JP2001156689A - マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置 - Google Patents
マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置Info
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- JP2001156689A JP2001156689A JP33935799A JP33935799A JP2001156689A JP 2001156689 A JP2001156689 A JP 2001156689A JP 33935799 A JP33935799 A JP 33935799A JP 33935799 A JP33935799 A JP 33935799A JP 2001156689 A JP2001156689 A JP 2001156689A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】マルチキャリアの受信装置において検波前ダイ
バーシチを実現すること。 【解決手段】ｎ本のアンテナＲＸ−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）で
受信された信号Ｒiが、各々複素相互相関演算部２０−
ｉと複素乗算器２１−ｉに出力される。複素相互相関演
算部２０−ｉでは各々複素重みｗi'を各々複素乗算器２
１−ｉに出力する。乗算器２１−ｉでは積ｗi'Ｒiを複
素加算器２２に出力し、複素加算器２２はこれらの和Ｓ
＝ｗ1'Ｒ1＋ｗ2'Ｒ2＋…＋ｗn'Ｒnを出力する。和Ｓ＝
ｗ1'Ｒ1＋ｗ 2'Ｒ2＋…＋ｗn'Ｒnは検波部２０００に提
供されるとともに複素相互相関演算部２０−ｉにもフィ
ードバックされる。複素相互相関演算部２０−ｉにおい
ては、相関信号∫ＲiＳ*dtに比例するように重みｗi'を
決定することで、図２のようなダイバーシチ回路２００
は、ｎ本のアンテナＲＸ−ｉで受信された信号の、フィ
ードバックによるダイバーシチ合成がなされる。
バーシチを実現すること。 【解決手段】ｎ本のアンテナＲＸ−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）で
受信された信号Ｒiが、各々複素相互相関演算部２０−
ｉと複素乗算器２１−ｉに出力される。複素相互相関演
算部２０−ｉでは各々複素重みｗi'を各々複素乗算器２
１−ｉに出力する。乗算器２１−ｉでは積ｗi'Ｒiを複
素加算器２２に出力し、複素加算器２２はこれらの和Ｓ
＝ｗ1'Ｒ1＋ｗ2'Ｒ2＋…＋ｗn'Ｒnを出力する。和Ｓ＝
ｗ1'Ｒ1＋ｗ 2'Ｒ2＋…＋ｗn'Ｒnは検波部２０００に提
供されるとともに複素相互相関演算部２０−ｉにもフィ
ードバックされる。複素相互相関演算部２０−ｉにおい
ては、相関信号∫ＲiＳ*dtに比例するように重みｗi'を
決定することで、図２のようなダイバーシチ回路２００
は、ｎ本のアンテナＲＸ−ｉで受信された信号の、フィ
ードバックによるダイバーシチ合成がなされる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は多数の搬送波（キャ
リア）を用いるマルチキャリア変調用受信方式及びマル
チキャリア変調用受信装置に関する。
リア）を用いるマルチキャリア変調用受信方式及びマル
チキャリア変調用受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えばシングルキャリア変調の受
信方式に検波後ダイバーシチ受信を適用した受信回路と
して特開平９−２４７０６６、特開平１０−２２９３６
０、特開平１０−２５６９６６などが知られている。こ
れらは受信波を検波したのち、各々のアンテナでの先行
波と遅延波の合成信号の位相を揃え、振幅に比例した重
み付けを行うことで最大比合成を行うものである。
信方式に検波後ダイバーシチ受信を適用した受信回路と
して特開平９−２４７０６６、特開平１０−２２９３６
０、特開平１０−２５６９６６などが知られている。こ
れらは受信波を検波したのち、各々のアンテナでの先行
波と遅延波の合成信号の位相を揃え、振幅に比例した重
み付けを行うことで最大比合成を行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、例えば直交
周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）のようなマルチキャリ
ア変調方式の受信装置に上述の検波後ダイバーシチ受信
を適用しようとすれば、各キャリアごとに位相のずれが
異なるため、最適なダイバーシチ受信を行うためにはア
ンテナ毎に直交変換回路（高速フーリエ変換器など）が
必要で且つ各キャリア毎にダイバーシチ回路を１つずつ
組み込む必要があり、回路規模が膨大となるという問題
があった。
周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）のようなマルチキャリ
ア変調方式の受信装置に上述の検波後ダイバーシチ受信
を適用しようとすれば、各キャリアごとに位相のずれが
異なるため、最適なダイバーシチ受信を行うためにはア
ンテナ毎に直交変換回路（高速フーリエ変換器など）が
必要で且つ各キャリア毎にダイバーシチ回路を１つずつ
組み込む必要があり、回路規模が膨大となるという問題
があった。
【０００４】よって本発明の目的は、マルチキャリア変
調用受信方式或いはマルチキャリア変調用受信装置に適
用できるダイバーシチ受信方式を提供することである。
調用受信方式或いはマルチキャリア変調用受信装置に適
用できるダイバーシチ受信方式を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め請求項１に記載の手段によれば、マルチキャリア変調
を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの受信信号を対応する第１、
第２、…、第ｎパラメータを用いて合成する合成手段
と、その合成手段の出力する合成信号と第１、第２、
…、第ｎの受信信号とから、対応する第１、第２、…、
第ｎパラメータを算出するｎ個のパラメータ算出手段と
を有し、合成手段からｎ個のパラメータ算出手段に逐次
フィードバックすることを特徴とする。
め請求項１に記載の手段によれば、マルチキャリア変調
を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの受信信号を対応する第１、
第２、…、第ｎパラメータを用いて合成する合成手段
と、その合成手段の出力する合成信号と第１、第２、
…、第ｎの受信信号とから、対応する第１、第２、…、
第ｎパラメータを算出するｎ個のパラメータ算出手段と
を有し、合成手段からｎ個のパラメータ算出手段に逐次
フィードバックすることを特徴とする。
【０００６】また、請求項２に記載の手段によれば、マ
ルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受
信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の
整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信
号の各々と複素合成信号とから第１、第２、…、第ｎの
複素相互相関信号をとる手段と、第１、第２、…、第ｎ
の複素相互相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎ
の複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段と
を有し、加重合成された複素合成信号を複素相互相関信
号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とす
る。
ルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受
信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の
整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信
号の各々と複素合成信号とから第１、第２、…、第ｎの
複素相互相関信号をとる手段と、第１、第２、…、第ｎ
の複素相互相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎ
の複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段と
を有し、加重合成された複素合成信号を複素相互相関信
号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とす
る。
【０００７】また、請求項３に記載の手段によれば、マ
ルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受
信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の
整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信
号の各々と複素合成信号とから、第１、第２、…、第ｎ
の複素受信信号の各々の遅延量を走査しつつ第１、第
２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる
手段の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じ
て第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する
第１、第２、…、第ｎの遅延手段と、第１、第２、…、
第ｎのスライディング相関信号を重みとして第１、第
２、…、第ｎの遅延された複素受信信号から複素合成信
号を加重合成する手段とを有し、加重合成された複素合
成信号をスライディング相関信号をとる手段に逐次フィ
ードバックすることを特徴とする。
ルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受
信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の
整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信
号の各々と複素合成信号とから、第１、第２、…、第ｎ
の複素受信信号の各々の遅延量を走査しつつ第１、第
２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる
手段の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じ
て第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する
第１、第２、…、第ｎの遅延手段と、第１、第２、…、
第ｎのスライディング相関信号を重みとして第１、第
２、…、第ｎの遅延された複素受信信号から複素合成信
号を加重合成する手段とを有し、加重合成された複素合
成信号をスライディング相関信号をとる手段に逐次フィ
ードバックすることを特徴とする。
【０００８】請求項４乃至請求項６に記載の手段は、そ
れぞれ請求項１乃至請求項３に記載のマルチキャリア変
調用ダイバーシチ受信方式を適用したマルチキャリア変
調用ダイバーシチ受信装置としたものである。
れぞれ請求項１乃至請求項３に記載のマルチキャリア変
調用ダイバーシチ受信方式を適用したマルチキャリア変
調用ダイバーシチ受信装置としたものである。
【０００９】
【作用及び発明の効果】マルチキャリア変調信号の受信
において、最大比合成によるダイバーシチ受信を行う
際、合成信号をフィードバックして、各アンテナの受信
信号の合成のためのパラメータを算出する。ここで言う
パラメータとは、例えば振幅（増幅率）、位相、更には
実時間上での遅延時間などである。このパラメータによ
り、受信信号の所望波が強めあった合成信号を得ること
ができる。こうして合成信号が逐次フィードバックされ
ることにより、所望波の合成信号を強くすることができ
る。
において、最大比合成によるダイバーシチ受信を行う
際、合成信号をフィードバックして、各アンテナの受信
信号の合成のためのパラメータを算出する。ここで言う
パラメータとは、例えば振幅（増幅率）、位相、更には
実時間上での遅延時間などである。このパラメータによ
り、受信信号の所望波が強めあった合成信号を得ること
ができる。こうして合成信号が逐次フィードバックされ
ることにより、所望波の合成信号を強くすることができ
る。
【００１０】受信信号を複素信号として扱い、相関信号
を位相情報の乗った複素相互相関信号とすれば、所望波
の位相を揃えることができる。また、遅延量を走査しつ
つスライディング相関信号を取ることで、各アンテナで
の所望波の遅延時間差をも揃えた、より強い合成信号を
得ることができる。
を位相情報の乗った複素相互相関信号とすれば、所望波
の位相を揃えることができる。また、遅延量を走査しつ
つスライディング相関信号を取ることで、各アンテナで
の所望波の遅延時間差をも揃えた、より強い合成信号を
得ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】〔第１実施例〕図１は、本発明に
係るマルチキャリア変調用受信装置のダイバーシチ受信
回路１００を示したブロック図である。ｎ本のアンテナ
ＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号Ｒ
1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々パラメータ演算回路１０−
１、１０−２、…、１０−ｎと合成回路１１に出力され
る。パラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１０
−ｎでは、パラメータの組（ベクトル）ｗ1、ｗ2、…、
ｗnを合成回路１１に出力する。ここでパラメータと
は、所望波を強くするための振幅（増幅率）と位相の組
（複素数）、実時間上での遅延時間などから選ばれる。
合成回路１１は信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnとパラメータの
組（ベクトル）から例えば複素演算により合成信号Ｓを
出力する。合成信号Ｓは検波部１０００に提供されると
ともにパラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１
０−ｎにもフィードバックされる。これにより所望波が
次第に強まるようフィードバック制御することが可能と
なる。
係るマルチキャリア変調用受信装置のダイバーシチ受信
回路１００を示したブロック図である。ｎ本のアンテナ
ＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号Ｒ
1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々パラメータ演算回路１０−
１、１０−２、…、１０−ｎと合成回路１１に出力され
る。パラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１０
−ｎでは、パラメータの組（ベクトル）ｗ1、ｗ2、…、
ｗnを合成回路１１に出力する。ここでパラメータと
は、所望波を強くするための振幅（増幅率）と位相の組
（複素数）、実時間上での遅延時間などから選ばれる。
合成回路１１は信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnとパラメータの
組（ベクトル）から例えば複素演算により合成信号Ｓを
出力する。合成信号Ｓは検波部１０００に提供されると
ともにパラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１
０−ｎにもフィードバックされる。これにより所望波が
次第に強まるようフィードバック制御することが可能と
なる。
【００１２】パラメータ演算回路でパラメータを決定す
る際、例えばトレーニング信号（既知の参照信号）を含
むマルチキャリア信号の場合は、信号部分の誤差を小さ
くするように決定される。また、ガードインターバルを
含むマルチキャリア信号の場合はガードインターバルと
その複写もとであるシンボル後端部との波形比較により
誤差を小さくするように決定される。また、合成信号と
受信信号の相関をとることで、相関値に比例した複素振
幅（増幅率と位相）として決定することもできる。
る際、例えばトレーニング信号（既知の参照信号）を含
むマルチキャリア信号の場合は、信号部分の誤差を小さ
くするように決定される。また、ガードインターバルを
含むマルチキャリア信号の場合はガードインターバルと
その複写もとであるシンボル後端部との波形比較により
誤差を小さくするように決定される。また、合成信号と
受信信号の相関をとることで、相関値に比例した複素振
幅（増幅率と位相）として決定することもできる。
【００１３】〔第２実施例〕本発明のダイバーシチ受信
としては、合成回路をｎ個の乗算器と１個の加算器の組
み合わせとし、乗算器を複素乗算器とし、パラメータ演
算回路を複素相互相関演算により複素重みを計算するも
のとしても良い。これを図２にダイバーシチ回路２００
として示す。
としては、合成回路をｎ個の乗算器と１個の加算器の組
み合わせとし、乗算器を複素乗算器とし、パラメータ演
算回路を複素相互相関演算により複素重みを計算するも
のとしても良い。これを図２にダイバーシチ回路２００
として示す。
【００１４】図２のダイバーシチ回路２００は、ｎ本の
アンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信され
た信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々複素相互相関演算部
２０−１、２０−２、…、２０−ｎと複素乗算器２１−
１、２１−２、…、２１−ｎとに出力される。各々複素
相互相関演算部２０−１、２０−２、…、２０−ｎでは
複素重みｗ1'、ｗ2'、…、ｗn'を算出し、複素乗算器２
１−１、２１−２、…、２１−ｎに出力する。複素乗算
器２１−１、２１−２、…、２１−ｎは信号Ｒ 1、Ｒ2、
…、Ｒnを複素信号として扱い、複素重みｗ1'、ｗ2'、
…、ｗn'とから信号ｗ1'Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnを
複素加算器２２に出力する。複素加算器２２は信号ｗ1'
Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnの和Ｓ＝ｗ1'Ｒ1＋ｗ2'Ｒ2
＋…＋ｗn'Ｒnを検波部２０００と複素相互相関演算部
２０−１、２０−２、…、２０−ｎとに出力する。
アンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信され
た信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々複素相互相関演算部
２０−１、２０−２、…、２０−ｎと複素乗算器２１−
１、２１−２、…、２１−ｎとに出力される。各々複素
相互相関演算部２０−１、２０−２、…、２０−ｎでは
複素重みｗ1'、ｗ2'、…、ｗn'を算出し、複素乗算器２
１−１、２１−２、…、２１−ｎに出力する。複素乗算
器２１−１、２１−２、…、２１−ｎは信号Ｒ 1、Ｒ2、
…、Ｒnを複素信号として扱い、複素重みｗ1'、ｗ2'、
…、ｗn'とから信号ｗ1'Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnを
複素加算器２２に出力する。複素加算器２２は信号ｗ1'
Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnの和Ｓ＝ｗ1'Ｒ1＋ｗ2'Ｒ2
＋…＋ｗn'Ｒnを検波部２０００と複素相互相関演算部
２０−１、２０−２、…、２０−ｎとに出力する。
【００１５】今、右肩の＊で複素共役を示すとすれば、
複素重みｗi'は、次の式で示されるものである。 ｗi'＝∫ＲiＳ*dt …（１）
複素重みｗi'は、次の式で示されるものである。 ｗi'＝∫ＲiＳ*dt …（１）
【００１６】複素相互相関演算部２０−ｉ（１≦ｉ≦
ｎ）においては、次の方式で信号Ｒiと和Ｓから複素重
みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉで受信された信号
Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和であるとする。ま
た、フィードバックされた和Ｓを、先行波の和による部
分と遅延波の和による部分とに分け、Ｄ0＋Ｕ0と置く。
受信された信号Ｒi＝Ｄi＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の相
関信号を取れば次の通りである。尚、積分区間は任意で
あるので示さないが積分は定積分を示す。 ∫ＲiＳ*dt＝∫(ＤiＤ0 *＋ＵiＵ0 *)dt＋∫(ＤiＵ0 *＋ＵiＤ0 *)dt …（２）
ｎ）においては、次の方式で信号Ｒiと和Ｓから複素重
みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉで受信された信号
Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和であるとする。ま
た、フィードバックされた和Ｓを、先行波の和による部
分と遅延波の和による部分とに分け、Ｄ0＋Ｕ0と置く。
受信された信号Ｒi＝Ｄi＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の相
関信号を取れば次の通りである。尚、積分区間は任意で
あるので示さないが積分は定積分を示す。 ∫ＲiＳ*dt＝∫(ＤiＤ0 *＋ＵiＵ0 *)dt＋∫(ＤiＵ0 *＋ＵiＤ0 *)dt …（２）
【００１７】式（２）で、右辺の第２の積分は相関が小
さいので、確率論的に極めて小さい値を取ると考えて良
い。すると、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｄ0が大きい場合は式
（２）は、 ∫ＲiＳ*dt≒∫ＤiＤ0 *dt …（３−１） また、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｕ0が大きい場合は式（２）
は、 ∫ＲiＳ*dt≒∫ＵiＵ0 *dt …（３−２） となることがわかる。このような相関信号∫ＲiＳ*dtに
比例するように複素重みｗi'を決定することで、図２の
ようなダイバーシチ回路２００は、ｎ本のアンテナＲＸ
−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号の、先
行波が全体として強い場合は先行波が大きく、遅延波が
全体として強い場合は遅延波が強くなるよう、フィード
バックによりダイバーシチ合成されることとなる。複素
重みｗi'を用いることにより、位相情報も相関を取るこ
ととなり、相関度のより高い信号が複素空間でより大き
な重みを以て複素加重合成される。
さいので、確率論的に極めて小さい値を取ると考えて良
い。すると、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｄ0が大きい場合は式
（２）は、 ∫ＲiＳ*dt≒∫ＤiＤ0 *dt …（３−１） また、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｕ0が大きい場合は式（２）
は、 ∫ＲiＳ*dt≒∫ＵiＵ0 *dt …（３−２） となることがわかる。このような相関信号∫ＲiＳ*dtに
比例するように複素重みｗi'を決定することで、図２の
ようなダイバーシチ回路２００は、ｎ本のアンテナＲＸ
−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号の、先
行波が全体として強い場合は先行波が大きく、遅延波が
全体として強い場合は遅延波が強くなるよう、フィード
バックによりダイバーシチ合成されることとなる。複素
重みｗi'を用いることにより、位相情報も相関を取るこ
ととなり、相関度のより高い信号が複素空間でより大き
な重みを以て複素加重合成される。
【００１８】図３は本発明の効果を示すため、シミュレ
ーションを行った結果である。横軸ＤＵＲは先行波と遅
延波の比を示し、右側ほど先行波の割合が高い。図３で
は、比較例として、フィードバックの無い、入力信号か
ら位相を回転させ、各入力信号電力を元に重み付けする
ことによりダイバーシチ合成を行うものを示している。
図３によれば、本発明は、比較例、ダイバーシチ無しに
比較して、ビット誤り率（ＢＥＲ）が著しく改善されて
いることがわかる。
ーションを行った結果である。横軸ＤＵＲは先行波と遅
延波の比を示し、右側ほど先行波の割合が高い。図３で
は、比較例として、フィードバックの無い、入力信号か
ら位相を回転させ、各入力信号電力を元に重み付けする
ことによりダイバーシチ合成を行うものを示している。
図３によれば、本発明は、比較例、ダイバーシチ無しに
比較して、ビット誤り率（ＢＥＲ）が著しく改善されて
いることがわかる。
【００１９】〔第３実施例〕図４は、本発明の第３の実
施例を示す発明に係るマルチキャリア受信装置のダイバ
ーシチ回路３００を示したブロック図である。ｎ本のア
ンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された
信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々スライディング相関演
算部３０−１、３０−２、…、３０−ｎと遅延回路３３
−１、３３−２、…、３３−ｎに出力される。遅延素子
３３−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）は、スライディング相関演算部
３０−ｉから得られる遅延量τiだけ遅延された信号
Ｒi'を複素乗算器３１−ｉに出力する。複素乗算器３１
−ｉではスライディング相関演算部３０−ｉから得られ
る複素重みｗi'と遅延信号Ｒi'の積を複素加算器３２に
出力する。複素加算器３２は、複素乗算器３１−１、３
１−２、…、３１−ｎの出力ｗ1'Ｒ1'、ｗ2'Ｒ2'、…、
ｗn'Ｒn'の和Ｓ'＝ｗ1'Ｒ1'＋ｗ2'Ｒ2'＋…＋ｗn'Ｒn'
をとり、和Ｓ'は検波部３０００に提供されるとともに
スライディング相関演算部３０−１、３０−２、…、３
０−ｎにもフィードバックされる。
施例を示す発明に係るマルチキャリア受信装置のダイバ
ーシチ回路３００を示したブロック図である。ｎ本のア
ンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された
信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々スライディング相関演
算部３０−１、３０−２、…、３０−ｎと遅延回路３３
−１、３３−２、…、３３−ｎに出力される。遅延素子
３３−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）は、スライディング相関演算部
３０−ｉから得られる遅延量τiだけ遅延された信号
Ｒi'を複素乗算器３１−ｉに出力する。複素乗算器３１
−ｉではスライディング相関演算部３０−ｉから得られ
る複素重みｗi'と遅延信号Ｒi'の積を複素加算器３２に
出力する。複素加算器３２は、複素乗算器３１−１、３
１−２、…、３１−ｎの出力ｗ1'Ｒ1'、ｗ2'Ｒ2'、…、
ｗn'Ｒn'の和Ｓ'＝ｗ1'Ｒ1'＋ｗ2'Ｒ2'＋…＋ｗn'Ｒn'
をとり、和Ｓ'は検波部３０００に提供されるとともに
スライディング相関演算部３０−１、３０−２、…、３
０−ｎにもフィードバックされる。
【００２０】スライディング相関演算部３０−ｉ（１≦
ｉ≦ｎ）においては、次の方式で遅延されていない信号
Ｒiと和Ｓ'から重みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉ
で受信された信号Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和で
あるとする。また、フィードバックされた和Ｓ'を、先
行波の和による部分と、受信時の遅延波の和による部分
とに分け、Ｄ0'＋Ｕ0'と置く。受信された信号Ｒi＝Ｄi
＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0'＋Ｕ0'の相関信号を取れば次の通
りである。尚、積分区間は任意であるので示さないが積
分は定積分を示す。また、右肩の＊で複素共役を示す。 ∫ＲiＳ'*dt ＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫（ＤiＵ0'*＋ＵiＤ0'*）dt …（４）
ｉ≦ｎ）においては、次の方式で遅延されていない信号
Ｒiと和Ｓ'から重みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉ
で受信された信号Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和で
あるとする。また、フィードバックされた和Ｓ'を、先
行波の和による部分と、受信時の遅延波の和による部分
とに分け、Ｄ0'＋Ｕ0'と置く。受信された信号Ｒi＝Ｄi
＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0'＋Ｕ0'の相関信号を取れば次の通
りである。尚、積分区間は任意であるので示さないが積
分は定積分を示す。また、右肩の＊で複素共役を示す。 ∫ＲiＳ'*dt ＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫（ＤiＵ0'*＋ＵiＤ0'*）dt …（４）
【００２１】式（４）で、右辺の第２項の積分は相関が
小さい場合は、確率論的に極めて小さい値を取ると考え
て良い。しかし遅延量τiを走査することで右辺第１項
の積分よりも第２項の積分を大きくできる可能性もあ
る。そこで遅延量τiを走査し、式（４）を最大とする
遅延量τiと、そのときの複素積分から複素重みｗi'を
求めることで，より強いダイバーシチ合成を行うことが
できる。式（４）を更に次のように展開する。 ∫ＲiＳ'*dt ＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫ＤiＵ0'*dt＋∫ＵiＤ0'*dt …（５）
小さい場合は、確率論的に極めて小さい値を取ると考え
て良い。しかし遅延量τiを走査することで右辺第１項
の積分よりも第２項の積分を大きくできる可能性もあ
る。そこで遅延量τiを走査し、式（４）を最大とする
遅延量τiと、そのときの複素積分から複素重みｗi'を
求めることで，より強いダイバーシチ合成を行うことが
できる。式（４）を更に次のように展開する。 ∫ＲiＳ'*dt ＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫ＤiＵ0'*dt＋∫ＵiＤ0'*dt …（５）
【００２２】スライディング相関演算部内で、遅延量を
あらかじめ走査し、式（５）の第２項或いは第３項の積
分値として第１項の積分値よりも大きな値が得られた場
合、その時の遅延量τiを出力することで、同様なダイ
バーシチ合成を行うことができる。
あらかじめ走査し、式（５）の第２項或いは第３項の積
分値として第１項の積分値よりも大きな値が得られた場
合、その時の遅延量τiを出力することで、同様なダイ
バーシチ合成を行うことができる。
【００２３】本発明は、マルチキャリアの受信装置にお
いて、最大比合成を検波前に行うものである。上述の３
実施例はその典型例を示したものであり、回路構成は上
述の３実施例に限定されるものではない。
いて、最大比合成を検波前に行うものである。上述の３
実施例はその典型例を示したものであり、回路構成は上
述の３実施例に限定されるものではない。
【図１】本発明の具体的な第１の実施例に係るダイバー
シチ回路の構成を示したブロック図。
シチ回路の構成を示したブロック図。
【図２】本発明の具体的な第２の実施例に係るダイバー
シチ回路の構成を示したブロック図。
シチ回路の構成を示したブロック図。
【図３】第２の実施例のダイバーシチ回路と比較例のビ
ット誤り率を比較したシミュレーションを示したグラフ
図。
ット誤り率を比較したシミュレーションを示したグラフ
図。
【図４】本発明の具体的な第３の実施例に係るダイバー
シチ回路の構成を示したブロック図。
シチ回路の構成を示したブロック図。
１００、２００、３００…ダイバーシチ回路 ＲＸ−ｉ…ｉ番目のアンテナ １０−ｉ…ｉ番目のパラメータ演算回路 ２０−ｉ…ｉ番目の複素相互相関演算部 ３０−ｉ…ｉ番目のスライディング相関演算部 ２１−ｉ、３１−ｉ…ｉ番目の複素乗算器 １１…合成回路 ２２、３２…複素加算器 ３３−ｉ…ｉ番目の遅延回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤元 美俊 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 柴田 伝幸 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD31 DD32 5K059 CC03 DD33 DD37 DD39 EE02
Claims (6)
- 【請求項１】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信方式において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの受信信号を対応する第１、
第２、…、第ｎパラメータを用いて合成する合成手段
と、 その合成手段の出力する合成信号と第１、第２、…、第
ｎの受信信号とから、対応する第１、第２、…、第ｎパ
ラメータを算出するｎ個のパラメータ算出手段とを有
し、 前記合成手段から前記ｎ個のパラメータ算出手段に逐次
フィードバックすることを特徴とするマルチキャリア変
調用ダイバーシチ受信方式。 - 【請求項２】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信方式において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素
合成信号とから第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信
号をとる手段と、 第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号を重みとして
第１、第２、…、第ｎの複素受信信号から複素合成信号
を加重合成する手段とを有し、 加重合成された複素合成信号を前記複素相互相関信号を
とる手段に逐次フィードバックすることを特徴とするマ
ルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式。 - 【請求項３】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信方式において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素
合成信号とから、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号
の各々の遅延量を走査しつつ第１、第２、…、第ｎのス
ライディング相関信号をとる手段と、 第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる
手段の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じ
て第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する
第１、第２、…、第ｎの遅延手段と、 第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号を重み
として第１、第２、…、第ｎの遅延された複素受信信号
から複素合成信号を加重合成する手段とを有し、 加重合成された複素合成信号を前記スライディング相関
信号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴と
するマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式。 - 【請求項４】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信装置において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
と、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの
第１、第２、…、第ｎの受信信号を対応する第１、第
２、…、第ｎパラメータを用いて合成する合成回路と、 その合成回路の出力する合成信号と第１、第２、…、第
ｎの受信信号とから対応する第１、第２、…、第ｎパラ
メータを算出するｎ個のパラメータ算出回路とを有し、 合成回路の合成信号を前記ｎ個のパラメータ算出回路に
逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャリ
ア変調用ダイバーシチ受信装置。 - 【請求項５】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信装置において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
と、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素
合成信号とから第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信
号をとる複素相互相関演算部と、 第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号を重みとして
第１、第２、…、第ｎの複素受信信号から複素合成信号
を加重合成する複素加重演算部とを有し、 加重合成された複素合成信号を前記複素相互相関演算部
に逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャ
リア変調用ダイバーシチ受信装置。 - 【請求項６】 マルチキャリア変調を用いた通信におけ
るダイバーシチ受信装置において、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
と、 第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナ
の、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素
合成信号とから、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号
の各々の遅延量を走査しつつ第１、第２、…、第ｎのス
ライディング相関信号をとるスライディング相関演算部
と、 第１、第２、…、第ｎのスライディング相関演算部の出
力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じて第１、
第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する第１、第
２、…、第ｎの遅延回路と、 第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号を重み
として第１、第２、…、第ｎの遅延された複素受信信号
から複素合成信号を加重合成する複素加重合成部とを有
し、 加重合成された複素合成信号を前記スライディング相関
演算部に逐次フィードバックすることを特徴とするマル
チキャリア変調用ダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33935799A JP3696013B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33935799A JP3696013B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001156689A true JP2001156689A (ja) | 2001-06-08 |
| JP3696013B2 JP3696013B2 (ja) | 2005-09-14 |
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| JP33935799A Expired - Fee Related JP3696013B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置 |
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| WO2006137382A1 (ja) | 2005-06-21 | 2006-12-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | ダイバーシティ合成方法およびダイバーシティ型受信装置 |
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-
1999
- 1999-11-30 JP JP33935799A patent/JP3696013B2/ja not_active Expired - Fee Related
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