MXPA05011646A - Un sintonizador de multi-canal de cancelacion de apodamiento con base en transformacion. - Google Patents

Abstract

Un receptor de satelite incluye un sintonizador de cancelacion de senal para procesar una pluralidad de diferentes senales del transpondor para proporcionar, en forma simultanea, una pluralidad de diferentes corrientes de bits. El sintonizador de cancelacion de senal incluye (a) un demultiplexor para demultiplexar una senal recibida que representa la pluralidad de senales del transpondor en un numero de senales decimadas, cada senal del transpondor lleva una corriente de bits y (b) un elemento de transformacion que opera en el numero de senales decimadas para proporcionar por lo menos dos de las corrientes de bits, en forma simultanea.

Description

UN SINTONIZADOR DE MULTI-CANAL DE CANCELACIÓN DE APODAMIENTO CON BASE EN TRANSFORMACIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona en general con dispositivos receptores de señal y más en particular, a un receptor de señal de satélite de multi-canal.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un dispositivo receptor de satélite convencional, como un receptor de satélite de transmisión directa (DBS), puede sintonizar cualquiera de un número de transpondores de satélite, cada transpondor transmite una señal descendente en una banda de frecuencia particular. La señal descendente del transpondor típicamente representa una corriente de bits en un formato de paquetes, los paquetes transportan datos, como audio, video e información de programación, etc., asociada con uno o más canales o servicios de transmisión. Con respecto a esto, típicamente cada transpondor está asociado con uno o más canales de transmisión. Como tal, un programa de deportes deseado se puede encontrar en uno de los canales de transmisión asociados con un transpondor, mientras una película se puede encontrar en uno de los canales de transmisión asociado con un transpondor diferente. Desafortunadamente, como se mencionó antes, un dispositivo receptor de satélite convencional solamente sintoniza una señal descendente desde un transpondor a la vez. Esto lleva a varios problemas. Por ejemplo, "el navegado de canales", es decir, la conmutación de un canal de transmisión a otro, lo cual puede abarcar la conmutación de transpondores, que provocan retrasos de procesamiento adicionales - retrasos que retardan el proceso de navegado de canales. Además, en algunas casas, en donde se desea ver, o escuchar programas en forma simultánea asociados con diferentes transpondores, se debe gastar mucho dinero para comprar o rentar múltiples dispositivos receptores de satélite convencionales.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Por lo tanto, y de conformidad con los principios de la invención, un dispositivo receptor incluye un sintonizador de cancelación de señal para procesar, en forma simultánea, una pluralidad de señales recibidas, cada señal recibida corresponde a una corriente de bits. El sintonizador de cancelación de señal incluye un muestreador para muestrear una pluralidad de señales recibidas para proporcionar un número de corrientes muestreadas de apodamiento y un elemento de transformación discontinua que operan en las corrientes muestreadas de apodamiento para recuperar por lo menos dos de las corrientes de bits correspondientes. En una modalidad de la invención, el dispositivo receptor es un receptor de satélite. El receptor de satélite comprende un sintonizador de cancelación de señal que incluye (a) un demultiplexor para demultiplexar una señal recibida que representa una pluralidad de señales de transpondor en un número de señales decimadas, cada señal de transpondor transporta una corriente de bits y (b) un elemento de transformación que opera en el número de señales decimadas para proporcionar por lo menos dos de las corrientes de bits. En otra modalidad de la invención, un circuito integrado incluye un elemento de transformación para recibir una pluralidad de señales decimadas, el elemento de transformación opera en la pluralidad recibida de señales decimadas para proporcionar por lo menos dos corrientes de bits, cada corriente de bits asociada con una diferente banda- de frecuencia de transmisión. En forma ilustrativa, cada banda de frecuencia está asociada con un transpondor diferente de una red de distribución de cable por satélite. En otra modalidad de la invención, el dispositivo receptor es un receptor de satélite. El receptor de satélite lleva a cabo un método de cancelación de señal que incluye: (a) demultiplexar una señal recibida que representa una pluralidad de señales de transpondor en un número de señales decimadas, cada señal de transpondor lleva una corriente de bits y (b) transformar el número de señales decimadas para proporcionar por lo menos dos corrientes de bits.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 a la 3 ilustran conceptos de datos de muestra de la técnica previa. La Figura 4 muestra una recombinación ilustrativa de corrientes de señal decimadas de conformidad con los principios de la invención . Las Figuras 5 y 6 muestran dos rechazadores de canal ilustrativos de conformidad con los principios de la invención. La Figura 7 muestra un espectro de frecuencia ilustrativo para una señal recibida que representa ocho canales del transpondor. La Figura 8 muestra un espectro de frecuencia ilustrativo para la señal recibida de la Figura 4, después de muestrear a la velocidad Nyquist. La Figura 9 muestra un espectro de frecuencia ilustrativa de una señal recibida muestreada después del muestreo. La Figura 10 es un diagrama en bloque de niveles ilustrativo de un receptor que incorpora los principios de la presente invención. La Figura 11 muestra un espectro de frecuencia ilustrativo para una señal recibida que representa 16 canales del transpondor. La Figura 12 es un diagrama en bloque de niveles de un sintonizador de multi-cancelación que incorpora los principios de la presente invención. La Figura 13 es una matriz de transformación ilustrativa para usarse por el elemento 230 de transformación de la Figura 12. La Figura 14 es una operación de transformación ilustrativa de conformidad con los principios de la presente invención. La Figura 15 es otra operación de transformación ilustrativa de conformidad con los principios de la presente invención. La Figura 16 es otra operación de transformación ilustrativa de conformidad con los principios de la invención. Las Figuras 17 a la 22 muestran otra operación de transformación ilustrativa de conformidad con los principios de la invención; y La Figura 23 muestra otra modalidad ilustrativa de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Diferente al concepto inventivo, los elementos mostrados en las Figuras son bien conocidos y no serán descritos con detalle. También, se supone cierta familiaridad con la distribución de programas con base en satélite y no se describirá con detalle. Por ejemplo, diferente al concepto inventivo, los transpondores de satélite, las señales descendentes y el extremo delantero de frecuencia de radio (rf), o la sección receptora, tal como el bloque de bajo ruido, y los métodos de formateo y codificación (como la Norma de los Sistemas Moving Picture Experts Group (MPEG)-2 (ISO/IEC 13818-1)) para generar corrientes de bits de transporte son bien conocidas y no serán descritas. Además, el concepto inventivo se puede implementar con el uso de técnicas convencionales de programación, las cuales, no serán descritas. Por último, los números iguales en las Figuras representan elementos similares. El concepto inventivo utiliza la teoría de datos de muestra. Con respecto a esto, antes de describir la modalidad ilustrativa de la invención, se proporciona un breve repaso de la teoría de los datos de muestra. Con referencia a la Figura 1, una señal de tiempo s(t) continua de una dimensión (1-D) ilustrativa se aplica a un convertidor 105 análogo a digital (A/D), el cual muestrea la señal s(t) a la velocidad de muestra, r, para proporcionar una señal s(n) muestreada, que es una corriente de muestras a la velocidad r de muestreo. Con referencia ahora a la Figura 2, se muestran varias gráficas ilustrativas. La gráfica 21 muestra una porción de señal s(t) sobre un eje de amplitud normalizado y un eje de tiempo normalizado. La señal s(t) tiene un espectro de frecuencia limitado de banda S(f), como se muestra en la gráfica 22. La señal s(t) se muestrea por la señal g(t) según se representa por la rejilla de muestreo en la gráfica 23. En forma ilustrativa, g(t) se modela como un tren de impulso del área de unidad: g(t)= ?S(t-n-T) , (1) en donde d(·) es la función delta dirac conocida y T = separación de rejilla. La representación del dominio de frecuencia de la rejilla de muestreo g(t), se determina en forma analítica por la Integral de Transformación Fourier: (3) Se debe observar que: entonces GfíaJ se puede rescribir como: - j-ca-n-T - + j-m-T l-s (6) Como es conocido en ia técnica, la operación de la señal muestreo s(t), en la rejilla g(t) de muestreo para obtener representación de datos muestreada s(n) se modela como: ) = s(t) · g(t) = ?s(n -T) · 5{t -n-T). (8) Cuando la separación de impulso del dominio de tiempo es uno (1), entonces la separación de impulso del dominio de frecuencia es dos (2). Cuando el tren de impulso de dominio de tiempo incluye un impulso en el tiempo cero (supuesto antes), entonces el tren de impulso de dominio de frecuencia es un valor real ponderado.

Cuando el tren de impulso de dominio de tiempo se desplaza del tiempo cero por unidades de tiempo normalizadas (en donde la separación normalizada ¡guala a uno), entonces cada impulso en el tren de impulso de dominio de frecuencia se pondera por: e (9) en donde n es igual al índice de frecuencia normalizada del tren de impulso. El espectro de frecuencia normalizada del tren de impulso se ilustra en la gráfica 24 de la Figura 2. Con referencia ahora a la Figura 3, se muestran ilustraciones de las afecciones de las velocidades muestreadas diferentes en el espectro de datos muéstreos. Las gráficas 31 y 32 ilustran el muestreo de la señal s(t) a la velocidad Nyquist (es decir, a una velocidad igual a por lo menos dos veces el ancho de banda de s(t)). La gráfica 31 ilustra la señal muestreada resultante s(n), en tiempo discontinuo, mientras la gráfica 32 ilustra la ambigüedad de frecuencia de este muestreo. A partir de la gráfica 32 se puede observar que la imagen sin la frecuencia cero es una copia no apodada de la señal s(t). En otras palabras, las diferentes copias del espectro de frecuencia de s(t) mostrada en la gráfica 32 son diferentes, es decir, no apodadas. En comparación, las gráficas 33 y 34 ilustran el muestreo de la señal s(t) a menos de la velocidad Nyquist. La gráfica 33 ilustra el muestreo de la señal s(t) a una velocidad igual al ancho de banda de s(t). La gráfica 34 ilustra un espectro de frecuencia de la señal muestreada s(n). A partir de la gráfica 34 se puede observar que las imágenes de la señal s(t) ahora se traslapan y contaminan la copia de la señal s(t) aproximadamente a la frecuencia cero. En otras palabras, las copias de frecuencia o imágenes están ahora apodadas una sobre otra. Todas las fases de muestreo producen este resultado, pero y de conformidad con los principios de la presente invención, la fase de cada imagen valuada compleja en la gráfica 34 es una función de la fase de muestreo, como se describe más adelante. De este modo y de conformidad con los principios de la presente invención, se proporciona un nuevo paradigma de sintonización con base en el concepto de la teoría de muestreo básico de apodamiento de frecuencia y cancelación de apodamiento mejor que el método de sintonización común de seleccionar un canal al filtrar los canales no deseados. El concepto general es convertir una señal de multi-canal s(t) en el dominio digital a la velocidad de muestreo mayor que, o igual a la velocidad Nyquist, FNyqu¡st, para s(t) (de aquí en adelante referida como velocidad Nyquist de multi-canal Fivi-Nyquist) y entonces someter la corriente s(n) de datos resultante a una operación de demultiplexación para proporcionar un número N de corrientes de datos de salida s¡(n), en donde 1</<?/. La operación del demultiplexor es, en efecto, otro muestreo de la corriente de datos resultante, s(n) a la frecuencia de muestreo FM.Nyquist/N. Cada una de las corriente s¡(n) de datos de salida desde el demultiplexor es una corriente decimada que está apodada con imágenes de todos los canales, pero ahora a una velocidad conveniente para un procesamiento de señal digital. Una vez presente, un componente apodado no puede separarse de un componente no apodado que ocupa la misma banda de frecuencia por un proceso de filtrado. Sin embargo, aunque cada corriente decimada tiene los mismos componentes apodados, la fase de estos componentes para cada decimación es diferente y se puede explotar para recuperar un núcleo de transpondor particular, no contaminado con el apodamiento de otros canales. En particular, el demultiplexor tiene N corrientes de datos de salida, en donde cada corriente de datos de salida se puede ver como desplazada con respecto a otras corrientes de datos de salida. Por ejemplo, la primera corriente de datos de salida será establecida como el punto de referencia, entonces las corrientes de datos restantes serán expresadas en una relación de fase para esta primera corriente de datos de salida. Por ejemplo, la corriente de datos de salida ((N/2) + 1 )° tiene el desplazamiento de fase de p con respecto a la primera corriente de datos de salida que supone que la separación de muestra está en un período de 2p. Por lo tanto, para recuperar un canal particular del transpondor, cada una de las corrientes de datos de salida, o corrientes decimadas, se recombinan primero con el uso de un vector de ponderación a„, asociado con cada canal del transpondor, en donde 0 n < (N-1). El vector de ponderación a„ tiene N componentes y es igual a: en donde (10a) jl ii Á¡ =ex (10b) en donde 0 <_ i < N-1 e i es una particular de las N corrientes decimadas. Por ejemplo, para sintonizar un canal 0 de frecuencia, se debe calcular el vector a0 de ponderación. Con respecto a esto, el valor de n se ajusta igual a 0 en la ecuación 10b anterior. Se debe notar que n está asociada con las regiones Nyquist (por ejemplo, ver Figura 9, descrita después). Como tal, se puede utilizar una copia predefinida para primero convertir un canal particular del transpondor en un valor asociado de n. Para un valor de n determinado, resultan diferentes valores de Ai, ya que el valor de este factor de ponderación varía de conformidad con el índice i. En particular, cada una de las corrientes decimadas se multiplica por un factor A¡ correspondiente, del vector de ponderación. Para continuar con el ejemplo, para sintonizar un canal 0 de frecuencia, las muestras de la primera corriente (es decir, la corriente asociada con el valor de 0 del índice i) se multiplica por A0, en donde la ecuación (10b) tiene el valor de / ajustado igual a cero y el valor de n ajustado igual a cero. De la misma forma, las muestras de la segunda corriente se multiplican por A en donde la ecuación (10b) tiene el valor de /' ajustado igual a uno y el valor de n se ajusta igual a cero. Después de la ponderación de cada una de las corrientes decimadas individuales, las corrientes ponderadas se combinan. Esto también se ilustra en la Figura 4, que muestra un recombinador para recombinar un número de corrientes decimadas /', para un canal particular del transpondor. En particular, el número de corrientes decimadas 101-i se aplican a un grupo de multiplicadores. Cada multiplicador multiplica un factor correspondiente del vector de ponderación a„ para un canal particular del transpondor con un valor de muestra de una correspondiente de las corrientes decimadas. Los valores ponderados resultantes se suman juntos por un sumador 120 para desarrollar la señal 121. Como se puede observar de lo anterior, se requiere un número de recombinadores, por ejemplo N para usarse en recuperar cada uno de los canales del transpondor.

Se debe notar que la señal 121 puede contener dos canales (un par de canales par y uno impar) co-ocupando un canal de frecuencia (descrito más adelante). Como tal, se debe llevar a cabo otro procesamiento para recuperar un único canal del transpondor. Tal co-ocupación de los canales de frecuencia, cuando se presentan, se pueden separar por sus relaciones de fase con el uso del rechazador de canal de las Figuras 5 y 6. Esta relación de fase se puede explotar al multiplicarse por: en donde m es el índice de muestra (es decir, m es un entero en incremento, por ejemplo, m= 0 en la primera muestra, m = 1 en la segunda muestra, m= 3 en la tercera muestra, etc.) y el signo " + " se utiliza para sintonizar los canales pares mientras el signo "-" se utiliza para sintonizar los canales impares. El rechazo del canal numerado impar no deseado del par se puede llevar a cabo con el uso del rechazador de canal de la Figura 5, lo cual produce el canal de frecuencia par. De manera similar, el rechazo del canal numerado par del par superpuesto se puede obtener al cambiar los sumadores de la Figura 5 en restadores, como se muestra en la Figura 6, lo cual produce el canal de frecuencia impar. En este ejemplo, para las señales que contienen pares de canales, la resolución de un único canal se llevó a cabo después de la recombinación. Los rechazadores de canal mostrados en la Figura 5 y 6 sirven para dos funciones (a) el rechazo de un canal par y (b) la demodulación de una señal de banda cerca de base a banda de base. Sin embargo, también se puede implementar un receptor, tal que la ecuación (11) se lleve a cabo antes de la recombinación antes descrita. El uso anterior de apodamientos de frecuencia y cancelación de apodamiento mejor que el método común de sintonización de seleccionar un canal al filtrar los canales no deseados también se ilustra con referencia a las Figuras 7 a la 9. Por ejemplo, se supone que la señal s(t) latente del multi-canal incluye ocho canales de frecuencia como se ¡lustra en la Figura 7. En forma ilustrativa, s(t) representa las señales discontinuas del transpondor de un sistema de satélite de transmisión digital (DBS) después del desplazamiento descendente y la conversión descendente, por un bloque de ruido bajo de un receptor de satélite (no mostrado). Estos ocho canales de frecuencia (Chn 0, ... Chn 7) cada uno ilustrativamente tiene un ancho de banda de canal de 20 Mhz. Además, la separación entre canales Fs, es 24 MHz, como tal el ancho de banda en exceso es de 20%. El ancho de banda total de s(t) es ((8 canales)(24 Mhz/canal)) = 192 Mhz. Con propósitos explicativos, se supone que el bloque de ruido bajo convierte s(t) en una banda cerca de base, es decir 192 MHz copias a cero MHz. Como tal, el componente de frecuencia más alta en s(t) es 192 MHz (sin contar el ancho de banda en exceso). La señal s(t) es ahora muestreada a la velocidad Nyquist de multi-canal, es decir, 384 MHz. La primera región Nyquist multi-canal resultante del espectro de la señal s(n) muestreada se ilustra en la Figura 8. Ahora, ya que existen ocho canales, la señal s(n) muestreada se decima en ocho corrientes de 48 Msps (millones de muestras por segundo). Esta decimación se logra simplemente al demultiplexar s(n) en ocho corrientes. Cada una de estas corrientes se apoda muy fuerte con imágenes de todos los canales pero ahora a una velocidad conveniente para el procesamiento de señal digital. Se debe observar que la velocidad de muestreo del demultiplexor, también referida aquí como "velocidad Nyquist de post-decimación" es 2FS. En este ejemplo, la velocidad Nyquist de post-decimación es 48 Mhz. Como tal, en un único canal, un número de imágenes apodadas ahora se "dobla" dentro del ancho de banda del único canal. En particular, el espectro mostrado en la Figura 8 se redibuja en la Figura 9 para indicar las imágenes apodadas antes del doblez. Cada una de estas imágenes apodadas es referida como un doblez, de las cuales se ilustran nueve dobleces en la Figura 9. El doblez 0 corresponde al canal cero del transpondor (ChO). Este doblez incluye las imágenes positivas y negativas de ChO. El doblez 1H corresponde a la imagen positiva de los canales uno y dos del transpondor (Ch1 y Ch2) y el doblez 1L corresponde a la imagen negativa del Ch1 y del Ch2. De manera similar, los otros dobleces se muestran como se indica en la Figura 9. Se debe observar que, al igual que ChO, el doblez 4 solamente representa las imágenes positivas y negativas del canal 7 del transpondor (Ch7). Ahora la velocidad Nyquist de post-decimación de 2FS no solamente crea estos dobleces, sino que mueve las imágenes de cada uno de estos dobleces dentro del intervalo de frecuencia -Fs a +FS. En otras palabras, cada uno de estos nueve dobleces se dobla en un ancho de banda de dos lados de un canal único - aquí designado como ChO. A partir de la Figura 9, se debe observar que el doblez 0 está completamente soportado dentro de la velocidad Nyquist de post-decimación de 48 MHz. Como tal, después de la recombinación (antes descrita), la función de rechazo de canal de un rechazador de canal no tiene efecto y simplemente el rechazador de canal demodula la señal de banda cerca de base a la banda de base para recuperar la corriente de bits asociada con ChO. De manera similar, el doblez 4 se traduce de un intervalo de frecuencia -Fs a +FS, para estar completamente soportada por la velocidad de muestreo de post-decimación y la función de demodulación del rechazador de canal proporciona la corriente de bits asociada con CH7. Sin embargo, cada uno de los dobleces restantes tiene pares de canales pares e impares. Como tal, los rechazadores de canal antes descritos se utilizan para recuperar los canales individuales del transpondor para esos pares impares-pares. Por ejemplo, el doblez 1H se mueve hacia abajo al intervalo de frecuencia -Fs a +FS, de modo que CH1 está en el intervalo de frecuencia -Fs a 0 y Ch2 está en el intervalo de frecuencia 0 a Fs. Como tal, después de la recombinación, y como se describe antes, un rechazador de canal se utiliza para rechazar las imágenes negativas de Ch1 con el fin de recuperar la corriente de bits asociada con Ch2. De manera similar, el doblez 1L se mueve hacia arriba al intervalo de frecuencia -Fs a + FS, de modo que Ch2 está en el intervalo de frecuencia -Fs a 0 y CH1 está en el intervalo de frecuencia 0 a Fs. Como tal, después de la recombinación, se utiliza un rechazador de canal para rechazar la imagen negativa de Ch2 con el fin de recuperar la corriente de bits asociada con Ch 1. Con referencia ahora a la Figura 10, se muestra un receptor 200 ilustrativo de conformidad con los principios de la presente invención. El receptor 200 incluye un bloque 205 de bajo ruido (LNB), un convertidor 210 análogo a digital (A/D), un sintonizador 215 de cancelación de multi-canal y un distribuidor 240 de canal de transmisión. Uno o más satélites (no mostrados) transmiten una pluralidad de señales 201 de frecuencia de radio (RF) descendentes en diferentes bandas de frecuencia (o canales de frecuencia) asociados con diferentes transpondores a la misma polarización. Las señales 201 RF, pueden estar por ejemplo, en el intervalo de frecuencia de 17 Ghz (giga-hertz). En forma ilustrativa, las señales 201 RF incluyen N canales de frecuencia adyacentes, cuyas frecuencias centrales son Fo a F N-I, respectivamente. La separación Fs de canal, es uniforme e igual a la separación entre las frecuencias centrales adyacentes, por ejemplo, Fs = F2 - F-,. Como tal, el ancho de banda total de todas las bandas de frecuencia, Ftota se iguala a NFS. Cada canal de frecuencia contiene una modulación en su frecuencia central (portador) del ancho de banda Fbw y tiene un exceso de ancho de banda de x% y una banda de guarda Fgb, en donde Fgb = (Fs-(Fbw((100+x)/100))) . Con propósitos ilustrativos, se supone que N = 16, y Fs - 29.16 MHz, que también es ilustrativo de un sistema de satélite digital de dieciséis transpondores (DSS). Se debe notar que las señales discontinuas pueden incluir otras propiedades. Por ejemplo, la variancia de frecuencia de la separación de canal puede ser esencialmente cero y/o el tiempo de símbolo y el desplazamiento del portador puede ser un canal a canal común. Mientras estas propiedades pueden ser útiles al diseñar un receptor que incorpore los principios de la invención, estas propiedades no son realmente requeridas. Las señales 201 RF son recibidas por una o más antenas (no mostradas) del receptor 200 para su aplicación en el bloque 205 de bajo ruido (LNB). Este último desplaza y filtra las señales 201 RF recibidas y proporciona una señal 206, que es una señal de banda cerca de base que tiene un ancho de banda total en todos los canales de íoía/. Por ejemplo, el canal de frecuencia más baja (por ejemplo, el canal 0) tiene un portador F0 - Fs/2. Esto también se ilustra en la Figura 11, que muestra el espectro de una señal de banda cerca de base para los 16 canales DSS. La señal 206 se convierte de un dominio análogo al dominio digital a través del convertidor 210 A/D, el cual muestrea la señal 206 a una velocidad de muestreo Fsamp, igual o mayor que la velocidad Nyquist de multi-canal. En forma ilustrativa, Fsamp = 2Ftota,, es decir, la velocidad de muestreo es dos veces el ancho de banda total a través de todos los canales de frecuencia, es decir, Fsamp = 2NFS. En este ejemplo, Fsamp = 933.12 MHz. El A/D 210 proporciona una señal 214, que es una secuencia de muestra de tiempo discontinuo que representa la pluralidad de canales del transpondor. La señal 214 se aplica a un sintonizador 215 de cancelación de multi-canal , que de conformidad con los principios de la presente invención, procesa la señal 214 para proporcionar un número de corrientes de bits simultáneas de dos o más canales del transpondor según se representan por las corrientes 231-1 de bits a la 231-L, en donde 1 < L <_ N (descrito más adelante). Se debe observar que estas corrientes de bits simultáneas se aplican a un distribuidor 240 de canal de transmisión, que procesa cada una de las corrientes de bits para proporcionar datos asociados con los canales 240-1 al 240-K virtuales, en donde K > 1. Por ejemplo, el distribuidor 240 de canal de transmisión decodifica cada una de las corrientes de bits codificadas, por ejemplo, de acuerdo con la Norma ISO/IEC 13818-1 de Sistemas MPEG-2. Como tal, cada uno de estos canales virtuales representa el contenido y/o servicios, por ejemplo, audio, video (por ejemplo, una película seleccionada), una guía electrónica de programas, etc. Como tal, se puede ver que aunque se muestran como señales 240-1 a la 240-K separadas, una o más de estas señales pueden ser multiplexadas juntas para su transmisión en un medio de transmisión, por ejemplo cable o a través de un medio inalámbrico (como Wi-Fi (Fidelidad inalámbrica). Para resumir, otras señales de entrada para el distribuidor 240 de canal de transmisión especifican la selección de contenido y/o servicios que no ha sido mostrados. De la misma forma, no se ha mostrado otra circuitería que entrega el contenido/servicios que puede o no ser parte del receptor 200. Con referencia ahora a la Figura 12, se muestra una modalidad ilustrativa de conformidad con los principios de la presente invención para un sintonizador 215 de cancelación de multi-canal. El sintonizador 215 de cancelación de multi-canal incluye un demultiplexor (demux) 220, un banco 225 de filtro que incluye filtros de respuesta de impulso finito (FIR) 225-1 a 225-N, un elemento 230 de transformación y rechazadores 235 de canal. El demultiplexor 220 muestrea la señal 214 a una velocidad de muestra FFí o velocidad de muestreo de post-decimacion) para proporcionar un número de corrientes de muestra decimadas al banco 225 de filtro. En forma ilustrativa, en este ejemplo, la velocidad de muestreo FF del demultiplexor 220 es un N° de la velocidad 2NFS Nyquist, es decir, FF = 2FS, en donde N es el número de canales. Como se observó antes, cada una de estas corrientes de muestra decimadas es apodada con imágenes de todos los canales del transpondor. Ya que el demultiplexor 220 muestrea la señal 214, las diferentes corrientes de muestra decimadas provistas por el demultiplexor 220 se desplazan en tiempo, es decir, el demultiplexor 220 introduce un desplazamiento de tiempo TF, en donde TF = 1/FF. Como tal, el banco 225 de filtro aplica retrasos diferenciales a las corrientes de muestra decimadas provistas desde el demultiplexor 220 para alinear en tiempo las muestras decimadas, de modo que el elemento 230 de transformación procesa N muestras decimadas al mismo tiempo. Como tal, FIR 225-1 proporciona al mayor retraso diferencial a su corriente de muestra recibida. Como tal, FIR 225-1 aplica un retraso de (N-1)7F (referido como retraso diferencial cero de FIR 225-N) a su corriente de muestra recibida. De manera similar, FIR 225-2 aplica un retraso diferencial de (N-2)TF a su corriente de muestra recibida y al N° filtro, es decir, FIR 225-N no aplica el retraso diferencial a su corriente de muestra recibida. De esta forma, las corrientes de muestra resultantes provistas por el banco 225 de filtro están alineadas en tiempo para el procesamiento por el elemento 230 de transformación. En otras palabras, a un tiempo particular, tP, se forma un vector de entrada de filtro para su aplicación al elemento 230 de transformación. Este vector de entrada de filtro incluye una muestra de cada una de las corrientes de muestra decimadas en un tiempo de muestreo particular. El vector de entrada de filtro comprende muestras F1 a la FN como se ilustra en la Figura 12. De manera ilustrativa, el ancho de banda de cada filtro es 2FS. El vector de entrada de filtro se aplica al elemento 230 de transformación. Este último lleva a cabo la operación de transformación para cada corriente de muestra decimada particular. Esto es: Oc = HF, (12) en donde H es la matriz de transformación (descrita más adelante), F es el vector de entrada de filtro y Oc es un vector de salida, cuyos elementos representan cada uno de los N canales del transpondor. Con respecto a esto, H puede ser cualquier matriz de transformación que cancele el apodamiento que representa los canales no deseados del transpondor y refuerza los componentes correspondientes en el canal deseado del transpondor sin requerir el uso de muchos recombinadores, como se describe antes. Sin embargo y de conformidad con un aspecto de la invención, el elemento 230 de transformación maneja intercambios con respecto a (a) el número de operaciones; (b) las operaciones mínimas por unidad de tiempo y (c) la cantidad de matemáticas complejas (componentes reales e imaginarios) que se llevan a cabo por el elemento 230 de transformación al cancelar el apodamiento que representa los canales no deseados del transpondor y refuerza estos componentes correspondientes al canal deseado del transpondor. Como tal, la matriz H de transformación comprende un número de matrices para manejar los intercambios antes mencionados, como se ilustra por la siguiente ecuación: H = ¾¾¾¾¾¾¾¾. (13) Para N = 16, las matrices que comprenden la matriz H de transformación también se ilustran en la Figura 13. En la Figura 13, se utiliza una forma de notación abreviada con respecto a las matrices H2, H4 y H6. En particular, la notación "Diag" significa que la matriz es una forma diagonal de la matriz como es conocido en la técnica, es decir, los valores indicados en las matrices H2, H4 y Hs ocurren en la diagonal de la matriz respectiva y todos los otros elementos de matriz tienen un valor de cero. Como se puede observar en la Figura 13, las matrices H2 y H4 incluyen factores de ponderación complejos, que se utilizan para cancelar el apodamiento de los canales no deseados del transpondor y reforzar los componentes correspondientes al canal deseado del transpondor, como se describió antes. Como también se puede observar en la Figura 13, y de conformidad con un aspecto de la invención, la matriz H de transformación es una matriz de f actorización no densa. Como se utiliza aquí, una matriz no densa se refiere a una predominancia de valores cero en cada una de las matrices mostradas en la Figura 13. Esto ventajosamente, solamente requiere 28 múltiplos reales y 70 adiciones reales. Ciertamente, todas las multiplicaciones son constantes lo que permite la implementación de técnica menos multiplicadoras (utilizadas para un digital firmado caniónico y el método de producto de sumas, como son conocidos en la técnica).

Como resultado, el elemento 230 de transformación se puede utilizar ilustrativamente para llevar a cabo el procesamiento de matriz antes mencionado que utiliza un arreglo de pasarela programable de campo (FPGA). Se debe notar que si se necesitan decodificar menos de 16 canales en forma simultánea, por ejemplo, solamente cuatro canales, entonces las matrices mostradas en la Figura 13 pueden ser reducidas para reducir el número de cálculos requeridos. De conformidad con la ecuación (12) anterior, una ecuación ilustrativa se muestra en la Figura 14 para los 16 canales DSS antes mencionados. Se debe observar que el vector de salida, Oc, mostrado en la Figura 14 incluye un número de pares de canales impares-pares que están doblados dentro del mismo ancho de banda, por ejemplo, el elemento en la hilera 2, columna 1, es la salida correspondiente al canal 1 del transpondor (frecuencia negativa), y el canal 2 (frecuencia positiva). En términos del ejemplo antes descrito, esto se relacionará con el Dbz 1H de la Figura 9. Como tal, los rechazadores 235 de canal antes mencionados también son requeridos para esos canales pares para recuperar el canal del transpondor respectivo. Aunque se muestran separados, los rechazadores de canal pueden incluirse como parte del elemento 230 de transformación. Se debe notar que se pueden definir otras factorizaciones de matriz no densa de conformidad con el concepto inventivo. Por ejemplo, la utilización de un algoritmo de Transformación Fourier Rápida (FFT) puede producir otras matrices no densas de factorización. Esto se ¡lustra en la Figura 15, la cual muestra la siguiente ecuación: 0C = HF = HnH10F (14) en donde otra vez, H es la matriz de transformación, F es el vector de entrada de filtro y Oc es el vector de salida, cuyos elementos representan cada uno de los N canales del transpondor. En este ejemplo, H incluye la matriz H-n como se muestra en la Figura 15 y H10 en donde: H10 = FFT(16) (15) Aquí, FFT (16) es una matriz FFT del orden 16. La formación de una matriz FFF es conocida en la técnica. Otra vez, se puede observar que el vector de salida incluye pares de canales paresimpares que se doblan dentro del mismo ancho de banda. Como tal, los rechazadores 235 de canal antes descritos también son requeridos para esos pares de canal para recuperar el canal respectivos del transpondor. El uso antes descrito de una FFT supone que el elemento del vector de entrada de filtro es valorado real. Sin embargo, el uso de una FFT permite un intercambio adicional. En particular, cuando se implementan todas las operaciones para señales valoradas complejas mejor que señales valoradas reales, se pueden utilizar dos salidas de banco de filtro para crear una entrada compleja (la primera salida es provista como la parte real, mientras la segunda salida es provista como la parte imaginaria). En forma equivalente, el elemento 230 de transformación opera cada dos impulsos de reloj. En el primer impulso de reloj, el vector de entrada de filtro se utiliza para formar la parte real, mientras en ei segundo impulso de reloj, el vector de entrada de filtro se utiliza para formar la parte imaginaria. Como tal, una aplicación de la FFT puede calcular dos muestras de salida complejas para cada uno de los 16 canales del transpondor. Mientras que esto requiere más operaciones por aplicación de FFT, solamente se requiere la mitad de la FFT por unidad de tiempo. Esto da como resultado ahorro de energía o mayor re-uso de los recursos de hardware. Tal modalidad se muestra en la Figura 16, la cual muestra la siguiente ecuación: X = HF = C(16)H12F' (16) En donde otra vez, H es la matriz de transformación, F' es el vector de entrada de filtro, pero con señales de entrada acumuladas sobre dos períodos de muestra y X es el vector de salida, cuyos elementos representan cada uno de los N canales del transpondor. En este ejemplo, H incluye la matriz H12 como se muestra en la Figura 16 y C(16), en donde: C(16) = HiHsHeHrHe (17) Y los valores de ?·,, H3, H5, H7 y H8 son como se muestra en la Figura 13. Se debe notar que se requiere un procesamiento adicional del vector X de salida Oc, (mostrado en la Figura 15). En particular, en un reloj par, XN + Conjugate(Xl6_N) Canal de frecuencia N = 2 (18) Y en un reloj impar: _ XN -Conjugate(Xu_N) Canal de frecuencia N = 2 (19) Otra vez, el vector 0C de salida incluye pares de canal pares-impares que se doblan dentro del mismo ancho de banda. Como tal, los rechazadores 235 de canal antes descritos también son requeridos para que los pares de canal recuperen el canal del transpondor respectivo. Una forma adicional de la Transformación Courier Discontinua (DFT) observa que para una entrada real (a la velocidad total) en donde todas las operaciones son reales hasta que se logra .una derivación final de la salida de frecuencia compleja, (es decir, no hay operaciones complejas excepto una señal de salida compleja). Con respecto a esto, otra ilustración del uso de una transformación para cancelar el apodamiento que representa canales del transpondor no deseados y refuerza esos componentes correspondientes al canal del transpondor deseado es la DFT con base en Hartely conocida. La ecuación general se muestra en las Figuras 17 a la 22. Cada Figura muestra una etapa separada de la ecuación. La primera etapa se muestra en la Figura 17 y la última etapa se muestra en la Figura 22. Esta DFT con base en Hartley Rápida requiere 36 multiplicaciones y 100 sumas (16 entradas reales para 16 salidas complejas). Se debe observar en las Figuras 17 y 20 que se definen notaciones cortas para usarse en las diferentes etapas. Para sintonizadores de cuenta de canales más largos una DFT con base en Hartley rápida debe ser más eficiente que la modalidad tipo FFT de velocidad total. Como antes, el vector Oc de salida, incluye pares de canal pares-impares que se doblan en el mismo ancho de banda. Como tal, los rechazadores 235 de canal antes descritos también son requeridos para que aquellos pares de canales recuperen el canal del transpondor respectivo. Como se observó antes, el elemento de transformación se puede implementar en un circuito integrado, tal como un FPGA. Como tal, como se muestra en la Figura 23 es posible una solución de un único microcircuito para proporcionar el contenido en forma simultánea desde diferentes canales del transpondor. En forma ilustrativa, un circuito 400 integrado puede incluir por lo menos un elemento 230 de transformación para proporcionar desde el mismo una pluralidad de canales 240-1 al 240-K virtuales, en donde por lo menos cierto contenido de esos canales virtuales se proporciona en forma simultánea desde diferentes canales del transpondor. Como se requiere, el circuito 400 integrado puede incluir rechazadores de canal (CR) como se describe antes. Como se menciona anteriormente, el receptor 200 habilita una pluralidad de canales de frecuencia para ser sintonizados simultáneamente, de modo que los programas de canal de transmisión incluidos dentro de diferentes canales de frecuencia puedan tener acceso simultáneo. Además, y de conformidad con un aspecto de la invención, la cantidad de hardware requerida para implementar un sintonizador de cancelación de multi-canal se simplifica con el uso de un único elemento de computación, según se representa por el elemento 230 de transformación. Se debe notar que se pueden utilizar otras formas de procesamiento LNB. Por ejemplo, el LNB 205 puede llevar a cabo una operación de filtrado a una especificación relajada con una banda de transición amplia de ancho (PFS) sobre y debajo de la banda de N canal para alcanzar una atenuación de detención de banda aceptable, en donde P es un entero. Además, el LNB puede mover en forma espectral el canal de frecuencia más baja para que el portador F0 correspondiente sea igual que (Fs/2 + (PFS)). Con esta variación, el convertidor 210 A/D se sincroniza a la velocidad de muestreo (2(N÷(2P))FS), y el número de trayectos paralelos utilizados para la sintonización de cancelación de señal es N + (2P). La energía justo fuera de la banda de N canal que no fue retirada por el filtrado será removida por la cancelación con el mismo proceso que cancela la energía de los canales competitivos, como se describe antes. Esta variación puede permitir que el LNB 205 utilice filtros menores de menor desempeño, mejor que filtros SAW flojos, físicamente más grandes. De manera similar, el LNB 205 puede proporcionar la señal 206 de modo que la frecuencia del canal de frecuencia más alta (es decir, Fw) quede arreglado para caer en una frecuencia de doblado par de una velocidad FF de muestra. Esta técnica se puede utilizar para aquellos canales de frecuencia más alta que satisfagan: en donde el muestreo A/D 210 a 2NFS, o FN+Fs(P + .5) FF = 2(N + 2P)FS (21) en donde el muestreo A/D 210 a (2(N + (2P))FS) ¦ De la misma forma, el LNB 205 puede proporcionar la señal 206 de modo que la frecuencia del canal de frecuencia más baja (es decir, quede arreglado para caer en una frecuencia de doblado par de una velocidad FF de muestreo. Esta técnica se puede utilizar para aquellos canales de frecuencia más baja que satisfagan: cuando el muestreo A/D 210 a 2NFS, o También, se debe notar que las restricciones en la velocidad de reloj del A/D 210 se pueden relajar un poco por la inclusión de un convertidor de velocidad de muestra. Este último representa una secuencia calculada derivada de algún muestreo (uniforme o no uniforme) que no se conforma con la separación T de muestra deseada. También se debe notar que aunque el concepto inventivo fue ilustrado en el contexto de decimación por el número de canales N, se pueden utilizar otros valores de decimación, por ejemplo, 2/V, etc. Dentro de este contexto, puede ser necesario filtrar y cancelar (como se describe antes) las corrientes de datos decimadas con el fin de recuperar en forma simultánea las corrientes de bit de transporte desde diferentes canales del transpondor. Además, se debe notar que aunque se describe en el contexto de una distribución de satélite, el concepto inventivo no está limitado y también se aplica a otros mecanismos de distribución, ya sean cableados o inalámbricos. Por ejemplo, la invención se puede aplicar a redes de cable, terrestres y otras redes (como redes de transmisión y/o comerciales). Como tal, lo anterior solamente ilustra los principios de la invención y las personas experimentadas en la técnica podrán apreciar que se pueden realizar varios arreglos alternativos, que aunque no se describen explícitamente, incorporan los principios de las invención y están dentro de su espíritu y alcance. Por ejemplo, aunque se ilustra en el contexto de elementos funcionales separados, estos elementos funcionales se pueden incorporar en uno o más circuitos integrados (IC). De manera similar, aunque se muestran como elementos separados, cualquiera o todos de los elementos de las Figuras 10 y 12 (por ejemplo, 215 y/o 240) se pueden implementar en un procesador controlado por programa almacenado. Por lo tanto, se debe entender que se pueden realizar múltiples modificaciones a la modalidad ilustrativa y que se pueden contemplar otros arreglos sin apartarse del espíritu y alcance de la presente invención, según se define en las reivindicaciones anexas.

Claims (28)

REIVINDICACIONES

1. Un receptor caracterizado porque comprende: una sección receptora para proporcionar una señal que tiene una pluralidad de diferentes canales de frecuencia, cada canal de frecuencia transporta una diferente corriente de bits; y un sintonizador de cancelación de señal que opera en la señal para recuperar las diferentes corrientes de bits desde por lo menos dos de la pluralidad de diferentes canales de frecuencia y para proporcionar en forma simultánea, las diferentes corrientes de bits recuperadas.

2. El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sintonizador de cancelación de señal comprende: un muestreador para muestrear la señal para proporcionar un número de corriente de muestra decimadas; y un elemento de transformación que opera en el número de corriente de muestra decimadas para proporcionar las diferentes corrientes de bits recuperadas.

3. El receptor de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el muestreador incluye: un demultipiexor para demultiplexar la señal en un número de corriente de muestra decimadas; y un banco de filtro para alinear en tiempo en número de corrientes de muestra decimadas para su aplicación en un elemento de transformación .

4. Ei receptor de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque además comprende por lo menos un elemento de recuperación de canal para separar los pares de canal de frecuencia par-impar después de la transformación para proporcionar por lo menos algunas de' las diferentes corrientes de bits recuperadas.

5. El receptor de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de factorización de matriz no densas.

6. El receptor de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de una transformación Fourier rápida.

7. El receptor de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de una transformación Fourier con base Hartley.

8. El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende un distribuidor de canal de transmisión para proporcionar un número de canales virtuales desde las diferentes corrientes de bits recuperadas.

9. Un receptor de satélite, caracterizado porque comprende: un bloque de bajo ruido para recibir una señal que representa una pluralidad de diferentes canales del transpondor y un convertidor análogo a digital para proporcionar desde el mismo una señal de datos que representa una secuencia de muestras que ocurren a una velocidad de muestra mayor o igual que una velocidad Nyquist relacionada con el ancho de banda total de la pluralidad de diferentes canales del transpondor, cada canal del transpondor lleva una corriente de bits; un muestreador para muestrear la señal de datos para proporcionar N corrientes de datos decimadas, en donde N > 1; y un elemento de transformación que opera en las N corrientes de datos decimadas para proporcionar en forma simultánea, por lo menos dos señales de salida que representan las corrientes de bits desde por lo menos dos de la pluralidad de diferentes canales del transpondor.

10. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el muestreador incluye: un demuitiplexor para demultiplexar la señal en un número de corrientes de datos decimadas; y un banco de filtro para alinear en tiempo el número de corrientes de datos decimadas para su aplicación en el elemento de transformación.

11. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque además comprende por lo menos un elemento de recuperación de canal que opera en por lo menos una de las por lo menos dos señales de salida para separar los pares de canal del transpondor pares-impares para proporcionar por lo menos una de las corrientes de bits.

12. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el elemento de transformación proporciona un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de datos decimadas con el uso de una factorizacíón de matriz no densa.

13. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de datos decimadas con el uso de una transformación Fourier rápida.

14. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de datos decimadas con el uso de una transformación Fourier discontinua con base en Hartley.

15. El receptor de satélite de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque además comprende un distribuidor de canal de transmisión para proporcionar el número de canales virtuales desde las por lo menos dos corrientes de bits.

16. Un circuito integrado para usarse en un receptor de satélite, el cual recibe señales desde una pluralidad de canales del transpondor, el circuito integrado está caracterizado porque com prende: un elemento de transformación que opera en la pluralidad de corrientes de datos para proporcionar, en forma simultánea, por lo menos dos señales que representan corrientes de bits desde por lo menos dos de la pluralidad de canales del transpondor, cada una de las corrientes de datos lleva imágenes de la pluralidad de canales del transpondor; y un distribuidor de canal de transmisión para proporcionar el número de canales virtuales desde las por lo menos dos corrientes de bits.

17. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende por lo menos un elemento de recuperación de canal para procesar por lo menos una de las por lo menos dos señales para separar los pares de canales del transpondor pares-impares para proporcionar por lo menos una de las corrientes de bits.

18. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en la pluralidad de corrientes de datos con el uso de factorización de matriz no densa.

19. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo un procesamiento con base de matriz en la pluralidad de corrientes de datos con el uso de una transformación Fourier rápida.

20. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el elemento de transformación lleva a cabo el procesamiento con base de matriz en la pluralidad de corrientes de datos con el uso de una transformación Fourier discontinua con base en Hartley.

21. Un método para usarse en un receptor, caracterizado porque comprende: proporcionar una señal que tiene una pluralidad de diferentes canales de frecuencia, cada canal de frecuencia lleva una diferente corriente de bits; llevar a cabo la cancelación de señal en la señal para recuperar las diferentes corrientes de bits desde por lo menos dos de la pluralidad de diferentes canales de frecuencia; y proporcionar, en forma simultánea, las diferentes corrientes de bits recuperadas.

22. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el paso de ejecución incluye: muestrear la señal para proporcionar un número de corrientes de muestra decimadas; y llevar a cabo el procesamiento con base en transformación en el número de corrientes de muestra decimadas para recuperar las diferentes corrientes de bits.

23. El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque el paso de procesamiento con base en transformación incluye el paso de separar los pares de canal de frecuencia par-impar para recuperar por lo menos una de las diferentes corrientes de bits.

24. El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque el paso de muestreo incluye: dem ultiplexar la señal en un número de corrientes de muestreo decimadas; y alinear en tiempo en número de corrientes de muestra decimadas.

25. El método de conformidad con ia reivindicación 22, caracterizado porque llevar a cabo el paso de procesamiento con base de transformación lleva a cabo el procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de factorización de matriz no densa.

26. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque llevar a cabo el paso de procesamiento con base en transformación lleva a cabo el procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de una transformación Fourier rápida.

27. El método de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque llevar a cabo el paso de procesamiento con base de transformación lleva a cabo el procesamiento con base de matriz en el número de corrientes de muestra decimadas con el uso de una transformación Fourier discontinua con base en Hartley.

28. El método de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque además comprende el paso de proporcionar un número de canales virtuales desde las diferentes corrientes de bits recuperadas.