KR100790484B1 - 직교 주파수 분할 다중을 위한 부분 응답 시그널링 - Google Patents

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Abstract

시스템(10)은 신호 및 순환 프리픽스를 생성하기 위한 송신기(14)를 포함한다. 상기 송신기(14)는 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 신호의 복수의 서브-심볼들을 억압한다. 부분 응답 신호의 부분은 폐기되고 결과적인 잘린 신호는 반송파 신호를 변조하는데 사용된다. 상기 반송파 신호는 잡음 채널(16)을 통해 수신기(18)에 전송된다. 수신기(18)는 잡음 신호를 수신하고 상기 잡음 신호로부터 반송파 신호 및 따라서 부분 응답 신호를 복구한다. 방법은 미리 정해진 값들을 구비하는 순환 콘볼버(24)를 선택하는 단계, 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 신호에 상기 순환 콘볼버(24)를 적용하는 단계, 상기 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들을 폐기하는(drop) 단계, 상기 잘린 부분 응답 신호의 리딩 에지에 순환 프리픽스를 추가하는 단계, 및 전송을 위해 준비가 된 변조된 반송파 신호를 생성하는데 사용되는 시간 기반 신호를 생성하기 위하여 상기 순환 프리픽스를 가지고 상기 잘린 부분 응답 신호를 변환하는 단계를 포함한다.

Description

직교 주파수 분할 다중을 위한 부분 응답 시그널링{Partial response signaling for orthogonal frequency division multiplexing}
본 발명은 통신 시스템들에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 통신 시스템들을 위한 변조 기법들에 관한 것이다.
전형적인 통신 시스템들은 하나의 위치 또는 소스로부터 제2 위치 또는 수신지로 정보를 전송한다. 상기 정보는 상기 소스로부터 상기 수신지로 채널을 통해 이동한다; 이 채널은 전형적으로 잡음 채널이다. 따라서, 상기 채널은 다양한 형태들의 잡음을 도입한다. 상기 용어 "잡음(noise)"은 본 명세서에서 채널을 통해 이동하는 동안 신호의 특성들을 변경시키는, 간섭, 페이딩, 감쇠, 환경 영향, 및 전자 잡음과 같은 다양한 형태들의 신호 손상을 정의하는데 사용된다. 따라서, 채널을 통해 전송되고 수신기에서 수신되는 신호는 전송된 신호 및 채널을 통해 이동한 결과로서 채널에 의해 도입된 잡음의 영향들의 조합이다.
셀룰러 통신 시스템에 있어서, 잡음의 하나의 유형은 "간섭(interference)"으로 지칭된다. 보다 상세하게는, 통신 시스템들에 적어도 2개의 형태들의 간섭이 있다: 동일 채널 간섭(CCI; co-channel interference) 및 심볼간 간섭(ISI; inter-symbol interference). CCI는 부분적으로 동일 수신 유닛과 통신하는 몇 개의 송신 기들이 있다는 사실로 인한 통신 시스템들에서 발생한다. 하나의 송신기로부터의 신호는 다른 하나의 송신기로부터의 신호와 간섭할 수 있다. 각 송신기는 무지향성 송신기이다. 그러나, 하나의 송신기로부터 전송되는 신호는 신호가 송신기로부터 수신기로 이동하는 경우 몇 개의 경로들을 취할 수 있다. 이것은 자가 간섭의 형태인 ISI가 된다. 예를 들어, 셀룰러 통신 시스템에서 동일한 기지국과 통신하는 몇 개의 이동국들이 있고 이것은 종종 CCI의 원인이 된다.
상술된 바와 같이, 통신 시스템에서 정보는 소스로부터 수신지로 채널을 통해 전송된다. 상기 정보는 정보를 포함하거나 운반하기 위해 변조되는 반송파 신호에 의해 운반된다. 다양한 형태들의 변조가 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용된다. 변조는 설정된 표준 또는 스킴에 따라 반송파의 특성을 변경시키는 과정이다. 상기 반송파는 소스에 의해 채널을 통해 수신지에 전송되는 "변조된" 반송파 신호를 생성하기 위하여 정보에 의해 "변조되거나" 준비된다. 예를 들어, 셀룰러 통신 시스템에서, 변조는 정보가 전송되는 경우 전기 반송파의 특성을 변경시키는 과정이다. 가장 일반적인 형태의 변조는 주파수 변조(FM), 진폭 변조(AM), 및 위상 변조(PM)이다.
현재 산업에서 사용되는 하나의 변조 기법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Muliplexing)으로 지칭된다. OFDM은 다중캐리어 변조를 위한 기법 중의 하나이다. 다중캐리어(multicarrier) 변조는 상이한 정보를 갖는 다중 반송파들을 변조하기 위한 기법이고, 그들 모두는 동시에 또는 한번에 병렬로 전송된다. OFDM은 다중경로 페이딩에 대한 허용성 뿐만 아니라 높은 스펙트 럴 효율을 갖는다. 상술된 바와 같이, 송신기들은 무지향성이고 모든 방향들로 전송된다. 따라서, 송신기 또는 소스로부터 나온 신호는 수신기 또는 수신지에 도달하기 위해 다중 경로들을 이동할 수 있다. 따라서, 다중경로 페이딩은 반송파 신호의 강도로 발생하고 운반되는 정보의 변경을 야기한다.
OFDM을 이용하는 시스템의 효율은 동시에 또는 한번에 몇 개의 서브캐리어들의 병렬 전송으로부터 발생한다. 이것은 서브캐리어들의 각각에 대한 비트-율을 낮추면서 집합적인 비트-율에서 "N"-중첩 증가를 제공하고 여기서 "N"은 서브캐리어들의 수이다. 추가로, 낮은 비트-율 신호들은 거의 어떠한 ISI를 경험하지 않고 서브캐리어들이 직교하기 때문에, 서로 독립해서 서브캐리어들을 복조할 수 있다. 종래의 OFDM 시스템은 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 사용하여 한번에 전송되는 한 세트의 서브-심볼들(X[k])을 포함한다. 시간-도메인 기저대역 신호는 다음과 같이 표시될 수 있다:
Figure 112003007325510-pct00001
따라서, N-샘플 길이 전송된 OFDM 심볼 벡터는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003007325510-pct00002
여기서, xN 및 XN은 각각 시간 및 주파수 도메인 심볼 벡터들이다.
전형적인 OFDM 시스템에 있어서, 이진 심볼들 또는 비트 스트림들은 복소수 값의 수들의 형태로 부호화된다. 복소수 값의 수들은 M-에 관한(M-ary) 알파벳으로 부터 얻어진다. 그 다음 복소수 값의 수들은 역 이산 푸리에 변환(IDFT)을 사용하여 시간-도메인 신호를 생성하기 위하여 한 세트의 직교 서브-캐리어들을 변조하는데 사용된다. 보통 복수수 값들인, 결과적인 기저대역 신호는 무선 주파수(RF) 반송파로 직각 변조되고 공중 인터페이스 채널을 통해 전송된다. 전송된 신호는 수신되기 전에 채널 잡음 및 분산에 의해 손상된다.
OFDM 변조 기법들을 이용하는 시스템들과 연관된 몇 가지 문제들이 있다. 예를 들어, 채널은 다중경로 및 경로 손실로 인하여 페이딩되기 쉽다. 추가로, 채널은 데이터가 검출되어야 하는 경우 수신기에서 문제가 되는 ISI로 손상된다. 더욱이, 데이터를 전송하고 수신하는 장치들의 제조업자들은 채널 잡음으로 인한 신호 손실을 극복하면서 정보가 유한 대역폭 상에서 전송될 수 있는 정보 율 및 정보 양의 증가에 대한 도전에 항상 직면한다.
따라서, 비트-율을 향상시킬 뿐만 아니라 OFDM 시스템들상의 페이딩 및 ISI의 충격을 최소화하는 방법 및 시스템이 필요하다.
향상된 비트-율을 허용하면서 페이딩 및 ISI의 충격을 최소화하는 방법 및 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 신호 및 순환 프리픽스를 생성하기 위한 송신기로서, 상기 송신기는 상기 신호를 생성하기 위하여 반송파 신호를 변조하는데 사용되는 잘린 신호를 생성하기 위해 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들을 억압하는 송신기, 및 잡음 신호를 수신하기 위하여 잡음 채널을 통해 상기 송신기와 통신하고, 잡음 채널을 통한 전송에서 기인하는 잡음을 제거함으로써 상기 잡음 신호로부 터 상기 신호를 복구하는 수신기를 포함한다.
상기 방법은 미리 정해진 값들을 구비하는 순환 콘볼버를 선택하는 단계, 부분 응답 신호의 부분이 거의 제로 크기를 구비하는 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 신호에 상기 순환 콘볼버를 적용하는 단계, 잘린 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 상기 부분 응답 신호로부터 거의 제로 크기를 갖는 상기 부분 응답 신호의 상기 부분을 폐기하는(drop) 단계, 및 상기 잘린 부분 응답 신호의 리딩 에지에 순환 프리픽스를 추가하는 단계를 포함한다.
본 발명의 장점은 상당한 스펙트럴 확장 없이 대역폭 이득이 달성된다는 것이다.
도 1은 본 발명의 교시에 따라 직교 주파수 분할 다중(OFDM)의 부분 응답 기법을 갖는 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 2는 OFDM 신호의 그래픽 표현이다.
도 3은 미리 선택된 순환 콘볼루션 다항식에 의해 변경된 부분 응답 OFDM 신호의 그래픽 표현이다.
도 4는 미리 선택된 순환 콘볼루션 다항식에 의해 변경된 부분 응답 OFDM 신호의 그래픽 표현이다.
도 5는 PR-OFDM 신호뿐만 아니라 OFDM 신호의 전력 스펙트럼의 그래픽 표현이다.
도 6은 도 1의 시스템을 사용하여 부분 응답 OFDM 신호를 생성하는 과정의 흐름도이다.
이제 도 1을 참조하면, 송신기(14), 채널(16) 및 수신기(18)를 구비하는 통신 시스템(10)이 도시된다. 상기 시스템(10)은 부분 응답(PR; Partial Response)-직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Muliplexing) 신호 변조 기법을 이용한다. 상기 송신기(14)는 매퍼(22; mapper), 순환 콘볼버(24; cyclic convolver), 직렬-병렬 변환기 유닛(26), 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(28), 병렬-직렬 변환기 유닛(30), 및 프리픽스 유닛(32)을 포함한다. 상기 송신기(14)는 채널(16)을 통해 수신기(18)에 정보를 전송한다. 상기 채널(16)은 잡음 채널이다. 상기 수신기(18)는 직렬-병렬 변환기 유닛(34), 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(36), 병렬-직렬 변환기 유닛(38), 최대 유사(ML; Maximum Likelihood) 예측기 유닛(40), 및 디매퍼 유닛(42; demapper unit)을 포함한다.
이진 신호들의 형태를 갖는 정보는 상기 송신기(14)에 수신되고 복합 신호를 생성하기 위하여 M-에 관한 알파벳으로부터 얻어진 복소수들의 집합의 형태로 부호화하거나 매핑하기 위해 상기 매퍼(22)에 입력된다. 그 다음 후술되는 바와 같이 전송을 위해 반송파 신호를 준비하거나 변조하는데 사용된다. 상기 송신기(14)는 상기 채널(16)을 통해 상기 수신기(18)에 상기 반송파 신호를 전송한다. 시간 기반 신호인 상기 반송파 신호가 상기 채널(16)을 통해 이동하는 경우, 상기 채널(16)은 h[n]과 같은, 채널(16)의 채널 임펄스 응답에 대응하는 x[n]과 같은 반송파 신호에 잡음을 도입한다. 상기 순환 콘볼버 유닛(24)은 상기 복합 신호에 순환 콘볼루션을 수행한다. 추가로, 상기 프리픽스 유닛(32)은 상기 복합 신호의 시작에 또는 리딩 에지에 순환 프리픽스(CP; cyclic prefix)를 추가하고 또한 채널(16)의 영향들을 보상하는데 도움을 주고 상기 PR-OFDM 신호의 낮은 비트-율 서브-채널들 각각에 심볼간 간섭(ISI)을 억압하는데 도움을 준다.
상기 CP는 채널(16)이 각 OFDM 시간-심볼에 콘볼루션을 수행하는 경우 채널(16)의 영향은 수신기(18)에서 제거될 수 있다는 것을 보장한다. 본 발명의 교시에 따라, 부분 응답(PR) 기법에 있어서, 효과적인 시간-도메인 심볼을 단축하기 위하여 서브캐리어간(즉, 채널간) 간섭(ICI)이 생성되고 주파수 도메인 기반 신호에 도입된다. 상술된 바와 같이, 상기 생성된 ICI는 상기 순환 콘볼버 유닛(24)에 의하여 상기 복합 신호에 도입된다. 상기 순환 콘볼버 유닛(24)은 희망하거나 생성된 ICI에 근거하여, 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 분산의 조직적인 또는 알려진 양들을 도입한다. 시스템(10)에 있어서, 주파수 심볼(XN)은 차수(M)의 알려진 다항식(cN)에 의해 순환 콘볼루션되기 쉽고 다음과 같이 정의된다:
Figure 112003007325510-pct00003
PR 다항식은 M 비-제로 항들을 갖는 길이(N)의 제로-패딩된 벡터로서 표현될 수 있다. 이제 결과적인 시간-도메인 심볼 벡터는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003007325510-pct00004
여기서,
Figure 112003007325510-pct00005
는 순환 콘볼루션 유닛(24)에 의해 수행되는 순환 콘볼루션을 나타내고, 각 주파수-도메인 서브-심볼내의 정보를 M 연속 서브-캐리어들상에서 분산한다. 따라서, 수신기(18)는 입력 서브-심볼들(XN)을 풀기(unravel) 위해 시퀀스-검 출 메커니즘을 필요로 한다. 이것은 ML 검출기 유닛(40)에 의해 수행된다. 추가로, cN을 갖는 순환 콘볼루션의 다른 결과는 원래의 시간 벡터-심볼(xN)이 이제 다음에 의해 제공되는 크기 엔벌로프를 낸다는 것이다:
Figure 112003007325510-pct00006
다항식 벡터(cN)를 적합하게 선택함으로써, 송신기(14)는 OFDM 시간 심볼-벡터의 부분들에서 에너지를 효과적으로 억압할 수 있다. 그것에 의해 PR-OFDM 심볼을 생성한다. 예를 들어, p(r)에서 r의 거듭제곱들의 계수들로부터 얻어지는 다항식들의 집합을 고려한다.
Figure 112003007325510-pct00007
그러한 다항식에서 기인하는 엔벌로프 벡터는 말단들의 각각에 널(null)을 구비한다. 따라서, 시간-도메인 심볼 벡터의 엔벌로프의 끝들 또는 말단들에서의 에너지는 효과적으로 억압되고 폐기(drop)될 수 있다. 따라서, 상기 순환 콘볼버 유닛(24)은 시간 도메인의 말단들에 거의 제로 에너지를 갖는 부분 응답 신호를 생성한다.
주파수 도메인 기반 신호인, 부분 응답 신호는 그 다음 직렬-병렬 유닛(26)에 의해 수신된다. 상기 직렬-병렬 유닛(26)은 상기 부분 응답 신호를 직렬에서 병렬 시그널링으로 변환하고 상기 병렬 부분 응답 신호를 IFFT 유닛(28)에 전달한다. 상기 IFFT 유닛(28)은 시간 도메인의 실수 및 허수 성분들을 생성하기 위하여 상기 병렬 부분 응답 신호에 변환인 변조를 수행한다. 상기 변환된 병렬 부분 응답 신호 는 상기 부분 응답 신호로부터 유도된다. 상기 변환된 병렬 부분 응답 신호의 실수 및 허수 성분들은 상기 병렬-직렬 유닛(30)에 의해 수신되고, 전송 준비가 된 전송되는 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 직렬 시그널링으로 변환한다.
이제 도 2, 도 3 및 도 4를 참조하면, 시간-도메인 심볼 벡터에 대한 다항식을 생성하는 부분 응답의 결과가 64-샘플 시간-심볼상에 도시된다. 특히, 도 2를 참조하면, 64-샘플 시간-심볼이 절대값 또는 크기만으로 도시되는데, 이것은 주파수 도메인에서 일집합의 무작위로 선택된 직교 위상 편이 변조된(QPSK: Quadrature Phase Shift Keyed) 서브-심볼들로부터 입수된다. 도 2가 QPSK 서브-심볼들을 도시할지라도, 어떤 무리도 상기 부분 응답 신호를 위해 사용될 수 있다. 도 3 및 도 4에서, 차수 M=2 및 M=4의 PR 다항식 c를 사용하는 대응하는 시간-심볼 크기들이 종단부들 근처에서 억압된 상기 시간-심볼의 몇몇 샘플들을 가지고 각각 도시된다. 상기 종단부들 근처의 샘플들을 폐기하는 것(dropping)은 사실상 아무런 성능 손실도 초래하지 않는데, 이것은 이 시간-심볼의 말단부들에서의 에너지가 매우 낮기 때문이다. "폐기(dropping)" 표시는 여기에서 상기 서브-심볼들이 전송된 부분 응답 신호의 부분으로서 전송되지 않음을 나타내는데 사용된다. 따라서, 저-에너지 샘플들을 폐기하는 것 또는 전송하지 않는 것은 본질적으로 상기 신호의 시간 압축을 가능하게 하고, 이것은 상당한 시간 또는 대역폭 이득들을 달성한다. 상기 PR 결과들 때문에 OFDM 시간-심볼을 전송하는데 걸리는 시간을 감소시키는 것은 가외의 대역폭을 초래하는 것으로서 간주될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 시스템(10)은 64 부-반송파들을 사용하는 OFDM 시스템 이다. M=1부터 M=4까지의 상기 PR 다항식 차수들이 상기 시스템(10)에서 사용된다. M=1, 2, 3 및 4에 대해, d=12, 16, 24 및 32 샘플들이(즉 각 말단으로부터의 6, 8, 12 및 16 샘플들) 각각 폐기된다. 그러므로, BER 또는 SNR의 어떤 다른 성능 손실이 없는 경우, OFDM 시간-심볼을 전달하는데 절약된 시간의 부분(fraction)은 d/N이다. 따라서, M=1, 2, 3 및 4에 대해, 절약된 시간은 각각 12/64, 16/64, 24/64 및 32/64 또는 18.75%, 25%, 37.5% 및 50%이다. 따라서, 상기 절약된 시간은 부가적인 OFDM 심볼들을 전송하는데 사용될 수 있고, 주어진 양의 시간에 가능한 가외 전송으로서 측정되는 대응하는 대역폭 이득은 M=1, 2, 3 및 4에 대해, 각각 23%, 33%, 60% 및 100%이다.
나타낸 바와 같이, 상기 대역폭 이득은 하기에 상세히 논의되는 최소 스펙트럼 확장을 가지고 달성된다. 상기 CP의 삽입 이전의 상기 OFDM 신호 s1(t)가 다음과 같이 표현될 수 있다는 것은 당업자에게 명백할 것이다:
Figure 112003007325510-pct00008
여기에서, N은 상기 FFT-크기, ΔT=T/N 그리고 pk(t)는 [(k-1)T, kT]에 전송된 k번째 기저대역 OFDM 심볼이다.
상기 신호의 n번째 샘플, s1[n]은 n = (m+kN)인 경우, 상기 펄스 pk(t)의 m번째 샘플인, pk[m]과 같다. PR 시그널링의 일 실시예에서, d가 짝수인 경우, 말단들 에서의 d 서브-심볼들은 각 OFDM 심볼들로부터 폐기되는데, 이것은 폐기된 서브-심볼들의 크기들이 비교적 하찮기 때문이다; 상기 OFDM 신호로부터 상기 서브-심볼들을 폐기되는 것은 시간 도메인에서 PR-OFDM 신호를 생성한다. PR 시그널링의 대안적인 실시예에서, 상기 폐기된 서브-심볼들은 상기 PR 신호의 어떤 부분에 존재할 수 있다. 그러므로 상기 PR-OFDM 시간-기반 신호는 각각 (N-d) 샘플들을 갖는 심볼들을 포함하고, 여기에서 k번째 심볼은 pk(t)로부터의 샘플들의 서브세트, 특히, (d/2+1)번째부터 (N-d/2)번째 샘플을 포함한다. 상기 PR-OFDM 신호 s2(t)는 다음과 같이 펄스-열 pk(t)의 항으로 표현될 수 있다.
Figure 112003007325510-pct00009
여기에서, 상기 펄스들 p'k(t) 및 pk(t)는 다음과 같이 관련된다.
Figure 112003007325510-pct00010
여기에서, rect(t) = 1 ∀ t∈[0,1] 그리고 그렇지 않으면 0이다.
수학식 1에 의해 표현된 의사 랜덤 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD: Power Spectral Density)는 s1(t)의 자기 상관 함수로부터 계산될 수 있다. 명백하게, s1(t)의 상기 자기 상관은 간격 [-NΔT, NΔT]에 한정된다. 이것은 [0, NΔT]에 대한 pk(t) 자체의 시간 한정을 따르고 상이한 OFDM 심볼들이 상관되지 않을 뿐만 아 니라 영-평균(zero-mean)이라는 사실을 따른다. s1(t)의 자기 상관은 펄스들 pk(t)의 전체의 것과 동일하다. 즉 Rs(t)=Rp(t). 상기 펄스들 p'k(t)는 p k(t)로부터 유도되고, 따라서, 그것은 다음을 따른다:
Figure 112003007325510-pct00011
따라서, 연속-시간 PR-OFDM 신호 s2(t)의 PSD Sp'(f)는 다음과 같이 수학식 1에서의 정규 OFDM 신호 s1(t)의 PSD Sp(f)와 관련된다:
Figure 112003007325510-pct00012
여기에서
Figure 112003007325510-pct00013
는 콘벌루션(convolution)을 나타낸다.
M=4에 대해, 대역폭을 의미하는
Figure 112003007325510-pct00014
의 값은 인자(factor) sinc(fT)에 의해 증가한다. M=4이고 선택 d=N/2인 경우, 주파수 도메인에서 이 인자의 영향은 도 5의 정상 OFDM 스펙트럼의 배경에 대비하여 도 5에 도시된다. 따라서, 상기 스펙트럼 확장은 PR-OFDM을 통해 가능한 큰 대역폭 이득들에 비해 무시해도 좋을 정도이다.
상기 PR-OFDM 신호는 억압된 시간-심볼의 부분들을 갖는다. 상기 순환 콘벌루션 다항식은, 다항식이 중간 부분과 같은 상기 OFDM의 어떤 부분을 억압하도록 선택될 수 있을지라도, 억압된 부분들이 상기 시간-심볼의 말단들을 향해 존재하도록 선택된다. 본 실시예에서, 상기 억압은 상기 시간-심볼의 말단들에서 발생한다. 상기 시간 도메인 심볼의 말단들이 억압된 상태에서, 상기 신호 자체로부터의 간섭없이 CP가 부가될 수 있다. 부가되는 상기 CP의 길이는 보통 마주치게 되는 최대 채널 길이, L로서 고정된다. 상기 수신기(18)에서, 상기 CP는 상기 모든 ISI를 운반하고 하기에 논의되는 바와 같이, 검출 목적을 위하여 단순히 폐기된다. 따라서, CP를 가진 부 반송파들의 직교 선택은 ISI 및 부 반송파간(즉 채널간) 간섭(ICI)이 없는 다중 반송파 기술을 제공한다. 정의에 의한 상기 순환-프리픽스(prefix) 또는 CP는 상기 심볼의 마지막 L 샘플들이 되도록 선택되고 시작 부분에 첨부된다. 우리의 경우의 PR-OFDM을 위해, 우리는 억압된 서브-심볼들의 수가 d/2 > L을 만족시키도록 PR 다항식의 차수를 항상 사용할 것이다. 따라서, 상기 CP는 잘라버려진 심볼 p'k[n]에 첨부된 L 공백(즉, 모두-영(all-zero)) 서브-심볼들로 단순히 구성될 것이다. 그러므로 PR-OFDM에서 사용된 상기 CP가 거의 에너지를 가지지 않거나 아무런 에너지도 가질 수 없다는 것은 부가적인 이점이다.
상기 부분 응답 신호는 상기 채널(16)을 통해 전송되고 전송된 부분 응답 신호로서 상기 수신기(18)에서 수신된다. 상기 전송된 부분 응답 신호는 상기 직렬-병렬 유닛(34)에서 수신되고 병렬 전송된 부분 응답 신호로 변환되며 상기 FFT 유닛(36)으로 전달된다. 상기 FFT 유닛(36)은 상기 IFFT 유닛(28)에 의해 수행된 변환의 역 변환을 수행하고, 따라서 변환된 병렬 전송된 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 상기 신호를 시간 도메인 기반 신호에서 주파수 도메인 기반 신호로 변환한다. 상기 변환된 병렬 전송된 부분 응답 신호는 상기 병렬-직렬 유닛(38)으로 전달된다. 상기 병렬-직렬 유닛(38)은 상기 변환된 병렬 전송된 부분 응답 신호를 변환된 전송된 부분 응답 신호로 변경한다. 상기 변환된 전송된 부분 응답 신호는 최대 유사(ML) 검출기 유닛(40)으로 전달된다. 상기 ML 유닛(40)은 복소수 기반 신호를 생성하거나 복구하기 위하여 상기 변환된 전송된 부분 응답 신호를 푼다. 상기 디매퍼 유닛(42)은 상기 복소수 기반 신호를 상기 수신기로부터 출력되는 이진 스트림으로 변환한다.
이제 도 6을 참조하면, PR-OFDM 신호를 생성하는 프로세스가 단계 100에서 시작된다. 단계 110에서, 상기 말단 서브-심볼들을 0 크기 근처까지 감소하는 순환 콘볼버(convolver)가 선택된다. 단계 120에서, 상기 순환 콘볼버는 콘벌빙된 신호를 생성하기 위하여 상기 신호에 적용된다. 단계 130에서, 상기 신호는 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환된다. 단계 140에서, 상기 콘벌빙된 신호의 0에 가까운 크기의 서브-심볼들은 PR-OFDM 신호를 생성하기 위하여 폐기된다. 단계 150에서, 순환 프리픽스(cyclic prefix)가 상기 PR-OFDM 신호에 첨부되고 상기 프로세스는 단계 160에서 종료된다.
특정 실시예들에 관해 설명되었을지라도, 이들 교시들에 대한 다수의 변경들이 발생할 수 있다는 것은 당업자에게 명백할 것이다. 따라서, 본 발명이 본 발명의 하나 이상의 바람직한 실시예들에 대해 특별히 도시되고 설명되었을지라도, 형태 및 형상의 어떤 변형들 또는 변경들이 상기에 설명되고 앞으로 청구되는 바와 같은 본 발명의 범위 및 정신을 벗어남없이 행해질 수 있다는 것은 당업자에 의해 이해될 것이다.

Claims (21)

  1. 신호를 생성하기 위한 송신기로서, 상기 신호는 입력 비트 스트림을 복소수 도메인에 매핑하는 것으로부터 생성되는 부분 응답 신호로부터 생성되고, 상기 송신기는 상기 신호를 생성하기 위하여 반송파 신호를 변조하는데 사용되는 잘린 신호를 생성하기 위해 상기 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들을 억압하는 송신기; 및
    잡음 신호를 수신하기 위하여 잡음 채널을 통해 상기 송신기와 통신하는 수신기로서, 상기 수신기는 잡음 채널을 통한 전송에서 기인하는 잡음을 제거함으로써 상기 잡음 신호로부터 상기 신호를 복구하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 송신기는:
    상기 입력 비트 스트림을 복소수 도메인에 매핑하기 위한 매핑 유닛;
    부분 응답 신호를 생성하기 위하여 상기 매핑 유닛에 접속되는 순환 콘볼버 유닛(cyclic convolver unit); 및
    상기 잘린 신호의 리딩 에지에 순환 프리픽스를 추가하기 위한 프리픽스 유닛(prefix unit)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  3. 제2항에 있어서, 상기 부분 응답 신호를 시간 도메인 신호로 변환하고 상기 복수의 서브-심볼들을 억압하기 위한 변환 유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  4. 제2항에 있어서, 상기 수신기는 상기 잡음 신호로부터 상기 신호를 복구하기 위한 검출기 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  5. 제2항에 있어서, 상기 억압된 복수의 서브-심볼들은 상기 부분 응답 신호의 상기 에지들에 균등하게 분산되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  6. 직교 주파수 분할 다중 기법을 이용하는 시스템에서 효과적인 대역폭 이득을 통해 비트-율을 증가시키기 위한 방법에 있어서,
    미리 정해진 값들을 구비하는 순환 콘볼버를 선택하는 단계;
    복수의 서브-심볼들을 구비하는 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 상기 복수의 서브-심볼들을 구비하는 신호에 상기 순환 콘볼버를 적용하는 단계로서, 상기 부분 응답 신호의 상기 복수의 서브-심볼들의 부분이 거의 제로 크기로 감소되도록 상기 순환 콘볼버의 상기 값들이 선택되는 단계;
    잘린 부분 응답 신호를 생성하기 위하여 상기 부분 응답 신호로부터 거의 제로 크기를 갖는 상기 복수의 서브-심볼들의 상기 부분을 폐기하는(drop) 단계; 및
    상기 잘린 부분 응답 신호의 리딩 에지에 순환 프리픽스를 추가하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    시간 기반 신호를 생성하기 위하여 역 고속 푸리에 변환 기법을 사용하여 상기 부분 응답 신호를 변환하는 단계;
    잡음 신호를 생성하기 위하여 잡음 채널을 통해 상기 시간 기반 신호를 전송하는 단계; 및
    수신기에서 상기 잡음 신호로부터 상기 시간 기반 신호를 복구하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 소스로부터 수신지(destination)로 정보를 전달하는 시스템에 있어서,
    상기 정보를 주파수 도메인 신호로 전환(convert)하는 수단;
    주파수 도메인 신호를 시간 도메인 신호로 변환(transform)하는 수단으로서, 상기 변환 수단은 상기 전환 수단에 접속되고 상기 변환은 거의 제로 크기를 갖는 복수의 서브-심볼들을 야기하는 수단;
    잘린 시간 도메인 신호를 생성하기 위하여 거의 제로 크기를 갖는 상기 복수의 서브-심볼들을 폐기하는 수단으로서, 상기 폐기 수단은 상기 변환 수단에 접속되는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 잘린 시간 도메인 신호를 상기 소스로부터 상기 수신지로 전달하는 수 단으로서, 상기 전달 수단은 상기 폐기 수단에 접속되는 수단; 및
    상기 전달된 잘린 시간 도메인 신호를 수신하는 수단으로서, 상기 수신 수단은 상기 전달 수단에 접속되는 수단을 더 포함하고,
    상기 수신 수단은:
    상기 전달된 잘린 시간 도메인 신호로부터 수신된 잘린 시간 도메인 신호를 복구하는 수단으로서, 상기 수신된 잘린 시간 도메인 신호는 상기 잘린 시간 도메인 신호를 나타내는 수단;
    수신된 시간 도메인 신호를 생성하기 위하여 상기 수신된 잘린 시간 도메인 신호에 복수의 제로 값 샘플들을 삽입하는 수단으로서, 상기 삽입 수단은 상기 복구 수단에 접속되고, 상기 수신된 시간 도메인 신호는 상기 시간 도메인 신호를 나타내는 수단; 및
    상기 수신된 시간 도메인 신호를 수신된 주파수 도메인 신호로 변환하는 수단으로서, 상기 수신된 시간 도메인 신호를 변환하는 수단은 상기 삽입 수단에 접속되고, 상기 수신된 주파수 도메인 신호는 상기 주파수 도메인 신호를 나타내는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제9항에 있어서, 상기 수신된 주파수 도메인 신호로부터 수신된 정보를 복구하는 수단을 더 포함하고, 상기 수신된 정보를 복구하는 수단은 상기 수신된 시간 도메인 신호를 변환하는 수단에 접속되고, 상기 수신된 정보는 상기 정보를 나타내는 것을 특징으로 하는 시스템.
  11. 잡음 채널을 통한 통신을 위한 신호를 생성하도록 동작가능한 송신기용 장치에 있어서,
    상기 송신기용 장치는,
    입력 비트 스트림을 복소수 도메인에 매핑하는 매퍼; 및
    부분 응답 신호를 생성하기 위해 상기 매퍼에 연결된 순환 콘볼버 및 변환 유닛을 포함하며,
    상기 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들이 시간 도메인에서 잘린 부분 응답 신호를 생성하도록 억압되고,
    상기 송신기용 장치는,
    상기 잘린 부분 응답 신호의 리딩 에지에 순환 프리픽스를 추가하는 프리픽스 유닛을 더 포함하며,
    상기 순환 프리픽스가 추가된 잘린 부분 응답 신호는 상기 잡음 채널을 통한 통신을 위한 신호를 생성하도록 반송파 신호를 변조하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 순환 콘볼버는 상기 잘린 부분 응답 신호를 생성하도록 복소수 도메인에 대한 순환 콘볼루션을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  13. 제11항에 있어서, 상기 순환 콘볼버는 공지의 다항식 벡터를 채용하여 상기 복소수 도메인에 대한 순환 콘볼루션을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  14. 제11항에 있어서, 상기 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들의 부분은 거의 제로 에너지를 갖는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  15. 제11항에 있어서, 상기 부분 응답 신호의 복수의 서브-심볼들의 부분은 거의 제로 크기를 갖는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 송신기용 장치는,
    상기 잘린 부분 응답 신호를 병렬 포맷으로 전환하는 직렬-병렬 유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 송신기용 장치는,
    상기 잘린 부분 응답 신호의 시간 도메인에서 실수 및 허수 성분들을 생성하는 역 고속 푸리에 변환 유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 송신기용 장치는,
    상기 잘린 부분 응답 신호를 직렬 포맷으로 전환하는 병렬-직렬 유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  19. 제11항에 있어서, 상기 순환 프리픽스는 실질적으로 간섭 없이 상기 잘린 부분 응답 신호에 추가되는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  20. 제11항에 있어서, 상기 잡음 채널은 간섭 및 페이딩에 좌우되는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
  21. 제11항에 있어서, 상기 송신기용 장치는 부분 응답-직교 주파수 분할 다중 신호 변조 기법을 채용하는 것을 특징으로 하는 송신기용 장치.
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