JP5544359B2 - 非線形歪み補償受信機及び非線形歪み補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、非線形歪みを適応的に補償する非線形歪み補償受信機及び非線形歪み補償方法に関する。

近年、無線通信装置の小型化、低消費電力化が進展している。半導体プロセスの発展に伴って、電源電圧は低下しているが、電源電圧の低下によりアナログ回路の線形性が劣化することが知られている。さらに、地上デジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ：Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）など多くの無線規格では、強い隣接妨害波が存在する条件下でも受信できる必要がある。そこで、受信機側での線形性の向上のため、歪み補償に対する要求が高まっている。

従来の歪み補償受信機としては、図１に示すようなものがある（例えば、非特許文献１参照）。図１において、歪み補償受信機１０は、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１１、３乗回路１２、ダウンミキサ１３−１，１３−２、ＬＯ（Local Oscillator：局部発振器）１４、アナログのローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１５−１，１５−２、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）１６−１，１６−２、ディジタルのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７−１，１７−２、適応フィルタ１８及び加算器１９を備える。

図１に示される従来の歪み補償受信機１０は、入力信号を本来の受信回路（メインパス）と、歪みのレプリカ（replica）信号生成用パス（レプリカパス）との２つのパスに分割する。次に、歪み補償受信機１０は、レプリカパスの信号を３乗することにより、３次歪成分（ＩＭ（Inter Modulation）３）のレプリカ信号を生成する。次に、歪み補償受信機１０は、このレプリカ信号をダウンミキサ１３−２で周波数変換し、ＬＰＦ１５−２により帯域制限を行うことにより、レプリカ信号から受信帯域成分を抽出する。次に、歪み補償受信機１０は、この抽出した信号を、適応フィルタ１８を通した後にメインパスの信号から減算する。これにより、歪み補償受信機１０は、メインパスの信号に含まれる３次歪成分を低減させている。

別の歪み補償受信機として、図２に示すようなものがある（例えば、非特許文献２参照）。図２において、歪み補償受信機２０は、非線形回路２１、帯域分割フィルタ２２、歪み生成回路２３、帯域制限フィルタ２４、適応フィルタ２５、遅延器２６及び加算器２７を備える。

図２に示される従来の歪み補償受信機２０において、帯域分割フィルタ２２は、非線形回路２１によって増幅された信号を、希望帯域の信号とそれ以外の帯域の信号とに分割する。歪み生成回路２３は、希望帯域以外の帯域の信号を用いて、歪成分（ＩＭ）のレプリカ信号を生成する。レプリカ信号は、帯域制限フィルタ２４で帯域制限される。その後、帯域制限後のレプリカ信号を、適応フィルタ２５を通した後に遅延器２６から出力されるメインパスの信号から減算することにより、歪み補償受信機２０は、メインパスの信号に含まれる非線形歪みを低減させている。

"Equalization of Third-Order intermodulation Products in Wideband Direct Conversion Receivers," IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.43,no.12,p.p.2853-2867,2008 "Advanced Digital Signal Processing Techniques for Compensation of Nonlinear Distortion in Wideband Multicarrier Radio Receivers、" IEEE Transactions on Microwave theory and techniques, vol.54,no.6,p.p.2356-2366,2006.

しかしながら、前記従来の構成では、以下に示すような課題を有する。まず、非特許文献１に記載の構成では、３乗回路１２の出力に希望波自身の歪みも含まれている。そのため、強い希望波が存在する条件下では、希望波とその歪成分の相関により、適応フィルタ１８が適切に動作しないという課題があった。さらに、歪成分のレプリカ信号生成のために、３乗回路１２、ダウンミキサ１３−１，１３−２、帯域制限のためのＬＰＦ１５−１，１５−２、ＡＤＣ１６−１，１６−２等が必要となり、回路規模が大きくなってしまう。

また、非特許文献２に記載の構成では、周波数変換を行うと同時に帯域制限を伴うミキサ、例えば、ダイレクトサンプリングミキサ（ＤＳＭ：Direct Sampling Mixer）を使用している。しかし、ダイレクトサンプリングミキサ（ＤＳＭ）を使用した場合は、歪成分の正確なレプリカ信号を生成するのが難しい。そのため、３次歪成分の抑圧量が制限されるという課題があった。

本発明の目的は、簡易な回路構成で、非線形歪みを低減することができる歪み補償受信機及び歪み補償方法を提供することである。

本発明の非線形歪み補償受信機は、入力信号の周波数変換を行うとともに帯域制限を行うことにより、前記入力信号をサンプリングするサンプリングミキサと、前記サンプリングミキサの周波数特性の逆特性を有し、サンプリングされた前記入力信号の周波数特性を補正し、補正された前記入力信号を補正信号として出力する補正フィルタと、前記補正信号から、希望波の周波数帯域成分を含むメインパスの信号を抽出するメイン信号抽出手段と、前記補正信号から、レプリカパスの信号として、妨害波の周波数帯域成分を抽出し、抽出された前記妨害波の周波数帯域成分を用いて、前記サンプリングミキサにおいて生じる非線形歪み成分のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、フィルタ係数を更新しながら、前記レプリカ信号に適応的フィルタ処理を行う適応フィルタと、前記メイン信号抽出手段により抽出された前記メインパスの信号から、前記適応フィルタの出力信号を減算し、減算結果を希望波の信号として出力する減算手段と、を具備し、前記適応フィルタは、前記減算手段の出力信号に基づいて、前記フィルタ係数を更新する。

本発明の非線形歪み補償方法は、入力信号の周波数変換を行うとともに帯域制限を行うことにより、前記入力信号をサンプリングし、前記サンプリング処理の周波数特性の逆特性を用いて、サンプリングされた前記入力信号の周波数特性を補正し、補正された前記入力信号を補正信号として出力し、前記補正信号から、希望波の周波数帯域成分を含むメインパスの信号を抽出し、前記補正信号から、レプリカパスの信号として、妨害波の周波数帯域成分を抽出し、抽出された前記妨害波の周波数帯域成分を用いて、前記サンプリング処理において生じる非線形歪み成分のレプリカ信号を生成し、フィルタ係数を更新しながら、前記レプリカ信号に適応的フィルタ処理を行い、抽出された前記メインパスの信号から、前記適応的フィルタ処理が行われたレプリカ信号を減算し、減算結果を希望波の信号として出力し、前記適応的フィルタ処理は、前記減算結果を示す信号に基づいて、前記フィルタ係数を更新する。

本発明によれば、歪成分のレプリカ信号の生成と、適応フィルタリング（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）をディジタル信号処理で行うことができ、簡易な回路構成で、非線形歪みを適応的に補償することができる。特に、隣接妨害波の信号の歪成分を精度良くキャンセルすることができる。更に、歪成分のレプリカ信号の生成回路には、希望波が含まれないので、希望波の有無、強度にかかわらず、高精度に歪み補償を行うことができる。

従来の歪み補償受信機の構成の一例を示す図 従来の歪み補償受信機の構成の一例を示す図 本発明の実施の形態１に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図３は、本発明の実施の形態１に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。

ＬＮＡ１０１は、入力信号を増幅する。ＬＮＡ１０１は、増幅後の信号をダイレクトサンプリングミキサ（ＤＳＭ）１０２に出力する。

ダイレクトサンプリングミキサ１０２は、ＬＯ１０２１、ミキサ１０２２及びＬＰＦ１０２３を含み、増幅後の信号を低周波数に周波数変換（ダウンコンバート）するとともに、周波数変換後の信号に帯域制限を行う。具体的には、ミキサ１０２２が、ＬＯ１０２１から出力されるローカル周波数信号と、ＬＮＡ１０１から出力される増幅後の信号とを乗算することにより、増幅後の信号を低周波数に周波数変換する。そして、ＬＰＦ１０２３が、周波数変換後の信号に帯域制限を行うことにより、ダイレクトサンプリングミキサ１０２は、ＬＮＡ１０１から出力される増幅後の信号をダイレクトサンプリングする。ダイレクトサンプリングミキサ１０２は、ダイレクトサンプリング後の信号をＡＤＣ１０３に出力する。

ＡＤＣ１０３は、ダイレクトサンプリングミキサ１０２の後段に設けられ、ダイレクトサンプリング後の信号に対しＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換処理を行う。ＡＤＣ１０３は、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を補正（逆特性）フィルタ１０４に出力する。

補正（逆特性）フィルタ１０４は、ダイレクトサンプリングミキサ１０２の周波数特性とは逆特性を有する。例えば、ダイレクトサンプリングミキサ１０２に含まれるＬＰＦ１０２３のフィルタ特性がフラットでなく、帯域偏差を有する場合、補正（逆特性）フィルタ１０４は、ＬＰＦ１０２３のフィルタ特性とは逆のフィルタ特性を有する。

補正（逆特性）フィルタ１０４は、ＡＤＣ１０３の後段に設けられ、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を補正する。これにより、例えば、ＬＰＦ１０２３のフィルタ特性が帯域偏差を有する場合、当該帯域偏差が事前に補償される。なお、ＬＮＡ１０１の周波数特性がフラットでない場合、補正（逆特性）フィルタ１０４に、ＬＮＡ１０１及びダイレクトサンプリングミキサ１０２の周波数特性の逆特性を持たせる。これにより、ＬＮＡ１０１及びダイレクトサンプリングミキサ１０２の周波数特性が補正される。

補正（逆特性）フィルタ１０４は、補正後の信号を、遅延器１０５及びＬＰＦ１０６を含むメインパスと、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０７、３乗回路１０８、ＬＰＦ１０９及び適応フィルタ１１０を含むレプリカパスとに分離する。ここで、メインパスは、補正後の信号を非線形歪み補償受信機１００の本来の受信回路部であり、レプリカパスは、歪みのレプリカ信号生成用の回路部である。以降、上記メインパスを通る信号は、メインパス信号と呼び、上記レプリカパスを通る信号はレプリカパス信号と呼ぶ。

遅延器１０５は、メインパス信号を遅延させ、ＬＰＦ１０６に出力する。遅延器１０５において、メインパス信号を遅延させるのは、レプリカパスに配置されているＢＰＦ１０７におけるフィルタリング処理等によって、メインパスとレプリカパスとに生じる相対的な時間差を解消するためである。

ＬＰＦ１０６は、遅延器１０５によって遅延されたメインパス信号に対し帯域制限を行い、メインパス信号の帯域成分から、希望波の周波数帯域成分を抽出する。ＬＰＦ１０６は、帯域制限後のメインパス信号を減算器１１１に出力する。

ＢＰＦ１０７は、レプリカパス信号に対し帯域制限を行うことにより、レプリカパス信号の帯域成分から、妨害波に起因する歪みの元になる成分が含まれている基本帯域成分を抽出する。ＢＰＦ１０７は、帯域制限後のレプリカパス信号を３乗回路１０８に出力する。

３乗回路１０８は、帯域制限後のレプリカパス信号に対し３乗演算することによりＩＭ３のレプリカを生成する。３乗回路１０８は、ＩＭ３のレプリカをＬＰＦ１０９に出力する。

ＬＰＦ１０９は、ＩＭ３のレプリカに対し帯域制限を行い、ＩＭ３のレプリカの周波数帯域成分のみを抽出する。ＬＰＦ１０９は、帯域制限後のＩＭ３のレプリカを適応フィルタ１１０に出力する。

適応フィルタ１１０は、ＬＰＦ１０９から出力される帯域制限後のＩＭ３のレプリカを入力とし、帯域制限後のＩＭ３のレプリカに対しフィルタ処理を行い、フィルタ処理後のフィルタ出力信号を減算器１１１に送出する。適応フィルタ１１０は、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成される。また、適応フィルタ１１０は、後述の減算器１１１からフィードバックされる誤差信号に基づいて、適応的にフィルタ係数を更新する。

減算器１１１は、ＬＰＦ１０６により帯域制限された受信信号（メインパス信号）、及び、適応フィルタ１１０の出力信号を入力とし、メインパス信号から、適応フィルタ１１０の出力信号を減算し、減算結果を希望波として出力する。また、減算器１１１は、メインパス信号と適応フィルタ１１０の出力信号との差（減算結果）を誤差信号として、適応フィルタ１１０にフィードバックする。

適応フィルタ１１０は、この誤差信号の自乗平均を最小化するような適応アルゴリズムを用いてフィルタ処理（適応的フィルタ処理）を行い、適応フィルタ１１０のフィルタ係数を随時更新する。誤差信号の自乗平均は、誤差信号の電力に相当する。そのため、誤差信号が本来の希望波でなく、誤差信号にＩＭ３が依然として含まれている場合、誤差信号の自乗平均の値は本来の希望波の電力に比べ大きくなる。そこで、適応フィルタ１１０は、誤差信号の自乗平均を最小化するような適応アルゴリズム処理を行い、フィルタ係数を随時更新することにより、減算器１１１においてメインパス信号からＩＭ３をキャンセルすることができる。また、適応アルゴリズムとしては、例えば、ＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗法）アルゴリズムを用いることができる。

次に、非線形歪み補償受信機１００の動作について説明する。

送信局（図示せず）から送信されたアナログ信号は、アンテナ（図示せず）において受信され、ＬＮＡ１０１において増幅される。増幅されたアナログ信号は、ダイレクトサンプリングミキサ１０２において、ＬＯ１０２１からのローカル周波数信号が用いられて、ミキサ１０２２により、低周波数に周波数変換（ダウンコンバート）される。また、ダイレクトサンプリングミキサ１０２のＬＰＦ１０２３によるフィルタ処理により所定の周波数帯域成分が抽出され、これによりベースバンド信号が得られる。ベースバンド信号は、ＡＤＣ１０３によりディジタル信号に変換される。そして、ディジタル信号は、ダイレクトサンプリングミキサ１０２に含まれるＬＰＦ１０２３のフィルタ特性とは、逆のフィルタ特性を有する補正（逆特性）フィルタ１０４により、補正される。これにより、ＬＰＦ１０２３により生じる帯域偏差を補償することができる。

補正後のディジタル信号は、メインパスとレプリカパスとに分離される。メインパスでは、遅延器１０５により、補正後のディジタル信号（メインパス信号）が遅延され、ＬＰＦ１０６により遅延後のメインパス信号が帯域制限される。レプリカパスでは、ＢＰＦ１０７により、補正後のディジタル信号（レプリカパス信号）は帯域制限され、希望波以外の妨害波成分が抽出される。そして、３乗回路１０８により、帯域制限後のレプリカパス信号、すなわち、妨害波成分のＩＭ３のレプリカが生成され、適応フィルタ１１０により、妨害波成分のＩＭ３のレプリカに対しフィルタ処理が行われる。減算器１１１により、メインパス信号から、フィルタ処理後の妨害波成分のＩＭ３のレプリカが減算されることにより、ＩＭ３がキャンセルされる。

以上のように、本実施の形態では、補正（逆特性）フィルタ１０４は、ダイレクトサンプリングミキサ１０２の周波数特性の逆特性を有し、ダイレクトサンプリングミキサ１０２によってサンプリングされた信号を補正する。メインパスでは、ＬＰＦ１０６は、補正後の信号から希望波の周波数帯域成分を抽出する。レプリカパスでは、ＢＰＦ１０７は、補正後の信号の周波数成分から妨害波の周波数帯域成分を抽出する。３乗回路１０８は、妨害波の周波数帯域成分を用いて、非線形歪みのレプリカ信号を生成する。適応フィルタ１１０は、フィルタ係数を更新しながらレプリカ信号にフィルタ処理を行う。減算器１１１は、抽出した希望波の周波数帯域成分から、適応フィルタ１１０の出力信号を減算し、減算結果を希望波として出力する。これにより、ダイレクトサンプリングミキサ１０２の周波数特性がフラットでないような場合においても、補正（逆特性）フィルタ１０４により事前にダイレクトサンプリング後の信号の周波数特性が補正される。この結果、歪みのレプリカ信号を精度良く生成することができ、受信信号から歪成分を精度良く除去することができる。また、歪みのレプリカ信号は、希望波の周波数帯域成分を用いずに生成されるようになるので、希望波の有無又は強度に関わらず、高精度に歪み補償を行うことができる。

（実施の形態２）
実施の形態１では、ダイレクトコンバージョン受信機（ＤＣＲ：Direct Conversion Receiver）について説明した。本実施の形態では、ｌｏｗ−ＩＦ（低ＩＦ（Inter Frequency：中間周波数））受信機について説明する。

図４は、本発明の実施の形態２に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図４の本実施の形態に係る非線形歪み補償受信機において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図４の非線形歪み補償受信機２００は、図３の非線形歪み補償受信機１００に対して、周波数変換器２０１を追加した構成を採る。

周波数変換器２０１は、補正（逆特性）フィルタ１０４の後段に設けられ、補正フィルタ後の信号をゼロＩＦ信号に変換する。周波数変換器２０１は、ゼロＩＦ変換後の信号を、非線形歪み補償受信機２００の本来の受信回路部であるメインパスと、歪みのレプリカ信号生成用のレプリカパスとに分離する。

以降、実施の形態１と同様に、メインパスでは、遅延器１０５により、補正後のディジタル信号（メインパス信号）が遅延され、ＬＰＦ１０６により遅延後のメインパス信号が帯域制限される。また、レプリカパスでは、ＢＰＦ１０７により、補正後のディジタル信号（レプリカパス信号）は帯域制限され、希望波以外の妨害波成分が抽出される。そして、３乗回路１０８により、帯域制限後のレプリカパス信号、すなわち、妨害波成分のＩＭ３のレプリカが生成され、適応フィルタ１１０により、妨害波成分のＩＭ３のレプリカに対しフィルタ処理が行われる。減算器１１１により、メインパス信号から、フィルタ処理後の妨害波成分のＩＭ３のレプリカが減算されることにより、ＩＭ３がキャンセルされる。

以上のように、本実施の形態では、補正（逆特性）フィルタ１０４の後段に、補正フィルタ後の信号をゼロＩＦ信号に変換する周波数変換器２０１を設ける。これにより、メインパス及びレプリカパスでは、ＤＣ成分を含まないゼロＩＦ信号に対し処理が行われるようになるので、ＤＣオフセットによる影響を回避することができる。

なお、本実施の形態において、図４には、ＩＦアンプを省略した非線形歪み補償受信機２００の構成例を図示したが、これに限られない。非線形歪み補償受信機２００は、当然ＩＦアンプを含んでも良い。この構成によればダイレクトサンプリングミキサ１０２（又は、ＬＮＡ１０１及びダイレクトサンプリングミキサ１０２）だけでなく、中間周波数（ＩＦ）段での歪みも幾分抑圧することができる。

（実施の形態３）
実施の形態１及び実施の形態２では、レプリカパス信号を生成する、レプリカパスに配置される適応フィルタ１１０が線形フィルタであることを前提として説明した。本実施の形態では、レプリカパスに配置される適応フィルタが、非線形適応フィルタの場合について説明する。

図５は、本発明の実施の形態３に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図５の本実施の形態に係る非線形歪み補償受信機において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図５の非線形歪み補償受信機３００は、図３の非線形歪み補償受信機１００に対して、補正（逆特性）フィルタ１０４、３乗回路１０８及び適応フィルタ１１０を削除し、非線形適応フィルタ３０１を追加した構成を採る。なお、非線形適応フィルタ３０１は、適応フィルタ１１０に補正（逆特性）フィルタ１０４及び３乗回路１０８の機能を組み込んだものに相当する。したがって、本実施の形態では、実施の形態１及び実施の形態２に比べ、回路規模を削減することができる。

非線形適応フィルタ３０１は、ＢＰＦ１０７によって帯域制限された帯域制限後のレプリカパス信号を入力とし、帯域制限後のレプリカパス信号に対し非線形フィルタリング処理を行う。非線形適応フィルタ３０１としては、例えば、非線形Volterraフィルタを用いることができる。

上述したように、非線形適応フィルタ３０１は、適応フィルタ１１０に補正（逆特性）フィルタ１０４及び３乗回路１０８の機能を組み込んだものに相当する。以下、非線形適応フィルタ３０１が、適応フィルタ１１０に補正（逆特性）フィルタ１０４及び３乗回路１０８の機能を組み込んだフィルタである点について説明する。

ＬＯ１０２１、ミキサ１０２２及びＬＰＦ１０２３からなるダイレクトサンプリングミキサ１０２のフィルタ特性が、式（１）で表されるとする。

式（１）において、ｚ^−１は遅延演算子である。

補正（逆特性）フィルタ１０４のフィルタ特性が式（２）で表されるとする。

ここで、補正（逆特性）フィルタ１０４を通過する前の隣接妨害波信号は、ｘ（ｎ）とする。図３に示す非線形歪み補償受信機１００では、レプリカパス信号は、補正（逆特性）フィルタ１０４を通過した後の信号を３乗演算することにより生成される。補正（逆特性）フィルタ１０４を通過した後の信号ｙ_１は、式（３−１）のように表され、補正（逆特性）フィルタ１０４を通過した信号を用いて３乗回路１０８により生成されるレプリカパス信号ｙは、式（３−２）のように表される。

ここで、補正（逆特性）フィルタ１０４及び３乗回路１０８の機能を合わせもつ仮想的なブロックの入出力を示す式（３−２）は、展開することにより、式（４）のように表される。

一方で、非線形適応フィルタ３０１が３次のVolterraフィルタの場合、非線形適応フィルタ３０１の入出力は、式（５）で与えられる。

ここで、ｘ（ｎ）に直流（ＤＣ）成分が含まれない場合、式（５）の第１項から第３項は現れないので、非線形適応フィルタ３０１の入出力は式（６）で表せることができる。なお、ほとんどの場合、ｘ（ｎ）に直流（ＤＣ）成分は含まれず、直流（ＤＣ）成分はカットされている。また、ｘ（ｎ）に直流（ＤＣ）成分が含まれている場合には、直流（ＤＣ）成分をカットすることにより、非線形適応フィルタ３０１の入出力は式（６）で表せる。

ここで、式（４）と式（６）とを比較すると、式（７）が成立する場合に、非線形適応フィルタ３０１は、適応フィルタ１１０に補正（逆特性）フィルタ１０４及び３乗回路１０８の機能が組み込まれたフィルタと同等であると言える。

したがって、入出力が式（６）で表されるような非線形適応フィルタ３０１の係数ｃ_３を調整することで、補正（逆特性）フィルタ１０４、３乗回路１０８及び適応フィルタ１１０と同様の効果を得ることができる。つまり、受信回路の周波数特性を含んだレプリカ信号を生成することができ、実施の形態１及び実施の形態２に比べ、回路規模を削減することができる。

なお、非線形適応フィルタ３０１が、Volterra型の非線形適応フィルタの場合、ＦＩＲフィルタと同様に、ＬＭＳ等のアルゴリズムを用いてフィルタ係数を更新することができる。ただし、本実施の形態では、非線形適応フィルタ３０１と減算器１１１との間にＬＰＦ１０９が入るので、非線形適応フィルタ３０１をFiltered-X Volterraフィルタとして構成する必要がある。

（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図６の本実施の形態に係る非線形歪み補償受信機において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図６の非線形歪み補償受信機４００は、図３の非線形歪み補償受信機１００の３乗回路１０８、ＬＰＦ１０９、適応フィルタ１１０及び減算器１１１に代え、歪み生成回路４０１、ＬＰＦ４０２−２〜４０２−Ｎ、適応フィルタ４０３−２〜４０３−Ｎ及び減算器４０４を具備する構成を採る。

歪み生成回路４０１は、２次歪み生成部４０１−２、３次歪み生成部４０１−３、…、Ｎ次歪み生成部４０１−Ｎを含む。各ｎ次歪み生成部４０１−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、ｎ次歪みのレプリカ信号を生成し、生成したｎ次歪みのレプリカ信号をＬＰＦ４０２−ｎに出力する。

ＬＰＦ４０２−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、歪み生成回路４０１から出力されるｎ次歪みのレプリカ信号に対し帯域制限を行う。そして、ＬＰＦ４０２−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、帯域制限後のｎ次歪みのレプリカ信号を適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）に出力する。

適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、ＬＰＦ４０２−ｎの出力を入力とし、帯域制限後のｎ次歪みのレプリカ信号に対し、適応的にフィルタ係数を変更しながら、フィルタ処理を行う。そして、適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、フィルタ処理後のフィルタ出力信号を減算器４０４に送出する。適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）は、適応フィルタ１１０と同様に、例えばＦＩＲフィルタで構成される。

減算器４０４は、ＬＰＦ１０６により帯域制限された受信信号（メインパス信号）、及び、適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）の出力信号を入力とする。そして、減算器４０４は、メインパス信号から、適応フィルタ４０３−ｎの出力信号を減算し、減算結果を希望波として出力する。また、減算器４０４は、メインパス信号と適応フィルタ４０３−ｎ（ｎ＝２、３、…、Ｎ）の出力信号との差（減算結果）を誤差信号として、適応フィルタ４０３−ｎにフィードバックする。

以上のように、本実施の形態では、歪み生成回路４０１は、ｎ次歪み（ｎ＝２、３、…、Ｎ）のレプリカ信号を生成する。適応フィルタ４０３−ｎは、フィルタ係数を更新しながらｎ次歪みのレプリカ信号にフィルタ処理を行う。減算器４０４は、抽出した希望波の周波数帯域成分から、適応フィルタ４０３−ｎの出力信号を減算し、減算結果を希望波として出力する。これにより、３次歪みだけでなく、任意の次数の歪みをキャンセルすることができる。

（実施の形態５）
実施の形態１〜実施の形態４では、歪みのレプリカ信号をディジタル回路にて生成した。これに対し、本実施の形態では、歪みのレプリカ信号をアナログ回路で生成する場合について説明する。

図７は、本発明の実施の形態５に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図７の本実施の形態に係る非線形歪み補償受信機において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態では、非線形歪み補償受信機５００は、ミキサ１０２２により周波数変換された信号を、メインパスとレプリカパスとに分離する。

なお、本実施の形態では、メインパスは、ＬＰＦ５０５及びＡＤＣ５０６を含み、レプリカパスは、ＨＰＦ（High Pass Filter）５０１、アナログ３乗回路５０２、ＬＰＦ５０３、ＡＤＣ５０４及び適応フィルタ１１０を含む。そして、ミキサ１０２２により周波数変換された受信信号は、ＬＰＦ５０５により帯域制限がかけられる前段で、メインパスとレプリカパスとに分離される。

ＨＰＦ５０１は、レプリカパス信号を帯域制限することにより、レプリカパス信号の帯域成分から、希望波の帯域成分を除去する。ＨＰＦ５０１は、帯域制限後のレプリカパス信号をアナログ３乗回路５０２に出力する。

アナログ３乗回路５０２は、帯域制限後のレプリカパス信号に対し３乗演算することによりＩＭ３のレプリカを生成する。アナログ３乗回路５０２は、ＩＭ３のレプリカをＬＰＦ５０３に出力する。

ＬＰＦ５０３は、ＩＭ３のレプリカに対し帯域制限を行い、ＩＭ３のレプリカの周波数成分のみを抽出する。ＬＰＦ５０３は、帯域制限後のＩＭ３のレプリカをＡＤＣ５０４に出力する。

ＡＤＣ５０４は、帯域制限後のレプリカ信号に対しＡ／Ｄ変換処理を行い、Ａ／Ｄ変換後の信号を適応フィルタ１１０に出力する。

ＬＰＦ５０５は、メインパス信号に対し帯域制限を行い、メインパス信号の帯域成分から、希望波の周波数帯域成分を抽出する。ＬＰＦ５０５は、帯域制限後のメインパス信号をＡＤＣ５０６に出力する。

ＡＤＣ５０６は、帯域制限後のメインパス信号に対しＡ／Ｄ変換処理を行い、Ａ／Ｄ変換後のメインパス信号を減算器１１１に出力する。

以上のように、本実施の形態では、レプリカパスにおいて、ＨＰＦ５０１は、レプリカパス信号の帯域成分から、希望波の周波数帯域成分を除去するようにした。ＨＰＦ５０１が、レプリカパス信号の帯域成分から、希望波の周波数帯域成分を取り除くようにしたので、隣接妨害波以外の、広帯域に分布する妨害波に起因する歪みを補償することができる。

（実施の形態６）
本実施の形態では、希望波がＯＦＤＭ信号である場合の非線形歪み補償受信機について説明する。

図８は、本発明の実施の形態６に係る非線形歪み補償受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図８の本実施の形態に係る非線形歪み補償受信機において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図８の非線形歪み補償受信機６００は、図３の非線形歪み補償受信機１００に対して、補正（逆特性）フィルタ１０４の後段にＦＦＴ部６０１を設け、遅延器１０５を削除した構成を採る。

ＦＦＴ部６０１は、補正（逆特性）フィルタ１０４の後段に設けられ、補正（逆特性）フィルタ１０４を通過後の信号に対し高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）し、周波数領域の信号に変換する。そして、ＦＦＴ部６０１は、変換後の周波数領域の信号をメインパス及びレプリカパスに分離する。以降、メインパス及びレプリカパスにおける信号処理は、周波数領域で行なわれ、メインパス及びレプリカパスにおける時間領域の畳み込み演算を、周波数領域の乗算に置き換えて実施する。これにより、受信信号がＯＦＤＭ信号の場合においても、高精度に歪み補償を行うことができる。

以上のように、本実施の形態では、ＦＦＴ部６０１を補正（逆特性）フィルタ１０４の後段に設けるようにしたので、受信信号がＯＦＤＭ信号の場合においても、高精度に歪み補償を行うことができる。

（その他の実施の形態）
上記実施の形態では、入力信号及び出力信号が実数信号である場合を前提として説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、非線形歪み補償受信機が直交復調器の場合、Ａ／Ｄ変換後の同相（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信号によって表される複素数信号（Ｉ＋ｊＱ）に対し歪み補償を行っても良い。この場合、偶数乗演算はｘ＾Ｎではなく｜ｘ｜＾Ｎに、奇数乗演算ｘ｜ｘ｜＾（Ｎ−１）になることは言うまでもない。

また、上記実施の形態では、補正（逆特性）フィルタ１０４を固定フィルタとして説明したが、補正（逆特性）フィルタ１０４の係数自体も適応的に更新する構成としても良い。

また、上記実施の形態では、適応フィルタ１１０における適応アルゴリズムをＬＭＳとしたが、ＲＬＳ（Recursive Least Squares：逐次最小二乗法）やその他ＬＭＳの拡張方法を用いても良い。また、非線形適応フィルタ３０１の各係数（Volterra核）は、線形フィルタと同様にＬＭＳやＲＬＳ及びその拡張方法を用いて更新することができる。

また、以上の説明では、妨害波抽出用フィルタとしてＢＰＦ１０７を用いる構成を示したが、ＢＰＦ１０７に代えて、希望波以外を通すハイパスフィルタ（ＨＰＦ：High Pass Filter）を用いてもよい。

また、以上の説明では、補正（逆特性）フィルタ１０４を、メインパス信号とレプリカパス信号とに分離する前段に配置することにより、希望波及び妨害波の両方に補正（逆特性）フィルタ１０４の補償機能を作用させることができる。なお、補正（逆特性）フィルタ１０４は、メインパス信号とレプリカパス信号とに分離した後に配置し、レプリカパス信号のみを補償する構成としてもよい。

２００９年７月６日出願の特願２００９−１６００３１の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明に係る非線形歪み補償受信機及び非線形歪み補償方法は、簡易な回路構成で、隣接妨害波の信号の歪成分をキャンセルすることができ、小型、消費電力の受信機を構成するのに好適である。

１００，２００，３００，４００，５００，６００ 非線形歪み補償受信機
１０１ ＬＮＡ
１０２ ダイレクトサンプリングミキサ
１０２１ ＬＯ
１０２２ ミキサ
１０２３，１０６，１０９，４０２−２〜４０２−Ｎ，５０３，５０５ ＬＰＦ
１０３，５０４，５０６ ＡＤＣ
１０４ 補正（逆特性）フィルタ
１０５ 遅延器
１０７ ＢＰＦ
１０８ ３乗回路
１１０，４０３−２〜４０３−Ｎ 適応フィルタ
１１１，４０４ 減算器
２０１ 周波数変換器
３０１ 非線形適応フィルタ
４０１ 歪み生成回路
４０１−ｎ ｎ次歪み生成部
５０１ ＨＰＦ
５０２ アナログ３乗回路
６０１ ＦＦＴ部

Claims (7)

1. 入力信号の周波数変換を行うとともに帯域制限を行うことにより、前記入力信号をサンプリングするサンプリングミキサと、
   前記サンプリングミキサの周波数特性の逆特性を有し、サンプリングされた前記入力信号の周波数特性を補正し、補正された前記入力信号を補正信号として出力する補正フィルタと、
   前記補正信号から、希望波の周波数帯域成分を含むメインパスの信号を抽出するメイン信号抽出手段と、
   前記補正信号から、レプリカパスの信号として、妨害波の周波数帯域成分を抽出し、抽出された前記妨害波の周波数帯域成分を用いて、前記サンプリングミキサにおいて生じる非線形歪み成分のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、
   フィルタ係数を更新しながら、前記レプリカ信号に適応的フィルタ処理を行う適応フィルタと、
   前記メイン信号抽出手段により抽出された前記メインパスの信号から、前記適応フィルタの出力信号を減算し、減算結果を希望波の信号として出力する減算手段と、
   を具備し、
   前記適応フィルタは、前記減算手段の出力信号に基づいて、前記フィルタ係数を更新する
   非線形歪み補償受信機。
2. 前記非線形歪み補償受信機は、ｌｏｗ−ＩＦ型の受信機であり、
   前記補正フィルタの後段に、前記補正信号をゼロＩＦへ周波数変換する変換手段を更に具備する、
   請求項１記載の非線形歪み補償受信機。
3. 前記生成手段は、前記レプリカ信号として、ｎ（ｎは２以上の整数）次歪みのレプリカ信号を生成し、
   前記適応フィルタは、前記ｎ次歪みのレプリカ信号の各々に適応的フィルタ処理を行う、
   請求項１記載の非線形歪み補償受信機。
4. 前記サンプリングミキサによりサンプリングされた前記入力信号は、同相信号及び直交信号からなる複素信号である、
   請求項１記載の非線形歪み補償受信機。
5. 前記入力信号はＯＦＤＭ信号であり、
   前記補正フィルタの後段に設けられ、前記補正フィルタの出力信号を高速フーリエ変換し、フーリエ変換された信号を出力する変換手段、を更に具備し、
   前記メイン信号抽出手段は、前記フーリエ変換された信号から前記メインパスの信号を抽出し、
   前記レプリカ信号生成手段は、前記フーリエ変換された信号から前記レプリカ信号を生成する、
   請求項１記載の非線形歪み補償受信機。
6. 前記補正フィルタは、フィルタ係数を適応的に更新することができる、
   請求項１記載の非線形歪み補償受信機。
7. 入力信号の周波数変換を行うとともに帯域制限を行うことにより、前記入力信号をサンプリングし、
   前記サンプリング処理の周波数特性の逆特性を用いて、サンプリングされた前記入力信号の周波数特性を補正し、補正された前記入力信号を補正信号として出力し、
   前記補正信号から、希望波の周波数帯域成分を含むメインパスの信号を抽出し、
   前記補正信号から、レプリカパスの信号として、妨害波の周波数帯域成分を抽出し、抽出された前記妨害波の周波数帯域成分を用いて、前記サンプリング処理において生じる非線形歪み成分のレプリカ信号を生成し、
   フィルタ係数を更新しながら、前記レプリカ信号に適応的フィルタ処理を行い、
   抽出された前記メインパスの信号から、前記適応的フィルタ処理が行われたレプリカ信号を減算し、減算結果を希望波の信号として出力し、
   前記適応的フィルタ処理は、前記減算結果を示す信号に基づいて、前記フィルタ係数を更新する
   非線形歪み補償方法。
   

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