JP4516433B2 - ダイバーシティ受信機及びｏｆｄｍ信号処理装置 - Google Patents

Description

この発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信して処理するＯＦＤＭ信号処理装置を複数備え、各々から出力される信号に基づいて所定の処理を施し、当該処理信号を外部に出力するダイバーシティ受信機に関する。

地上波のデジタルテレビジョン放送（以下、デジタルＴＶ放送と略記）を受信する受信機には、マルチパスの影響を低減する為に、複数のアンテナを使用するダイバーシティ方式のものが採用されている。このような方式を採用したダイバーシティ受信機には、大別して、時間軸合成処理するもの（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理前に合成処理）するものと、周波数軸合成処理するもの（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理後に合成処理）するものとがある。例えば特許文献１には、二本のアンテナを使用し、二系統の信号を最大比合成して出力する後者のダイバーシティ受信機が開示されている。
特開２００１−３４５７８０号公報

前者のダイバーシティ受信機では、ＯＦＤＭ信号に含まれる各サブキャリアのＣＮ比を、ＯＦＤＭ信号の全帯域の中でその中心付近のものに関しては良好に改善して高くすることができるが、その中心から離れたものに関しては良好に改善することができない。

これに対し、上記特許文献１に示されたような後者のダイバーシティ受信機では、全帯域に関して良好なＣＮ比改善を実現することができる。しかしながらこのようなダイバーシティ受信機を構成する為には回路の規模が大きくなり、構成の複雑化やコストアップ等の問題が発生する。

そこで、本発明は上記の事情に鑑み、回路規模をできる限り抑えつつも、ＯＦＤＭ信号の全帯域においてサブキャリアのＣＮ比を良好に改善して高くすることができるダイバーシティ受信機及びこのようなダイバーシティ受信機に備えられるＯＦＤＭ信号処理装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決する本発明の一態様に係るダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ信号を受信し、該受信信号を所定の参照信号を用いて時間軸上で同位相に合成する時間軸合成処理を実行するＯＦＤＭ信号処理装置を少なくとも二系統有し、これらの系統からの信号を合成して出力するものであり、少なくとも二系統のＯＦＤＭ信号処理装置で、それぞれ異なる周波数帯域の該参照信号を用いて該時間軸合成処理を実行する。なお、これらのＯＦＤＭ信号処理装置の各々が、該受信信号の一部を、それぞれ異なる周波数帯域となるようにフィルタリングするフィルタリング手段を更に有したものであっても良く、この場合、フィルタリングされた信号に基づいて該参照信号を生成することができる。また、これらのＯＦＤＭ信号処理装置の各々が、受信されたＯＦＤＭ信号に基づいてＩＱ信号を生成するＩ／Ｑ信号生成手段を更に有する場合は、フィルタリング手段によってフィルタリングされる該受信信号の一部が、ＩＱ信号生成時に副次的に生成されたイメージ周波数成分であり得る。ここで、ＯＦＤＭ信号処理装置が二系統の場合、一方のＯＦＤＭ信号処理装置のフィルタリング手段が、該イメージ周波数成分をその中心周波数よりも低い周波数帯域にフィルタリングして参照信号を生成し、もう一方のＯＦＤＭ信号処理装置のフィルタリング手段が、該イメージ周波数成分をその中心周波数よりも高い周波数帯域にフィルタリングして参照信号を生成することができる。

なお、上記ダイバーシティ受信機は、少なくとも二系統のＯＦＤＭ信号処理装置の各々から出力される信号を最大比合成するものであっても良い。

また、上記の課題を解決する本発明の別の態様に係るダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ信号を受信する複数のアンテナと、受信された信号の各々をＩＦ信号に変換する周波数変換手段と、各該ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してＩ／Ｑ信号を生成するＩ／Ｑ信号生成手段と、各該Ｉ／Ｑ信号を所定の帯域にフィルタリングし、該Ｉ／Ｑ信号の数に対応した複数の主信号を生成する第一のフィルタリング手段と、各該Ｉ／Ｑ信号を該所定の帯域と異なる帯域にフィルタリングし、該Ｉ／Ｑ信号の数に対応した複数の参照信号を生成する第二のフィルタリング手段と、各該参照信号に基づいて各該主信号に対する重み付けを演算する重み付け演算手段と、演算された重み付けを各該主信号に付加する重み付け付加手段と、重み付けされた各該主信号を加算して同位相に合成する加算手段とを有した複数のＯＦＤＭ信号処理装置と、複数のＯＦＤＭ信号処理装置の各々から出力される信号を最大比合成する最大比合成出力手段とを備えたものである。このダイバーシティ受信機において、複数のＯＦＤＭ信号処理装置の各々の第二のフィルタリング手段で生成される参照信号は、それぞれ異なる周波数帯域の信号である。なお、このダイバーシティ受信機は、該主信号と該参照信号の少なくとも一方のデータを間引くデータ間引き手段を更に有したものであっても良い。ここで、データ間引き手段が該主信号と該参照信号の両方を間引く場合、該主信号の間引き率よりも該参照信号の間引き率を低く設定しても良い。

また、上記の課題を解決する本発明の別の態様に係るＯＦＤＭ信号処理装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する複数のアンテナと、複数のアンテナからの受信信号の各々を用いて時間軸上で同位相に合成する時間軸信号合成手段とを有したものである。この時間軸信号合成手段は、各該受信信号を所定の帯域にフィルタリングし、該受信信号の数に対応した複数の主信号を生成する第一のフィルタリング手段と、各該受信信号を該所定の帯域と異なる帯域にフィルタリングし、該受信信号の数に対応した複数の参照信号を生成する第二のフィルタリング手段と、各該参照信号に基づいて各該主信号に対する重み付けを演算する重み付け演算手段と、演算された各重み付けを各該主信号に付加する重み付け付加手段と、重み付けされた各該主信号を加算して同位相に合成する加算手段とを有している。

本発明のダイバーシティ受信機では、ＣＮ比の改善効果のピークがそれぞれ異なる複数の信号を合成して出力信号を得ている為、回路規模が抑えられつつもＯＦＤＭ信号の全帯域において当該改善効果が高くなる。この為、構成の複雑化やコストを抑えつつＯＦＤＭ信号の全帯域においてサブキャリアのＣＮ比が良好に改善される。

本発明の実施の形態のダイバーシティ受信機は、二系統の最大比合成のダイバーシティ方式により、例えば地上波のデジタルＴＶ放送の電波を受信して出力する装置である。以下、図面を参照して、本実施形態のダイバーシティ受信機１の構成及び動作について説明する。

図１は、本実施形態のダイバーシティ受信機１の構成を示したブロック図である。本実施形態のダイバーシティ受信機１は、二系統のＯＦＤＭ信号処理装置１１及び１２、これらＯＦＤＭ信号処理装置１１、１２から出力される信号を合成する周波数軸信号合成器１０９、及び、周波数軸信号合成器１０９から出力される合成信号を映像・音声信号に復号する映像・音声信号復号部１１０を備えている。復号された映像・音声信号が映像・音声信号復号部１１０に接続されたモニタ及びスピーカ（不図示）に出力されると、ユーザは、例えば地上波のデジタルＴＶ放送を視聴することができる。なお、ＯＦＤＭ信号処理装置１１と１２は、周波数軸信号合成器１０９に対して並列に接続されており、同様の構成を有し且つ一部を除いて同様の動作をする。従って、ＯＦＤＭ信号処理装置１２の詳細な説明は、異なる動作をする一部分を除き、ＯＦＤＭ信号処理装置１１の以下の説明をもってここでは省略する。

ＯＦＤＭ信号処理装置１１は、アンテナ１０１及び２０１、周波数変換部１０２及び２０２、ローカル発振器１０３、Ａ／Ｄ変換部１０４及び２０４、Ｉ／Ｑ復調部１０５及び２０５、時間軸信号合成部１０６、及び、ＯＦＤＭ復調部１０８を有している。ここで、アンテナ１０１、周波数変換部１０２、Ａ／Ｄ変換部１０４、及び、Ｉ／Ｑ復調部１０５から成る回路と、アンテナ２０１、周波数変換部２０２、Ａ／Ｄ変換部２０４、及び、Ｉ／Ｑ復調部２０５から成る回路は、時間軸信号合成部１０６に対して並列に接続されており、同様の構成を有し且つ同様の動作をする。従って、後者の回路の詳細な説明は、前者の回路の以下の説明をもってここでは省略する。

アンテナ１０１は、例えば地上波のデジタルＴＶ放送のデータをＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ信号を受信する。なお、このＯＦＤＭ信号とは、送信側でデジタル信号をシリアル−パラレル変換して複数の並列複素シンボルとし、これを直交関係にある複数個の異なるサブキャリアの振幅、位相情報として割り付け、さらにこれを逆フーリエ変換することにより時系列信号に変換し、これをＤ／Ａ変換することにより得られた信号である（これらの処理をここではＯＦＤＭ変調と表現する）。ＯＦＤＭ信号を用いると、複数の直交サブキャリアを一部重なり合いながらも互いに干渉することなく密に並べることができる。従って、使用帯域を効率良く利用した広帯域伝送を実現することができる。

周波数変換部１０２は、アンテナ１０１によって受信されたＯＦＤＭ信号に対してチューニングを行い、選択された信号を周波数変換し、中心周波数がｆｉとなる、安定動作や選択特性が改善される中間周波数すなわちＩＦ（Intermediate Frequency）信号にする。なお、ここでの周波数変換は、ローカル発振器１０３の発振周波数に基づいて実行される。

Ａ／Ｄ変換部１０４は、周波数変換部１０２から出力されるＩＦ信号を、その二倍以上のサンプリング周波数ｆｓを用いてデジタル信号に変換する。ここでは、そのサンプリング周波数ｆｓを４ｆｉとする。すなわちＩＦ信号を、その四倍のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する。なお、サンプリング周波数ｆｓは、仕様によって適宜変更され得るものであり、場合によってはＩＦ信号の二倍を下回ることもあり得る。

Ｉ／Ｑ復調部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０４から出力されるデジタル信号を直交復調し、Ｉ信号とＱ信号に変換する。なお、Ｉ（In-phase）信号とは、直交復調の際の同相成分であり、Ｑ（Quadrature-phase）信号とは、Ｉ信号と直交関係にある成分のことである。以下、明細書中では、Ｉ信号とＱ信号とをまとめてＩＱ信号と略記する。

Ｉ／Ｑ復調部１０５から出力されるＩＱ信号は、時間軸信号合成部１０６に入力される。また、アンテナ２０１、周波数変換部２０２、Ａ／Ｄ変換部２０４、及び、Ｉ／Ｑ復調部２０５を介して生成されたＩＱ信号も、先に説明されたものと同様に時間軸信号合成部１０６に入力される。時間軸信号合成部１０６は、後述の最大比合成処理を実行する為に、これら複数のＩＱ信号の位相が同相となるように信号合成処理を実行する。なお、この信号合成処理を実行することにより、ＯＦＤＭ信号（ここではＩＱ信号）のＣＮ比は改善される（すなわちＣＮ比が高くなる）。時間軸信号合成部１０６で実行される処理については後に詳説する。

ＯＦＤＭ復調部１０８は、ＯＦＤＭ復調を実行し、時間軸信号合成部１０６から出力される時間軸信号のＩＱ信号をフーリエ変換して周波数軸上の複素シンボル信号に変換する。

ＯＦＤＭ復調部１０８から出力される各複素シンボル信号は、周波数軸信号合成器１０９に入力される。また、ＯＦＤＭ信号処理装置１２においてＯＦＤＭ信号処理装置１１のものと同様に処理されたＯＦＤＭ信号も周波数軸信号合成器１０９に入力される。周波数軸信号合成器１０９は、各ＯＦＤＭ信号処理装置から出力された複素シンボルをそれぞれ対応するサブキャリア毎に、その受信レベルに応じて重み付けし、ＣＮ比が最大となるように合成する（すなわち最大比合成処理を実行する）。

映像・音声信号復号部１１０は、周波数軸信号合成器１０９から出力される合成信号を復号して映像・音声信号とし、上述したようにユーザが視聴できるようにモニタ及びスピーカ（不図示）に出力する。

このようなダイバーシティ受信機１では、個々のアンテナで受信された信号にノイズが混入した場合であっても高いＣＮ比を得ることができるよう、複数のアンテナからの信号を有効に合成させることができる。従って、受信環境が悪い場合であっても安定して信号を受信することができる。

次に、本実施形態の時間軸信号合成部１０６について詳説する。図２に、本実施形態の時間軸信号合成部１０６の構成を示す。ここに示された時間軸信号合成部１０６は、Ｉ／Ｑ復調部１０５からのＩＱ信号が入力されるＬＰＦ（Low Pass Filter）１２１を有している。

ここで、図３に、ＬＰＦ１２１通過前後の周波数分布を示す。図３（ａ）は、ＬＰＦ１２１通過前すなわちＩ／Ｑ復調部１０５出力時のＩＱ信号の周波数分布を示している。また、図３（ｂ）は、ＬＰＦ１２１通過後のＩＱ信号の周波数分布を示している。なお、いずれの図においても、縦軸が信号レベルであり、横軸が周波数である。ＬＰＦ１２１通過前のＩＱ信号は、図３（ａ）に示されるように、低周波帯域に帯域幅ＢＷ／２、高周波帯域に帯域幅ＢＷの周波数成分を有する。低周波帯域の周波数成分は、地上波のデジタルＴＶ放送のデータとなり得るベースバンド信号である。また、高周波帯域の周波数成分は、Ｉ／Ｑ復調部１０５の直交復調処理において副次的に発生した、中心周波数を２ｆｉとしたイメージ周波数成分である。イメージ周波数成分は基本的に不要な成分である。この為、ＬＰＦ１２１は、図３（ｂ）に示されるように、イメージ周波数成分を除去してベースバンド信号部分のみを抽出する。

ＬＰＦ１２１通過後のＩＱ信号は、以後の演算の処理量を低減させる為、デシメータ１２２に入力され、ここで所定の間引き率１／ｎで間引かれる。そしてデータ間引きされた信号は、複素乗算器１２３に出力される。なお、デシメータ１２２での間引き処理により、ベースバンド信号の通過帯域はｆｓ／（２ｎ）となる。この為、通過帯域ｆｓ／（２ｎ）がＩＦ信号の帯域幅ＢＷの１／２よりも大きくなるように、ｎの値を設定する必要がある。なお、ここでの間引き処理の代わりに、Ａ／Ｄ変換部１０４でのサンプリングレートによっても、演算の処理量を低減させることができる。

また、時間軸信号合成部１０６は、Ｉ／Ｑ復調部２０５からのＩＱ信号を処理するＬＰＦ２２１及びデシメータ２２２を有している。ＬＰＦ２２１及びデシメータ２２２においてもＬＰＦ１２１及びデシメータ１２２と同様の処理が実行され、その処理後の信号が複素乗算器２２３に出力される。

またさらに、時間軸信号合成部１０６は、Ｉ／Ｑ復調部１０５からのＩＱ信号の入力部としてＢＰＦ（Band Pass Filter）１３１、Ｉ／Ｑ復調部２０５からのＩＱ信号の入力部としてＢＰＦ２３１を有している。ＢＰＦ１３１とＢＰＦ２３１は、同一の特性を有しており、それぞれＩ／Ｑ復調部１０５、Ｉ／Ｑ復調部２０５からのＩＱ信号の中から上記イメージ周波数成分の一部分を抽出する。

ここで、図４に、ＢＰＦ１３１又はＢＰＦ２３１通過後の周波数分布を示す。なお、縦軸が信号レベルであり、横軸が周波数である。ＢＰＦ１３１、ＢＰＦ２３１は、それぞれＩ／Ｑ復調部１０５、Ｉ／Ｑ復調部２０５からのＩＱ信号に含まれたイメージ周波数成分を、その中心周波数よりも低い周波数帯域にフィルタリングする。

ＢＰＦ１３１、ＢＰＦ２３１によって抽出されたイメージ周波数成分は、それぞれデシメータ１３２、２３２に入力される。デシメータ１３２、２３２は、以後の演算の処理量を低減させる為、入力信号を、所定の間引き率１／ｋで間引いて重み係数演算部１２４に出力する。

重み係数演算部１２４は、参照信号Ｒ（ｔ）と入力信号１’（デジメータ１３２からの入力信号）Ｘ１’（ｔ）＝Ｉ１’（ｔ）＋ｊＱ１’（ｔ）との相関値ｒ１＝Σ（（Ｘ１’（ｔ））^＊・Ｒ（ｔ））、及び、参照信号Ｒ（ｔ）と入力信号２’（デジメータ２３２からの入力信号）Ｘ２’（ｔ）＝Ｉ２’（ｔ）＋ｊＱ２’（ｔ）との相関値ｒ２＝Σ（（Ｘ２’（ｔ））^＊・Ｒ（ｔ））を計算する。そしてこれらの相関値を｜ｒ１｜＋｜ｒ２｜で規格化し、前者の相関値を重み係数Ｗ１＝ｒ１／（｜ｒ１｜＋｜ｒ２｜）として複素乗算器１２３に出力する。また、後者の相関値を重み係数Ｗ２＝ｒ２／（｜ｒ１｜＋｜ｒ２｜）として複素乗算器２２３に出力する。なお、ここで使用される参照信号Ｒ（ｔ）は、入力信号１’、入力信号２’、及び、前回の重み係数を用いて計算された合成後の信号（Ｒ（ｔ）＝Ｗ１・Ｘ１’（ｔ）＋Ｗ２・Ｘ２’（ｔ））である。

複素乗算器１２３は、入力信号１（デジメータ１２２からの入力信号）Ｘ１（ｔ）と重み係数Ｗ１の複素乗算を行う。また、複素乗算器２２３も、同様に、入力信号２（デジメータ２２２からの入力信号）Ｘ２（ｔ）と重み係数Ｗ２の複素乗算を行う。

複素乗算器１２３によって複素乗算された信号Ｗ１・Ｘ１（ｔ）、及び、複素乗算器２２３によって複素乗算された信号Ｗ２・Ｘ２（ｔ）のいずれの信号も、加算器１２５に出力される。加算器１２５は、これらの信号を加算処理し、合成信号Ｙ（ｔ）＝Ｗ１・Ｘ１（ｔ）＋Ｗ２・Ｘ２（ｔ）を生成してインターポレータ１２６に出力する。加算器１２５は、これらの重み係数Ｗ１、Ｗ２を含んだ信号を用いることにより、入力信号１と入力信号２との位相を参照信号Ｒ（ｔ）の位相と同一となった状態で合成させることができる。これにより、ＯＦＤＭ信号（ここでは同相となるように合成処理されたＩＱ信号）のＣＮ比は改善されて高くなる。

ここで、時間軸信号合成部１０６では、ＢＰＦ１３１及びＢＰＦ２３１によってその中心周波数よりも低い周波数帯域に制限されたイメージ周波数成分に基づいて重み係数を作成し、それを用いて信号合成処理を実行している。この為、ＩＦ信号の全帯域の中で比較的低い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果が高くなる。なお、ここでいうＣＮ比の改善効果とは、時間軸信号合成部１０６及び３０６入力時の信号と、ＯＦＤＭ復調部１０８及び３０８出力時の信号（又は時間軸信号合成部１０６及び３０６出力時の信号であっても良い）とを比較して得られるパラメータである。後者の出力信号のＣＮ比が前者の入力信号のＣＮ比よりも高い場合、ＣＮ比の改善効果があるといえる。

インターポレータ１２６は、ｍ倍０データ挿入を実行し、加算器１２５から出力される合成信号Ｙ（ｔ）のサンプリング周波数をＯＦＤＭ復調部１０８の入力要求に一致するように処理する。そして処理後の信号をＬＰＦ１２７に出力する。なお、ここで実行されるｍ倍０データ挿入とは、１つのデータに対して（ｍ−１）個の「０」のデータを挿入し、サンプリング周波数をｍ倍化する処理である（通常はｍ＝ｎとする）。

ＬＰＦ１２７は、インターポレータ１２６での処理において副次的に発生した高調波成分を除去し、処理後の信号を、先に説明されたＯＦＤＭ復調部１０８に出力する。そしてＯＦＤＭ復調部１０８を介して周波数軸信号合成器１０９により最大比合成処理され、映像・音声信号復号部１１０で復号された信号は、高いＣＮ比を有した映像・音声信号としてモニタ及びスピーカに出力される。

次に、ＯＦＤＭ信号処理装置１２の構成及び動作を、ＯＦＤＭ信号処理装置１１との相違部分を中心に説明する。ＯＦＤＭ信号処理装置１２は、アンテナ３０１及び４０１、周波数変換部３０２及び４０２、ローカル発振器３０３、Ａ／Ｄ変換部３０４及び４０４、Ｉ／Ｑ復調部３０５及び４０５、時間軸信号合成部３０６、及び、ＯＦＤＭ復調部３０８を有している。ここで、時間軸信号合成部３０６を除いた他の構成は、ＯＦＤＭ信号処理装置１１のものと同様に動作する。この為、これらについてのここでの説明は省略する。なお、時間軸信号合成部３０６は、時間軸信号合成部１０６と、構成が同一であり、動作が異なる。従って、時間軸信号合成部３０６の説明には、時間軸信号合成部１０６と同じく図２を用いる。

時間軸信号合成部３０６のＬＰＦ１２１及び２２１、デジメータ１２２及び２２２は、時間軸信号合成部１０６のものと同様の動作をする。

時間軸信号合成部３０６のＢＰＦ１３１とＢＰＦ２３１は、同一の特性を有しており、それぞれＩ／Ｑ復調部３０５、Ｉ／Ｑ復調部４０５からのＩＱ信号の中から上記イメージ周波数成分の一部分を抽出する。

ここで、図５に、時間軸信号合成部３０６のＢＰＦ１３１又はＢＰＦ２３１通過後の周波数分布を示す。なお、縦軸が信号レベルであり、横軸が周波数である。時間軸信号合成部３０６のＢＰＦ１３１、ＢＰＦ２３１は、それぞれＩ／Ｑ復調部３０５、Ｉ／Ｑ復調部４０５からのＩＱ信号に含まれたイメージ周波数成分を、その中心周波数よりも高い周波数帯域にフィルタリングする。

時間軸信号合成部３０６のＢＰＦ１３１、ＢＰＦ２３１によって抽出されたイメージ周波数成分は、それぞれ、時間軸信号合成部３０６のデシメータ１３２、２３２に入力される。時間軸信号合成部３０６のデシメータ１３２、２３２は、以後の演算の処理量を低減させる為、入力信号を、所定の間引き率１／ｋで間引いて時間軸信号合成部３０６の重み係数演算部１２４に出力する。

時間軸信号合成部３０６の重み係数演算部１２４は、時間軸信号合成部１０６のものと同様の相関値算出処理及び重み係数作成処理を実行し、それぞれの重み係数を対応する複素乗算器に出力する。

重み係数を取得した、時間軸信号合成部３０６の複素乗算器１２３及び複素乗算器２２３は、それぞれ複素乗算を行い、時間軸信号合成部３０６の加算器１２５に出力する。この加算器１２５に出力された信号は、当該加算器１２５によって加算処理され、時間軸信号合成部３０６のインターポレータ１２６及びＬＰＦ１２７を介してＯＦＤＭ復調部３０８に出力される。そしてＯＦＤＭ復調部３０８を介して周波数軸信号合成器１０９により最大比合成処理され、映像・音声信号復号部１１０で復号された信号は、高いＣＮ比を有した映像・音声信号としてモニタ及びスピーカに出力される。

時間軸信号合成部３０６では、ＢＰＦによってその中心周波数よりも高い周波数帯域に制限されたイメージ周波数成分に基づいて重み係数を作成し、それを用いて信号合成処理を実行している。この為、ＩＦ信号の全帯域の中で比較的高い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果が高くなる。

ここで、上述したように、時間軸信号合成部１０６及び３０６の複素乗算器１２３、２２３には、それぞれＬＰＦ１２１、２２１を経由してイメージ周波数成分を除去された状態で信号が入力される。また、時間軸信号合成部１０６及び３０６の重み係数演算部１２４には、ＢＰＦ１３１、ＢＰＦ２３１の各々を経由し、これらによって帯域制限された状態で信号が入力される。重み係数演算部１２４は帯域制限された信号を用いて重み係数を作成する。この為、当該重み係数も当該帯域制限を加味したものとなる。この重み係数を用いると、加算器１２５における信号合成処理が、受信時のＯＦＤＭ信号の全帯域に対して制限された帯域の中心周波数付近で最も良好となるように実行される。これに対し、従来のダイバーシティ受信機では、複素乗算器に加えて重み係数演算部にも、ＬＰＦを経由してイメージ周波数成分を除去されたベースバンド信号部分のみのものが入力されていた。従って、作成される重み係数が帯域制限を加味したものにならない。この為、加算器１２５における信号合成処理が、受信時のＯＦＤＭ信号の全帯域の中心周波数付近で最も良好となるように実行されていた。

本実施形態のダイバーシティ受信機１は、先の帯域制限を実行することにより、ＯＦＤＭ信号の全帯域においてサブキャリアのＣＮ比を良好に改善して高くし得る。以下、図６と図７を参照して、本実施形態のダイバーシティ受信機１によるＣＮ比の改善効果について説明する。

図６は、従来のダイバーシティ受信機におけるＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。なお、ここでいう従来のダイバーシティ受信機とは、本実施形態のダイバーシティ受信機１に対して時間軸信号合成部の構成及び動作が異なるものであり、先に説明されたように重み係数の演算に、帯域制限されていない信号を用いるものである。図６（ａ）は、一方のＯＦＤＭ復調部の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。また、図６（ｂ）は、もう一方のＯＦＤＭ復調部の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。また、図６（ｃ）は、周波数軸信号合成器の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。なお、いずれの図においても、縦軸がＣＮ比の改善効果であり、横軸が周波数である。

ここで、ＯＦＤＭ信号は基本的に広帯域信号である。この為、帯域制限されていないベースバンド信号を重み係数演算部１２４の重み係数演算処理に用いた場合、時間軸信号合成部の合成処理におけるＣＮ比の改善効果は、ＯＦＤＭ信号の全帯域中の中心付近のサブキャリアに対しては高く、その中心から離れていくものに対しては徐々に低下していく。従って、時間軸信号合成部、Ｉ／Ｑ変調部、及び、二系統のＯＦＤＭ復調部の各々を介して出力されたＯＦＤＭ信号のＣＮ比の改善効果は、それぞれ図６（ａ）、（ｂ）のように、ＯＦＤＭ信号の全帯域中の中心にピークを有し、且つ、当該帯域の周辺に近づくにつれて徐々に低下する。この為、周波数軸信号合成器での合成後の信号のＣＮ比の改善効果も、図６（ｃ）のように、図６（ａ）及び（ｂ）と同様となる。すなわち従来のダイバーシティ受信機では、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域周辺のサブキャリアに対し、ＣＮ比の改善効果をあまり期待できない。

これに対し、図７は、本実施形態のダイバーシティ受信機１におけるＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。図７（ａ）は、ＯＦＤＭ復調部１０８の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。また、図７（ｂ）は、ＯＦＤＭ復調部３０８の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。また、図７（ｃ）は、周波数軸信号合成器１０９の出力信号のＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。なお、いずれの図においても、縦軸がＣＮ比の改善効果であり、横軸が周波数である。

上述したように、時間軸信号合成部１０６では、その中心周波数よりも低い周波数帯域に制限したイメージ周波数成分を重み係数演算に用いている。この為、時間軸信号合成部１０６、及び、ＯＦＤＭ復調部１０８を介して出力されたＯＦＤＭ信号のＣＮ比の改善効果は、図７（ａ）のように、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心よりも低い箇所にピークを有する。すなわちＯＦＤＭ信号の中で比較的低い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果が高く、比較的高い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果は小さい。

また、時間軸信号合成部３０６では、その中心周波数よりも高い周波数帯域に制限したイメージ周波数成分を重み係数演算に用いている。この為、時間軸信号合成部３０６、及び、ＯＦＤＭ復調部３０８を介して出力されたＯＦＤＭ信号のＣＮ比の改善効果は、図７（ｂ）のように、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心よりも高い箇所にピークを有する。すなわちＯＦＤＭ信号の中で比較的高い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果が高く、比較的低い周波数のサブキャリアに対するＣＮ比の改善効果は小さい。

ＯＦＤＭ復調部１０８及び３０８の各々から上記の如くＣＮ比が改善された信号が出力され、周波数軸信号合成器１０９によって各サブキャリアが高ＣＮ比を得るように適切に合成（すなわち最大比合成）されると、その出力信号のＣＮ比の改善効果は、図７（ｃ）のように、低周波帯域及び高周波帯域にピークを有するようになる（すなわち図７(ａ）と（ｂ）に示された両方のピークを持つ）。

本実施形態におけるＣＮ比の改善効果を示した図７（ｃ）を参照すると、ＯＦＤＭ信号の全帯域に関して当該改善効果が比較的高い位置で分布していることが分かる。また、従来の図６（ｃ）と比較しても、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域周辺のサブキャリアに対しても高い改善効果を有していることが明らかである。すなわち本実施形態では、ＣＮ比の改善効果が最も高くなる周波数を、ＯＦＤＭ信号処理装置毎に異なるように設定することにより、周波数軸信号合成器１０９出力信号におけるＣＮ比の優れた改善効果を広帯域に亘るようにしている。すなわち本実施形態のダイバーシティ受信機１を採用すると、略全ての信号のＣＮ比が向上し、受信環境が悪くても安定して信号を受信することができるようになる。

なお、本実施形態の重み係数演算部１２４における演算処理を高速化する為に、ＢＰＦ１３１及びＢＰＦ２３１の通過帯域と、これらＢＰＦとデジメータ１３２及び２３２でのデータ間引きによって帯域制限される通過帯域とを一致させることが考えられる。この高速化を実現させる為には、サンプリング周波数をＩＦ信号の中心周波数の２のｐ乗倍（ｐを自然数とする）とした上で、図４のＢＰＦの通過帯域の中心周波数ｆｃと帯域幅ｆｗを以下の如く設定する。

また、図５のＢＰＦの通過帯域の中心周波数ｆｃと帯域幅ｆｗを以下の如く設定する。

この場合、ＢＰＦ１３１及び２３１によって帯域幅をＢＷの１／２以下に制限することから、デジメータ１３２及び２３２でのデータ間引き率１／ｋを、デシメータ１２２及び２２２の間引き率１／ｎの半分以下とすることができる。この為、重み係数演算部１２４における演算処理は、その負担が軽減され、結果的に高速化される。

以上が本発明の実施の形態である。本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく様々な範囲で変形が可能である。

なお、本実施形態ではＢＰＦ１３１及び２３１の通過帯域幅をＩＦ信号の帯域幅の半分としているが、別の実施形態では当該ＢＰＦの通過帯域幅をさらに狭く設定することも可能である。この場合、デジメータ１３２及び２３２でのデータ間引き率１／ｋを、さらに低い値に設定することができる。この為、重み係数演算部１２４における演算処理は、その負担がさらに軽減されて高速化される。

また、本実施形態ではダイバーシティ受信機１に設置されたアンテナの数は４本であるが、別の実施形態ではさらに多くのアンテナを設置することもできる。例えば、ＯＦＤＭ信号処理装置毎の設置アンテナを増設して時間軸信号合成部への入力信号を増やしたり、ＯＦＤＭ信号処理装置そのものを増設したりしてアンテナ数を増加させることもできる。なお、ＯＦＤＭ信号処理装置そのものを増設した場合、ＢＰＦの種類を３種類以上に設定することもできる。この場合、図７（ｃ）で示されたようなＣＮ比の改善効果のピーク位置が増える為、より高い改善効果を期待できる。

本発明の実施の形態のダイバーシティ受信機の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態の時間軸信号合成部の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態のＬＰＦ通過前後の周波数分布を示した図である。 本発明の実施の形態の一方の時間軸信号合成部のＢＰＦ通過後の周波数分布を示した図である。 本発明の実施の形態のもう一方の時間軸信号合成部のＢＰＦ通過後の周波数分布を示した図である。 従来のダイバーシティ受信機におけるＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。 本発明の実施の形態のダイバーシティ受信機におけるＣＮ比の改善効果の周波数特性を示した図である。

符号の説明

１ ダイバーシティ受信機
１１、１２ ＯＦＤＭ信号処理装置
１０６ 時間軸信号合成部
１０９ 周波数軸信号合成器
１２１、２２１ ＬＰＦ
１２４ 重み係数演算部
１２５ 加算器
１３１、２３１ ＢＰＦ

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信する複数のアンテナと、
   受信された信号の各々をＩＦ信号に変換する周波数変換手段と、
   前記各ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してＩ／Ｑ信号を生成するＩ／Ｑ信号生成手段と、
   前記各Ｉ／Ｑ信号を所定の帯域にフィルタリングし、前記Ｉ／Ｑ信号の数に対応した複数の主信号を生成する第一のフィルタリング手段と、
   前記各Ｉ／Ｑ信号を前記所定の帯域と異なる帯域にフィルタリングし、前記Ｉ／Ｑ信号の数に対応した複数の参照信号を生成する第二のフィルタリング手段と、
   前記各参照信号に基づいて前記各主信号に対する重み付けを演算する重み付け演算手段と、
   演算された各重み付けを前記各主信号に付加する重み付け付加手段と、
   重み付けされた前記各主信号を加算して同位相に合成する加算手段と、を有した複数のＯＦＤＭ信号処理装置と、
   前記複数のＯＦＤＭ信号処理装置の各々から出力される信号を最大比合成する最大比合成出力手段と、を備え、
   前記複数のＯＦＤＭ信号処理装置の各々の前記第二のフィルタリング手段で生成される参照信号が、それぞれ異なる周波数帯域の信号であること、を特徴とするダイバーシティ受信機。
2. 前記第二のフィルタリング手段が、前記各ＩＱ信号生成時に副次的に生成されたイメージ周波数成分の一部の帯域をフィルタリングして前記参照信号を生成すること、を特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信機。
3. 前記ＯＦＤＭ信号処理装置が二系統の場合において、
   一方の前記ＯＦＤＭ信号処理装置の前記第二のフィルタリング手段が、前記イメージ周波数成分をその中心周波数よりも低い周波数帯域にフィルタリングして前記参照信号を生成し、他方の前記ＯＦＤＭ信号処理装置の前記第二のフィルタリング手段が、前記イメージ周波数成分をその中心周波数よりも高い周波数帯域にフィルタリングして前記参照信号を生成すること、を特徴とする請求項２に記載のダイバーシティ受信機。
4. 前記主信号と前記参照信号の少なくとも一方のデータを間引くデータ間引き手段を更に有したこと、を特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のダイバーシティ受信機。
5. 前記データ間引き手段が前記主信号と前記参照信号の両方を間引く場合において、
   前記主信号の間引き率よりも前記参照信号の間引き率を低く設定したこと、を特徴とする請求項４に記載のダイバーシティ受信機。
   

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