JP2011124764A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】多チャンネルのＯＦＤＭ信号を中継するＳＦＮ方式の中継装置において、全ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを演算することなく、回り込み信号成分を精度よく除去することのできる回り込みキャンセラを提供することを目的とする。
【解決手段】回り込みキャンセラは、キャンセル信号生成部１０と、受信信号にキャンセル信号を加算する加算器７とを備える。キャンセル信号生成部１０では、ＬＰＦ１２が多チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出し、ダウンサンプリング部１４がダウンサンプリングし、離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０、及び逆離散フーリエ変換部２２が、遅延プロファイルを算出し、係数算出部２４、アップサンプリング部２６及びＦＩＲフィルタ２８が、その算出された１チャンネル分の遅延プロファイルから、回り込み信号除去用のキャンセル信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、地上デジタルテレビ放送等で利用されているＯＦＤＭ信号を中継する中継装置において、送信アンテナからの送信電波が受信アンテナに回り込むことにより受信信号に重畳される回り込み信号を除去するための回り込みキャンセラに関する。

地上デジタルテレビ放送等で利用されているＯＦＤＭ信号を周波数変換（換言すればチャンネル変換）することなく中継するＳＦＮ方式の中継装置には、送信アンテナからの送信電波が受信アンテナに回り込み、その回り込み信号を再送信することのないよう、回り込みキャンセラが設けられている。

この回り込みキャンセラは、回り込み信号の遅延プロファイル（複素インパルス応答）を測定し、その測定した遅延プロファイルに従い、受信信号から回り込み信号成分を除去するものである。

そして、遅延プロファイルの測定方法としては、例えば、下記ａ）〜ｃ）のような各種方法が知られている（例えば、特許文献１等参照）。
（ａ）ＯＦＤＭ信号に同期復調時の振幅位相基準として挿入されるＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ Ｓｉｇｎａｌ）等の基準信号を用いて伝送路の伝達関数を推定し、その推定した伝送路の伝達関数の逆数を逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを測定する方法。
（ｂ）受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで、受信帯域内のスペクトルを抽出し、各スペクトルを時間的に平均化して、その逆数を逆離散フーリエ変換する方法（詳しくは、特許文献２参照）。
（ｃ）上記（ｂ）と同様にＯＦＤＭ信号の周波数軸上の各スペクトルを時間的に平均化し、その時間平均値から各スペクトルの振幅特性を求めて、最小位相条件等を用いて伝送路の伝達関数を推定し、その推定した伝送路の伝達関数の逆数を逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを測定する方法。

また、地上デジタルテレビ放送等の中継装置には、ＯＦＤＭ信号を１チャンネル分だけ再送信するのではなく、受信アンテナにて受信した多チャンネルのＯＦＤＭ信号を全て再送信するように構成されたものがある。

そして、この種の中継装置において、各チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号成分を除去する方法としては、各チャンネルのＯＦＤＭ信号毎に遅延プロファイルを測定して、各チャンネル毎に回り込み信号成分を除去する方法と、全チャンネルの周波数帯域内で一括して遅延プロファイルを測定し、全チャンネル一括して回り込み信号成分を除去する方法と、の２種類の方法が知られている（例えば、特許文献２，３等参照）。

特開２００４−０８０６６８号公報 特開２００８−０１７２３６号公報 特開２００９−１０００６７号公報

しかし、上記前者のように、多チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去するために、各チャンネル毎に遅延プロファイルを測定するようにすると、ＯＦＤＭ信号１波分の演算処理を並列して複数チャンネル分実行しなければならない。従って、この場合には、チャンネル数に応じて演算処理回路の数を増加するか、複数の演算処理を並列して高速に実行可能な演算処理回路を用いる必要があり、回り込みキャンセラのコストアップを招くという問題がある。

また、上記後者のように、多チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去するために、全チャンネルの周波数帯域内で一括して遅延プロファイルを測定するようにした場合には、演算対象となる周波数帯域がチャンネル数に応じて増加するため、ＯＦＤＭ信号１波分と同精度で遅延プロファイルを測定するには、受信信号のサンプリング周波数を高くして演算処理を高速に実行しなければならない。このため、多チャンネルのＯＦＭＤ信号の遅延プロファイルを全チャンネル分一括して演算するようにしても、各チャンネル毎に演算する場合と同様、回り込みキャンセラのコストアップを招くという問題がある。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、多チャンネルのＯＦＤＭ信号を周波数変換することなく中継するＳＦＮ方式の中継装置において、全ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを演算することなく、回り込み信号成分を精度よく除去することのできる回り込みキャンセラを提供することを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、多チャンネルのＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラであって、
前記受信アンテナにて受信した複数チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から、予め設定された１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出する信号抽出手段と、
前記信号抽出手段にて抽出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出手段と、
該遅延プロファイル算出手段にて算出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルに基づき、前記受信アンテナにて受信された全チャンネルのＯＦＤＭ信号に対する回り込み除去信号を生成する除去信号生成手段と、
を備え、前記除去信号生成手段にて生成された回り込み除去信号に基づき、前記受信アンテナにて受信された各チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去することを特徴とする。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、
前記遅延プロファイル算出手段は、
前記信号抽出手段にて抽出されたＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで当該ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出する離散フーリエ変換部と、
該離散フーリエ変換部にて抽出されたスペクトルに基づき前記送信アンテナから前記受信アンテナに至る伝送路の伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
該伝達関数算出部にて算出された伝達関数の逆数を算出する逆数算出部と、
該逆数算出部からの出力を逆離散フーリエ変換することで前記遅延プロファイルを導出する逆離散フーリエ変換部と、
を備えたことを特徴とする。

請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいては、信号抽出手段が、受信アンテナにて受信された複数チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から、予め設定された１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出し、遅延プロファイル算出手段が、その抽出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを算出する。

そして、除去信号生成手段が、遅延プロファイル算出手段にて算出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルに基づき、受信アンテナにて受信された全チャンネルのＯＦＤＭ信号に対する回り込み除去信号を生成する。

このため、請求項１に記載の回り込みキャンセラによれば、除去信号生成手段にて生成された回り込み除去信号を用いて、受信アンテナにて受信された各チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去することができる。

そして、請求項１に記載の回り込みキャンセラによれば、従来のように、各チャンネルのＯＦＤＭ毎に遅延プロファイルを算出したり、全チャンネル分の遅延プロファイルを一括して算出する必要がなく、ＯＦＤＭ信号１チャンネル分の遅延プロファイルを用いて各チャンネルの回り込み信号を除去することができるので、多チャンネル用の回り込みキャンセラを低コストで実現できる。

なお、本発明では、ＯＦＤＭ信号１チャンネル分の遅延プロファイルを用いて、多チャンネルの回り込み信号を除去するが、これは、ＳＦＮ方式の中継装置は、通常、電波が直接届かない地域にＯＦＤＭ信号を再送信する固定局として用いられ、ドップラー効果等によって送・受信信号に周波数誤差が生じないからである。

つまり、移動体等に搭載される中継装置は、移動体の移動に伴い生じるドップラー効果等によって、送・受信信号に周波数誤差が生じる。そして、このような条件下では、各チャンネル毎に遅延プロファイルが異なり、本発明のようにＯＦＤＭ信号１チャンネル分の遅延プロファイルから多チャンネル分の回り込み除去信号を生成することはできない。

しかし、ＳＦＮ方式の中継装置は、通常、固定局として用いられることから、送・受信信号に周波数誤差が生じ難く、各チャンネルのＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルが略同一になることが考えられる。

そこで、本発明者らは、後述の実験（シミュレーション）等を行うことで、多チャンネルの中継装置でも、固定局であれば、各チャンネルのＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルが略同一になることを確認し、本発明を完成したのである。

ところで、ＯＦＤＭ信号から遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出手段としては、［背景技術］の項で挙げた（ａ）〜（ｃ）の方法等、従来より知られている各種演算方法を利用して遅延プロファイルを算出するようにすればよいが、例えば、請求項２に記載のように構成すれば、測定対象となる遅延プロファイルを精度よく算出することができる。

すなわち、請求項２に記載の回り込みキャンセラにおいて、遅延プロファイル算出手段は、まず、離散フーリエ変換部にて、信号抽出手段にて抽出されたＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで、当該ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出する。そして、伝達関数算出部にて、離散フーリエ変換部で抽出されたスペクトルに基づき送信アンテナから受信アンテナに至る伝送路の伝達関数を算出し、逆数算出部にて、その算出された伝達関数の逆数を算出し、逆離散フーリエ変換部にて、逆数算出部からの出力を逆離散フーリエ変換することで、遅延プロファイルを導出する。

そして、遅延プロファイル算出手段をこのように構成すれば、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを、伝送路の伝達関数に基づき導出することができるので、遅延プロファイルを精度よく算出することができ、延いては、各チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を良好に除去することが可能となる。

実施形態の中継装置の構成を表すブロック図である。 遅延プロファイルを複数波から算出する場合と１波から算出する場合とを比較して表す説明図である。 図２の説明図に沿って実際に遅延プロファイルを測定（シミュレーション）した実験結果を表すグラフである。 中継装置の変形例を表すブロック図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、本発明が適用された中継装置全体の構成を表すブロック図である。
本実施形態の中継装置は、地上デジタルテレビ放送の放送電波を受信アンテナ２で受信し、その受信信号を増幅装置３にて増幅した後、送信アンテナ４から再送信するものである。

そして、本実施形態の中継装置には、送信アンテナ４からの送信電波が受信アンテナ２に回り込むことによって中継すべき受信信号に重畳された回り込み信号を除去するために、Ａ／Ｄ変換部６、キャンセル信号生成部１０、加算器７、及びＤ／Ａ変換部８が設けられている。

ここで、Ａ／Ｄ変換部６は、受信アンテナ２にて受信された受信信号の中から、中継対象（換言すれば回り込み信号の除去対象）となる放送信号（ＯＦＤＭ信号）を全チャンネル分抽出し、その抽出した放送信号（ＯＦＤＭ信号）を全チャンネル一括してベースバンドに周波数変換（ダウンコンバート）し、周波数変換後のＯＦＤＭ信号（多波）をデジタルデータに変換するためのものである。

そして、このＡ／Ｄ変換部６にてデジタルデータに変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号は、キャンセル信号生成部１０に入力され、キャンセル信号生成部１０にて、回り込み信号を除去するのに必要なキャンセル信号（デジタルデータ）を生成するのに用いられる。

また、加算器７は、キャンセル信号生成部１０で生成されたキャンセル信号をＡ／Ｄ変換部６でデジタルデータに変換されたＯＦＤＭ信号（多波）に加算することで、受信した全チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を一括して除去するためのものである。そして、加算器７にて回り込み信号が除去されたＯＦＤＭ信号（多波）は、Ｄ／Ａ変換部８に入力される。

Ｄ／Ａ変換部８では、加算器７にて回り込み信号が除去されたＯＦＭＤ信号（多波）をアナログ信号にＤ／Ａ変換し、そのアナログ信号を、Ａ／Ｄ変換部６でダウンコンバートする前の元の周波数帯にアップコンバートすることで、回り込み信号除去後の放送信号を生成し、増幅装置３に出力する。

次に、キャンセル信号生成部１０内でキャンセル信号（デジタルデータ）を生成するのに用いられるデジタル処理回路について説明する。
図１に示すように、このデジタル処理回路は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２、ダウンサンプリング部１４、離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０、逆離散フーリエ変換部２２、係数算出部２４、アップサンプリング部２６、及び、ＦＩＲフィルタ２８にて構成されている。

ここで、ＬＰＦ１２は、Ａ／Ｄ変換部６から入力される多チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から、周波数が最も低い特定チャンネルのＯＦＤＭ信号（１波）を抽出するためのものである。そして、このＬＰＦ１２で抽出された１チャンネル分のＯＦＤＭ信号は、ダウンサンプリング部１４にて、データ数が所定数（ｎ）分の１となるようダウンサンプリングされた後、離散フーリエ変換部１６に入力される。

次に、離散フーリエ変換部１６は、ダウンサンプリング部１４から入力されたＯＦＤＭ信号（１波）を離散フーリエ変換することで、ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出するものであり、その抽出されたスペクトルは、伝達関数算出部１８に入力される。

そして、伝達関数算出部１８は、離散フーリエ変換部１６で抽出されたスペクトルに基づき、送信アンテナ４から受信アンテナ２に至る回り込み信号の伝送路の伝達関数を算出し、逆数算出部２０は、その算出された伝達関数の逆数を算出し、逆離散フーリエ変換部２２は、逆数算出部２０からの出力を逆離散フーリエ変換することで、遅延プロファイルを導出する。

なお、伝達関数を算出して、その逆数から遅延プロファイルを算出する手順は、上述の特許文献１等に記載されており、従来より知られているので、ここでは詳細な説明は省略する。

次に、逆離散フーリエ変換部２２で算出された遅延プロファイルは、係数算出部２４に入力される。係数算出部２４は、その入力されたＯＦＤＭ信号１チャンネル分の遅延プロファイルに基づき、ＦＩＲフィルタ２８にて回り込み信号除去用のキャンセル信号を生成するのに要するフィルタ係数を算出するものであり、その算出されたフィルタ係数は、アップサンプリング部２６に入力される。

アップサンプリング部２６は、係数算出部２４にて算出されたフィルタ係数のデータ数が、ダウンサンプリング部１４にてダウンサンプリングされる前のデータ数となるよう、フィルタ係数を所定数（ｎ）倍にアップサンプリングする。

そして、そのアップサンプリングされたフィルタ係数は、ＦＩＲフィルタ２８に入力され、ＦＩＲフィルタ２８は、その入力されたフィルタ係数に基づき、受信した全チャンネル分のＯＦＤＭ信号に対するキャンセル信号を生成する。

また、ＦＩＲフィルタ２８にて生成されたＯＦＤＭ信号全チャンネル分のキャンセル信号は、加算器７に出力され、加算器７にて、そのキャンセル信号をＡ／Ｄ変換部６でデジタルデータに変換されたＯＦＤＭ信号（多波）に加算することで、全チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を一括して除去する。

このように、本実施形態のキャンセル信号生成部１０では、受信信号に含まれる多チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から、１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出して、遅延プロファイルを算出し、その算出した１チャンネル分の遅延プロファイルから、受信信号に含まれる全チャンネルのＯＦＤＭ信号に対するキャンセル信号を生成する。

このため、本実施形態のキャンセル信号生成部１０によれば、従来のように、受信信号に含まれる各チャンネルのＯＦＤＭ毎に遅延プロファイルを算出したり、受信した全チャンネル分の遅延プロファイルを一括して算出する必要がない。

よって、本実施形態によれば、キャンセル信号生成部１０の演算処理能力を従来のものよりも低下させても、従来のものと同等の回り込みキャンセル効果を得ることができるようになり、キャンセル信号生成部１０の構成を簡単にして、そのコストを低減することができる。

なお、本実施形態においては、キャンセル信号生成部１０内のＬＰＦ１２が、本発明の信号抽出手段に相当し、キャンセル生成部１０内のダウンサンプリング部１４、離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０及び逆離散フーリエ変換部２２が、本発明の遅延プロファイル算出手段に相当し、キャンセル生成部１０内の係数算出部２４、アップサンプリング部２６及びＦＩＲフィルタ２８が、本発明の除去信号生成手段に相当する。

ところで、本実施形態では、ＬＰＦ１２と離散フーリエ変換部１６との間に設けられたダウンサンプリング部１４によって、ＬＰＦ１２にて抽出した１チャンネル分のＯＦＤＭ信号に対して所定数（ｎ）分の１倍のダウンサンプリングを行ない、係数算出部２４とＦＩＲフィルタ２８の間に設けられたアップサンプリング部２６によって、係数算出部２２にて算出されたフィルタ係数に対して所定数（ｎ）倍のアップサンプリングを行なうようにされているが、この理由は以下の通りである。

まず、日本の地上デジタル放送信号（ＯＦＤＭ信号を使ったテレビ放送信号）をサンプリングする際、そのサンプリングを正確に実行するのに必要な１波当たりの「基本サンプリング数」は、少なくとも「２¹³」にする必要がある。

また、地上デジタル放送信号の受信信号をサンプリングする場合の１波当たりのサンプリング数をＮ′とすると、多波の受信信号を正確にサンプリングするのに必要な総サンプリング数Ｎは、次式（１）の通り、１波当たりのサンプリング数Ｎ′に、受信する波数に応じて決まる「２のべき乗値」からなる所定値ｊを乗じることで求められる。

総サンプリング数Ｎ＝１波当たりのサンプリング数Ｎ′×ｊ …（１）
ここで、１波当たりのサンプリング数Ｎ′は、次式（２）の通りである。
サンプリング数Ｎ′＝２¹³×２^m …（２）
（但し、ｍ＝０，１，２，３・・・）
また、所定値ｊは、波数が２以上で、しかも「２のべき乗値」の場合は、ｊ＝波数（例えば、波数＝４の場合：ｊ＝２² 、波数＝８の場合：ｊ＝２³ ）となり、波数が２以上で、しかも「２のべき乗値」ではない場合は、ｊ＝波数より大きい直近の「２のべき乗値」（例えば、波数＝３の場合：ｊ＝２² 、波数＝５，６，７の場合：ｊ＝２³ ）となる。

なお、ｍは、１波当たりのサンプリング数Ｎ′を決めるための補正値であり、サンプリングの精度を上げるため、１波当たりのサンプリング数を基本サンプリング数：２¹³より増やす場合に使用する。

つまり、総サンプリング数Ｎの最小値は、ｍ＝０としたときの１波当たりのサンプリング数Ｎ′＝２¹³×２⁰ に、波数に応じて決まる所定値ｊを乗じた値となり、サンプリング及び演算の精度を上げる場合は、１波当たりに必要な「基本サンプリング数」である「２¹³」に対し、「２¹ 」（ｍ＝１）、「２² 」（ｍ＝２）、・・・を乗じて、１波当たりのサンプリング数Ｎ′を増やせばよい。

そして、本実施形態では、例えば、１波当たりのサンプリング数Ｎ′＝２¹³×２⁰ とし、受信信号の波数を最大８波として、Ａ／Ｄ変換部６で受信信号（８波のＯＦＤＭ信号）をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング数Ｎを、次式（３）の通り、６５５３６個としている。

Ｎ＝「２¹³×２⁰ 」×「２³ 」 …（３）
＝８１９２×８
＝６５５３６
また、本実施形態では、ＬＰＦ１２において、Ａ／Ｄ変換部６にてＡ／Ｄ変換（サンプリング）されたＯＦＤＭ信号（多波）の中から、ＯＦＤＭ信号１波を抽出し、その抽出したＯＦＤＭ信号に基づき遅延プロファイルを算出する。

そして、この遅延プロファイルの算出には、ＬＰＦ１２でフィルタリングされたＯＦＤＭ信号１波分の全データ（６５５３６個）を用いる必要はなく、ＬＰＦ１２からの出力データをダウンサンプリングしても、ＯＦＤＭ信号１波分の遅延プロファイルを算出することができる。

そこで、本実施形態では、ＬＰＦ１２と離散フーリエ変換部１６との間にダウンサンプリング部１４を設けて、ＬＰＦ１２から出力されるＯＦＤＭ信号１波分のデータをダウンサンプリングすることで、遅延プロファイルの演算に用いるＯＦＤＭ信号のデータ数を、Ａ／Ｄ変換部６でのサンプリング数の所定数（ｎ）分の１にして、遅延プロファイルの演算負荷を軽減し、その後、アップサンプリング部２６にて、係数算出部２４で算出されたフィルタ係数のデータ数（サンプリング数）を所定数（ｎ）倍にアップサンプリングすることで、ＦＩＲフィルタ２８にて多波のＯＦＤＭ信号に対応したキャンセル信号を生成できるようにしているのである。

また、このように、ＬＰＦ１２から出力される総サンプリング数Ｎのデータを、所定数（ｎ）分の１にダウンサンプリングする場合、ダウンサンプリング後のサンプリング数Ｎ″は、１波当たりに必要な「基本サンプリング数」＝「２¹³」と同じか、若しくは、「２¹³」よりも大きく、総サンプリング数Ｎを超えない「２のべき乗値」となるように決めればよい。

具体的には、３波受信の場合、Ｎ′＝（２¹³×２^m ）、ｊ＝２² であるから、総サンプリング数Ｎ＝（２¹³×２^m ）×２² となり、ダウンサンプリング時の所定数（ｎ）は、ｍ＝０の場合：２⁰ ，２¹ ，２² の何れかとなり、ｍ＝１の場合：２⁰ ，２¹ ，２² ，２³ の何れかとなる。

また、８波受信の場合、Ｎ′＝（２¹³×２^m ）、ｊ＝２³ であるから、総サンプリング数Ｎ＝（２¹³×２^m ）×２³ となり、ダウンサンプリング時の所定数（ｎ）は、ｍ＝０の場合：２⁰ ，２¹ ，２² ，２³ の何れかとなり、ｍ＝１の場合：２⁰ ，２¹ ，２² ，２³ ，２⁴ の何れかとなる。

つまり、ダウンサンプリングのサイズを決めるための所定数（ｎ）は、下記範囲内の「２のべき乗値」の何れかにすればよい。
１ ≦ 所定数（ｎ）
所定数（ｎ）≦ 総サンプリング数Ｎ ／「基本サンプリング数」
そして、本実施形態では、ダウンサンプリング部１４でダウンサンプリングする際の所定値（ｎ）を値８（＝２³ ）とすることで、ＬＰＦ１２から入力されるＯＦＤＭ信号１波分のデータ（サンプリング数Ｎ：６５５３６）を、１／８にダウンサンプリングし、そのダウンサンプリング後のデータ（サンプリング数：８１９２）を離散フーリエ変換部１６に出力することで、遅延プロファイルを算出し、更に、アップサンプリング部２６で、係数算出部２４から出力されるフィルタ係数（サンプリング数：８１９２）を８倍することで、フィルタ係数をダウンサンプリングされる前のデータ数となるよう拡張し、ＦＩＲフィルタ２８にて多波のＯＦＤＭ信号に対応したキャンセル信号を生成できるようにしている。

なお、上記説明を要約すると、本実施形態の中継装置を構成する際には、下記のように設定するとよいことになる。
・総サンプリング数Ｎ、１波当たりのサンプリング数Ｎ′、ダウンサンプリングサイズ、アップサンプリングサイズ等は、すべて「２のべき乗値」とする。

・受信する波数に応じた「２のべき乗値」からなる所定値ｊを決める。
・複数のチャンネルを受信するための総サンプリング数Ｎは、「基本サンプリング数」（例えば、２¹³）から求めた１波当たりのサンプリング数Ｎ′（２¹³×２^m ）に、受信する波数に応じて決まる所定値ｊを乗じて決める。

・ダウンサンプリングのサイズを決める所定数（ｎ）は、算出した総サンプリング数Ｎを所定数（ｎ）で割ったダウンサンプリング後のサンプリング数Ｎ″が、１波当たりに必要な「基本サンプリング数」２¹³と等しいか、総サンプリング数Ｎを超えない「２のべき乗値」となるように決める。

・アップサンプリングは、ダウンサンプリングの所定数（ｎ）と同じサイズで拡張する。
但し、「基本サンプリング数」は、必ずしも「２¹³」以上にする必要はなく、本発明が適用される中継装置による中継信号（ＯＦＤＭ信号）に応じて適宜設定すればよい。
（実験例）
一方、本実施形態のように、受信したＯＦＤＭ信号１チャンネル分の遅延プロファイルを用いて、受信した全チャンネルの回り込み信号を除去できるのは、中継装置が、固定局として用いられるＳＦＮ方式の中継装置であるためである。

つまり、中継装置が固定局の場合、ドップラー効果等によって送・受信信号に周波数誤差が生じず、各チャンネルのＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルが略一致するため、任意の１チャンネルの遅延プロファイルを用いて、ＯＦＤＭ信号全チャンネル分のキャンセル信号を生成することができるのである。

そして、このことを証明するため、本発明者らは、複数チャンネルのＯＦＤＭ信号から遅延プロファイルを測定すると共に、各チャンネルのＯＦＤＭ信号から遅延プロファイルを個々に測定した。

以下、その測定方法及び測定結果について、本発明の実験例として説明する。
まず、この実験は、図２に示すように、地上デジタルテレビ放送で利用されているＯＦＤＭ信号を３波、連続する隣接チャンネルとして入力し、その一部を、送信アンテナ４から受信アンテナ２に至る伝送路に相当する遅延器で遅延させて、入力信号と混合し、上述の離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０及び逆離散フーリエ変換部２２からなる遅延プロファイル算出部にて、遅延プロファイルを算出することにより行った。

また、この実験では、（１）〜（３）のＯＦＤＭ信号３波を全て遅延プロファイル算出部に入力した場合と、（１）〜（３）のＯＦＤＭ信号を一波ずつ遅延プロファイル算出部に入力した場合とで、それぞれ、遅延プロファイルを算出した。

なお、（１）〜（３）のＯＦＤＭ信号を一波ずつ選択して遅延プロファイル算出部に入力する場合には、図１に示したキャンセル信号生成部１０と同様、（１）〜（３）のＯＦＤＭ信号が混合された入力データ（例えば６５５３６個のサンプリングデータ）を、ＬＰＦ１２に相当する信号選択用のフィルタにてフィルタリングし、そのフィルタリング後のデータを、ダウンサンプリング部１４にてサンプリング数が１／８（例えば８１９２個）のデータとなるようにダウンサンプリングして、遅延プロファイル算出部に入力し、更に、遅延プロファイル算出部にて得られた遅延プロファイルのデータについては、アップサンプリング部２６にてサンプリング数が８倍（例えば６５５３６個）のデータとなるようにアップサンプリングするようにした。

その結果、図２の右欄に示すように、ＯＦＤＭ信号を一波ずつ処理することにより得られた遅延プロファイルは、ＯＦＤＭ信号を複数波一括して処理することにより得られた遅延プロファイルと略同じであった。

従って、この実験から、ＯＦＤＭ信号一波から算出した遅延プロファイルを用いれば、同時に入力される他のＯＦＤＭ信号の回り込みキャンセルに適応可能であることが判る。
なお、図３は、図２に示した各条件で実際に遅延プロファイルを測定（シミュレーション）した測定結果を表しており、この測定結果からも、ＯＦＤＭ信号を複数波一括して処理した場合に得られる遅延プロファイル（図３（ａ）参照）と、ＯＦＤＭ信号を一波ずつ処理した場合に得られる遅延プロファイル（図３（ｂ）〜（ｄ）参照）とで、略一致していることが判る。

以上、本発明の実施形態及びその効果を裏付ける実験例について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。

例えば、上記実施形態では、遅延プロファイル算出手段としての離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０及び逆離散フーリエ変換部２２での演算負荷を軽減するため、ダウンサンプリング部１４及びアップサンプリング部２６を設けるものとして説明したが、ダウンサンプリング部１４及びアップサンプリング部２６は必ずしも設ける必要はなく、図４に示すように、ＬＰＦ１２からの出力をそのまま離散フーリエ変換部１６に入力し、係数算出部２４にて算出されたフィルタ係数をそのままＦＩＲフィルタ２４に入力するようにしてもよい。

また、例えば、上記実施形態では、遅延プロファイル算出手段を、離散フーリエ変換部１６、伝達関数算出部１８、逆数算出部２０及び逆離散フーリエ変換部２２にて構成するものとして説明したが、遅延プロファイルの算出方法としては、従来より各種方法が知られているので、遅延プロファイル算出手段は、それらの方法を適宜選択して構成すればよい。

また上記実施形態では、信号抽出手段として、ＬＰＦ１２を用いるものとして説明したが、多チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出する際には、周波数の低いものに限らず、どの周波数帯域のＯＦＤＭ信号を抽出してもよいことから、信号抽出手段としては、抽出するＯＦＤＭ信号の周波数に対応したバンドパスフィルタを用いるようにしてもよく、或いは、ハイパスフィルタを用いるようにしてもよい。

２…受信アンテナ、３…増幅装置、４…送信アンテナ、６…Ａ／Ｄ変換部、７…加算器、８…Ｄ／Ａ変換部、１０…キャンセル信号生成部、１２…ＬＰＦ、１４…ダウンサンプリング部、１６…離散フーリエ変換部、１８…伝達関数算出部、２０…逆数算出部、２２…逆離散フーリエ変換部、２４…係数算出部、２６…アップサンプリング部、２８…ＦＩＲフィルタ。

Claims (2)

1. 多チャンネルのＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラであって、
   前記受信アンテナにて受信した複数チャンネルのＯＦＤＭ信号の中から、予め設定された１チャンネル分のＯＦＤＭ信号を抽出する信号抽出手段と、
   前記信号抽出手段にて抽出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出手段と、
   該遅延プロファイル算出手段にて算出されたＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルに基づき、前記受信アンテナにて受信された全チャンネルのＯＦＤＭ信号に対する回り込み除去信号を生成する除去信号生成手段と、
   を備え、前記除去信号生成手段にて生成された回り込み除去信号に基づき、前記受信アンテナにて受信された各チャンネルのＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去することを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 前記遅延プロファイル算出手段は、
   前記信号抽出手段にて抽出されたＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで当該ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出する離散フーリエ変換部と、
   該離散フーリエ変換部にて抽出されたスペクトルに基づき前記送信アンテナから前記受信アンテナに至る伝送路の伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
   該伝達関数算出部にて算出された伝達関数の逆数を算出する逆数算出部と、
   該逆数算出部からの出力を逆離散フーリエ変換することで前記遅延プロファイルを導出する逆離散フーリエ変換部と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。