JP2003037526A

JP2003037526A - スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法および装置

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Publication number: JP2003037526A
Application number: JP2001225317A
Authority: JP
Inventors: Katsuyuki Tanaka; 勝之田中
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-07-26
Filing date: 2001-07-26
Publication date: 2003-02-07
Anticipated expiration: 2021-07-26
Also published as: US20070263705A1; JP4617618B2; EP1322044B1; US7280586B2; EP1322044A4; WO2003013017A1; US20040013175A1; EP1322044A1; CN1466822A; CN1203623C; US7876811B2; DE60238966D1

Abstract

(57)【要約】【課題】スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出の
検出感度を上げる。【解決手段】拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移
周期とするデータを、拡散符号でスペクトラム拡散した
スペクトラム拡散信号について、拡散符号の同期検出を
行う方法である。拡散符号の１周期の複数倍であって、
かつ、ビット遷移周期よりも短い単位期間毎に、スペク
トラム拡散信号と拡散符号との相関演算結果を線形加算
したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行
う。求められた単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶
対値を計算する。求められた単位期間毎の線形加算相関
演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算する。得ら
れた絶対値の加算値から、相関点を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばＧＰＳ
（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅ
ｍ）衛星信号などのスペクトラム拡散信号の拡散符号同
期検出方法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用して移動
体の位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＳＰ受
信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、そ
の受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせ
ることが基本機能である。

【０００３】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を
復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星
の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受
信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信信
号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となるのは、ＧＰＳ受信
機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の
影響を除去するためである。

【０００４】民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛
星（Ｎａｖｓｔａｒ）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａ
ｒａｎｄＡｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれる
スペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行
う。

【０００５】Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレ
ート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ
（ＰｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍＮｏｉｓｅ；擬似ランダ
ム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐ
ｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．
４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという）をＢＰＳ
Ｋ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉ
ｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２
３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図
２０（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（し
たがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものと
なっている。

【０００６】このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、Ｇ
ＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、ど
のＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機
で検知できるようにされている。また、後述するような
航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰ
Ｓ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信で
きるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受
信機では、例えば３次元測位であれば、その地点および
その時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波
を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行っ
て、自分の位置を求めるようにする。

【０００７】そして、図２０（Ｂ）に示すように、衛星
信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期
分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つま
り、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の
符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”の
ときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。

【０００８】図２０（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、
３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。
そして、図２０（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１
サブフレーム（６秒）が形成される。図２０（Ｅ）に示
すように、１サブフレームの先頭のワードには、データ
が更新されたときであっても常に規定のビットパターン
とされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの
後にデータが伝送されてくる。

【０００９】さらに、５サブフレームで、１フレーム
（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、
この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１
フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレーム
は、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報であ
る。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメー
タと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。

【００１０】ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、
共通の時刻情報を用いており、ＧＰＳ衛星からの信号の
送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、
ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期したも
のとして生成される。

【００１１】エフェメリス情報の軌道情報は、数時間ご
とに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の
情報となる。しかし、エフェメリス情報の軌道情報は、
これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことによ
り、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することがで
きるものである。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時
刻は、１秒ごとに更新される。

【００１２】１フレームのデータの残りの２サブフレー
ムの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全
ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマ
ナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分
必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報
や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからな
る。このアルマナック情報は、数か月ごとに更新される
が、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。し
かし、このアルマナック情報は、これをＧＰＳ受信機の
メモリに保持しておくことにより、数か月は、同じ情報
を、精度良く使用することができる。

【００１３】ＧＰＳ衛星信号を受信して、上述のデータ
を得るためには、まず、キャリアを除去した後、ＧＰＳ
受信機に用意される受信しようとするＧＰＳ衛星で用い
られているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の拡散符号を用
いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコー
ドの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星からの信号を
捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードとの
位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出
されて、ＧＰＳ衛星からの信号から時刻情報等を含む航
法メッセージを取得することが可能になる。

【００１４】ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコ
ードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検
索においては、ＧＰＳ受信機の拡散符号とＧＰＳ衛星か
らの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、そ
の相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時
に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取
れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を
用いて、ＧＰＳ受信機の拡散符号の位相を制御して、受
信信号の拡散符号と同期させるようにしている。

【００１５】ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星信
号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリア
をＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ衛星信
号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでな
く、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、
拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできな
い。

【００１６】そして、ＧＰＳ受信機では、受信信号は、
そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換
して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理する
のが普通である。この中間周波数信号におけるキャリア
には、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシ
フトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波数信号に
変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発振
器の周波数誤差分が含まれる。

【００１７】したがって、これらの周波数誤差要因によ
り、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であ
り、その周波数サーチが必要となる。また、拡散符号の
１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧ
ＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知である
から、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。

【００１８】従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについ
ての周波数サーチと、スライディング相関器＋ＤＬＬ
（ＤｅｌａｙＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）＋コスタスル
ープによる拡散符号同期検出手法を用いている。これに
ついて、以下に説明を加える。

【００１９】ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動す
るクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発
振器を分周したものが、一般に用いられている。この基
準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いら
れており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛
星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用い
る局部発振信号を生成する。

【００２０】図２１は、この周波数サーチを説明するた
めの図である。すなわち、ＧＰＳ受信機の拡散符号の発
生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ
１であるときに、拡散符号についての位相同期検索、つ
まり、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらして、そ
れぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号と拡散符号
との相関を検出し、相関のピーク値を検出することによ
り、同期が取れる位相を検出するようにする。

【００２１】前記クロック信号の周波数がｆ１のときに
おいて、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する
位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対す
る分周比を変えて、前記駆動クロック信号の周波数を周
波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索
を行う。これを、図２１のように、前記駆動クロック信
号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動
作が周波数サーチである。

【００２２】そして、この周波数サーチにより、同期可
能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、
そのクロック周波数で最終的な拡散符号の位相同期検出
が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波
数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能にな
る。

【００２３】しかしながら、拡散符号同期検出方法とし
て上述したような従来からの手法を用いたのでは、原理
的に高速同期には不向きで、実際の受信機においては、
それを補うため、多チャンネル化してパラレルに同期点
を探索する必要が生じる。そして、上記のように拡散符
号およびキャリアの同期に時間を要すると、ＧＰＳ受信
機の反応が遅くなり、使用上において不便を生ずる。

【００２４】拡散符号の位相同期検出に関しては、ＤＳ
Ｐ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏ
ｒ）に代表されるハードウエアの能力の向上によって、
上述のようなスライディング相関の手法を用いることな
く、デジタルマッチドフィルタを用いることにより、符
号同期を高速に行う手法が実現している。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、デジタルマ
ッチドフィルタは、トランスバーサルフィルタや高速フ
ーリエ変換（以下、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）という）を用いたものが知られ
ているが、通常、デジタルマッチドフィルタでの処理単
位は拡散符号の1周期である。

【００２６】しかし、拡散符号の１周期分の相関演算結
果のみから拡散符号同期検出を行うのでは、検出感度が
低いので、従来は、検出感度を上げるため、拡散符号の
１周期分毎の相関演算結果の２乗和を積算してゆく方法
が用いられている。この方法によれば、相関値の正負の
極性に関係なく、相関点での相関値を非相関点での相関
値に比して大きくすることができるため、検出感度を上
げることができる。

【００２７】しかしながら、２乗和を積算する方法は、
ノイズ成分も相殺されずに積算されてしまうので、Ｃ／
Ｎ（搬送波対雑音比）が悪い受信状態では、２乗操作に
よる損失が大きく、検出感度の改善度は低い。

【００２８】そこで、２乗和ではなく、拡散符号の１周
期分毎の相関演算結果の線形和を積算することが考えら
れる。線形和であれば、ランダムに分布するノイズは相
殺されて小さくなるからである。

【００２９】ところが、ＧＰＳ信号の場合、スペクトラ
ム拡散信号は５０ｂｐｓの航法データを含んでおり、図
２０に示したように、拡散符号の１周期（１ミリ秒）の
２０倍（２０ミリ秒）をビット遷移周期としている。こ
のため、拡散符号の１周期分毎の相関演算結果の線形和
を、２０ミリ秒以上の期間に渡って積算したときには、
ビット遷移のところから相関値が逆極性となって相殺さ
れてしまい、積算値が小さくなってしまうので、単純に
線形和を積算することはできない。

【００３０】この発明は、以上の点にかんがみ、上述の
ＧＰＳ信号のように、ビット遷移周期が拡散符号の１周
期の複数倍であるデータのスペクトラム拡散信号につい
て、拡散符号の同期検出の感度を大幅に改善することが
できるようにすることを目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出方法は、拡散符号の１周期の複数倍をビッ
ト遷移周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラ
ム拡散したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符
号の同期検出を行う方法において、前記拡散符号の１周
期の複数倍であって、かつ、前記ビット遷移周期よりも
短い単位期間毎に、前記スペクトラム拡散信号と前記拡
散符号との相関演算結果を線形加算したものに等しい線
形加算相関演算結果を得る処理を行う単位期間相関演算
線形加算手段と、前記単位期間相関演算線形加算工程で
求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の絶
対値を計算する絶対値計算工程と、前記絶対値計算工程
で求められた前記単位期間毎の線形加算相関演算結果の
絶対値を、複数単位期間分、加算する絶対値加算工程
と、前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値
から、相関点を検出する相関点検出工程と、を備えるこ
とを特徴とする。

【００３２】上述の構成の請求項１の発明においては、
データのビット遷移周期よりも短い単位期間において
は、２乗和ではなく、線形和を得る。そして、その単位
期間毎の線形和の絶対値和を、複数単位期間分積算し、
その積算した絶対値和から相関点を検出する。

【００３３】この場合において、データのビット遷移が
どこで生じるかは未知であるので、前記単位期間での線
形和の演算の過程で相関値の正負の相殺が生じ、特に、
ビット遷移が単位期間の中央にくる場合には、相関値の
正負の相殺のために完全に相関演算値の線形和は０にな
ってしまう。

【００３４】しかし、請求項１の発明においては、単位
期間がビット遷移周期よりも短い期間として設定されて
いるので、ある単位期間において、ビット遷移がその中
央にくるようになっている場合には、その単位期間の前
後の単位期間では、ビット遷移がその中央にくるように
なることは決してない。

【００３５】例えば、請求項２の発明のように、単位期
間の長さをビット遷移周期の１／２の時間長とした場合
であれば、ある単位期間において、ビット遷移がその中
央にくるようになっている場合には、その単位期間の前
後の単位期間では、ビット遷移を含まない。このため、
それらの前後の単位期間では、ビット遷移による相殺の
影響は全く受けない相関演算結果の線形和が得られ、そ
れらの絶対値和により、相関点を検出することで、検出
感度の向上を期待することができる。

【００３６】また、請求項８の発明によるスペクトラム
拡散信号の拡散符号同期検出方法は、拡散符号の１周期
の複数倍をビット遷移周期とするデータを、前記拡散符
号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号につい
て、前記拡散符号の同期検出を行う方法において、前記
拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビット
遷移周期以下の長さの単位期間毎に、前記スペクトラム
拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算し
たものに等しい第１の線形加算相関演算結果を得ると共
に、前記単位期間を前半期間と後半期間とに２等分し、
前記前半期間または前記後半期間の一方における前記ス
ペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の
線形和に等しい第１の線形和と、前記前半期間または前
記後半期間の他方における前記スペクトラム拡散信号と
前記拡散符号との一方を符号反転させた状態での前記ス
ペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の
線形和に等しい第２の線形和との和に等しい第２の線形
加算相関演算結果を、前記単位期間毎に得る単位期間相
関演算線形加算工程と、前記第１の線形加算相関演算結
果の絶対値と、前記第２の線形加算相関演算結果の絶対
値との和を、複数単位期間分、加算する絶対値加算工程
と、前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値
から、相関点を検出する相関点検出工程と、を備えるこ
とを特徴とする。

【００３７】上述の構成の請求項８の発明において、前
記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の
線形加算相関演算結果の絶対値との和は、単位期間とビ
ット遷移位置との位相関係によらず、常に一定となる。
このため、絶対値加算工程で、複数単位期間において、
前記絶対値和を積算すれば、当該絶対値和は、その複数
単位期間数倍となる。

【００３８】したがって、相関点検出工程において相関
点を検出するための閾値を設定し易くなり、かつ、検出
感度を改善することができる。

【００３９】また、請求項１６の発明は、請求項８に記
載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法にお
いて、前記単位期間は、前記ビット遷移周期に等しく選
定し、前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の
線形加算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記
ビット遷移位置との位相ずれを推定し、この推定した位
相ずれにより、前記単位期間と前記ビット遷移位置との
位相ずれを補正することを特徴とする。

【００４０】この請求項１６においては、単位期間をビ
ット遷移周期に等しく選定し、前記第１の線形加算相関
演算結果と、前記第２の線形加算相関演算結果との比か
ら、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ずれを
推定するようにする。そして、推定した位相ずれによ
り、スペクトラム拡散信号の単位期間と、データのビッ
ト遷移位置との位相ずれを補正する。このようにすれ
ば、単位期間内でビット遷移することがなくなるので、
単位期間毎の相関値の線形加算は常に最大値を示すよう
にすることができて、拡散符号同期の検出感度が、さら
に向上する。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下、この発明によるスペクトラ
ム拡散信号の拡散符号同期検出方法の実施の形態を、上
述したＧＰＳ受信機におけるＧＰＳ信号についての拡散
符号同期検出に適用した場合について、図を参照しなが
ら説明する。

【００４２】［第１の実施の形態］図２は、スペクトラ
ム拡散信号の拡散符号同期検出装置の第１の実施の形態
としてのＧＰＳ受信機の拡散符号同期検出部の構成例を
示すブロック図である。この図２において、受信信号ｒ
（ｎ）は、図示を省略したが、ＧＰＳアンテナにて受信
されたＧＰＳ衛星からの信号（スペクトラム拡散信号）
のキャリアを、中間周波数１．０２３ＭＨｚに低域変換
した中間周波信号である。

【００４３】なお、説明を簡略にするため、図２の実施
の形態では、受信信号ｒ（ｎ）についてのキャリア同期
は取れているものとして説明するが、実際的には、後述
するような何らかの方法でキャリア周波数をサーチし
て、キャリア同期を取る動作が必要である。

【００４４】受信信号ｒ（ｎ）は、まず、Ａ／Ｄ変換器
１でデジタル信号に変換された後、デジタルマッチドフ
ィルタ２に供給される。このデジタルマッチドフィルタ
２には、拡散符号発生部３からの拡散符号の１周期分が
供給される。このとき、拡散符号発生部３からは、受信
しようとするＧＰＳ衛星信号に使用されている拡散符号
が出力される。この結果、このデジタルマッチドフィル
タ２からは、受信信号と拡散符号との相関結果が得られ
る。

【００４５】この相関結果は、拡散符号の１周期分の各
チップ位相における相関値を示すものとなっており、受
信信号ｒ（ｎ）中の拡散符号と、拡散符号発生部３から
の拡散符号とが同期している場合には、図３に示すよう
に、１０２３チップのうちのある一つのチップ位相ｎｐ
での相関値が、予め定められるスレッショールド値を超
えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピ
ーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。デジ
タルマッチドフィルタ２からの出力は、図３に示すよう
な相関結果が、拡散符号の１周期分毎に繰り返すような
ものとなる。

【００４６】ただし、前述もしたように、拡散符号の１
周期分だけから相関点の検出を行おうとすると、検出感
度が悪い。そこで、この実施の形態では、次のようにす
る。

【００４７】デジタルマッチドフィルタ２からの拡散符
号の１周期分毎に繰り返す相関結果は、単位期間線形加
算部４に供給される。この単位期間線形加算部４では、
拡散符号の１周期の複数倍であって航法データのビット
遷移周期である２０ミリ秒よりも短い期間として選定さ
れる単位期間内において、デジタルマッチドフィルタ２
からの拡散符号の１周期分毎に繰り返す相関結果を、各
チップ位相の値を同期加算するようにして線形加算す
る。そして、単位期間線形加算部４では、この線形加算
処理を、単位期間のそれぞれにおいて行う。

【００４８】ここで、この実施の形態では、単位期間
は、拡散符号の１周期の１０倍であって、ビット遷移周
期（２０ミリ秒）の１／２である１０ミリ秒に選定され
る。

【００４９】この単位期間線形加算部４は、図２に示す
ように、拡散符号のチップ数Ｎに等しい段数のレジスタ
４ＲＧを備え、このレジスタ４ＲＧに、拡散符号の各チ
ップ位相の相関結果を単位期間分、線形加算したものを
蓄積する。つまり、この例の場合には、単位期間は１０
ミリ秒であるので、単位期間線形加算部４のレジスタ４
ＲＧの各チップ位相に対応する段のレジスタでは、当該
チップ位相の１０個の相関結果を同期加算するものであ
る。

【００５０】この単位期間線形加算部４からの単位期間
毎の相関値線形加算結果（拡散符号の１周期分）は、絶
対値計算部５に供給されて、単位期間分毎に絶対値化さ
れ、絶対値累積加算部６に供給される。この絶対値累積
加算部６では、単位期間のＭ（Ｍは２以上の整数）倍の
期間で、単位期間分毎の相関値線形加算結果の絶対値を
累積加算する。そして、絶対値累積加算部６は、その累
積加算結果を相関点検出部７に供給する。

【００５１】相関点検出部７では、図３に示したような
特性を示す累積加算結果について、予め定めたスレッシ
ョールド値と比較し、このスレッショールド値を超える
ようなピーク値が検出されたときに、受信信号と拡散符
号との同期が取れたとして検出し、前記ピーク値の位相
を相関点ｎｐとして検知する。

【００５２】なお、基準クロック発生器１０からの基準
クロックが分周器８に供給されて、受信信号ｒ（ｎ）の
サンプル周波数に等しい周波数のクロックＣＬＫが生成
され、そのクロックＣＬＫが、Ａ／Ｄ変換器１、デジタ
ルマッチドフィルタ２および単位期間線形加算部４に供
給される。

【００５３】また、基準クロック発生器１０からの基準
クロックは、タイミング制御部９に供給され、このタイ
ミング制御部９では、単位期間に同期するタイミング信
号が成されて、それぞれ単位期間線形加算部４、絶対値
計算部５および絶対値累積加算部６に供給される。

【００５４】［デジタルマッチドフィルタの具体例］図
２のデジタルマッチドフィルタ２は、トランスバーサル
フィルタやＦＦＴを用いて構成することができる。図４
は、トランスバーサルフィルタを用いたデジタルマッチ
ドフィルタ２の構成例を示すものである。

【００５５】すなわち、図４の例のデジタルマッチドフ
ィルタ２は、拡散符号のチップ数Ｎ−１に等しい段数の
シフトレジスタ２０１を備え、Ａ／Ｄ変換器１からのデ
ジタル信号Ｄｉｎが、図４では省略したが分周器８から
のクロックＣＬＫによって、このシフトレジスタ２０１
に順次に転送される。

【００５６】そして、デジタル信号Ｄｉｎおよびシフト
レジスタ２０１の各段のレジスタＲＧの出力が、係数乗
算器２０２_１，２０２_２，２０２_３、…、２０２_Ｎでそ
れぞれ係数乗算された後、総和器２０３に供給され、総
和演算が行われる。総和器２０３からの総和演算結果
は、レベル調整部２０４で、１／Ｎに減衰されて、相関
結果ＣＲｏｕｔとして出力される。

【００５７】係数乗算器２０２_１，２０２_２，２０
２_３、…、２０２_Ｎには、拡散符号発生部３からの拡散
符号の各チップの値（＋１または−１）が供給される。
この場合、拡散符号発生部３からの拡散符号の１番目の
チップは係数乗算器２０２_Ｎに、１０２３番目のチップ
は係数乗算器２０２_１に、というようにして、逆順に、
拡散符号の各チップの値が各係数乗算器に供給される。

【００５８】したがって、シフトレジスタ２０１に拡散
符号発生部３からの拡散符号に同期したデジタル信号が
取り込まれたチップ位相のときに、総和器２０３からの
相関結果ＣＲｏｕｔは、ピークを呈し、他のチップ位相
では低レベルとなるようなものとなる。すなわち、総和
器２０３からの相関結果ＣＲｏｕｔとして、図３に示し
たような特性の信号が得られる。

【００５９】次に、ＦＦＴを用いた場合のデジタルマッ
チドフィルタ２の構成例を、図５に示す。

【００６０】この図５の例の場合には、Ａ／Ｄ変換器１
からのデジタル信号Ｄｉｎは、バッファメモリ２１１に
書き込まれる。このバッファメモリ２１１に書き込まれ
た信号は、拡散符号の１周期分（１０２３チップ分）ず
つ、読み出されてＦＦＴ処理部２１２でＦＦＴ処理さ
れ、そのＦＦＴ結果がメモリ２１３に書き込まれる。メ
モリ２１３から読み出された受信信号のＦＦＴ結果は、
乗算部２１４に供給される。

【００６１】一方、拡散符号発生部３からは、そのとき
に受信対象となっている衛星からの受信信号に使用され
ている拡散符号と同じ系列の拡散符号が発生する。この
拡散符号発生部３からの１周期分（１０２３チップ）の
拡散符号は、ＦＦＴ処理部２１５に供給されてＦＦＴ処
理され、その処理結果がメモリ２１６に供給される。こ
のメモリ２１６からは、通常の場合と同様に、ＦＦＴ結
果が低い周波数から順に読み出されて乗算部２１４に供
給される。

【００６２】乗算部２１４では、メモリ２１３からの受
信信号のＦＦＴ結果と、メモリ２１６からの拡散符号の
ＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域における受信信号
と拡散符号との相関の度合いが演算される。そして、そ
の乗算結果は逆ＦＦＴ処理部２１７に供給されて、周波
数領域の信号が時間領域の信号に戻される。

【００６３】逆ＦＦＴ処理部２１７から得られる逆ＦＦ
Ｔ結果は、受信信号と拡散符号との時間領域における相
関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点
検出部７に供給される。

【００６４】この相関検出信号は、前述のトランスバー
サルフィルタを用いたデジタルマッチドフィルタの場合
と同様に、拡散符号の１周期分の各チップ位相における
相関値を示すものとなっており、受信信号中の拡散符号
と、拡散符号発生部３からの拡散符号とが同期している
場合には、図３に示すように、１０２３チップのうちの
ある一つの位相での相関値が、予め定められるスレッシ
ョールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得
られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位
相となる。

【００６５】この図５の例のデジタルマッチドフィルタ
の処理の原理は、図２２の式（１）に示すように、時間
領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算
になるという定理に基づくものである。

【００６６】この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領
域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表
す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、
Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時
間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリ
エ変換を表している。

【００６７】２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数
を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリ
エ変換Ｆ（ｋ）は、図２２の式（２）のような関係にな
る。したがって、ｒ（ｎ）を図１のＡ／Ｄ変換器１から
の信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部３からの拡散符
号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ（ｎ）
は、通常の定義式によらず、前記式（２）により以下の
手順で計算できる。

【００６８】・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ
（ｋ）を計算する。

【００６９】・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｃ
（ｋ）の複素共役を計算する。

【００７０】・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役より、式
（２）のＦ（ｋ）を計算する。

【００７１】・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相
関関数ｆ（ｎ）を計算する。

【００７２】ところで、前述したように、受信信号ｒ
（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部１０６か
らの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順によ
り計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図３のように相関点で
ピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この
実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変
換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適
用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かな
り高速に計算を行うことができる。

【００７３】なお、図５の例においては、拡散符号発生
部３とＦＦＴ処理部２１５とを別々に設けるようにした
が、それぞれのＧＰＳ衛星に対応する拡散符号をあらか
じめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくこ
とで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦ
ＦＴ計算を省略することができる。

【００７４】［第１の実施の形態の動作説明］図１は、
上述のような構成の第１の実施の形態における動作説明
をするためのタイミングチャートである。

【００７５】前述したように、ＧＰＳ信号は、キャリア
を除くと、５０ｂｐｓの航法データを１．０２３ＭＨ
ｚ、周期１０２３の拡散符号でスペクトラム拡散された
信号で、航法データの１ビットの時間長は２０ミリ秒
で、１ミリ秒周期の拡散符号が２０周期分含まれる。

【００７６】ＧＰＳ信号は、ノイズ成分の方がはるかに
大きい信号であるが、多周期に渡って受信機内部で発生
させる拡散符号との相関検出を行うことで、受信感度を
向上させることができる。これは、主なノイズ成分の熱
雑音がランダムな非周期信号であるのに対し、ＧＰＳ信
号は周期信号であることを利用している。

【００７７】ＧＰＳ信号は部分的には周期信号ではある
が、図１（Ａ）に示すようなビット遷移を持つ航法デー
タを含む。この航法データは、未知であるので、前述し
たように、拡散符号の多周期に渡って拡散符号との相関
をとると、航法データの正負の信号（「１」、「０」の
ビット）が相殺し合うために、図３のような相関ピーク
が検出されない場合がある。

【００７８】これを避けるために、前述したように、拡
散符号の１周期（１ミリ秒）毎の相関の絶対値和または
２乗和を多周期に渡って加算していく方法があり、この
方法によれば航法データに依存しなくなるが、Ｃ／Ｎ
（キャリア対ノイズ電力比）が小さいほど２乗操作によ
る損失が大きく、検出感度の改善度は低い。

【００７９】そこで、この第１の実施の形態では、以下
に説明するようにして、検出感度の向上を図っている。

【００８０】まず、図１（Ｂ）に示すように、この第１
の実施の形態においては、航法データの１ビット期間の
半分である拡散符号の１０周期長分（１０ミリ秒）を単
位期間として、この１０周期長分の単位期間について、
デジタルマッチドフィルタ２により、前述したような、
拡散符号の１周期（１ミリ秒）分毎の相関演算結果を順
次に得る。

【００８１】次に、単位期間線形加算部４で、図１
（Ｃ）に示すように、前記の拡散符号の１周期分毎の相
関演算結果を、単位期間において線形加算する。

【００８２】次に、単位期間線形加算部４からの、単位
期間毎の相関値線形加算結果は、絶対値計算部５で、図
１（Ｄ）に示すように絶対値化される。

【００８３】そして、それらの絶対値は、絶対値累積加
算部６で拡散符号のＭ周期期間（以下、Ｍ区間という）
に渡って加算される。そして、そのＭ周期期間に渡る絶
対値の総和が相関値検出部７に供給され、相関点が検出
される。

【００８４】この場合、図１（Ａ）に示す航法データの
ビット遷移位置は未知であるので、通常は、図示のよう
に、単位期間と航法データのビット遷移位置とはタイミ
ング的に位相がずれている。このため、図１（Ｂ）にお
ける左から２番目および４番目の単位期間のようにビッ
ト遷移を含む単位期間では、線形な相関計算の過程で正
負の相殺が生じ、特にビット遷移が単位期間の中央にく
る場合には完全に相殺して、単位期間内の相関計算結果
は０となってしまう。

【００８５】しかし、この実施の形態においては、Ｍ区
間の複数個の単位期間のうち少なくとも半分はビット遷
移を含まないので、航法データがＭ区間に渡って同じ符
号またはビット遷移位置がちょうど単位区間の境界にあ
る最良の場合と、Ｍ区間において航法データが「０」と
「１」を交互に繰り返し、かつ、ビット遷移が各単位期
間の中央にある最悪の場合とにおける検出感度の差は３
ｄＢで済む。

【００８６】以上のように、この実施の形態の拡散符号
同期検出方法は、簡潔な方法であるが、２乗（絶対値）
操作によるロスが少ないため、拡散符号の１周期毎の相
関を、単位期間のΜ倍の区間に渡って絶対値和をとる方
法に比べて、同期検出感度の改善度は高い。

【００８７】なお、上述の第１の実施の形態では、拡散
符号の１周期毎の相関結果について線形加算を行う単位
期間を、航法データの１ビット期間の１／２である、拡
散符号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長であ
る必要はない。単位期間の時間長が１０周期長より短い
と、検出感度の改善度が下がるが、ビット還移位置によ
る相関値のばらつきは少ない。逆に、単位期間の時間長
が１０周期より長いと、ビット還移位置によるばらつき
は大きいが、ビット還移位置によっては検出感度の改善
度が高くなる。

【００８８】［第２の実施の形態］第２の実施の形態
は、第１の実施の形態の変形例であり、相関値線形加算
結果を求めるまでの手順が第１の実施の形態とは異なる
ものである。

【００８９】すなわち、上述の第１の実施の形態では、
デジタルマッチドフィルタ２によって拡散符号の１周期
分毎の相関演算結果を得、その相関演算結果を、単位期
間毎に線形加算するようにしたが、デジタルマッチドフ
ィルタ２で相関演算を行う前に、受信信号ｒ（ｎ）につ
いて拡散符号の１周期分毎について線形加算をし、その
線形加算結果を、デジタルマッチドフィルタによって相
関演算するようにしても、上述と全く同様の作用効果が
得られる。第２の実施の形態は、その場合の例である。

【００９０】図６は、第２の実施の形態の場合における
拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図であ
る。

【００９１】すなわち、この第２の実施の形態において
は、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、単位期間線
形加算部１１に供給される。この単位期間線形加算部１
１では、単位期間分のデジタル信号、つまりこの例の場
合には拡散符号の１０周期分（１０ミリ秒）のデジタル
信号について、拡散符号の１周期毎の線形加算を行う。
すなわち、単位期間のそれぞれにおいて、拡散符号の１
０周期分のデジタル信号について、拡散符号の同じチッ
プ位相の１０個のデータ同士を同期加算する。

【００９２】したがって、この単位期間線形加算部１１
からは、拡散符号の１周期分に等しいデータ数の同期加
算結果（拡散符号の１周期分のチップ数に等しいデー
タ）が得られる。この同期加算結果は、デジタルマッチ
ドフィルタ２に供給されて、拡散符号発生部３からの拡
散符号との相関演算が行われる。そして、その相関演算
結果は、絶対値計算部５に供給される。その他の構成
は、第１の実施の形態と同様である。

【００９３】この第２の実施の形態においては、拡散符
号の１周期分毎を加算単位とする線形加算をデジタルマ
ッチドフィルタ２の前段階で行う点が第１の実施の形態
と異なるが、第１の実施の形態と全く同様の作用効果が
得られるものである。

【００９４】なお、この第２の実施の形態でも、単位期
間を、航法データの１ビット期間の１／２である拡散符
号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長である必
要はないことは、前述の第１の実施の形態と全く同様で
ある。

【００９５】［第３の実施の形態］第３の実施の形態
も、第１の実施の形態の変形例であり、相関値線形加算
結果を求めるまでの手順が第１の実施の形態とは異なる
ものである。

【００９６】この第３の実施の形態は、デジタルマッチ
ドフィルタ２として、図５に示したようなＦＦＴを利用
したデジタルマッチドフィルタを用いる場合において、
第１の実施の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２
の後段の単位期間線形加算部４、あるいは、第２の実施
の形態におけるデジタルマッチドフィルタ２の前段の単
位期間線形加算部１１を省略するものである。

【００９７】図７は、この第３の実施の形態の場合にお
ける拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図で
ある。

【００９８】すなわち、この第３の実施の形態において
は、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は、図５におい
て点線で囲んだ部分からなるＦＦＴを用いたデジタルマ
ッチドフィルタ１２に供給される。

【００９９】前述した第１の実施の形態の場合には、図
５について説明したように、メモリ２１１からは拡散符
号の１周期分毎にデジタル信号を読み出し、ＦＦＴ処理
部２１２に供給するようにしたが、この第３の実施の形
態では、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ１２
においては、単位期間分毎にデジタルデータをメモリ２
１１から読み出し、その読み出した単位期間分毎のデジ
タルデータをＦＦＴ処理部２１２に供給してＦＦＴ演算
を実行する。

【０１００】この第３の実施の形態においては、ＦＦＴ
処理部２１２では、単位期間分毎のデジタル信号につい
てのＦＦＴ演算を行う。単位期間内には、上述の例の場
合には拡散符号の１０周期分が含まれているので、この
ＦＦＴ処理部２１２からは、拡散符号の１周期分毎のデ
ジタル信号のＦＦＴ演算結果が１０周期分累積されたも
のと同様のＦＦＴ演算結果が得られ、そのＦＦＴ演算結
果がメモリ２１３に書き込まれることとなる。

【０１０１】ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ
１２におけるその後の処理は、図５において説明したの
と全く同様であり、逆ＦＦＴ処理部２１７から、時間領
域に戻された相関演算結果が得られる。そして、この第
３の実施の形態においては、このＦＦＴを用いたデジタ
ルマッチドフィルタ１２からの相関演算結果が、絶対値
計算部５に供給される。

【０１０２】以上のようにして、この第３の実施の形態
によれば、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号につ
いて行うようにすることにより、図２におけるデジタル
マッチドフィルタ２の後段の単位期間線形加算部４、あ
るいは図６におけるデジタルマッチドフィルタ２の前段
の単位期間線形加算部１１を省略することができ、構成
が簡単になる。

【０１０３】なお、この第２の実施の形態でも、単位期
間を、航法データの１ビット期間の１／２である拡散符
号の１０周期長としたが、必ずしも１０周期長である必
要はないことは、前述の第１の実施の形態と全く同様で
ある。

【０１０４】［第４の実施の形態］上述した第１〜第３
の実施の形態の方法は、拡散符号の１周期分毎の相関演
算結果を線形加算し、その線形加算結果の絶対値を、Ｍ
区間に渡って累積加算し、その累積加算結果から、相関
点を検出する方法であるので、冒頭で述べたような従来
の方法に比べて相関点検出感度の改善度は高い。

【０１０５】しかしながら、上述した第１〜第３の実施
の形態の方法の場合には、単位期間と、ビット遷移位置
との位相関係によって相関計算の結果にばらつきが生じ
るので、相関点を検出する際に、相関値のピーク値に対
するスレッショールド値の設定が難しく、このため、相
関の有無を判断する上では扱いにくい。第４の実施の形
態は、この問題を解決したものである。

【０１０６】図８は、この第４の実施の形態のスペクト
ラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図であ
る。また、図９は、この図８の装置の動作説明のための
タイミングチャートである。

【０１０７】この第４の実施の形態においては、受信信
号ｒ（ｎ）（図９（Ａ）参照）から２つの信号系列を生
成する。第１の信号系列Ａは、受信信号ｒ（ｎ）そのま
まの信号系列である（図９（Ｂ）参照）。

【０１０８】この第１の信号系列Ａにおいては、Ａ／Ｄ
変換器１からのデジタル信号は、そのままデジタルマッ
チドフィルタ２１に供給され、前述の第１の実施の形態
で説明したようにして、拡散符号発生部３からの拡散符
号との相関演算がなされる。そして、その拡散符号の１
周期分毎の相関演算結果は、単位期間線形加算部２２に
供給され、単位期間について、線形加算される。

【０１０９】この第４の実施の形態では、単位期間は、
航法データの１ビット分、つまり、拡散符号の２０周期
長とする。

【０１１０】単位期間線形加算部２２からの線形加算相
関演算結果ＤＡ（図９（Ｃ）参照）は、絶対値計算部２
３に供給され、絶対値化された後、加算部２４に供給さ
れる。そして、その加算部２４の加算出力Ｄは、累積加
算部２５に供給されて、第１の実施の形態と同様に、Ｍ
区間に渡って累積加算される。その累積加算結果ＭＤ
は、相関点検出部２６に供給される。

【０１１１】なお、分周器８からのクロック信号ＣＬＫ
およびタイミング制御部９からの各種タイミング信号
は、前述した第１の実施の形態の場合と同様にして、そ
れぞれの回路ブロックに供給されるが、前述したよう
に、この第４の実施の形態では、単位期間が２０ミリ秒
であるので、その点が第１の実施の形態の場合とは異な
る。

【０１１２】以上の第１の信号系列Ａについての構成
は、加算部２４を除くと、前述した第１の実施の形態と
同様である。ただし、単位期間が前述の第１の実施の形
態では、航法データの１ビット周期の１／２である１０
ミリ秒であったのに対して、第４の実施の形態では、航
法データの１ビット周期の２０ミリ秒である点が異な
る。

【０１１３】しかし、第１の実施の形態の場合と同様
に、１０ミリ秒毎に線形加算したものを２回加算するこ
とにより、第１の信号系列Ａについての２０ミリ秒毎の
線形加算結果を得ることもできる。

【０１１４】次に、第２の信号系列Ｂについての処理を
説明する。この第２の信号系列Ｂにおいては、Ａ／Ｄ変
換器１からのデジタル信号は、そのままスイッチ回路３
５の一方の入力端に供給されると共に、符号反転部３４
を通じて符号反転された後、スイッチ回路３５の他方の
入力端に供給される。

【０１１５】スイッチ回路３５は、タイミング制御部９
からのスイッチ切換信号ＳＷにより、単位期間の前半期
間（１０ミリ秒）では一方の入力端に、単位期間の後半
期間（１０ミリ秒）では他方の入力端に、交互に切り換
えられる。したがって、スイッチ回路３５からは、受信
信号ｒ（ｎ）のデジタル信号が単位期間の後半期間で符
号反転された状態の、信号系列Ｂの信号（図９（Ｄ）参
照）が得られる。

【０１１６】この信号系列Ｂのデジタル信号は、デジタ
ルマッチドフィルタ３１に供給され、前述の第１の実施
の形態で説明したようにして、拡散符号発生部３からの
拡散符号との相関演算がなされる。そして、その拡散符
号の１周期分毎の相関演算結果は、単位期間線形加算部
３２に供給され、単位期間について、線形加算される。

【０１１７】そして、単位期間線形加算部３２からの線
形加算相関演算結果ＤＢ（図９（Ｅ）参照）は、絶対値
計算部３３に供給され、絶対値化された後、加算部２４
に供給され、絶対値加算部２３からの線形加算相関演算
結果ＤＡの絶対値と加算される。したがって、この加算
部２４の加算結果Ｄは、Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜・・・［式（３）］となる。

【０１１８】この加算結果Ｄが累積加算部２５でＭ区間
（Ｍ≧１）に渡って累積され、その累積結果ＭＤが相関
点検出部２６に供給される。相関点検出部２６では、予
め定められたスレッショールド値よりも大きいピーク値
が検出できたか否かにより、相関点が検出されたか否か
が判別され、前記ピーク値が検出されたときには、その
ピーク値が得られたチップ位相が、相関点ｎｐとして検
出される。

【０１１９】この第４の実施の形態において、受信信号
ｒ（ｎ）のビット遷移位置と、単位期間との位相ずれ
を、図９（Ａ）に示すようにｈとしたとき、この位相ず
れｈに対する単位期間線形加算部２２および３２の線形
加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢの値は、図１０（Ａ）
および（Ｂ）に示すようなものとなる。

【０１２０】図１０は、航法データが１ビット毎に反転
する場合を想定したものであり、また、拡散符号の１周
期長分での相関値をｄとし、Ｍ＝１とした場合の特性図
である。そして、図１０（Ａ）は、相関値ｄが正の場合
であり、図１０（Ｂ）は、相関値ｄが負の場合である。
なお、位相ずれｈは、拡散符号の周期数（１周期は１ミ
リ秒であるので、ミリ秒の単位とすることもできる）で
表してある。

【０１２１】すなわち、図１０に示すように、位相ずれ
ｈ＝０で、単位期間の先頭位置と、航法データのビット
遷移位置とが同期しているときには、第１の信号系列Ａ
では、線形加算相関演算結果ＤＡは、単位期間内におけ
る拡散符号の１周期分毎の２０個の相関値ｄは、すべて
同じく正または負となるので、ｄ＞０のときには、ＤＡ＝２０｜ｄ｜ｄ＜０のときには、ＤＡ＝−２０｜ｄ｜となる。

【０１２２】これに対して、第２の信号系列Ｂでは、位
相ずれｈ＝０のときには、符号反転が単位期間の中央の
時点で行われることになるので、単位期間内における拡
散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、正負の数が同
数となり、線形加算相関演算結果ＤＢは、相殺されてＤ
Ｂ＝０となる。

【０１２３】また、位相ずれｈ＝１０で、単位期間の中
央がビット遷移位置となる場合には、第１の信号系列Ａ
では、ビット反転によって、単位期間内における拡散符
号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、正負の数が同数と
なり、線形加算相関演算結果ＤＡは、相殺されてＤＡ＝
０となる。

【０１２４】一方、第２の信号系列Ｂでは、位相ずれｈ
＝１０のときには、符号反転が単位期間の中央の時点で
ビット遷移に同期して行われることになるので、単位期
間内における拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄ
は、すべて同じく正または負となり、ｄ＞０のときには、ＤＢ＝−２０｜ｄ｜ｄ＜０のときには、ＤＢ＝２０｜ｄ｜となる。

【０１２５】また、位相ずれｈ＝２０で、単位期間が、
航法データの１ビット分ずれてしまった場合には、第１
の信号系列Ａでは、線形加算相関演算結果ＤＡは、単位
期間内における拡散符号の１周期分毎の２０個の相関値
ｄは、位相ずれｈ＝０の場合とは正負の極性が反転する
が、すべて同じく正または負となり、ｄ＞０のときには、ＤＡ＝−２０｜ｄ｜ｄ＜０のときには、ＤＡ＝２０｜ｄ｜となる。

【０１２６】これに対して、第２の信号系列Ｂでは、位
相ずれｈ＝２０のときには、符号反転が単位期間の中央
の時点で行われることになるので、単位期間内における
拡散符号の１周期毎の２０個の相関値ｄは、位相ずれｈ
＝０の場合とは正負の極性が反転するが、正負の数が同
数となり、線形加算相関演算結果ＤＢは、相殺されてＤ
Ｂ＝０となる。

【０１２７】線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算
相関演算結果ＤＢが、単位期間の先頭位置に対する航法
データのビット遷移位置の位相ずれｈに対して、この図
１０のような特性を示すことから、加算部２４からの両
線形加算相関演算結果ＤＡおよび線形加算相関演算結果
ＤＢの絶対値和Ｄは、一定となる。すなわち、この例の
場合には、Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜＝２０｜ｄ｜となる。

【０１２８】すなわち、線形加算相関演算結果ＤＡおよ
び線形加算相関演算結果ＤＢの絶対値和Ｄは、受信信号
ｒ（ｎ）のビット遷移位置と、単位期間との位相ずれｈ
に関係なく、一定値２０Ｍ｜ｄ｜となる。したがって、
累積加算部２５の累積結果ＭＤは、その一定値をＭ区間
分、単純に累積加算した値、つまり、ＭＤ＝｜ＤＡ｜＋｜ＤＢ｜＝２０Ｍ｜ｄ｜となる。

【０１２９】このように、この第４の実施の形態によれ
ば、単位期間の先頭位置に対して、ビット遷移位置がど
こで生じても、前記絶対値和は相関値ｄの整数倍となる
ので、相関点検出部２６で、相関の有無を判断するため
のスレッショールド値の設定がし易くなる。また、単位
期間内で、ＤＡおよびＤＢは、拡散符号の１周期分毎の
相関値を線形加算したものであるので、ノイズ分を除去
しながら、相関値を加算したものとなり、相関点の検出
感度の向上が期待できる。

【０１３０】なお、この第４の実施の形態において、デ
ジタルマッチドフィルタ２１および３１としては、前述
の第１〜第３の実施の形態の場合と同様にして、図４に
示したようなトランスバーサルフィルタを用いることも
できるし、また、図５に示したようなＦＦＴ処理を用い
る構成とすることもできる。

【０１３１】なお、以上の第４の実施の形態の説明で
は、単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定したが、
第４の実施の形態は、単位期間は、ビット遷移周期以下
であればよい。

【０１３２】［第５の実施の形態］この第５の実施の形
態は、第４の実施の形態の変形例であり、第１の実施の
形態に対する第２の実施の形態の関係と同様であって、
線形加算相関演算結果を求めるまでの手順が第４の実施
の形態とは異なるものである。

【０１３３】すなわち、上述の第４の実施の形態では、
デジタルマッチドフィルタ２１および３１によって、第
１の信号系列Ａおよび第２の信号系列Ｂについて、拡散
符号の１周期毎の相関演算を行い、その相関演算結果
を、単位期間毎に線形加算するようにしたが、この第５
の実施の形態においては、第１の信号系列Ａおよび第２
の信号系列Ｂについて、デジタルマッチドフィルタ２１
および３１で相関演算を行う前に、拡散符号の１周期分
単位で線形加算をし、その線形加算結果を、デジタルマ
ッチドフィルタ２１および３１によって相関演算するよ
うにする。

【０１３４】図１１は、この第５の実施の形態の場合に
おける拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図
である。

【０１３５】すなわち、この第５の実施の形態において
は、Ａ／Ｄ変換器１からの第１の系列Ａのデジタル信号
は、単位期間線形加算部２７に供給される。この単位期
間線形加算部２７では、単位期間分のデジタル信号、つ
まりこの例の場合には拡散符号の２０周期分（２０ミリ
秒）のデジタル信号について、拡散符号の１周期毎の線
形加算を行う。すなわち、単位期間のそれぞれにおける
拡散符号の２０周期分のデジタル信号について、拡散符
号の同じチップ位相の２０個のデータ同士を同期加算す
る。

【０１３６】また、スイッチ回路３５からの第２の系列
Ｂのデジタル信号は、単位期間線形加算部３６に供給さ
れる。この単位期間線形加算部３６では、単位期間線形
加算部２７と同様に、単位期間分のデジタル信号、つま
りこの例の場合には拡散符号の２０周期分（２０ミリ
秒）のデジタル信号について、拡散符号の１周期毎の線
形加算を行う。すなわち、単位期間のそれぞれにおける
拡散符号の２０周期分のデジタル信号について、拡散符
号の同じチップ位相の２０個のデータ同士を同期加算す
る。

【０１３７】そして、これら単位期間線形加算部２７お
よび３６からの同期加算結果（拡散符号の１周期分のチ
ップ数に等しいデータ）は、デジタルマッチドフィルタ
２１および３１に供給されて、前記同期加算結果につい
て、拡散符号発生部３からの拡散符号との相関演算が行
われる。そして、その相関演算結果は、絶対値計算部２
２および３２に供給される。その他の構成は、第４の実
施の形態と同様である。

【０１３８】この第５の実施の形態においては、拡散符
号の１周期分毎を加算単位とする線形加算をデジタルマ
ッチドフィルタ２１および３１の前段階で行う点が第４
の実施の形態と異なるが、第４の実施の形態と全く同様
の作用効果が得られるものである。

【０１３９】なお、この第５の実施の形態においても、
単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限
定されるものではなく、単位期間は、ビット遷移周期以
下であればよい。

【０１４０】［第６の実施の形態］この第６の実施の形
態も、第４の実施の形態の変形例であり、第１の実施の
形態に対する第３の実施の形態の関係と同様であって、
線形加算相関演算結果を求めるまでの手順が第４の実施
の形態とは異なるものである。

【０１４１】この第６の実施の形態は、デジタルマッチ
ドフィルタ２１および３１として、図５に示したような
ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタを用いる場
合において、第４の実施の形態におけるデジタルマッチ
ドフィルタ２１および３１の後段の単位期間線形加算部
２３および３３、あるいは、第５の実施の形態における
デジタルマッチドフィルタ２１および３１の前段の単位
期間線形加算部２７および３６を省略するものである。

【０１４２】図１２は、この第６の実施の形態の場合に
おける拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図
である。

【０１４３】すなわち、この第６の実施の形態では、第
１の信号系列Ａのデジタル信号は、図５において点線で
囲んだ部分からなるＦＦＴを用いたデジタルマッチドフ
ィルタ２８に供給され、そのメモリ２１１に書き込まれ
る。また、第２の信号系列Ｂのデジタル信号は、同様
に、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ３７に供
給され、そのメモリ２１１に書き込まれる。

【０１４４】そして、この第６の実施の形態において
は、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ２８およ
び３７のそれぞれにおいて、単位期間分毎にデジタルデ
ータがメモリ２１１から読み出され、その読み出された
単位期間分毎のデジタルデータがＦＦＴ処理部２１２に
供給されて、ＦＦＴ演算処理される。

【０１４５】この第６の実施の形態においては、各デジ
タルマッチドフィルタ２８および３７のＦＦＴ処理部２
１２では、信号系列Ａまたは信号系列Ｂのそれぞれにつ
いて単位期間分毎のデジタル信号についてのＦＦＴ演算
を行う。単位期間内には、上述の例の場合には、信号系
列Ａまたは信号系列Ｂのそれぞれについて拡散符号の２
０周期分が含まれているので、このＦＦＴ処理部２１２
からは、拡散符号の１周期分毎のデジタル信号のＦＦＴ
演算結果が１０周期分累積されたものと同様のＦＦＴ演
算結果が得られ、そのＦＦＴ演算結果がメモリ２１３に
書き込まれることとなる。

【０１４６】ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ
２８および３７におけるその後の処理は、図５において
説明したのと全く同様であり、逆ＦＦＴ処理部２１７か
ら、時間領域に戻された相関演算結果が得られる。そし
て、この第６の実施の形態においては、このＦＦＴを用
いたデジタルマッチドフィルタ２８および３７からの相
関演算結果が、それぞれ線形加算相関演算結果ＤＡおよ
びＤＢであり、絶対値計算部２３および３３に供給され
る。その他は、第４の実施の形態と同様である。

【０１４７】以上のようにして、この第６の実施の形態
によれば、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号につ
いて行うようにすることにより、図８におけるデジタル
マッチドフィルタ２１および３１の後段の単位期間線形
加算部２２および３２、あるいは図１１におけるデジタ
ルマッチドフィルタ２１および３１の前段の単位期間線
形加算部２７および３６を省略することができ、構成が
簡単になる。

【０１４８】なお、この第６の実施の形態においても、
単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限
定されるものではなく、単位期間の１／２の期間がビッ
ト遷移周期以下であればよいので、単位期間は、ビット
遷移周期の２倍以下であればよい。

【０１４９】［第７の実施の形態］上述の第４〜第６の
実施の形態では、受信信号ｒ（ｎ）のデジタル信号を、
単位期間の前半と後半とで符号反転することにより、第
２の信号系列Ｂを生成し、単位期間線形加算相関演算結
果ＤＢを求めるようにしたが、受信信号ｒ（ｎ）のデジ
タル信号を、単位期間の前半と後半とで符号反転する代
わりに、拡散符号発生部３からの拡散符号を、単位期間
の前半と後半とで符号反転してデジタルマッチドフィル
タに供給するようにしても全く同様の作用効果が得られ
る。

【０１５０】第７の実施の形態は、この場合の実施の形
態であり、図１３は、この第７の実施の形態の場合にお
ける拡散符号同期検出装置の構成例を示すブロック図で
ある。

【０１５１】すなわち、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル
信号は、第１の信号系列Ａのデジタルマッチドフィルタ
４１Ａに供給される。このデジタルマッチドフィルタ４
１Ａには、拡散符号発生部３からの拡散符号が、そのま
ま供給される。したがって、このデジタルマッチドフィ
ルタ４１Ａからは、図８に示した第４の実施の形態にお
ける第１の信号系列Ａのデジタルマッチドフィルタ２１
と全く同様の相関演算結果が得られる。

【０１５２】そして、このデジタルマッチドフィルタ４
１Ａからの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位
期間線形加算部２２に供給されて、単位期間、この例で
は、第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期
間（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、こ
の単位期間線形加算部２２からの線形加算相関演算結果
ＤＡが絶対値計算部２３に供給されて絶対値化され、加
算部２４に供給される。

【０１５３】また、Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号
は、第２の信号系列Ｂのデジタルマッチドフィルタ４１
Ｂに供給される。このデジタルマッチドフィルタ４１Ｂ
には、スイッチ回路４３からの、単位期間の前半と後半
とで符号反転された状態の拡散符号が供給される。

【０１５４】すなわち、拡散符号発生部３からの拡散符
号は、スイッチ回路４３の一方の入力端にそのまま供給
されると共に、符号反転部４２により符号反転されてス
イッチ回路４３の他方の入力端に供給される。スイッチ
回路４３は、タイミング制御部９からの切換信号ＳＷに
より、単位期間の前半では一方の入力端に、単位期間の
後半では他方の入力端に、交互に接続するように切り換
えられる。

【０１５５】このようにデジタルマッチドフィルタ４１
Ｂに供給される拡散符号が、単位期間の前半と後半とで
符号反転された状態となることから、このデジタルマッ
チドフィルタ４１Ｂでは、図８に示した第４の実施の形
態おける第２の信号系列Ｂのデジタルマッチドフィルタ
３１と全く同様の相関演算結果が得られる。

【０１５６】そして、このデジタルマッチドフィルタ４
１Ａからの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位
期間線形加算部２２に供給されて、単位期間、この例で
は、第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期
間（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、こ
の単位期間線形加算部２２からの線形加算相関演算結果
ＤＡが絶対値計算部２３に供給されて絶対値化され、加
算部２４に供給される。

【０１５７】同様に、デジタルマッチドフィルタ４１Ｂ
からの拡散符号の１周期毎の相関演算結果が、単位期間
線形加算部３２に供給されて、単位期間、この例では、
第４の実施の形態と同様に航法データの１ビット期間
（２０ミリ秒）について線形加算される。そして、この
単位期間線形加算部３２からの線形加算相関演算結果Ｄ
Ｂが絶対値計算部３３に供給されて絶対値化され、加算
部２４に供給される。

【０１５８】したがって、加算部２４からは、第４の実
施の形態の場合と全く同様の絶対値和Ｄ＝｜ＤＡ｜＋｜
ＤＢ｜が得られる。そして、累積加算部２５において、
Ｍ区間に渡るその累積加算結果ＭＤが求められ、その累
積加算結果ＭＤについて相関点検出部２６で相関点ｎｐ
の検出が行われる。すなわち、第４の実施の形態の場合
と同様の作用効果が得られる。

【０１５９】なお、この第７の実施の形態における拡散
符号を単位期間の前半と後半とで符号反転させて、第２
の信号系列Ｂの相関演算結果を得る方法を、第５の実施
の形態に適用することもできる。

【０１６０】すなわち、図示は省略するが、図１３にお
けるＡ／Ｄ変換器１の出力側に１個の１／２単位期間線
形加算部を設け、この１／２単位期間線形加算部で、ス
イッチ回路４３での切り換えに同期して、単位期間の前
半および後半毎に、つまり１／２単位期間毎に、デジタ
ル信号の拡散符号の各チップに対応するデータを同期加
算することにより、デジタル信号を線形加算する。そし
て、その線形加算結果を、デジタルマッチドフィルタ４
１Ａおよび４１Ｂにそれぞれ供給する。

【０１６１】この場合には、デジタルマッチドフィルタ
４１Ａおよび４１Ｂからは、前述の線形加算相関演算結
果ＤＡおよびＤＢに等しい相関演算結果が得られ、単位
期間線形加算部２２および３２は不要となり、デジタル
マッチドフィルタ４１Ａおよび４１Ｂからの相関演算結
果は、図１３の絶対値計算部２３および３３に供給され
るように構成される。

【０１６２】また、この第７の実施の形態における拡散
符号を単位期間の前半と後半とで符号反転させて、第２
の信号系列Ｂの相関演算結果を得る方法を、第６の実施
の形態に適用することもできる。

【０１６３】すなわち、この例も図示は省略するが、図
１３におけるデジタルマッチドフィルタ４１Ａおよび４
１Ｂを、それぞれＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィ
ルタで構成し、図５および図１２を用いて説明したよう
に、これらＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタに
おいて、単位期間分のデジタル信号をＦＦＴ演算単位と
して、拡散符号発生部３からの拡散符号およびスイッチ
回路４３からの拡散符号との間で相関演算を行うように
する。

【０１６４】この例によれば、前述の図１１の場合と同
様にして、ＦＦＴ演算を単位期間分のデジタル信号につ
いて行うようにすることにより、デジタルマッチドフィ
ルタの前段または後段の単位期間線形加算部を省略する
ことができ、構成が簡単になる。

【０１６５】なお、この第７の実施の形態においても、
単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限
定されるものではなく、単位期間の１／２の期間がビッ
ト遷移周期以下であればよいので、単位期間は、ビット
遷移周期の２倍以下であればよい。

【０１６６】［第８の実施の形態］この第８の実施の形
態は、上述の線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢを得
る方法の他の例である。第４〜第７の実施の形態は、い
ずれも２系統分のデジタルマッチドフィルタを必要とし
たが、この第８の実施の形態では、１個のデジタルマッ
チドフィルタで済む構成を提供するものである。

【０１６７】図１４は、この第８の実施の形態の場合の
スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロッ
ク図である。また、図１５は、この第８の実施の形態の
動作説明のためのタイミングチャートである。

【０１６８】この第８の実施の形態においては、受信信
号ｒ（ｎ）が入力された後、デジタルマッチドフィルタ
２までの構成は、第１の実施の形態の場合と全く同様で
あるが、デジタルマッチドフィルタ２からの拡散符号の
１周期分毎の相関演算結果は、１／２単位期間線形加算
部５１に供給される。この第８の実施の形態において
も、単位期間は、前述の第４〜第７の実施の形態と同様
に、航法データのビット遷移周期である２０ミリ秒に設
定されている。

【０１６９】１／２単位期間線形加算部５１では、デジ
タルマッチドフィルタ２からの相関演算結果を、１／２
単位期間分毎、つまり、単位期間の前半期間と後半期間
のそれぞれ毎に線形加算し、その線形加算結果を、線形
加算結果加算部５２および線形加算結果減算部５３に供
給する。

【０１７０】線形加算結果加算部５２では、図１５
（Ｂ）および（Ｃ）に示すように、単位期間の前半での
拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果と、単位
期間の後半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加
算結果とを加算して、上述の第１の信号系列Ａについて
の線形加算相関演算結果ＤＡを生成する。

【０１７１】また、線形加算結果減算部５３では、図１
５（Ｄ）および（Ｅ）に示すように、単位期間の前半で
の拡散符号の１周期分毎の相関値の線形加算結果から、
単位期間の後半での拡散符号の１周期分毎の相関値の線
形加算結果を減算して、上述の第２の信号系列Ｂについ
ての線形加算相関演算結果ＤＢを生成する。

【０１７２】そして、線形加算結果加算部５２からの線
形加算相関演算結果ＤＡは、絶対値計算部５４で絶対値
化された後、加算部５６に供給される。また、線形加算
結果減算部５２からの線形加算相関演算結果ＤＢは、絶
対値計算部５５で絶対値化された後、加算部５６に供給
される。したがって、この加算部５６からは、第１およ
び第２の系列ＡおよびＢの線形加算相関演算結果ＤＡお
よびＤＢの絶対値和Ｄが得られる。

【０１７３】そして、この加算部５６からの絶対値和Ｄ
は、累積加算部５７に供給されて、第４の実施の形態と
同様に、Ｍ区間に渡って累積加算される。その累積加算
結果ＭＤは、相関点検出部５７に供給され、予め定めら
れたスレッショールド値を超えるピーク値が検出される
ことにより相関点ｎｐが検出される。

【０１７４】この第８の実施の形態によれば、デジタル
マッチドフィルタおよび拡散符号の１周期分毎の相関演
算結果の線形加算部は、第１の系列Ａと第２の系列Ｂと
で共通の一つずつで済むので、装置の構成が簡単になる
というメリットがある。

【０１７５】なお、この第８の実施の形態においても、
単位期間は、ビット遷移周期に等しく選定する場合に限
定されるものではなく、単位期間は、ビット遷移周期以
下であればよい。

【０１７６】［第９の実施の形態］前述したように、第
４〜第８の実施の形態において求められる第１および第
２の系列ＡおよびＢの線形加算相関演算結果ＤＡおよび
ＤＢは、単位期間と航法データのビット遷移位置との間
の位相ずれｈに対して、前述の図１０に示して説明した
ような特性を有し、それら線形加算相関演算結果ＤＡお
よびＤＢの絶対値和は、前述しように一定である。

【０１７７】しかしながら、Ｃ／Ｎの観点から拡散符号
同期の検出感度は一定でなく、単位期間の前半または後
半の中間にビット遷移位置がある場合には、ビット遷移
がある方の１／２単位区間においては、相関値が相殺さ
れて０になるので、実質的にビット遷移がない方の１／
２単位区間だけの相関値と同じになり、単位期間の先頭
位置に対してビット遷移位置がずれていない場合に比べ
て、Ｃ／Ｎは３ｄＢ下がり、検出感度も下がる。

【０１７８】この問題点を改善するためには、単位期間
の先頭位置とビット遷移位置とを一致させるように位相
ずれｈを補正すればよい。

【０１７９】ところで、図１０の特性図から、線形加算
相関演算結果ＤＡとＤＢとの比ＤＡ／ＤＢは、位相ずれ
ｈの各位置に特有の値を持つことが判る。このことか
ら、次の式によって、単位期間の先頭位置からのビット
遷移位置の位相ずれｈは推定することができる。

【０１８０】すなわち、ＤＡ／ＤＢ≦０（ｈ≦Ｌ／２）のときには、ｈ＝Ｌ／２×［１＋１／｛（ＤＢ／ＤＡ）−１｝］・・・［式（４−１）］ＤＡ／ＤＢ≧０（ｈ≧Ｌ／２）のときには、ｈ＝Ｌ／２×［１＋１／｛（ＤＢ／ＤＡ）＋１｝］・・・［式（４−２）］とすることができる。ここで、Ｌは、単位期間の長さで
ある。

【０１８１】このことを利用して、この第９の実施の形
態では、単位期間の先頭位置とビット遷移位置とを同期
させて検出感度を向上させるようにするものである。図
１６は、この第９の実施の形態の場合のスペクトラム拡
散信号の拡散符号同期検出装置のブロック図であり、前
述の第８の実施の形態に適用した場合である。

【０１８２】すなわち、この第９の実施の形態において
は、線形加算結果加算部５２からの線形加算相関演算結
果ＤＡおよび線形加算結果減算部５３からの線形加算相
関演算結果ＤＢが、位相ずれｈ推定部５９に供給され
る。この位相ずれｈ推定部５９には、タイミング制御部
９から、累積加算部５７に供給されるものと同じタイミ
ング信号が供給される。

【０１８３】この位相ずれｈ推定部５９では、上述の
［式（４−１）］、［式（４−２）］により、Μ区間内
の各単位期間において、各単位期間の先頭位置からのビ
ット遷移位置の位相ずれｈを推定する。この位相ずれｈ
推定部５９で推定された各単位期間についてのＭ個の位
相ずれｈ推定値は、図１７に示すように、位相ずれｈが
なくｈ＝０を中心とする分布と、単位期間の先頭位置か
らずれた真のビット遷移位置に対応する位相ずれｈを中
心とする分布の、２つの分布に分かれる。

【０１８４】そこで、位相ずれｈ推定部５９では、この
２つの位相ずれｈの分布に関するグループを判別し、０
を中心としない方の分布から、単位期間の先頭位置から
のビット遷移位置の位相ずれｈを推定し、その推定結果
に基づいて、タイミング制御部９を制御し、次回からの
相関検出では、推定値分だけ受信信号ｒ（ｎ）を取り込
むタイミングをずらして、ビット遷移位置が相関検出の
ための上述の単位期間の先頭位置と一致するようにす
る。

【０１８５】このようにして、ビット遷移位置を補正す
ることで、相関検出のための上述の単位期間を、航法デ
ータに同期させるようにすることができ、以後のＣ／Ｎ
の低下を避けることができる。

【０１８６】また、Ｃ／Ｎが航法データを復調するに十
分なレベルにおいては、位相ずれｈの補正後のビット遷
移位置は単位期間の先頭位置に一致している、あるいは
少しずれている状態となる。したがって、ＤＢは０およ
びその近傍に分布し、ＤＡは航法データビットの
「０」、「１」に応じて、＋２０｜ｄ｜およびその近
傍、−２０｜ｄ｜およびその近傍に分布する。このた
め、ＤＡが、＋２０｜ｄ｜であるか、−２０｜ｄ｜であ
るかの正負の符号により、航法データビットが「０」で
あるか、「１」であるかを判定できる。

【０１８７】図１８は、この第９の実施の形態における
上述の処理の流れを説明するためのフローチャートであ
る。この図１８に示すフローチャートの処理は、前述の
第４の実施の形態〜第６の実施の形態のように、第１お
よび第２の信号系列ＡおよびＢを受信信号から生成し
て、それぞれ線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢ、さ
らにそれらの絶対値和Ｄを得るようにする場合である。
なお、この例は、拡散符号とキャリアとの同期は取れて
いるものとしている。

【０１８８】なお、このフローチャートは、拡散符号同
期検出処理を、例えばＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇ
ｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロコンピュータ
を用いてソフトウエア処理する場合の処理手順でもあ
る。

【０１８９】まず、Ｍ区間内の０番目からＭ−１番目ま
でのＭ個の単位期間の内、何番目の単位期間の処理であ
るかの変数ｍを初期値ｍ＝０にセットすると共に、何番
目の位相ずれｈであるかの変数ｋを初期値ｋ＝０にセッ
トする(ステップＳ１)。

【０１９０】次に、Ａ／Ｄ変換部１にてデジタル信号に
変換された受信信号ｒ（ｎ）を入力信号として、Ｍ区間
分、メモリに取り込む(ステップＳ２)。次に、最初の単
位期間（ｍ＝０）のデジタル信号について、第１の信号
系列Ａおよび第２の信号系列Ｂを生成する（ステップＳ
３）。そして、各系列ＡおよびＢについて、前述したよ
うにして、線形加算相関演算結果ＤＡおよびＤＢを求
め、さらに、それらの絶対値和Ｄを求める（ステップＳ
４）。

【０１９１】そして、求めた当該単位期間における絶対
値和Ｄが、予め定められているスレッショールド値Ｄth
よりも大きい値を有するか否か判別する（ステップＳ
５）。絶対値和Ｄが、予め定められているスレッショー
ルド値Ｄthよりも大きい値を有しないと判別されたとき
には、キャリア同期が外れていると判断して、キャリア
同期再捕捉のルーチンに移行する。

【０１９２】また、ステップＳ５で、絶対値和Ｄが、予
め定められているスレッショールド値Ｄthよりも大きい
値を有すると判別したときには、相関値線形加算相関演
算結果ＤＡおよびＤＢの比ＤＢ／ＤＡを求め、前述の
［式（４−１）］、［式（４−２）］により、位相ずれ
ｈを計算する（ステップＳ６）。そして、線形加算相関
演算結果ＤＡの符号が正であるか負であるかを判定し
（ステップＳ７）、その判定結果を航法メッセージのビ
ットデータを判別して処理するルーチンに渡す。

【０１９３】次に、ステップＳ６で求めた位相ずれｈの
値が、０近傍であるか否か判別する（ステップＳ８）。
その判別の仕方は、図１８に記述したように、ｈ＜ε ・・・［式（５）］あるいはｈ＞２０−ε ・・・［式（６）］を満足しているかどうかである。ここで、εは、０近傍
とみなせるような値であり、例えばε＝１．０（ミリ
秒）、つまり拡散符号の１周期分程度に設定される。ま
た、式（６）の２０−εは、単位期間が拡散符号の１周
期の２０倍の２０ミリ秒であるので、位相ずれが１ビッ
ト分近傍の値であること、つまり、単位期間とビット遷
移位置との位相ずれｈは０になる位置であることを示す
ものである。

【０１９４】ステップＳ８において、位相ずれｈが０近
傍でないと判別したときには、単位期間の先頭位置は、
ビット遷移位置に対して位相ずれｈがあると判断して、
その位相ずれｈを、ｈ_ｋとしてメモリに保存すると共
に、ｋの値を１だけインクリメントする（ステップＳ
９）。そして、次のステップＳ１０に進み、Ｍ区間のす
べての単位期間について上述の処理を行ったか否か判別
する。

【０１９５】また、ステップＳ８において、位相ずれｈ
が０近傍であると判別したときには、単位期間の先頭位
置は、ビット遷移位置に同期していると判断してステッ
プＳ９を飛ばしてステップＳ１０に進み、Ｍ区間のすべ
ての単位期間について上述の処理を行ったか否か判別す
る。

【０１９６】ステップＳ１０で、Ｍ区間内のすべての単
位期間については、いまだ上述の処理を終了していない
と判別したときには、単位期間の番号の変数ｍをｍ＋１
として（ステップＳ１１）、次の単位期間を指定した
後、ステップＳ３に戻り、ステップＳ３以降の処理を繰
り返す。

【０１９７】また、ステップＳ１０で、Ｍ区間内のすべ
ての単位期間について上述の処理を行ったと判別したと
きには、ステップＳでメモリに保存したｋ個の位相ずれ
ｈ_ｋ〜ｈ_ｋ−１の分布状況から、図１７に示した関係を
用いて、位相ずれｈを推定する（ステップＳ１２）。

【０１９８】そして、推定した位相ずれｈを用いて、単
位期間として取り込むデジタル信号のサンプリング点を
補正し（ステップＳ１３）、単位期間の先頭位置と、ビ
ット遷移位置とが同期するようにする。その後、ステッ
プＳ１に戻り、次のＭ区間について、上述と同様の処理
を繰り返す。

【０１９９】以上のようにして、この第９の実施の形態
では、単位期間の先頭位置と航法データのビット遷移位
置が同期するので、拡散符号同期の検出感度の向上が図
れるだけでなく、線形加算相関演算結果ＤＡの正負の符
号から、航法データの復調が可能になるという効果があ
る。

【０２００】なお、図１８のフローチャートの処理例で
は、受信信号をＭ区間記憶してから処理しているが、受
信信号をＭ区間記憶することなく、単位区間毎に処理を
行ってもよい。

【０２０１】この第９の実施の形態においても、単位期
間の長さに関しては、前述の第４〜第８の実施の形態の
場合と同様である。

【０２０２】［第１０の実施の形態］以上の実施の形態
の方法によれば、スペクトラム拡散信号の拡散符号同期
の検出感度（ＧＰＳ受信機の受信感度に対応）は向上す
るが、検出感度と処理時間とはトレードオフの関係にあ
る。すなわち、検出感度向上のために相関を、拡散符号
の多周期に渡って検出すると、処理時間は必然的に長く
なる方向に向かう。

【０２０３】上述の実施の形態は、キャリア同期が事前
になされていることが前提であったが、キャリア周波数
が未知の場合には、キャリアを同期させる過程が必要に
なって、何らかの形でキャリア周波数をサーチする操作
が入る。そして、サーチ時の各周波数毎に相関値を調べ
ることになるので、サーチ回数が多い場合は、ＧＰＳ受
信機としての反応が悪くなるおそれがある。

【０２０４】この第１０の実施の形態は、検出感度の向
上と、処理速度の高速化を同時に満たすことができるよ
うにしたものである。この第１０の実施の形態の場合の
スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置のブロッ
ク図を、図１９に示す。この図１９の例は、図２に示し
た第１の実施の形態の装置に、この第１０の実施の形態
を適用したものである。

【０２０５】この第１０の実施の形態においては、図１
９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１からの受信信号ｒ
（ｎ）のデジタル信号は、例えばそのＭ区間分がメモリ
７１に記憶される。このときの書き込みのためのクロッ
クは、上述の実施の形態と同様に、ＧＰＳ信号のチップ
レート１．０２３ＭＨｚに応じた周波数の、分周器８か
らのクロックＣＬＫである。

【０２０６】そして、この第１０の実施の形態において
は、メモリ７１から読み出して、後段のデジタルマッチ
ドフィルタ２に転送するのは、ＧＰＳ信号のチップレー
ト１．０２３ＭＨｚより高速な転送速度の高速クロック
ＣＬＫａとする。すなわち、基準クロック発生器１０か
らの基準クロックは分周器７６に供給され、この分周器
７６で高速クロックＣＬＫａが生成され、メモリ７１お
よびデジタルマッチドフィルタ２に供給される。

【０２０７】メモリ７１から読み出されたデータは、キ
ャリア同期のための乗算器７２に供給される。この乗算
器７２には、数値制御型可変周波数発振器（以下、ＮＣ
Ｏという）からなるクロック発生器７４からのＩ，Ｑの
２相のクロックが、Ｉ／Ｑ選択部７５で時分割的に交互
に選択されて、供給される。クロック発生器７４には、
基準クロック発生器１０からの基準クロックが供給され
ている。

【０２０８】また、キャリア制御部７３が設けられ、こ
のキャリア制御部７３からの制御信号により、ＮＣＯ７
４の発振周波数が制御される。キャリア制御部７３は、
後述するように、相関点検出部７からの相関点検出結果
に応じた制御信号により制御される。

【０２０９】キャリア同期が取れているときには、乗算
器７２からは、キャリア分が除去されたデジタル信号が
得られ、それがデジタルマッチドフィルタ２に供給され
る。このデジタルマッチドフィルタ２の後段の相関点検
出部７までの構成は、図２を用いて前述したのと全く同
様に構成される。

【０２１０】そして、この第１０の実施の形態において
は、相関点検出部７からの相関点検出結果に応じた制御
信号がキャリア制御部７３に供給される。この場合、キ
ャリア制御部７３は、相関点検出部７からの制御信号に
より、相関点検出部７でスレッショールド値を超えるピ
ーク値の存在により相関点が検出されるまでは、ＮＣＯ
７４のクロック周波数を、アップ方向あるいはダウン方
向に可変制御し、相関点検出部７で相関点ｎｐが検出さ
れたときには、ＮＣＯ７４の出力クロックの周波数をそ
のときの周波数に保持する。

【０２１１】以上のようにして、この第１０の実施の形
態においては、Ａ／Ｄ変換部１とデジタルマッチドフィ
ルタ２との間にメモリ７１を設け、メモリ７１から読み
出したデータについては、高速クロックＣＬＫａを用い
て高速処理を行うようにしたので、デジタルマッチドフ
ィルタ２での相関演算処理や、線形加算処理などの処理
時間を短縮することができる。例えば、デジタルマッチ
ドフィルタ２のハード上の能力に余裕があることを前提
に転送速度を１０倍にすると、処理時間を１／１０に短
縮できる。なお、キャリアのサーチは、キャリア周波数
の設定を変える毎に受信信号を更新する必要はなく、メ
モリに記憶した同じデータを使って行うことができる。

【０２１２】なお、以上の第１０の実施の形態の説明
は、第１の実施の形態に適用した場合であるが、第１０
の実施の形態は、第２〜第９の実施の形態にも適用でき
ることは言うまでもない。

【０２１３】［その他の変形例］以上の実施の形態の説
明では、デジタルマッチドフィルタや線形加算部、絶対
値計算部、累積加算部、相関点検出部は、それぞれ別個
のハードウエアとして構成するように説明したが、それ
らの各部の全部を一つのＤＳＰによって構成してもよ
い。また、それらの各部の一部をＤＳＰによって構成す
ることも勿論できる。また、それらの各部の全部または
一部を、ソフトウエア処理により構成することもでき
る。

【０２１４】なお、以上の実施の形態の説明では、ＧＰ
Ｓ衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用した
が、この発明は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散
符号でデータをスペクトラム拡散した信号の拡散符号同
期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。

【０２１５】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、スペクトラム拡散信号の拡散符号同期の検出感度を
大幅に改善することができる。したがって、例えば、こ
の発明をＧＰＳ受信機に適用すれば、受信感度が改善さ
れ、アンテナの小型化、受信エリアの拡大等の効果が期
待できる。

【０２１６】また、この発明によれば、従来の手法であ
るスライディング相関器が同期するまで原理的に時間を
要するのに対し、デジタルマッチドフィルタを用いた高
速なＤＳＰ等の活用による処理時間の大幅な短縮が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符
号同期検出方法の第１の実施の形態の要部動作を説明す
るための図である。

【図２】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符
号同期検出装置の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図３】相関検出出力のスペクトラムの例を示す図であ
る。

【図４】この発明の実施の形態において用いられるデジ
タルマッチドフィルタの構成例を示すブロック図であ
る。

【図５】この発明の実施の形態において用いられるデジ
タルマッチドフィルタの他の構成例を示すブロック図で
ある。

【図６】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符
号同期検出装置の第２の実施の形態のブロック図であ
る。

【図７】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符
号同期検出装置の第３の実施の形態のブロック図であ
る。

【図８】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散符
号同期検出装置の第４の実施の形態のブロック図であ
る。

【図９】第４の実施の形態における要部の動作説明のた
めの図である。

【図１０】第４の実施の形態の要部を説明するための図
である。

【図１１】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第５の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１２】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第６の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１３】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第７の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１４】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第８の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１５】第８の実施の形態における要部の動作説明の
ための図である。

【図１６】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第９の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１７】第９の実施の形態の要部の説明に用いる図で
ある。

【図１８】第９の実施の形態における処理の流れを説明
するためのフローチャートである。

【図１９】この発明によるスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置の第１０の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２０】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図であ
る。

【図２１】従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を
説明するための図である。

【図２２】この発明の実施の形態の説明に用いる図であ
る。

【符号の説明】

１…Ａ／Ｄ変換器、２…デジタルマッチドフィルタ、３
…拡散符号発生部、４，１１…単位期間線形加算部、５
…絶対値計算部、６…絶対値累積加算部、７…相関点検
出部、１２…ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周
期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散し
たスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期
検出を行う方法において、前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビ
ット遷移周期よりも短い単位期間毎に、前記スペクトラ
ム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算
したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行
う単位期間相関演算線形加算工程と、前記単位期間相関演算線形加算工程で求められた前記単
位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を計算する絶
対値計算工程と、前記絶対値計算工程で求められた前記単位期間毎の線形
加算相関演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算す
る絶対値加算工程と、前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値か
ら、相関点を検出する相関点検出工程と、を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出方法。
【請求項２】前記単位期間は、前記ビット遷移周期の１
／２の時間長とすることを特徴とする請求項１に記載の
スペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項３】前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号
との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて行
うことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散
信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項４】前記単位期間相関演算線形加算工程は、前
記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結
果を、前記単位期間において線形加算することを特徴と
する請求項３に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号
同期検出方法。
【請求項５】前記単位期間相関演算線形加算工程は、前
記単位期間のそれぞれにおいて、前記スペクトラム拡散
信号を、前記拡散符号の１周期分毎に、前記拡散符号の
各チップ位相について同期加算することにより線形加算
し、その線形加算結果の前記拡散符号の１周期分の信号
と前記拡散符号との相関演算を行うことを特徴とする請
求項３に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検
出方法。
【請求項６】前記単位期間相関演算線形加算工程は、前
記単位期間分の前記スペクトラム拡散信号についてフー
リエ変換を行ったものと、前記拡散符号をフーリエ変換
したものとの相関演算を行うことを特徴とする請求項１
に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方
法。
【請求項７】前記拡散符号同期検出の対象であるスペク
トラム拡散信号を、前記絶対値加算工程で加算する複数
単位期間分毎にメモリに蓄え、前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモ
リへの書き込み時よりも高速で読み出して前記単位期間
相関演算線形加算工程以降の工程を行い、前記相関点の
検出の処理を高速化することを特徴とする請求項１に記
載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項８】拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移周
期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散し
たスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同期
検出を行う方法において、前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビ
ット遷移周期以下の長さの単位期間毎に、前記スペクト
ラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加
算したものに等しい第１の線形加算相関演算結果を得る
と共に、前記単位期間を前半期間と後半期間とに２等分し、前記
前半期間または前記後半期間の一方における前記スペク
トラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形
和に等しい第１の線形和と、前記前半期間または前記後
半期間の他方における前記スペクトラム拡散信号と前記
拡散符号との一方を符号反転させた状態での前記スペク
トラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形
和に等しい第２の線形和との和に等しい第２の線形加算
相関演算結果を、前記単位期間毎に得る単位期間相関演
算線形加算工程と、前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２
の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、複数単位期
間分、加算する絶対値加算工程と、前記絶対値加算工程で得られた前記絶対値の加算値か
ら、相関点を検出する相関点検出工程と、を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出方法。
【請求項９】前記単位期間は、前記ビット遷移周期に等
しく選定することを特徴とする請求項８に記載のスペク
トラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１０】前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符
号との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて
行うことを特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡
散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１１】前記単位期間相関演算線形加算工程で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記拡散符号の１周期単位での前記第１の信号系列の前
記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算
結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位
期間毎の第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、前記拡散符号の１周期単位での前記第２の信号系列の前
記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算
結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位
期間毎の第２の線形加算相関演算結果を得る、ことを特徴とする請求項１０に記載のスペクトラム拡散
信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１２】前記単位期間相関演算線形加算工程で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第１の信号系列
の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期
分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算
することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡
散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を
行うことにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得
ると共に、前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第２の信号系列
の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期
分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算
することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡
散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を
行うことにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得
ることを特徴とする請求項１０に記載のスペクトラム拡
散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１３】前記単位期間相関演算線形加算工程で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記単位期間分の前記第１の信号系列の前記スペクトラ
ム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記
拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うこ
とにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得ると共
に、前記単位期間分の前記第２の信号系列の前記スペクトラ
ム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記
拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うこ
とにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得ること
を特徴とする請求項８に記載のスペクトラム拡散信号の
拡散符号同期検出方法。
【請求項１４】前記単位期間相関演算線形加算工程で
は、前記単位期間の前半期間で前記スペクトラム拡散信号と
前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求めると共
に、前記単位期間の後半期間で前記スペクトラム拡散信
号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求め、前記前半期間における前記線形和と前記後半期間におけ
る前記線形和との和として、前記単位期間毎の前記第１
の線形加算相関演算結果を得ると共に、前記前半期間における前記線形和と前記後半期間におけ
る前記線形和との差として、前記単位期間毎の前記第２
の線形加算相関演算結果を得ることを特徴とする請求項
８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方
法。
【請求項１５】前記相関点検出工程では、前記第１の線
形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相
関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分
の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間
の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであっ
て、前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信
号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリ
に蓄え、前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモ
リへの書き込み時よりも高速で読み出して前記単位期間
相関演算線形加算工程以降の工程を行い、前記相関点の
検出の処理を高速化することを特徴とする請求項８に記
載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１６】前記単位期間は、前記ビット遷移周期に
等しく選定し、前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の線形加
算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記ビット
遷移位置との位相ずれを推定し、この推定した位相ずれ
により、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ず
れを補正することを特徴とする請求項８に記載のスペク
トラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１７】前記相関点検出工程では、前記第１の線
形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相
関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分
の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間
の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであっ
て、前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信
号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリ
に蓄え、前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモ
リへの書き込み時よりも高速で読み出して前記単位期間
相関演算線形加算工程以降の工程を行い、前記相関点の
検出の処理を高速化することを特徴とする請求項１６に
記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出方法。
【請求項１８】拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移
周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散
したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同
期検出を行う装置において、前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビ
ット遷移周期よりも短い単位期間毎に、前記スペクトラ
ム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果を線形加算
したものに等しい線形加算相関演算結果を得る処理を行
う単位期間相関演算線形加算手段と、前記単位期間相関演算線形加算手段で求められた前記単
位期間毎の線形加算相関演算結果の絶対値を計算する絶
対値計算手段と、前記絶対値計算手段で求められた前記単位期間毎の線形
加算相関演算結果の絶対値を、複数単位期間分、加算す
る絶対値加算手段と、前記絶対値加算手段で得られた前記絶対値の加算値か
ら、相関点を検出する相関点検出手段と、を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置。
【請求項１９】前記単位期間は、前記ビット遷移周期の
１／２の時間長とすることを特徴とする請求項１８に記
載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２０】前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符
号との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて
行うことを特徴とする請求項１８に記載のスペクトラム
拡散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２１】前記単位期間相関演算線形加算手段は、
前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算
結果を、前記単位期間において線形加算する手段からな
ることを特徴とする請求項２０に記載のスペクトラム拡
散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２２】前記単位期間相関演算線形加算手段は、
前記単位期間のそれぞれにおいて、前記スペクトラム拡
散信号を、前記拡散符号の１周期分毎に、前記拡散符号
の各チップ位相について同期加算することにより線形加
算し、その線形加算結果の前記拡散符号の１周期分の信
号と前記拡散符号との相関演算を行う手段からなること
を特徴とする請求項２０に記載のスペクトラム拡散信号
の拡散符号同期検出装置。
【請求項２３】前記単位期間相関演算線形加算手段は、
前記単位期間分の前記スペクトラム拡散信号についてフ
ーリエ変換を行ったものと、前記拡散符号をフーリエ変
換したものとの相関演算を行う手段からなることを特徴
とする請求項１８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置。
【請求項２４】前記拡散符号同期検出の対象であるスペ
クトラム拡散信号を、前記絶対値加算手段で加算する複
数単位期間分蓄えるメモリを備えると共に、前記スペクトラム拡散信号を、前記メモリへの書き込み
時よりも高速で読み出して前記相関演算を行い、前記相
関点の検出の処理を高速化することを特徴とする請求項
１８に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出
装置。
【請求項２５】拡散符号の１周期の複数倍をビット遷移
周期とするデータを、前記拡散符号でスペクトラム拡散
したスペクトラム拡散信号について、前記拡散符号の同
期検出を行う装置において、前記拡散符号の１周期の複数倍であって、かつ、前記ビ
ット遷移周期の２倍よりも短い時間を単位期間毎に、前
記スペクトラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結
果を線形加算したものに等しい第１の線形加算相関演算
結果を得ると共に、前記単位期間を前半期間と後半期間とに２等分し、前記
前半期間または前記後半期間の一方における前記スペク
トラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形
和に等しい第１の線形和と、前記前半期間または前記後
半期間の他方における前記スペクトラム拡散信号と前記
拡散符号との一方を符号反転させた状態での前記スペク
トラム拡散信号と前記拡散符号との相関演算結果の線形
和に等しい第２の線形和との和に等しい第２の線形加算
相関演算結果を、前記単位期間毎に得る単位期間相関演
算線形加算手段と、前記第１の線形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２
の線形加算相関演算結果の絶対値との和を、複数単位期
間分、加算する絶対値加算手段と、前記絶対値加算手段で得られた前記絶対値の加算値か
ら、相関点を検出する相関点検出手段と、を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号の拡散
符号同期検出装置。
【請求項２６】前記単位期間は、前記ビット遷移周期に
等しく選定することを特徴とする請求項２５に記載のス
ペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２７】前記スペクトラム拡散信号と前記拡散符
号との相関演算は、デジタルマッチドフィルタを用いて
行うことを特徴とする請求項２５に記載のスペクトラム
拡散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２８】前記単位期間相関演算線形加算手段で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記拡散符号の１周期単位での前記第１の信号系列の前
記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算
結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位
期間毎の第１の線形加算相関演算結果を得ると共に、前記拡散符号の１周期単位での前記第２の信号系列の前
記スペクトラム拡散信号と、前記拡散符号との相関演算
結果を、前記単位期間において線形加算して、前記単位
期間毎の第２の線形加算相関演算結果を得る、ことを特徴とする請求項２７に記載のスペクトラム拡散
信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項２９】前記単位期間相関演算線形加算手段で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第１の信号系列
の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期
分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算
することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡
散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を
行うことにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得
ると共に、前記単位期間のそれぞれにおいて、前記第２の信号系列
の前記スペクトラム拡散信号を、前記拡散符号の１周期
分毎に、前記拡散符号の各チップ位相について同期加算
することにより線形加算し、その線形加算結果の前記拡
散符号の１周期分の信号と前記拡散符号との相関演算を
行うことにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得
ることを特徴とする請求項２７に記載のスペクトラム拡
散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項３０】前記単位期間相関演算線形加算手段で
は、前記スペクトラム拡散信号がそのままの状態である第１
の信号系列と、前記スペクトラム拡散信号を前記単位期
間の前記前半期間と後半期間とで符号を反転させた第２
の信号系列を生成し、前記単位期間分の前記第１の信号系列の前記スペクトラ
ム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記
拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うこ
とにより、前記第１の線形加算相関演算結果を得ると共
に、前記単位期間分の前記第２の信号系列の前記スペクトラ
ム拡散信号についてフーリエ変換を行ったものと、前記
拡散符号をフーリエ変換したものとの相関演算を行うこ
とにより、前記第２の線形加算相関演算結果を得ること
を特徴とする請求項２５に記載のスペクトラム拡散信号
の拡散符号同期検出装置。
【請求項３１】前記単位期間相関演算線形加算手段で
は、前記単位期間の前半期間で前記スペクトラム拡散信号と
前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求めると共
に、前記単位期間の後半期間で前記スペクトラム拡散信
号と前記拡散符号との相関演算結果の線形和を求め、前記前半期間における前記線形和と前記後半期間におけ
る前記線形和との和として、前記単位期間毎の第１の線
形加算相関演算結果を得ると共に、前記後半期間における前記線形和と前記後半期間におけ
る前記線形和との差として、前記単位期間毎の第２の線
形加算相関演算結果を得ることを特徴とする請求項２５
に記載のスペクトラム拡散信号の拡散符号同期検出装
置。
【請求項３２】前記相関点検出手段では、前記第１の線
形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相
関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分
の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間
の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであっ
て、前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信
号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリ
に蓄え、前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモ
リへの書き込み時よりも高速で読み出して前記相関演算
を行い、前記相関点の検出の処理を高速化することを特
徴とする請求項２５に記載のスペクトラム拡散信号の拡
散符号同期検出装置。
【請求項３３】前記単位期間は、前記ビット遷移周期に
等しく選定し、前記第１の線形加算相関演算結果と、前記第２の線形加
算相関演算結果との比から、前記単位期間と前記ビット
遷移位置との位相ずれを推定し、この推定した位相ずれ
により、前記単位期間と前記ビット遷移位置との位相ず
れを補正することを特徴とする請求項２５に記載のスペ
クトラム拡散信号の拡散符号同期検出装置。
【請求項３４】前記相関点検出手段では、前記第１の線
形加算相関演算結果の絶対値と、前記第２の線形加算相
関演算結果の絶対値との和を、前記単位期間の複数個分
の期間に渡って検出し、当該単位期間の複数個分の期間
の前記絶対値和に基づいて相関点を検出するものであっ
て、前記拡散符号同期検出の対象であるスペクトラム拡散信
号を、前記絶対値和を求める複数単位期間分毎にメモリ
に蓄え、前記メモリから前記スペクトラム拡散信号を、前記メモ
リへの書き込み時よりも高速で読み出して前記相関演算
を行い、前記相関点の検出の処理を高速化することを特
徴とする請求項３３に記載のスペクトラム拡散信号の拡
散符号同期検出装置。