブロック図である。受信されたアナログ信号
ｒ（ｔ）は、アナログーデジタル変換器１５０２によっ
てサンプリングされてデジタル信号ｒｋに変換される。
循環プリフィックス除去器１５０４は、受信された信号
において各ＯＦＤＭシンボルブロックの開始点を探して
循環プリフィックスを除去した後に、Ｎ個の信号サンプ
ルを出力する。シリアル−パラレル変換器１５０６は、
一連の信号サンプルをサイズがＮであるベクトルに変換
してＮ−ＦＦＴ１５０８に出力する。Ｎ−ＦＦＴ １５
０８は、時間領域信号ｒｋを周波数領域信号Ｒｎに変換
する。ＦＥＱ １５１０は、Ｎ−ＦＦＴ １５０８の出
力Ｒｎに各周波数インデックスｎ別に自身のタップ係数
をかけてチャンネルで生じた信号変形を補償し、Ｗｎを
出力する。Ｎ−ＩＦＦＴ １５２０は、入力信号Ｗｎを
Ｎ−点高速フーリエ逆変換して時間領域信号ｗｋに変換
する。ここで、Ｎ−ＦＦＴ １５０８、ＦＥＱ １５１
０及びＮ−ＩＦＦＴ １５２０によって処理される一連
の過程は、受信信号ｒｋからチャンネルの歪みを補正し
た信号ｗｋを得るための手段を例にとって示すものであ
り、他のフィルタリング過程を通じて同じ効果を達成し
ても、本発明の具現においては何ら問題ない。
【００４９】図１６は、図１５のＬ分配Ｍ−点高速フー
リエ変換器（以下、Ｌ＊（Ｍ−ＦＦＴ）と称する）１５
２２の一実施例であり、その作用について説明すれば、
下記の通りである。受信分配器１５２２ａは、サイズが
Ｎである入力信号ブロックをサイズがＭであるＬ個の小
ブロックに分ける。次に、各ブロックをＬ個のＭ−ＦＦ
Ｔ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、…、１５２２ｂ
−Ｌを介してＭ−点高速フーリエ変換する。ここで、Ｍ
ＸＬ＝Ｎである。次に、受信結合器１５２２ｃは、Ｌ個
のＭ−ＦＦＴ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、…、
１５２２ｂ−Ｌの出力をインターリーブしてさらにサイ
ズがＮである１つのブロックにまとめる。図１７及び図
１８は夫々、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のときの受信分配
器１５２２ａの動作の第１実施例及び第２実施例を示す
ものである。図１９は、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のとき
の受信結合器１５２２ｃの動作の一例を示す。図１７
は、信号送信装置の送信結合器５０６ｃが図８のように
動作するように具現された場合に対応する信号受信装置
の受信分配器１５２２ａの動作を示す。図１８は、信号
送信装置の送信結合器５０６ｃが図９のように動作する
ように具現された場合に対応する信号受信装置の受信分
配器１５２２ａの動作を示す。下記式（１４）は、図１
７に示された受信分配器１５２２ａの動作の一実施例を
表わし、下記式（１５）は、図１８に示された受信分配
器１５２２ａの動作の一実施例を表わす。 Ｌ個のＭ−ＦＦＴ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、
…、１５２２ｂ−Ｌは、 次に、受信結合器１５２２ｃは、下記式（１７）のよう
にＬ個のＭ−ＦＦＴ１５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、
…、１５２２ｂ−Ｌの出力 最後に、検出器１５１２は、ＺｎからＸｎを検出する。
リエ変換器（以下、Ｌ＊（Ｍ−ＦＦＴ）と称する）１５
２２の一実施例であり、その作用について説明すれば、
下記の通りである。受信分配器１５２２ａは、サイズが
Ｎである入力信号ブロックをサイズがＭであるＬ個の小
ブロックに分ける。次に、各ブロックをＬ個のＭ−ＦＦ
Ｔ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、…、１５２２ｂ
−Ｌを介してＭ−点高速フーリエ変換する。ここで、Ｍ
ＸＬ＝Ｎである。次に、受信結合器１５２２ｃは、Ｌ個
のＭ−ＦＦＴ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、…、
１５２２ｂ−Ｌの出力をインターリーブしてさらにサイ
ズがＮである１つのブロックにまとめる。図１７及び図
１８は夫々、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のときの受信分配
器１５２２ａの動作の第１実施例及び第２実施例を示す
ものである。図１９は、Ｎ＝８、Ｍ＝２、Ｌ＝４のとき
の受信結合器１５２２ｃの動作の一例を示す。図１７
は、信号送信装置の送信結合器５０６ｃが図８のように
動作するように具現された場合に対応する信号受信装置
の受信分配器１５２２ａの動作を示す。図１８は、信号
送信装置の送信結合器５０６ｃが図９のように動作する
ように具現された場合に対応する信号受信装置の受信分
配器１５２２ａの動作を示す。下記式（１４）は、図１
７に示された受信分配器１５２２ａの動作の一実施例を
表わし、下記式（１５）は、図１８に示された受信分配
器１５２２ａの動作の一実施例を表わす。 Ｌ個のＭ−ＦＦＴ １５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、
…、１５２２ｂ−Ｌは、 次に、受信結合器１５２２ｃは、下記式（１７）のよう
にＬ個のＭ−ＦＦＴ１５２２ｂ−１、１５２２ｂ−２、
…、１５２２ｂ−Ｌの出力 最後に、検出器１５１２は、ＺｎからＸｎを検出する。
【００５０】図２０は、図１０に示されたＯＦＤＭ信号
送信装置に対応する受信装置を示すブロック図である。
図２０によるＯＦＤＭ信号受信装置は、アナログ−デジ
タル変換器１５０２、循環プリフィックス除去器１５０
４、シリアル−パラレル変換器１５０６、Ｎ−ＦＦＴ
１５０８、仮想パイロットトーン挿入器２０００、チャ
ンネル推定器２００２、ＦＥＱ ２００４、Ｎ−ＩＦＦ
Ｔ ２００６、パイロット信号除去器２００８、Ｌ＊
（Ｍ−ＦＦＴ）１５２２、検出器１５１２、パラレル−
シリアル変換器１５１４及び復号化器１５１６を含む。
送信装置に対応する受信装置を示すブロック図である。
図２０によるＯＦＤＭ信号受信装置は、アナログ−デジ
タル変換器１５０２、循環プリフィックス除去器１５０
４、シリアル−パラレル変換器１５０６、Ｎ−ＦＦＴ
１５０８、仮想パイロットトーン挿入器２０００、チャ
ンネル推定器２００２、ＦＥＱ ２００４、Ｎ−ＩＦＦ
Ｔ ２００６、パイロット信号除去器２００８、Ｌ＊
（Ｍ−ＦＦＴ）１５２２、検出器１５１２、パラレル−
シリアル変換器１５１４及び復号化器１５１６を含む。
【００５１】前記チャンネル推定器２００２は、図２１
に示されたように、パイロット信号抽出器２１００、Ｌ
−ＦＦＴ ２１０２、適応的ローパスフィルター（以
下、ＬＰＦと称する）２１０４、″０″パッダー２１０
６及びＮ−ＩＦＦＴ ２１０８を具備する。
に示されたように、パイロット信号抽出器２１００、Ｌ
−ＦＦＴ ２１０２、適応的ローパスフィルター（以
下、ＬＰＦと称する）２１０４、″０″パッダー２１０
６及びＮ−ＩＦＦＴ ２１０８を具備する。
【００５２】アナログ−デジタル変換器１５０２、循環
プリフィックス除去器１５０４、シリアル−パラレル変
換器１５０６及びＮ−ＦＦＴ １５０８、Ｌ＊（Ｍ−Ｆ
ＦＴ）１５２２、検出器１５１２、パラレル−シリアル
変換器１５１４及び復号化器１５１６の動作は夫々、図
１５に示された構成要素の動作と同様である。
プリフィックス除去器１５０４、シリアル−パラレル変
換器１５０６及びＮ−ＦＦＴ １５０８、Ｌ＊（Ｍ−Ｆ
ＦＴ）１５２２、検出器１５１２、パラレル−シリアル
変換器１５１４及び復号化器１５１６の動作は夫々、図
１５に示された構成要素の動作と同様である。
【００５３】仮想パイロットトーン挿入器２０００は、
Ｎ−ＦＦＴ １５０８の出力信号においてＭ＝１、Ｌ＝
１の位置に仮想パイロットトーンを生成して挿入する。
仮想パイロットトーンＰＭ＝１、Ｌ＝１は、下記式（１
８）のように、チャンネル推定器２００２で抽出された
パイロットトーンのうちＭ＝１、Ｌ＝２の位置のパイロ
ットトーン及びＭ＝１、Ｌ＝Ｌの位置のパイロットトー
ンの平均値をとって生成される。その理由は、Ｍ＝１、
Ｌ＝２の位置のパイロットトーン及びＭ＝１、Ｌ＝Ｌの
位置のバイロットトーンがＰＭ＝１，Ｌ＝１に最も近づ
いているからである。
Ｎ−ＦＦＴ １５０８の出力信号においてＭ＝１、Ｌ＝
１の位置に仮想パイロットトーンを生成して挿入する。
仮想パイロットトーンＰＭ＝１、Ｌ＝１は、下記式（１
８）のように、チャンネル推定器２００２で抽出された
パイロットトーンのうちＭ＝１、Ｌ＝２の位置のパイロ
ットトーン及びＭ＝１、Ｌ＝Ｌの位置のパイロットトー
ンの平均値をとって生成される。その理由は、Ｍ＝１、
Ｌ＝２の位置のパイロットトーン及びＭ＝１、Ｌ＝Ｌの
位置のバイロットトーンがＰＭ＝１，Ｌ＝１に最も近づ
いているからである。
【００５４】図２２は、周波数領域において仮想パイロ
ットトーンを挿入する例を示すものである。チャンネル
推定器２００２は、仮想パイロットトーンが挿入された
信号からチャンネルを推定する。チャンネル推定器２０
０２の動作を図２１を参照してさらに詳細に説明する。
パイロットトーン抽出器２１００は、前記仮想パイロッ
トトーン及びＮ−ＦＦＴ １５０８の出力信号Ｒｎから
パイロットトーンを抽出し、抽出された値を正規化す
る。Ｌ−ＦＦＴ ２１０２は、パイロットトーン抽出器
２１００によって抽出されたパイロットトーンに対して
Ｌ−点ＦＦＴを行い、パイロットトーンを周波数領域か
らトランスフォーム領域に変換する。適応的ＬＰＦ ２
１０４は、設計されたフィルター係数に基づき、トラン
スフォーム領域のパイロットトーンのうち平均雑音レベ
ルよりも小さい成分を切り出す。図２３は、トランスフ
ォーム領域のパイロットトーンのサイズを示すことであ
る。示されたように、平均雑音レベルよりも小さいサイ
ズのパイロットトーンは切り出す。
ットトーンを挿入する例を示すものである。チャンネル
推定器２００２は、仮想パイロットトーンが挿入された
信号からチャンネルを推定する。チャンネル推定器２０
０２の動作を図２１を参照してさらに詳細に説明する。
パイロットトーン抽出器２１００は、前記仮想パイロッ
トトーン及びＮ−ＦＦＴ １５０８の出力信号Ｒｎから
パイロットトーンを抽出し、抽出された値を正規化す
る。Ｌ−ＦＦＴ ２１０２は、パイロットトーン抽出器
２１００によって抽出されたパイロットトーンに対して
Ｌ−点ＦＦＴを行い、パイロットトーンを周波数領域か
らトランスフォーム領域に変換する。適応的ＬＰＦ ２
１０４は、設計されたフィルター係数に基づき、トラン
スフォーム領域のパイロットトーンのうち平均雑音レベ
ルよりも小さい成分を切り出す。図２３は、トランスフ
ォーム領域のパイロットトーンのサイズを示すことであ
る。示されたように、平均雑音レベルよりも小さいサイ
ズのパイロットトーンは切り出す。
【００５５】″０″パッダー２１０６は、適応的ＬＰＦ
２１０４で切り出された信号成分に″０″を付加す
る。図２４は、トランスフォーム領域で切り出された信
号成分に″０″が付加された例を示すものである。
２１０４で切り出された信号成分に″０″を付加す
る。図２４は、トランスフォーム領域で切り出された信
号成分に″０″が付加された例を示すものである。
【００５６】Ｎ−ＩＦＦＴ ２１０８は、″０″パッダ
ー２１０６の出力を周波数領域に変換して推定されたチ
ャンネル応答を得る。
ー２１０６の出力を周波数領域に変換して推定されたチ
ャンネル応答を得る。
【００５７】ＦＥＱ ２００４は、推定されたチャンネ
ル応答値を自身のタップ係数としてＮ−ＦＦＴ １５０
８の出力Ｒｎにおいてチャンネルにより生じた信号変形
を補償する。
ル応答値を自身のタップ係数としてＮ−ＦＦＴ １５０
８の出力Ｒｎにおいてチャンネルにより生じた信号変形
を補償する。
【００５８】Ｎ−ＩＦＦＴ ２００６は、ＦＥＱ ２０
０４の出力信号をＮ−点ＦＦＴして時間領域信号ｗｋに
変換する。パイロット信号除去器２００８は、送信に際
して付加されたパイロットトーンを除去する。
０４の出力信号をＮ−点ＦＦＴして時間領域信号ｗｋに
変換する。パイロット信号除去器２００８は、送信に際
して付加されたパイロットトーンを除去する。
【００５９】図２５は、図１０及び図２０によるＯＦＤ
Ｍ信号送受信装置においてＰＡＲに対するクリッピング
確率を示すものである。
Ｍ信号送受信装置においてＰＡＲに対するクリッピング
確率を示すものである。
【００６０】図２６は、従来の技術に対してＰＡＲに対
するクリッピング確率を示すものである。すなわち、図
１においてＮ−ＩＦＦＴが行われる前の周波数領域にお
いてパイロットトーンを付加した場合のＰＡＲに対する
クリッピング確率を示すものである。
するクリッピング確率を示すものである。すなわち、図
１においてＮ−ＩＦＦＴが行われる前の周波数領域にお
いてパイロットトーンを付加した場合のＰＡＲに対する
クリッピング確率を示すものである。
【００６１】比較のために、パイロットトーンを１、１
＋ｉ、３＋３ｉ及び１０に夫々互い違いに適用して図示
した。示されたように、本発明においてＰＡＲはパイロ
ットトーンの振幅が変化してもほとんど増加しないのに
対し、従来の技術においてＰＡＲはパイロットトーンの
振幅に応じて大いに増大することが分かる。
＋ｉ、３＋３ｉ及び１０に夫々互い違いに適用して図示
した。示されたように、本発明においてＰＡＲはパイロ
ットトーンの振幅が変化してもほとんど増加しないのに
対し、従来の技術においてＰＡＲはパイロットトーンの
振幅に応じて大いに増大することが分かる。
【００６２】図２７は、フェーディングが激しいチャン
ネル環境下でＳＮＲに対するチャンネル推定誤りを図１
０及び図２０に示す本発明、従来の技術及び最適の場合
に対して夫々示すものである。ここで、従来の技術は線
形補間を使用した方法である。
ネル環境下でＳＮＲに対するチャンネル推定誤りを図１
０及び図２０に示す本発明、従来の技術及び最適の場合
に対して夫々示すものである。ここで、従来の技術は線
形補間を使用した方法である。
【００６３】示されたように、本発明の場合、従来の技
術に比べてチャンネル推定誤りがかなり低減でき、最適
の場合に類似のチャンネル推定誤りが得られる。フェー
ディングが激しいチャンネル環境下でシミュレーション
を行なった結果、本発明に係るビット誤り率（ＢＥＲ）
は、最適の場合のビット誤り率に比べて０．５〜１ｄＢ
以下である。
術に比べてチャンネル推定誤りがかなり低減でき、最適
の場合に類似のチャンネル推定誤りが得られる。フェー
ディングが激しいチャンネル環境下でシミュレーション
を行なった結果、本発明に係るビット誤り率（ＢＥＲ）
は、最適の場合のビット誤り率に比べて０．５〜１ｄＢ
以下である。
【００６４】
【発明の効果】以上述べたように、本発明は、Ｌ＝Ｎ、
Ｍ＝１とする場合、図５のＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５０６
は、入力及び出力が同一になるため、結果として時間領
域において信号を生じることになる。この場合、送信端
のシリアル−パラレル変換器５０４及びパラレル−シリ
アル変換器５０８が不要になる。さらに、図１５のＬ＊
（Ｍ−ＦＦＴ）１５２２も入力及び出力が同一になる。
この場合、本発明に係る信号伝送方式は信号を時間領域
で生成して送信し、時間領域でデータを検出する点で既
存の単一搬送波信号伝送方式と同じである。しかし、本
発明に係る信号伝送方式は、信号送信装置では循環プリ
フィックスをサイズＮブロック別に付加し、信号受信装
置では受信信号から循環プリフィックスを除去し、Ｎ−
ＦＦＴ １５０８、ＦＥＱ １５１０及びＮ−ＩＦＦＴ
１５２０による処理によってデータを検出する点で単
一搬送波方式とは異なる。本発明によれば、信号受信装
置の等化器を周波数領域で動作せしめることにより、既
存の単一搬送波信号伝送方式において等化器により処理
される符号が長くなったときに生じていた問題が容易に
解決できる。
Ｍ＝１とする場合、図５のＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５０６
は、入力及び出力が同一になるため、結果として時間領
域において信号を生じることになる。この場合、送信端
のシリアル−パラレル変換器５０４及びパラレル−シリ
アル変換器５０８が不要になる。さらに、図１５のＬ＊
（Ｍ−ＦＦＴ）１５２２も入力及び出力が同一になる。
この場合、本発明に係る信号伝送方式は信号を時間領域
で生成して送信し、時間領域でデータを検出する点で既
存の単一搬送波信号伝送方式と同じである。しかし、本
発明に係る信号伝送方式は、信号送信装置では循環プリ
フィックスをサイズＮブロック別に付加し、信号受信装
置では受信信号から循環プリフィックスを除去し、Ｎ−
ＦＦＴ １５０８、ＦＥＱ １５１０及びＮ−ＩＦＦＴ
１５２０による処理によってデータを検出する点で単
一搬送波方式とは異なる。本発明によれば、信号受信装
置の等化器を周波数領域で動作せしめることにより、既
存の単一搬送波信号伝送方式において等化器により処理
される符号が長くなったときに生じていた問題が容易に
解決できる。
【００６５】本発明は、図５のＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）５
０６によって時間領域信号を生成するので、信号の最大
ＰＡＲ値は下記式（１９）のように表わし得る。
０６によって時間領域信号を生成するので、信号の最大
ＰＡＲ値は下記式（１９）のように表わし得る。
【００６６】すなわち、本発明に係る信号の最大ＰＡＲ
値は、既存のＯＦＤＭ信号に比 のＰＡＲ値は、既存の単一搬送波方式の値に等しくな
る。
値は、既存のＯＦＤＭ信号に比 のＰＡＲ値は、既存の単一搬送波方式の値に等しくな
る。
【００６７】さらに、１〈Ｍ〈Ｎの場合、本発明は既存
のＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減らすための従来の方法と共
に動作して信号のＰＡＲをさらに減らすことができるだ
けでなく、従来のＰＡＲ値減少方法の作用を一層改善す
る。
のＯＦＤＭ信号のＰＡＲを減らすための従来の方法と共
に動作して信号のＰＡＲをさらに減らすことができるだ
けでなく、従来のＰＡＲ値減少方法の作用を一層改善す
る。
【００６８】研究論文［Ｒｉｃｈａｒｄ Ｄ．Ｊ．ｖａ
ｎ Ｎｅｅ，″ＯＦＤＭ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｐｅａ
ｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔ
ｉｏｎ ａｎｄ ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏ
ｎ″，ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ’９６，ｐ
ｐ．７４０−７４４，Ｌｏｎｄｏｎ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ
１９９６］の場合、Ｎ＝１６であり、２つの８−シン
ボル相補型コードをインターリーブして使用する。Ｎ＝
８である既存のＯＦＤＭシステムにおいて８−シンボル
相補型コードを使用する場合、信号のＰＡＲが３ｄＢで
あるが、Ｎ＝１６であり、２つの８−シンボル相補型コ
ードを使用する場合、ＰＡＲは６．２４ｄＢに増大す
る。しかし、本発明の方法において、Ｎ＝１６、Ｌ＝
２、Ｍ＝８にした後に、信号を生成する場合、信号のＰ
ＡＲが３ｄＢであるから、従来の方法に比べてＰＡＲを
３．２４ｄＢ減少させる効果が得られる。一般に、コー
ドを使って信号のＰＡＲを減らす方法は、Ｎが大きくな
ると、受信端復号化器の複雑度が急増して実際の具現が
不可能となり、単にＮが小さいときにのみ具現が可能で
あるいう問題がある。しかし、本発明によれば、Ｎが大
きいシンボルをＬ個の小ブロックに分けてコーディング
することができるので、Ｎが大きい場合にもこのコード
が使用できるようにする長所がある。
ｎ Ｎｅｅ，″ＯＦＤＭ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｐｅａ
ｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔ
ｉｏｎ ａｎｄ ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏ
ｎ″，ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ’９６，ｐ
ｐ．７４０−７４４，Ｌｏｎｄｏｎ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ
１９９６］の場合、Ｎ＝１６であり、２つの８−シン
ボル相補型コードをインターリーブして使用する。Ｎ＝
８である既存のＯＦＤＭシステムにおいて８−シンボル
相補型コードを使用する場合、信号のＰＡＲが３ｄＢで
あるが、Ｎ＝１６であり、２つの８−シンボル相補型コ
ードを使用する場合、ＰＡＲは６．２４ｄＢに増大す
る。しかし、本発明の方法において、Ｎ＝１６、Ｌ＝
２、Ｍ＝８にした後に、信号を生成する場合、信号のＰ
ＡＲが３ｄＢであるから、従来の方法に比べてＰＡＲを
３．２４ｄＢ減少させる効果が得られる。一般に、コー
ドを使って信号のＰＡＲを減らす方法は、Ｎが大きくな
ると、受信端復号化器の複雑度が急増して実際の具現が
不可能となり、単にＮが小さいときにのみ具現が可能で
あるいう問題がある。しかし、本発明によれば、Ｎが大
きいシンボルをＬ個の小ブロックに分けてコーディング
することができるので、Ｎが大きい場合にもこのコード
が使用できるようにする長所がある。
【００６９】来国特許第５７８７１１３号公報及び第５
６２３５１３号公報に記載の″Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ
ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ
ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ″においては、信号のピ
ーク電力がクリッピングレベルを越える場合、該当ＯＦ
ＤＭシンボルの全体的なサイズを減らさなければならな
いため、シンボル全体の電力を減らす問題が生じる。し
かし、本発明によりサイズがＭ個であるＬ個の小ブロッ
クに分けてＰＡＲ減少方法を適用する場合、シンボル全
体ではない一部のサンプルのみそのサイズを減らすの
で、全体信号の電力減少が従来の方法よりも少なくな
る。さらに、受信端において信号減少情報を検出すると
き、従来の方法はこの情報に誤りが生じると、全体シン
ボルの検出に致命的な影響を与えるが、本発明によるＰ
ＡＲ減少方法を適用する場合、信号減少情報は該当ブロ
ックにのみ影響し、全体的には影響しない。
６２３５１３号公報に記載の″Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ
ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ
ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ″においては、信号のピ
ーク電力がクリッピングレベルを越える場合、該当ＯＦ
ＤＭシンボルの全体的なサイズを減らさなければならな
いため、シンボル全体の電力を減らす問題が生じる。し
かし、本発明によりサイズがＭ個であるＬ個の小ブロッ
クに分けてＰＡＲ減少方法を適用する場合、シンボル全
体ではない一部のサンプルのみそのサイズを減らすの
で、全体信号の電力減少が従来の方法よりも少なくな
る。さらに、受信端において信号減少情報を検出すると
き、従来の方法はこの情報に誤りが生じると、全体シン
ボルの検出に致命的な影響を与えるが、本発明によるＰ
ＡＲ減少方法を適用する場合、信号減少情報は該当ブロ
ックにのみ影響し、全体的には影響しない。
【００７０】さらに、本発明によれば、チャンネル推定
のために時間領域においてパイロットトーンを付加する
ことにより、ＰＡＲを減少させることができる。しか
も、受信装置において仮想パイロットトーンを周波数領
域において挿入することによりチャンネル推定誤りが減
らされ、歪みの生じたチャンネルをより正確に推定でき
る。
のために時間領域においてパイロットトーンを付加する
ことにより、ＰＡＲを減少させることができる。しか
も、受信装置において仮想パイロットトーンを周波数領
域において挿入することによりチャンネル推定誤りが減
らされ、歪みの生じたチャンネルをより正確に推定でき
る。
【図１】既存のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック構成図
である。
である。
【図２】既存のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック構成図
である。
である。
【図３】ＯＦＤＭ信号の振幅を示すグラフである。
【図４】Ｎ値が夫々２、４、８、１６、・・・、１０２
４の場合のＯＦＤＭシンボルのＰＡＲ分布を示すグラフ
である。
４の場合のＯＦＤＭシンボルのＰＡＲ分布を示すグラフ
である。
【図５】本発明の一実施例による信号送信装置のブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
【図６】図５のＬ＊（Ｍ−ＩＦＦＴ）の一実施例のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図７】図６の送信分配器の一動作の一例を示す図面で
ある。
ある。
【図８】図６の送信結合器の動作の一例を示す図面であ
る。
る。
【図９】図６の送信結合器の動作の他例を示す図面であ
る。
る。
【図１０】本発明に係るＯＦＤＭ信号送信装置の他の実
施例のブロック構成図である。
施例のブロック構成図である。
【図１１】図１０のブロック信号領域変換器の詳細ブロ
ック図である。
ック図である。
【図１２】図１１の″０″挿入器の動作結果である。
【図１３】図１１の送信結合器の動作結果である。
【図１４】信号領域においてパイロットトーンが付加さ
れた結果を周波数領域において示すものである。
れた結果を周波数領域において示すものである。
【図１５】本発明に係るＯＦＤＭ信号受信装置の一実施
例のブロック構成図である。
例のブロック構成図である。
【図１６】図１５のＬ＊（Ｍ−ＦＦＴ）の一実施例のブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図１７】図１５の受信分配器の動作の一例を示す図面
である。
である。
【図１８】図１５の受信分配器の動作の他例を示す図面
である。
である。
【図１９】図１５の受信結合器の動作の一例を示す図面
である。
である。
【図２０】図１０に示されたＯＦＤＭ信号送信装置に対
応する受信装置のブロック図である。
応する受信装置のブロック図である。
【図２１】図２０のチャンネル推定器の詳細ブロック図
である。
である。
【図２２】周波数領域において仮想パイロットトーンを
挿入した結果である。
挿入した結果である。
【図２３】トランスフォーム領域のパイロットトーンの
サイズである。
サイズである。
【図２４】トランスフォーム領域において切り出された
信号成分に″０″が付加された状態を示すものである。
信号成分に″０″が付加された状態を示すものである。
【図２５】図１０及び図２０によるＯＦＤＭ信号送受信
装置においてＰＡＲに対するクリッピング確率を示すも
のである。
装置においてＰＡＲに対するクリッピング確率を示すも
のである。
【図２６】従来の技術においてＰＡＲに対するクリッピ
ング確率を示すものある。
ング確率を示すものある。
【図２７】フェーディングが激しいチャンネル環境下で
ＳＮＲに対するチャンネル推定誤りを本発明、従来技術
及び最適の場合に対して夫々示すものである。
ＳＮＲに対するチャンネル推定誤りを本発明、従来技術
及び最適の場合に対して夫々示すものである。
５０６ … Ｌ分配Ｍ−点フーリエ逆変換器
Claims (29)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重信号を送信する方法
において、 （ａ）直交周波数分割多重信号を符号化する段階と、 （ｂ）符号化されたＮ個のコードデータを１つのブロッ
クにまとめ、さらに、サイズがＭであるＬ個のブロック
に分ける段階（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整
数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、 （ｃ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ
逆変換する段階と、 （ｄ）Ｌ個のＭ−点高速フーリエ逆変換された小ブロッ
クを結合して、サイズがＮである逆変換ブロックを生成
する段階と、 （ｅ）前記逆変換ブロックに循環プリフィックスを付加
する段階と、 （ｆ）循環プリフィックスが付加された逆変換ブロック
をアナログ信号に変換して伝送する段階とを含むことを
特徴とする直交周波数分割多重信号送信方法。 - 【請求項２】 前記１つのブロックをなすＮ個のコード
データをＸｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 に対応して分けられ、 前記（ｄ）段階で前記逆変換ブロックｘｋ（ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項１に記載
の直交周波数分割多重信号送信方法。 - 【請求項３】 前記１つのブロックをなすＮ個のコード
データをＸｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 に対応して分けられ、 前記（ｄ）段階で前記逆変換ブロックｘｋ（ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項１に記載
の直交周波数分割多重信号送信方法。 - 【請求項４】 直交周波数分割多重信号を受信する方法
において、 （ａ）受信された直交周波数分割多重信号をデジタル変
換して信号サンプルを得る段階と、 （ｂ）前記信号サンプルからサイズがＮである信号サン
プルブロックの開始点を探し、循環プリフィックスを除
去する段階と、 （ｃ）前記信号サンプルブロックをサイズがＭであるＬ
個の小ブロックに分ける段階（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは
夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、 （ｄ）前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ
変換する段階と、 （ｅ）Ｌ個のＭ−点高速フーリエ変換された小ブロック
を結合して、サイズがＮである変換ブロックを生成する
段階と、 （ｆ）前記変換ブロックからデータを検出し、且つ復号
化する段階とを含むことを特徴とする直交周波数分割多
重信号受信方法。 - 【請求項５】 前記１つの信号サンプルブロックをなす
Ｎ個の信号サンプルをωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）
とするとき、 に対応して分けられ、 前記（ｅ）段階で前記変換ブロックＺｎ（ｎ＝０，１，
…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項４に記載
の直交周波数分割多重信号受信方法。 - 【請求項６】 前記１つの信号サンプルブロックをなす
Ｎ個の信号サンプルをωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）
とするとき、 に対応して分けられ、 前記（ｅ）段階で前記変換ブロックＺｎ（ｎ＝０，１，
…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項４に記載
の直交周波数分割多重信号受信方法。 - 【請求項７】 前記（ｂ）段階と前記（ｃ）段階との間
に、 （ｂ−１）前記サイズがＮである信号サンプルブロック
をＮ−点高速フーリエ変換する段階と、 （ｂ−２）前記（ｂ−１）段階でＮ−点高速フーリエ変
換された値に周波数領域等化器のタップ係数を掛けてチ
ャンネルによる歪みを補正する段階と、 （ｂ−３）前記（ｂ−２）段階で歪みを補正したＮ個の
サンプルをＮ−点高速フーリエ逆変換する段階とをさら
に含むことを特徴とする請求項４に記載の直交周波数分
割多重信号受信方法。 - 【請求項８】 直交周波数分割多重信号を送信する装置
において、 直交周波数分割多重信号を符号化する符号化器と、 符号化されたＮ個のコードデータを１つのブロックにま
とめ、さらにサイズがＭであるＬ個の小ブロックに分け
る送信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは夫々１以上の整
数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、 前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ逆変換
するＬ個のＭ−点逆高速フーリエ逆変器と、 Ｌ個のＭ−点高速フーリエ逆変換された小ブロックを結
合して、サイズがＮである逆変換ブロックを生成する送
信結合器と、 前記逆変換ブロックに循環プリフィックスを付加する循
環プリフィックス付加器と、 前記循環プリフィックスが付加された逆変換ブロックを
アナログ信号に変換して伝送するデジタル／アナログ変
換器とを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号
送信装置。 - 【請求項９】 前記１つのブロックをなすＮ個のコード
データをＸｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 に対応して分け、 前記送信結合器は、前記逆変換ブロックｘｋ（ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）を下記式、 に対応して結合することを特徴とする請求項８に記載の
直交周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項１０】 前記１つのブロックをなすＮ個のコー
ドデータをＸｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とすると
き、 に対応して分け、 前記送信結合器は、前記逆変換ブロックｘｋ（ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）を下記式 に対応して結合することを特徴とする請求項８に記載の
直交周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項１１】 直交周波数分割多重信号を受信する装
置において、 受信された直交周波数分割多重信号をデジタル変換して
信号サンプルを得るアナログ／デジタル変換器と、 前記信号サンプルからサイズがＮである信号サンプルブ
ロックの開始点を探し、循環プリフィックスを除去する
循環プリフィックス除去器と、 前記信号サンプルブロックをサイズがＭであるＬ個の小
ブロックに分ける受信分配器（ここで、Ｎ、Ｍ及びＬは
夫々１以上の整数であり、Ｌ＝Ｎ／Ｍ）と、 前記Ｌ個の小ブロックを夫々Ｍ−点高速フーリエ変換す
るＬ個のＭ−点高速フーリエ変換器と、 Ｌ個のＭ−点高速フーリエ変換された小ブロックを結合
して、サイズがＮである変換ブロックを生成する受信結
合器と、 前記変換ブロックからデータを検出する検出器と、 前記検出されたデータを復号化する復号化器とを含むこ
とを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項１２】 前記１つの信号サンプルブロックをな
すＮ個の信号サンプルをωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−
１）とするとき、 に対応して分け、 前記受信結合器は、前記変換ブロックＺｎ（ｎ＝０，１
…，Ｎ−１）を下記式、 に対応して結合することを特徴とする請求項１１に記載
の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項１３】 前記１つの信号サンプルブロックをな
すＮ個の信号サンプルをωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−
１）とするとき、 に対応して分け、 前記受信結合器は、前記変換ブロックＺｎ（ｎ＝０，
１，…，Ｎ−１）を下記式、 に対応して結合することを特徴とする請求項１１に記載
の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項１４】 前記循環プリフィックス除去器によっ
て循環プリフィックスが除去されたサイズがＮである信
号サンプルブロックをＮ−点高速フーリエ変換するＮ−
点高速フーリエ変換器と、 前記Ｎ−点高速フーリエ変換器によってＮ−点高速フー
リエ変換された値に周波数領域等化器のタップ係数をか
けてチャンネルによる歪みを補正する周波数領域等化器
と、 前記周波数領域等化器によって歪みが補正されたＮ個の
サンプルをＮ−点高速フーリエ逆変換して前記受信分配
器に出力するＮ−点高速フーリエ逆変換器とをさらに含
むことを特徴とする請求項１１に記載の直交周波数分割
多重信号受信装置。 - 【請求項１５】 入力データシーケンスを符号化し、符
号化されたデータを並列に変換する前処理器と、 符号化されたデータを所定サイズのブロックに分け、各
ブロックの最初のデータ位置に″０″を挿入して、各ブ
ロックを時間領域信号に変換して結合するブロック信号
領域変換器と、 前記ブロック信号領域変換器で″０″が挿入された位置
のうち所定位置を除いた位置に挿入されるパイロットト
ーンを時間領域のパイロット信号に変換し、前記ブロッ
ク信号領域変換器から出力された時間領域信号に前記パ
イロット信号を付加するパイロット信号付加器と、 前記パイロット信号付加器の出力信号を直列信号に変換
し、変換された信号に循環プリフィックスを付加し、そ
の結果信号をアナログ信号に変換して伝送する後処理器
とを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号送信
装置。 - 【請求項１６】 前記ブロック信号領域変換器は、 前記符号化されたデータをサイズがＭであるＬ個のブロ
ックに分ける送信分配器と、 各ブロックの最初のデータ位置に″０″を挿入する″
０″挿入器と、 前記各ブロック別に高速フーリエ逆変換を行うＬ個のＭ
−点高速フーリエ逆変換器と、 時間領域信号に変換された信号を結合する送信結合器と
を具備することを特徴とする請求項１５に記載の直交周
波数分割多重送信装置。 - 【請求項１７】 受信された信号をデジタル信号に変換
し、変換された信号から循環プリフィックスを除去し、
その結果信号を所定サイズの並列信号に変換し、各並列
信号を周波数領域信号に変換する前処理器と、 周波数領域信号の所定位置に仮想パイロットトーンを挿
入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時に付加され
たパイロットトーンを抽出し、抽出された仮想パイロッ
トトーン及びパイロットトーンからチャンネル特性を推
定するチャンネル推定器と、 推定されたチャンネル特性に応じて前記前処理器の出力
信号に対してチャンネルで生じた歪みを補正する等化器
と、 前記等化器の出力信号を時間領域信号に変換し、時間領
域信号からパイロット信号を除去する中間処理器と、 前記中間処理器の出力信号を周波数領域信号に変換する
信号領域変換器と、 変換された周波数領域信号から送信データを検出し、検
出されたデータを直列データに変換して復号化する後処
理器とを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号
受信装置。 - 【請求項１８】 前記チャンネル推定器は、 前記周波数領域信号に含まれたパイロットトーンを抽出
するパイロットトーン抽出器と、 抽出されたパイロットトーンから仮想パイロットトーン
を生成し、これを前記周波数領域信号の所定位置に挿入
する仮想パイロットトーン挿入器と、 抽出されたパイロットトーン及び仮想パイロットトーン
を高速フーリエ変換してトランスフォーム領域信号に変
換するトランスフォーム領域変換器と、 トランスフォーム領域のパイロットトーンのうち所定レ
ベル以下のパイロットトーンを除去する適応的ローパス
フィルターと、 パイロットトーンが除去された位置に″０″をパッディ
ングする″０″パッダと、 ″０″パッダの出力信号を周波数領域信号に変換する周
波数領域変換器とを具備することを特徴とする請求項１
７に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項１９】 前記仮想パイロットトーン挿入器は、 前記パイロットトーン抽出器で抽出されたパイロットト
ーンのうち２番目のパイロットトーン及び最後のパイロ
ットトーンの平均値を取り、該取られた平均値を最初の
パイロットトーン位置に挿入することを特徴とする請求
項１８に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項２０】 前記信号領域変換器は、 時間領域信号をサイズがＭであるＬ個のブロックに分け
る受信分配器と、 前記各ブロック別に高速フーリエ変換を行うＬ個のＭ−
点高速フーリエ逆変換器と、 周波数領域信号に変換された信号をまとめる受信結合器
とを具備することを特徴とする請求項１７に記載の直交
周波数分割多重受信装置。 - 【請求項２１】 （ａ）入力データシーケンスを符号化
し、符号化されたデータを並列に変換する段階と、 （ｂ）符号化されたデータを所定サイズのブロックに分
け、各ブロックの最初データ位置に″０″を挿入する段
階と、 （ｃ）″０″が挿入された各ブロックを時間領域信号に
変換して結合する段階と、 （ｄ）″０″が挿入された位置のうち所定位置を除いた
位置に挿入されるパイロットトーンを時間領域のパイロ
ット信号に変換し、前記各ブロックの時間領域信号に前
記パイロット信号を付加する段階と、 （ｅ）前記（ｄ）段階の結果信号を直列信号に変換し、
変換された信号に循環プリフィックスを付加し、その結
果信号をアナログ信号に変換して伝送する段階とを含む
ことを特徴とする直交周波数分割多重信号送信方法。 - 【請求項２２】 前記符号化されたデータをＸｎ（ｎ＝
０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 前記（ｂ）段階で前記所定サイズのブロック に対応して分けられ、 前記（ｃ）段階で結合された信号ｘｋ（ｋ＝０，１，
…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項２１に記
載の直交周波数分割多重信号送信方法。 - 【請求項２３】 前記符号化されたデータをＸｎ（ｎ＝
０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 に対応して分けられ、 前記（ｃ）段階で結合された信号ｘｋ（ｋ＝０，１，
…，Ｎ−１）は下記式、 に対応して結合されることを特徴とする請求項２１に記
載の直交周波数分割多重信号の送信方法。 - 【請求項２４】 （ａ）受信された信号をデジタル信号
に変換し、変換された信号から循環プリフィックスを除
去し、その結果信号を所定サイズの並列信号に変換し、
各並列信号を周波数領域信号に変換する段階と、 （ｂ）周波数領域信号の所定位置に仮想パイロットトー
ンを挿入し、前記仮想パイロットトーン及び送信時に付
加されたパイロットトーンを抽出する段階と、 （ｃ）抽出された仮想パイロットトーン及びパイロット
トーンからチャンネル特性を推定する段階と、 （ｄ）推定されたチャンネル特性に応じて周波数領域信
号に対してチャンネルで生じた歪みを補正する段階と、 （ｅ）歪みの補正された信号を時間領域信号に変換し、
時間領域信号からパイロット信号を除去する段階と、 （ｆ）前記（ｅ）段階の結果信号を周波数領域信号に変
換して送信データを検出し、検出されたデータを直列デ
ータに変換して復号化する段階とを含むことを特徴とす
る直交周波数分割多重信号受信方法。 - 【請求項２５】 前記（ｃ）段階は （ｃ１）前記周波数領域信号の所定位置に仮想パイロッ
トトーンを挿入する段階と、 （ｃ２）前記周波数領域信号に含まれたパイロットトー
ン及び前記仮想パイロットトーンを抽出する段階と、 （ｃ３）抽出されたパイロットトーン及び仮想パイロッ
トトーンをトランスフォーム領域信号に変換し、変換さ
れたトランスフォーム領域のパイロット信号のうちサイ
ズが所定レベル以下のパイロット信号を除去する段階
と、 （ｃ４）前記トランスフォーム領域のパイロット信号が
除去された位置に″０″をパッディングする段階と、 （ｃ５）前記段階の結果信号を周波数領域信号に変換す
る段階とを具備することを特徴とする請求項２４に記載
の直交周波数分割多重信号受信方法。 - 【請求項２６】 前記（ｃ１）段階において、 抽出されたパイロットトーンのうち２番目のパイロット
トーン及び最後のパイロットトーンの平均値を取り、該
取られた平均値が仮想パイロットトーンとして最初のパ
イロットトーンの位置に挿入されることを特徴とする請
求項２５に記載の直交周波数分割多重信号受信方法。 - 【請求項２７】 前記（ｆ）段階で前記（ｅ）段階の結
果信号を周波数領域信号に変換することは、 （ｆ１）前記（ｅ）段階の結果信号をサイズがＭである
Ｌ個のブロックに分ける段階と、 （ｆ２）前記各ブロック別にＭ−点高速フーリエ変換を
行う段階と、 （ｆ３）前記段階の結果を結合する段階とを具備するこ
とを特徴とする請求項２４に記載の直交周波数分割多重
信号の受信方法。 - 【請求項２８】 前記各ブロックをなすＮ個の信号サン
プルをωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）とするとき、 に対応して分けられ、 に対応して結合されることを特徴とする請求項２７に記
載の直交周波数分割多重信号の受信方法。 - 【請求項２９】 前記各ブロックをなす信号サンプルを
ωｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）とするとき、前記（ｆ
１）段階で前記Ｌ個のブロック に対応して分けられ、 に対応して結合されることを特徴とする請求項２７に記
載の直交周波数分割多重信号受信方法。
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