JP4617618B2 - スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法および装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）衛星信号などのスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用して移動体の位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＳＰ受信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。
【０００３】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信信号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。
【０００４】
民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛星（Ｎａｖｓｔａｒ）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという）をＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図２０（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（したがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。
【０００６】
このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、ＧＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どのＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰＳ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受信機では、例えば３次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。
【０００７】
そして、図２０（Ｂ）に示すように、衛星信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つまり、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”のときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
図２０（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。そして、図２０（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１サブフレーム（６秒）が形成される。図２０（Ｅ）に示すように、１サブフレームの先頭のワードには、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらに、５サブフレームで、１フレーム（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１０】
ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、共通の時刻情報を用いており、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１１】
エフェメリス情報の軌道情報は、数時間ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、エフェメリス情報の軌道情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことにより、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することができるものである。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、１秒ごとに更新される。
【００１２】
１フレームのデータの残りの２サブフレームの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからなる。このアルマナック情報は、数か月ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、このアルマナック情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことにより、数か月は、同じ情報を、精度良く使用することができる。
【００１３】
ＧＰＳ衛星信号を受信して、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の拡散符号を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、ＧＰＳ衛星からの信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。
【００１４】
ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、ＧＰＳ受信機の拡散符号とＧＰＳ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を用いて、ＧＰＳ受信機の拡散符号の位相を制御して、受信信号の拡散符号と同期させるようにしている。
【００１５】
ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星信号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリアをＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ衛星信号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。
【００１６】
そして、ＧＰＳ受信機では、受信信号は、そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通である。この中間周波数信号におけるキャリアには、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波数信号に変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発振器の周波数誤差分が含まれる。
【００１７】
したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。
【００１８】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器＋ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）＋コスタスループによる拡散符号同期検出手法を用いている。これについて、以下に説明を加える。
【００１９】
ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。
【００２０】
図２１は、この周波数サーチを説明するための図である。すなわち、ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときに、拡散符号についての位相同期検索、つまり、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号と拡散符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期が取れる位相を検出するようにする。
【００２１】
前記クロック信号の周波数がｆ１のときにおいて、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記駆動クロック信号の周波数を周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索を行う。これを、図２１のように、前記駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。
【００２２】
そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的な拡散符号の位相同期検出が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。
【００２３】
しかしながら、拡散符号同期検出方法として上述したような従来からの手法を用いたのでは、原理的に高速同期には不向きで、実際の受信機においては、それを補うため、多チャンネル化してパラレルに同期点を探索する必要が生じる。そして、上記のように拡散符号およびキャリアの同期に時間を要すると、ＧＰＳ受信機の反応が遅くなり、使用上において不便を生ずる。
【００２４】
拡散符号の位相同期検出に関しては、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）に代表されるハードウエアの能力の向上によって、上述のようなスライディング相関の手法を用いることなく、デジタルマッチドフィルタを用いることにより、符号同期を高速に行う手法が実現している。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、デジタルマッチドフィルタは、トランスバーサルフィルタや高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）という）を用いたものが知られているが、通常、デジタルマッチドフィルタでの処理単位は拡散符号の1周期である。
【００２６】
しかし、拡散符号の１周期分の相関演算結果のみから拡散符号同期検出を行うのでは、検出感度が低いので、従来は、検出感度を上げるため、拡散符号の１周期分毎の相関演算結果の２乗和を積算してゆく方法が用いられている。この方法によれば、相関値の正負の極性に関係なく、相関点での相関値を非相関点での相関値に比して大きくすることができるため、検出感度を上げることができる。
【００２７】
しかしながら、２乗和を積算する方法は、ノイズ成分も相殺されずに積算されてしまうので、Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音比）が悪い受信状態では、２乗操作による損失が大きく、検出感度の改善度は低い。
【００２８】
そこで、２乗和ではなく、拡散符号の１周期分毎の相関演算結果の線形和を積算することが考えられる。線形和であれば、ランダムに分布するノイズは相殺されて小さくなるからである。
【００２９】
ところが、ＧＰＳ信号の場合、スペクトラム拡散信号は５０ｂｐｓの航法データを含んでおり、図２０に示したように、拡散符号の１周期（１ミリ秒）の２０倍（２０ミリ秒）をビット遷移周期としている。このため、拡散符号の１周期分毎の相関演算結果の線形和を、２０ミリ秒以上の期間に渡って積算したときには、ビット遷移のところから相関値が逆極性となって相殺されてしまい、積算値が小さくなってしまうので、単純に線形和を積算することはできない。
【００３０】
この発明は、以上の点にかんがみ、上述のＧＰＳ信号のように、ビット遷移周期が拡散符号の１周期の複数倍であるデータのスペクトラム拡散信号について、拡散符号の同期検出の感度を大幅に改善することができるようにすることを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置は、
拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期検出を行う装置において、
前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期よりも短い単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行う単位期間相関演算線形加算手段と、
前記単位期間相関演算線形加算手段で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を計算する絶対値計算手段と、
前記絶対値計算手段で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算する絶対値加算手段と、
前記絶対値加算手段で得られた前記絶対値の加算値から、相関点を検出する相関点検出手段と、
を備えることを特徴とする。
【００３２】
上述の構成の請求項１の発明においては、データのビット遷移周期よりも短い単位期間においては、２乗和ではなく、線形和を得る。そして、その単位期間毎の線形和の絶対値和を、複数単位期間分積算し、その積算した絶対値和から相関点を検出する。
【００３３】
この場合において、データのビット遷移がどこで生じるかは未知であるので、前記単位期間での線形和の演算の過程で相関値の正負の相殺が生じ、特に、ビット遷移が単位期間の中央にくる場合には、相関値の正負の相殺のために完全に相関演算値の線形和は０になってしまう。
【００３４】
しかし、請求項１の発明においては、単位期間がビット遷移周期よりも短い期間として設定されているので、ある単位期間において、ビット遷移がその中央にくるようになっている場合には、その単位期間の前後の単位期間では、ビット遷移がその中央にくるようになることは決してない。
【００３５】
例えば、請求項２の発明のように、単位期間の長さをビット遷移周期の１／２の時間長とした場合であれば、ある単位期間において、ビット遷移がその中央にくるようになっている場合には、その単位期間の前後の単位期間では、ビット遷移を含まない。このため、それらの前後の単位期間では、ビット遷移による相殺の影響は全く受けない相関演算結果の線形和が得られ、それらの絶対値和により、相関点を検出することで、検出感度の向上を期待することができる。
【００３６】
また、請求項８の発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法は、
拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期検出を行う方法において、
前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期以下の長さの単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
前記単位期間を前半期間と後半期間とに２等分し、前記前半期間または前記後半期間の一方における前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和に等しい第１の線形和と、前記前半期間または前記後半期間の他方における前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との一方を符号反転させた状態での前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和に等しい第２の線形和との和に等しい第２の線形加算相関演算結果を、前記単位期間毎に得る単位期間相関演算線形加算工程と、
前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、複数単位期間分、加算する絶対値加算工程と、
前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値から、相関点を検出する相関点検出工程と、
を備えることを特徴とする。
【００３７】
上述の構成の請求項８の発明において、前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対値との和は、単位期間とビット遷移位置との位相関係によらず、常に一定となる。このため、絶対値加算工程で、複数単位期間において、前記絶対値和を積算すれば、当該絶対値和は、その複数単位期間数倍となる。
【００３８】
したがって、相関点検出工程において相関点を検出するための閾値を設定し易くなり、かつ、検出感度を改善することができる。
【００３９】
また、請求項１６の発明は、請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法において、
前記単位期間は、前記ビット遷移周期に等しく選定し、
前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の線形加算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを推定し、この推定した位相ずれにより、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを補正する
ことを特徴とする。
【００４０】
この請求項１６においては、単位期間をビット遷移周期に等しく選定し、前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の線形加算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを推定するようにする。そして、推定した位相ずれにより、スペクトラム拡散信号の単位期間と、データのビット遷移位置との位相ずれを補正する。このようにすれば、単位期間内でビット遷移することがなくなるので、単位期間毎の相関値の線形加算は常に最大値を示すようにすることができて、拡散符号同期の検出感度が、さらに向上する。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法の実施の形態を、上述したＧＰＳ受信機におけるＧＰＳ信号についての拡散符号同期検出に適用した場合について、図を参照しながら説明する。
【００４２】
［第１の実施の形態］
図２は、スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第１の実施の形態としてのＧＰＳ受信機の拡散符号同期検出部の構成例を示すブロック図である。この図２において、受信信号ｒ（ｎ）は、図示を省略したが、ＧＰＳアンテナにて受信されたＧＰＳ衛星からの信号（スペクトラム拡散信号）のキャリアを、中間周波数１．０２３ＭＨｚに低域変換した中間周波信号である。
【００４３】
なお、説明を簡略にするため、図２の実施の形態では、受信信号ｒ（ｎ）についてのキャリア同期は取れているものとして説明するが、実際的には、後述するような何らかの方法でキャリア周波数をサーチして、キャリア同期を取る動作が必要である。
【００４４】
受信信号ｒ（ｎ）は、まず、Ａ／Ｄ変換器１でデジタル信号に変換された後、デジタルマッチドフィルタ２に供給される。このデジタルマッチドフィルタ２には、拡散符号発生部３からの拡散符号の１周期分が供給される。このとき、拡散符号発生部３からは、受信しようとするＧＰＳ衛星信号に使用されている拡散符号が出力される。この結果、このデジタルマッチドフィルタ２からは、受信信号と拡散符号との相関結果が得られる。
【００４５】
この相関結果は、拡散符号の１周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、受信信号ｒ（ｎ）中の拡散符号と、拡散符号発生部３からの拡散符号とが同期している場合には、図３に示すように、１０２３チップのうちのある一つのチップ位相ｎｐでの相関値が、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。デジタルマッチドフィルタ２からの出力は、図３に示すような相関結果が、拡散符号の１周期分毎に繰り返すようなものとなる。
【００４６】
ただし、前述もしたように、拡散符号の１周期分だけから相関点の検出を行おうとすると、検出感度が悪い。そこで、この実施の形態では、次のようにする。
【００４７】
デジタルマッチドフィルタ２からの拡散符号の１周期分毎に繰り返す相関結果は、単位期間線形加算部４に供給される。この単位期間線形加算部４では、拡散符号の１周期の複数倍であって航法データのビット遷移周期である２０ミリ秒よりも短い期間として選定される単位期間内において、デジタルマッチドフィルタ２からの拡散符号の１周期分毎に繰り返す相関結果を、各チップ位相の値を同期加算するようにして線形加算する。そして、単位期間線形加算部４では、この線形加算処理を、単位期間のそれぞれにおいて行う。
【００４８】
ここで、この実施の形態では、単位期間は、拡散符号の１周期の１０倍であって、ビット遷移周期（２０ミリ秒）の１／２である１０ミリ秒に選定される。
【００４９】
この単位期間線形加算部４は、図２に示すように、拡散符号のチップ数Ｎに等しい段数のレジスタ４ＲＧを備え、このレジスタ４ＲＧに、拡散符号の各チップ位相の相関結果を単位期間分、線形加算したものを蓄積する。つまり、この例の場合には、単位期間は１０ミリ秒であるので、単位期間線形加算部４のレジスタ４ＲＧの各チップ位相に対応する段のレジスタでは、当該チップ位相の１０個の相関結果を同期加算するものである。
【００５０】
この単位期間線形加算部４からの単位期間毎の相関値線形加算結果（拡散符号の１周期分）は、絶対値計算部５に供給されて、単位期間分毎に絶対値化され、絶対値累積加算部６に供給される。この絶対値累積加算部６では、単位期間のＭ（Ｍは２以上の整数）倍の期間で、単位期間分毎の相関値線形加算結果の絶対値を累積加算する。そして、絶対値累積加算部６は、その累積加算結果を相関点検出部７に供給する。
【００５１】
相関点検出部７では、図３に示したような特性を示す累積加算結果について、予め定めたスレッショールド値と比較し、このスレッショールド値を超えるようなピーク値が検出されたときに、受信信号と拡散符号との同期が取れたとして検出し、前記ピーク値の位相を相関点ｎｐとして検知する。
【００５２】
なお、基準クロック発生器１０からの基準クロックが分周器８に供給されて、受信信号ｒ（ｎ）のサンプル周波数に等しい周波数のクロックＣＬＫが生成され、そのクロックＣＬＫが、Ａ／Ｄ変換器１、デジタルマッチドフィルタ２および単位期間線形加算部４に供給される。
【００５３】
また、基準クロック発生器１０からの基準クロックは、タイミング制御部９に供給され、このタイミング制御部９では、単位期間に同期するタイミング信号が成されて、それぞれ単位期間線形加算部４、絶対値計算部５および絶対値累積加算部６に供給される。
【００５４】
［デジタルマッチドフィルタの具体例］
図２のデジタルマッチドフィルタ２は、トランスバーサルフィルタやＦＦＴを用いて構成することができる。図４は、トランスバーサルフィルタを用いたデジタルマッチドフィルタ２の構成例を示すものである。
【００５５】
すなわち、図４の例のデジタルマッチドフィルタ２は、拡散符号のチップ数Ｎ−１に等しい段数のシフトレジスタ２０１を備え、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号Ｄｉｎが、図４では省略したが分周器８からのクロックＣＬＫによって、このシフトレジスタ２０１に順次に転送される。
【００５６】
そして、デジタル信号Ｄｉｎおよびシフトレジスタ２０１の各段のレジスタＲＧの出力が、係数乗算器２０２_１，２０２_２，２０２_３、…、２０２_Ｎでそれぞれ係数乗算された後、総和器２０３に供給され、総和演算が行われる。総和器２０３からの総和演算結果は、レベル調整部２０４で、１／Ｎに減衰されて、相関結果ＣＲｏｕｔとして出力される。
【００５７】
係数乗算器２０２_１，２０２_２，２０２_３、…、２０２_Ｎには、拡散符号発生部３からの拡散符号の各チップの値（＋１または−１）が供給される。この場合、拡散符号発生部３からの拡散符号の１番目のチップは係数乗算器２０２_Ｎに、１０２３番目のチップは係数乗算器２０２_１に、というようにして、逆順に、拡散符号の各チップの値が各係数乗算器に供給される。
【００５８】
したがって、シフトレジスタ２０１に拡散符号発生部３からの拡散符号に同期したデジタル信号が取り込まれたチップ位相のときに、総和器２０３からの相関結果ＣＲｏｕｔは、ピークを呈し、他のチップ位相では低レベルとなるようなものとなる。すなわち、総和器２０３からの相関結果ＣＲｏｕｔとして、図３に示したような特性の信号が得られる。
【００５９】
次に、ＦＦＴを用いた場合のデジタルマッチドフィルタ２の構成例を、図５に示す。
【００６０】
この図５の例の場合には、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号Ｄｉｎは、バッファメモリ２１１に書き込まれる。このバッファメモリ２１１に書き込まれた信号は、拡散符号の１周期分（１０２３チップ分）ずつ、読み出されてＦＦＴ処理部２１２でＦＦＴ処理され、そのＦＦＴ結果がメモリ２１３に書き込まれる。メモリ２１３から読み出された受信信号のＦＦＴ結果は、乗算部２１４に供給される。
【００６１】
一方、拡散符号発生部３からは、そのときに受信対象となっている衛星からの受信信号に使用されている拡散符号と同じ系列の拡散符号が発生する。この拡散符号発生部３からの１周期分（１０２３チップ）の拡散符号は、ＦＦＴ処理部２１５に供給されてＦＦＴ処理され、その処理結果がメモリ２１６に供給される。このメモリ２１６からは、通常の場合と同様に、ＦＦＴ結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部２１４に供給される。
【００６２】
乗算部２１４では、メモリ２１３からの受信信号のＦＦＴ結果と、メモリ２１６からの拡散符号のＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域における受信信号と拡散符号との相関の度合いが演算される。そして、その乗算結果は逆ＦＦＴ処理部２１７に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。
【００６３】
逆ＦＦＴ処理部２１７から得られる逆ＦＦＴ結果は、受信信号と拡散符号との時間領域における相関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点検出部７に供給される。
【００６４】
この相関検出信号は、前述のトランスバーサルフィルタを用いたデジタルマッチドフィルタの場合と同様に、拡散符号の１周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部３からの拡散符号とが同期している場合には、図３に示すように、１０２３チップのうちのある一つの位相での相関値が、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。
【００６５】
この図５の例のデジタルマッチドフィルタの処理の原理は、図２２の式（１）に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。
【００６６】
この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリエ変換を表している。
【００６７】
２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｆ（ｋ）は、図２２の式（２）のような関係になる。したがって、ｒ（ｎ）を図１のＡ／Ｄ変換器１からの信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部３からの拡散符号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ（ｎ）は、通常の定義式によらず、前記式（２）により以下の手順で計算できる。
【００６８】
・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ（ｋ）を計算する。
【００６９】
・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｃ（ｋ）の複素共役を計算する。
【００７０】
・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役より、式（２）のＦ（ｋ）を計算する。
【００７１】
・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相関関数ｆ（ｎ）を計算する。
【００７２】
ところで、前述したように、受信信号ｒ（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部１０６からの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順により計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図３のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。
【００７３】
なお、図５の例においては、拡散符号発生部３とＦＦＴ処理部２１５とを別々に設けるようにしたが、それぞれのＧＰＳ衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【００７４】
［第１の実施の形態の動作説明］
図１は、上述のような構成の第１の実施の形態における動作説明をするためのタイミングチャートである。
【００７５】
前述したように、ＧＰＳ信号は、キャリアを除くと、５０ｂｐｓの航法データを１．０２３ＭＨｚ、周期１０２３の拡散符号でスペクトラム拡散された信号で、航法データの１ビットの時間長は２０ミリ秒で、１ミリ秒周期の拡散符号が２０周期分含まれる。
【００７６】
ＧＰＳ信号は、ノイズ成分の方がはるかに大きい信号であるが、多周期に渡って受信機内部で発生させる拡散符号との相関検出を行うことで、受信感度を向上させることができる。これは、主なノイズ成分の熱雑音がランダムな非周期信号であるのに対し、ＧＰＳ信号は周期信号であることを利用している。
【００７７】
ＧＰＳ信号は部分的には周期信号ではあるが、図１（Ａ）に示すようなビット遷移を持つ航法データを含む。この航法データは、未知であるので、前述したように、拡散符号の多周期に渡って拡散符号との相関をとると、航法データの正負の信号（「１」、「０」のビット）が相殺し合うために、図３のような相関ピークが検出されない場合がある。
【００７８】
これを避けるために、前述したように、拡散符号の１周期（１ミリ秒）毎の相関の絶対値和または２乗和を多周期に渡って加算していく方法があり、この方法によれば航法データに依存しなくなるが、Ｃ／Ｎ（キャリア対ノイズ電力比）が小さいほど２乗操作による損失が大きく、検出感度の改善度は低い。
【００７９】
そこで、この第１の実施の形態では、以下に説明するようにして、検出感度の向上を図っている。
【００８０】
まず、図１（Ｂ）に示すように、この第１の実施の形態においては、航法データの１ビット期間の半分である拡散符号の１０周期長分（１０ミリ秒）を単位期間として、この１０周期長分の単位期間について、デジタルマッチドフィルタ２により、前述したような、拡散符号の１周期（１ミリ秒）分毎の相関演算結果を順次に得る。
【００８１】
次に、単位期間線形加算部４で、図１（Ｃ）に示すように、前記の拡散符号の１周期分毎の相関演算結果を、単位期間において線形加算する。
【００８２】
次に、単位期間線形加算部４からの、単位期間毎の相関値線形加算結果は、絶対値計算部５で、図１（Ｄ）に示すように絶対値化される。
【００８３】
そして、それらの絶対値は、絶対値累積加算部６で拡散符号のＭ周期期間（以下、Ｍ区間という）に渡って加算される。そして、そのＭ周期期間に渡る絶対値の総和が相関値検出部７に供給され、相関点が検出される。
【００８４】
この場合、図１（Ａ）に示す航法データのビット遷移位置は未知であるので、通常は、図示のように、単位期間と航法データのビット遷移位置とはタイミング的に位相がずれている。このため、図１（Ｂ）における左から２番目および４番目の単位期間のようにビット遷移を含む単位期間では、線形な相関計算の過程で正負の相殺が生じ、特にビット遷移が単位期間の中央にくる場合には完全に相殺して、単位期間内の相関計算結果は０となってしまう。
【００８５】
しかし、この実施の形態においては、Ｍ区間の複数個の単位期間のうち少なくとも半分はビット遷移を含まないので、航法データがＭ区間に渡って同じ符号またはビット遷移位置がちょうど単位区間の境界にある最良の場合と、Ｍ区間において航法データが「０」と「１」を交互に繰り返し、かつ、ビット遷移が各単位期間の中央にある最悪の場合とにおける検出感度の差は３ｄＢで済む。
【００８６】
以上のように、この実施の形態の拡散符号同期検出方法は、簡潔な方法であるが、２乗（絶対値）操作によるロスが少ないため、拡散符号の１周期毎の相関を、単位期間のΜ倍の区間に渡って絶対値和をとる方法に比べて、同期検出感度の改善度は高い。
【００８７】
なお、上述の第１の実施の形態では、拡散符号の１周期毎の相関結果について線形加算を行う単位期間を、航法データの１ビット期間の１／２である、拡散符号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長である必要はない。単位期間の時間長が１０周期長より短いと、検出感度の改善度が下がるが、ビット還移位置による相関値のばらつきは少ない。逆に、単位期間の時間長が１０周期より長いと、ビット還移位置によるばらつきは大きいが、ビット還移位置によっては検出感度の改善度が高くなる。
【００８８】
［第２の実施の形態］
第２の実施の形態は、第１の実施の形態の変形例であり、相関値線形加算結果を求めるまでの手順が第１の実施の形態とは異なるものである。
【００８９】
すなわち、上述の第１の実施の形態では、デジタルマッチドフィルタ２によって拡散符号の１周期分毎の相関演算結果を得、その相関演算結果を、単位期間毎に線形加算するようにしたが、デジタルマッチドフィルタ２で相関演算を行う前に、受信信号ｒ（ｎ）について拡散符号の１周期分毎について線形加算をし、その線形加算結果を、デジタルマッチドフィルタによって相関演算するようにしても、上述と全く同様の作用効果が得られる。第２の実施の形態は、その場合の例である。
【００９０】
図６は、第２の実施の形態の場合における拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図である。
【００９１】
すなわち、この第２の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、単位期間線形加算部１１に供給される。この単位期間線形加算部１１では、単位期間分のデジタル信号、つまりこの例の場合には拡散符号の１０周期分（１０ミリ秒）のデジタル信号について、拡散符号の１周期毎の線形加算を行う。すなわち、単位期間のそれぞれにおいて、拡散符号の１０周期分のデジタル信号について、拡散符号の同じチップ位相の１０個のデータ同士を同期加算する。
【００９２】
したがって、この単位期間線形加算部１１からは、拡散符号の１周期分に等しいデータ数の同期加算結果（拡散符号の１周期分のチップ数に等しいデータ）が得られる。この同期加算結果は、デジタルマッチドフィルタ２に供給されて、拡散符号発生部３からの拡散符号との相関演算が行われる。そして、その相関演算結果は、絶対値計算部５に供給される。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。
【００９３】
この第２の実施の形態においては、拡散符号の１周期分毎を加算単位とする線形加算をデジタルマッチドフィルタ２の前段階で行う点が第１の実施の形態と異なるが、第１の実施の形態と全く同様の作用効果が得られるものである。
【００９４】
なお、この第２の実施の形態でも、単位期間を、航法データの１ビット期間の１／２である拡散符号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長である必要はないことは、前述の第１の実施の形態と全く同様である。
【００９５】
［第３の実施の形態］
第３の実施の形態も、第１の実施の形態の変形例であり、相関値線形加算結果を求めるまでの手順が第１の実施の形態とは異なるものである。
【００９６】
この第３の実施の形態は、デジタルマッチドフィルタ２として、図５に示したようなＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタを用いる場合において、第１の実施の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２の後段の単位期間線形加算部４、あるいは、第２の実施の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２の前段の単位期間線形加算部１１を省略するものである。
【００９７】
図７は、この第３の実施の形態の場合における拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図である。
【００９８】
すなわち、この第３の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、図５において点線で囲んだ部分からなるＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ１２に供給される。
【００９９】
前述した第１の実施の形態の場合には、図５について説明したように、メモリ２１１からは拡散符号の１周期分毎にデジタル信号を読み出し、ＦＦＴ処理部２１２に供給するようにしたが、この第３の実施の形態では、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ１２においては、単位期間分毎にデジタルデータをメモリ２１１から読み出し、その読み出した単位期間分毎のデジタルデータをＦＦＴ処理部２１２に供給してＦＦＴ演算を実行する。
【０１００】
この第３の実施の形態においては、ＦＦＴ処理部２１２では、単位期間分毎のデジタル信号についてのＦＦＴ演算を行う。単位期間内には、上述の例の場合には拡散符号の１０周期分が含まれているので、このＦＦＴ処理部２１２からは、拡散符号の１周期分毎のデジタル信号のＦＦＴ演算結果が１０周期分累積されたものと同様のＦＦＴ演算結果が得られ、そのＦＦＴ演算結果がメモリ２１３に書き込まれることとなる。
【０１０１】
ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ１２におけるその後の処理は、図５において説明したのと全く同様であり、逆ＦＦＴ処理部２１７から、時間領域に戻された相関演算結果が得られる。そして、この第３の実施の形態においては、このＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ１２からの相関演算結果が、絶対値計算部５に供給される。
【０１０２】
以上のようにして、この第３の実施の形態によれば、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号について行うようにすることにより、図２におけるデジタルマッチドフィルタ２の後段の単位期間線形加算部４、あるいは図６におけるデジタルマッチドフィルタ２の前段の単位期間線形加算部１１を省略することができ、構成が簡単になる。
【０１０３】
なお、この第２の実施の形態でも、単位期間を、航法データの１ビット期間の１／２である拡散符号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長である必要はないことは、前述の第１の実施の形態と全く同様である。
【０１０４】
［第４の実施の形態］
上述した第１〜第３の実施の形態の方法は、拡散符号の１周期分毎の相関演算結果を線形加算し、その線形加算結果の絶対値を、Ｍ区間に渡って累積加算し、その累積加算結果から、相関点を検出する方法であるので、冒頭で述べたような従来の方法に比べて相関点検出感度の改善度は高い。
【０１０５】
しかしながら、上述した第１〜第３の実施の形態の方法の場合には、単位期間と、ビット遷移位置との位相関係によって相関計算の結果にばらつきが生じるので、相関点を検出する際に、相関値のピーク値に対するスレッショールド値の設定が難しく、このため、相関の有無を判断する上では扱いにくい。第４の実施の形態は、この問題を解決したものである。
【０１０６】
図８は、この第４の実施の形態のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図である。また、図９は、この図８の装置の動作説明のためのタイミングチャートである。
【０１０７】
この第４の実施の形態においては、受信信号ｒ（ｎ）（図９（Ａ）参照）から２つの信号系列を生成する。第１の信号系列Ａは、受信信号ｒ（ｎ）そのままの信号系列である（図９（Ｂ）参照）。
【０１０８】
この第１の信号系列Ａにおいては、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、そのままデジタルマッチドフィルタ２１に供給され、前述の第１の実施の形態で説明したようにして、拡散符号発生部３からの拡散符号との相関演算がなされる。そして、その拡散符号の１周期分毎の相関演算結果は、単位期間線形加算部２２に供給され、単位期間について、線形加算される。
【０１０９】
この第４の実施の形態では、単位期間は、航法データの１ビット分、つまり、拡散符号の２０周期長とする。
【０１１０】
単位期間線形加算部２２からの線形加算相関演算結果ＤＡ（図９（Ｃ）参照）は、絶対値計算部２３に供給され、絶対値化された後、加算部２４に供給される。そして、その加算部２４の加算出力Ｄは、累積加算部２５に供給されて、第１の実施の形態と同様に、Ｍ区間に渡って累積加算される。その累積加算結果ＭＤは、相関点検出部２６に供給される。
【０１１１】
なお、分周器８からのクロック信号ＣＬＫおよびタイミング制御部９からの各種タイミング信号は、前述した第１の実施の形態の場合と同様にして、それぞれの回路ブロックに供給されるが、前述したように、この第４の実施の形態では、単位期間が２０ミリ秒であるので、その点が第１の実施の形態の場合とは異なる。
【０１１２】
以上の第１の信号系列Ａについての構成は、加算部２４を除くと、前述した第１の実施の形態と同様である。ただし、単位期間が前述の第１の実施の形態では、航法データの１ビット周期の１／２である１０ミリ秒であったのに対して、第４の実施の形態では、航法データの１ビット周期の２０ミリ秒である点が異なる。
【０１１３】
しかし、第１の実施の形態の場合と同様に、１０ミリ秒毎に線形加算したものを２回加算することにより、第１の信号系列Ａについての２０ミリ秒毎の線形加算結果を得ることもできる。
【０１１４】
次に、第２の信号系列Ｂについての処理を説明する。この第２の信号系列Ｂにおいては、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、そのままスイッチ回路３５の一方の入力端に供給されると共に、符号反転部３４を通じて符号反転された後、スイッチ回路３５の他方の入力端に供給される。
【０１１５】
スイッチ回路３５は、タイミング制御部９からのスイッチ切換信号ＳＷにより、単位期間の前半期間（１０ミリ秒）では一方の入力端に、単位期間の後半期間（１０ミリ秒）では他方の入力端に、交互に切り換えられる。したがって、スイッチ回路３５からは、受信信号ｒ（ｎ）のデジタル信号が単位期間の後半期間で符号反転された状態の、信号系列Ｂの信号（図９（Ｄ）参照）が得られる。
【０１１６】
この信号系列Ｂのデジタル信号は、デジタルマッチドフィルタ３１に供給され、前述の第１の実施の形態で説明したようにして、拡散符号発生部３からの拡散符号との相関演算がなされる。そして、その拡散符号の１周期分毎の相関演算結果は、単位期間線形加算部３２に供給され、単位期間について、線形加算される。
【０１１７】
そして、単位期間線形加算部３２からの線形加算相関演算結果ＤＢ（図９（Ｅ）参照）は、絶対値計算部３３に供給され、絶対値化された後、加算部２４に供給され、絶対値加算部２３からの線形加算相関演算結果ＤＡの絶対値と加算される。したがって、この加算部２４の加算結果Ｄは、
Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜ ・・・［式（３）］
となる。
【０１１８】
この加算結果Ｄが累積加算部２５でＭ区間（Ｍ≧１）に渡って累積され、その累積結果ＭＤが相関点検出部２６に供給される。相関点検出部２６では、予め定められたスレッショールド値よりも大きいピーク値が検出できたか否かにより、相関点が検出されたか否かが判別され、前記ピーク値が検出されたときには、そのピーク値が得られたチップ位相が、相関点ｎｐとして検出される。
【０１１９】
この第４の実施の形態において、受信信号ｒ（ｎ）のビット遷移位置と、単位期間との位相ずれを、図９（Ａ）に示すようにｈとしたとき、この位相ずれｈに対する単位期間線形加算部２２および３２の線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢの値は、図１０（Ａ）および（Ｂ）に示すようなものとなる。
【０１２０】
図１０は、航法データが１ビット毎に反転する場合を想定したものであり、また、拡散符号の１周期長分での相関値をｄとし、Ｍ＝１とした場合の特性図である。そして、図１０（Ａ）は、相関値ｄが正の場合であり、図１０（Ｂ）は、相関値ｄが負の場合である。なお、位相ずれｈは、拡散符号の周期数（１周期は１ミリ秒であるので、ミリ秒の単位とすることもできる）で表してある。
【０１２１】
すなわち、図１０に示すように、位相ずれｈ＝０で、単位期間の先頭位置と、航法データのビット遷移位置とが同期しているときには、第１の信号系列Ａでは、線形加算相関演算結果ＤＡは、単位期間内における拡散符号の１周期分毎の２０個の相関値ｄは、すべて同じく正または負となるので、
ｄ＞０のときには、ＤＡ＝２０｜ｄ｜
ｄ＜０のときには、ＤＡ＝−２０｜ｄ｜
となる。
【０１２２】
これに対して、第２の信号系列Ｂでは、位相ずれｈ＝０のときには、符号反転が単位期間の中央の時点で行われることになるので、単位期間内における拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、正負の数が同数となり、線形加算相関演算結果ＤＢは、相殺されてＤＢ＝０となる。
【０１２３】
また、位相ずれｈ＝１０で、単位期間の中央がビット遷移位置となる場合には、第１の信号系列Ａでは、ビット反転によって、単位期間内における拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、正負の数が同数となり、線形加算相関演算結果ＤＡは、相殺されてＤＡ＝０となる。
【０１２４】
一方、第２の信号系列Ｂでは、位相ずれｈ＝１０のときには、符号反転が単位期間の中央の時点でビット遷移に同期して行われることになるので、単位期間内における拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、すべて同じく正または負となり、
ｄ＞０のときには、ＤＢ＝−２０｜ｄ｜
ｄ＜０のときには、ＤＢ＝２０｜ｄ｜
となる。
【０１２５】
また、位相ずれｈ＝２０で、単位期間が、航法データの１ビット分ずれてしまった場合には、第１の信号系列Ａでは、線形加算相関演算結果ＤＡは、単位期間内における拡散符号の１周期分毎の２０個の相関値ｄは、位相ずれｈ＝０の場合とは正負の極性が反転するが、すべて同じく正または負となり、
ｄ＞０のときには、ＤＡ＝−２０｜ｄ｜
ｄ＜０のときには、ＤＡ＝２０｜ｄ｜
となる。
【０１２６】
これに対して、第２の信号系列Ｂでは、位相ずれｈ＝２０のときには、符号反転が単位期間の中央の時点で行われることになるので、単位期間内における拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、位相ずれｈ＝０の場合とは正負の極性が反転するが、正負の数が同数となり、線形加算相関演算結果ＤＢは、相殺されてＤＢ＝０となる。
【０１２７】
線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算相関演算結果ＤＢが、単位期間の先頭位置に対する航法データのビット遷移位置の位相ずれｈに対して、この図１０のような特性を示すことから、加算部２４からの両線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算相関演算結果ＤＢの絶対値和Ｄは、一定となる。すなわち、この例の場合には、
Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜＝２０｜ｄ｜
となる。
【０１２８】
すなわち、線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算相関演算結果ＤＢの絶対値和Ｄは、受信信号ｒ（ｎ）のビット遷移位置と、単位期間との位相ずれｈに関係なく、一定値２０Ｍ｜ｄ｜となる。したがって、累積加算部２５の累積結果ＭＤは、その一定値をＭ区間分、単純に累積加算した値、つまり、
ＭＤ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜＝２０Ｍ｜ｄ｜
となる。
【０１２９】
このように、この第４の実施の形態によれば、単位期間の先頭位置に対して、ビット遷移位置がどこで生じても、前記絶対値和は相関値ｄの整数倍となるので、相関点検出部２６で、相関の有無を判断するためのスレッショールド値の設定がし易くなる。また、単位期間内で、ＤＡおよびＤＢは、拡散符号の１周期分毎の相関値を線形加算したものであるので、ノイズ分を除去しながら、相関値を加算したものとなり、相関点の検出感度の向上が期待できる。
【０１３０】
なお、この第４の実施の形態において、デジタルマッチドフィルタ２１および３１としては、前述の第１〜第３の実施の形態の場合と同様にして、図４に示したようなトランスバーサルフィルタを用いることもできるし、また、図５に示したようなＦＦＴ処理を用いる構成とすることもできる。
【０１３１】
なお、以上の第４の実施の形態の説明では、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定したが、第４の実施の形態は、単位期間は、ビット遷移周期以下であればよい。
【０１３２】
［第５の実施の形態］
この第５の実施の形態は、第４の実施の形態の変形例であり、第１の実施の形態に対する第２の実施の形態の関係と同様であって、線形加算相関演算結果を求めるまでの手順が第４の実施の形態とは異なるものである。
【０１３３】
すなわち、上述の第４の実施の形態では、デジタルマッチドフィルタ２１および３１によって、第１の信号系列Ａおよび第２の信号系列Ｂについて、拡散符号の１周期毎の相関演算を行い、その相関演算結果を、単位期間毎に線形加算するようにしたが、この第５の実施の形態においては、第１の信号系列Ａおよび第２の信号系列Ｂについて、デジタルマッチドフィルタ２１および３１で相関演算を行う前に、拡散符号の１周期分単位で線形加算をし、その線形加算結果を、デジタルマッチドフィルタ２１および３１によって相関演算するようにする。
【０１３４】
図１１は、この第５の実施の形態の場合における拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図である。
【０１３５】
すなわち、この第５の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器１からの第１の系列Ａのデジタル信号は、単位期間線形加算部２７に供給される。この単位期間線形加算部２７では、単位期間分のデジタル信号、つまりこの例の場合には拡散符号の２０周期分（２０ミリ秒）のデジタル信号について、拡散符号の１周期毎の線形加算を行う。すなわち、単位期間のそれぞれにおける拡散符号の２０周期分のデジタル信号について、拡散符号の同じチップ位相の２０個のデータ同士を同期加算する。
【０１３６】
また、スイッチ回路３５からの第２の系列Ｂのデジタル信号は、単位期間線形加算部３６に供給される。この単位期間線形加算部３６では、単位期間線形加算部２７と同様に、単位期間分のデジタル信号、つまりこの例の場合には拡散符号の２０周期分（２０ミリ秒）のデジタル信号について、拡散符号の１周期毎の線形加算を行う。すなわち、単位期間のそれぞれにおける拡散符号の２０周期分のデジタル信号について、拡散符号の同じチップ位相の２０個のデータ同士を同期加算する。
【０１３７】
そして、これら単位期間線形加算部２７および３６からの同期加算結果（拡散符号の１周期分のチップ数に等しいデータ）は、デジタルマッチドフィルタ２１および３１に供給されて、前記同期加算結果について、拡散符号発生部３からの拡散符号との相関演算が行われる。そして、その相関演算結果は、絶対値計算部２２および３２に供給される。その他の構成は、第４の実施の形態と同様である。
【０１３８】
この第５の実施の形態においては、拡散符号の１周期分毎を加算単位とする線形加算をデジタルマッチドフィルタ２１および３１の前段階で行う点が第４の実施の形態と異なるが、第４の実施の形態と全く同様の作用効果が得られるものである。
【０１３９】
なお、この第５の実施の形態においても、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限定されるものではなく、単位期間は、ビット遷移周期以下であればよい。
【０１４０】
［第６の実施の形態］
この第６の実施の形態も、第４の実施の形態の変形例であり、第１の実施の形態に対する第３の実施の形態の関係と同様であって、線形加算相関演算結果を求めるまでの手順が第４の実施の形態とは異なるものである。
【０１４１】
この第６の実施の形態は、デジタルマッチドフィルタ２１および３１として、図５に示したようなＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタを用いる場合において、第４の実施の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２１および３１の後段の単位期間線形加算部２３および３３、あるいは、第５の実施の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２１および３１の前段の単位期間線形加算部２７および３６を省略するものである。
【０１４２】
図１２は、この第６の実施の形態の場合における拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図である。
【０１４３】
すなわち、この第６の実施の形態では、第１の信号系列Ａのデジタル信号は、図５において点線で囲んだ部分からなるＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ２８に供給され、そのメモリ２１１に書き込まれる。また、第２の信号系列Ｂのデジタル信号は、同様に、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ３７に供給され、そのメモリ２１１に書き込まれる。
【０１４４】
そして、この第６の実施の形態においては、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ２８および３７のそれぞれにおいて、単位期間分毎にデジタルデータがメモリ２１１から読み出され、その読み出された単位期間分毎のデジタルデータがＦＦＴ処理部２１２に供給されて、ＦＦＴ演算処理される。
【０１４５】
この第６の実施の形態においては、各デジタルマッチドフィルタ２８および３７のＦＦＴ処理部２１２では、信号系列Ａまたは信号系列Ｂのそれぞれについて単位期間分毎のデジタル信号についてのＦＦＴ演算を行う。単位期間内には、上述の例の場合には、信号系列Ａまたは信号系列Ｂのそれぞれについて拡散符号の２０周期分が含まれているので、このＦＦＴ処理部２１２からは、拡散符号の１周期分毎のデジタル信号のＦＦＴ演算結果が１０周期分累積されたものと同様のＦＦＴ演算結果が得られ、そのＦＦＴ演算結果がメモリ２１３に書き込まれることとなる。
【０１４６】
ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ２８および３７におけるその後の処理は、図５において説明したのと全く同様であり、逆ＦＦＴ処理部２１７から、時間領域に戻された相関演算結果が得られる。そして、この第６の実施の形態においては、このＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ２８および３７からの相関演算結果が、それぞれ線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢであり、絶対値計算部２３および３３に供給される。その他は、第４の実施の形態と同様である。
【０１４７】
以上のようにして、この第６の実施の形態によれば、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号について行うようにすることにより、図８におけるデジタルマッチドフィルタ２１および３１の後段の単位期間線形加算部２２および３２、あるいは図１１におけるデジタルマッチドフィルタ２１および３１の前段の単位期間線形加算部２７および３６を省略することができ、構成が簡単になる。
【０１４８】
なお、この第６の実施の形態においても、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限定されるものではなく、単位期間の１／２の期間がビット遷移周期以下であればよいので、単位期間は、ビット遷移周期の２倍以下であればよい。
【０１４９】
［第７の実施の形態］
上述の第４〜第６の実施の形態では、受信信号ｒ（ｎ）のデジタル信号を、単位期間の前半と後半とで符号反転することにより、第２の信号系列Ｂを生成し、単位期間線形加算相関演算結果ＤＢを求めるようにしたが、受信信号ｒ（ｎ）のデジタル信号を、単位期間の前半と後半とで符号反転する代わりに、拡散符号発生部３からの拡散符号を、単位期間の前半と後半とで符号反転してデジタルマッチドフィルタに供給するようにしても全く同様の作用効果が得られる。
【０１５０】
第７の実施の形態は、この場合の実施の形態であり、図１３は、この第７の実施の形態の場合における拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図である。
【０１５１】
すなわち、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、第１の信号系列Ａのデジタルマッチドフィルタ４１Ａに供給される。このデジタルマッチドフィルタ４１Ａには、拡散符号発生部３からの拡散符号が、そのまま供給される。したがって、このデジタルマッチドフィルタ４１Ａからは、図８に示した第４の実施の形態における第１の信号系列Ａのデジタルマッチドフィルタ２１と全く同様の相関演算結果が得られる。
【０１５２】
そして、このデジタルマッチドフィルタ４１Ａからの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位期間線形加算部２２に供給されて、単位期間、この例では、第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期間（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、この単位期間線形加算部２２からの線形加算相関演算結果ＤＡが絶対値計算部２３に供給されて絶対値化され、加算部２４に供給される。
【０１５３】
また、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、第２の信号系列Ｂのデジタルマッチドフィルタ４１Ｂに供給される。このデジタルマッチドフィルタ４１Ｂには、スイッチ回路４３からの、単位期間の前半と後半とで符号反転された状態の拡散符号が供給される。
【０１５４】
すなわち、拡散符号発生部３からの拡散符号は、スイッチ回路４３の一方の入力端にそのまま供給されると共に、符号反転部４２により符号反転されてスイッチ回路４３の他方の入力端に供給される。スイッチ回路４３は、タイミング制御部９からの切換信号ＳＷにより、単位期間の前半では一方の入力端に、単位期間の後半では他方の入力端に、交互に接続するように切り換えられる。
【０１５５】
このようにデジタルマッチドフィルタ４１Ｂに供給される拡散符号が、単位期間の前半と後半とで符号反転された状態となることから、このデジタルマッチドフィルタ４１Ｂでは、図８に示した第４の実施の形態おける第２の信号系列Ｂのデジタルマッチドフィルタ３１と全く同様の相関演算結果が得られる。
【０１５６】
そして、このデジタルマッチドフィルタ４１Ａからの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位期間線形加算部２２に供給されて、単位期間、この例では、第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期間（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、この単位期間線形加算部２２からの線形加算相関演算結果ＤＡが絶対値計算部２３に供給されて絶対値化され、加算部２４に供給される。
【０１５７】
同様に、デジタルマッチドフィルタ４１Ｂからの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位期間線形加算部３２に供給されて、単位期間、この例では、第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期間（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、この単位期間線形加算部３２からの線形加算相関演算結果ＤＢが絶対値計算部３３に供給されて絶対値化され、加算部２４に供給される。
【０１５８】
したがって、加算部２４からは、第４の実施の形態の場合と全く同様の絶対値和Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜が得られる。そして、累積加算部２５において、Ｍ区間に渡るその累積加算結果ＭＤが求められ、その累積加算結果ＭＤについて相関点検出部２６で相関点ｎｐの検出が行われる。すなわち、第４の実施の形態の場合と同様の作用効果が得られる。
【０１５９】
なお、この第７の実施の形態における拡散符号を単位期間の前半と後半とで符号反転させて、第２の信号系列Ｂの相関演算結果を得る方法を、第５の実施の形態に適用することもできる。
【０１６０】
すなわち、図示は省略するが、図１３におけるＡ／Ｄ変換器１の出力側に１個の１／２単位期間線形加算部を設け、この１／２単位期間線形加算部で、スイッチ回路４３での切り換えに同期して、単位期間の前半および後半毎に、つまり１／２単位期間毎に、デジタル信号の拡散符号の各チップに対応するデータを同期加算することにより、デジタル信号を線形加算する。そして、その線形加算結果を、デジタルマッチドフィルタ４１Ａおよび４１Ｂにそれぞれ供給する。
【０１６１】
この場合には、デジタルマッチドフィルタ４１Ａおよび４１Ｂからは、前述の線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢに等しい相関演算結果が得られ、単位期間線形加算部２２および３２は不要となり、デジタルマッチドフィルタ４１Ａおよび４１Ｂからの相関演算結果は、図１３の絶対値計算部２３および３３に供給されるように構成される。
【０１６２】
また、この第７の実施の形態における拡散符号を単位期間の前半と後半とで符号反転させて、第２の信号系列Ｂの相関演算結果を得る方法を、第６の実施の形態に適用することもできる。
【０１６３】
すなわち、この例も図示は省略するが、図１３におけるデジタルマッチドフィルタ４１Ａおよび４１Ｂを、それぞれＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタで構成し、図５および図１２を用いて説明したように、これらＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタにおいて、単位期間分のデジタル信号をＦＦＴ演算単位として、拡散符号発生部３からの拡散符号およびスイッチ回路４３からの拡散符号との間で相関演算を行うようにする。
【０１６４】
この例によれば、前述の図１１の場合と同様にして、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号について行うようにすることにより、デジタルマッチドフィルタの前段または後段の単位期間線形加算部を省略することができ、構成が簡単になる。
【０１６５】
なお、この第７の実施の形態においても、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限定されるものではなく、単位期間の１／２の期間がビット遷移周期以下であればよいので、単位期間は、ビット遷移周期の２倍以下であればよい。
【０１６６】
［第８の実施の形態］
この第８の実施の形態は、上述の線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢを得る方法の他の例である。第４〜第７の実施の形態は、いずれも２系統分のデジタルマッチドフィルタを必要としたが、この第８の実施の形態では、１個のデジタルマッチドフィルタで済む構成を提供するものである。
【０１６７】
図１４は、この第８の実施の形態の場合のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図である。また、図１５は、この第８の実施の形態の動作説明のためのタイミングチャートである。
【０１６８】
この第８の実施の形態においては、受信信号ｒ（ｎ）が入力された後、デジタルマッチドフィルタ２までの構成は、第１の実施の形態の場合と全く同様であるが、デジタルマッチドフィルタ２からの拡散符号の１周期分毎の相関演算結果は、１／２単位期間線形加算部５１に供給される。この第８の実施の形態においても、単位期間は、前述の第４〜第７の実施の形態と同様に、航法データのビット遷移周期である２０ミリ秒に設定されている。
【０１６９】
１／２単位期間線形加算部５１では、デジタルマッチドフィルタ２からの相関演算結果を、１／２単位期間分毎、つまり、単位期間の前半期間と後半期間のそれぞれ毎に線形加算し、その線形加算結果を、線形加算結果加算部５２および線形加算結果減算部５３に供給する。
【０１７０】
線形加算結果加算部５２では、図１５（Ｂ）および（Ｃ）に示すように、単位期間の前半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果と、単位期間の後半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果とを加算して、上述の第１の信号系列Ａについての線形加算相関演算結果ＤＡを生成する。
【０１７１】
また、線形加算結果減算部５３では、図１５（Ｄ）および（Ｅ）に示すように、単位期間の前半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果から、単位期間の後半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果を減算して、上述の第２の信号系列Ｂについての線形加算相関演算結果ＤＢを生成する。
【０１７２】
そして、線形加算結果加算部５２からの線形加算相関演算結果ＤＡは、絶対値計算部５４で絶対値化された後、加算部５６に供給される。また、線形加算結果減算部５２からの線形加算相関演算結果ＤＢは、絶対値計算部５５で絶対値化された後、加算部５６に供給される。したがって、この加算部５６からは、第１および第２の系列ＡおよびＢの線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢの絶対値和Ｄが得られる。
【０１７３】
そして、この加算部５６からの絶対値和Ｄは、累積加算部５７に供給されて、第４の実施の形態と同様に、Ｍ区間に渡って累積加算される。その累積加算結果ＭＤは、相関点検出部５７に供給され、予め定められたスレッショールド値を超えるピーク値が検出されることにより相関点ｎｐが検出される。
【０１７４】
この第８の実施の形態によれば、デジタルマッチドフィルタおよび拡散符号の１周期分毎の相関演算結果の線形加算部は、第１の系列Ａと第２の系列Ｂとで共通の一つずつで済むので、装置の構成が簡単になるというメリットがある。
【０１７５】
なお、この第８の実施の形態においても、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限定されるものではなく、単位期間は、ビット遷移周期以下であればよい。
【０１７６】
［第９の実施の形態］
前述したように、第４〜第８の実施の形態において求められる第１および第２の系列ＡおよびＢの線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢは、単位期間と航法データのビット遷移位置との間の位相ずれｈに対して、前述の図１０に示して説明したような特性を有し、それら線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢの絶対値和は、前述しように一定である。
【０１７７】
しかしながら、Ｃ／Ｎの観点から拡散符号同期の検出感度は一定でなく、単位期間の前半または後半の中間にビット遷移位置がある場合には、ビット遷移がある方の１／２単位区間においては、相関値が相殺されて０になるので、実質的にビット遷移がない方の１／２単位区間だけの相関値と同じになり、単位期間の先頭位置に対してビット遷移位置がずれていない場合に比べて、Ｃ／Ｎは３ｄＢ下がり、検出感度も下がる。
【０１７８】
この問題点を改善するためには、単位期間の先頭位置とビット遷移位置とを一致させるように位相ずれｈを補正すればよい。
【０１７９】
ところで、図１０の特性図から、線形加算相関演算結果ＤＡとＤＢとの比ＤＡ／ＤＢは、位相ずれｈの各位置に特有の値を持つことが判る。このことから、次の式によって、単位期間の先頭位置からのビット遷移位置の位相ずれｈは推定することができる。
【０１８０】
すなわち、
ＤＡ／ＤＢ≦０（ｈ≦Ｌ／２）のときには、
ｈ＝Ｌ／２×［１＋１／｛（ＤＢ／ＤＡ）−１｝］・・・［式（４−１）］
ＤＡ／ＤＢ≧０（ｈ≧Ｌ／２）のときには、
ｈ＝Ｌ／２×［１＋１／｛（ＤＢ／ＤＡ）＋１｝］・・・［式（４−２）］
とすることができる。ここで、Ｌは、単位期間の長さである。
【０１８１】
このことを利用して、この第９の実施の形態では、単位期間の先頭位置とビット遷移位置とを同期させて検出感度を向上させるようにするものである。図１６は、この第９の実施の形態の場合のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図であり、前述の第８の実施の形態に適用した場合である。
【０１８２】
すなわち、この第９の実施の形態においては、線形加算結果加算部５２からの線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算結果減算部５３からの線形加算相関演算結果ＤＢが、位相ずれｈ推定部５９に供給される。この位相ずれｈ推定部５９には、タイミング制御部９から、累積加算部５７に供給されるものと同じタイミング信号が供給される。
【０１８３】
この位相ずれｈ推定部５９では、上述の［式（４−１）］、［式（４−２）］により、Μ区間内の各単位期間において、各単位期間の先頭位置からのビット遷移位置の位相ずれｈを推定する。この位相ずれｈ推定部５９で推定された各単位期間についてのＭ個の位相ずれｈ推定値は、図１７に示すように、位相ずれｈがなくｈ＝０を中心とする分布と、単位期間の先頭位置からずれた真のビット遷移位置に対応する位相ずれｈを中心とする分布の、２つの分布に分かれる。
【０１８４】
そこで、位相ずれｈ推定部５９では、この２つの位相ずれｈの分布に関するグループを判別し、０を中心としない方の分布から、単位期間の先頭位置からのビット遷移位置の位相ずれｈを推定し、その推定結果に基づいて、タイミング制御部９を制御し、次回からの相関検出では、推定値分だけ受信信号ｒ（ｎ）を取り込むタイミングをずらして、ビット遷移位置が相関検出のための上述の単位期間の先頭位置と一致するようにする。
【０１８５】
このようにして、ビット遷移位置を補正することで、相関検出のための上述の単位期間を、航法データに同期させるようにすることができ、以後のＣ／Ｎの低下を避けることができる。
【０１８６】
また、Ｃ／Ｎが航法データを復調するに十分なレベルにおいては、位相ずれｈの補正後のビット遷移位置は単位期間の先頭位置に一致している、あるいは少しずれている状態となる。したがって、ＤＢは０およびその近傍に分布し、ＤＡは航法データビットの「０」、「１」に応じて、＋２０｜ｄ｜およびその近傍、−２０｜ｄ｜およびその近傍に分布する。このため、ＤＡが、＋２０｜ｄ｜であるか、−２０｜ｄ｜であるかの正負の符号により、航法データビットが「０」であるか、「１」であるかを判定できる。
【０１８７】
図１８は、この第９の実施の形態における上述の処理の流れを説明するためのフローチャートである。この図１８に示すフローチャートの処理は、前述の第４の実施の形態〜第６の実施の形態のように、第１および第２の信号系列ＡおよびＢを受信信号から生成して、それぞれ線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢ、さらにそれらの絶対値和Ｄを得るようにする場合である。なお、この例は、拡散符号とキャリアとの同期は取れているものとしている。
【０１８８】
なお、このフローチャートは、拡散符号同期検出処理を、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロコンピュータを用いてソフトウエア処理する場合の処理手順でもある。
【０１８９】
まず、Ｍ区間内の０番目からＭ−１番目までのＭ個の単位期間の内、何番目の単位期間の処理であるかの変数ｍを初期値ｍ＝０にセットすると共に、何番目の位相ずれｈであるかの変数ｋを初期値ｋ＝０にセットする(ステップＳ１)。
【０１９０】
次に、Ａ／Ｄ変換部１にてデジタル信号に変換された受信信号ｒ（ｎ）を入力信号として、Ｍ区間分、メモリに取り込む(ステップＳ２)。次に、最初の単位期間（ｍ＝０）のデジタル信号について、第１の信号系列Ａおよび第２の信号系列Ｂを生成する（ステップＳ３）。そして、各系列ＡおよびＢについて、前述したようにして、線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢを求め、さらに、それらの絶対値和Ｄを求める（ステップＳ４）。
【０１９１】
そして、求めた当該単位期間における絶対値和Ｄが、予め定められているスレッショールド値Ｄthよりも大きい値を有するか否か判別する（ステップＳ５）。絶対値和Ｄが、予め定められているスレッショールド値Ｄthよりも大きい値を有しないと判別されたときには、キャリア同期が外れていると判断して、キャリア同期再捕捉のルーチンに移行する。
【０１９２】
また、ステップＳ５で、絶対値和Ｄが、予め定められているスレッショールド値Ｄthよりも大きい値を有すると判別したときには、相関値線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢの比ＤＢ／ＤＡを求め、前述の［式（４−１）］、［式（４−２）］により、位相ずれｈを計算する（ステップＳ６）。そして、線形加算相関演算結果ＤＡの符号が正であるか負であるかを判定し（ステップＳ７）、その判定結果を航法メッセージのビットデータを判別して処理するルーチンに渡す。
【０１９３】
次に、ステップＳ６で求めた位相ずれｈの値が、０近傍であるか否か判別する（ステップＳ８）。その判別の仕方は、図１８に記述したように、
ｈ＜ε ・・・［式（５）］
あるいは
ｈ＞２０−ε ・・・［式（６）］
を満足しているかどうかである。ここで、εは、０近傍とみなせるような値であり、例えばε＝１．０（ミリ秒）、つまり拡散符号の１周期分程度に設定される。また、式（６）の２０−εは、単位期間が拡散符号の１周期の２０倍の２０ミリ秒であるので、位相ずれが１ビット分近傍の値であること、つまり、単位期間とビット遷移位置との位相ずれｈは０になる位置であることを示すものである。
【０１９４】
ステップＳ８において、位相ずれｈが０近傍でないと判別したときには、単位期間の先頭位置は、ビット遷移位置に対して位相ずれｈがあると判断して、その位相ずれｈを、ｈ_ｋとしてメモリに保存すると共に、ｋの値を１だけインクリメントする（ステップＳ９）。そして、次のステップＳ１０に進み、Ｍ区間のすべての単位期間について上述の処理を行ったか否か判別する。
【０１９５】
また、ステップＳ８において、位相ずれｈが０近傍であると判別したときには、単位期間の先頭位置は、ビット遷移位置に同期していると判断してステップＳ９を飛ばしてステップＳ１０に進み、Ｍ区間のすべての単位期間について上述の処理を行ったか否か判別する。
【０１９６】
ステップＳ１０で、Ｍ区間内のすべての単位期間については、いまだ上述の処理を終了していないと判別したときには、単位期間の番号の変数ｍをｍ＋１として（ステップＳ１１）、次の単位期間を指定した後、ステップＳ３に戻り、ステップＳ３以降の処理を繰り返す。
【０１９７】
また、ステップＳ１０で、Ｍ区間内のすべての単位期間について上述の処理を行ったと判別したときには、ステップＳでメモリに保存したｋ個の位相ずれｈ_ｋ〜ｈ_ｋ−１の分布状況から、図１７に示した関係を用いて、位相ずれｈを推定する（ステップＳ１２）。
【０１９８】
そして、推定した位相ずれｈを用いて、単位期間として取り込むデジタル信号のサンプリング点を補正し（ステップＳ１３）、単位期間の先頭位置と、ビット遷移位置とが同期するようにする。その後、ステップＳ１に戻り、次のＭ区間について、上述と同様の処理を繰り返す。
【０１９９】
以上のようにして、この第９の実施の形態では、単位期間の先頭位置と航法データのビット遷移位置が同期するので、拡散符号同期の検出感度の向上が図れるだけでなく、線形加算相関演算結果ＤＡの正負の符号から、航法データの復調が可能になるという効果がある。
【０２００】
なお、図１８のフローチャートの処理例では、受信信号をＭ区間記憶してから処理しているが、受信信号をＭ区間記憶することなく、単位区間毎に処理を行ってもよい。
【０２０１】
この第９の実施の形態においても、単位期間の長さに関しては、前述の第４〜第８の実施の形態の場合と同様である。
【０２０２】
［第１０の実施の形態］
以上の実施の形態の方法によれば、スペクトラム拡散信号の拡散符号同期の検出感度（ＧＰＳ受信機の受信感度に対応）は向上するが、検出感度と処理時間とはトレードオフの関係にある。すなわち、検出感度向上のために相関を、拡散符号の多周期に渡って検出すると、処理時間は必然的に長くなる方向に向かう。
【０２０３】
上述の実施の形態は、キャリア同期が事前になされていることが前提であったが、キャリア周波数が未知の場合には、キャリアを同期させる過程が必要になって、何らかの形でキャリア周波数をサーチする操作が入る。そして、サーチ時の各周波数毎に相関値を調べることになるので、サーチ回数が多い場合は、ＧＰＳ受信機としての反応が悪くなるおそれがある。
【０２０４】
この第１０の実施の形態は、検出感度の向上と、処理速度の高速化を同時に満たすことができるようにしたものである。この第１０の実施の形態の場合のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図を、図１９に示す。この図１９の例は、図２に示した第１の実施の形態の装置に、この第１０の実施の形態を適用したものである。
【０２０５】
この第１０の実施の形態においては、図１９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１からの受信信号ｒ（ｎ）のデジタル信号は、例えばそのＭ区間分がメモリ７１に記憶される。このときの書き込みのためのクロックは、上述の実施の形態と同様に、ＧＰＳ信号のチップレート１．０２３ＭＨｚに応じた周波数の、分周器８からのクロックＣＬＫである。
【０２０６】
そして、この第１０の実施の形態においては、メモリ７１から読み出して、後段のデジタルマッチドフィルタ２に転送するのは、ＧＰＳ信号のチップレート１．０２３ＭＨｚより高速な転送速度の高速クロックＣＬＫａとする。すなわち、基準クロック発生器１０からの基準クロックは分周器７６に供給され、この分周器７６で高速クロックＣＬＫａが生成され、メモリ７１およびデジタルマッチドフィルタ２に供給される。
【０２０７】
メモリ７１から読み出されたデータは、キャリア同期のための乗算器７２に供給される。この乗算器７２には、数値制御型可変周波数発振器（以下、ＮＣＯという）からなるクロック発生器７４からのＩ，Ｑの２相のクロックが、Ｉ／Ｑ選択部７５で時分割的に交互に選択されて、供給される。クロック発生器７４には、基準クロック発生器１０からの基準クロックが供給されている。
【０２０８】
また、キャリア制御部７３が設けられ、このキャリア制御部７３からの制御信号により、ＮＣＯ７４の発振周波数が制御される。キャリア制御部７３は、後述するように、相関点検出部７からの相関点検出結果に応じた制御信号により制御される。
【０２０９】
キャリア同期が取れているときには、乗算器７２からは、キャリア分が除去されたデジタル信号が得られ、それがデジタルマッチドフィルタ２に供給される。このデジタルマッチドフィルタ２の後段の相関点検出部７までの構成は、図２を用いて前述したのと全く同様に構成される。
【０２１０】
そして、この第１０の実施の形態においては、相関点検出部７からの相関点検出結果に応じた制御信号がキャリア制御部７３に供給される。この場合、キャリア制御部７３は、相関点検出部７からの制御信号により、相関点検出部７でスレッショールド値を超えるピーク値の存在により相関点が検出されるまでは、ＮＣＯ７４のクロック周波数を、アップ方向あるいはダウン方向に可変制御し、相関点検出部７で相関点ｎｐが検出されたときには、ＮＣＯ７４の出力クロックの周波数をそのときの周波数に保持する。
【０２１１】
以上のようにして、この第１０の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換部１とデジタルマッチドフィルタ２との間にメモリ７１を設け、メモリ７１から読み出したデータについては、高速クロックＣＬＫａを用いて高速処理を行うようにしたので、デジタルマッチドフィルタ２での相関演算処理や、線形加算処理などの処理時間を短縮することができる。例えば、デジタルマッチドフィルタ２のハード上の能力に余裕があることを前提に転送速度を１０倍にすると、処理時間を１／１０に短縮できる。なお、キャリアのサーチは、キャリア周波数の設定を変える毎に受信信号を更新する必要はなく、メモリに記憶した同じデータを使って行うことができる。
【０２１２】
なお、以上の第１０の実施の形態の説明は、第１の実施の形態に適用した場合であるが、第１０の実施の形態は、第２〜第９の実施の形態にも適用できることは言うまでもない。
【０２１３】
［その他の変形例］
以上の実施の形態の説明では、デジタルマッチドフィルタや線形加算部、絶対値計算部、累積加算部、相関点検出部は、それぞれ別個のハードウエアとして構成するように説明したが、それらの各部の全部を一つのＤＳＰによって構成してもよい。また、それらの各部の一部をＤＳＰによって構成することも勿論できる。また、それらの各部の全部または一部を、ソフトウエア処理により構成することもできる。
【０２１４】
なお、以上の実施の形態の説明では、ＧＰＳ衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用したが、この発明は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号の拡散符号同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。
【０２１５】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、スペクトラム拡散信号の拡散符号同期の検出感度を大幅に改善することができる。したがって、例えば、この発明をＧＰＳ受信機に適用すれば、受信感度が改善され、アンテナの小型化、受信エリアの拡大等の効果が期待できる。
【０２１６】
また、この発明によれば、従来の手法であるスライディング相関器が同期するまで原理的に時間を要するのに対し、デジタルマッチドフィルタを用いた高速なＤＳＰ等の活用による処理時間の大幅な短縮が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法の第１の実施の形態の要部動作を説明するための図である。
【図２】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第１の実施の形態のブロック図である。
【図３】相関検出出力のスペクトラムの例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態において用いられるデジタルマッチドフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態において用いられるデジタルマッチドフィルタの他の構成例を示すブロック図である。
【図６】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第２の実施の形態のブロック図である。
【図７】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第３の実施の形態のブロック図である。
【図８】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第４の実施の形態のブロック図である。
【図９】第４の実施の形態における要部の動作説明のための図である。
【図１０】第４の実施の形態の要部を説明するための図である。
【図１１】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第５の実施の形態のブロック図である。
【図１２】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第６の実施の形態のブロック図である。
【図１３】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第７の実施の形態のブロック図である。
【図１４】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第８の実施の形態のブロック図である。
【図１５】第８の実施の形態における要部の動作説明のための図である。
【図１６】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第９の実施の形態のブロック図である。
【図１７】第９の実施の形態の要部の説明に用いる図である。
【図１８】第９の実施の形態における処理の流れを説明するためのフローチャートである。
【図１９】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第１０の実施の形態のブロック図である。
【図２０】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図である。
【図２１】従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。
【図２２】この発明の実施の形態の説明に用いる図である。
【符号の説明】
１…Ａ／Ｄ変換器、２…デジタルマッチドフィルタ、３…拡散符号発生部、４，１１…単位期間線形加算部、５…絶対値計算部、６…絶対値累積加算部、７…相関点検出部、１２…ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ

Claims (18)

1. 拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期検出を行う装置において、
   前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期よりも短い単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行う単位期間相関演算線形加算手段と、
   前記単位期間相関演算線形加算手段で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を計算する絶対値計算手段と、
   前記絶対値計算手段で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算する絶対値加算手段と、
   前記絶対値加算手段で得られた前記絶対値の加算値から、相関点を検出する相関点検出手段と、
   を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
2. 前記単位期間は、前記ビット遷移周期の１／２の時間長とすることを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
3. 前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて行う
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
4. 前記単位期間相関演算線形加算手段は、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を、前記単位期間において線形加算する手段からなる
   ことを特徴とする請求項３に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
5. 前記単位期間相関演算線形加算手段は、前記単位期間のそれぞれにおいて、前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を行う手段からなる
   ことを特徴とする請求項３に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
6. 前記単位期間相関演算線形加算手段は、前記単位期間分の前記スペクトラム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行う手段からなる
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
7. 前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信号を、前記絶対値加算手段で加算する複数単位期間分蓄えるメモリを備えると共に、
   前記スペクトラム拡散信号を、前記メモリへの書き込み時よりも高速で読み出して前記相関演算を行い、前記相関点の検出の処理を高速化する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
8. 拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期検出を行う装置において、
   前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期の２倍よりも短い時間を単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
   前記単位期間を前半期間と後半期間とに２等分し、前記前半期間または前記後半期間の一方における前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和に等しい第１の線形和と、前記前半期間または前記後半期間の他方における前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との一方を符号反転させた状態での前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和に等しい第２の線形和との和に等しい第２の線形加算相関演算結果を、前記単位期間毎に得る単位期間相関演算線形加算手段と、
   前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、複数単位期間分、加算する絶対値加算手段と、
   前記絶対値加算手段で得られた前記絶対値の加算値から、相関点を検出する相関点検出手段と、
   を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
9. 前記単位期間は、前記ビット遷移周期に等しく選定する
   ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
10. 前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて行う
    ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
11. 前記単位期間相関演算線形加算手段では、
    前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２の信号系列を生成し、
    前記拡散符号の１周期単位での前記第１の信号系列の前記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位期間毎の第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
    前記拡散符号の１周期単位での前記第２の信号系列の前記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位期間毎の第２の線形加算相関演算結果を得る、
    ことを特徴とする請求項１０に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
12. 前記単位期間相関演算線形加算手段では、
    前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２の信号系列を生成し、
    前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第１の信号系列の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を行うことにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
    前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第２の信号系列の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を行うことにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得る
    ことを特徴とする請求項１０に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
13. 前記単位期間相関演算線形加算手段では、
    前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２の信号系列を生成し、
    前記単位期間分の前記第１の信号系列の前記スペクトラム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うことにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
    前記単位期間分の前記第２の信号系列の前記スペクトラム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うことにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得る
    ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
14. 前記単位期間相関演算線形加算手段では、
    前記単位期間の前半期間で前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求めると共に、前記単位期間の後半期間で前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求め、
    前記前半期間における前記線形和と前記後半期間における前記線形和との和として、前記単位期間毎の第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、
    前記後半期間における前記線形和と前記後半期間における前記線形和との差として、前記単位期間毎の第２の線形加算相関演算結果を得る
    ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
15. 前記相関点検出手段では、前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであって、
    前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリに蓄え、
    前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモリへの書き込み時よりも高速で読み出して前記相関演算を行い、前記相関点の検出の処理を高速化する
    ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
16. 前記単位期間は、前記ビット遷移周期に等しく選定し、
    前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の線形加算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを推定し、この推定した位相ずれにより、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを補正する
    ことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
17. 前記相関点検出手段では、前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであって、
    前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリに蓄え、
    前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモリへの書き込み時よりも高速で読み出して前記相関演算を行い、前記相関点の検出の処理を高速化する
    ことを特徴とする請求項１６に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
18. 拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期検出を行う方法において、
    前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期よりも短い単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行う単位期間相関演算線形加算工程と、
    前記単位期間相関演算線形加算工程で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を計算する絶対値計算工程と、
    前記絶対値計算工程で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算する絶対値加算工程と、
    前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値から、相関点を検出する相関点検出工程と、
    を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。

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