JP2003309537A - 直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法 - Google Patents
直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法Info
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- JP2003309537A JP2003309537A JP2002114677A JP2002114677A JP2003309537A JP 2003309537 A JP2003309537 A JP 2003309537A JP 2002114677 A JP2002114677 A JP 2002114677A JP 2002114677 A JP2002114677 A JP 2002114677A JP 2003309537 A JP2003309537 A JP 2003309537A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパス伝搬環境下において、同一チャネ
ル干渉波の妨害を受けることなくサブキャリア単位の合
成又は選択ダイバーシチを行うことができ、受信品質を
向上させるＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法を提供
する。 【解決手段】 複数のサブアレー毎の複数のアンテナ
（１０、１１）と、複数の受信信号に対する重み係数を
計算する重み係数計算部（８０）と、各受信信号に重み
係数を乗算する乗算部（８１）と、乗算された積の受信
信号を加算する加算部（８２）と、加算された和の受信
信号を時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア
単位のサブキャリア受信信号を導出するＦＦＴ（２）
と、を有し、サブキャリア単位でダイバーシチ処理する
ダイバーシチ処理部（３０、３１、３２）と、振幅及び
位相を補正する補正部（４）とを具備する。
ル干渉波の妨害を受けることなくサブキャリア単位の合
成又は選択ダイバーシチを行うことができ、受信品質を
向上させるＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法を提供
する。 【解決手段】 複数のサブアレー毎の複数のアンテナ
（１０、１１）と、複数の受信信号に対する重み係数を
計算する重み係数計算部（８０）と、各受信信号に重み
係数を乗算する乗算部（８１）と、乗算された積の受信
信号を加算する加算部（８２）と、加算された和の受信
信号を時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア
単位のサブキャリア受信信号を導出するＦＦＴ（２）
と、を有し、サブキャリア単位でダイバーシチ処理する
ダイバーシチ処理部（３０、３１、３２）と、振幅及び
位相を補正する補正部（４）とを具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency DivisionMultipl
exing）方式の受信装置及び受信方法に関する。
重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency DivisionMultipl
exing）方式の受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、マルチメディア通信サービスの需
要が急増し、デジタル無線通信によるマルチメディア移
動通信システムの検討も盛んである。高速伝送及びマル
チパスに有効な伝送方式として、ＯＦＤＭ方式が、マル
チメディア移動通信システム及び高速無線ＬＡＮにおい
て採用されている。
要が急増し、デジタル無線通信によるマルチメディア移
動通信システムの検討も盛んである。高速伝送及びマル
チパスに有効な伝送方式として、ＯＦＤＭ方式が、マル
チメディア移動通信システム及び高速無線ＬＡＮにおい
て採用されている。
【０００３】ＯＦＤＭ方式は、広帯域信号を互いに直交
する多数の搬送波（以下「サブキャリア」という）で伝
送することにより、デジタル無線通信において、マルチ
パス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善できる等の特
徴がある。また、このＯＦＤＭ方式は、伝送データを複
数のサブキャリアに分散して伝送しているため、誤り訂
正を組み合わせることにより、マルチパス歪などの周波
数選択性の伝送路歪に対して優れた伝送特性を示すこと
が知られている。
する多数の搬送波（以下「サブキャリア」という）で伝
送することにより、デジタル無線通信において、マルチ
パス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善できる等の特
徴がある。また、このＯＦＤＭ方式は、伝送データを複
数のサブキャリアに分散して伝送しているため、誤り訂
正を組み合わせることにより、マルチパス歪などの周波
数選択性の伝送路歪に対して優れた伝送特性を示すこと
が知られている。
【０００４】ところで、デジタル無線通信にあっては、
移動中受信のような厳しい受信条件下において、更に伝
送特性を向上させる方法として、ＯＦＤＭのサブキャリ
ア単位でダイバーシチ受信を行うことが提案されてい
る。代表的なダイバーシチ受信方式としては、合成ダイ
バーシチ又は選択ダイバーシチがある。
移動中受信のような厳しい受信条件下において、更に伝
送特性を向上させる方法として、ＯＦＤＭのサブキャリ
ア単位でダイバーシチ受信を行うことが提案されてい
る。代表的なダイバーシチ受信方式としては、合成ダイ
バーシチ又は選択ダイバーシチがある。
【０００５】図１は、合成ダイバーシチを用いた従来の
受信装置の構成図である。また、図２は、選択ダイバー
シチを用いた従来の受信装置の構成図である。
受信装置の構成図である。また、図２は、選択ダイバー
シチを用いた従来の受信装置の構成図である。
【０００６】図１及び図２に表された従来の受信装置に
よれば、２系統のＯＦＤＭ復調装置で得られる復調デー
タを、ＯＦＤＭのサブキャリア単位で受信電力に応じて
選択又は合成する。この場合、２系統の伝送路応答は異
なるため、周波数選択性の伝送路歪を改善することがで
きる。
よれば、２系統のＯＦＤＭ復調装置で得られる復調デー
タを、ＯＦＤＭのサブキャリア単位で受信電力に応じて
選択又は合成する。この場合、２系統の伝送路応答は異
なるため、周波数選択性の伝送路歪を改善することがで
きる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
一般的なＯＦＤＭダイバーシチ受信装置によれば、複数
系統の復調データを合成又は選択する際の評価指標とし
て、受信電力の大きさを用いている。このとき、デジタ
ル無線通信において同一チャネル干渉波を受けている場
合などは、受信電力の大きい系統が必ずしも受信品質が
良いとは限らない。更に、同一チャネル干渉波の受信電
力が大きい場合、ＯＦＤＭ受信信号の復調ができなくな
ることもある。
一般的なＯＦＤＭダイバーシチ受信装置によれば、複数
系統の復調データを合成又は選択する際の評価指標とし
て、受信電力の大きさを用いている。このとき、デジタ
ル無線通信において同一チャネル干渉波を受けている場
合などは、受信電力の大きい系統が必ずしも受信品質が
良いとは限らない。更に、同一チャネル干渉波の受信電
力が大きい場合、ＯＦＤＭ受信信号の復調ができなくな
ることもある。
【０００８】そこで、本発明は、同一チャネル干渉波が
存在する（所望波より干渉波の方が強くても）マルチパ
ス伝搬環境下においても、同一チャネル干渉波の妨害を
受けることなくサブキャリア単位の合成又は選択ダイバ
ーシチを行うことができ、受信品質を向上させることが
できるＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法を提供する
ことを目的とする。
存在する（所望波より干渉波の方が強くても）マルチパ
ス伝搬環境下においても、同一チャネル干渉波の妨害を
受けることなくサブキャリア単位の合成又は選択ダイバ
ーシチを行うことができ、受信品質を向上させることが
できるＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法を提供する
ことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明における直交周波
数分割多重方式の受信装置によれば、複数のグループに
分割されたサブアレー毎に、直交周波数分割多重方式の
受信信号を受信する複数のアンテナと、複数の受信信号
に対する重み係数を計算する重み係数計算手段と、各受
信信号に重み係数を乗算する乗算手段と、乗算された積
の受信信号を加算する加算手段と、加算された和の受信
信号を、時間領域から周波数領域に変換してサブキャリ
ア単位のキャリア受信信号を導出する高速フーリエ変換
手段とを有し、サブキャリア単位でサブキャリア受信信
号をダイバーシチ処理するダイバーシチ処理手段と、ダ
イバーシチ処理されたサブキャリア受信信号における振
幅及び位相を補正する補正手段と、を具備することを特
徴とする。
数分割多重方式の受信装置によれば、複数のグループに
分割されたサブアレー毎に、直交周波数分割多重方式の
受信信号を受信する複数のアンテナと、複数の受信信号
に対する重み係数を計算する重み係数計算手段と、各受
信信号に重み係数を乗算する乗算手段と、乗算された積
の受信信号を加算する加算手段と、加算された和の受信
信号を、時間領域から周波数領域に変換してサブキャリ
ア単位のキャリア受信信号を導出する高速フーリエ変換
手段とを有し、サブキャリア単位でサブキャリア受信信
号をダイバーシチ処理するダイバーシチ処理手段と、ダ
イバーシチ処理されたサブキャリア受信信号における振
幅及び位相を補正する補正手段と、を具備することを特
徴とする。
【００１０】本発明の構成によれば、各サブアレーで同
一チャネル干渉波を抑圧し、その干渉波の抑圧された各
サブアレーの出力信号をそれぞれＦＦＴ回路で時間領域
から周波数領域に変換してサブキャリア毎の信号を取り
出し、サブキャリア単位でのダイバーシチ処理を行う２
段階の受信方式である。これにより、同一チャネル干渉
波が存在する環境においても、同一チャネル干渉波を除
去することより、ダイバーシチ受信することが可能とな
り、受信品質を向上するようになる。
一チャネル干渉波を抑圧し、その干渉波の抑圧された各
サブアレーの出力信号をそれぞれＦＦＴ回路で時間領域
から周波数領域に変換してサブキャリア毎の信号を取り
出し、サブキャリア単位でのダイバーシチ処理を行う２
段階の受信方式である。これにより、同一チャネル干渉
波が存在する環境においても、同一チャネル干渉波を除
去することより、ダイバーシチ受信することが可能とな
り、受信品質を向上するようになる。
【００１１】本発明の他の実施形態によれば、Ｎ（≧
３）個のアンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割
されることも好ましい。
３）個のアンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割
されることも好ましい。
【００１２】本発明の他の実施形態によれば、複数のア
ンテナは、サブアレー毎の出力信号間の相関性が最小と
なるように配置されることも好ましい。
ンテナは、サブアレー毎の出力信号間の相関性が最小と
なるように配置されることも好ましい。
【００１３】本発明の他の実施形態によれば、重み係数
計算手段は、受信信号の各相関行列を導出する相関行列
推定手段と、各相関行列及び参照信号によって、信号干
渉雑音比が最大となるように重み係数を計算する重み係
数演算手段と、を具備することも好ましい。
計算手段は、受信信号の各相関行列を導出する相関行列
推定手段と、各相関行列及び参照信号によって、信号干
渉雑音比が最大となるように重み係数を計算する重み係
数演算手段と、を具備することも好ましい。
【００１４】本発明の他の実施形態によれば、相関行列
推定手段は、受信信号の複素共役を求める複素共役計算
手段と、受信信号と、複素共役計算手段より導出された
値との相関値を計算する相関値計算手段と、を具備する
ことも好ましい。
推定手段は、受信信号の複素共役を求める複素共役計算
手段と、受信信号と、複素共役計算手段より導出された
値との相関値を計算する相関値計算手段と、を具備する
ことも好ましい。
【００１５】本発明の他の実施形態によれば、ダイバー
シチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値及び位
相から重み係数を算出する算出手段と、サブキャリア受
信信号毎に重み係数を掛けて、サブキャリア単位で合成
する合成ダイバーシチ手段と、を具備することも好まし
い。
シチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値及び位
相から重み係数を算出する算出手段と、サブキャリア受
信信号毎に重み係数を掛けて、サブキャリア単位で合成
する合成ダイバーシチ手段と、を具備することも好まし
い。
【００１６】本発明の他の実施形態によれば、ダイバー
シチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値を算出
する算出手段と、最大受信振幅を得たサブキャリア受信
信号に相当するサブアレーを選択する選択手段と、を具
備することも好ましい。
シチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値を算出
する算出手段と、最大受信振幅を得たサブキャリア受信
信号に相当するサブアレーを選択する選択手段と、を具
備することも好ましい。
【００１７】本発明の他の実施形態によれば、補正手段
は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブ
キャリア受信信号の中のパイロット信号を用いて伝搬路
推定を行い、推定された推定値を記憶する記憶手段と、
ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャ
リア受信信号毎の受信データ信号と、記憶手段より記憶
された同一サブキャリアの伝播路推定値との比を、サブ
キャリア毎に算出する算出手段と、を具備することも好
ましい。
は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブ
キャリア受信信号の中のパイロット信号を用いて伝搬路
推定を行い、推定された推定値を記憶する記憶手段と、
ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャ
リア受信信号毎の受信データ信号と、記憶手段より記憶
された同一サブキャリアの伝播路推定値との比を、サブ
キャリア毎に算出する算出手段と、を具備することも好
ましい。
【００１８】本発明の直交周波数分割多重方式の受信方
法によれば、複数のグループに分割されたサブアレー毎
に、複数のアンテナを用いて直交周波数分割多重方式の
受信信号を受信する段階と、複数の受信信号に対する重
み係数を計算する段階と、各受信信号に重み係数を乗算
する段階と、乗算された積の受信信号を加算する段階
と、加算された和の受信信号を、高速フーリエ変換によ
り時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位
のサブキャリア受信信号を導出する段階と、を有し、サ
ブキャリア単位でサブキャリア受信信号をダイバーシチ
処理する段階と、ダイバーシチ処理されたサブキャリア
受信信号における振幅及び位相を補正する段階と、を有
することを特徴とする。
法によれば、複数のグループに分割されたサブアレー毎
に、複数のアンテナを用いて直交周波数分割多重方式の
受信信号を受信する段階と、複数の受信信号に対する重
み係数を計算する段階と、各受信信号に重み係数を乗算
する段階と、乗算された積の受信信号を加算する段階
と、加算された和の受信信号を、高速フーリエ変換によ
り時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位
のサブキャリア受信信号を導出する段階と、を有し、サ
ブキャリア単位でサブキャリア受信信号をダイバーシチ
処理する段階と、ダイバーシチ処理されたサブキャリア
受信信号における振幅及び位相を補正する段階と、を有
することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下では、図面を参照して、本発
明の実施の形態について説明する。
明の実施の形態について説明する。
【００２０】図３は、合成ダイバーシチを用いた本発明
の受信装置の構成図である。図３は、図１と比較して、
ＯＦＤＭ信号を受信するサブアレー毎に高速フーリエ変
換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）回路２を有す
る。そして、ＦＦＴ回路２の前段部において、複数のグ
ループに分割されたサブアレー毎に、複数のアンテナ１
０と、該アンテナ１０による受信信号から重み係数を計
算する重み係数計算部８０と、各受信信号に重み係数を
乗算する乗算部８１と、乗算された積の受信信号を加算
する加算部８２とを有する。
の受信装置の構成図である。図３は、図１と比較して、
ＯＦＤＭ信号を受信するサブアレー毎に高速フーリエ変
換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）回路２を有す
る。そして、ＦＦＴ回路２の前段部において、複数のグ
ループに分割されたサブアレー毎に、複数のアンテナ１
０と、該アンテナ１０による受信信号から重み係数を計
算する重み係数計算部８０と、各受信信号に重み係数を
乗算する乗算部８１と、乗算された積の受信信号を加算
する加算部８２とを有する。
【００２１】このとき、重み係数計算部８０は、サブア
レー毎の重み係数が、受信信号及び参照信号よりサブア
レーの出力信号の信号干渉雑音比（ＳＩＮＲ：desired
Signal to Interference-plus-Noise Ratio）を最大と
するように導出する。
レー毎の重み係数が、受信信号及び参照信号よりサブア
レーの出力信号の信号干渉雑音比（ＳＩＮＲ：desired
Signal to Interference-plus-Noise Ratio）を最大と
するように導出する。
【００２２】図４は、本発明の重み係数計算部８０の機
能構成図である。重み係数計算部８０は、受信信号の各
相関行列を導出する相関行列推定部８０１と、各相関行
列及び参照信号によって、信号干渉雑音比が最大となる
ように重み係数を計算する重み係数演算部８０２とを有
する。また、相関行列推定部８０１は、受信信号の複素
共役を求める複素共役計算部８０１１と、受信信号と複
素共役計算部より導出された値との相関値を計算する相
関値計算部８０１２とを有する。
能構成図である。重み係数計算部８０は、受信信号の各
相関行列を導出する相関行列推定部８０１と、各相関行
列及び参照信号によって、信号干渉雑音比が最大となる
ように重み係数を計算する重み係数演算部８０２とを有
する。また、相関行列推定部８０１は、受信信号の複素
共役を求める複素共役計算部８０１１と、受信信号と複
素共役計算部より導出された値との相関値を計算する相
関値計算部８０１２とを有する。
【００２３】更に、図３の他の構成部分について説明す
る。ＦＦＴ回路２は、時間軸上のＯＦＤＭ変調波を周波
数軸上のデータに変換し、サブキャリア単位の振幅及び
位相を示すサブキャリア受信信号(ベースバンドのＩ、
Ｑチャネル信号）を導出する。その複数のサブキャリア
受信信号は、重み係数算出部３０に入力される。重み係
数算出部３０は、サブキャリア毎にサブキャリア受信信
号の相関行列を計算し、この相関行列の最大固有値に対
する固有ベクトルを計算する。この固有ベクトルを、対
応するサブキャリアの重み係数ベクトルとする。そし
て、重み係数算出部３０は、各サブキャリアの重み付け
係数を乗算部３１へ出力する。乗算部３１によって、サ
ブキャリア受信信号毎に重み係数が掛けられ、加算部３
２によってサブキャリア単位で合成される。
る。ＦＦＴ回路２は、時間軸上のＯＦＤＭ変調波を周波
数軸上のデータに変換し、サブキャリア単位の振幅及び
位相を示すサブキャリア受信信号(ベースバンドのＩ、
Ｑチャネル信号）を導出する。その複数のサブキャリア
受信信号は、重み係数算出部３０に入力される。重み係
数算出部３０は、サブキャリア毎にサブキャリア受信信
号の相関行列を計算し、この相関行列の最大固有値に対
する固有ベクトルを計算する。この固有ベクトルを、対
応するサブキャリアの重み係数ベクトルとする。そし
て、重み係数算出部３０は、各サブキャリアの重み付け
係数を乗算部３１へ出力する。乗算部３１によって、サ
ブキャリア受信信号毎に重み係数が掛けられ、加算部３
２によってサブキャリア単位で合成される。
【００２４】次に、補正部４は、サブキャリア毎に合成
ダイバーシチ回路で合成されたサブキャリア受信信号に
おける振幅及び位相を、サブキャリア毎の伝搬路応答を
推定して補正する。この伝搬路推定は、事前に保存され
た既知の各サブキャリアのパイロット信号を用いて行わ
れる。
ダイバーシチ回路で合成されたサブキャリア受信信号に
おける振幅及び位相を、サブキャリア毎の伝搬路応答を
推定して補正する。この伝搬路推定は、事前に保存され
た既知の各サブキャリアのパイロット信号を用いて行わ
れる。
【００２５】この補正部４は、記憶部と、算出部とを有
する。記憶部は、ダイバーシチ処理部より選択又は合成
されたサブキャリア受信信号の中のパイロット信号を用
いて伝搬路推定を行い、推定された推定値を記憶する。
また、算出部は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合
成されたサブキャリア受信信号毎の受信データ信号と、
前記記憶手段より記憶された同一サブキャリアの伝播路
推定値との比を、サブキャリア毎に算出する。
する。記憶部は、ダイバーシチ処理部より選択又は合成
されたサブキャリア受信信号の中のパイロット信号を用
いて伝搬路推定を行い、推定された推定値を記憶する。
また、算出部は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合
成されたサブキャリア受信信号毎の受信データ信号と、
前記記憶手段より記憶された同一サブキャリアの伝播路
推定値との比を、サブキャリア毎に算出する。
【００２６】更に、補正されたサブキャリア受信信号
は、復調部５により復調され、パラレルシリアル変換部
６によりシリアル信号に戻され、そのシリアル信号を復
号部７により復号される。復号部７は、デインタリーブ
回路により、送信側で符号化されたインタリーブ回路の
逆の処理を行う。処理されたデータは、後段のビタビデ
コーダ回路に渡され、ビタビデコードされる。更に、ビ
タビデコード回路の出力データは、誤り訂正回路に入力
され、送信側の符号器の逆の処理を行う。処理されたデ
ータは、出力端子よりＴＳ（Transport Stream）信号と
して出力される。
は、復調部５により復調され、パラレルシリアル変換部
６によりシリアル信号に戻され、そのシリアル信号を復
号部７により復号される。復号部７は、デインタリーブ
回路により、送信側で符号化されたインタリーブ回路の
逆の処理を行う。処理されたデータは、後段のビタビデ
コーダ回路に渡され、ビタビデコードされる。更に、ビ
タビデコード回路の出力データは、誤り訂正回路に入力
され、送信側の符号器の逆の処理を行う。処理されたデ
ータは、出力端子よりＴＳ（Transport Stream）信号と
して出力される。
【００２７】図５は、選択ダイバーシチを用いた本発明
の受信装置の構成図である。図４は、図２と比較して、
ＦＦＴ回路２の前段部において、図３及び図４と同様の
回路を構成したものである。
の受信装置の構成図である。図４は、図２と比較して、
ＦＦＴ回路２の前段部において、図３及び図４と同様の
回路を構成したものである。
【００２８】図５によれば、アンテナ１毎に備えられた
ＦＦＴ回路２により、サブキャリア単位のサブキャリア
受信信号が導出される。その複数のサブキャリア受信信
号は、比較部３３へ入力される。比較部３３は、サブキ
ャリア毎に各サブアレーの受信信号振幅を比較し、受信
信号振幅の大きいサブアレーを選択するための制御信号
をセレクタ３４へ出力する。セレクタ３４は、最大受信
振幅を得たサブキャリア受信信号に相当するアンテナの
受信信号を選択する。その後の処理は、図３と同様であ
る。
ＦＦＴ回路２により、サブキャリア単位のサブキャリア
受信信号が導出される。その複数のサブキャリア受信信
号は、比較部３３へ入力される。比較部３３は、サブキ
ャリア毎に各サブアレーの受信信号振幅を比較し、受信
信号振幅の大きいサブアレーを選択するための制御信号
をセレクタ３４へ出力する。セレクタ３４は、最大受信
振幅を得たサブキャリア受信信号に相当するアンテナの
受信信号を選択する。その後の処理は、図３と同様であ
る。
【００２９】図６は、本発明による第１のアレイアンテ
ナを上部から見た配置図である。本発明によれば、サブ
アレー毎のアンテナ素子数と、その配置とは、サブアレ
ー毎の出力信号間の相関性が最小となるように設定され
る。図６によれば、１２本のアンテナ素子が、４本毎に
３つのサブアレーとして分割されている。また、各サブ
アレーは、アンテナシステムの中心から互いに１２０°
の位置に配置されている。
ナを上部から見た配置図である。本発明によれば、サブ
アレー毎のアンテナ素子数と、その配置とは、サブアレ
ー毎の出力信号間の相関性が最小となるように設定され
る。図６によれば、１２本のアンテナ素子が、４本毎に
３つのサブアレーとして分割されている。また、各サブ
アレーは、アンテナシステムの中心から互いに１２０°
の位置に配置されている。
【００３０】図７は、本発明による第２のアレイアンテ
ナを上部から見た配置図である。図７によれば、１６本
のアンテナ素子が、４行４列の正方形状に配置されてい
る。但し、受信装置内では、４本毎に４つのサブアレー
として分割されている。
ナを上部から見た配置図である。図７によれば、１６本
のアンテナ素子が、４行４列の正方形状に配置されてい
る。但し、受信装置内では、４本毎に４つのサブアレー
として分割されている。
【００３１】図８は、本発明による第３のアレイアンテ
ナを上部から見た配置図である。図８によれば、６本の
アンテナ素子が、２行３列の長方形状に配置されてい
る。但し、受信装置内では、中央の１列が２つのサブア
レーによって共有されている。即ち、Ｎ（≧３）個のア
ンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割することが
できる。
ナを上部から見た配置図である。図８によれば、６本の
アンテナ素子が、２行３列の長方形状に配置されてい
る。但し、受信装置内では、中央の１列が２つのサブア
レーによって共有されている。即ち、Ｎ（≧３）個のア
ンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割することが
できる。
【００３２】図９は、本発明による第４のアレイアンテ
ナを上部から見た配置図である。図９によれば、図７と
同様に、１６本のアンテナ素子が、４行４列の正方形状
に配置されている。但し、受信装置内では、第１行及び
第２行による第１のサブアレーと、第２行及び第３行に
よる第２のサブアレーと、第３行及び第４行による第３
のサブアレーとに分割されている。
ナを上部から見た配置図である。図９によれば、図７と
同様に、１６本のアンテナ素子が、４行４列の正方形状
に配置されている。但し、受信装置内では、第１行及び
第２行による第１のサブアレーと、第２行及び第３行に
よる第２のサブアレーと、第３行及び第４行による第３
のサブアレーとに分割されている。
【００３３】前述した本発明の種々の実施形態によれ
ば、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修
正及び省略が、当業者によれば容易に行うことができ
る。特に、前述においては、装置構成について詳細に説
明したが、方法として実現できることは、当業者によれ
ば容易に想到できる。前述の説明はあくまで例であっ
て、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特
許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ
制約される。
ば、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修
正及び省略が、当業者によれば容易に行うことができ
る。特に、前述においては、装置構成について詳細に説
明したが、方法として実現できることは、当業者によれ
ば容易に想到できる。前述の説明はあくまで例であっ
て、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特
許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ
制約される。
【００３４】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
ＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法によれば、同一チ
ャネル干渉波が存在するマルチパス伝搬環境下において
も、同一チャネル干渉波の妨害を受けることなくサブキ
ャリア単位の合成又は選択ダイバーシチを行うことがで
き、受信品質を向上させることができる。
ＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法によれば、同一チ
ャネル干渉波が存在するマルチパス伝搬環境下において
も、同一チャネル干渉波の妨害を受けることなくサブキ
ャリア単位の合成又は選択ダイバーシチを行うことがで
き、受信品質を向上させることができる。
【図１】合成ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構
成図である。
成図である。
【図２】選択ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構
成図である。
成図である。
【図３】合成ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の
構成図である。
構成図である。
【図４】本発明の重み係数計算部８０の機能構成図であ
る。
る。
【図５】選択ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の
構成図である。
構成図である。
【図６】本発明による第１のアレイアンテナを上部から
見た配置図である。
見た配置図である。
【図７】本発明による第２のアレイアンテナを上部から
見た配置図である。
見た配置図である。
【図８】本発明による第３のアレイアンテナを上部から
見た配置図である。
見た配置図である。
【図９】本発明による第４のアレイアンテナを上部から
見た配置図である。
見た配置図である。
１ アンテナ素子
１０、１１ サブアレーにグループ化されたアンテナ素
子 ２ ＦＦＴ、高速フーリエ変換部 ３０ 重み係数算出部 ３１ 乗算部 ３２ 加算部 ３３ 比較部、ダイバーシチ制御部 ３４ セレクタ ４ 補正部 ５ 復調部 ６ パラレル／シリアル変換部 ７ 復号部 ８０ 重み係数計算部 ８０１ 相関行列推定部 ８０１１ 複素共役計算部 ８０１２ 相関値計算部 ８０２ 重み係数演算部 ８０３ 参照信号発生部 ８１ 乗算部 ８２ 加算部
子 ２ ＦＦＴ、高速フーリエ変換部 ３０ 重み係数算出部 ３１ 乗算部 ３２ 加算部 ３３ 比較部、ダイバーシチ制御部 ３４ セレクタ ４ 補正部 ５ 復調部 ６ パラレル／シリアル変換部 ７ 復号部 ８０ 重み係数計算部 ８０１ 相関行列推定部 ８０１１ 複素共役計算部 ８０１２ 相関値計算部 ８０２ 重み係数演算部 ８０３ 参照信号発生部 ８１ 乗算部 ８２ 加算部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33
5K059 CC03 DD02 DD33 DD35 DD36
5K067 AA02 BB04 BB21 CC02 CC24
DD51 EE10 EE61 KK02 KK03
Claims (9)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重方式の受信装置にお
いて、 複数のグループに分割されたサブアレー毎に、 前記直交周波数分割多重方式の受信信号を受信する複数
のアンテナと、 前記複数の受信信号に対する重み係数を計算する重み係
数計算手段と、 前記各受信信号に前記重み係数を乗算する乗算手段と、 前記乗算された積の受信信号を加算する加算手段と、 前記加算された和の受信信号を、時間領域から周波数領
域に変換してサブキャリア単位のサブキャリア受信信号
を導出する高速フーリエ変換手段とを有し、 前記サブキャリア単位で前記サブキャリア受信信号をダ
イバーシチ処理するダイバーシチ処理手段と、 前記ダイバーシチ処理された前記サブキャリア受信信号
における振幅及び位相を補正する補正手段とを具備する
ことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 Ｎ（≧３）個の前記アンテナは、Ｋ（≧
２）個の前記サブアレーに分割されることを特徴とする
請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項３】 前記複数のアンテナは、前記サブアレー
毎の出力信号間の相関性が最小となるように配置される
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項４】 前記重み係数計算手段は、 前記受信信号の各相関行列を導出する相関行列推定手段
と、 前記各相関行列及び参照信号によって、信号干渉雑音比
が最大となるように重み係数を計算する重み係数演算手
段とを具備することを特徴とする請求項１から３のいず
れか１項に記載の受信装置。 - 【請求項５】 前記相関行列推定手段は、 前記受信信号の複素共役を求める複素共役計算手段と、 前記受信信号と、前記複素共役計算手段より導出された
値との相関値を計算する相関値計算手段と、 を具備することを特徴とする請求項４に記載の受信装
置。 - 【請求項６】 前記ダイバーシチ処理手段は、 前記サブキャリア受信信号の振幅値及び位相から重み係
数を算出する算出手段と、 前記サブキャリア受信信号毎に前記重み係数を掛けて、
前記サブキャリア単位で合成する合成ダイバーシチ手段
とを具備することを特徴とする請求項１から５のいずれ
か１項に記載の受信装置。 - 【請求項７】 前記ダイバーシチ処理手段は、 前記サブキャリア受信信号の振幅値を算出する算出手段
と、 最大受信振幅を得た前記サブキャリア受信信号に相当す
る前記サブアレーを選択する選択手段とを具備すること
を特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の受
信装置。 - 【請求項８】 前記補正手段は、 前記ダイバーシチ処
理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号の
中のパイロット信号を用いて伝搬路推定を行い、推定さ
れた推定値を記憶する記憶手段と、 前記ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブ
キャリア受信信号毎の受信データ信号と、前記記憶手段
より記憶された同一サブキャリアの伝播路推定値との比
を、サブキャリア毎に算出する算出手段とを具備するこ
とを特徴とする請求項６又は７に記載の受信装置。 - 【請求項９】 直交周波数分割多重方式の受信方法にお
いて、 複数のグループに分割されたサブアレー毎に、 複数のアンテナを用いて前記直交周波数分割多重方式の
受信信号を受信する段階と、 前記複数の受信信号に対する重み係数を計算する段階
と、 前記各受信信号に前記重み係数を乗算する段階と、 前記乗算された積の受信信号を加算する段階と、 前記加算された和の受信信号を、高速フーリエ変換によ
り時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位
のサブキャリア受信信号を導出する段階とを有し、 前記サブキャリア単位で前記サブキャリア受信信号をダ
イバーシチ処理する段階と、 前記ダイバーシチ処理された前記サブキャリア受信信号
における振幅及び位相を補正する段階とを有することを
特徴とする受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002114677A JP3846356B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | 直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002114677A JP3846356B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | 直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003309537A true JP2003309537A (ja) | 2003-10-31 |
| JP3846356B2 JP3846356B2 (ja) | 2006-11-15 |
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ID=29396395
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002114677A Expired - Fee Related JP3846356B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | 直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3846356B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005006116A (ja) * | 2003-06-12 | 2005-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置および受信方法 |
| JP2006203659A (ja) * | 2005-01-21 | 2006-08-03 | Clarion Co Ltd | ダイバーシティ受信機及びｏｆｄｍ信号処理装置 |
| US7161534B2 (en) * | 2004-07-16 | 2007-01-09 | Industrial Technology Research Institute | Hybrid beamforming apparatus and method for the same |
| JP2008066982A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ｏｆｄｍ信号合成用受信装置および中継装置 |
| JP2008160357A (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-10 | Kojima Press Co Ltd | 車両用ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2009218721A (ja) * | 2008-03-07 | 2009-09-24 | Sanyo Electric Co Ltd | 受信装置及び受信方法 |
| JP2010226463A (ja) * | 2009-03-24 | 2010-10-07 | Japan Radio Co Ltd | マルチアンテナ受信機及びマルチアンテナ受信機を用いた受信方法 |
-
2002
- 2002-04-17 JP JP2002114677A patent/JP3846356B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005006116A (ja) * | 2003-06-12 | 2005-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置および受信方法 |
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| JP4688761B2 (ja) * | 2006-09-06 | 2011-05-25 | 日本放送協会 | Ｏｆｄｍ信号合成用受信装置および中継装置 |
| JP2008160357A (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-10 | Kojima Press Co Ltd | 車両用ｏｆｄｍ受信装置 |
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| JP2010226463A (ja) * | 2009-03-24 | 2010-10-07 | Japan Radio Co Ltd | マルチアンテナ受信機及びマルチアンテナ受信機を用いた受信方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3846356B2 (ja) | 2006-11-15 |
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