CN100589475C - 有线电视信号的宽频带多通道正交振幅调制 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了宽频带、直接至RF的多通道QAM调制，借此利用IFFT处理将复数个编码符号流(202A，202B，...202C)并行调制至类似的复数个均匀间隔的载波上。利用一高频率主时钟与多个高效能、高频率D/A转换器(210)。所述IFFT调制处理产生一中间“基带”频率下的多通道多路复用。接着将所述多通道多路复用同步转换为模拟形式并使用一正交双平衡混合电路(222A，222B，...222n)将所述多通道多路复用同步向上频移主时钟频率的一半。所得多通道编码多路复用占据一以主时钟频率的一半为中心的频带。可利用多速率技术自不能够以主时钟频率直接操作的数字逻辑产生高速数字处理。

Description

有线电视信号的宽频带多通道正交振幅调制
此申请案主张于2003年4月21日申请的美国临时专利申请案第60/464,447号的权利，所述临时专利申请案以引用的方式并入本文。
技术领域
本发明是关于数字数据传输系统，更特定地说，本发明是关于数字编码数据流在电缆、光学纤维或类似的传输媒体上的多通道分布，且仍更特定地说，本发明是关于数字电视数据与相关数据源的多通道QAM调制。
背景技术
在最近的几年中，数字有线与卫星电视广播的可用性已得到显著增长。随着对数字程序化的需求继续增长，有线电视供应者正自模拟有线传输系统与转换器转变至混合模拟/数字与全数字式有线分布系统。增加数字卫星服务供应者的竞争力已对更多且不同的数字有线服务(包括数字数据服务、交互式程序化服务和如视频点播(VOD)的“按需”服务)的增长的需求作出了贡献。VOD的一个有品位的变体″全面点播″(EOD)为每个用户提供了一专用、全时的视频与音频流。EOD流可用于通过诸如暂停、快进、随机访问“书签”等类似于VCR的完全控制来观看时移电视、电影或由内容供应者在网络头端处所存储的其它内容。
与如交互式程序化、有线因特网服务等其它服务结合，这些每个用户的服务需要比纯广播服务显著更多的基础结构。这些更加新颖的、有品位的服务需要一服务器子系统以每个用户为基础提供动态定制的多程序多路复用。显然，这需要许多高速、高效能处理、数据路径选择、可能否则不需要的编码与多路复用硬件。
随着对这些有品位、每个用户的服务的需求继续增长，存在对创造大量定制程序多路复用的更有效、更具成本效益的方法的增长的需求。
发明内容
本发明性技术通过将一反转快速傅立叶变换(IFFT)用作一多通道调制器而为多通道QAM调制提供了一种高效、具成本效益的技术。QAM编码将数据符号表达为复平面中的丛点，使得每个QAM符号均代表一已应用其的载波频率的特定相位与振幅。在多通道系统中，所述载波频率通常以通道间隔频率(对于美国的数字有线系统来说为6MHz)而被均匀间隔。充当合成均匀滤波器组的IFFT接受一组频域输入，其中每个频域输入均代表一6MHz次频带。所述输入皆得以均匀间隔，因此假定以一用以提供其频域输入之间的适当频率间隔的速率对IFFT取样，所述IFFT将产生应用于被调制至具有所要通道间距的载波上的其各个输入的QAM符号的时域表示。
通常，将基带滤波应用于QAM输入流以使基带频谱成形且与接收器滤波合作来控制符号间干扰。并且，将反成像滤波器应用于IFFT输出以确保适当的通道间距。
根据本发明的一个方面，一典型的多通道QAM调制器包括QAM编码构件、反转FFT(IFFT)处理构件、D/A转换与上变频。所述QAM编码构件将多个数字输入流编码成多个对应的QAM符号流。IFFT以数字形式创造QAM符号流在中间复合基带中的所要调制与通道间隔。所述D/A转换构件将来自IFFT转换过程的数字输出转换成模拟形式，且所述上变频构件将所得多通道IF QAM信号向上频移至一目标频带以实现一用于传输的多RF输出。
根据本发明的一个方面，可根据ITU说明书J.83附录B对数字数据流进行256-QAM或64-QAM编码。
根据本发明的一个方面，基带滤波、反成像与内插皆被组合成一单一后IFFT时变数字滤波级。
接着，在组合中，借助于一组QAM编码器、IFFT处理构件、后IFFT组合滤波构件、D/A转换构件与上变频器构件实现一用于将复数个数字数据流调制至单一多输出上的多通道QAM调制器的一个实施例。所述QAM编码器提供了数字数据输入流的QAM符号流编码。如先前所述，IFFT处理在一中频带中执行并行多通道QAM调制。后IFFT组合滤波有效地将基带滤波、反成像滤波与速率内插组合成单一滤波级。所述D/A转换将来自后IFFT滤波构件的IF输出自数字形式转换为模拟形式，且所述上变频器构件将所得模拟信号频移至多RF输出上的一目标频带中。
根据本发明的一个方面，可在数字域中利用数字正交校正构件以预校正/预补偿模拟上变频器构件的非理想行为。
根据本发明的另一个方面，可在数字域中利用数字偏移校正以预校正模拟D/A转换与上变频器构件中的DC偏移。
也可将本发明性技术表达为一种用于在数字信号处理器、FPGA、ASIC或其它处理器上进行实施的方法。
根据本发明，可通过以下步骤实现多通道QAM调制：提供复数个数字数据输入流；将所述数字数据流中的每一者编码成一组QAM编码流；经由反转FFT(IFFT)处理所述QAM编码流以将所述复数个QAM编码流调制成单一数字多通道IF流从而将所述多个QAM编码流编码至一中频带中的一组均匀间隔的载波频率上；将所述数字多通道IF流转换为模拟形式；且将所述模拟多通道IF流频移至多RF输出上的一目标频带。
根据本发明的另一个方面，可经由组合的基带与反成像滤波器来对数字多通道IF流进行后IFFT滤波。
根据本发明的另一个方面，可内插数字多通道IF流以补偿QAM符号速率与通道间隔(取样速率)之间的任何差异。
根据本发明的另一个方面，可数字正交校正数字多通道IF流以预校正频移过程的非理想行为(尤其是一模拟正交调制器中的误差)。
根据本发明的另一个方面，可应用数字偏移校正以补偿数字-至-模拟转换与频移过程中的DC偏移。
本发明的另一个实施例通过利用高速数字-至-模拟转换器而提供了直接至RF调制，而无需上变频器。在此实施例中，提供了一高速、低相位噪声主时钟。执行上文所描述的IFFT处理，使得可以一等于主时钟频率的取样速率进行。接着将所得″IF″多通道复合数字流同步转换为模拟并借助于正交双平衡混合器将其向上频移，所述正交双平衡混合器以主时钟频率的一半对正交时钟进行操作。例如，如果主时钟频率为1000MHz，那么所得经频移的多通道QAM编码信号将占据一以主时钟频率的一半为中心的频带。
根据本发明的一个方面，可使用多速率技术来达成数字处理，借此使数字功能被若干次复制为一组数字段，其中每个段均以主时钟频率的分谐波操作从而以所述分谐波速率产生复合数字输出。接着使用多路复用器从而以主时钟速率在数字段的输出之间进行切换，从而以主时钟速率产生复合输出。
附图说明
将详细参考本发明的较佳实施例，其实例在随附图式中得以说明。所述图式意欲具有说明性而非限制性。尽管将在这些较佳实施例的内容中描述本发明，但是应了解，并不意欲将本发明的精神与范畴限制至这些特定实施例。
在考虑了结合随附图式而进行的以下描述后，本发明的本较佳实施例的结构、操作与优点将变得进一步明显，其中：
图1为根据先前技术的多通道正交振幅调制(QAM)调制器的方块图。
图2为图1多通道QAM调制器直接变换至数字形式的方块图。
图3为一根据本发明利用反转快速傅立叶变换的全数字式多通道QAM调制器的方块图。
图4为根据本发明的图3多通道QAM调制器的简化型式的方块图。
图5为一根据本发明的16通道QAM调制器的较佳实施例的方块图。
图6为一根据本发明的能消除对上变频器的需求的直接至RF多通道QAM调制器的另一实施例的方块图。
具体实施方式
本发明性技术提供了一种用于将数字电视与其它数据的多个“通道”多路复用至单一传输媒体的有效、具成本效益的方法。
通常将大多数先前技术的多通道QAM调制器组织成如图1中所示，所述图1展示了经由RF组合器114而得以组合(合计)以产生多通道RF输出信号(多RF输出)的独立通道调制器的系统100。在图1中，对应于“n”个独立程序源的MPEG数据流102A，102B，...，102n各自由一个别通道编码器104A，104B，...，104n编码，以产生一代表所述MPEG数据流102A，102B，...，102n的个别QAM“符号”流106A，106B，...，106n。根据一用于数字有线电视QAM流编码的适当标准(例如，ITU-T J.83附录A或附录B，其由International Telecommunications Union，Geneva，Switzerland提供)来编码每个QAM符号流，借此每个QAM“符号”代表复合频率空间中的一组预定相位/振幅“丛点”中的一者。例如，256-QAM界定复平面中一矩形16x16丛点阵列。所述阵列中的每个丛点代表一以一特定载波振幅与相位角编码的唯一8位二进制值。
根据数字有线电视的美国频率计划，以6MHz间隔隔开通道，且在256-QAM的情况下以5.360537 Mbaud的符号速率对所述通道进行编码。基带滤波器108A，108B，...，108n各自接收一个别编码的5.360537 Mbaud QAM符号流106A，106B，...，106n，并执行一般的通道“成形”。(大多数欧洲系统以8MHz通道间距操作)。接着由个别数字-至-模拟(D/A)转换器110A，110B，...，110n将来自基带滤波器108A，108B，...，108n的输出自数字转换为模拟。由一个别上变频器112A，112B，...，112n将来自D/A转换器110A，110B，...110n的模拟输出各自上变频至一个别通道频率。每个上变频器112‘x′将一来自个别D/A转换器110‘x′的模拟QAM编码流频移至一特定通道频率。接着由RF组合器114将来自上变频器112A，112B，...112n的输出组合(合计)至单一多RF输出上，以用于在一合适的同轴电缆、光纤或混合光纤/同轴(HFC)信号分布网络上进行随后的传输。
所属领域的技术人员将立即认识到，尽管将至图1多通道调制器的输入展示为MPEG数据流，但是可利用任何合适的数字信息源(针对其可界定QAM或类似的编码)。一个实例为DOCSIS数据(有线电视网络上的数据接口规格)，借此可将诸如因特网通信的数字通信编码至一数字有线电视传输媒体。DOCSIS将MPEG传送流用作收敛子层。
图1此多通道调制器100经受一些固有的低效率。第一，数字-至-模拟(D/A)转换在过程中发生得太早，且其仅对相对低频宽的基带流进行操作。结果，浪费了大多数现代D/A转换器的相对高的取样速率能力。第二，所述上变频器各自仅处理单一通道，其占据频谱极小的6MHz削波。此导致差的转换器利用及高成本。
尽管针对每个6MHz通道而言一独立上变频器的可用性允许极大的频率捷变，因为每个通道可独立于其它通道来安置，但是当今应用不需要此捷变，且对于任何将来的数字有线应用来说并不预见此捷变。邻接通道块提供了用于频谱计划的足够的灵活性。(用户的置顶盒并不关心哪个RF通道正传播节目；可在频谱通道槽中几乎完全任意地配置RF通道，其仅受到操作便利性的限制。)
一种用以改进图1多通道调制器的成本有效性的方法为将尽可能多的其模拟组件(主要是上变频器)变换成其数字等效组件且将其移回至单一D/A转换器的“后方”。此极大地改进了D/A转换器利用率且消除了离散的上变频器。在此方法中，数字控制器振荡器(NCO)将执行局部振荡器(LO)的功能，数字乘法器将执行双平衡混合器的功能，数字加法器将替代模拟RF组合器且数字滤波器将用于内插于基带通道QAM符号速率(例如，5.360537Mbaud)与有助于实施所需的6MHz通道间距的6MHz数字转换速率之间。此方法假定：被消除的模拟功能的成本将超量地抵消实施新数字功能的额外成本。
图2为此实施方案的方块图。在图2中，多通道QAM调制器200包含一数字处理区块230、随后为一单一D/A转换器210和上变频器212。在所述数字处理区块230中，通道编码器204A，204B，...，204n(比较图1的104‘x′)接收MPEG流输入(或其它合适的数字流数据)并根据一组基带QAM编码规则(例如，QAM-256)对其进行编码。接着由一相应数字基带滤波器208A，208B，...，208n(比较图1的108‘x′)处理来自每个通道编码器204A，204B，...，204n的QAM编码数据。接着由一相应数字内插器220A，220B，...，220n处理来自每个基带滤波器208A，208B，...，208n的输出，所述相应数字内插器220A，220B，...，220n补偿5.360537 Mbaud QAM符号速率与6n MhzD/A取样速率之间的差异，其中n为通道数目。所属领域的技术人员将立即明白，尽管QAM符号速率与通道间距在欧洲频率计划下将是不同的，但是原理保持相同且易于应用相同的技术。
内插后，由一个别数字上变频器处理每个内插器220A，220B，...，220n的输出，所述个别数字上变频器包含一个别数制振荡器(NCO)222A，222B，...，222n与一个别数字乘法器224A，224B，...，224n。每个NCO 222‘x′表现为局部振荡器(LO)的数字均等物，且每个数字乘法器224‘x′表现为双平衡调制器(DBM或“混合器”)的数字均等物。在组合时，每个NCO/乘法器对(222‘x′/224‘x′)产生一数字输出流，所述数字输出流数字性地代表一个被上变频至一不同中频的QAM编码通道。接着在一数字加法器226中将数字乘法器224A，224B，...，224n的输出合计在一起，以产生一多通道数字流，从而对多个经适当间隔的QAM通道进行编码(但是在一中频(IF)带中)。接着由D/A转换器210将此多通道数字流转换成模拟形式。将一最终的上变频器212用于将整个模拟IF多通道流频移至正确的频带中以用于传输(多RF输出)。
在数字信号处理系统成本中的其中两个最重要因素是数字信号处理器(DSP)自身的成本与D/A转换器的成本。半导体密度已展示出40年来未减的指数增加率。此趋势预测任何基于DSP或基于数字逻辑的技术将随着时间的过去因增加密度并降低与数字电路有关的成本而受益。D/A转换器遵循类似的密度与成本曲线，其部分地受到展频数字蜂窝通信与无线数据通信市场的效能需求与大量生产的驱动。
可以从全定制专用功能集成电路(IC)到ASIC(特殊应用集成电路)到现场可程序化闸阵列(FPGA)的广泛多种技术来实施数字信号处理技术。与逻辑合成技术组合的诸如Verilog与VHDL的硬件描述语言(HDL)促进了数字设计在这些各种技术平台上的可携带性。每种技术关于开发成本、单位定价及灵活性都具有其优点与缺点，且所有技术皆能够每秒执行数亿次数字操作。
宽频带数字-至-模拟转换器(也为“D/A转换器”，“D/A”或“DAC”)已经达到了先进的发展阶段。例如，来自模拟设备的AD9744可以$11的成本转换具有无杂散动态范围为65dB的165Ms/s。此取样速率代表数百个视频用户，因此每个用户的成本几乎可忽略。
图2中所示的多通道调制器方法可适用于其中通道被稀疏地分布于频谱上的情形，且其可通过利用用于滤波器(例如，CIC滤波器)的多速率技术而变得相当有效。然而，有线电视频谱通常完全填充有均匀间隔的通道。此证明了一种更有效的方法。
通过认识到对均匀间隔的通道进行的QAM编码仅为复数个均匀间隔的、独立的复合频率分量的表示，来实现显著的效率改进。此建议使用基于变换的技术以实现将一均匀间隔的复合频率阵列同时向上转换至一合成的多路复用的时域表示，如许多年来在诸如FDM/TDM传输多路复用器的应用中所进行的那样。举例来说，为离散傅里叶变换(DFT)的一个特殊情况的快速傅立叶变换(FFT)技术已众所周知、意义明确，其为用于在信号的时域与频域表示之间转变的计算上有效的技术。所述离散傅立叶变换又为更一般的连续傅里叶变换的一个特殊情况，其将一时变信号表示为一组均匀间隔的复合频率分量的线性和。在其反转形式中，反转DFT(IDFT)将一组均匀间隔的复合频率分量(一频率“频谱”阵列)变换为其对应的时域表示。FFT与反转FFT(IFFT)分别为DFT与IDFT的计算上最佳的型式，其利用递归结构以最小化计算并最大化速度。
如果将QAM流表达为一组时变复合频率系数对(即，表示为复数[A，jB]的Acos ωnt+jBsin ωnt)并将其指派给一复合IFFT的输入阵列中的一特定位置，并假定对IFFT定比例及取样使得其输入阵列的频率间距对应于所要的通道间距，那么IFFT将产生被调制至一组均匀间隔的载波上并被合计在一起的所有QAM流的一离散时域表示。因此，在单一计算区块中，IFFT可有效地替代图1与图2所有的上变频器与局部振荡器(NCO/乘法器)。
图3为多通道QAM调制器300的一基于IFFT的实施的方块图。在图3中，如图1与图2中那样，复数‘n′个MPEG输入流(或其它合适的数字输入流)302A，302B，...，302n由个别复数个通道编码器304A，304B，...，304n来编码，且其后由个别复数个基带滤波器308A，308B，...，308n来处理以对由通道编码器304‘x’产生的QAM编码复合频率符号流执行每通道成形并产生一组复合频率分量。所得基带滤波QAM流接着被指派给一IFFT输入阵列中的一个别复合频率位置，并由IFFT 340处理。(众多变换皆适用于实现均匀的滤波器组，例如，离散余弦变换(DCT)，但为简单性，将仅论述IFFT型式。)由一组反成像滤波器342A，342B，...，342n来处理IFFT 340的结果(ho(z)，h1(z)，...，hn(z)以确保适当的通道隔离，且由数字加法器326将反成像滤波器342‘x’的输出合计在一起以产生一复合多通道QAM编码数字时域流，其随后由D/A转换器310而被转换为模拟并由上变频器312而被频移至一适当的频带中从而产生一多RF输出。
图3调制器300的设计利用两个独立的滤波阶段：一基带滤波阶段(308‘x’-前IFFT)及一反成像滤波器阶段(342‘x’-后IFFT)。尽管可成功地利用此机制，但是滤波阶段之间的分割很棘手且对基带与反成像滤波器的设计需要大量关注，以确保其级联效应通过IFFT产生所要的结果。此外，使用两个独立的数字滤波阶段在电路和/或计算方面代价昂贵，从而针对每个阶段需要独立的电路和/或计算。
此缺陷可通过将前IFFT基带滤波器与后IFFT反成像滤波器组合成一单一后IFFT滤波器阶段而得以解决。图4展示了以此方式实施的多通道QAM调制器。
图4为一基于IFFT的多通道QAM调制器400的方块图，其中两阶段的基带滤波与反成像滤波已被组合成单一阶段的后IFFT滤波。在图4中，如图1、2、与3中那样，由类似的复数个个别通道编码器404A，404B，...，404n对复数‘n′个通道MPEG(或其它数字数据)源402A，402B，...，402n进行QAM编码。不同于上文关于图3所描述的实施，将所述QAM编码符号流直接应用于IFFT 440的输入，而无需基带滤波；因此IFFT以QAM符号速率操作。接着由一组后IFFT组合的通道成形与反成像内插滤波器444A，444B，...，444n来处理IFFT的输出，从而产生经滤波的输出，接着由数字加法器426将所述经滤波的输出合计起来以产生中频(IF)带中的一复合数字多通道QAM编码多路复用。接着此多路复用经由D/A转换器410而被转换成模拟形式，且由上变频器412而被频移至一适当的频带以产生一多RF输出。
图4多通道调制器400要求所有输入通道(402‘x’)均具有相同的调制格式与符号速率，因为基带成形与反成像被组合在一单一滤波阶段中。此外，IFFT以QAM符号速率操作，而非以D/A取样速率操作。这些为合理的限制且不难适应于任何现代数字电视传输情况中。
现在将关注引导至本发明的一个较佳事实例，如下文关于图5所展示并描述。应注意，在图5中由双头箭头表示诸如复合频率或复合时域信号的复量(其各自具有两个值，一个“真实”部分与一个“虚构”部分)。表示单一值的真实值在图5中由单头箭头表示。
图5为16通道调制器500的方块图，所述16通道调制器500用于将16 MPEG信号流(或任何其它合适的QAM-256可编码数字数据源，例如，DOCSIS数据)多通道QAM-256编码成一多通道RF信号以经由电缆、光纤或HFC传输媒体进行传输。转换器500包含一数字处理部分530、一“复合”D/A转换器510与一上变频器512(其在实践中可由两个D/A转换器(一个用于真实部分且一个用于虚构部分)及一个正交调制器组成)。
在图5中，根据ITU J.83附录B对复数‘n′个MPEG(或数据)流502A，502B，...，502n进行QAM-256编码，以产生一组复合频率QAM符号表示(由双头箭头指示)。24点IFFT功能540以QAM符号速率操作且利用其以将至IFFT 540的24个复合频域输入转换成类似的众多时域输出。将头4个与最后4个IFFT复合频率输入设定为复数“零”的一个固定值(即(0，j0))，同时将复合QAM编码流应用于16个“中间”IFFT输入。此在复合频域中创造了一限制QAM输入流的矩形“窗函数”，且促进了随后的内插。
由自IFFT按顺序移出连续复合时域值(真实/虚构值对)的并行-至-串行(P/S)功能550对IFFT功能540的24个输出串行化。每个IFFT转换组成了一IFFT“帧”，并组织P/S功能550使得针对每个IFFT帧发生24个移出，从而产生一具有帧长度为24的复合串行流输出。
所述来自并列至串行转换器550的复合串行输出由“第i”阶FIR(有限脉冲响应)数字滤波器处理，所述数字滤波器包含复数i-1个按顺序连接的延迟元件552、“i”个复合数字乘法器554与一个数字加法器556。每个延迟元件552将先前阶段的复合串行输出延迟恰好一个完整IFFT帧(即，24个复值)。因此，来自串行连接的延迟元件552中的每一者的输出提供了一特定延迟子取样。经由所述复合数字乘法器554中一个别的一个复合数字乘法器使每个延迟子取样(与至串行连接的阵列)乘以实值系数(hx)。因为所述系数hx为实值系数，所以复合乘法器554无需处理复合叉积且可比“真实”复合乘法器更简单。(而“真实”复合乘法器需要四次乘法运算及两次加法运算，简化的复值乘以实值乘法器实施仅需要两次乘法运算且不需要加法运算)。由数字加法器556将来自这些乘法器的复合乘积输出合计在一起以产生一滤波器输出。
一包含一直接数字合成器562(DDS)的充当一用于一组系数ROM 564的地址产生器的系数产生器以IFFT帧同步方式循环过FIR滤波器的系数，从而并行地产生一组“i”个系数值(ho，h1，h2，...，hi-2，hi-1)。DDS 562针对并行至串行转换器550的每个阶来更新系数值，重复每个IFFT帧的系数值的序列。在组合时，这些元件产生一内插滤波器，其充当基带滤波器、反成像滤波器及内插器(以补偿QAM符号速率与通道间距之间的差异)。
FIR滤波器的输出有效地为一在中频(IF)带中具有适当通道间距的多通道QAM调制流，其被内插并准备进行向上转换。所述输出首先由正交校正器558进行处理以预校正最后阶段的上变频器512的非理想行为。经由一数字加法器560将一偏移加至正交校正器558的输出以预补偿随后的DC偏移。将所述偏移补偿的结果应用于D/A转换器510以转换至模拟形式。应注意，FIR滤波器输出、正交输出与偏移补偿的输出皆为复量。数字加法器560为“双倍加法器”且偏移为复量。D/A转换器510事实上由两个用于将其复合输入的真实部分与虚构部分独立转换为模拟形式的转换器组成。将D/A转换器510的复合输出应用于最后阶段的上变频器512以将经完全补偿并校正的IF多通道QAM编码流向上频移至一所要的最终频带以产生一用于传输的多RF输出。
提供了对多通道调制器的数字部分的完整Verilog HDL描述而作为此说明书的附录。
本发明的另一个实施例是针对一用于数字有线电视的具成本效益的宽频带调制器。所述调制器使用多通道滤波器组技术与高速数字-至-模拟转换器以在一单一过程中实现一覆盖整个有线电视基带频谱的调制器。每个通道的成本得以显著降低，因为不需要上变频器(从而消除了其相关的振荡器、滤波器与频率合成链)。通过使用实施有一SAW振荡器与高Q諧振器的单一固定频率局部振荡器(LO)达成了非常低的相位。
用于数字有线电视的本先前技术调制器(不管是用于处理单一6MHz或8MHz通道还是若干此类通道)总是需要通常为双转换超外差型的上变频器，以将信号置于其目标RF频带中。这些上变频器昂贵且笨重，并且因为其在约50MHz至850MHz的整个有线频谱形式上必须具有频率捷变，所以其必须通常利用至少一宽频带电压控制振荡器(VCO)。通常这些振荡器为可变电抗器调谐型振荡器。给定可变电抗器调谐的效能限制，这些振荡器通常展示显著的相位噪声。
然而，近来在高速、高精确性数字-至-模拟转换器(DAC)设计中的进展建议一更简单、代价更少的调制器架构。例如，富士通的MB-86064双DAC允许以$80价格的转换速率800Ms/s(每秒百万个样品)。此双DAC为一般的宽频带信号提供了与70db ACPR(邻近通道功率比)一致的AC精确性。由于可得到这些高D/A转换速率，所以为数字有线调制器数字地执行所有频率变换变得实际。
图6为一直接至RF多通道QAM调制器600的方块图，所述多通道QAM调制器600通过利用高效能、高速1000Ms/s DAC 676A与676B而消除了对上变频器的需求。单一低相位噪声振荡器680为调制器600提供了1000MHz主时钟。振荡器680较佳为SAW(表面声波)振荡器，但也可实施有一基于高Q谐振器的振荡器。这些SAW振荡器(SO)与电压控制SAW振荡器共同用于电信应用中，诸如SONET(同步光学网络)时钟恢复。
一实施于(例如)诸如FPGA(现场可程序化闸阵列)的逻辑设备中的数字信号处理系统670实施所述直接至RF调制器的主要数字部分以对一组数字流输入602A，602B，602C，...，602n进行QAM编码，并将其调制至一中频(IF)带中的一组″基带″载波频率上。为保持于广泛可用的FPGA的效能限制(例如，250Mhz通过量)内，将数字功能670(与图5的530相同)重复成四个并行执行段，各个执行段以所需1000MHz调制器有效时钟频率的四分之一操作。此比单一更高速段需要更多的电路，但可将每个段上的计算性效能需求降低4倍。数字除法器682以4除主时钟频率并将250MHz四分之一速率时钟提供给分段。时钟缓冲器684将主时钟的多个低变形型式提供给电路的剩余部分。通过并行操作，四个250MHz段每250MHz时钟周期可产生四个复合输出。将基于多路复用器的数据选择机制(概念上类似于DDR机制)用于以主时钟全速率扫描穿过所述四个段，借此以1000MHz主时钟速率产生复合输出。在图6所示的实施例中，数字功能被分成八个独立的并行分段(630A、630B、630C、630D、630AA、630BB、630CC与630DD)，其中若干对的段(630A与630AA、630B与630BB，等等)以四分之一时钟速率(250MHz)协力地操作从而每250MHz时钟周期产生复合输出的真实部分与虚构部分一次。有效地，所述分段对一致充当单一“复合”段从而以一个四分之一主时钟速率产生复合输出。四个第一阶段的2∶1多路复用器672A、672B、672C与672D将第一阶段的多路复用提供给500MHz的有效数据速率(主时钟速率的一半)。此每个500MHz时钟周期产生两个复合结果(四个值)。两个额外的2∶1多路复用器674A与674B以1000MHz全时钟速率在第一阶段多路复用器的两个复合输出之间切换，从而在其输出处每1000MHz时钟周期提供一个复合输出。
如图中所示，在晶片上DDR多路复用器(通常提供于高效能FPGA的输出电路中)中实施第一阶段的多路复用器672A、672B、672C与672D。在数字功能670外部提供第二阶段的多路复用器674A与674B作为独立、专用的高速多路复用器。
所属领域的技术人员将立即明白，存在用于实施上文所描述的均等数字功能670的许多可能方式。例如，可利用更多并行段及多路复用的更多层以实施更低速的逻辑中的功能，或可在更高速的逻辑中利用较少段与多路复用的较少层。图6中所示的实施例意欲代表一较佳的实施，但不应将其认为具有限制性。然而，实现了数字处理，呈同相及正交数据字(复合输出的“真实”/“虚构”分量)的最后复合基带信号被呈现给两个高效能DAC 676A与676B，(其两者皆可位于单一设备上，如与上文所提及的富士通部分那样)以自数字形式转换至模拟形式，从而产生两个模拟输出。
由低通防混淆滤波器678A与678B(其也将有用的频宽限制至约650MHz，或约108 6MHz通道)来处理这些模拟输出。接着通过正交混合器将所述经滤波的输出向上频移500MHz，所述正交混合器包含通过同步产生的500MHz正交时钟686A与686B而得以计时的第一与第二双平衡混合器688A与688B，以产生一横跨自约175MHz至825MHz频率范围的输出信号。由一将1000MHz主时钟分成两个成90度分离的500MHz正交分量的数字除法器686来产生正交时钟686A与686B，其中0度正交时钟分量686A应用于第一混合器688A，且90度移位的正交时钟分量686B应用于第二混合器688B。这些双平衡混合器688A与688B可为常规双平衡被动二极管混合器，其由于其固有的差分接口与宽的频宽而很好地适合于此应用。转换损失必须由功率放大器链来弥补，但以这些频率获得增益却简单且便宜。
如上文所描述，通过用2除可自1000MHz主时钟获得500MHz正交时钟686A与686B。此为低相位噪声操作，假定良好品质的除法器，那么500MHz正交信号展示出低相位噪声。使用1000MHz主时钟的上升边缘以产生一个500MHz正交时钟并利用下降边缘以产生另一个500MHz正交时钟，此可产生两个呈相位正交的500MHz信号。两个信号的反转型式也可自除法器获得，从而产生差分时钟信号以馈入给混合器688A与688B的LO端口。
尽管1000MHz信号的工作循环将并非精确为50％且除法器的延迟可能并不精确匹配，但是无论如何其将非常稳定。因此，可以上文关于图5所描述的方式来数字性地补偿任何所得正交误差。一种用以产生正交时钟信号686A与686B的替代方法是使用一单一除法器以自1000MHz主时钟获得单一500MHz时钟，接着利用一传输线延迟以产生所需的90度相移。(注意此处固定频率的便利性。)需要约40-45dB的边带抑制以保持256-QAM的可接受的信号品质。
最后，在合计区块690中合计两个混合器688A与688B的输出，并由一功率放大器将所述输出放大以产生一个多RF输出694。
上文关于图6所描述的调制器的种类在当已应用了其的有线频谱主要为数字频谱时最有用，从而需要很少或不需要与“传统”模拟信号的RF组合。由于数字电视分布朝专有的数字传输迁移得更近，所以此情形很可能发生同时频率增加。当有线频谱主要为数字频谱时，那么RF组合网络可几乎完全消除，因为调制器将已经组合了所有必需的信号。至多一些传统模拟通道可能不得不组合于有线频谱中。因此，与被动RF组合网络有关的插入损失得以消除，从而减少了对调制器中高度线性、高功率放大器(PA)的需求，其输出功率的大部分从前在组合器损失中被浪费。(在全面点播(EOD)环境中及任何其中信号分布纯粹数字地完成的环境中，在头端处的同通道隔离需求完全消失。)
如果调制器放大器仅需要功率足够大以驱动激光传输器(在HFC环境中)，那么此可最小化系统成本；实际上，典型激光传输器可以约-10dBm的总信号功率很好地执行，所述总信号功率可以必需的线性由相对简单的低功率反馈放大器(且可能甚至更直接地由某些混合器)来供应。
所属领域的技术人员将立即了解，上文所展示并描述的较佳实施例表示适应当前可用的数字信号处理、D/A转换器和/或上变频器技术的特定实施，且可不难作出对那些实施例的修改以适应替代性技术。例如，给定足够的速度，图5多通道QAM调制器的所有部分或一部分均可实施于数字信号处理器或通用处理器上的软件中，从而用均等的计算机代码代替数字逻辑。此系统可经特定设计以执行本发明性技术的功能，或可实施于一市售处理器上。在此系统中，可将代码存储为计算机可读取媒体中的计算机指令。计算机可读取媒体的实例包括(但不限于)：磁性媒体，诸如硬碟、软盘与磁带；光学媒体，诸如CD-ROM与全息设备；磁光媒体，诸如光磁软盘；和经特定配置以存储并执行程序代码的硬件设备，诸如特殊应用集成电路(“ASIC”)、可程序化逻辑设备(“PLD”)及ROM与RAM设备。计算机代码的实例包括诸如由编译程序产生的机器代码和包含更高级代码并由一计算机使用解释程序来执行的文件。例如，本发明的一个实施例可使用Java、C或其它面向对象的程序语言及开发工具来实施。本发明的另一个实施例可实施于硬连线的电路中以代替或组合机器可执行软件指令。
尽管已关于某一较佳实施例或一些较佳实施例展示并描述了本发明，但是对于所属领域的技术人员来说，在阅读并了解了此说明书及附属图式之后，将想起某些均等的变更与修改。特别关于由上述组件(总成、设备、电路等)所执行的各种功能来说，用于描述这些组件的术语(包括对″构件″的参考)意欲对应于(除非另有指示)执行所描述的组件的特定功能的任何组件(即，其为功能上的均等物)，即使结构上与所揭示的执行本文所说明的本发明示范性实施例中的功能的结构不均等。此外，尽管已关于若干实施例中的仅一个实施例揭示了本发明的一特定特征，但是此特征可与其它实施例的一或多个特征组合，如对于任何给定或特定应用而言为所要的且有利的。
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Claims (14)

1.一种直接调制至RF的宽频带多通道QAM调制器，其用于将复数个数字数据流调制至一单一多RF输出上，其特征在于：
一以一主时钟频率操作的高频主时钟源；
编码构件，其用于将所述数字数据流中的每一个编码成一组QAM编码流；
反向FFT处理构件，其用于将所述一组QAM编码流同时转换成一单一数字多通道中频流，从而将所述一组QAM编码流编码至一中频带中的一组均匀间隔的载波频率上；
数字-至-模拟转换构件，其用于将所述单一数字多通道中频流转换成一模拟多通道中频流；和
同步计时正交调制构件，其用以将所述模拟多通道中频流向上频移所述主时钟频率的一半而移至所述单一多RF输出上。
2.根据权利要求1所述的调制器，其中：
将所述编码构件及反向FFT处理构件的至少一部分实施为以所述主时钟频率的一个二进制分谐波频率操作的一组并行执行段，从而以所述二进制分谐波频率来产生输出。
3.根据权利要求2所述的调制器，其特征进一步在于：
多路复用构件，其用于以所述主时钟频率在所述并行执行段的输出之间进行切换从而以所述主时钟频率产生输出。
4.根据权利要求1所述的多通道QAM调制器，其中：
根据ITU J.83附录B来对所述数字数据流进行QAM-256编码。
5.根据权利要求1所述的多通道QAM调制器，其特征进一步在于：
后反向FFT组合滤波构件，其用于执行基带与反成像滤波的组合等效内容。
6.根据权利要求1所述的多通道QAM调制器，其特征进一步在于：
内插构件，其用于补偿一QAM符号速率与一通道间距之间的一差异。
7.一种直接调制至RF的多通道QAM调制器，其用于将复数个数字数据流调制至一多RF输出上，其特征在于：
QAM编码构件，其用于将所述数字数据流编码成复数个QAM编码符号流；
反向FFT处理构件，其使每个QAM编码符号流被施加至所述反向FFT处理构件的一特定复合频率输入，所述反向FFT处理构件产生一时域信号，所述时域信号代表被调制至一中频带中的一组均匀间隔载波频率上的所述复数个QAM编码符号流；
后反向FFT滤波构件，其产生一经滤波的时域信号，以执行基带滤波、反成像滤波与速率内插的组合等效物从而补偿一QAM符号速率与一通道间距之间的一差异；
数字-至-模拟转换构件，其用于将所述经滤波的时域信号自复合数字形式转换为复合模拟形式以生成模拟多通道中频流；和
同步计时正交调制构件，其将所述模拟多通道中频流向上频移主时钟频率的一半而移至所述多RF输出上。
8.根据权利要求7所述的调制器，其特征进一步在于：
数字正交校正构件，其用于补偿所述同步计时正交调制构件中的正交误差。
9.根据权利要求7所述的调制器，其中：
将所述编码构件及反向FFT处理构件的至少一部分实施为以所述主时钟频率的一个二进制分谐波频率操作的一组并行执行段，从而以所述二进制分谐波频率来产生输出。
10.根据权利要求9所述的调制器，其特征进一步在于：
多路复用构件，其用于以所述主时钟频率在所述并行执行段的输出之间进行切换，从而以所述主时钟频率产生输出。
11.一种用于将复数个数字数据流调制至一多RF输出上的直接调制至RF的多通道QAM调制的方法，包含：
以一主时钟频率提供一高频率主时钟源；
提供复数个数字数据流；
将所述数字数据流中的每一个编码成一组QAM编码流；
经由一反向FFT以所述主时钟频率处理所述QAM编码流以将所述一组QAM编码流调制成一单一复合数字多通道中频流，从而将所述一组QAM编码流编码至一中频带中的一组均匀间隔的载波频率上；
将所述数字多通道中频流转换成模拟形式以生成模拟多通道中频流；和
将所述模拟多通道中频流向上同步频移所述主时钟频率的一半而移至所述多RF输出上。
12.根据权利要求11所述的方法，其进一步包含：
根据ITU J.83附录B对所述数字数据流进行QAM-256编码。
13.根据权利要求11所述的方法，其进一步包含：
在一组合的基带与反成像滤波器中对所述数字多通道中频流进行后反向FFT滤波。
14.根据权利要求11所述方法，其进一步包含：
内插所述数字多通道中频流以补偿一QAM符号速率与一通道间距之间的一差异。
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