CN110521128B - 一种全双工收发信机和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种带内全双工(Full‑Duplex，简称FD)收发信机500和一种相应的方法1300。所述FD收发信机500包括发射机501和接收机502。所述FD收发信机500还包括链路503和至少两条非等延时线504。所述链路503用于提取所述发射机501的模拟发射信号。每条延时线504用于接收所述提取信号，延迟所述提取信号以生成模拟参考信号。所述FD收发信机500还包括转换器505和数字消除器506。所述转换器505用于数字化所述至少两个模拟参考信号和所述接收机502的模拟接收信号。所述数字消除器506用于基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成消除信号。所述数字消除器506最终用于组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

Description

一种全双工收发信机和接收方法

技术领域

本发明涉及一种带内全双工(Full-Duplex，简称FD)收发信机，以及一种利用FD收发信机接收信号的方法。特别地，本发明涉及一种使用相同的物理传播介质来发射和接收数据信号的情况。

背景技术

在无线通信系统中，相同的物理传播介质可用于发射和接收数据信号。在这种情况下，数据发射可以对数据接收产生很大的自干扰。长期以来，无线通信系统通过在时间上或在不同频段上分离数据的发射和接收，避免了这种自干扰问题。但是，由于数字信号处理的最近改进，同时在同一频段上发射和接收数据的新机会得以实现。然而，主要的技术问题仍然是高效地消除发射信号干扰接收信号所产生的自干扰。

为了消除图1中示出的传统FD收发信机100中发生的自干扰，接收机102应尽可能精确地知道由发射机101发射的模拟信号。为此，参考信号103可以在到达一个或多个发射天线104之前从所述发射机101提取，可以路由到所述接收机102。所述接收机102将所述提取信号与期望信号分开解调，所述期望信号通过一个或多个接收天线105接收。因此，所述接收机102既具有所述期望信号加自干扰信号，也具有参考自干扰信号。通过从前者中减去后者，所述接收机102理论上可以几乎完全消除所述自干扰，从而恢复所述期望信号。

然而，在实际系统中，从所述发射机101提取的所述自干扰参考信号103被各种模拟效应(例如加性白噪声或倍增相位噪声)破坏，这意味着所述自干扰信号不能被所述接收机102完全知道。因此，即使在减去所述自干扰信号之后，所述接收机102仍然具有破坏所述期望信号的残余自干扰。由于无线接收的自干扰信号比所述期望信号具有更高的功率—值得注意的是，自干扰在非常接近所述接收机102的位置发射—所述残余自干扰可以很容易地掩蔽所述期望信号，因此可以大大降低所述FD收发信机100的性能。

图2示出了传统FD收发信机100的更多详细信息，在创造本发明时也考虑了所述传统FD收发信机100。所述FD收发信机100包括数据发射机101和图1中已示出的数据接收机102。

具体地，所述发射机101包括基带处理单元209、数模(digital-to-analog，简称D/A)转换器210、本地振荡器(local oscillator，简称LO)和混频器211、射频(radio-frequency，简称RF)处理单元212以及功率放大器(power amplifier，简称PA)213。所述基带处理单元209用于使输入数字信号成形为基带数字信号。所述数模(digital-to-analog，简称D/A)转换器210用于将所述数字基带信号转换为模拟信号x(t)。所述本地振荡器(local oscillator，简称LO)和混频器211用于将所述模拟信号上变频到相关频带。所述射频(radio-frequency，简称RF)处理单元212用于处理和成形所述模拟信号。所述功率放大器(power amplifier，简称PA)213用于将所述模拟信号馈送至所述发射天线104。所述FD收发信机100还包括模拟链路，用于提取由所述PA 213馈送至所述发射天线104的模拟信号，将所述提取信号作为所述参考信号103提供至所述数据接收机102。

所述接收机102包括所述接收天线105、模拟消除器206、第一RF处理单元207和至少两个混频器201。所述模拟消除器206用于获取从所述发射机101提取的信号(模拟参考信号)，尝试去除所述自干扰信号的一部分。所述第一RF处理单元207用于处理和成形从所述接收天线105馈送的模拟信号。所述至少两个混频器201由同一个LO 202驱动，用于将所述接收信号和所述参考信号下变频到基带，以分别获得信号y(t)和y_ref(t)。重要的是，所述LO202可能特别经历相位噪声(接收机相位噪声影响)和频率偏移。

所述接收机102还包括至少两个A/D转换器203和数字消除器204。所述至少两个A/D转换器203用于将所述接收信号和所述参考信号从模拟信号转换为数字信号。所述数字消除器204用于执行自干扰再生，以获得用于数字自干扰消除的信号。所述数字消除器204还用于组合所述消除信号与来自所述接收天线105的信号，从而从所述接收信号中减去一些自干扰。最后，所述接收机102包括基带处理单元205，用于在干扰去除操作之后进一步处理和成形所述数字信号。

如上文结合图1所描述的，所述接收机102受到所述发射机101干扰。在以下模型中对因这种干扰而产生的性能下降进行了说明。

为简单起见，忽略所述期望信号的存在，只考虑有问题的自干扰信号。因此，在图2中，y(t)表示自干扰。由于所述FD收发信机100周围环境中的反射，这种自干扰包括由所述发射机101发射的信号x(t)的多个延时副本。这通过多径自干扰信道建模，表示为

h_I(t)＝∑_ic_iδ(t-Δ_i)

其中，c_i是路径i引起的衰减，Δ_i是路径i引起的时延。参考信道表示为简单时延

δ(t-Δ_ref)

其中，Δ_ref整体上与时延Δ_i不同。基于这些模型，从所述参考信道接收的信号等于

x(t-Δ_ref)，

从所述自干扰信道接收的信号等于

∑_ic_ix(t-Δ_i)。

图2中示出的FD接收机102的关键问题涉及在接收所述LO 202过程中生成的相位噪声(接收机相位噪声影响)。因此，包括所述相位噪声在内，从所述参考信道接收的信号等于

y_ref(t)＝e^jφ(t)x(t-Δ_ref)，

从所述自干扰信道接收的信号等于

y(t)＝e^jφ(t)∑_ic_ix(t-Δ_i)。

从这两个等式可以看出，虽然来自所述参考信道和所述自干扰信道的信号经历了相同的相位噪声影响，但在时间t，φ(t)的相位噪声样本最终乘以不同延迟版本的发射信号x(t)。具体地，当观察到参考信号y_ref时，在时间t的相位噪声乘以时延Δ_ref的发射信号。另一方面，当观察到自干扰信号y的路径i时，在时间t的相同相位噪声乘以时延Δ_i的发射信号。因此，在经过所述参考信道和所述LO 202后，所述发射信号x(t)与来自所述自干扰信道的信号具有相同的相位噪声，但该相同的相位噪声应用于不同延迟版本的发射信号。这种不匹配是由相同相位噪声在不同时延下影响相同信号引起的，会对所述FD接收机100中的数字消除器204造成严重的性能问题。

相位噪声过程高度不可预测，变化速度非常快。在这些条件下，所述传统FD接收机100的消除器204将不能正确跟踪y_ref(t_n)与y(t_n)之间的等效信道，自干扰消除性能将大大降低。图4示出了这种情况。

也就是说，在图4中，所述自干扰信号的时延Δ_I越大，所述接收机102越难以跟踪相位噪声过程，反过来越难以正确消除所述自干扰。对于相对较小的时延，例如几百纳秒，退化可以达到3dB以上。

解决所述传统FD接收机100的上述相位噪声问题的一种常规方法是获取更多关于相位噪声过程的知识。因此，随后可以更好地去除所述参考信号和所述接收信号中的相位噪声。

例如，当本发射信号使用正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称OFDM)时，可以使用从其影响所述发射信号的方式获得的相位噪声的边信息。通过本边信息，一些由于相位噪声影响而丢失的性能(见图4)可以得到恢复。然而，通常不足以完全消除相位噪声影响。此外，这种方法非常复杂，尤其因为它需要对所述发射信号进行完全解码，以便恢复部分有关相位噪声过程的信息。

可以结合上述方法实施的另一种方法是，使用预先知道的现有导频信号，以虚拟地解码所述信号某些部分的相位噪声。利用此类导频信号，该导频信号混入数据符号，所述接收机及时知道某些位置的相位噪声过程，能够及时利用这些位置之间的插值重建相位噪声过程。

这个方案的一个极端泛化是，甚至完全了解所述发射机101发送的数字信号，例如，在现有模拟参考信号的基础上使用基带参考信号。利用此类基带参考信号，整个信号几乎变成了一个导频信号，理论上几乎可以完全恢复相位噪声过程。然而，在实际系统中，所述发射机101和所述接收机102很难共享信息，例如，因为它们可能位于两个不同的、物理上分离的盒子中。

因此，所述传统FD接收机100的相位噪声问题未能得到圆满解决。

发明内容

鉴于上述问题和缺点，本发明旨在改进传统FD收发信机和相应的接收方法。本发明的目的在于提供一种FD收发信机及相应的方法，用于即使在存在接收机相位噪声影响的情况下也能进行高效的自干扰消除。因此，本发明期望更有效地去除接收信号中的自干扰。因此，本发明旨在提供一种非常适合实际系统的FD收发信机。

本发明的目的通过所附独立权利要求中提供的方案实现。本发明有利的实现方式在从属权利要求中进一步定义。

特别地，本发明提出了一种FD收发信机和一种用于数字自干扰消除的相应接收方法，其中多个模拟参考信号从发射机路径中提取，由非零延时线隔开。

本发明的第一方面提供一种FD收发信机，包括：发射机和接收机；链路，用于提取所述发射机的模拟发射信号；至少两条非等延时线，每条延时线用于接收所述提取信号，延迟所述提取信号以生成模拟参考信号；转换器，用于数字化所述至少两个模拟参考信号和所述接收机的模拟接收信号；以及数字消除器，用于基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成消除信号，组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

通过生成具有不同时延的多个模拟参考信号，可以更好地补偿所述接收机中出现并对所述接收信号的自干扰信号产生影响的相位噪声影响，从而更有效地去除所述数字接收信号中的自干扰。第一方面的FD收发信机更适合于实际的实现方式。

根据第一方面，在所述FD收发信机的第一种实现方式中，多个混频器用于将所述模拟参考信号和所述模拟接收信号下变频到所述收发信机的接收机基带，其中，所述多个混频器由通用本地振荡器驱动。

根据第一方面或根据第一方面的第一种实现方式，在所述FD收发信机的第二种实现方式中，所述数字消除器是或包括至少一个自适应滤波器。

自适应滤波器是所述数字消除器的一种特别有效、低复杂度的实现方式。

根据第一方面的第二种实现方式，在所述FD收发信机的第三种实现方式中，为了生成所述消除信号，所述至少一个自适应滤波器用于执行自干扰的再生，所述自干扰由所述接收机通过空口接收来自所述发射机的所述发射信号引起。

因此，即使在所述接收机LO中存在相位噪声影响的情况下，所述自干扰信号也能有效地从所述接收信号中去除。

根据第一方面的第二或第三种实现方式，在所述FD收发信机的第四种实现方式中，所述数字消除器是一组自适应滤波器，优选地，实现为阻塞滤波器，每个自适应滤波器被馈送一个所述数字化模拟参考信号。

因此，所述数字消除器可以考虑所述提取参考信号的每个延迟版本，这允许更精确地估计多径自干扰信号，因此确保更好地从所述接收信号中去除。

根据第一方面的第四种实现方式，在所述FD收发信机的第五种实现方式中，所述数字消除器的输出信号用于驱动所述自适应滤波器的适配。

所述输出信号的反馈允许以迭代方式更高效地去除所述自干扰信号。

根据第一方面的第四或第五种实现方式，在所述FD收发信机的第六种实现方式中，为了生成所述消除信号，所述数字消除器用于将第一权重分配给每个自适应滤波器的至少一个抽头，通过遵循归一化最小均方(Normalized Least Mean Square，简称NLMS)过程来更新所述第一权重。

根据第一方面的第六种实现方式，在所述FD收发信机的第七种实现方式中，为了生成所述消除信号，所述数字消除器用于将第二权重分配给每个自适应滤波器的至少一个抽头，其中，如果自适应滤波器被馈送来自模拟参考信号的数字化模拟参考信号，所述模拟参考信号的延时更接近由所述接收机通过空口接收的来自所述发射机的所述发射机信号的延时，则将较高的第二权重分配给所述自适应滤波器。

采用上述方式对所述自适应滤波器的抽头进行加权，可以更精确地考虑所述相位噪声影响，最有效地去除所述数字接收信号中的所述自干扰信号。

根据第一方面或根据第一方面的任意一种前述实现方式，在所述FD收发信机的第八种实现方式中，所述数字消除器用于：基于所述模拟或数字化模拟参考信号中的至少两个来估计相位噪声信号，以从所述数字化模拟接收信号中去除所述估计相位噪声信号以获得相位噪声校正后的接收信号；基于所述相位噪声校正后的参考信号生成所述消除信号。

利用多个模拟参考来估计所述相位噪声信号可以更好地去除所述自干扰信号。由于具有不同时延的多个模拟参考信号提供了多个相位噪声副本，因此相比传统方法，可以更好地估计所述相位噪声。

根据第一方面的第八种实现方式，在所述FD收发信机的第九种实现方式中，所述收发信机还包括链路，用于从所述收发信机的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号。

所述数字消除器用于基于所述至少一个数字基带参考信号和所述至少两个数字化模拟参考信号生成所述消除信号。

另外，所述基带参考信号进一步改善了所述自干扰信号的去除。

根据第一方面的第八或第九种实现方式，在所述FD收发信机的第十种实现方式中，所述数字消除器用于：从至少一个数字化模拟参考信号中去除所述估计的相位噪声信号，以获得至少一个相位噪声校正后的参考信号；基于所述至少一个相位噪声校正后的参考信号生成所述消除信号。

根据第一方面或根据第一方面的任意一种实现方式，在所述FD收发信机的第十一种实现方式中，所述数字消除器用于在生成所述消除信号之前估计相位噪声信号，从所述数字化模拟接收信号和每个所述数字参考信号中去除所述估计的相位噪声信号。

估计所述相位噪声信号可以更好地去除所述自干扰信号。

根据第一方面的第十一种实现方式，在所述FD收发信机的第十二种实现方式中，所述收发信机还包括链路，用于从所述收发信机的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号，其中所述数字消除器用于基于所述至少一个基带参考信号和至少一个数字化模拟参考信号估计所述相位噪声信号。

另外，所述基带参考信号改善了所述相位噪声信号的估计，因此有效地确保更好地去除所述自干扰信号。

本发明的第二方面提供了一种用于使用全双工(Full-Duplex，简称FD)收发信机接收信号的方法，所述方法包括以下步骤：提取所述收发信机的发射机的模拟发射信号；提供具有至少两个非等时延的所述提取信号，以生成至少两个模拟参考信号；数字化所述至少两个模拟参考信号和所述收发信机的接收机的模拟接收信号；基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成消除信号；组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

根据第二方面，在所述方法的第一种实现方式中，所述方法还包括将所述模拟参考信号和所述模拟接收信号下变频到所述收发信机的接收机基带，其中，所述多个混频器由通用本地振荡器驱动。

根据第二方面或根据第二方面的第一种实现方式，在所述方法的第二种实现方式中，所述消除信号使用至少一个自适应滤波器生成。

根据第二方面的第二种实现方式，在所述方法的第三种实现方式中，所述消除信号由执行自干扰再生的所述至少一个自适应滤波器生成，所述自干扰由所述接收机通过空口接收来自所述发射机的所述发射信号引起。

根据第二方面的第二或第三种实现方式，在所述方法的第四种实现方式中，所述消除信号由一组自适应滤波器生成，优选地，所述自适应滤波器实现为阻塞滤波器，每个自适应滤波器被馈送一个所述数字化模拟参考信号。

根据第二方面的第四种实现方式，在所述方法的第五种实现方式中，所述方法包括利用生成所述消除信号的输出信号来驱动所述自适应滤波器的适配。

根据第二方面的第四或第五种实现方式，在所述方法的第六种实现方式中，为了生成所述消除信号，所述消除信号通过将第一权重分配给每个自适应滤波器的至少一个抽头来生成，通过遵循归一化最小均方(Normalized Least Mean Square，简称NLMS)过程来更新所述第一权重。

根据第二方面的第六种实现方式，在所述方法的第七种实现方式中，所述消除信号通过将第二权重分配给每个自适应滤波器的至少一个抽头来生成，其中，如果自适应滤波器被馈送来自模拟参考信号的数字化模拟参考信号，所述模拟参考信号的延时更接近由所述接收机通过空口接收的来自所述发射机的所述发射机信号的延时，则将较高的第二权重分配给所述自适应滤波器。

根据第二方面或根据第二方面的任意一种前述实现方式，在所述方法的第八种实现方式中，所述方法还包括：基于所述模拟或数字化模拟参考信号中的至少两个来估计相位噪声信号，以从所述数字化模拟接收信号中去除所述估计相位噪声信号以获得相位噪声校正后的接收信号；基于所述相位噪声校正后的接收信号生成所述消除信号。

根据第二方面的第八种实现方式，在所述方法的第九种实现方式中，所述方法还包括：从所述收发信机的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号，其中所述消除信号基于所述至少一个数字基带参考信号和所述至少两个数字化模拟参考信号生成。

根据第二方面的第八或第九种实现方式，在所述方法的第十种实现方式中，所述方法包括：从至少一个数字化模拟参考信号中去除所述估计的相位噪声信号，以获得至少一个相位噪声校正后的参考信号；基于所述至少一个相位噪声校正后的参考信号生成所述消除信号。

根据第二方面或根据第二方面的任意一种实现方式，在所述方法的第十一种实现方式中，所述方法还包括：在生成所述消除信号之前估计相位噪声信号；从所述数字化模拟接收信号和每个所述数字化模拟参考信号中去除所述估计的相位噪声信号。

根据第二方面的第十一种实现方式，在所述方法的第十二种实现方式中，所述方法还包括：从所述收发信机的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号，其中所述相位噪声信号基于所述至少一个基带参考信号和所述至少一个数字化模拟参考信号估计。

本发明的第三方面提供了一种计算机程序产品，包括存储指令的计算机可读介质，当所述指令由至少一个可编程处理器执行时，使所述至少一个可编程处理器执行操作以实现第二方面或根据第二方面的任意一种实现方式所述的方法。

利用第二方面及其实现方式的方法，可以分别实现第一方面及其实现方式的FD收发信机的所有效果和优点。

需要注意的是，本申请所描述的所有设备、元件、单元和方式均可在软件或硬件元件或它们的任意组合中实现。本申请中描述的各种实体所执行的步骤以及所描述的各种实体要执行的功能均意在指各个实体用于执行各个步骤和功能。

即使在具体实施例的下述描述中，由外部实体执行的特定功能或步骤未在执行特定步骤或功能的实体的特定详细元件的描述中体现，技术人员也应该了解这些方法和功能可以在各个软件或硬件元件或它们的任意组合中实现。

附图说明

结合所附附图，下面一般及具体实施例的描述将阐述上述本发明的各方面及其实现方式，其中：

图1示出了使用传统FD收发信机的基本无线通信场景；

图2示出了传统FD收发信机；

图3示出了传统FD收发信机的数字消除器；

图4示出了基于自干扰信号时延的传统FD收发信机中发生相位噪声(phase-noise，简称PN)影响的数字自干扰消除后的残余自干扰；参考信号的时延应为0；

图5示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图6示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图7示出了本发明一实施例提供的FD收发信机；

图8示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图9示出了本发明一实施例提供的FD收发信机的性能与传统FD收发信机的性能的比较；

图10示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图11示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图12示出了本发明一实施例提供的一种FD收发信机；

图13示出了本发明一实施例提供的一种方法。

具体实施方式

本发明的方案基于以下认识：实际上，相位噪声过程不需要与接收信号分离。为了说明这一点，对于单抽头自干扰信道的情况，参考以下等效信道等式。如图3所示，从所述参考信道和自干扰信道接收的信号受到相同相位噪声φ(t)的影响。

发射信号x(t)通过参考信道h_ref(t)和多径自干扰信道h_I(t)卷积，在LO 202中与相位噪声φ(t)混合，分别获得参考信号y_ref(t)和自干扰信号y(t)。为清晰起见，等式中省略了期望信号的存在。使用t_n表示数字域时间样本，根据下列等式给出数字消除器204的输入：

其中，T_S表示符号率，系统以所述符号率采样。所述数字消除器204的目标是找出系数w_i，以便它能够利用其知道的y_ref(t_n)重构y(t_n)。用数学术语来说，它的目的是找出所述系数{w_i}，使得

使用以下示例可以更好地说明相位噪声与时延之间的相互作用。假设所述自干扰信道中只有一个反射，则可以得到

h_I(t)＝δ(t-Δ_I)。

当系统中存在相位噪声时，参考信号时延Δ_I与自干扰信号时延Δ_ref之间的差值是很大的，因为在这种情况下，y(t_n)与y_ref(t_n)之间的关系为

Δ＝Δ_I-Δ_ref

然后，所述数字消除器204的正确解决方式是有一个单一系数

图5示出了本发明的一般实施例提供的FD收发信机500。所述FD收发信机500包括用于发射信号的发射机501和用于接收信号的接收机502。利用所述FD收发信机500，上述相位噪声问题的解决方式与传统解决方式不同。

如果Δ_I等于Δ_REF，则没有问题，所述接收机502将完全正常工作。因此，这个问题本质上是时延问题。只要所述接收机502具有与干扰信道时延匹配的时延的参考信号，相位噪声就不会对性能产生影响。然而，在实际系统中，所述自干扰信道不是单抽头信道，而是多抽头信道，在不同时延条件下接收发射信号的多个副本。在这种情况下，所述自干扰信道的时延无法匹配，因为实际上存在同一个信号的多个时延。

因此，作为本发明的核心，确保所述接收机502能够以不同时延访问模拟参考信号的多个副本，以便能够匹配在所述自干扰信道上接收的发射信号的多个副本。

因此，所述FD收发信机500包括模拟链路503和至少两条非等延时线504。所述模拟链路503用于提取所述发射机501的模拟发射信号。每条延时线504用于接收所述提取信号，延迟所述提取信号以生成模拟参考信号。

此外，所述FD收发信机500包括转换器505和数字消除器506。如图5所示，优选地，所述转换器505和所述数字消除器506位于所述接收机502中。然而，所述转换器505和所述消除器506也可以分开并连接到所述接收机502。具体地，所述转换器505用于分别数字化所述至少两个模拟参考信号和所述接收机502的模拟接收信号。所述数字消除器506用于基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成消除信号，还用于组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

通过在模拟域中创建所述参考信号的延迟副本，可以确保每次所述全部不同延迟副本都被与所述自干扰信号相同的相位噪声破坏，从而可以使用其中一个或几个副本进行数字消除。因此，所述数字消除器506能够更容易地匹配所述信道，从而更好地估计和消除所述自干扰信号，大大提高所述FD收发信机500的性能。

图6示出了本发明实施例提供的一种FD收发信机500的可能组件的框图概述，基于图5中示出的FD收发信机500。所述FD收发信机500包括所述发射机501和所述接收机502。所述发射机501可以具有一个或多个发射天线602、至少一个D/A和LO驱动混频器(类似于图2中示出的FD收发信机100)。所述接收机502可以具有一个或多个接收天线603、多个LO 601驱动混频器600、多个A/D 505和所述数字消除器506。所述发射机501与所述接收机502之间的链路503提取模拟信号，所述模拟信号被馈送至多个延迟器504以生成所述多个模拟参考信号。可选地，另一数字链路604可以提供从所述发射机501到所述接收机502的基带参考信号。

相比传统FD收发信机，本发明提供的采用图5和图6中示出的FD收发信机500的方法具有很多优点。但是，其主要优点是完全不需要解码所述相位噪声或所述参考信号。事实上，如以下针对具体实施例所示，所述相位噪声不需要以任何具体方式处理。所述数字消除器506的实现方式自然地与所述自干扰信道中所经历的时延相匹配，从而能够几乎完全恢复由于所述相位噪声引起的性能下降。

使用图5和图6中示出的所述多个模拟参考还可以用于利用相位噪声估计技术改进传统FD收发信机。事实上，由于所述添加的延迟器504提供了所述相位噪声的多个副本的访问，相比传统FD收发信机，可以更好地估计所述相位噪声。

图7示出了本发明实施例提供的FD收发信机500的不同原理。在左侧，示出了FD收发信机500，所述收发信机500具有连接到所述发射机501的多根发射天线602和连接到所述接收机502的多根接收天线603。也就是说，所述发射信号可以拆分为多根发射天线602，所述接收信号可以来自多根参考天线。在右侧，示出了一种FD收发信机500原理，其中一根天线700用于发射和接收。所述收发信机500可以在使用循环器701时实现。当然，也可以使用多根天线700进行发射和接收。图7中示出的FD收发信机500的不同原理可应用于本发明FD收发信机500的所有具体实施例。

图8中示出了一具体实施例提供的FD收发信机500。所述实施例基于图5中示出的FD收发信机500。在本实施例中，首先将N个模拟参考转换到数字域，其中每个模拟参考通过单独的A/D转换器505。然后，将所产生的N个数字信号输入到所述数字消除器506，由所述数字消除器506执行所述自干扰再生。所述数字消除器506是或包括至少一个自适应滤波器800，具体地，它可以是一组自适应滤波器800，优选地，实现为阻塞滤波器。每个自适应滤波器800可以被馈送至少一个所述数字化模拟参考信号。为每个自适应滤波器800的抽头分配第一权重w₁，通过遵循归一化最小均方(Normalized Least Mean Squares，简称NLMS)类型过程结合另一新颖权重重新计算w₂更新，所述新颖权重重新计算是(1)与模拟参考j相关联的模拟时延Δ_j和(2)模拟参考总数N的函数。

所述一组自适应滤波器800(每个都带有P个抽头)的新颖定制NLMS实现方式遵循以下过程。自适应滤波器输入定义为

z(t_n)＝[y_ref1(t_n)，y_ref2(t_n)，…，y_refN(t_n)，y_ref1(t_n-1)，y_ref2(t_n-1)，…，y_refN(t_n-1)，…y_ref1(t_n-P+1)，y_ref2(t_n-P+1)，…，y_refN(t_n-P+1)]

其中，y_ref1(t_n)表示时间t_n上的信号y_ref1的样本。滤波器权重定义为

w(t_n)＝diag(w₁(t_n)^Tw₂(t_n))。

这里，w是通过传统NLMS计算的权重

与权重

乘积的对角线，所述权重

作为与所述模拟参考相关联的模拟时延与所述模拟参考总数N的函数计算。所述自干扰的估计计算为

数字消除器506输出等于

用于更新权重

w₁(t_n+1)＝w₁(t_n)+μe(t_n)z(t_n)^T/(z(t_n)z(t_n)^T)

因此，对于所有离线计算的t_n，权重w₂(t_n)都可以是恒定不变的。直观地，当所述信道时延更接近Δ_j时，使用所述权重w₂(t_n)来赋予来自模拟参考j的信号更多权重。在多径信道中，所述权重w₂(t_n)也适用。在这种多径情况下，例如，如果所述信道包含具有时延Δ_i和Δ_j的路径，然后来自具有最接近Δ_i和Δ_j的时延的模拟参考的信号被赋予最大权重。例如，对于具有相应时延Δ₁＝0、Δ₂≥Δ₁和Δ₃≥Δ₂的三个模拟参考以及以上述阻塞形式实现的三个相应自适应滤波器800，计算权重w₂(t_n)的简单方法如下。首先，定义以下初步权重。第一自适应滤波器800的权重都等于1。对于第二自适应滤波器800，对应于小于(Δ₁+Δ₂)/2的时延的权重设置为0，所有其它权重设置为1。对于第三自适应滤波器800，对应于小于(Δ₂+Δ₃)/2的时延的权重设置为0，所有其它权重设置为1。最后，进行归一化处理，使得对滤波器抽头采用的权重w₂(t_n)的和为1，所述滤波器抽头对应于相同时刻t_n。

在本实施例中，仅明确地考虑了NLMS，但是本实施例也可以针对任何其它类型的自适应滤波器800实现，例如递推最小二乘法(Recursive Least Squares，简称RLS)。为了便于表示，上述等式没有明确显示噪声影响，但是由于硬件缺陷，信号

和y(t_n)受到噪声的影响。另外，w₂(t_n)的其它计算方法也是可能的，一个平凡的情况就是所有权重都为1。最后，需要注意的是，本实施例的一个优点是不需要基带参考信号。

图9示出了与传统FD收发信机(例如FD收发信机100)相比，图8中示出的FD收发信机500的显著性能改进。在y轴上，以dBm为单位绘制了接收信号的残余自干扰。在x轴上，以ns为单位绘制了时延。可以看出，在图8的实施例中(图9的实施例1)，对于每个时延，所述残余自干扰远远低于所述传统FD收发信机100(现有技术，具有相位噪声)。

图10示出了所述FD收发信机500的另一具体实施例。在本实施例中，首先将具有不同时延504的两个模拟参考(这里，“模拟参考1”未延迟，而“模拟参考2”延迟)转换到数字域，其中每个模拟参考通过单独的A/D转换器505。然后，将所产生的信号通过所述数字消除器506中的标准信号处理来估计相位噪声过程

可以包括延迟、共轭、归一化和滤波。还可以使用其它方法从两个参考信号中进行估计

然后，使用所述信号

校正(去除)用于所述自干扰再生的信号中的相位噪声。所述自干扰再生可以使用任何一种自适应滤波器800实现。

图11示出了所述FD收发信机500的另一具体实施例。在本实施例中，如图10所示，再次使用两个模拟参考来通过所述数字消除器506中的标准信号处理来估计所述相位噪声过程

可以包括延迟、共轭、归一化和滤波过程。所述处理可以全部在模拟域中实现(如图11所示)，或者可以在所述模拟域与所述数字域之间进行拆分。还可以使用其它方法从两个参考信号中进行估计

然后，使用相位噪声校正信号

校正(去除)来自所述接收天线603的信号中的相位噪声。使用通过链路604从所述发射机501提供到所述接收机502的所述相位噪声校正的信号和基带参考信号进行所述自干扰再生，所述自干扰再生可以使用任何类型的自适应滤波器800实现。

作为本实施例的替代实现方式，可以考虑不使用基带参考的情况，类似于图10中示出的实施例。在这种情况下，修改图11中示出的实施例，使得不仅对来自所述接收天线603的信号还对来自所述模拟参考的信号之一(如图10所示)采用所述相位噪声校正信号

使用所产生的相位噪声校正后的信号进行自干扰再生。

图12示出了所述FD收发信机500的另一具体实施例。本实施例使用通过数字链路604提供的一个基带参考和通过另一模拟链路503提供的N个模拟参考。使用所述基带参考和其中一个所述数字化模拟参考来估计所述相位噪声过程

然后，将所述信号

与所有N个模拟参考和来自一个或多个接收天线603的信号相乘，从而去除全部或部分所述相位噪声。将所产生的信号输入到自适应滤波器800，由所述自适应滤波器800执行自干扰再生。所述数字消除器506实现为一组自适应滤波器800，优选地，实现为阻塞滤波器。所述信号再生遵循与图8中示出的实施例描述的自适应滤波器800实现方式类似的过程。

图13示出了本发明一实施例提供的一种接收信号的方法1300。所述方法1300由本发明一实施例提供的FD收发信机500执行。

所述方法1300包括第一步骤1301，即提取所述收发信机500的发射机501的模拟发射信号。在第二步骤1302中，所述方法1300包括提供具有至少两个非等时延的所述提取信号，以生成至少两个模拟参考信号。在第三步骤1303中，所述方法1300包括数字化所述至少两个模拟参考信号和所述收发信机500的接收机502的模拟接收信号。在第四步骤1304中，所述方法1300包括基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成1304消除信号。在第五步骤1305中，所述方法1300包括组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

已经结合作为实例的不同实施例以及实施方案描述了本发明。但本领域技术人员通过实践所申请保护的发明，研究附图、本公开以及独立权项，能够理解并获得其它变体。在权利要求书以及说明书中，术语“包括”不排除其它元件或步骤，且“一个”并不排除复数可能。单个元件或其它单元可满足权利要求书中所叙述的若干实体或项目的功能。在仅凭某些措施被记载在相互不同的从属权利要求中这个单纯的事实并不意味着这些措施的结合不能在有利的实现方式中使用。

Claims (15)

1.一种全双工(Full-Duplex，简称FD)收发信机(500)，其特征在于，包括发射机(501)和接收机(502)；

链路(503)，用于提取所述发射机(501)的模拟发射信号；

至少两条非等延时线(504)，每条延时线(504)用于接收所述提取信号，延迟所述提取信号以生成模拟参考信号，其中，所述每条延时线(504)的延迟各不相同；

转换器(505)，用于数字化所述至少两个模拟参考信号和所述接收机(502)的模拟接收信号；数字消除器(506)，用于基于所述模拟或数字化模拟参考信号中的至少两个来估计相位噪声信号，基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成消除信号，以及基于所述估计的相位噪声信号组合所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

2.根据权利要求1所述的FD收发信机(500)，其特征在于，还包括：

多个混频器(600)，用于将所述模拟参考信号和所述模拟接收信号下变频到所述接收机(502)的接收机基带；

其中，所述多个混频器(600)由通用本地振荡器(601)驱动。

3.根据权利要求1或2所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)包括至少一个自适应滤波器(800)。

4.根据权利要求3所述的FD收发信机(500)，其特征在于，为了生成所述消除信号，所述至少一个自适应滤波器(800)用于执行自干扰的再生，所述自干扰由所述接收机(502)通过空口接收来自所述发射机(501)的所述发射信号引起。

5.根据权利要求1或2所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)是一组自适应滤波器，每个自适应滤波器(800)被馈送一个所述数字化模拟参考信号。

6.根据权利要求5所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)的输出信号用于驱动所述自适应滤波器(800)的适配。

7.根据权利要求3所述的FD收发信机(500)，其特征在于，为了生成所述消除信号，

所述数字消除器(506)用于将第一权重分配给所述至少一个自适应滤波器的每个自适应滤波器(800)的至少一个抽头，通过遵循归一化最小均方(Normalized Least MeanSquare，简称NLMS)过程来更新所述第一权重。

8.根据权利要求7所述的FD收发信机(500)，其特征在于，为了生成所述消除信号，

所述数字消除器(506)用于将第二权重分配给每个自适应滤波器(800)的至少一个抽头，其中，如果自适应滤波器(800)被馈送来自模拟参考信号的数字化模拟参考信号，所述模拟参考信号的延时更接近由所述接收机(502)通过空口接收的来自所述发射机(501)的所述发射信号的延时，则将较高的第二权重分配给所述自适应滤波器(800)。

9.根据权利要求1或2所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)用于：从所述数字化模拟接收信号中去除所述估计相位噪声信号以获得相位噪声校正后的接收信号；基于所述相位噪声校正后的接收信号生成所述消除信号。

10.根据权利要求9所述的FD收发信机(500)，其特征在于，还包括：

链路(604)，用于从所述收发信机(500)的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号，其中

所述数字消除器(506)用于基于所述至少一个数字基带参考信号和所述至少两个数字化模拟参考信号生成所述消除信号。

11.根据权利要求9所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)用于：从至少一个数字化模拟参考信号中去除所述估计的相位噪声信号，以获得至少一个相位噪声校正后的参考信号；基于所述至少一个相位噪声校正后的参考信号生成所述消除信号。

12.根据权利要求1或2所述的FD收发信机(500)，其特征在于，

所述数字消除器(506)用于从所述数字化模拟接收信号和每个所述数字化模拟参考信号中去除所述估计的相位噪声信号。

13.根据权利要求12所述的FD收发信机(500)，其特征在于，还包括：

链路(604)，用于从所述收发信机(500)的发射机基带中提取至少一个基带信号，以获得至少一个数字基带参考信号，其中

所述数字消除器(506)用于基于所述至少一个数字基带参考信号和至少一个数字化模拟参考信号估计所述相位噪声信号。

14.一种用于使用全双工(Full-Duplex，简称FD)收发信机(500)接收信号的方法(1300)，其特征在于，所述方法(1300)包括以下步骤：

提取(1301)所述收发信机(500)的发射机(501)的模拟发射信号；

提供(1302)具有至少两个非等时延的所述提取信号，以生成至少两个模拟参考信号；

数字化(1303)所述至少两个模拟参考信号和所述收发信机(500)的接收机(502)的模拟接收信号；

基于所述模拟或数字化模拟参考信号中的至少两个来估计相位噪声信号；

基于所述至少两个数字化模拟参考信号生成(1304)消除信号；

基于所述估计的相位噪声信号组合(1305)所述消除信号与所述数字化模拟接收信号。

15.一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质存储有计算机程序，当所述计算机程序由至少一个可编程处理器执行时，使所述至少一个可编程处理器执行操作以实现根据权利要求14所述的方法。

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